close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

321в

код для вставкиСкачать
Введение
Источники питания на повышающе-понижающих (buck-boost) преобразователях напряжения незаменимы в тех случаях, когда напряжение на входе источника во время работы может как ниже, так и выше выходного напряжения. То есть если входное напряжение выше выходного, то преобразователь должен понижать напряжение, и наоборот: если входное напряжение выше выходного, то преобразователь должен работать как повышающий. Особенно востребованы такие преобразователи в массовых современных мобильных устройствах с батарейным питанием, где напряжение батареи в конце работы может отличаться от напряжения "свежей" батареи на единицы вольт. Продлевая жизнь химических источников тока, высокоэффективные источники питания батарейных устройств помогают не только экономить деньги потребителя, но и уменьшать загрязнение окружающей среды, сокращая количество выброшенных на свалку отслуживших батарей аккумуляторов.
Существуют различные способы построения повышающе-понижающих преобразователей. Очевидный способ - это последовательно включение повышающего и понижающего преобразователей. При этом выходное сопротивление первого преобразователя должно лежать за пределами изменения напряжения на выходе, а требуемое выходное будет формироваться на выходе второго преобразователя.
Рис.1. Упрощенная схема повышающе-понижающего преобразователя с одной индуктивностью.
На рис.1 показана упрощенная схема преобразователя, объединяющего обе эти топологии [3]. Она содержит H- образный мостовой каскад, включающий в себя повышающую и понижающую части, которые подключаются к одной и той же индуктивности. Устройство автоматически переключается от понижающей топологии к повышающей и обратно в зависимости от входного напряжения. В нем всегда используется один активный ключ, один выпрямляющий ключ, один ключ постоянно открыт и один ключ постоянно заперт. Таким образом, когда входное напряжение выше, чем выходное, устройство работает как понижающий преобразователь, а когда входное напряжение становится ниже входного, то оно превращается в повышающий преобразователь. Ни в одном из режимов не могут быть одновременно открыты все четыре ключа [4]. Очевидные недостатки такой схемы - сложность, большое количество деталей (в том числе два контроллера), высокая стоимость и пониженный КПД. Кроме того, при последовательном соединении импульсных стабилизаторов необходимо принимать меры но недопущению сквозных токов через два включенных ключевых элемента, то есть необходимо определенным образом синхронизировать работу двух транзисторов.
Другая разновидность повышающе-понижающих преобразователей - это преобразователи с топологией SEPIC (Single Ended Primary Inductance Converter). Упрощенная схема такого устройства показана на рис. 2. Эти преобразователи распространены достаточно широко, в последнее время появляется большое количество литературы по их расчету и применению. Для такой схемы необходим только один контроллер. Как видно из рисунка, в топологии SEPIC используются две индуктивности, что ведет к увеличению габаритов и стоимости устройства. Эти индуктивности могут быть намного больше и дороже, чем используемые в схеме полупроводниковые компоненты. В схеме используется разделительный конденсатор для работы с большими токами. Этот элемент может оказаться слабым звеном с точки зрения ее надежности.
Рис.2. Упрощенная схема преобразователя SEPIC.
По сути, топологии дросселя с отводом давно известны. Повышающие схемы, в которых отвод дросселя соединен с силовым ключом, и понижающие схемы, где отвод соединен с диодом, относительно часто используются для расширения возможностей традиционных повышающих и понижающих топологий. С помощью этих простых схем повышается выходное напряжение, выходной ток или изменяется коэффициент заполнения [4,5].
Рис.3,а. Повышающе-понижающий преобразователь с одним дросселем с отводом от средней точки.
Рассмотрим принцип работы схемы рис. 3, а. После замыкания цепи на обмотке дросселя N1 накапливается энергия, а от входа через отвод индуктора течет ток (на землю). В соответствии принципом автотрансформатора на обмотке N2 появляется напряжение, которое пропорционально отношению витков N1/N2. Если количество витков в двух обмотках одинаково, напряжение во вторичной обмотке равно -Vin. Поскольку это напряжение при включенной схеме имеет отрицательной значение, диод запирается, и ток через N2 не течет. После размыкания ключа ток через N1 перестает течь, а запасенная в индукторе энергия высвобождается, вызывая протекание тока через N2 и появление положительного напряжения в правой части схемы. Это напряжение открывает диод и заряжает выходной конденсатор, на котором появляется положительное выходное напряжение. При разомкнутом ключе напряжение на первичной обмотке определяется произведением напряжения на вторичной обмотке на отношение N1/N2. Если количество витков одинаково на обеих обмотках, то в первичной цепи оно равно -Vout. Коэффициент заполнения и положение отвода в индукторе (соотношение витков N1/N2) определяют передаточную характеристику Vout/Vin, которая может быть больше 1 (усиление) или меньше 1 (ослабление). Предполагая, что потери отсутствуют, а N1=N2 и D=0,50, получаем, что Vout = Vin. При иной длительности включения или другом положении отвода функция Vout / Vin определяется из следующего выражения (1): ( Vout)/Vin=D/(1-D)×N2/N1 (1)
Рис.3.б. Зависимость Vout/Vin от коэффициента заполнения в схеме индуктора с отводом.
На рисунке 3,б. приведен график для уравнения (1). Из него видно, как меняется отношение Vout/Vin при изменении коэффициента заполнения в диапазоне 0~1 и различных N1/N2.
Так преобразователь на рис.3,а. имеет более простую схему, то разработку системы управления проведем для нее. Система управления импульсного преобразователя.
Структурная схема системы управления приведена на рис. 1,а., а временные на рис.1,б.
а)
б)
Рис.1.
Задним фронтом импульса задающего генератора (ЗГ) запускается одновибратор (ОВ) в момент времени t1 (рис.1,б). Время задающий конденсатор одновибратора начинает заряжаться до порога срабатывания Ucp1, определяемого напряжением с выхода усилителя обратной связи У, на выход которого поступает разность между напряжением нагрузки Uн и напряжением задания Uз. В момент t2 напряжение конденсатора Uc достигает порога срабатывания Ucp1 одновибратора и напряжение на выходе ОВ снижается до нуля, а конденсатор разряжается. На интервале t1-t2 сигнал ОВ усиливается усилителем мощности и поступает на отпирание транзистора импульсного преобразователя. Если ток нагрузки I не превысит ток установки Iу компаратор К срабатывает и запрещает через триггер Т работу одновибратора. Принципиальная схема СУ
а)
б)
Рис.2.
Принципиальная схема системы управления приведена на рис.2, где задающий генератор выполнен на таймере DA2, одновибратор на таймере DA3, усилитель У на операционном усилителе DA4, операционный усилитель DA1 выполняет функцию компаратора К, триггер выполнен на интегральном триггере DD1, усилитель мощности реализован на транзисторе VT2, транзистор VT1 и светодиод VD1 необходимы для индикации срабатывания защиты по току.
Конденсатор C3 задающего генератора DA2 заряжается через резисторы R10 и R11 до напряжения 2/3 Uп, а разряжается через R11 до напряжения 1/3 Uп.
Запуск одновибратора обеспечивается через конденсатор Cу. Время задающий конденсатор одновибратора С_6 заряжается через транзистор VT4, для обеспечения линейности заряда конденсатора. Напряжение до которого зарядится конденсатор определяется выходным напряжением операционного усилителя VD4, на вход которого поступают: напряжение с нагрузки через делитель R_26,R_27,R_28 и напряжение задания от стабилитрона VD7. Для защиты от перегрузок по току сигнал от трансформатора тока сравнивается с установкой по току от делителя R_3,R_4 на компараторе DA1. При срабатывании компаратора опрокидывается триггер DD1 и на выводе 4 одновибратора DA3 появляется нулевое напряжение, что запрещает его работу. При этом отпирается транзистор VT1 и загорается светодиод DA1, сообщая о срабатывания защиты. Для снятия запрета, необходимо кратковременно замкнуть ключ S. Выполним расчет параметров элементов системы управления. Усилитель мощности
Принципиальная схема приведена на рис. 4.
Рис.4.
Рис.5.
В данной схеме гальваническая развязка силовой части и системы управления
осуществлена с помощью импульсного трансформатора TV1. Резистор R3 ограничивает ток заряда емкости затвора. Элементы R4, VD3 и VT2 образуют разрядную цепь для
форсированного разряда входной емкости полевого транзистора. Для ограничения всплеска коллекторного напряжения VT1 используется обратный диод VD1 и последовательно с ним включенный резистор R2.
В качестве силовых транзисторов в прямоходовом преобразователе используются транзисторы SPP04N80C3. Они имеют следующие характеристики:
Максимальное напряжение затвор-исток.......................................U_зи = ±30 В
Время включения..................................................................... t_вкл = 40 нс
Время выключения...................................................................t_выкл= 77 нс
Типичная кривая заряда затвора транзистора SPP04N80C3 приведена на рис. 5. Из рис. 5 видно, что транзистор нормально включен, если напряжение затвора больше 6 В, чрезмерно большое напряжение затвора, например равное 15 В, способствует неоправданному завышению заряда затвора и, следовательно, приведет к появлению задержки выключения транзистора. Из рис.5 видно, что максимальный средний ток затвора, необходимый для быстрого открытия транзистора, может достигать величины
i_(з max⁡ )=Q_з/t_вкл ≈32нКл/40нс=0,8 А
поэтому импульсные диоды должны выдерживать такой ток. В качестве диодов VD1...VD3 возьмем импульсные диоды типа КД522Б, имеющие следующие характеристики:
Максимальное импульсное обратное напряжение........................U_(обр и max)= 75 В
Время восстановления обратного сопротивления.................................t_вос= 4 нс
Прямое падение напряжения при Iпр = 100м..............................Unp = 1,1В
Максимальный прямой ток....................................................Inp,max = 100 мА
Максимальный импульсный прямой ток при τ_и = 10мкс.......Inp,max = 1500мА
Чтобы определить сопротивления резистора R3 необходимо учитывать сопротивления обмоток трансформатора и дифференциальные сопротивления диодов. При достаточно больших рабочих токах дифференциальное сопротивление диода можно найти по формуле:
r_диф=(U_пр-U_пор)/I_пр =(1,1-0,7)/0,1=4 Ом
Примем, что падение напряжения на открытом транзисторе VT1 равно 1 В, тогда напряжение, подаваемое на затвор транзистора при единичном коэффициенте трансформации, будет равно UЗИ = Uип - U_кэн-2U_пор= 12- 1 -2• 0,7 = 9,6В, а средний ток затвора за время включения силового транзистора: i_з = Qз /tвкл =19•10-9 /40 • 10-9 = 0,475 А.
Сопротивление резистора в цепи заряда затвора рассчитывается исходя из требуемого времени переключения силового полевого транзистора:
R_з=(U_(зи )•t_t )/Q_з =(9,6•40•〖10〗^(-9))/(19•〖10〗^(-9) )=20,21 Ом
откуда сопротивление резистора R3: Rз = R_з- 2rдиф - r_1 - r_2≈ 9,31 Ом,
где Uзи - напряжение затвор-исток силового транзистора; t_t- требуемое время переключения; Q_з - полный заряд затвора; r_1 и r_2 - активные сопротивления обмоток трансформатора.
Для быстрого выключения силового транзистора необходимо обеспечить разрядный ток входной емкости примерно равный зарядному, а транзисторы VT1 должен выдерживать такие значения импульсных токов. В качестве транзистора VT2 возьмем транзистор типа КТ686В, имеющий характеристики:
Максимально допустимое постоянное напряжение К-Э.................. U_( кэ max) = 50 В
Максимально допустимый постоянный ток коллектора....................... I mах = 800мА
Максимально допустимый импульсный ток коллектора..................I к и mах = 1600мА
Максимально допустимая рассеиваемая мощность.........................Pк max = 0,625 Вт
Граничная частота коэффициента передачи тока...........................f гр > 100 МГц
Статический коэффициент передачи тока....................................h21э > 250
Сопротивление резистора R4 должно удовлетворять неравенству
R_4≤(h_21э (U_зи-U_бэ))/I_з =(250(9,6-0,7))/0,475=4684 Ом
Необходимо также учитывать, что по мере разряда входной емкости силового транзистора напряжение на ней уменьшается и ток базы транзистора VT2 также пропорционально уменьшается., вследствие чего снижается степень насыщения транзистора VT2 и может уменьшиться скорость разряда входной емкости. Необходимо учесть, что с увеличением коллекторного тока статический коэффициент передачи тока уменьшается. С учетом выше сказанного берем сопротивление R4 равным 500 Ом.
Быстродействие разрядного транзисторов должно быть как минимум на порядок больше требуемого времени выключения силового транзистора. Оценим быстродействие разрядного транзистора VT2.
Степень насыщения транзистора
S=(βI_б)/I_к ≈(250∙(U_зи-U_бэ))/((U_зи-U_кэн)/r_VT )<(250∙(9,6-0,7)/500)/0,475=10
Процесc включения состоит из этапов: задержки фронта и формирования фронта коллекторного тока.
Задержка фронта, обусловленная зарядом входной емкости запертого транзистора, определяется из выражения:
t_з=C_вх ln⁡〖((U_б1+U_б2)/(U_б1-U_пор ))〗=30∙〖10〗^(-12)∙500 ln⁡((9,6+0,7)/(9,6-0,7))=2,19∙〖10〗^(-9) c
Формирование фронта коллекторного тока происходит за время
t_ф=τ_экв ln⁡〖(S/(S-1))〗≈τ_β ln⁡〖(S/(S-1))〗=1/(2π100∙〖10〗^6 ) ln⁡〖(10/(10-1))〗=1,68∙〖10〗^(-10) c
Процесс включения длится t_з+t_ф=2,19∙〖10〗^(-9)+1,68∙〖10〗^(-10)=2,358∙〖10〗^(-9) с, что намного меньше необходимого времени включения силового транзистора.
Рассчитаем импульсный трансформатор VT1
1.Напряжение на первичной и вторичной обмотках
U_1=U_ип-U_кэн=12-1=11В,
U_2=11В, при К_тр=1,
2.Эффективные значения напряжений на первичной и вторичной обмотках
U_1эф=U_1 √(γ_max )=11√0.38=6.78 В,
U_2эф=U_2 √(γ_max )=11√0.38=6.78 В,
3.Эффективные значения токов во вторичной и первичной обмотках
I_2эф=√(t_вкл/( T)) I_з^2+
Усилитель рассогласования
При пропорциональном регулировании усилитель рассогласования представляет собой масштабный усилитель сигнала, снимаемого с выхода преобразователя. По принципу работы однотактного преобразователя усилитель должен быть инвертирующим. Для реализации усилителя рассогласования широко применяются операционные усилители. Схемная реализация усилителя сигнала ошибки приведена на рис. 6.
+ U_ип
Рис. 6.
Операционный усилитель DA1 включен по схеме инвертирующего усилителя. Для минимизации необходимых источников питания системы управления применена схема включения от однополярного источника. Напряжение питания выбрано равным 12 В, в связи с тем, что широко распространенные ОУ требуют для своего питания в основном напряжение не менее 10 В:
К 140 УД7Uип = ±(5... 17)В
LM741Uип =±(5...18)В
LM248/LM348Uип = ±(5...18)В
LM158/LM258/LM358/LM2904Uип =±(1.5... 16 ) В
LF41IUип = ±(5. .18) В
TLC271Uип = 5...16В
Выберем в качестве ОУ схему TLC271BI, имеющую основные характеристики: Потребляемый токIпот - 1,8мА
Максимальное напряжение смещения нуляU_см= 3.5 мВ
Максимальный входной ток смещения.........I_(вх см) = 1нА
Максимальный входной ток сдвига................................I_(вх сдв) = 2нА
Рис. 8
Основные параметры микросхемы следующие:
Напряжение питания......................................................U_ип=1.5...15 В
Максимальный потребляемый ток (U_ип=12 В).....................I_пот=400мкА
Минимальное напряжение сброса.......................................U_сбр=0.4 В
Минимальный входной вытекающий ток .............................I_ист=10мА
Минимальный входной втекающий ток ...............................I_пр=50мА
Максимальная частота генерации .......................................3 МГц
Схема включения таймера в качестве ШИМ-2 приведена на рис. 9.
Рис. 9.
Примем γ_min=0,1, что позволит регулировать выходное напряжение до уровня U_вх K_тр γ_min=514,8∙0,23∙0,1≈12В. Емкость C1 как и в ГПН возьмем равной 1000 пФ, сопротивления резисторов найдем из следующих уравнений:
t_2=0,693R_2 C_1 □(⇒┬ )R_2=t_2/(0,693C_1 )=(0,1∙10∙〖10〗^(-6))/(0,693∙1000∙〖10〗^(-12) )=1443 Ом
t_1=0,693(R_1+R_2 ) C_1,
R_1=(t_1-0,693R_2 C_1)/(0,693C_1 )=((1-γ_min )T-γ_min T)/(0,693C_1 )=(10∙〖10〗^(-6)-0,2∙10∙〖10〗^(-6))/(0,693∙1000∙〖10〗^(-12) )=11544 Ом.
ОбозначениеРасчетное значениеТипНоминальное значениеСопротивления, кОмМощности, ВтСопротивления, кОмОтклонения, %Мощности, ВтR_111,5440,01С2-2311,510,062R_21,4431,23-10-3С2-231,4310,062 
Документ
Категория
Рефераты
Просмотров
63
Размер файла
1 293 Кб
Теги
321в
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа