close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Пособие вар 1v4

код для вставкиСкачать
Оглавление
1.Введение
2.Структурная схема автогенератора
3. Проектирование усилителя мощности
3.1 Выбор транзистора
3.2 Составление модели транзистор
3.3 Выбор режима работы транзистора
3.4 Синтез согласующих цепей
3.5 Расчет цепей питания
4. Проектирование фильтра
4.1 Выбор схемы фильтра
4.2 Синтез фильтра
5. Проектирование направленного ответвителя
5.1 Выбор схемы НО
5.2 Синтез НО
6. Анализ и настройка схемы АГ с разомкнутой ОС
7. Анализ характеристик АГ
7.1 Анализ Pвых, КПД, fг
7.2 Анализ фазовых шумов
Приложения
Список литературы
1.Введение
Автогенераторы (АГ) широко используют в системах связи, радиолокации, радионавигации, в измерительной и медицинской технике и т.д.
Основными характеристиками АГ являются: частота генерируемых колебаний, выходная мощность, КПД, долговременная стабильность частоты,
уровень фазовых шумов выходного сигнала.
Основными отличиями СВЧ АГ от низкочастотных являются:
- применение в конструкциях генераторов элементов с распределенными параметрами.
- использование транзисторов на более высоких частотах по отношению
к их верхней рабочей частоте;
- более сложные схемы и конструкции.
Для стабилизации частоты СВЧ АГ могут использоваться различные типы резонаторов:
- на основе отрезков линий передач (полосковых, коаксиальных, волноводных);
- диэлектрические резонаторы;
- резонаторы на эффектах поверхностных (ПАВ) либо объемных (ОАВ)
акустических волн;
- резонаторы с использованием сфер из монокристаллов ЖИГ (железоиттриевого граната);
- резонаторы на основе магнитостатических волн (МСВ).
Последние два типа резонаторов удобно использовать в перестраиваемых АГ с широким диапазоном изменения частоты.
2.Структурная схема проектируемого АГ
При построении транзисторных СВЧ автогенераторов используются
схемы как с параллельной, так и с последовательной обратной связью (РисХа, б).
При этом в силу сильного влияния паразитных параметров транзистора
(проходной ёмкости, индуктивности общего вывода и др.) в схеме неизбежно
присутствуют оба вида обратной связи.
Проектируемый АГ предлагается выполнять по схеме с параллельной
обратной связью, изображенной на рисунке 1, где УМ – усилитель мощности,
НО – направленный ответвитель, Ф – фильтр, ЛЗ – линия задержки.
УМ
НО
ЛЗ
Ф
Рис. 1 Структурная схема автогенератора.
Отдельные узлы генератора, отвечающие за различные характеристики,
при проектировании представляются в виде самостоятельных устройств, работающих в тракте с определенным волновым сопротивлением (обычно равным 50 Ом). На практике такое представление позволяет проектировать эти
узлы отдельно друг от друга и отлаживать их с помощью стандартной измерительной аппаратуры. При проектировании мощных АГ такой подход позволяет быстро и гарантированно получить хороший результат. Также эта
схема по сравнению со стандартными трёхточечными схемами позволяет
существенно уменьшить отрицательное влияние инерционности транзистора
на характеристики АГ.
Рассмотрим, какие узлы АГ отвечают за те или иные его характеристики:
- УМ определяет энергетические характеристики АГ, такие как выходная мощность и КПД;
- фильтр в значительной степени определяет стабильность частоты АГ;
- коэффициент ответвления направленного ответвителя подбирается так,
чтобы баланс амплитуд выполнялся на требуемом уровне выходной мощности Pвых;
- линия задержки подбирается таким образом, чтобы баланс фаз выполнялся на требуемой частоте.
Порядок проектирования узлов АГ
Для работы АГ требуется выполнение условий баланса амплитуд и фаз.
Так как выполнение этих условий осуществляется подбором коэффициента
ответвления НО (баланс амплитуд) и фазового набега в ЛЗ (баланс фаз), то их
проектирование выполняется после расчета УМ и фильтра.
3.Проектирование усилителя мощности
3.1.Выбор транзистора
Основным элементом, на базе которого проектируется усилитель мощности для АГ, является транзистор. В курсовом проекте предлагается использовать полевые транзисторы фирмы Excelics. Данные транзисторы являются
полевыми транзисторами с гетеропереходом типа PHEMT (Psevdomorfic High
Electron Mobility Transistor).
Таблица Параметры транзисторов ф. Excelics.
Модель
EPA018A-70
EPA025A-70
EPA030C-70
EPA040A-70
EPA060B-70
EPA080A-70
EPA080A-100P
EPA120B-100P
EPA160A-100P
EPA240B-100P
EPA240D-100P
EPA480C-CP083
EPA480C-180F
EPA240D-CP083
P1дБ,
дБм
20
21.5
22
23.5
25.5
25.5
27.5
29.5
31
32.5
33
35.5
36
32.5
Kp,
дБ
11
8
8
7
9
7
8.5
11
11.5
10
20/14.5
17.5/12.5
18/13
17.5
fТЕСТ,
ГГц
18
18
18
18
12
12
12
12
12
12
2/4
2/4
2/4
2
UСИ,
В
6
6
6
6
6
5
8
8
8
8
8
8
8
8
Ic,
мА
30-80
40-105
50-130
70-160
110-250
130-320
130-320
220-500
290-660
440-940
440-940
880-1880
880-1880
440-940
Тип
корпуса
70
70
70
70
70
70
100P
100P
100P
100P
100P
CP083
180F
CP083
Выбор транзистора осуществляется по требуемой величине частоты генерации и выходной мощности. Основные параметры, необходимые для выбора транзистора, сведены в таблицу 1, где:
 P1дБ - максимальная отдаваемая транзистором мощность в режиме
компрессии коэффициента усиления транзистора на 1 дБ;
 KP - соответствующий этому режиму коэффициент усиления мощности;
 f тест . - частота, на которой заданы параметры;
 Uси - напряжение сток-исток, Ic - ток стока, при котором производились измерения.
Часть отдаваемой транзистором мощности ответвляется в цепь обратной
связи и еще некоторое ее количество теряется в выходной согласующей це-
пи. Поэтому максимальная отдаваемая мощность транзистора для проектируемого АГ должна быть на 1÷1,5 дБ больше требуемой выходной мощности
генератора.
Пример: Рассмотрим пример выбора транзистора по техническим данным на курсовой проект. Допустим, что требуется спроектировать автогенератор со следующими параметрами (таблица 2). Все приводимые далее примеры будут рассмотрены применительно к данному автогенератору.
Таблица 2. Параметры проектируемого автогенератора.
Частота, ГГц
Выходная мощность, Вт
КПД, %
4 ГГц
≥ 0,9
≥ 35
Максимальная отдаваемая транзистором мощность должна быть:
P  10lg0,9 Вт 0,001Вт 1 дБм  29,5 дБм 1 дБм  30,5дБм
Данному требованию удовлетворяет транзистор EPA160A-100P, который способен отдать на частоте 12 ГГц мощность 31 дБм.
3.2.Составление модели транзистора
Сейчас при проектировании СВЧ устройств широко пользуются средствами компьютерного моделирования. Компьютерное моделирование дает
разработчику возможность на этапе проектирования учесть существенно
больше эффектов по сравнению с простым инженерным расчетом и поэтому
позволяет получить более близкий к практике результат (более адекватно
оценить рабочие параметры проектируемого устройства).
Успех проектирования определяется не только заложенными в программе методами расчета электрических цепей, но и наличием в ней моделей
элементов СВЧ устройств (транзисторов, диодов, R L C- элементов, отрезков
линий передачи и их неоднородностей).
При проектировании полупроводниковых усилителей, автогенераторов,
умножителей частоты и других нелинейных устройств важно располагать
адекватной компьютерной моделью используемого нелинейного элемента
(транзистора, диода и пр.). Обычно фирмы производители полупроводниковых приборов предлагают такие модели своих изделий.
Для каждого типа полупроводниковых элементов существует множество
различных типов моделей, различающихся количеством учитываемых физических эффектов, а, следовательно, областью применения и степенью адек-
ватности. По этой причине нужно иметь четкое представление об используемой модели, чтобы корректно применять ее в своих расчетах.
Современные программы располагают большим набором библиотек
электронных компонентов. Но случается и так, что нужного элемента в библиотеке нет. Тогда модель элемента приходиться формировать вручную, внося параметры, предоставляемые производителем, в имеющуюся в программе
базовую модель элемента. Именно такой случай будет рассмотрен нами ниже.
Формирование компьютерной модели транзистора.
При проектировании усилителя в курсовом проекте предлагается использовать транзисторы фирмы Excelics (www.excelics.com).
После выбора типа транзистора, необходимо создать его компьютерную модель. Модель включает себя нелинейную модель бескорпусного транзистора (кристалла) и эквивалентную схему, отражающую паразитные параметры корпуса. Схема модели изображена на рисунке Х, а номиналы элементов эквивалентной схемы для различных типов корпусов сведены в таблицу .
Рис. Х Схема электрической модели транзистора.
Таблица . Параметры эквивалентной схемы для различных корпусов.
Параметр
CP1, пФ
Тип корпуса
70
100P
180F
CP083
0,038
0,05
0,78
0,52
CP2, пФ
0,13
0,2
0,57
0
LP1, нГн
0,25
0,5
0,61
0,56
RP, Ом
0,7
0,8
0
0
CP3, пФ
0,006
0
0
0
CP4, пФ
0
0
0
0
LPG, нГн
0,3
0,14
0,34
0,06
LPD, нГн
0,2
0,1
0,2
0,2
LPS, нГн
0,028
0
0,017
0,018
LP2, нГн
0,065
0,03
0
0
Пример: Рассмотрим пример создания модели транзистора EPA160A100P в программе AWR MicroWave Office (MWO). С основами работы в данной программе можно ознакомится в [].
Откроем проект в программе MWO.
Создадим новую схему, которую назовем EPA160A100P.
Нарисуем схему модели транзистора с учетом паразитных параметров
корпуса (рис.). Для этого перетащим из закладки библиотек Elements на схему элементы и соединим их, как это показано на рисунке.
PORT
P=1
Z=50 Ohm
RES
R=RP
IND
L=LP1
IND
L=LPG
IND
CURTICE3
ID=EPA160A L=LPD
IND
L=LP1
RES
R=RP
PORT
P=2
Z=50 Ohm
2
1
3
CAP
C=CP1
CAP
C=CP2
CAP
C=CP2
IND
L=LP2
PORT
P=3
Z=50 Ohm
CP1=0.05
CP2=0.2
LP1=0.5
LP2=0.03
CAP
C=CP1
RP=0.8
LPG=0.14
LPD=0.1
Рис. Схема электрической модели транзистора EPA160-100P.
Пути к моделям элементов следующие:
Резистор: Elements → Lumped Element → Resistor → RES;
Конденсатор: Elements → Lumped Element → Capacitor → CAP;
Индуктивность: Elements → Lumped Element → Inductor → IND;
Транзистор: Elements → Nonlinear → FET → CURTICE3;
Порт: Elements → Ports → PORT.
Номиналы сосредоточенных элементов берутся из таблицы для корпуса типа 100P. Для удобства представления номиналы были заданы через переменные (смотри рис.), которые можно сформировать на схеме с помощью
команды Draw→Add Equation (либо с помощью соответствующей кнопки
на панели инструментов). Номиналы емкостей CP3=CP4=0 , поэтому они были исключены из схемы (рис.). Индуктивность LPS=0, поэтому этот элемент
был исключен из схемы и заменен коротким замыканием (рис.).
Параметры модели кристалла транзистора CURTICE3 берутся из таблицы, приведенной в Приложении . Чтобы задать параметры нелинейной модели транзистора, необходимо дважды щелкнуть левой кнопкой мыши
(ЛКМ2) по символу элемента CURTICE3. В открывшемся окне (рис. ) необходимо перейти к закладке Parameters и нажать кнопку Show Secondary.
После чего ввести параметры из Таблицы Приложения .
Рис. Окно редактирования параметров элемента CURTICE3.
Особое внимание следует обратить на различие размерностей некото! рых параметров модели транзистора, используемых в программе и указанных в таблице.
Нумерация портов должна строго соответствовать указанной на рисун! ке. Это необходимо для того, чтобы не возникало путаницы при рас-
смотрении последующих примеров моделирования.
Для того, чтобы использовать созданную модель транзистора в дальнейших проектах, рекомендуется выполнить экспортирование его схемы
(рис.) на жесткий диск. Для этого в папке Circuit Schematics отыщите схему
с моделью транзистора, нажмите на ней правой кнопкой мыши (ПКМ) и в
контекстном меню выберите команду Export Schematic. Сохраните схему с
моделью транзистора на жесткий диск. Экспортированному файлу будет
присвоено расширение .sch.
3.3.Выбор режима работы транзистора
Определение оптимального сопротивления нагрузки и входного сопротивления транзистора. Определение напряжения питания и смещения:
Для мощного автогенератора одними из основных параметров считают
уровень выходной мощности и КПД. Известно, что в этом случае наиболее
подходящим является граничный либо слабо перенапряженный режим работы транзистора с углами отсечки тока стока 60°÷120°. При этом напряжение
питания следует выбирать исходя из рекомендаций, приводимых производителем транзистора. Для выбора величины напряжения смещения на затворе
EЗ, от которого зависит угол отсечки, следует выполнить моделирование работы транзистора в статическом режиме (на постоянном токе).
Пример:
Рассчитаем выходные вольт-амперные характеристики для транзистора
EPA160A100P. Для этого создадим новый проект.
SUBCKT
ID=S1
NET="EPA160A_100P_MWO"
2
IVCURVE
ID=IV1
VSWEEP_start=0 V
VSWEEP_stop=10 V
VSWEEP_step=0.2 V
VSTEP_start=-1.6 V
VSTEP_stop=0 V
VSTEP_step=0.2 V
1
Swp
Step
3
Рис. Схема для моделирования вольт-амперных характеристик.
Импортируем в проект схему с моделью транзистора, созданную ранее.
Для этого нажмем ПКМ на пункте Circuit Schematics и выберем команду
Import Schematic.
Создадим еще одну схему, вид которой приведен на рисунке.
Схема состоит из следующих элементов:
Элемент для измерения статических вольт-амперных характеристик:
Circuit Elements → MeasDevice → IV → IVCURVE.
Земля: Circuit Elements → Interconnects → GND.(либо кнопка на панели
меню).
Модель транзистора подключается с помощью элемента подцепи SUBCKT. Данный элемент можно найти в папке Circuit Elements → Subcircuits.
Для более наглядного представления модели транзистора на схеме рекомендуется сменить символ для элемента SUBCKT. Нажмем ЛКМ2 по символу
элемента SUBCKT и в закладке Symbol выберем символ с именем
FET@system.syf (рис. ).
SUBCKT
ID=S1
NET="EPA160A_100P_MWO"
2
IVCURVE
ID=IV1
VSWEEP_start=0 V
VSWEEP_stop=10 V
VSWEEP_step=0.2 V
VSTEP_start=-1.6 V
VSTEP_stop=0 V
VSTEP_step=0.2 V
1
Swp
Step
3
Рис. Замена символа для модели транзистора.
Далее создадим новый график с помощью нажатия ПКМ на пункте
Graphs закладки Project и выбора команды New Graph. На созданный график добавим характеристику ВАХ для тока стока в зависимости от напряжения сток-исток. Это можно сделать, нажав ПКМ по графику и выполнив ко-
манду Add Measurement. В открывшемся окне (рис.) выберем Nonlinear → Current → IVCURVE.
Рис. Окно выбора добавляемой на график характеристики
Если нумерация портов в схеме модели транзистора была выполнена
корректно (см. выше), то после запуска процесса моделирования с помощью
команды Simulate → Analyse, мы должны получить семейство вольтамперных характеристик (рис. ).
IVCurve() (mA)
IVCurve
600
p1: Vstep = -1.6 V
IV
550
p9
p2: Vstep = -1.4 V
p8
p3: Vstep = -1.2 V
500
450
400
p7
350
300
p4: Vstep = -1 V
p5: Vstep = -0.8 V
250
p6
200
p6: Vstep = -0.6 V
p5
150
100
8V
2.04 mA
50
p4
p3 p2 p1
0
0
1
2
3
4
5
6
Voltage (V)
рис.Х
7
8
9
p7: Vstep = -0.4 V
p8: Vstep = -0.2 V
10
p9: Vstep = 0 V
Из рисунка видно, что напряжение отпирания транзистора EЗ0= -1,2 В.
При такой величине напряжения смещения угол отсечки тока стока в транзисторе АГ составляет приблизительно 90°.
Далее следует определить входное сопротивление транзистора и оптимальное сопротивление нагрузки, обеспечивающее требуемый уровень выходной мощности и КПД. Для этого используется схема, представленная на
рис. Y, где LTUNER2- перестраиваемый трансформатор сопротивлений, который может трансформировать сопротивление нагрузки (порта) в любое
требуемое комплексное сопротивление. При этом данный элемент не вносит
потерь в мощность проходящего через него сигнала. Он также позволяет
подключить в схему источники питания и смещения, обеспечивая их идеальную развязку с СВЧ трактом.
Данную схему следует оптимизировать в соответствии со следующими
критериями:
- PВЫХ и КПД не менее требуемого уровня;
- коэффициент отражения на входе не более -20дБ.
Эти требования должны выполняться на частоте генерации.
Начальное значение мощности входного генератора определяется исходя из коэффициента усиления транзистора, приводимого в справочных данных: PВХ=PВЫХ/KP; (PВХ[дБм] = PВЫХ[дБм] - KP[дБ]).
Напряжение питания транзистора берется из справочных данных (таблица ), а начальное значение напряжения смещения берется равным напряжению отпирания, определенному ранее по вольт-амперным характеристикам транзистора.
В процессе оптимизации нужно разрешить изменять параметры трансформаторов сопротивления, PВХ и EЗ.
Пример:
Определим оптимальные параметры согласующих цепей для транзисторного усилителя. Откроем новый проект в MWO, в котором создадим
схему, изображенную на рисунке.
LTUNER2
ID=TU1
Mag=M1
Ang=A1 Deg
Zo=50 Ohm
PORT1
P=1
Z=50 Ohm
Pwr=17.23 dBm
2
SUBCKT
ID=S1
NET="EPA160A100P"
1
LTUNER2
ID=TU3
Mag=M2
Ang=A2 Deg
Zo=50 Ohm
1
PORT
P=2
Z=50 Ohm
2
2
3:Bias
1
3:Bias
3
DCVS
ID=V1
V=8 V
DCVS
ID=V2
V=-0.8 V
Рис. Схема для определения оптимального сопротивления нагрузки и входного сопротивления транзистора.
Пути к моделям элементов, расположенных в закладке Elements:
Порт с гармоническим колебанием заданной мощности:
Circuit Elements → Ports → Harmonic Balance → PORT1.
Порт: Elements → Ports → PORT (либо вызов по кнопке на панели меню).
Идеальный трансформатор импеданса:
Circuit Elements → General → Passive → Other → LTUNER2.
Источник постоянного напряжения:
Circuit Elements → Sources → DC → DCVS.
Земля: Circuit Elements → Interconnects → GND.(либо вызов по кнопке на
панели меню)
Создадим график, на который добавим характеристики:
выходная
мощность
Add Measurement → Nonlinear → Power →
→ Pcomp;
коэффициент полезного действия Add Measurement → Nonlinear →
→ Power → DCRF.
(Задание параметров моделирования- частотный диапазон, количество
гармоник для метода гармонического баланса)
Сделаем оптимизируемыми следующие параметры схемы:
 входная мощность генератора;
 напряжение смещения на затворе транзистора;
 Параметры Mag и Ang для каждого из трансформаторов LTUNER2.
Чтобы сделать оптимизируемым, например, входную мощность источника
PORT1 (смотри рис. ) необходимо нажать ЛК2 на символе данного элемента.
Затем в открывшемся окне выставить галочки в столбцах Opt и Limit в строке для параметра Pwr. В полях Lower и Upper задается нижний и верхний
предел диапазона поиска оптимального значения. Аналогичным образом зададим все оставшиеся параметры, подлежащие оптимизации.
Рис. Задание входной мощности сигнала как оптимизируемого параметра.
Зададим следующие требования к характеристикам оптимизируемой
схемы:
 Выходная мощность первой гармоники в нагрузке должна быть не менее
30 дБм на частоте генерации.
 КПД усилителя должен быть не меньше 40 %.
Для этого, нажав ПКМ на пункте Optimizer Goals , выберем команду
Add Optimizer Goal . В открывшемся окне в списке из области Measurements
выберем нужную характеристику (прямоугольник 1), затем в поле Goal (4)
укажем цель (значение, относительно которого формируется требование к
характеристике). В области Goal Type (2) выберем то, как должны соотноситься между собой выбранная характеристика и цель. Частотный диапазон,
в котором должно выполняться выбранное неравенство, задается в области
Range (4). Нажатие кнопки ОК приводит к созданию выбранного требования
или как принято говорить к созданию целевой функции. На рисунке приведен пример создания целевой функции для характеристики выходной мощ-
ности УМ. Для создания целевой функции для КПД необходимо будет повторить команду Add Optimizer Goal.
1
2
3
4
Рис. Вид окна создания целевой функции для выходной мощности УМ.
Выполним оптимизацию схемы. Для этого в пункте меню выберем команду Simulate → Optimize .
Значения выходной мощности и КПД для схемы УМ после оптимизации
приведены на рисунке . Видно, что требования к характеристикам УМ выполняются.
Оптимальный режим работы УМ с точки зрения выше оговоренных требований к выходной мощности и КПД будет при смещении на затворе транзистора EЗ0= -0,8 В, Uси =8 В, входной мощности Pin=17,23 дБм.
DB(|LSSnm(PORT_1,PORT_1,1,1)|)
Power
20
DB(|LSSnm(PORT_2,PORT_1,1,1)|)
Power
4000 MHz
13 dB
10
0
-10
-20
-30
3000
3500
4000
4500
5000
Frequency (MHz)
Рис. Коэффициент передачи и входной коэффициент отражения УМ после
оптимизации его параметров.
DB(|Pcomp(PORT_2,1)|) (L, dBm)
Power
DCRF(PORT_2) (R)
Power
Power
40
80
4000 MHz
30.23 dBm
30
60
4000 MHz
40.98
20
40
10
20
0
3000
3500
4000
Frequency (MHz)
4500
0
5000
Рис. Выходная мощность и КПД УМ после оптимизации его параметров.
Далее идеальные согласующие цепи (LTUNER2) следует заменить реальными.
Определим необходимые параметры согласующих цепей. Для этого
возьмем схему УМ, получившуюся после оптимизации. Удалим из схемы
модель транзистора, а к освободившимся выводам трансформаторов LTUNER2 подключим порты (рис. ). Для каждого трансформатора построим графики входных сопротивлений (вещественную и мнимую составляющие) со
стороны выводов, к которым был подключен транзистор. Требуемая характеристика добавляется на график с помощью команды Add Measurement →
→ Linear → ZIN.
PORT1
P=1
Z=50 Ohm
Pwr=17.23 dBm
LTUNER2
ID=TU3
Mag=M2
Ang=A2 Deg
Zo=50 Ohm
PORT
P=4
Z=50 Ohm
LTUNER2
ID=TU1
Mag=M1
Ang=A1 Deg
Zo=50 Ohm
1
PORT
P=2
Z=50 Ohm
2
3:Bias
2
1
3:Bias
PORT
P=3
Z=50 Ohm
DCVS
ID=V1
V=8 V
DCVS
ID=V2
V=-0.8 V
Рис. Схема с исключенным транзистором для определения оптимальных параметров согласующих цепей.
Re(ZIN(3)) (Ohm)
Power
Im(ZIN(3)) (Ohm)
Power
5
4000 MHz
3.838 Ohm
0
-5
4000 MHz
-8.373 Ohm
-10
3000
3500
4000
Frequency (MHz)
4500
5000
Рис. Вещественная и мнимая составляющие импеданса входного согласующего трансформатора.
При этом входное сопротивление транзистора равно величине комплексно
сопряженной полученной (3.84 + j8.37).
Im(ZIN(4)) (Ohm)
Power
30
Re(ZIN(4)) (Ohm)
Power
4000 MHz
20.71 Ohm
20
10
0
4000 MHz
-13.49 Ohm
-10
-20
3000
3500
4000
Frequency (MHz)
4500
5000
Рис. Вещественная и мнимая составляющие импеданса выходного согласующего трансформатора.
3.4.Синтез согласующих цепей усилителя мощности
Входная согласующая цепь должна выполнять согласование волнового
сопротивления тракта (50 Ом) с входным сопротивлением транзистора (3.84
+ j8.37), а выходная согласующая цепь – обеспечивать оптимальное сопротивление нагрузки транзистора Z = 20.7 – j13.5.
Нopt
В качестве схем согласующих цепей можно использовать Г, П и Т –
образные ФНЧ структуры (рис. z).
Рис. z
Можно использовать аналогичные ФВЧ структуры, но они менее удобны при физической реализации на высоких частотах на основе отрезков
длинных линий.
X2
X сх
Rг
Xн
X1
Rн
Рис. a
При проектировании Г-образных структур следует использовать формулы, связывающие их параметры с согласуемыми между собой сопротивлениями генератора RГ и нагрузки RН. Для обеспечения согласования должно выполняться следующее соотношение:
X1  X 2  Rг Rн , при Rг  Rн , где Х1, Х2 реактивные сопротивления соответствующих элементов.
Сопротивление генератора выбирается равным сопротивлению тракта. В
случае входной согласующей цепи Rн  ReZвх , а X 2 должно включать в себя мнимую компоненту входного сопротивления транзистора ( ImZвх ):
X 2  Xсх  ImZвх .
Аналогично для выходной цепи Rн  ReZнopt , а X 2 должно включать в
себя (  ImZнopt ):
X 2  Xсх  ImZвх .
При реализации данной схемы на основе распределенных линий конденсатор заменяется параллельным шлейфом, разомкнутым на конце, а катушка
индуктивности – последовательно включенным отрезком линии (рис.).
2 2
Rг
1 1
Rн
РИС.b
Исходя из метода эквивалентных схем параметры линий можно определить следующим образом:
11
XC
1  90
РИС.c
где 1 - волновое сопротивление линии, а 1 - электрическая длина линии. Волновое сопротивление линии обычно выбирают в 1.5÷3 раза ниже сопротивления тракта, а электрическую длину определяют из выражения
1  arctg(1 XC ) .
2  90
XL
 2 2
Рис.d
Волновое сопротивление линии в этом случае выбирают величиной 0.52 сопротивления тракта, а электрическую длину определяют из выражения
2  arctg(XL 2 )
Перевод волнового сопротивления и электрической длины линии в их
геометрические размеры можно выполнить с помощью калькулятора линии
TXLine, встроенного в программу MWO. Калькулятор запускается командой
из меню Tools → TXLine….
Пример:
Расчет входной согласующей цепи.
Исходные данные для расчета входной согласующей цепи:
Zвхтр  4,2  j 8,3.
Схема согласующей цепи на сосредоточенных элементах для нашего
случая представлена на рисунке.
X 2 14,5
Xñõ5,2
Rг  50
Xí 8,3
X114,5
Rí 4,2
Рис. Схема входной согласующей цепи на сосредоточенных элементах.
Определяем величину сопротивлений X1,2:
X1,2  Rã Rí  50 4,2  14,5 .
В соответствии с методом эквивалентных схем заменяем схему на сосредоточенных элементах схемой на распределенных элементах (рис. ).
2 2
Rã  50
Xí 8,3
1 1
Rí 4,2
Рис. Входная согласующая цепь на распределенных элементах.
Определяем 2 , 2 :
Задаемся 2  70 Ом,
определяем 2  arctgX сх    arctg5,2 70  4,2 град.
2
Определяем 1 , 1:
Задаемся 1  20 Ом,
определяем 1  arctg1 X1  arctg20 14,5  54,2 град.
Воспользовавшись калькулятором линий TXLINE определяем геометрические размеры микрополосковых линий: W1=2 мм, L1=4 мм, W2=0,21 мм,
L2=0,35 мм (размеры линий определены для подложки толщиной 0.5мм и диэлектрической проницаемостью 10).
Расчет выходной согласующей цепи.
Исходные данные для расчета выходной согласующей цепи:
Zí  20,6  j 13,5.
Схема выходной согласующей цепи на сосредоточенных элементах
представлена на рисунке.
X 2  32,1
X н  13,5
Rн
X сх  18,6
Rг
= 50
X1  32,1
= 20,6
Рис. Схема выходной согласующей цепи на сосредоточенных элементах.
Определяем величину сопротивлений X1,2:
X1,2  Rã Rí  50 20,6  32,1.
В соответствии с методом эквивалентных схем заменяем схему на сосредоточенных элементах схемой на распределенных элементах (рис. ).
X í  13,5
Rí  20,6
2 2
Rã  50
1 1
Рис. Входная согласующая цепь на распределенных элементах.
Определяем 1 , 1:
Задаемся 1  20 Ом,
определяем 1  arctg1 X1  arctg20 32,1  33 град.
Определяем 2 , 2 :
Задаемся 2  70 Ом,
определяем 2  arctg Xñõ 2   arctg18,6 70  15 град.
Воспользовавшись калькулятором линий TXLINE определяем геометрические размеры микрополосковых линий: W1=2 мм, L1=2,43 мм,
W2=0,21 мм, L2=1,23 мм.
3.5.Расчет цепей питания транзистора
Цепь питания должна обеспечивать развязку СВЧ тракта с источником питания. Она может быть реализована в виде высокоомного четвертьволнового
отрезка линии закороченного на конце радиальным шлейфом (РисХ).
Пример (Расчет цепи питания)
Параметры радиального шлейфа выбираются так, чтобы его входное сопротивление на требуемой частоте было близко к нулю (РисХ).
PORT
P=1
Z=50 Ohm
MSRSTUB2
ID=ST1
Ro=5.35 mm
Wg=0.1 mm
W=0.2 mm
Theta=30 Deg
MSUB
Er=9.8
H=0.5 mm
T=0.004 mm
Rho=1
Tand=0.001
ErNom=3.38
Name=SUB1
Рис. Схема разомкнутого шлейфа
Stub Impedance
3
|ZIN(1)| (Ohm)
Supply_Shunt
2
1
0
3900
3950
4000
Frequency (MHz)
4050
4100
Рис. Модуль входного сопротивления разомкнутого шлейфа после настройки.
Параметры высокоомной линии выбираются так, чтобы входное сопротивление цепи питания со стороны СВЧ тракта было максимальным.
MLIN
ID=TL6
W=0.2 mm
L=7.51 mm
PORT
P=1
Z=50 Ohm
MSRSTUB2
ID=ST1
Ro=5.35 mm
Wg=0.1 mm
W=0.2 mm
Theta=30 Deg
MSUB
Er=9.8
H=0.5 mm
T=0.004 mm
Rho=1
Tand=0.001
ErNom=3.38
Name=SUB1
Рис. Схема цепи питания.
5000
|ZIN(1)| (Ohm)
Supply
4000
3000
2000
1000
0
3900
3950
4000
Frequency (MHz)
4050
4100
Рис. Модуль входного сопротивления цепи питания.
Далее составляем схему усилителя с рассчитанными ранее согласующими
цепями и цепями питания.
PORT1
P=1
Z=50 Ohm
Pwr=17.4 dBm
MLEF
ID=TL2
W=2 mm
L=4 mm
CAP
ID=C1
C=100 pF
MLEF
ID=TL4
W=2 mm
L=2.43 mm
SUBCKT
ID=S1
NET="EPA160A_100P_MWO"
MLIN
ID=TL3
W=0.21 mm
L=1.23 mm
MLIN
ID=TL1
W=0.21 mm
L=0.35 mm
4
2
1
2
MCROSS
ID=TL7
W1=0.2 mm
W2=0.2 mm
W3=1 mm
W4=2 mm
3
MLIN
ID=TL5
W=0.2 mm
L=7.5 mm
MLIN
ID=TL6
W=0.2 mm
L=7.5 mm
PORT
P=2
Z=50 Ohm
1
3
2
1
3
CAP
ID=C2
C=100 pF
4
MCROSS
ID=TL8
W1=1 mm
W2=0.2 mm
W3=0.2 mm
W4=2 mm
MSRSTUB
ID=ST2
Ro=5.35 mm
Wg=0.1 mm
W=0.2 mm
Theta=30 Deg
MSRSTUB
ID=ST1
Ro=5.35 mm
Wg=0.1 mm
W=0.2 mm
Theta=30 Deg
DCVS
ID=V2
V=-.8 V
MSUB
Er=10
H=.5 mm
T=0.05 mm
Rho=1
Tand=0
ErNom=3.38
Name=SUB1
DCVS
ID=V1
V=8 V
Характеристики этой схемы приведены на рис.Х и Х. Видно, что получившаяся схема является хорошим начальным приближением для дальнейшей оптимизации.
DB(|LSSnm(PORT_2,PORT_1,1,1)|)
Power
DB(|LSSnm(PORT_1,PORT_1,1,1)|)
Power
Gain
20
10
0
-10
-20
-30
3000
3500
4000
Frequency (MHz)
4500
5000
DB(|Pcomp(PORT_2,1)|) (L, dBm)
Power
DCRF(PORT_2) (R)
Power
Power
40
80
4000 MHz
27.61 dBm
30
60
20
40
4000 MHz
25.26
10
0
3000
20
3500
4000
Frequency (MHz)
4500
0
5000
Оптизация полученной схемы выполняется по тем же требованиям, что и
схемы с идеальными согласующими цепями. Характеристики схемы послеоптимизации приведены на рис.Х и Х.
DB(|LSSnm(PORT_2,PORT_1,1,1)|)
Power
DB(|LSSnm(PORT_1,PORT_1,1,1)|)
Power
Gain
20
10
0
-10
-20
-30
3000
3500
4000
Frequency (MHz)
4500
5000
DB(|Pcomp(PORT_2,1)|) (L, dBm)
Power
DCRF(PORT_2) (R)
Power
Power
40
80
4000 MHz
29.66 dBm
30
60
4000 MHz
36.4
20
40
10
20
0
3000
3500
4000
Frequency (MHz)
4500
0
5000
4.Проектирование фильтра
Требования к характеристикам фильтра:
- избирательность АЧХ фильтра должна обеспечивать выполнение баланса
амплитуд только в районе требуемой частоты генерации. Выполнение этого
требования исключает возможность запуска АГ на другой частоте;
- крутизна ФЧХ фильтра во многом определяет уровень фазовых шумов автогенератора. Поскольку в данном курсовом проекте не формулируется требование к фазовым шумам, то достаточно выполнить только первое требование.
Так как не нужна высокая избирательность, фильтр можно выполнить на
одном резонаторе, представляющем из себя отрезок микрополосковой линии.
Связь резонатора с источником сигнала и нагрузкой может быть непосредственной (рис.), емкостной (рис.) либо распределенной (рис.). При этом дли-
на резонатора разомкнутого на концах должна составлять около половины
длины волны, а короткозамкнутого с одного конца – четверти длины волны.
а)
б)
в)
рис.
Волновое сопротивление резонатора рекомендуется выбрать в 2-3 раза
меньшим, чем волновое сопротивление тракта.
Требования при оптимизации фильтра:
- коэффициент отражения на входе фильтра должен быть не более -20 дБ
в окрестности частоты генерации АГ.
- относительная ширина полосы пропускания фильтра по уровню -10 дБ
не должна превосходить 20-30 %.
Заметим, что фазовый набег, вносимый фильтром, отличается для каждого конкретного конструктивного варианта. Поэтому для выполнения баланса фаз АГ потребуется ЛЗ разной длинны, что может быть использовано
для оптимизации топологии АГ.
Пример:
Выберем схему с распределенной связью, содержащую кроме связанных линий неоднородности типа "скачок ширины" и "разомкнутый конец".
Оптимизацию схемы выполним по следующим критериям:
- коэффициент отражения на входе не более -20Дб
- коэффициент передачи на частоте генерации не менее -0.5Дб
- коэффициент передачи при расстройке от центральной частоты на 250МГц
не более -5Дб.
Параметры схемы после оптимизации приведены на рис.Х.
PORT
P=1
Z=50 Ohm
MLIN
ID=TL3
W=0.5 mm
L=1 mm
MSTEPX
ID=MS1
W1=0.5 mm
W2=win mm
Offset=-(0.5-win)/2 mm
MACLIN
ID=TL2
W1=win mm
W2=wres mm
S=s mm
L=p1 mm
1
win=0.3424
MLEF
ID=TL5
W=win mm
L=0 mm
3
wres=0.7859
p1=7.078
MLEF
s=0.1993
ID=TL8
W=win mm
L=0 mm
MLIN
ID=TL1
W=0.5 mm
L=1 mm
W1
MSUB
Er=9.8
H=0.5 mm
T=0.004 mm
Rho=1
Tand=0.001
ErNom=3.38
Name=SUB1
2
4
W2
W2
2
MLEF
ID=TL6
W=win mm
L=0 mm
PORT
P=2
Z=50 Ohm
W1
MLEF
ID=TL7
W=win mm
L=0 mm
DB(|S(1,1)|) (L)
Filter
4
3
1
MACLIN
ID=TL4
W1=win mm
W2=wres mm
S=s mm
L=p1 mm
MSTEPX
ID=MS2
W1=0.5 mm
W2=win mm
Offset=-(0.5-win)/2 mm
DB(|S(2,1)|) (L)
Filter
AngU(S(2,1)) (R, Deg)
Filter
S
0
90
-5
15
-10
-60
-15
-135
-20
-210
-25
-285
3250
3500
3750
4000
4250
Frequency (MHz)
4500
4750
-360
5000
0.2 mm
-30
3000
7.1 mm
14.2 mm
Проектирование направленного ответвителя
Направленный ответвитель ответвляет мощность с выхода усилителя
мощности в цепь обратной связи (ОС). Выбор его коэффициента ответвления
обеспечивает выполнение баланса амплитуд (БА).
В качестве направленного ответвителя можно использовать любую из
изображенных на рисунке схем.
Вх
Вх
Вх
RН
Вых
RБ
Вых
RН
RБ
а)
Вых
RБ
б)
RН
в)
Рис.
а) схема на основе линий с распределенной связью
б) схема на основе линий с емкостной связью
в) схема на основе линий со шлейфной связью
Схема на рис. а не требует навесных элементов, обладает небольшими
габаритами, но требует высокой точности выполнения зазора между линиями.
Схема на рис. б использует навесные конденсаторы, но может иметь минимальные габариты при использовании свернутых полосковых линий.
Схема на рис. в имеет наибольшие габариты, но не требует высокой
точности изготовления и использования навесных элементов.
Расчет выбранной схемы производится путем оптимизации ее параметров в соответствии со следующими критериями:
- коэффициент отражения на входе не более -20 дБ;
- коэффициент передачи в цепь ОС равен требуемому значению. Это
значение вычисляется исходя из выполнения условия баланса амплитуд: коэффициент передачи в замкнутой петле обратной связи должен быть равен
единице Кус Котв Кф Клз=1, где К коэффициенты передачи усилителя, ответви-
теля, фильтра и линии задержки. Если эти коэффициенты выразить в децибелах, то равенство приобретает вид Кус+Котв+Кф+Клз=0, откуда
Котв=-(Кус+Кф+Клз). При этом следует взять запас на рассогласование в петле
обратной связи 1 - 2Дб.
Пример
Определим требуемый коэффициент ответвления Котв =-(12ДБ-0.5Дб0.1дб)=-10.5Дб. С учетом запаса в 1.5Дб Котв =-9Дб. Выберем схему ответвителя с распределенной связью. Оптимизацию выполним по следующим критериям:
- - коэффициент отражения на входе не более -30Дб
- коэффициент ответвления на частоте генерации равен -9Дб.
PORT
P=1
Z=50 Ohm
MLIN
ID=TL3
W=wz0 mm
L=1 mm
MSTEPX
ID=MS1
W1=wz0 mm
W2=w1 mm
Offset=-(wz0-w1)/2 mm
MACLIN
ID=TL2
W1=w1 mm
W2=w2 mm
S=s mm
L=p1 mm
1
MSTEPX
ID=MS2
W1=wz0 mm
W2=w1 mm
Offset=(wz0-w1)/2 mm
3
PORT
MLIN
P=2
ID=TL1
W=wz0 mm Z=50 Ohm
L=1 mm
W1
2
MBENDRWX
ID=MS4
W1=wz0 mm
W2=w2 mm
PORT
P=3
Z=50 Ohm
MLIN
ID=TL4
W=wz0 mm
L=1 mm
LOAD
ID=Z1
Z=50 Ohm
4
W2
MSUB
Er=9.8
H=0.5 mm
T=0.004 mm
Rho=1
Tand=0.001
ErNom=3.38
Name=SUB1
wz0=0.48
w1=0.3766
w2=0.2087
p1=7.383
s=0.1221
Рис. Схема направленного ответвителя.
Параметры направленного ответвителя после оптимизации приведены на
рис.Х.
Рис. Частотные характеристики направленного ответвителя
Вых
Вх
Вых
ОС
7.4 mm
Рис. Топология направленного ответвителя
Анализ и настройка схемы АГ с разомкнутой ОС
Рассчитанные до этого схемы усилителя, НО и фильтра объединяют в
соответствии со схемой на рис. Х и дополняют ее линией задержки в виде
полосковой линии с волновым сопротивлением, равным сопротивлению
тракта и нулевой длиной.
В схему также вводят измерительный прибор OSCTEST (Element/Meas
Device/Probes/OSCTEST)
, включив его в разрыв петли обратной связи (Рис.) Затем вычисляют
модуль и фазу коэффициента передачи в разомкнутой петле обратной связи
(Mag LSSmn и ANGL LSSnm).
На частоте генерации модуль коэффициента передачи должен быть более 0 дБ, а получившийся фазовый набег следует дополнить до нулевого значения за счет увеличения длины линии задержки. Требуемую длину легко
определить с помощью калькулятора линий передачи (не исключено, что при
составлении топологического чертежа АГ длину ЛЗ нужно будет увеличить
на целую длину волны). Если потребуется увеличить модуль коэффициента
передачи, то следует увеличить модуль коэффициента ответвления НО. Для
этого в схеме НО с распределенной связью потребуется уменьшить зазор
между линиями; в схеме с емкостной связью – увеличить номиналы конденсаторов; в схеме со шлейфной связью уменьшить волновое сопротивление
шлейфов.
Пример:
В приведенной ниже схеме для компактности рассчитанные ранее схемы
фильтра, направленного ответвителя и частично усилителя использованы в
виде подсхем.
Анализ модуля и фазы коэффициента петлевого усиления (при нулевой
длине ЛЗ) показал, что модуль имеет запас в 3.25Дб, а фаза составляет
+70град. Для выполнения баланса фаз нужно увеличить электрическую длину линии задержки на 70град. С помощью калькулятора линий определяем,
что длину ЛЗ нужно увеличить на 5.66мм. Такая малая длина ЛЗ не позволит
в топологии АГ замкнуть петлю ОС, поэтому увеличиваем длину ЛЗ на 360
град (до 34.8мм).
Характеристики получившейся схемы приведены на рис. Х и Х.
SUBCKT
CAP
ID=S4
ID=C1
NET="Input_MC"
C=100 pF
OSCTEST
ID=6000
1
2
SUBCKT
SUBCKT
SUBCKT
ID=S2
ID=S5
ID=S1
NET="EPA160A100P" NET="Output_MC" NET="Coupler"
2
1
2
1
2
1
2
4
3
3
3
3
1
CAP
ID=C2
C=100 pF
3
PORT
P=2
Z=50 Ohm
PORT1
P=1
Z=50 Ohm
Pwr=17.4 dBm
MSUB
Er=9.8
H=0.5 mm
T=0.004 mm
Rho=1
Tand=0.001
ErNom=3.38
Name=SUB1
DCVS
ID=V2
V=-0.8 V
DCVS
ID=V1
V=8 V
PORT
P=3
Z=50 Ohm
MLIN
ID=TL2
W=0.48 mm
L=34.8 mm
SUBCKT
ID=S3
NET="Filter"
2
1
Рис. Схема автогенератора для моделирования петлевого усиления.
DB(|LSSnm(PORT_2,PORT_1,1,1)|) (L)
Loop_Gain
Ang(LSSnm(PORT_2,PORT_1,1,1)) (R, Deg)
Loop_Gain
Gain
5
180
4000 MHz
3.35 dB
2.5
90
4000 MHz
-0.851 Deg
0
0
-2.5
-5
3700
-90
3900
4100
Frequency (MHz)
-180
4300
Рис. Частотные характеристики петлевого усиления автогенератора
DCRF(PORT_3) (R)
Loop_Gain
DB(|Pcomp(PORT_3,1)|) (L, dBm)
Loop_Gain
Power
40
80
4000 MHz
28.57 dBm
35
70
30
60
25
50
4000 MHz
30.27
20
40
15
30
10
20
5
10
0
3700
3800
3900
4000
4100
Frequency (MHz)
4200
0
4300
Рис. Частотные характеристики выходной мощности и КПД автогенератора с
разомкнутой петлей обратной связи
Составление схемы АГ с замкнутой ОС и анализ его характеристик
Для замыкания ОС в схему нужно внести следующие изменения:
- убрать измерительный прибор OSCTEST;
- замкнуть выход ОС на вход усилителя.
Для определения режима генерации в схему следует ввести измерительный прибор OSCAPROB (Element/Meas Device/Probes/OSCAPROBE).
Далее определяем величины выходной мощности, КПД и частоты генерации.
Величину частоты генерации можно подстроить за счет изменения длины ЛЗ, а величину выходной мощности путем изменения коэффициента ответвления НО.
Для определения величины фазовых шумов используется измерительный прибор OSCNOISE.
Пример:
Составляем схему в соответствии с приведенными выше рекомендациями. Результаты анализа ее характеристик приведены на рис. Х и Х. Видно,
что схема практически не требует подстройки.
SUBCKT
CAP
ID=S4
ID=C1
NET="Input_MC"
C=100 pF
SUBCKT
SUBCKT
SUBCKT
ID=S2
ID=S5
ID=S1
NET="EPA160A100P" NET="Output_MC" NET="Coupler"
2
1
2
1
2
1
2
OSCAPROBE
ID=X1
Fstart=3800 MHz
Fend=4200 MHz
Fsteps=200
Vsteps=40
MSUB
Er=9.8
H=0.5 mm
T=0.004 mm
Rho=1
Tand=0.001
ErNom=3.38
Name=SUB1
3
3
3
1
CAP
ID=C2
C=100 pF
3
DCVS
ID=V2
V=-0.8 V
DCVS
ID=V1
V=8 V
PORT
P=1
Z=50 Ohm
A
MLIN
ID=TL2
W=0.48 mm
L=34.8 mm
SUBCKT
ID=S3
NET="Filter"
2
1
OSC_FREQ() (R, MHz)
Loop_Gain
DB(|Pcomp(PORT_1,1)|) (L, dBm)
Loop_Gain
OSCILLATOR
30
25
4100
1000 MHz
28.22 dBm
20
15
4075
4050
1000 MHz
4002 MHz
4025
10
4000
5
3975
0
999.95
1000
Frequency (MHz)
3950
1000.05
ПРИЛОЖЕНИЯ
Создание модели транзистора
]
Приложение А. Параметры нелинейной электрической модели полевых
транзисторов без учета корпусов.
Параметры моделей транзисторов Excelics. Здесь приведены только модели
транзисторов, которые выпускаются в корпусированном исполнении.
Параметр
EPA018A EPA025A EPA030A EPA040A EPA060B EPA080A
BETA, В-1
0.00206
0.00206
0.00206
0.0318
0
0.0318
GAMMA, В-1
0.993
0.993
0.993
1.81
1.6
1.81
VOUT0, В
3.51
3.51
3.51
3.95
2
3.95
VT0, В
-1.3
-1.3
-1.3
-1
-1
-1
A0, А
0.0727
0.101
0.121
0.143
0.177
0.286
A1, А/В
0.113
0.157
0.189
0.144
0.16
0.288
A2, А/В2
0.0549
0.0762
0.0915
-0.096
-0.062
-0.192
A3, А/В3
0.00842
0.0117
0.0141
-0.0975
-0.049
-0.195
TAU, См
3.00E-12
3.00E-12
3.00E-12
3.00E-12
2.00E-12
3.00E-12
R1, Ом
0
0
0
0
1.00E+06
0
R2, Ом
0
0
0
0
0
0
VB0, В
14
14
14
14
1.00E+06
14
VBI, В
1
1
1
1
0.85
1
RF, Ом
0
0
0
0
1.00E+06
0
IS, А
2.40E-14
3.30E-14
4.00E-14
5.50E-14
1.00E-14
1.10E-13
N
1.8
1.2
1.8
1.2
1.8
1.2
RDS, Ом
669
482
402
358
350
179
CRF, Ф
1.00E-08
1.00E-08
1.00E-08
1.00E-08
1.00E-11
1.00E-08
RD, Ом
1.3
0.96
0.78
0.54
0.53
0.27
RG, Ом
2.5
1.8
1.5
0.74
0.71
0.37
RS, Ом
3.8
2.76
2.28
0.52
0.35
0.26
RIN, Ом
5.7
4.13
3.42
0
0.8
0
CGSO, Ф
4.64E-13
6.45E-13
7.75E-13
9.80E-13
1.00E-12
1.96E-12
CGDO, Ф
3.73E-14
5.18E-14
6.25E-14
1.08E-13
4.90E-14
2.16E-13
FC
0.5
0.5
0.5
0.5
0.5
0.5
CDS, Ф
6.26E-14
8.70E-14
1.04E-13
1.08E-13
6.40E-14
2.16E-13
CGS, Ф
0
0
0
0
0
0
CGD, Ф
0
0
0
0
0
0
KF
0
0
0
0
0
0
AF
1
1
1
1
1
1
TNOM, °C
27
27
27
27
27
27
FFE
1
1
1
1
1
1
LD, нГн
0.3
0.18
0.33
0.3
0.33
0.18
LS, нГн
0.04
0.071
0.035
0.037
0.035
0.028
LG, нГн
0.2
0.1
0.2
0.2
0.2
0.1
Параметр
EPA120B EPA160A EPA240B EPA240D EPA480C
BETA, В-1
0
0.0318
0
0.0244
0.0244
GAMMA, В-1
1.6
1.81
1.6
2.16
2.16
VOUT0, В
2
3.95
2
4.25
4.25
VT0, В
-1
-1
-1
-0.9
-0.9
A0, А
0.354
0.572
0.708
0.780
1.560
A1, А/В
0.32
0.576
0.640
0.840
1.680
A2, А/В2
-0.124
-0.384
-0.248
-0.815
-1.630
A3, А/В3
-0.098
-0.39
-0.196
-0.865
-1.730
TAU, См
2.00E-12
3.00E-12
2.00E-12
3.00E-12
3.00E-12
R1, Ом
1.00E+06
0
1.00E+06
0
0
R2, Ом
0
0
0
0
0
VB0, В
1.00E+06
14
1.00E+06
14
14
VBI, В
0.85
1
0.85
1
1
RF, Ом
1.00E+06
0
1.00E+06
0
0
IS, А
1.00E-14
2.20E-13
1.00E-14
3.25E-10
6.50E-10
N
1.8
1.2
1.8
1.2
1.2
RDS, Ом
175
90
88
103
51.5
CRF, Ф
1.00E-11
1.00E-08
1.00E-11
1.00E-08
1.00E-08
RD, Ом
0.265
0.135
0.13
0.500
0.250
RG, Ом
0.355
0.185
0.18
1.200
0.600
RS, Ом
0.175
0.13
0.09
0.270
0.135
RIN, Ом
0.4
0
0.2
0
0
CGSO, Ф
2.00E-12
3.92E-12
4.00E-12
9.95E-12
1.99E-11
CGDO, Ф
9.80E-14
4.32E-13
1.96E-13
3.56E-13
7.12E-13
FC
0.5
0.5
0.5
0.5
0.5
CDS, Ф
1.28E-13
4.32E-13
2.56E-13
3.80E-13
7.60E-13
CGS, Ф
0
0
0
0
0
CGD, Ф
0
0
0
0
0
KF4
0
0
0
0
0
AF
1
1
1
1
1
TNOM, °C
27
27
27
27
27
FFE
1
1
1
1
1
LD, нГн
0.13
0.084
0.074
0.49
0.25
LS, нГн
0.023
0.016
0.05
0.12
0.08
LG, нГн
0.1
0.05
0.05
0.28
0.14
Документ
Категория
Радиоэлектроника
Просмотров
95
Размер файла
931 Кб
Теги
пособие_вар_1v4
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа