close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Моя Курсовая

код для вставкиСкачать
Министерство общего и профессионального образования
Российской Федерации
Самарский государственный аэрокосмический университет
имени академика С.П. Королева
Кафедра радиотехники
Связной приемник
Пояснительная записка к курсовому проекту
Студент
Власов А. В.
Группа
551к
Руководитель проекта
Днищенко В.А.
2005
Кафедра радиотехники
Задание № 20 на курсовой проект студенту Власову А. В..
гр. 551к.
1. Содержание задания
1.1. Спроектировать связной радиоприемник
1.2. Смоделировать один из узлов на ЭВМ
1.3. Разработать конструкцию печатной платы
1.4. Оформить пояснительную записку и графическую часть КП
2.Исходные данные
2.1. Диапазон частот, МГц...................................... ..............................................................19/24
2.2. Частотная точность........................................................................................................... 105
2.3. Чувствительность, мкВ........................................................................................................20
2.4. Избирательность по соседнему каналу, дБ........................................................................80
2.5. Избирательность по зеркальному каналу, дБ....................................................................50
2.6. Коэффициент перекрестной модуляции, %.........................................................................3
2.7. Диапазон помехи при расстройке, дБ/кГц....................................................................83/42
2.8. Неравномерность в полосе, дБ............................................................................................10
2.9. Вид модуляции……………………………………………………..................................А3Е
2.10. Частоты модуляции нижняя/верхняя, кГц................................................................0.2/3.2
2.11. АРУ, дБ...........................................................................................................................60/10
2.12. Выходная мощность УНЧ, Вт.............................................................................................2
2.13. Допустимые искажения, %..................................................................................................9
2.14. Тип РПрУ...........................................................................................................Стационарн.
2.15. Напряжение питания, В........................................................................................................9
3. Перечень и объем графических документов
3.1. Связной радиоприемник. Схема электрическая принципиальная.............................1л.А2
3.2. Связной радиоприемник. Схема электрическая принципиальная (прилож. к ПЗ)..1л.А3
3.3. Плата приемника. Чертеж сборочный..........................................................................1л.А4
3.4. Пояснительная записка. шрифт 14, 1,5 интервала - 40...60л. или рукописный..50 - 80 л.
2
РЕФЕРАТ
Курсовой проект.
Пояснительная записка:
Графическая документация:
с.,
рис.,
л. А4,
источников
л. А3,
л. А2.
СВЯЗНОЙ РАДИОПРИЕМНИК, СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЙ ПРИЕМНИК,
ИНТЕГРАЛЬНАЯ МИКРОСХЕМА, ТРАНЗИСТОР, ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ,
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ.
Разработано радиоприёмное устройство с заданными
характеристиками и условиями эксплуатации. Проведены расчёты,
синтезированы функциональная и принципиальная схемы, выбрано
конструктивное решение.
3
СОДЕРЖАНИЕ
Введение……………………………………………………………………….
1 Анализ задания. Выбор и разработка структурной схемы …………….
1.1 Выбор типа структурной схемы………………………………………
1.2 Определение полосы пропускания……………………………………
1.3 Выбор промежуточной частоты и количества преобразований
частоты………………………………………………………………….
1.4 Распределение избирательности по трактам ……………………….
1.5 Расчёт избирательности с учётом выбранного nрч …………………
1.6 Обеспечение требуемой чувствительности РПрУ………………….
1.7 Требования многосигнальной избирательности……………………
1.8 Предварительный расчёт УПЧ………………………………………
1.9 Распределение усиления по трактам…………………………………
1.10 Выбор элементов настройки………………………………………...
1.11 Предварительный расчет АРУ ………………………………….…..
2 Электрический расчёт РПрУ…………………………………………….
2.1 Расчёт элементов входной цепи……………………………………...
2.2 Расчёт предварительного УРЧ……………………………………….
2.3 Расчёт гетеродина……………………………………………………..
2.4 Расчёт амплитудного детектора………………………………………
2.5 Схема автоматической регулировки усиления………………………
2.6 Усилитель низкой частоты ……………………………………………
Заключение……………………………………………………………………
Список использованных источников ………………………………………
Приложение 1 .........................................................………………………….
Приложение 2 ..........................................................................................……
4
ВВЕДЕНИЕ
Целью разработки данного курсового проекта является закрепление
знаний, полученных в курсе ”Устройства приёма и обработки сигналов”,
овладение
методами
синтеза
и
расчёта
принципиальной
схемы
радиоприёмного устройства, усвоение принципа работы и зависимости
основных
характеристик
прибора
от
параметров
элементов
схемы,
ознакомление с особенностями конструкции связных радиоприёмных
устройств.
Развитие
микроэлектроники
налагает
особенности
на
процесс
проектирования. Разработанные на сегодняшний момент типовые модули на
базе интегральных микросхем (ИМС) существенно упрощают расчёт и
проработку
отдельных
каскадов
радиоприёмного
устройства,
и
их
согласование. Поэтому основная задача проектирования - разработать
структурную схему, а затем, ознакомившись с элементной базой выбрать
ИМС,
наиболее
соответствующую
требованиям,
предъявляемым
к
разрабатываемому устройству.
5
1 АНАЛИЗ ЗАДАНИЯ. РАЗРАБОТКА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
1.1 Выбор типа структурной схемы
Высокие качественные показатели современных связных РпрУ,
входящих в системы радиосвязи и радионаблюдения
обуславливают
выбор супергетеродинной схемы построения приёмника. На степень
усложнения схемы супергетеродина влияют в первую очередь требования
односигнальной избирательности по дополнительным каналам приёма,
частотной точности (стабильности частоты настройки), в сочетании с
высокой многосигнальной избирательностью и чувствительностью.
Рассмотрение требований по чувствительности и избирательности даёт
материал для решения вопроса о структуре тракта прохождения сигналов,
способе разбивки на поддиапазоны, числе преобразований частоты,
номиналах промежуточных частот и т.д.
Приёмник
прямого
усиления
не
может
обеспечить
высокой
чувствительности и хорошей избирательности в диапазоне коротких волн,
что требуется по заданию, т.к. по мере роста несущей частоты устойчивое
усиление
транзисторных каскадов уменьшается. Поэтому в данном
случае более целесообразным будет применение супергетеродинной
схемы, в которой могут быть устранены недостатки схемы приёмника
прямого усиления. Сравнительно простыми техническими средствами
промежуточную частоту приёмника можно сделать постоянной для
принимаемых сигналов в достаточно широком диапазоне частот.
Благодаря этому в каскадах УПЧ оказывается возможным применять
сложные избирательные системы, обеспечивающие гораздо лучшую
избирательность, чем одиночные контура. Кроме того, подбирая (снижая)
промежуточную частоту, можно достаточно хорошо согласовать полосу
пропускания УПЧ с шириной спектра принимаемого сигнала.
Данное
РПрУ
может
быть
реализовано
на
основе
многофункциональной ИМС К174ХА2 /2/, предназначенной для работы в
6
составе
радиовещательных
приёмников
третьей
и
второй
групп
сложности. ИМС содержит апериодический усилитель радиочастоты А1 с
системой АРУ А2, смеситель UZ1, усилитель промежуточной частоты А4
с системой АРУ А5, гетеродин G1 и стабилизатор А3.
1.2Определение полосы пропускания
Полоса пропускания связного РПрУ должна обеспечивать малые
искажения спектра принимаемого сигнала при заданном виде модуляции
(А3Е).Она определяется реальной шириной спектра сигнала fс и запасом,
зависящим от частотной точности радиолинии:
П= fсп +2fдоп+ 2fнест , (1.1)
где fнест - расхождение между частотой принимаемой станции и
частотой настройки приемника,
fдоп - доплеровский сдвиг частоты
2
2
2
– расширение полосы пропускания,
f нест  f max  f прд
 f прм
 f доп
учитывающее нестабильность
Для связных РПрУ III класса и ниже допускается ручной
поиск
станции и подстройка приемника во время эксплуатации. В этом случае
П= fсп
Реальная ширина спектра модулированных радиосигналов для
амплитудной модуляции определяется следующим образом:
fсп = 2Fмакс ,
где Fмакс- максимальная частота спектра модулирующего сигнала;
fсп=2 Fмакс =64 кГц.
Таким образом, П= 64 кГц
1.3 Выбор промежуточной частоты и количества преобразований
частоты
Выбор номинального значения промежуточной частоты связан с
7
удовлетворением основных требований односигнальной избирательности:
подавления дополнительных каналов приема и достижения высокой
селективности по соседнему каналу при заданной полосе пропускания РПрУ.
С увеличением номинала промежуточной частоты уменьшается количество
избирательных систем в преселекторе при требуемой избирательности по
зеркальному каналу. С другой стороны, высокое значение fпр затрудняет
получение узких полос пропускания УПЧ с хорошей прямоугольностью.
Для достижения заданной избирательности по зеркальному каналу з
при наиболее часто встречающемся преселекторе (одноконтурная ВЦ,
резонансный одноконтурный УРЧ) и нижней настройке
гетеродина
величина fпр должна удовлетворять условию:
2
f
n
f  с макс  з рч 1 (1.2)
4Qэрч
'
пр
где
fс макс - максимальная частота диапазона РПрУ;
Qэрч - эквивалентная добротность тракта радиочастоты;
Прч - число контуров в преселекторе.
Величина Qэрч берется, исходя из опыта разработок РПрУ, по таблицам,
приведенным в /3/.
Для диапазона рабочих частот f=6..30МГц согласно /3/ Qэрч=120
Тогда в соответствии с (1.2) получим:
При n=1
f пр'  6,54МГц
при n=2
f пр'  0,41МГц , (*)
Для обеспечения требуемой полосы пропускания УПЧ промежуточная
частота должна удовлетворять условию
f пр''  П  QЭПЧ  (nПЧ ) (1.3)
где
Qэпч - эквивалентная добротность LC избирательных систем тракта
f пр"  ПQэпч ( П пч )
промежуточной частоты;
(nпч) - функция, зависящая от типа УПЧ и nпч - числа каскадов,
настроенных на fпр
8
Согласно /3/ выбираем Qэпч=250, (nпч)=1 тогда:
f прII  2МГц , (**)
Таким образом значение промежуточной частоты должно лежать в
пределах инетрвала: 0,41МГц  f пр  2МГц
Необходимо учесть следующие факторы:
1. Величина fпр должна быть вне диапазона рабочих частот РПрУ и
отстоять от его границ как можно дальше. Это необходимо для достижения
заданной избирательности по каналу прямого прохождения fпр .
2. С уменьшением номинала fпр :
облегчается выбор транзисторов и ИС с высоким устойчивым усилением;
меньше зависимость усиления и полосы пропускания от разброса и
изменения параметров электронных приборов; меньше коэффициент шума
УПЧ.
3. Для лучшей фильтрация в детекторе необходимо, чтобы
fпр  ( 5…10 ) Fмакс
4. Номинальное значение fпр следует выбирать в диапазоне, где не
работают мощные радиовещательные станции. Исходя из этого, определены
нормализованные значения fпр : 110-115, 125-130, 210-215, 460-465, 490-510,
720-750, 910-930, 1500-1600, 2200, 3000 кГц [3]
Учитывая все вышеизложенное можно принять:
f пр  490кГц
1.4 Распределение избирательности по трактам
Диапазон рабочих частот устройства: ПРЧ  19 24МГц - это средняя часть
КВ диапазона. Здесь выполняется условие
ПРЧ  3  П . Следовательно,
основная неравномерность частотной характеристики приходится на тракты
промежуточной и низкой частоты.
Полоса
пропускания
НЧ
тракта
определится
как:
ПНЧ  Fmax  Fmin  4  0,1  3,9кГц
9
1.5 Расчёт избирательности с учётом выбранного nрч
Для nрч=2 , одноконтурной ВЦ и одноконтурного УРЧ необходимо
выполнение неравенств:
з  з.вцз.урч , пч  пч.вцпч.урч , (1.4)
где з.вц = 1  Q2э.вч δ2 з ; (1.5)
Qэ.вц =
Q эрч
, (1.6)
1a
где a – коэффициент рассогласования ВЦ, а = 0,5 для ненастроенной
антенны.
Qэ.вц = 80.
з =
f 0  2f пр
f0
, (1.7)

f0
f 0  2f пр
где f0 – наиболее опасная частота диапазона приемника ,
fпр – промежуточная частота.
f0 = 24 МГц, fпр = 490кГц.
з =
24 106  2  490103
24 106

 0,162
24 106
24 106  2  490103
з.вц =
1  802  (0,162) 2  12,98
2   2 , (1.8)
Аналогично з.урч = 1  Qэрч
пч
з.урч = 1  1202  (0,162) 2  19,43
з.вчз.урч = 50,03дБ > з = 50дБ
1.6 Обеспечение требуемой чувствительности РПрУ
Требования к чувствительности определены в задании как величина
напряжения минимального сигнала в антенне. В самом общем случае эта
величина должна удовлетворять уравнению
Ea  2 вх Un2  Uш2 , (1.9)
где вх – соотношение сигнал/шум на входе РПрУ;
10
Uп – напряжение внешних помех;
Uш – напряжение собственных шумов, приведенное ко входу РпрУ.
Соотношение сигнал/шум на входе приемника:
 вх   вых (К 2  mа2 ) Пнч
mа2 Пэф
 6,69 вых  66,9
где К=3 для телефонных сигналов,
mа = 0.3 – глубина амплитудной модуляции,
вых = 10 – соотношение сигнал/шум на выходе приемника.
Исходя из заданной чувствительности Ea  16мкВ можно по формуле
(1.10)
рассчитать
допустимый
коэффициент
шума
приемника,
обеспечивающий требуемое соотношение С/Ш на выходе  вых  10 .
2
Eпр
N доп 
 1 , (1.10)
4   вх2  k  T0  f эф  Ra
где
k = 1,3810-23 Дж/К – постоянная Больцмана;
Т0 = 290 0 – нормальная температура;
Ra = 10 Ом – активная составляющая сопротивления антенны.
Получим Nдоп  9,1
Для ориентировочного расчета при использовании преселектора без
УРЧ N  4Nтр , где Nтр – коэффициент шума транзистора, выбранный равным
4. Т.о. реальный коэффициент шума:
NбезУРЧ  16
NбезУРЧ  Nдоп - следовательно необходимо применение УРЧ.
Для ориентировочного расчета при использовании преселектора с УРЧ N 
Nтр
NсУРЧ  4
11
1.7 Требования многосигнальной избирательности
По техническому заданию уровень помехи составляет 92дБ при ее
отстройке от частоты настройки радиоприемника 46кГц. При этих условиях
необходимо обеспечить уровень перекрестной модуляции не выше 1.6%.
Эти параметры необходимо разделить на активные элементы, стоящие
до основного фильтра (на УРЧ и на смеситель).
Коэффициент перекрестных искажений на УРЧ:
K Пер1  1  K ПерОбщ  1 , (1.11)
K Пер1  0,008
Теперь можно определить допустимое напряжение помехи на входе УРЧ:
Uдоп  2  K Пер1  S S  , (1.12)
где: S S  - нелинейный параметр усилительного элемента – Для ИМС
К174ХА2 отношение S S  = 5,133
Получим: U доп  0,287В
Фактическое напряжение помехи на входе активного элемента:
Uп 
где:
п
Eап  Eа 10
20
Eап  Kвц
 вц
, (1.13)
 637мВ - напряжение помехи в антенне,
Kвц  4 - коэффициент передачи входной цепи(для одноконтурной ВЦ),
2
 вц  1  Qэвц   пом
 1,58 - ослабление помехи во входной цепи.
Qэвц 
Qэрч
 80 ,
1 a2
где a  0,5 для ненастроенной антенны.
 пом 
f н max  F
f н max

 0,0073,
f н max
f н max  F
где F – заданная отстройка помехи.
Подставив найденные значения в (1.13) получим:
U п  2,2В
12
Условие U п  U доп не выполняется, т.е. необходимо использовать активный
элемент с большим отношением S S  .
Для обеспечения многосигнальной избирательности необходимо
использовать на входе ИМС дополнительный усилительный каскад на
полевом транзисторе. В качестве активного элемента данного каскада
используется
полевой
транзистор
КП303А
для
которого
известно
соотношение S/S'' = 300 /4/. Тогда получим
U доп  2,4В (при K Пер1  0,0095)
В пункте 1.6 было определено что требуемая чувствительность РПрУ
обеспечивается при использовании в качестве первого активного элемента
биполярного транзистора. Известно, что полевые транзисторы имеют
меньший уровень собственных шумов. Т.е. требуемая чувствительность
будет обеспечена при использовании в качестве первого активного элемента
полевого транзистора КП303А.
1.8 Предварительный расчёт УПЧ
Предварительный расчет УПЧ сводится к проработке его структуры
для выполнения основного требования – избирательности по соседнему
каналу. В задании на проектирование избирательность РПрУ задана
величиной ослабления соседнего канала. Поэтому необходимо перейти к
заданию избирательности по соседнему каналу с помощью коэффициента
прямоугольности. Требуемый коэффициент прямоугольности:
Kп.т р 
2  fс
, (1.14)
П
f с  10 кГц,
Kп.тр  2,5
Рассчитаем зависимость K п от числа избирательных каскадов nпч при
заданном значении избирательности по соседнему каналу  с :
13
Kп
4
nпч
с 1
nпч
2 1
, (1.15)
Таблица 2 – Зависимость K п от nпч .
nпч
1
2
3
4
5
K п ( nпч )
8,41
3,60
2,85
2,50
2,34
Для выбранного числа избирательных каскадов должно выполнятся
условие Kп.тр  Kп nпч  .
Однако это условие выполняется лишь при числе избирательных
каскадов nпч  4 , что значительно усложняет схему
Применение LC фильтров сосредоточенной селекции возможно при
условиях:
1)
f
2,6
.

f пр Qэпч
2)Sфсс  0.15 дБ/Гц,
где Sфсс = 2с / (Пс - П) - крутизна скатов характеристики ФСС.
В нашем случае:
fQэпч
 2,67 ,
fпр
Sфсс = 0.064,
то есть оба неравенства выполняются, поэтому предполагается
использовать в тракте промежуточной частоты ФСС. Наиболее подходящим
для работы в данном устройстве является электромеханический фильтр типа
ЭМФП-5-490-8. Как известно, в отличие от пъезоэлектрического фильтра,
электромеханический обладает монотонно возрастающей характеристикой
затухания в полосе задерживания и трансформирующими свойствами, что
исключает
применение
дополнительного
колебательного
контура
в
преобразователе частоты. Кроме того достоинство ЭМФ еще и в том, что при
его разгрузке (увеличении нагрузочных сопротивлений) параметры фильтра
14
сохраняются. Это качество весьма существенно ввиду того, что первый
каскад УПЧ, являющийся нагрузкой фильтра, работает в режиме АРУ.
Для обеспечения требуемой избирательности по соседнему каналу,
учитывая что ослабление для одного фильтра при расстройке на 10 кГц не
менее 43 дБ, требуется два фильтра.
УПЧ построен на микросхеме К174ХА2. Вследствие высокой
избирательности радиотракта и низкого характеристического сопротивления
фильтра применение резонансных согласующих устройств не является
необходимостью.
1.9 Распределение усиления по трактам
Усиление сигнала в приемнике распределяется по трактам радио-,
промежуточной и низкой частот. Общее усилие линейной части РПрУ
определяется как
КТР 
U вх д
 22097..44194
2Е а
где Uвх.д - номинальное входное напряжение детектора, для диодного
амплитудного детектора составляет 0.5…1В.
Коэффициент усиления до детекторной части разрабатываемого РпрУ
распределяется следующим образом:
K р  Kвц  KУРЧ  Kимс  Kфсс , (1.16)
где:
Kвц  4..6 - коэффициент передачи входной цепи,
K урч  3...5 - коэффициент передачи резонансного каскада УРЧ,
Kим с  40000 - коэффициент передачи интегральной микросхемы,
2
Kфсс  K эм
ф  0,25 - коэффициент передачи фильтра сосредоточенной
селекции,
Подставляя данные в (1.16) получим:
K р  4  3  40000 0,25  120000
15
1.10 Выбор элементов настройки
Для третьего класса сложности, к которому относится разрабатываемое
РПрУ применяется как дискретная, так и плавная настройка. В задании не
определен способ настройки, поэтому, с целью удешевления и упрощения
конструкции выберем плавную настройку.
Способы перестройки частоты колебательных систем можно разделить
на механический и электрический. Для разрабатываемого РПрУ выберем
электрический способ настройки. В качестве элемента перестройки
выбирается варикап.
Для заданного коэффициента перекрытия по частоте: K f 
f н max
 1,712,
f н min
требуется коэффициент перекрытия по емкости Kc  K 2f  2,930, что вполне
реально для варикапов. Кроме того, эти элементы выгодно отличаются
высокой добротностью, низким уровнем собственных шумов и малой
зависимостью их параметров от частоты. Выбираем варикап КВ104Д.
1.11 Предварительный расчет АРУ
АРУ характеризуется динамическим диапазоном регулировки: Dару = Dвх
- Dвых = 60– 10=50дБ, где Dвх, Dвых – изменение амплитуды сигнала на
входе и выходе РПрУ, выраженное в децибелах. ИМС К174ХА2 имеет
встроенную систему АРУ /2/, позволяющую регулировать усиление путём
подачи постоянного напряжения на входы 3 (охватывает каскады УРЧ) и 9
(охватывает каскады УПЧ), при этом глубина
регулирования до 50 дБ по
входу 3 и свыше 60 дБ по входу 9. Следовательно можно будет ограничится
одной петлей АРУ УПЧ. Расчёт системы АРУ сводится к расчёту фильтра
АРУ, который представлен далее.
16
1.12 Составление полной структурной схемы
В результате предварительного расчёта РПрУ была составлена его
структурная схема, представленная на рисунке 3.
K=0,25
K=40000
K=4
DАРУ=42дБ
УРЧ2
УРЧ1
С
УПЧ
АД
Rвых>60кОм
К174ХА2
Г
Рисунок
Fпр=490кГц
Rвх>3кОм
K=3
ВЦ
ФСС
Pвых=0,8Вт
УНЧ
- Структурная схема РПрУ
Здесь ВЦ – входная цепь;
УРЧ1 – резонансный усилитель радиочастоты;
УРЧ2 – апериодический усилитель радиочастоты;
С – смеситель;
УПЧ – усилитель промежуточной частоты;
Г – перестраиваемый гетеродин;
АД – амплитудный детектор;
УНЧ – усилитель низкой частоты.
17
2 ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ РПРУ
2.1 Расчёт элементов входной цепи
В нашем РПрУ предлагается использовать телескопическую антенну,
представляющую из себя вертикальный несимметричный вибратор. Для
работы с ненастроенными несимметричными антеннами применяется
входное устройство с емкостной связью. Оно отличается простотой
исполнения и возможностью изменения коэффициента связи для
использования антенн с большим разбросом параметров.
В диапазоне коротких волн эквивалент антенны представляет собой
последовательную RC-цепь. В диапазоне 19…24 МГц данная антенна имеет
следующие параметры:
Ra = 10 Ом , Са = 120 пФ
Перестройка входной цепи осуществляется варикапами КВ104Д,
включенными
встречно-последовательно
для
ослабления
зависимости
емкости от входного сигнала. Суммарная емкость варикапов определяется:
C
C1в  C2в
, (2.1)
C1в  C2в
где: C1в , C2в - емкости перехода варикапов VD1 и VD2 соответственно.
Параметры варикапа КВ104Д:
- общая емкость C1в 4В  180 пФ,
- коэффициент перекрытия по емкости Kс  8 ,
- постоянное обратное напряжение Uобр  32 В.
Тогда: Cmax 
C
180 180
 90 пФ, Cmin  max  11,25 пФ.
180  180
Kc
При требуемом коэффициенте перекрытия диапазона K f 
f н max
 1,712,
f н min
для обеспечения перестройки частоты в таком диапазоне необходима
постоянная емкость:
18
Cпост.необх 
Cmax  K 2f  Cmin
 29,53 пФ.
K 2f  1
Паразитная и вносимая емкости контура:
Cпар  p12  Cа  Cм   Cсоб  p22  Cвх  Cм   2,63 пФ.
где: Cа - емкость антенной цепи,
Cм - емкость монтажа,
Cсоб - собственная емкость следующего каскада,
p1, p2 – коэффициенты трансформации со стороны предыдущего и
последующего каскадов, причем коэффициент p1=0,005 выбран много
меньше единицы для устранения влияния разброса параметров антенн, а
p2=0,24 выбран меньше единицы для снижения усиления входной цепи с
целью обеспечения малого коэффициента перекрестных искажений.
C2  C4среднС3 /(С4средн  С3 )  2(Спост.необх  Спар)  53,8пФ ,
где С2 и С3 – емкости конденсаторов постоянной емкости;
С4средн – средняя емкость подстроечного конденсатора.
При С2 = 47пФ емкость цепочки С3С4 составит 6,8пФ.
Минимальная эквивалентная емкость контура:
Cэ min  Cпост  Сmin  40,78пФ
Максимальная эквивалентная емкость контура:
Cэ max  Cпост  Сmax  119,53пФ
Индуктивность контура рассчитывается по формуле:
Lэ 
1
4 f
2
2
с max
Cэ min
 3,96мкГн
Значение емкости связи, обуславливающее относительную расстройку
входного контура не более чем на половину полосы пропускания:
Ca qc
103
Cсв 
 19,2пФ
2f с max LэQэ qc  1
где
(2.2)
qc = 1,2 – коэффициент разброса емкостей антенн;
19
Qэ = 80 – эквивалентная добротность контура, ввиду малости
выбранных коэффициентов p1 и p2 практически совпадающая с собственной
добротностью контура.
Емкость связи должна быть такой, чтобы расширение полосы
пропускания ВЦ за счет сопротивлений, вносимых из антенны, не превышало
25%, а уменьшение коэффициента передачи напряжения по сравнению с
максимальным – не более чем на 20%.
Cсв 
Са С
 12,1пФ
Са  С
(2.3)
где
С  3 *104
1
11пФ
L Ra qR
3
э c max э
Q f
Rа = 10 Ом – активное сопротивление антенны;
qR =1,2 – коэффициент разброса сопротивлений антенн.
Выберем минимальное из значений (2.2) и (2.3):
C1  Cсв  12,1пФ
Коэффициент трансформации по входу p1 равен
p1 
C1
 0,05
Cэ  С1
Для обеспечения выбранного коэффициента p2 применен емкостной
делитель С3С4. Емкость конденсатора связи выберем, исходя из полной
емкости делителя, равной 6,8пФ.
C3 
Cполн
 28,33пФ .
p2
(2.4)
Тогда средняя емкость подстроечного конденсатора С4 определится
выражением:
C4  С3
p2
 10пФ
1  p2
Рассчитаем
схему
(2.5)
подачи
смещения
на
варикапы.
Величина
сопротивления R1 = 1,5МОм обеспечивает малые перекрестные и
комбинационные искажения. Исходя из этого значения R1, емкость фильтра
20
C5 
100
 1,45пФ
2f с minR1
Рассчитаем
(2.6)
характеристики
входного
устройства.
Резонансный
коэффициент передачи напряжения
K 0  p2 (
CQ
Q  1)  5,4
Cэ э
где CQ 
Са Ссв
 11пФ
Са  Ссв
Избирательность ВЦ по зеркальному каналу:
D  1   2 , (2.7)
где
  Qэ ( f з / f0  f0 / f з ) , (2.8)
Полоса пропускания ВЦ:
Пвц 
f0
, (2.9)
Qэ
На нижней частоте диапазона
К0 = 2,01 ;
Dз = 48,6 дБ ;
Пвц = 91,25 кГц
На верхней частоте диапазона
К0 = 2,8 ;
Dз = 52,9 дБ ;
Пвц = 156,25 кГц
2.2 Расчёт предварительного УРЧ
Предварительный УРЧ выполняется по схеме ОИ. В качестве
активного элемента используется полевой транзистор КП303А.
Резистор Rз обычно выбирают таким, чтобы его сопротивление не
шунтировало входной контур, включенный в цепь затвора /1/. Значение Rз
выбирается из условия
Rз  (10…20)Rо , где Rо – резонансное
сопротивление контура. Практически сопротивление Rо бывает в пределах
200…1000 кОм. Пусть Rз = 560 кОм.
Резистор Ru стоит в цепи автоматического смещения транзистора.
Сопротивление резистора находится из соотношения Ru 
U30
 330 Ом.
I 30
21
10...20
 1500 пФ.
2    f н min  R4
Развязывающий фильтр в цепи питания стока LфCф рассчитывается по
50...100
формуле: min  Lф 
. Величину Cф выбираем много больше
min  Cф
возможных паразитных емкостей: Cф  0,047 мкФ. Тогда Lф  1,1 мкГн.
Емкость Cu определяется по формуле Cu 
Найдем напряжение помехи на входе усилительного прибора первого каскада
УРЧ для наихудшего случая:
U max 
U п  K0 max
, (2.10)
D f п 
где: U п - напряжение помехи на входе приемника, ТЗ определенно:
92
20
U п  Ea 10
 0,6 В,
D f п  - ослабление помехи входным устройством при расстройке 46 кГц.
D f п   1   п2  1,418
 fп fн 
   1,005
f
 н fп 
где:  п  Qэ  
Тогда напряжение помехи:
U max  0,850В
Согласно пункту 1.7: U доп  2,4В
Следовательно полученное значение меньше максимального допустимого,
требования многосигнальной избирательности обеспечиваются.
Вычислим коэффициент шума ВУ и первого каскада для наихудшего случая,
в предположении, что основным источником шума является транзистор. Для
полевых транзисторов:
G0  Gвх Rш G0  GCc 2
N1  1 

(2.11)
Gc
Gc
где: G0 
p22
1
 1764 мкСм - резонансная проводимость контура,
 p  Qэ
пересчитанная на вход транзистора,
1
 3 мкСм - входная проводимость УРЧ,
R3
Ra
p2
Gc  12 
 390 мкСм - проводимость
p2 Ra  2    f н  Ca 2
Gвх 
источника,
пересчитанная в контур и на вход УРЧ,
Rш 
0,7 0,7

 140 - шумовое сопротивление транзистора.
S 0,005
Таким образом подставляя значения в (2.11) получим:
N1 6,06
22
Проверим, удовлетворяет ли это значение заданной чувствительности. Для
расчета чувствительности, ограниченной шумами, нам потребуются
следующие величины:
- полоса сигнала: f  8 кГц,
- постоянная Больцмана: k  1,38  1023 Дж
К  с,
Nш.дБ
20  2 раза,
- коэффициент шума тракта РЧ: Nш.дБ  6,06; Nш  10
- нормальная шумовая температура: T0  290 К
Вычислим эффективную шумовую полосу:
Fш  1,1 f  8,8 кГц
Напряжение шумов, приведенных к выходу тракта:
Uш  4kT0 Fш Rш  0,14 мкВ , (2.13)
Тогда, в наихудшем случае, напряжение шумов, приведенное ко входу:
U ш.вх 
Uш
 0,07
N
Заданием определена чувствительность 16 мкВ. Для обеспечения
качественного приема отношение сигнал/шум должно составлять не менее
  10. У нас же в наихудшем случае   7  100.Таким образом можно
0,07
сделать вывод, что требуемая чувствительность обеспечивается.
2.3 Расчёт гетеродина
Гетеродин данного устройства выполнен на дифференциальном
каскаде, согласно типовой схеме включения. Для расчета элементов
воспользуемся номиналами, указанными на схеме.
Для этой схемы величина индуктивности катушки контура гетеродина:
Lг.т ип  36 мкГн.
Частота гетеродина меняется в зависимости от частоты входного
сигнала (19….24)  0,490 MГц.
f г.т ип  13,01 МГц
Волновое сопротивление:
Rг.т ип  2   f г.т ип  Lг.т ип  2943 Ом.
(2.14)
Коэффициент включения контура гетеродина: nг.т ип  0,28 . Емкость
конденсатора гетеродина:
Cг.т ип 
1
2   f г.т ип  Rг.т ип
 4,16 пФ.
(2.15)
23
Для изменения частоты настройки изменим индуктивность и емкость в
число раз, равное отношению максимальной проектируемой частоты
гетеродина к частоте типовой схемы:
f г max  f н max  f пр  12,99 МГц.
f г max
 0,998
f г.т ип
Емкость такого контура:
Cг.т ип
Cг max 
f г max
 4,17 пФ.
f г.т ип
Индуктивность катушки контура гетеродина:
Lг max 
Lг.т ип
f г max
 36,1 мкГн.
f г.т ип
2.4 Расчёт амплитудного детектора
В качестве АД выбрана однополупериодная
диодная
схема.
Применяется германиевый диод (ГД507), так как такие диоды обладают
меньшим тепловым потенциалом.
Сопротивление регулятора громкости примем равным 10 кОм из
соображений повышения устойчивости УНЧ.
Тогда, приняв максимальную частоту сигнала к частоте среза ФНЧ
детектора, C30=Cд:
Cд 
1
 1,989 нФ.
4    Rрег  f max
(2.13)
Возьмем ближайшее стандартное значение: Cд  2 нФ.
Требования к нелинейным искажениям в АД будут выполнятся, если
Rрег  0,25 Rунч.вх . В данном случае
Rунч.вх  50 кОм (входное сопротивление
Rрег
Rунч.вх  0,2 , следовательно это требование
микросхемы УНЧ К174УН7),
выполняется.
24
Сопротивление R17 рекомендуется брать из условия: R1 0,04...0,1Rрег .
Уменьшение этого сопротивления ведет к уменьшению коэффициента
передачи по мощности, а увеличение – к росту нелинейных искажений.
Поэтому выбираем R15 ближе к середине указанного интервала, желательно
стандартное значение, то есть R17=680 Ом.
2.5 Схема автоматической регулировки усиления
ИМС К174ХА2 позволяет регулировать усиление путём изменения
постоянного напряжения на выводах 3 и 9. В качестве детектора АРУ
используется амплитудный детектор, рассмотренный в пункте 2.4 данной
работы. Частота среза ФНЧ АРУ должна быть меньше минимальной частоты
модуляции:
fару < 100 Гц
Для минимизации частотных искажений fару = 20 Гц
Примем Rару, равное 20кОм, и рассчитаем Сару :
Сару = 1/ fаруRару = 2,5мкФ.
Заданная эффективность АРУ = 42 дБ. Для ИМС глубина регулировки
усиления УПЧ до 60 дБ , т.е. больше чем требуется по заданию. Поэтому
нет необходимости охватывать цепью АРУ УРЧ.
2.6 Усилитель низкой частоты
В качестве усилителя низкой частоты предлагается использовать
типовую схему включения ИМС К174УН7, позволяющую получить на
нагрузке 4 Ом выходную мощность до 4,5Вт. При выходной мощности
Pвых=0,8 Вт коэффициент гармоник микросхемы составляет менее 1%.
Выбором конденсаторов С17-С18 ограничим полосу усиления верхней
частотой 4 кГц. Оконечное устройство представляет собой динамическую
головку прямого излучения 2ГД28 с параметрами:
номинальная мощность – 2 Вт,
рабочий диапазон частот – (100…10000) Гц
номинальное сопротивление – 4,5 Ом.
25
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В данном курсовом проекте была разработана
принципиальная схема связного приемника сигналов с
амплитудной модуляцией в коротковолновом диапазоне (19…24)
МГц. Устройство рассчитано на работу с ненастроенными
антеннами сопротивлением 10 Ом. Оконечным устройством
приемника является громкоговоритель с сопротивлением 4 Ом.
В работе показаны преимущества и недостатки
супергетеродинной схемы построения приемника по сравнению с
другими схемами.
26
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
1. Горшелев В.Д. Основы проектирования радиоприемников. Л.,Энергия,
1977.
2. Бобров Н.В. Расчет радиоприемников. – М.: Радио и связь,1981.
3. Новаченко И. В. Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры: Справочник.
М.: Радио и связь,1989. – 384с.
4.Нефедов А.В. Зарубежные интегральные микросхемы для промышленной
электронной аппаратуры: Справочник.
М.: Энергоатомиздат,1989. – 288с.
5. 3. Полупроводниковые диоды и транзисторы: Справочник.
М.: Радио и связь,1989. – 584с.
27
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
R6
R1
C2
50
5.5p
C3
74p
L1
R2
C7
R222
V
D3
2.5k
L2
3uH
D1N5147A
C5
1.5meg
1Vac
V2
D2
3.5p
C11
5.5p
J2
2p
L4
0.3uH
25uH
V1
V
C6
0.047u
V3
C12
4.7p
R5
D6
D1N5147A
R3
R4
D1N5147A
C4
16p
C8
3n
1.5meg
L5
0.3uH
D5
V4
D1N5147A
L6
0.3uH
Рисунок 2 – Преселектор моделируемый в OrCAD 9.2
60uV
40uV
20uV
0V
0Hz
1.0MHz
2.0MHz
3.0MHz
4.0MHz
5.0MHz
6.0MHz
7.0MHz
8.0MHz
9.0MHz
V(R2:1)
Frequency
Рисунок 3 . График АЧХ ВЦ соответствующий настройки на нижнюю
границу диапазона.
28
60uV
40uV
20uV
0V
0Hz
1.0MHz
2.0MHz
3.0MHz
4.0MHz
5.0MHz
6.0MHz
7.0MHz
8.0MHz
9.0MHz
V(R2:1)
Frequency
Рисунок 4 . График АЧХ ВЦ соответствующий настройки наверхнюю
границу диапазона.
150uV
100uV
50uV
0V
0Hz
0.5MHz
V(R2:1)
1.0MHz
1.5MHz
2.0MHz
2.5MHz
3.0MHz
3.5MHz
4.0MHz
4.5MHz
5.0MHz
Frequency
Рисунок 5. График АЧХ УРЧ при настройке на нижнюю частоту диапазона.
29
100uV
50uV
0V
0Hz
1.0MHz
2.0MHz
3.0MHz
4.0MHz
5.0MHz
6.0MHz
7.0MHz
8.0MHz
9.0MHz
V(R2:1)
Frequency
Рисунок 6. График АЧХ УРЧ при настройке на верхнюю частоту диапазона.
30
Документ
Категория
Радиоэлектроника
Просмотров
66
Размер файла
464 Кб
Теги
курсовая
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа