close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

курсова робота

код для вставкиСкачать
3. Опис роботи схеми
Рис. Схема мостового інвертора напруги
Транзисторні пари VT1-VT4 та VT2-VT3 почергово відкривається та
закривається, змінюючи напрямок протікання струму у навантаженні.
Струм зворотних діодів VD1-VD4 тече через вхідне коло проти е.р.с. джерела,
що забезпечує повернення енергії, накопиченої у реактивних компонентах
вихідного кола, а при генеративному режимі роботи навантаження також
передачу її активної потужності джерелу. У цьому режимі інвертор працює як
випрямляч.
Після того як за допомогою мостової схеми вхідну напругу було інвертовано, за
допомогою фільтру з послідовним резонансним контуром виділяється її
основна гармоніка та пригнічується вищі. Далі за допомогою трансформатора
TV1 значення вихідної підвищується до необхідного значення.
При широтно-імпульсному способі регулювання вихідної напруги, функції
інвертування та регулювання суміщені в одній силовій частині. Такий спосіб
Арк.
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
5
регулювання дозволяє зменшити габарити та масу всього перетворювача. Суть
полягає у тому, що в процесі роботи інвертора можна змінювати тривалість
імпульсу напруги на навантаженні і тим самим змінювати величину напруги.
Широтно-імпульсний спосіб регулювання найбільш доцільно використовувати
у інверторах напруги.
Рис. Часові діаграми роботи схеми
Арк.
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
6
4. Розрахунок силової частини
4.1. Вибір компонентів схеми мостового інвертора напруги
Рис. Мостовий інвертор напруги
Номінальна напруга на вході інвертора
Ud  180 Â
Максимальна напруга на вході інвертора
Ud ì àêñ  Ud 1,1  198 Â
У мостовій схемі напруга U ÊÅ , що прикладається до замкненого транзистора
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
Арк.
7
дорівнює напрузі живлення моста, тобто UÊÅ  Ud ì àêñ . Струм I ÊÅ , що протікає
крізь транзистор дорівнює максимальному струму навантаження помноженому
на коефіцієнт трансформації трансформатора I ÊÅ  nIí .ì àêñ . Зворотна напруга та
середній струм рекупераційних діодів обираються з тих же міркування, що і
транзисторів.
UÊÅ
IÊÅ
ì ³í
ì ³í
 UVD
 IVD
ì ³í
ì ³í
 Ud ì àêñ  198 Â
 nIí .ì àêñ  12,8 À
Виходячи з отриманих значень обираємо IGBT транзистори IRG7IA19U
компанії International Rectifier та Ultrafast діоди STTH8R03D компанії
STMicroelectronics. Транзистори IRG7IA19U розраховані на напругу U ÊÅ до 360
В та струм I ÊÅ до 30 А. Діоди розраховані на зворотну напругу UVD до 300 В та
середній струм IVD до 20А.
Арк.
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
8
4.2. Вихідний фільтр інвертора
Рис. Фільтр з послідовним резонансним контуром
Основна ланка вихідного фільтру – це дросель L1 , який приєднується у вихідне
коло послідовно. Для ефективної фільтрації повинні виконуватися дві умови
zï ê  ê L1  zí ê , zï î  L1  zí î ,
де  і ê – частоти основної та старшої з гармонік, на згладжування якої
розраховується фільтр; zï ê , zï ê , zï ê , zï ê – модулі опорів навантаження і
послідовної ланки фільтра на цих частотах.
Фільтр з послідовним резонансним контуром дозволяє полегшити виконання
другої нерівності при виході на змінному струмі, внаслідок чого знижується
падіння напруги основної гармоніки на послідовній ланці фільтра і зовнішня
характеристика стає більш жорсткою. Для цього контур L1, C1 налаштовується
в резонанс на основній частоті
 L1 
1
C1
Виходячи з цієї формули та частоти вхідного сигналу, можна розрахувати
добуток L1C1 та номінали індуктивності та ємностей фільтру
Арк.
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
9
L1C1 
1

2

1
4 f
2
2
 f  20êÃö 
1
4  20 10
2

3 2
 6,34 1011
L1  25 ì êÃí
Ñ1  Ñ2 
За
обчисленими
номіналами
6,34 1011
 2,5 ì êÔ
L1
обираємо
дросель
B82503U0000E001
та
конденсатор B25832F4255K001 компанії EPCOS. Дросель має індуктивність 25
мкГн та розрахований на струм підмагнічування до 15 А та напругу до 400 В.
Конденсатор має ємність 2,5 мкФ та розрахований на напругу до 640В та стум
до 16 А.
Арк.
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
10
4.3. Розрахунок силового трансформатора
Розрахуємо габаритний параметр трансформатора SÎ SÑ .
SÎ SÑ 
PÃ
, де
20  kô  f  j  Bm  kî  kñ
PÃ - габаритна потужність трансформатора, Âò ( PÃ  P Í );
kô - коефіцієнт форми (для синусоїдального сигналу kô  1,11);
f - частота мережі живлення, Ãö ;
j - густина стуму в дротах обмоток, À / ìì
2
;
Bm - максимальна індукція осердя, Òë;
kî - коефіцієнт заповнення вікна дротами обмоток;
kñ - коефіцієнт заповнення сталлю осердя(для будь-яких феритів можна
прийняти kñ  1);
Густина струму у дротах обмоток трансформатора j  5À / ìì
2
 5 106 À / ì 2 . Для
осердя з фериту марки М2000НМ оберемо максимальну індукцію Bm  0,2Òë, а
коефіцієнт заповнення вікна дротами обмотки kî оберемо рівним 0,1.
Тепер є усі необхідні параметри для обрахунку габаритного параметра SÎ SÑ та
визначення типорозміру осердя.
SÎ SÑ 
Змн.
PÃ
2415

 5,44 108 ì 4  5,44ñì
3
6
20  kô  f  j  Bm  kî  kñ 20 1,11 20 10  5  10  0,2  0,1 1
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
4
Арк.
11
З наступної таблиці визначаємо типорозмір осердя:
Отже, необхідний типорозмір осердя К45х28х12, у якого SÑ  1,02 ñì 2 , а
SÎ  6,15 ñì
2
Кількість витків первинної обмотки
Ud ì ³í 104
162 104
W1 

 90 âèò ê³â
4,44  fñ  Bm  SÑ  kñ 4,44  20 103  0,2 1,02 1
Кількість витків вторинної обмотки
W1 
Uâèõ ì ³í 104
218,5 104

 120 âèò ê³â
4,44  fñ  Bm  SÑ  kñ 4,44  20 103  0,2 1,02 1
Струм вторинної обмотки
I2  Ií . ì àêñ  10 À
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
Арк.
13
Струм первинної обмотки
I1  nI2  12,8 À
Площа перетину дроту первинної обмотки
S1 
I1 12,8

 2,56 ì ì
j
5
2
Площа перетину дроту вторинної обмотки
S2 
I2 10
 2 ì ì
j 5
2
Діаметр дроту первинної обмотки
d1  2
S1

2
2,56
 1,81 ì ì
3,14
2
2
 1,6 ì ì
3,14
Діаметр дроту вторинної обмотки
d1  2
S2

Для первинної обмотки обираємо дріт ПЭВ-2 діаметром 1,88 мм, а для
вторинної – дріт ПЭВ-2 діаметром 1,62 мм.
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
Арк.
14
5. Система керування
Рис. Система керування мостовим інвертором напруги
Система керування виконана на основі мікроконтролера ATmega8 компанії
Atmel та двох напівмостових драйверів IGBT транзисторів IR2104 компанії
International Rectifier.
На виводах OC1A і OC1B 16-бітного таймера/лічильника мікроконтролера
формуються ШИМ-сигнали, зсув фаз між якими регулюється клавішами PB1
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
Змн. Арк.
№ докум.
Підпис Дата
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
Арк.
15
та PB2. Таймер налаштовано на роботу у режимі CTC (скидання таймеру при
співпадінні) та ввімкнена інверсія виводів OC1A і OC1B при співпадінні зі
значеннями регістрів OCR1A та OCR1B відповідно. У регістрах OCR1A та
OCR1B задаються фази сигналів, а період сигналу задає значення регістру ISR.
Час рахунку таймера буде дорівнювати половині періоду сигналу, тому таймер
треба налаштовувати на подвійну частоту сигналу, тобто f  40 êÃö .
Частоту ШІМ-сигналу на виводі таймера у режимі CTC можна знайти за
наступною формулою
fOC1x 
fclk
,
N 1  TOP
fOC1x – частота сигналу на виводі таймера; fclk – частота, на якій працює
мікроконтролер; N – значення дільника частоти; TOP – максимальне значення
рахунку таймера.
Узявши fclk  4 Ì Ãö , N  1 та TOP  1023 (10-біт) на виводах таймера отримаємо
ШІМ-сигнали з необхідною частотою 40 кГц.
Визначимо значення керуючих регістрів TCCR1A і TCCR1B таймера.
Рис. Регістр TCCR1A
Рис. Регістр TCCR1B
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
Арк.
16
TCCR1A:
Біти 7-4 регістру визначають стани виводів таймера при співпадінні, у нашому
випадку 0101;
Біти 3-2 завжди мають значення 0;
Біти 1-0 разом з бітами 4-3 регістру TCCR1B визначають режим таймеру,
режим CTC з рахунком до значення регістру ISR має наступні значення 00
(TCCR1A) і 11 (TCCR1B).
TCCR1B:
Біти 7-5 завжди мають значення 0
Біти 2-0 визначають значення дільника частоти, значенню N  1 відповідає
комбінація бітів 001.
Таким чином, конфігурація керуючих регістрів має наступній вигляд
TCCR1A  01010000b  50h
TCCR1B  00011001b  19h
Рис. Живлення системи керування
Мікросхема IR2104 – напівмостовий драйвер верхнього та нижнього ключів,
виконаний на основі бутстремної схеми. Драйвер розрахований на напругу до
600 В, видає 130 мА струму на верхній ключ та 270 мА на нижній і має
вбудовану затримку між перемиканнями транзисторів у 520 нс.
Для живлення мікроконтролера необхідна напруга +5 В, а для драйверів – +12
В. Живлення для мікросхем системи керування виконано на двох лінійних
стабілізаторах напруги L7805 та L7812 компанії STMicroelectronics.
Арк.
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
ПЕ.КП.ДС8110.001ПЗ
ДС81.006.000.001ПЗ
ДС81.004.000.002ПЗ
17
Документ
Категория
Другое
Просмотров
238
Размер файла
545 Кб
Теги
курсова_робота
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа