close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Линейный тракт радиоприемных устройств

код для вставкиСкачать
Предисловие
7 мая 1895 года на заседании физического отделения Русского физико-химического общества (РФХО) в Санкт-Петербурге А.С. Попов выступил с докладом «об отношении металлических порошков к электрическим
колебаниям» и продемонстрировал «прибор, предназначенный для показывания быстрых колебаний».
Этот день стал началом бурного развития эпохи радиотехники, днем
«изобретения радио». Такое сочетание слов, введенное академиком А.И.
Бергом в 1945 году, утвердилось в отечественной и зарубежной литературе.
Во многих английских и американских статьях, посвященных рождению
радиотелеграфии, отдается должное А.С. Попову в проведении первых сеансов связи с генераторами часто повторяющихся импульсных сигналов,
однако все-таки они не соглашаются с его приоритетом по отношению к
Маркони. Споры об изобретении радио не утихают до сих пор.
Все, что касается А.С. Попова, – правда. Есть официальные бумаги,
свидетельствующие о первенстве А.С. Попова в изобретении радио. Что касается Маркони, то не существует никаких документов, подтверждающих
хоть какие-нибудь работы по беспроводной телеграфии, выполненные им в
1894-1895 гг.
Первый известный документ обращения Маркони к беспроводной телеграфии появился только 2 июня 1896 г. (на 13 месяцев позже официального выступления А.С. Попова в РФХО). Это была легендарная предварительная заявка на изобретение в Британское патентное бюро (БПБ) под номером №12039.
За прошедшие более чем 100 лет в защиту приоритета британского
изобретения исписаны десятки тысяч текстовых и иллюстративных страниц. Юмор, фарс и трагедия ситуации заключается в том, что никто из ходатайствующих за Маркони авторов никогда даже не видел полного текста
предварительной заявки №12039.
На запрос В. Меркулова в БПБ пришло удивительное сообщение – «в
анналах бюро патентов предварительная заявка за № 12039 не хранится, за
давностью времени и ненадобностью она в свое время была уничтожена».
Настойчивые обращения в БПБ позволили проследить «жизненный
путь» этой предварительной заявки. Через непродолжительное время после
подачи, положительного решения и последующей выдачи по ней патента,
она была изъята из БПБ и передана на хранение в «Корпорацию Маркони».
В 2004 г. «Корпорация Маркони» рассекретила коллекцию Маркони.
Образцы техники были переданы на хранение в Музей Истории науки английского Оксфордского университета, а письменные документы – в библиотеку этого учебного заведения. В настоящее время с первой страницей
3
предварительной заявки Маркони №12039 может ознакомиться в Интернете
любой желающий.
Самое большое «откровение» этого документа – отсутствие схем и
чертежей аппаратуры. При этом текстовая часть «грешит» несуразицей,
редкой для такого рода официальных описаний, не содержит связного и понятного изложения работы приемника, вокруг схемы и конструкции которого, собственно, и идут споры вот уже более 100 лет.
На всех сеансах связи, проведенных Маркони в 1896 г., сущность изобретения не раскрывалась, схемы устройств также не довелось видеть никому. Однако некие конкретные передатчики и приемники были. Возможно, что и те самые из «коллекции Маркони», датированные в 1896 г., ныне
хранящиеся в музее Оксфордского университета. Но доверять этому полностью не следует, так как они не снабжены документами, показывающими
их привязку к 1896 году и более похожи на аппараты, изготовленные в последующие годы.
На этом основании можно судить, что по прошествии 20 месяцев после выступления А.С. Попова на заседании РФХО у Маркони еще не было
«изобретения радио».
Приемник, способный принимать не только случайные однократные
сигналы, но и повторяющиеся (периодические), причем с малой постоянной
времени (временем отклика), достаточной для регистрации телеграфных
знаков и символов, впервые предложил А.С. Попов в России.
Аппаратура А.С. Попова имела еще одно исключительное важное
достоинство для того времени. Она предстала в виде законченной разработки, пригодной для быстрого внедрения.
Помимо России, производство этой аппаратуры освоили в Германии,
Англии, Франции и выпускали ее до 1910 года под названием «схема Попова».
Первое по настоящему серьезное широко известное испытание радиотелеграфии произошло в России. В декабре 1899 года броненосец «Генераладмирал Апраксин» сел на камни вблизи острова Гогланд в Финском заливе. Так как проводной связи с островом не было, то построили две радиотелеграфные станции (одна на острове Готланд, другая на острове Кутсало).
Дальность радиолинии была 47 км. За время всей спасательной экспедиции,
завершившейся в апреле 1900 года, в обе стороны прошло несколько сотен
радиограмм. Данное событие имело широкий резонанс в мировой печати.
Примечательным для техники Маркони случаем считается спасение
пассажиров с тонущего лайнера «Титаник». Но оно произошло много лет
спустя, в 1912 году.
Приоритет А.С. Попова при его жизни никто не оспаривал. И в настоящее время множество людей в России и за границей считают А.С. Попова изобретателем радио. В начале мая 1995 года в честь 100-летия изо4
бретения радио А.С. Поповым организация ЮНЕСКО при ООН провела
международную юбилейную конференцию в Москве и объявила 1995 год
«Всемирным годом радио».
Сегодня, радиоприемное устройство (РПУ), которое на фоне помех
принимает, усиливает и преобразовывает радиосигналы для их дальнейшей
обработки, стало одним из важнейших функциональных элементов различных радиотехнических комплексов.
Область применения РПУ разнообразна. Так, например, современная
коротковолновая радиосвязь обеспечивает различные службы: сеть радиовещания; служебные линии наземных станций спутниковой связи; службы
стандартных частот и сеть радиосвязи гидрометеослужбы; авиационную
связь земля – воздух и морскую связь берег – судно; магистральную, зоновую и местную радиосвязь; различные наземные подвижные радиослужбы
и т.п.
За последние годы накоплен значительный опыт в проектировании
РПУ, который базируется на знании таких основных вопросов, как: математические модели и свойства сигналов и помех; методы анализа и синтеза
линейных и нелинейных электрических цепей; теория и расчет антеннофидерных устройств; условия распространения радиоволн; усиление, генерирование и обработка электрических колебаний; электромагнитная совместимость радиотехнических систем и устройств различного назначения;
принципы конструктивного исполнения функциональных узлов радиоэлектронной аппаратуры с использованием как пленочной, так и полупроводниковой технологии.
Реализация современных профессиональных РПУ основана на использовании современной элементной базы: интегральные микросхемы и
микросборки, кварцевые и пьезокерамические фильтры, фильтры на поверхностных акустических волнах, усилители с повышенной линейностью
характеристик и малыми шумами.
Повышение качества и надежности, снижение массогабаритных параметров и энергопотребления, увеличение быстродействия обработки принимаемых сигналов связано с нахождением оптимальных схем построения
функциональных узлов РПУ, что возможно только на основе машинного
проектирования.
Современные профессиональные РПУ должны отличаться высокой
универсальностью. Наличие конструктивно законченных функциональных
блоков способствует при различной их компоновке значительному расширению применимости РПУ.
Одно из важных требований, предъявляемое в настоящее время к
профессиональным РПУ, – работа приемника в автоматизированной адаптивной системе в условиях полной неопределенности. Автоматизация процессов управления приемником требует сокращения времени перестройки
5
РПУ, что может быть в какой-то мере реализовано, например, использованием широкополосного преселектора с фильтровой настройкой.
Для решения задач, связанных с проектированием радиоприемных
устройств, студенты в процессе изучения курса «Устройства приема и обработки сигналов» должны освоить: физические основы приема радиосигналов на фоне помех; принципы построения РПУ различного назначения;
функциональные узлы РПУ; основы теории и расчета отдельных блоков
РПУ и их параметров.
Текст пособия представлен в авторской редакции.
Верстка издательства увеличила объем пособия.
В конце файла представлены два содержания:
данного текста и текста в редакции издательства.
6
Список принятых сокращений
АМ
АП
АУ
АЦ
АЦП
АЧХ
АЭ
БВС
БИХ-фильтр
БП
БТ
ВАХ
ВЦ
ВЧ
ВШП
Г
ГТП
Д
ДБШ
ДД
ДК
ДФ
ИАП
ИМС
ИНУН
ИТ
ИЦ
КB
КИХ-фильтр
КК
КМОП
КПД
ЛБВ
ЛОС
ЛЧМ
МОП
МП
МПФ
МС
НЧ
НЭ
ОАВ
АПОП
ОБ
ОБП
ОВЧ
ОЗ
ОИ
ООС
ОС
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
амплитудно-модулированный
аналоговый перемножитель
арифметическое устройство
антенная цепь
аналого-цифровой преобразователь
амплитудно-частотная характеристика
активный элемент
блок видеосигнала
фильтр с бесконечной импульсной характеристикой
боковая полоса
биполярный транзистор
вольтамперная характеристика
входная цепь
высокие частоты
встречно-штыревой преобразователь
гетеродин
главный тракт приема
детектор
диод с барьерами Шотки
динамический диапазон
дифференциальный каскад
дискретный фильтр
инструментальный или прецизионный аналоговый перемножитель
интегральная микросхема
источник напряжения, управляемый напряжением
информационный тракт
избирательная цепь
короткие волны
фильтр с конечной импульсной характеристикой
колебательный контур
комплементарная структура металл-оксид-полупроводник
коэффициент полезного действия
лампа бегущей волны
линейная обратная связь
линейно частотно модулированный
структура металл-оксид-полупроводник
микросборка приёмника
монолитный пьезоэлектрический фильтр
микросхема
низкочастотный, низкие частоты
нелинейный эффект
объемная акустическая волна
аналоговый перемножитель общего применения
общая база
одна боковая полоса
очень высокие частоты
общий затвор
общий исток
отрицательная обратная связь
обратная связь
7
ОУ
ОЭ
ПАВ
ПКР
ПКФ
ПОС
ППРЧ
ППУ
ПРПУ
ПрЧ
ПТ
ПФ
ПЧ
ПЭ
РПУ
РУ
СВ
СВЧ
СДВ
СМ
СФ
ТД
ТДЛ
УВЧ
УКВ
УП
П
УПЧ
УРЧ
УТ
ФВЧ
ФМ
ФНЧ
ФОИ
ФПЧ
ФСС
ФЦ
ФЧХ
ЦАП
ЦОС
ЦФ
ЧАД
ЧАП
ЧМ
Ш
ЭДС
ЭМФ
ЭСЛ
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
операционный усилитель
общий эмиттер
поверхностные акустические волны
пьезокерамический резонатор
пьезокерамический фильтр
положительная обратная связь
программная перестройка частот
полупроводниковый параметрический усилитель
профессиональное радиоприёмное устройство
преобразователь частоты
полевой транзистор
полосовой фильтр
промежуточная частота
преобразующий элемент
радиоприёмное устройство
резонансный усилитель
средние волны
сверхвысокие частоты
сверхдлинные волны
смеситель
сглаживающий фильтр
туннельный диод
трансформатор на основе длинных линий
усилитель высокой частоты
ультракороткие волны
усилительный прибор
полоса пропускания
усилитель промежуточной частоты
усилитель радиочастоты
усилительно-преобразовательный тракт
фильтр верхних частот
фазовая модуляция
фильтр нижних частот
фильтр основной избирательности
фильтр промежуточной частоты
фильтр сосредоточенной селекции
ферритовый циркулятор
фазочастотная характеристика
цифроаналоговый преобразователь
цифровая обработка сигналов
цифровой фильтр
частотно адаптивная радиосвязь
частотная автоподстройка частоты гетеродина
частотно-модулированный
коэффициент шума
электродвижущую сила
электромеханический фильтр
эмиттерно-связанная логика
8
1. СОСТОЯНИЕ И ОСНОВНЫЕ ТЕНДЕНЦИИ РАЗВИТИЯ
СОВРЕМЕННЫХ ПРОФЕССИОНАЛЬНЫХ
РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
Среди существующего многообразия радиотехнических устройств важное место занимают радиоприёмные устройства (РПУ). По своему назначению и технической реализации можно выделить две основные группы РПУ:
− бытовые, основное назначение которых заключается в высококачественном воспроизведении музыкальных и речевых передач;
− профессиональные, основные особенности которых:
− беспоисковое вхождение в связь и длительный бесподстроечный приём;
− устойчивость к воздействию помех различного вида и разного уровня;
− работа с изменяющимся в широких пределах уровнем входного сигнала;
− разнообразие видов работ, обеспечивающих и возможность адаптации, и связь с различными корреспондентами;
− высокая надёжность и стабильность основных характеристик.
Специфические условия распространения радиоволн в различном частотном диапазоне и непрерывное стремление повышения экономической
эффективности радиолиний вызывают постоянное усложнение профессиональных радиоприёмных устройств (ПРПУ).
Современные зарубежные ПРПУ представляют собой модуль, имеющий либо широкополосный вход с использованием фильтра нижних частот
и субоктавных фильтров, либо электронно-перестраиваемые узкополосные
преселекторы. Основные параметры ПРПУ, которые содержат линейный
тракт и демодулятор стандартных видов работ, следующие:
− время перестройки – 1–10 мс;
− коэффициент шума широкополосного тракта – 13 дБ;
− динамический диапазон по интермодуляции третьего порядка 85–
95 дБмкВ.
Вопрос о выборе оптимальной структуры ПРПУ сводится к анализу
и оптимизации структурных схем линейного тракта, синтезатора, устройства цифровой обработки сигналов и системы управления.
Развитие отечественных профессиональных РПУ исторически связано с расширением их функциональных возможностей, в то время как зарубежные ПРПУ развивались в основном по пути упрощения, когда приемник, по сути, выполняет только функции линейного широкополосного
тракта преобразования, усиления, фильтрации и демодуляции простейших
видов работы. С учётом бурного развития средств вычислительной техники расширение функциональных возможностей ПРПУ оказывается предпочтительным по сравнению с упрощением самого приёмника. Это подтверждает отказ ряда зарубежных фирм (например, Racal, Siemens, Plessey
9
Defence Systems, ...) от традиционных тенденций и следование по пути
расширения функциональных возможностей ПРПУ.
Требования, определяющие основные тенденции развития современных
профессиональных приёмников, можно сформулировать следующим образом.
1. Повышение помехоустойчивости радиоприёмного тракта за счёт:
− расширения динамического диапазона по интермодуляционным
искажениям;
− использования высокоизбирательных преселекторов и фильтров на
промежуточных частотах;
− снижения уровня шумов и комбинационных составляющих в спектре гетеродинного узла.
2. Уменьшение времени перестройки по частоте, повышение ресурса
перестроек и быстродействия системы управления, сопрягающихся с ЭВМ
комплексов связи.
3. Повышение линейности, стабильности и идентичности амплитудночастотных и фазочастотных характеристик радиотракта.
4. Расширение функциональных возможностей ПРПУ, в том числе:
− запоминание большого числа каналов приёма;
− регенерация и декодирование сигналов;
− формирование псевдослучайных последовательностей для синхронизации переключения частот в режимах программной перестройки частот (ППРЧ);
− введение программных и аппаратных модулей для оценки уровня
помех и качества приёма информации;
− обработка команд вызова и других форматов по управлению процессом ведения связи.
5. Повышение надёжности, уменьшение потребляемой мощности,
снижение габаритов, массы, стоимости.
6. Улучшение удобства эксплуатации и ремонта за счёт внедрения самодиагностики, расширения сервисных возможностей и использования модульных конструкций.
В настоящее время отечественная промышленность начала серийный
выпуск семейства профессиональных радиоприёмных устройств пятого поколения. На этом этапе в разработке ПРПУ сделан существенный шаг в их
качественном развитии. Эксплуатационно-технические [16] характеристики
ПРПУ четвертого поколения отечественного производства приведены в
таблице 1.1.
Основные достижения в отечественных ПРПУ четвертого поколения
следующие:
− повышение помехоустойчивости за счёт расширения динамического диапазона по интермодуляции (85–95 дБмкВ) и введение параметриче10
ской адаптации – системы автоматической регулировки чувствительности с
помощью электронных аттенюаторов;
− уменьшение времени перестройки (не более 10 мс), что является
определяющим для помехозащищённых режимов связи ПРПУ и ЧАД (частотно адаптивная радиосвязь);
− наличие встроенной системы регенерации и оценки качества телеграфных сигналов, обеспечивающей наряду с исправлением искажений
принимаемой информации непрерывный контроль качества канала связи.
Это позволяет развивать адаптивные свойства ПРПУ и радиоприёмных
комплексов в целом.
Основные параметры и характеристики лучших современных профессиональных ПРПУ, которые рекламируются различными фирмами
(табл. 1.2.), представлены в таблице 1.3.
ПРПУ пятого поколения должны обеспечивать автоматическое (без
участия оператора и внешней управляющей аппаратуры) вхождение и ведение радиосвязи, в том числе и в помехозащищённых режимах. Структурная
схема приёмника пятого поколения показана на рисунке 1.1.
Рис. 1.1. Структурная схема радиоприемника пятого поколения
Продолжаются интенсивные исследования по совершенствованию
существующих систем связи с помощью цифровой обработки сигналов
(ЦОС). Применение ЦОС не только улучшает технические характеристики,
но и существенно снижает производственные затраты благодаря заметному
сокращению (до 40%) комплектующих элементов по сравнению с аналоговыми компонентами ПРПУ.
На рисунке 1.2 представлена функциональная схема линейного тракта
профессионального приёмника пятого поколения в декаметровом диапазоне [16].
ПРПУ пятого поколения представляют собой семейство устройств на
разные диапазоны принимаемых частот (СДВ, СВ, KB, УКВ) и с разными
функциональными возможностями в виде модификаций с унифицирован11
ными блоками. При этом модификации могут определяться и программным
обеспечением, которое может быть встроенным или обеспечиваться от
внешнего устройства.
Рис. 1.2. Функциональная схема линейного тракта
профессионального приёмника пятого поколения
Таблица 1.1
Параметры отечественных ПРПУ
Тип ПРПУ и назначение
«Бриган- «Бригантитина»
на М»
Параметр
Диапазон
частот, МГц
«Ель»
«Гелиос»
Универсальное
ПРПУ
Стационарные
Наземные и под- Чувстви- ИзбираГлавное эксплутацивынесенные
онное ПРПУ на судах
вижные службы тельная тельная
центры
гражданской
морской подвижной
модифи- модифимагистральной
радиосвязи
авиации
кация
кация
связи
0,01…30
А1А, А2А,
H2A, F3E,
H3E, J3E,
Классы
J7B, J2B,
принимаемых
F1B, F2B
излучений
G1B, A3C
Коэффициент
шума, дБ,
не более:
«ПАНОРАМА»
16
0,01…30
0,01…30
A1A, A2A, A1A, A2A,
H2A, A3E,
H2A, A3E,
H3E, J3E, H3E,J3E, J7B,
J7B, J2B, J2B, F1B, G1B,
F2B, F2B,
R3E,F2C,
G1B, A3C, B9W, B7B,
R3E
B8E, J3C, J8E,
J2A
16
10
12
0,01…30
A1A,A2A,
H2A,A3E,
J3E,J7B,
J2B,F1B,
F2B,G1B
10
0,1…80
1.5…80
A1A, A3E,
H3E, J3E,
F1B, F3EA,
G1B, R3E
10
16
Окончание табл. 1.1
Тип ПРПУ и назначение
«Бриган- «Бригантина»
тина М»
«ПАНОРАМА»
«Ель»
Параметры ПРПУ
«Гелиос»
Универсальное
ПРПУ
Стационар- Наземные и
Чувстви- ИзбираГлавное эксплутаные вынесен- подвижные
тельная тельная
ционное ПРПУ на
ные центры службы грамодифи- модифисудах морской поджданской
магистралькация
кация
вижной радиосвязи
авиации
ной связи
Уровень блокирующей помехи (при отсутствующих помехах)
дБмкВ,
не менее:
120
120
- 100 кГц
150
150
- 10%
Динамический диапазон по интермодуляции 3-го порядка,
дБ мкВ, не менее:
1. в полосе пропус–
–
кания ПЧ1
2. в полосе пропус85
85
кания преселектора
3. при отстройке помехи
95
95
более 5%
Время перестройки
по частоте, мс, не
30
200
более
Энергопотребление,
60
50
Вт, не более
Условия
эксплуатации:
- рабочая
–10,.+50 –10,.+50
температура, оС
о
- предельная, С
–50,.+70 –50,.+70
Средняя наработка
на отказ, час,
5 000
5 000
не менее
Габариты
(ширина,
446
446
высота,
155
155
глубина),
420
377
мм, не более
Масса, кг, не более
23
15
120
-
120
-
120
-
120
150(УКВ)
140(УКВ)
–
–
75
75
80
80
80
85
–
–
–
95
30
30
10
10
50
50
60
60
+5..+40
–50,.+70
–10,.+55
–60,.+70
10 000
8 000
5 000
5 000
446
155
420
446
155
420
446
155
420
446
155
420
21
21
24
24
13
–30,.+55 –30,.+55
–60,.+70 –60,.+70
Таблица 1.2
Зарубежные ПРПУ
Страна
Фирма
ПРПУ
Серия 1161; модели 1650, 5600, 5700, 6100,
6200
R505, R800, R100, PRS2280, серия PVS3800
RA1792, серия RA3700, RA6830, RA6793A
MSR5050, MSR5050A, RF-590, RF-230 серия
R-3000, R-3500,R-3514,R-3515
HF-2050,851-1/851S-1A,
HF-8050
WJ-8626A-4,WJ-8709
EK070,EK085,EK890
E-1700,E1800
CHR531,CHR535
CR90,CR91,SR950
RO153/RO156
TRS-243
R8001
RX4000
MO-320
Eddystone Radio Ltd
Великобритания
США
ФРГ
Швеция
Нидерланды
Франция
Дания
Голландия
Rediffusiion Plessey
Racal (отделение США)
JTT Mackay Harris Cubic Communications
Rockwell Suternational
Collins
Walking-Johnson Co
Rohde and Schwarz
AEG-Telefunken
Siemens AG
SRT
Philips
Thomson-CSF
Skanti A/S
Dansk Radio AS
Hollandse Signalappraten
Таблица 1.3
Параметры зарубежных ПРПУ
Страна, фирма, тип ПРПУ
Параметры
Диапазон частот,
МГц
США
Великобритания
ФРГ
WJ-8626A4
WatkinsJohnson Co,
R-300
Cubic Communications
E1800
AEG
Telefunken
EK890
Rohde &
Schwarz
RA3700
Racal
0,005–30
0,005–30
0,01–30
0,01–30
0,015–30
A1A, A3E,
A1B, A2A,
Классы
A3E, F3E,
A3E, F3E, A2B, R3E, H3E,
принимаемых
A1A, J3E
A1A, J3E J3E, F1B, B8E,
излучений
B7E, B9W
(SSB)
Коэффициент
13 (без пресешума,
13
13
лектора), 18 (с
дБ, не более
преселектором)
Субоктавные
Субоктавные Субоктавфильтры,
Вход приемника
фильтры ные фильтры преселектор
FS1700
Динамический
диапазон по интермодуляции
3-го порядка, дБ
88,7
91,4
97
мкВ, не менее
(помехи за полосой фильтра ПЧ1)
14
A1A, A3E,
A1A, A3E,
A1B, A2A,
A2A, F3E,
A2B, H2A,
R2A, H2A,
H2B, H2E,
J2A, R3E,
R2A, J3E, F1B, H3E, J3E,
F3E, F1C,F7B B9E, F1B
16
13
Субоктавные
фильтры,
преселектор
FS890
Субоктавные
фильтры
95
90
Окончание табл. 1.3
Страна, фирма, тип ПРПУ
Параметры
США
WJ-8626A4
WatkinsJohnson Co,
Великобритания
ФРГ
R-300
Cubic Communications
Уровень блокирующей помехи,
дБ мкВ:
нет данных
120 при
- субоктавные
F=100 кГц
фильтры,
- с преселектором
Время перестрой20
нет данных
ки, мс, не более
Электропотребленет данных
35
ние, ВА (Вт)
Рабочая
0…+50
–20…+60
температура, оС
Средняя наработка
на отказ, час, не
5000
5000
менее
Габариты
(Ш*В*Г), мм,
241*135*552 216*138*560
не более
Масса, кг,
15,75
10
не более
15
E1800
AEG
Telefunken
EK890
Rohde &
Schwarz
RA3700
Racal
134 (30 кГц)
136 (30 кГц)
120
152 (10%)
–
–
200
10
нет данных
60
35(25)
60–90
–20…+40
–25…+55
–10…+55
нет данных
14000
нет данных
433*132*465
483*133*460
133*483*450
15
8
14
2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
Современные радиоприемные устройства (РПУ) в основном выполняются по супергетеродинной схеме с одним (рис. 2.1а) или с двумя
(рис. 2.1б) преобразованиями частоты.
а)
б)
Рис. 2.1. Структурные схемы современных РПУ:
ВЦ – входная цепь; УРЧ – усилитель радиочастоты; СМ – смеситель; Г – гетеродин; УПЧ –
усилитель промежуточной частоты; Д – детектор; ОУ – оконечное устройство.
Двойное преобразование частоты чаще всего применяется в профессиональных РПУ, когда за счет выбора высокой первой промежуточной
частоты fП1 можно существенно ослабить зеркальную помеху (σЗК > 60 дБ).
Выбор низкой второй промежуточной частоты позволяет получить хорошую избирательность по соседнему каналу (σСК > 70 дБ).
Радиолокационные РПУ в большинстве случаев выполняются по супергетеродинной схеме с одним преобразованием частоты (рис. 2.2), где
БВС – блок видеосигналов. Антенна подключается к РПУ через разрядник
(Р), который автоматически переключает антенну с передачи на прием и
наоборот.
Рис. 2.2. Структурная схема радиолокационного РПУ
16
Проектирование РПУ следует начинать с разработки структурной
схемы преселектора, который состоит из входной цепи (ВЦ) и одного или
нескольких каскадов усилителей радиочастоты (УРЧ).
Выбор структурной схемы преселектора предполагает: расчет полосы
пропускания линейного тракта РПУ; определение количества колебательных контуров (КК) и их эквивалентной добротности по заданным требованиям к избирательности по побочным каналам приема (по зеркальному каналу); выбор активных элементов (АЭ) для усилителей радиочастоты и расчет их параметров.
2.1 Расчет необходимой полосы пропускания
линейного тракта приемника
Ширина полосы пропускания (П) линейного тракта РПУ определяется
шириной спектра радиочастот принимаемого сигнала (ПС), доплеровским
смещением частоты сигнала (∆fД) и запасом полосы для учета нестабильности и неточности настройки РПУ (ПНС).
П = ПС + 2∆f Д + П НС .
(2.1)
Здесь П НС = 2 (δ fС ) 2 + (δ f Г )2 + (δ f Н ) 2 + ( f П ) 2 ,
(2.2)
где δ fС и δ fГ – нестабильность частот сигнала fС (обычно заданная) и гетеродина fГ; δ fН и δ fП – неточности настройки частот гетеродина fГ и
усилителя промежуточной частоты fП.
Относительную нестабильность частоты гетеродина δ fГ / fГ можно
определить по данным таблицы 2.1.
Однокаскадный
Транзисторный
Таблица 2.1
Характеристики нестабильности гетеродинов
Относительная нестабильность
частоты в диапазоне
Тип гетеродина
Ниже 30 МГц
Выше 30 МГц
Без кварцевой стабилизации
10-3–10-4
10-2–10-3
С кварцевой стабилизацией
Многокаскадный с умножением
частоты и кварцевой стабилизацией
На туннельном диоде
На отражательном клистроне
10-5–10-7
–
10-6–10-7
10-5–10-7
–
–
3∙10-4–10-5
3∙10-3–10-6
Следует иметь в виду, что транзисторные однокаскадные гетеродины с
кварцевой стабилизацией частоты применяются на частотах не выше 10 МГц, а
без кварцевой стабилизации – не выше 500 МГц; транзисторные многокаскадные гетеродины с умножением частоты и кварцевой стабилизацией – на часто17
тах до 10 ГГц; гетеродины с туннельными диодами – на частотах от 0,5 до
100 ГГц; гетеродины на отражательных клистронах – на частотах от 3 до 50 ГГц.
Увеличивать стабильность необходимо в тех случаях, когда требуется
высокая чувствительность приемника, которая сильно падает за счет роста
запаса
полосы
ПНС
Величина
а
δ f Н = (0, 003 ÷ 0, 01) f Г ,
δ f П = (0, 003 ÷ 0, 01) f П .
Доплеровское смещение частоты сигналов, принимаемых от передатчика, который перемещается относительно приемника с радиальной скоростью υP, равно
υ
∆f Д ≈ fC Р ,
С
где С≈3·105км/с – скорость распространения радиоволн для сигналов,
ретранслируемых объектом, который перемещается относительно приемопередатчика.
При неподвижных приемниках и передатчиках относительно друг друга
∆f Д = 0 .
Если указанных мер стабилизации частоты гетеродина недостаточно,
то целесообразно применить автоподстройку частоты гетеродина (ЧАП) и
тогда полоса пропускания линейного тракта
П = ПЧАП = ПС +
2∆f Д + П НС
КЧАП
,
(2.3)
где KЧАП≤(15÷25) – коэффициент частотной автоподстройки.
При использовании фазовой автоподстройки КФАП = ∞ и
ПФАП = ПС +
2∆f Д + П НС
КФАП
≈ ПС .
(2.4)
В случае использования автоподстройки частоты гетеродина полоса
пропускания преселектора определяется из соотношения:
П ПР = ПС + 2∆f Д + 2(δ fС ) ,
(2.5)
а полоса пропускания УПЧ – из (2.3) или (2.4).
Если РПУ в процессе работы настраивается на частоту принимаемого
сигнала, то можно положить П≈ПС.
Ширина спектра принимаемого сигнала зависит от вида модуляции
(табл. 2.2). Так, при приеме амплитудно-модулированных сигналов
ПС = 2 FВ ,
18
(2.6)
а при частотной модуляции
ПС = 2 FВ (1 + Ψ m + Ψ m ) ,
(2.7)
где FB – верхняя частота модуляции; Ψm = ∆fMAX / FB – индекс модуляции;
∆fMAX – максимальная девиация частоты, которая зависит от назначения
РПУ. В частности, в средствах связи с подвижными объектами используется девиация частоты ∆fMAX = 5 кГц и ∆fMAX = 3 кГц.
Таблица 2.2
Виды модуляции
Тип
модуляции
основной
несущей
А
М
П
Л
И
Т
У
Д
Н
А
Я
Обозначение
Тип поднесущей
Дополнительные признаки
Без модуляции
Телеграфия Морзе
Фототелеграф
Тоновая Морзе
Фототелеграф
Телеграфия Морзе
Фототелеграф
–
–
–
–
–
ОБП, подавленная несущая
ОБП, подавленная несущая
ОБП, частично подавленная
Телеграфия Морзе
несущая
Телеграфия Морзе ОБП, без подавления несущей
ОБП, автоматический прием
Две боковые полосы
ОБП, частично подавленная
несущая
Передачи речи
ОБП, без подавления несущей
ОБП, подавленная несущая
Две независимые боковые полосы
–
Факсимильная
связь (передача
изображений)
ОБП, частично подавленная
несущая
ОБП, подавленная несущая
Две боковые полосы
Телевидение (изображение)
С частично подавленной боковой
ОБП, подавленная несущая
ЧастотноОБП, частично подавленная
манипулированная
несущая
многократная
ОБП, подавленная несущая
телеграфия
Особые случаи
–
ДБП, один канал с квантованной
или цифровой информацией
с модулированной поднесущей
Фототелеграф
Аналогично
Телеуправление
Аналогично
19
старое
новое
АО
А1
А1
А2
А2
A2J
A2J
NON
А1А
А1В
А2А
А2В
J2A
J2B
А2А
R2A
А2Н
А2Н
A3
Н2А
Н2В
А3Е
А3А
R3E
А3Н
А3J
АЗВ
А4
Н3Е
J3E
В8Е
АЗС
А4А
R3C
A4J
А5
А5С
A5J
J3C
A3F
C3F
J3F
А7А
R7B
A7J
J7B
А9
АХХ
A9J
J2A
A9J
A9J
J2B
J2D
Тип
модуляции
основной
несущей
Ч
А
С
Т
О
Т
Н
А
Я
И
Л
И
Ф
А
З
О
В
А
Я
И
М
П
У
Л
Ь
С
Н
А
Я
Окончание табл. 2.2
Обозначение
Тип поднесущей
Дополнительные признаки
Телеграфия без
модуляции на звуковых
частотах (частотная
манипуляция)
Телеграфия Морзе
Фототелеграф
Телеграфия путем
вкл./выкл. звуковой
модулирующей частоты
Телеграфия Морзе
Фототелеграф
Дальняя телефонная
связь и радиовещание
Факсимильная связь
(передача изображений)
Телевидение
Четырехчастотная
дуплексная телеграфия
Особые случаи
Телеуправление
Импульсная модуляция
несущей частоты
Телеграфия
Радиотелефония
старое новое
–
–
F1
F1
F1A
F1B
–
–
F2
F2
F2A
F2B
–
F3
FЗЕ
СВЧ- и УВЧ-телефония с ФМ
Один канал с аналоговой
информацией
с квантованной или цифровой
информацией без модулирования
поднесущей
модулированная поднесущая
–
F3
G3E
F4
F3C
F4
F1C
F4
F5
F2C
F3F
–
F8
F7B
–
Один канал с квантованной или
цифровой информацией без
модулирования поднесущей
модулированная поднесущая
F9
FXX
F9
F1D
F9
F2D
Без дополнительной модуляции
Р0
P0N
–
Модуляция амплитуды импульса
Длительности импульса
Фазы импульса
Модуляция амплитуды импульса
Длительности импульса
Фазы импульса
P1D
P2D
Р2Е
P2F
P3D
РЗЕ
P3G
К1А
К2А
I2A
М2А
К2Е
L3E
V3E
–
P9
РXX
Особые случаи
импульсной модуляции
основной несущей
В таблице 2.3 приведена необходимая ширина полосы частот для различных классов излучения радиопередающих устройств.
20
Таблица 2.3
Ширина полосы частот для различных классов излучения
Тип модуляции
Необходимая ширина полосы частот
формула расчета
параметр модуляции
пример
Амплитудная модуляция
Радиовещание, АЗЕ
П=2F
F=10 кГц
П=20 кГц
Телефония, АЗЕ
П=2F
F=3,4 кГц
П=6,8 кГц
Радиовещание, R3E
П=F
F=6 кГц
П=6 кГц
Телефония, НЗЕ
П=F
F=3,4 кГц
П=3,4 кГц
F=2,7 кГц
П=2,7 кГц
Телефония, J3E
П=FВ-FН
FВ =3,4 кГц, FН =0,З кГц
П=3,1 кГц
FВ =2,7 кГц, FН =0,35 кГц
П=2,35 кГц
Телеграфия
П=КВ
В=20 Бод
П=100 Гц
Незатухающие
П=60 кГц
K=5 для линий с замираниями
колебания
К=3 для линий без замираний
Телеграфия, А2А
П=1,9 кГц
П=2F+5В
F=0,9 кГц, В=20 Бод
Телеграфия, J2A
П=100 Гц
П=5В
В=20 Бод
Телеграфия, Н2А
П=0,85
кГц
П=F+5В
F=0,65 кГц, В=40 Бод
Частотная модуляция
Телевидение, F2C
Ширина полос те- Число строк – 625, ширина
(звуковое
левизионных сисполосы видеосигнала
П=6,25 МГц
сопровождение
тем указывается в 5 МГц: разнесение звуковой
и изображение)
соответствующих несущей по отношению к
документах МККР видео несущей – 5,5 МГц
Телеграфия, F3F
П=2,6Д+0,55В
В=200 Бод
П=1,41 кГц
для 1,5<m<5,5;
F=500 кГц
П=2,1Д+1,9В
m=0,5
для 5,5<m<20;
П=20Д+5В, m>20
Радиовещание, F3E
П=2Д+2F
Д=50 кГц, F=15 кГц
П=130 кГц
Телефония, F3F
П=2,4Д+2F
Д=10 кГц, F=3,4 кГц
П=30,8 кГц
Импульсная модуляция
PON
П=0,86/(tуt)
tу=0,1; t=l мкс
П=8,6 МГц
К2А
П=2F+ U/t
F=1 МГц, t=1 мкс
П=6 МГц П=10
M2А
П=2Д
Д=5 МГц
МГц
2.2 Выбор промежуточной частоты и средств обеспечения
избирательности
На выбор промежуточной частоты fП влияют следующие ограничения:
− промежуточная частота fП должна лежать вне диапазона принимаемых частот от fС MIN до fС MAX;
− для получения хорошей фильтрации fП ≥ 10 fВ, где fВ – верхняя частота модуляции;
− выбор промежуточной частоты должен обеспечить малый коэффициент шума усилителя промежуточной частоты в РПУ со смесителем на
полупроводниковых диодах и без УРЧ.
21
Необходимо иметь в виду, что увеличение промежуточной частоты
приводит к следующим последствиям:
− улучшается избирательность по зеркальному каналу;
− расширяется полоса пропускания и, как следствие, ухудшается избирательность по соседнему каналу;
− уменьшается входное сопротивление активных элементов;
− снижается коэффициент усиления каскада из-за уменьшения резонансного сопротивления контура;
− ухудшается устойчивость усилителя промежуточной частоты.
Более низкая промежуточная частота позволяет:
− обеспечить более высокий коэффициент усиления;
− легче получить узкую полосу пропускания и тем самым повысить
избирательность РПУ по соседнему каналу;
− повысить устойчивость усилителей промежуточной частоты.
Предварительный выбор промежуточной частоты необходим для того,
чтобы выполнить заданные требования к подавлению зеркальной помехи,
что, в свою очередь, связано с определением количества контуров преселектора (входная цепь и усилитель радиочастоты).
Для радиовещательных РПУ умеренно высоких частот возможные
типовые структурные схемы преселекторов представлены на рисунке 2.3.
Рис. 2.3. Структурные схемы преселекторов
Более сложные схемы не используются из конструктивных и экономических соображений. Для обеспечения чувствительности радиовещательных РПУ достаточно применения одного каскада УРЧ.
В профессиональных диапазонных РПУ преселекторы реализуются по
более сложным схемам (рис. 2.4) с использованием либо одиночных контуров, либо пар связанных контуров при связи, близкой к критической. Обычно преселектор включает не более двух каскадов УРЧ, обеспечивающих необходимую чувствительность РПУ.
Все контуры преселекторов выполняют с одинаковым затуханием.
Исключение составляют контуры входной цепи, служащие для согласования антенного фидера с входом РПУ. Затухание этих контуров в два раза
больше, чем у остальных.
Варианты 1, 3, 4, 7 и 8 (рис. 2.3 и 2.4) применяются в тех случаях, когда
наиболее важна высокая чувствительность РПУ, а варианты 2, 5, 6, 9, 10, 11
предпочтительнее при доминирующих требованиях к избирательности.
22
Рис. 2.4. Преселекторы диапазонных РПУ
Увеличение количества контуров преселектора приводит к усилению
подавления зеркальной помехи, но при этом усложняется техническая реализация. Поэтому для выполнения заданного подавления зеркальной помехи применяется двойное преобразование частоты при числе контуров преселектора не более двух. Задаваясь в диапазоне КВ и УКВ эквивалентной
добротностью QЭ = 50, можно определить
σ ЗК

 fC MAX + 2 f П
fC MAX
=  1 + QЭ2 
−

fC MAX
fC MAX + 2 f П


2
n
 
  , (2.8)
 

где fС MAX – максимальная частота принимаемого сигнала; fП – промежуточная частота; n – число контуров.
Из последнего выражения при заданной избирательности по зеркальному каналу σЗК определяется минимально возможное значение промежуточной частоты
2

fC MAX  a − 2
a
−
2



(2.9)
f П MIN =
+ 
 + a.
2  2

 2 


2/ n
σ ЗК
−1
Здесь a =
.
QЭ
23
Для одиночных колебательных контуров в преселекторе при больших
расстройках можно пользоваться следующим выражением:
σ ЗК
 f
fC MAX
=  ЗК −
f ЗК
 fC MAX
n
 
 QЭ  .
 
 
(2.10)
Схему преселектора, затухание его контуров и промежуточную частоту позволяют определить рассчитанные нормированные характеристики
[35] при больших и малых обобщенных расстройках:

f C MAX
f
ξ ЗК = QЭ 
−
 f C MAX
f


 .

(2.11)
Если промежуточная частота fП задана, то следует выбрать эквивалентное затухание контуров dЭ ≥ (0,02÷0,1) и определить обобщенную расстройку зеркального канала:
ξ ЗК = 4
fП
fC MAX
 fC MAX + f П

 f C MAX + 2 f П
 1

 d Э
(2.12)
 1 −b ± b 2 − 4ac

2a
 d Э
(2.13)
при верхней настройке гетеродина и
ξ ЗК = 4
fП
fC MAX
 fC MAX − f П

 fC MAX − 2 f П
при нижней настройке гетеродина.
Полученные значения ξЗК позволяют при заданном ослаблении зеркальной помехи выбрать структурную схему преселектора 1–6 (рис. 2.5 а) и
7–11 (рис. 2.6 а).
Если промежуточная частота fП не задана, то, используя нормированные характеристики (рис. 2.5 б и рис. 2.6 б), по заданной избирательности по зеркальному каналу σЗК с учетом выбранной структурной схемы
преселектора определяется обобщенная расстройка ξ = ξЗК. Полагая,
dЭ = (0,02÷0,01) рассчитывается промежуточная частота
f П ≈ 0, 25ξ ЗК fC MAX d Э .
(2.14)
Если значение fП получилось высоким, то нужно увеличивать число
контуров преселектора. При окончательном выборе fП целесообразно руководствоваться рекомендациями, связанными со стандартным рядом номинальных значений промежуточных частот: 80; 100; 115; 128; 215; 250; 450;
465; 500; 750; 900 кГц; 4; 5; 10,7; 30; 60 МГц.
24
а)
б)
Рис. 2.5. Нормированные характеристики избирательности
а)
б)
Рис. 2.6. Нормированные характеристики избирательности
В диапазонных РПУ схемы преселектора и промежуточную частоту
необходимо выбирать для fC=fC MAX.
2.3 Выбор первых каскадов РПУ
Первые каскады РПУ обеспечивают требуемую чувствительность. Если реальная чувствительность задана в виде ЭДС ЕА сигнала в антенне,
при которой отношение эффективных напряжений сигнал/помеха на выходе
РПУ больше минимально допустимого отношения γВЫХ или равно ему, то
следует определить допустимый коэффициент шума ШД из условия:
25
 E 2


2
 A 2  − E П h Д П Ш 
 γ ВХ 
 ,
ШД ≤ 
4kT0 П Ш RA
(2.15)
где γВХ – минимально допустимое отношение эффективных напряжений сигнал/помеха на выходе РПУ; ЕП – напряженность поля внешних помех;
hД – действующая высота приемной антенны; ПШ ≈ 1,1П – шумовая полоса линейного тракта; k =1,38·10-23 Дж/град – постоянная Больцмана; Т0 =290о К –
стандартная температура приемника; RA – сопротивление приемной антенны.
Величина γВХ зависит от типа РПУ и связана функционально с γВЫХ
γ ВХ = ϕ (γ ВЫХ ) .
(2.16)
Если реальная чувствительность задана в виде напряженности поля
сигнала ЕА в точке приема, при которой отношение сигнал/помеха на выходе РПУ больше или равно γВЫХ, то
 E 2
 2

2
A
−
E
П

П Ш  hД
2 
γ

ВХ 

ШД ≤ 
.
4kT0 П Ш RA
(2.17)
В том случае, когда реальная чувствительность задана в виде номинальной мощности сигнала РA, отдаваемой антенной согласованному с ней
приемнику, при которой отношение сигнал/помеха на выходе РПУ больше
или равно γВЫХ, то
T

P
(2.18)
ШД ≤ 2 A
−  A − 1 ,
T
γ ВХ kT0 П Ш  0

где TA – шумовая температура антенны, характеризующая интенсивность
воздействующих на антенну внешних шумов (рис. 2.7). Здесь 1 – максимальная шумовая температура; 2 – минимальная.
На рисунке 2.8 представлены следующие кривые:
1 – средний уровень атмосферных помех днем;
2 – ночью;
3 – при местной грозе;
4 – средний уровень промышленных помех в городах;
5 – в сельской местности;
6 – максимальный уровень космических помех.
Если ЕП не задана, то ее можно найти из рисунка 2.8. При действии
одновременно нескольких источников помех с напряженностями поля
ЕП1, ЕП2, … ЕПn
2
EП2 = EП2 1 + EП2 2 + K + EПn
26
Так как ТА и ЕП зависят от частоты, то расчет следует вести для
крайних точек диапазона.
Рис. 2.7. Шумовая температура
Рис. 2.8. Внешние шумы антенны
Для обеспечения высокой чувствительности требуется минимальный
коэффициент шума приемника, для уменьшения которого необходимо: увеличивать коэффициент передачи фидера по мощности (уменьшить его длину и затухание); выбирать первые каскады приемника с малым коэффициентом шума и большим коэффициентом усиления по мощности.
Как правило, усилители радиочастоты имеют меньшие коэффициенты
шума, чем преобразователи частоты. Однако введение и увеличение числа
каскадов УРЧ заметно усложняет РПУ, что особенно заметно на частотах выше 0,4 ГГц и при плавной настройке РПУ в широком диапазоне частот. Поэтому первые каскады необходимо выбирать из следующих соображений.
Если уровень внешних помех в антенне значительно больше приведенного к антенне уровня шумов приемника Ш0, получаемого даже при отсутствии УРЧ, то не имеет смысла снижать коэффициент шума РПУ введением УРЧ. Такая ситуация возможна при приеме сигналов ниже 30 МГц.
Поэтому если окажется, что
E П2 h 2Д ≥ 5(4kT0 Ш 0 R A ) ,
(2.19)
то первым каскадом РПУ должен быть преобразователь частоты (ПЧ) со
смесителем и гетеродином на транзисторах.
Если неравенство (2.19) не выполняется, то необходимо рассчитать
допустимый коэффициент шума ШД согласно (2.15), (2.17) или (2.18). При
30 МГц ≤ fС ≤ 0,4 ГГц целесообразно выбрать преобразователь частоты на
транзисторе с наименьшим минимально достижимым коэффициентом шума
ШMIN T и найти ШПЧ = 4 ШMIN T из таблицы 2.4. При ШПЧ ≤ ШД в качестве
первого каскада можно использовать преобразователь частоты, в противном
случае (ШПЧ > ШД) нужно добавить однокаскадный УРЧ на транзисторе с
27
общим эмиттером, у которого малый ШMIN T и большое значение y21Э / y12Э ,
определить для него Ш1 = 2 ШMIN T и KP1 = y21Э / y12Э и найти
Ш 0 ≈ Ш1 +
Ш ПЧ
.
K P1
(2.20)
Если опять окажется, что Ш0 ≥ ШД , то требуется еще один каскад УРЧ
на том же транзисторе. Тогда
Ш 0 ≈ Ш1 +
Ш 2 − 1 Ш ПЧ − 1
,
+
K P1
K P1K P 2
(2.21)
где Ш1, Ш2, KP1, KP2 – коэффициенты шума и передачи мощности 1-го и
2-го каскадов УРЧ. Использование в преселекторе более двух каскадов УРЧ
нежелательно из-за усложнения РПУ.
При приеме сигналов на частотах выше 1,0 ГГц внешними помехами
можно пренебречь (EП = 0). В этих случаях в качестве первого каскада целесообразно выбрать преобразователь частоты на полупроводниковом смесительном диоде. Так как преобразователь частоты на смесительном диоде
имеет KP ПЧ < 1, то на коэффициент шума РПУ будут заметно влиять шумы
усилителей промежуточной частоты. Поэтому в первом каскаде УПЧ имеет
смысл использовать транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером,
с малым ШMIN T и большим значением y21Э / y12Э .
Тогда
Ш0 ≈
tC
K P ПЧ
+
ШУПЧ 1 − 1 tC + ШУПЧ 1 − 1
=
.
K P ПЧ
K P1K P 2
(2.22)
Здесь ШУПЧ1 – коэффициент шума первого каскада УПЧ, который находится по таблице 2.4.
Если Ш0 ≤ ШД, то в качестве первого каскада можно применить преобразователь частоты с полупроводниковым смесительным диодом.
В том случае, когда Ш0 > ШД ≥ 5, в РПУ необходим один каскад УРЧ
на туннельном диоде (ТД) или на лампе бегущей волны (ЛБВ). УРЧ на ЛБВ
более устойчив и позволяет усиливать сигналы в широком диапазоне частот, но имеет большие габаритные размеры и требует высокого напряжения
питания.
При наличии УРЧ можно выбрать преобразователь частоты со смесителем на полупроводниковом диоде, если
Ш0 = Ш P +
tC + ШУПЧ − 1
≤ ШД .
K P УРЧ K P ПЧ
(2.23)
В противном случае следует применить преобразователь частоты на
туннельном диоде.
28
Таблица 2.4
Коэффициенты шума отдельных каскадов
Вид каскада
Минимально достиЧастота, жимый коэффициент
ГГц
шума, Ш MIN
Максимально допустимый коэффициент
передачи по мощности, K Р MAX
y21Э
y12 Э
y
0,25 21Э
y12 Э
Усилитель на транзисторе с общим эмиттером
≤0,4
2 Ш MIN T
Усилитель на транзисторе с общей базой
≤0,4
2 Ш MINT
≤0,4
2 Ш MINT
2
0.2 y21
Э
y12Э ( y12 Э + y22Э )
0,3–10
4–10
30–100
1–30
4,5–12
10–100
1–30
1,15–1,5
30–300
1–30
1,08–1,3
30–300
1–50
1,02–1,05
50–1000
Преобразователь на транзисторе
с общим эмиттером
≤0,4
4 Ш MIN T
Преобразователь на транзисторе
с общей базой
≤0,4
4 Ш MIN T
Преобразователь на туннельном
диоде
0,3–10
5–12
Преобразователь на полупроводниковом диоде
1–40
Каскодный усилитель
Регенеративный усилитель на
туннельном диоде
Усилитель на лампе бегущей
волны
Параметрический регенеративный диодный усилитель без охлаждения
Параметрический регенеративный диодный усилитель, охлаждаемый жидким азотом
Парамагнитный усилитель, охлаждаемый жидким гелием
Одноконтурная входная цепь
tC
K P ПЧ
1
–
K P ВЦ
0,15
y21Э
y12 Э
y
0,09 21Э
y12 Э
0,07
10–30
0,1–0,2
1

KСВ
1 +
 KСВ OPT



Если из (2.22) получим Ш0 > ШД, причем ШД < 5, то возможно использование одного из следующих УРЧ: параметрический без охлаждения и с охлаждением или парамагнитный, при котором происходит резкое усложнение РПУ.
Преобразователь частоты необходимо выбрать со смесителем на полупроводниковом диоде, если окажется, что согласно (2.23) Ш0 ≤ ШД. В противном
случае следует использовать параметрический преобразователь частоты.
29
В диапазоне принимаемых частот 0,4–1 ГГц в качестве первого каскада РПУ рекомендуется применить преобразователь на туннельном диоде,
если
Ш0 ≈ Ш ПЧ ≤ Ш Д
(2.24)
В других случаях возможно использование однокаскадного УРЧ и
преобразователя частоты на туннельном диоде.
Следует отметить, что в случаях 4–6 при очень высоких требованиях к
чувствительности можно применить два и более каскадов УРЧ, однако это
приводит к значительному усложнению РПУ.
В таблице 2.4 приняты следующие обозначения:
tС – шумовое отношение полупроводникового диодного смесителя;
y21Э , y12Э , y22Э – прямая, обратная и выходная проводимости транзистора (в преобразователях эти параметры берутся для промежуточной частоты);
ШMIN T – минимальный коэффициент шума транзистора;
KCB и KCB OPT – выбранное и оптимальное значение коэффициента
связи между антенной и входным контуром РПУ.
2.4 Определение поддиапазонов
Разделение общего диапазона частот РПУ на поддиапазоны необходимо в том случае, когда отношение заданной максимальной частоты fMAX
всего частотного диапазона к минимальной частоте fMIN превышает значение коэффициента перекрытия, соответствующего классу проектируемого
радиоприемного устройства (табл. 2.5).
Отметим, что коэффициент перекрытия конденсатора переменной емкости составляет 2,0÷3,0; варикапа – 1,4÷1,6; подстроечного конденсатора –
1,1; катушками переменной индуктивности – 1,5÷2,0.
Разбивая весь диапазон принимаемых частот на поддиапазоны, необходимо предусмотреть взаимное перекрытие по частоте в пределах (2÷5)%
от интервала частот в поддиапазоне.
Таблица 2.5
Коэффициенты перекрытия РПУ различных классов
Коэффициент перекрытия поддиапазона РПУ
Диапазон
частот РПУ
I класс
II класс
III класс
ниже 100 кГц
2,5÷3,0
2,5÷3,2
2,5÷3,5
100÷1500 кГц
2,0÷3,0
2,5÷3,0
2,5÷3,0
1500÷6000 кГц
1,5÷2,5
1,7÷2,5
1,8÷2,8
6÷30 МГц
1,1÷1,7
1,4÷2,0
1,5÷2,5
30÷300 МГц
1,05÷1,2
1,05÷1,4
1,1÷1,5
30
Как правило, в радиовещательных РПУ разбивка КВ диапазона осуществляется так, чтобы были одинаковые коэффициенты перекрытия, а в
профессиональных – равные частотные интервалы ∆fПД .
При равных коэффициентах перекрытия во всех поддиапазонах KПД
число поддиапазонов определяется следующим образом:
N=
lg ( f MAX f MIN )
lg K ПД
,
(2.25)
а при равных частотных интервалах
N=
f MAX − f MIN
.
K ПД
(2.26)
В современных РПУ настройка обычно осуществляется конденсатором переменной емкости. Тогда коэффициент перекрытия поддиапазона (или диапазона)
зависит от значений максимальной СK MAX и минимальной СK MIN емкости
СK MAX
KД =
СK MIN
.
(2.27)
2.5 Расчет чувствительности РПУ
Чувствительность радиоприемного устройства в диапазоне СВЧ
обычно выражается в единицах мощности (мкВт, мВт)
PA = 4kTШ 0γ ВЫХ ∆f ,
(2.28)
а в остальных диапазонах – в единицах напряжения (мкВ, мВ)
E A = 4kTR A Ш 0γ ВЫХ ∆f ,
(2.29)
где PA – чувствительность РПУ по мощности, мкВт, мВт; EA – чувствительность РПУ по напряжению, мкВ, мВ; Ш0 – коэффициент шума РПУ; k – постоянная Больцмана; T – абсолютная температура; γВЫХ – требуемое превышение мощности сигнала над мощностью шумов на выходе РПУ; RA – активное сопротивление антенны, кОм; ∆f – полоса пропускания РПУ, кГц.
На этапе предварительного расчета сопротивление антенны выбирается в пределах 75÷200 Ом, а требуемое превышение сигнала над помехой зависит от назначения РПУ (табл. 2.6).
31
Таблица 2.6
Требуемое превышение мощности сигнала над мощностью шумов на выходе РПУ
Назначение РПУ
γВЫХ
Связной (АМ-сигналы)
9÷100
Радиовещательный (АМ-сигналы)
50÷1000
Телевизионный
50÷1000
РПУ телеграфных сигналов:
0,5÷4,0
а) на слух
б) буквопечатание
9÷100
РПУ ЧМ-сигналов
Радиолокационный
РПУ импульсной радиорелейной станции
3÷10
0,5÷10
3÷10
Чаще всего задача определения чувствительности сводится к расчету
коэффициента шума РПУ:
Ш 0 = Ш ВХ +
Ш1 − 1 Ш 2 − 1
+
+ ... ,
K P1
KP2
(2.30)
где ШВХ – коэффициент шума входного устройства с учетом первого активного элемента; Ш1 – коэффициент шума первого усилительного каскада;
KP1 – коэффициент усиления по мощности первого каскада; Ш2, KP2 – коэффициенты шума и усиления по мощности второго каскада соответственно и т.д.
На этапе предварительного расчета можно Ш0 выбрать из рекомендаций (табл. 2.7).
Таблица 2.7
Коэффициент шума РПУ в зависимости от частоты
Рабочая частота, МГц
Ш0
Ш0, дБ (по мощности)
30
1,5÷5
1,3÷7
60
2÷6,5
3÷8
100
3,5÷15
5÷12
600
10÷25
10÷15
3000
10÷50
10÷17
10000
15÷100
12÷20
На коротких и средних волнах
EA =
1
8K ВХ
( RШ + RОЭ ) ∆f γ ВЫХ
,
(2.31)
где EA – чувствительность, мкВ; ∆f – полоса пропускания, кГц; KВХ – коэффициент передачи напряжения входной цепи; γВЫХ – отношение мощности
сигнала к мощности шума на выходе РПУ; RШ – сопротивление шумов первого активного элемента, кОм; RОЭ – резонансное эквивалентное сопротивление контуров на входе первого усилительного каскада, кОм.
32
2.6 Особенности линейного тракта РПУ
с двойным преобразованием частоты
РПУ с двойным преобразованием частоты могут быть реализованы по
трем основным направлениям:
− с фиксированной настройкой;
− с перестройкой частоты первого гетеродина и фиксированными значениями первой и второй промежуточных частот и частоты второго гетеродина (при необходимости перестраиваются контуры входной цепи и УРЧ);
− с перестройкой частот второго гетеродина, УПЧ1 (если нужно, то
перестраиваются контуры входной цепи и УРЧ).
В первом случае полоса пропускания линейного тракта РПУ определяется в виде:
П ≈ ПC + 2∆f Д + 2 (δ fC ) 2 + (δ f Г 1 ) 2 + (δ f Г 2 ) 2 ,
(2.32)
где δfГ1 и δfГ2 – нестабильности частот 1-го и 2-го гетеродина;
fГ1 и fГ2 – частоты первого и второго гетеродина;
Для получения гетеродинных напряжений, подводимых к первому и
второму смесителям частоты, можно применить общий задающий генератор. Если для первого преобразования fГ1 > fС, а для второго fГ2 > fПЧ1, (или
наоборот), то нестабильности частот гетеродинных напряжений частично
компенсируются и полосу пропускания линейного тракта можно сузить и
брать равной
П ≈ ПC + 2∆f Д + 2 (δ fC ) 2 + (n2δ f Г 0 ) 2 − (n1δ f Г 0 ) 2 .
(2.33)
Здесь n1 и n2 – номера гармоник частоты задающего генератора, используемых для получения гетеродинных напряжений первого и второго преобразователей частоты; δfГО – нестабильность частоты задающего генератора.
В таких РПУ достаточно стабилизировать оба гетеродинных напряжения одним кварцевым резонатором.
В РПУ с фиксированными частотами 2-го гетеродина и фиксированными обеими промежуточными частотами также целесообразно брать
fГ1 > fС и fГ2 > fПЧ1 (или наоборот) и при этом
П ≈ ПC + 2∆f Д + 2 (δ fC max ) 2 + (δ f Г 1max )2 − (δ f Г 2 )2 .
(2.34)
В приемниках с фиксированной частотой первого гетеродина и перестройкой частоты второго гетеродина следует принять fГ1 max > fС max и определить
П ≈ ПC + 2∆f Д + 2 (δ fC max )2 + (δ f Г 1 )2 − (δ f Г 2 )2 .
33
(2.35)
В приемниках с двойным преобразованием частоты необходимо иметь
достаточное ослабление помех, отличающихся на 2 fПЧ2 от частоты принимаемых сигналов, так как эти помехи после первого преобразования частоты
образуют канал, зеркальный относительно частоты 2-го гетеродина fЗК2. Так
как обычно fПЧ2 << fС, то эти помехи не могут быть достаточно ослаблены в
УПЧ и ослабляются в УПЧ1. Величину первой промежуточной частоты fПЧ1
выбирают из условия получения в УРЧ необходимого ослабления зеркального
канала относительно 1-го гетеродина fЗК1 = fС ± 2 fПЧ1; величину второй промежуточной частоты fПЧ2 принимаемой такой, чтобы обеспечить требуемое
ослабление помех соседних каналов.
Резонансная характеристика УПЧ1 должна быть такой, чтобы при выбранной fПЧ2 получить необходимое ослабление fЗК2, при этом ширина полосы пропускания УПЧ1 не должна влиять на полосу пропускания линейного
тракта.
2.7 Предварительный расчет коэффициента усиления
линейного тракта РПУ
В современных транзисторных приемниках АМ-сигналов, как правило, используется диодный детектор, на входе которого для качественного
детектирования должно быть напряжение UВХ.Д = 0,5 – 1 В. Тогда общий коэффициент усиления линейного тракта РПУ при заданной чувствительности в виде ЭДС EA min рассчитывается следующим образом:
U ВХ . Д
KОБЩ =
,
(2.36)
E A min hД 2
где hД – действующая высота антенны.
Для ферритовой антенны ДВ, СВ или КВ диапазона действующая высота выбирается в пределах hД ≈ (0,02 ÷ 0,01) м. В УКВ диапазоне –
hД ≈ (0,2 ÷ 0,5) м.
Если используется антенна в виде вертикального провода при длине h,
меньшей длины волны, то hД ≈ (0,4 ÷ 0,6)h.
Общий коэффициент усиления KОБЩ распределяется по каскадам.
При этом справедливы ориентировочные значения коэффициента усиления
отдельных каскадов на биполярных транзисторах, приведенные в табл. 2.8.
В результате предварительного расчета определяется структурная
схема РПУ. Так, для приемников АМ-сигналов структурная схема чаще
всего будет иметь вид, показанный на рисунке 2.9.
Приемник ЧМ-сигналов отличается тем, что применяется частотный
детектор с амплитудным ограничителем. В РПУ ЧМ-сигналов УКВ диапазона в тракте промежуточной частоты в качестве резонансных систем чаще
всего используются двухконтурные полосовые фильтры.
34
Таблица 2.8
Ориентировочные значения коэффициента усиления отдельных каскадов
Входная цепь
Резонансный УРЧ в диапазоне частот:
СВ-ДВ
КВ
УКВ
Преобразователь частоты
Одноконтурный усилитель промежуточной частоты (УПЧ)
УПЧ с двухконтурным фильтром
Апериодический УПЧ
Усилители по каскодной схеме
K ВЦ = 2 ÷ 5
KУРЧ = 25 ÷ 50
KУРЧ = 7 ÷ 15
KУРЧ = 2 ÷ 5
K ПРЧ = 10 ÷ 20
KУПЧ = 30 ÷ 50
KУПЧ = 20 ÷ 40
KУПЧ = 5 ÷ 10
KУПЧ = 100 ÷ 300
Рис. 2.9. Структурная схема РПУ АМ-сигналов
2.8 Выбор активных элементов для усилителей радиочастоты
В современных РПУ в качестве усилительных приборов используются
как транзисторы (биполярные и полевые), так и микросхемы. Резонансные
УРЧ на дискретных элементах имеют лучшие показатели.
В диапазоне КВ и УКВ чаще применяются полевые транзисторы благодаря более высоким значениям входного и выходного сопротивлений,
меньшему коэффициенту шума, лучшей линейности усиления, более широкому динамическому диапазону.
Для построения УРЧ используются высокочастотные маломощные
транзисторы, у которых предельная по крутизне частота fS ≥ 3fMAX, где fMAX –
максимальная частота рабочего диапазона. Если в справочной литературе fS
не приводится, то ее можно определить следующим образом [10]:
f S = fT
h11Б
rБ
,
(2.37)
где fT – граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим
эмиттером (ОЭ);
35
h11Б – входное сопротивление транзистора в схеме с общей базой (ОБ);
rБ – общее сопротивление базы, которое в общем случае равно [10]:
rБ =
γτ К
.
СK
(2.38)
Здесь γ – коэффициент, зависящий от типа транзистора (γ = 2);
τK – постоянная времени коллекторной цепи (справочные данные);
CK – общая коллекторная емкость (справочные данные).
Входное сопротивление транзистора по схеме с ОБ рассчитывается
для выбранного режима:
r
(2.39)
h11Б = rЭ + Б ,
h21Э
26
где rЭ =
[Ом] – сопротивление эмиттерного перехода; h21Э – коэфI Э 0 [мА]
фициент усиления по току в схеме с ОЭ; IЭ0 – ток эмиттера в точке покоя.
Таким образом, расчет rЭ, h11Б и fS ведется для выбранного режима
транзистора по постоянному току. В таблице 2.8 приведены значения частоты fS для некоторых высокочастотных транзисторов, рассчитанных при токе коллектора IK = 1 мА [11].
Таблица 2.9
Значения частоты fS некоторых транзисторов
Тип
КТ339
транзистора
КТ355
КТ363
КТ367
КТ368
КТ3721
КТ382
fТ MIN , МГц
300
1500
1200–1500
1500
900–1400
2400–3000
1800
τ , псек
4,8–25
30
50–75
15
15
12
15
C K , пФ
0,65
10
2
1,5
1,7
1,0
2,5
f S MIN , МГц
625
669
684
1988
1347
2840
3165
4,5 на
f=300 МГц
3,3 на
f=60 МГц
3,5
3
Ш, дБ
6 на
f=200 МГц
Для полевых транзисторов предельное значение частоты проводимости прямой передачи (крутизны) рассчитывается следующим образом [11]:
fS =
1
,
2π CЗИ rИ
(2.40)
где CЗИ – емкость затвор-исток, равная разности емкостей C11И и C12И,
приведенных в справочнике; τИ – сопротивление участка полупроводника,
заключенного между контактами истока и областью канала, непосредственно примыкающей к затвору транзистора.
36
Так как значения rИ не приводятся в справочниках, то при выборе
полевых транзисторов имеет смысл ориентироваться на частоту генерации
fГЕН, которая ниже fS. Частота генерации ограничивает частотный диапазон,
в котором целесообразно использовать полевой транзистор, и определяется
в виде:
S
(2.41)
.
f ГЕН =
2π CЗС
Здесь S – проводимость прямой передачи полевого транзистора (крутизна); CЗС – емкость затвор-сток, равная C12И, приведенной в справочнике.
В табл. 2.9 приведены рассчитанные значения fГЕН и fS для некоторых
высокочастотных транзисторов при UCИ = 5 В [11].
Таблица 2.10
Расчетные значения fГЕН и fS некоторых транзисторов
Тип
транзистора
КП303 КП304 КП305 КП306 КП307 КП312А КП350
fГЕН MIN, МГц 350–1420
635
fS MIN, МГц
4
Ш, дБ
184
1480
800
280
3790
404
3–7,5
4–6
225–450
368
689
6
1–4
2П341
2380–2870
450
3827–4885
1,8 на f=200 МГц
При прочих равных условиях нужно выбирать малошумящий активный элемент, обеспечивающий большее устойчивое усиление. Для этого
отношение | y21 / y12 | на верхней частоте диапазона должно быть максимальным.
Здесь | y21 | – модуль крутизны характеристики прямой передачи;
| y12 |– модуль проводимости внутренней обратной связи.
37
3. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
В ДВ, СВ и КВ диапазонах используются как внешние электрические,
так и магнитные ферритовые антенны. Для УКВ диапазона целесообразно
применять ненастроенные штыревые телескопические антенны или электрические настроенные (в виде диполя).
Магнитная ферритовая антенна чаще всего полностью входит в состав
входного контура. Связь входного контура с внешней электрической антенной (ненастроенной) выбирается слабой. При этом на СВ и ДВ диапазонах
предпочтение отдается трансформаторной или комбинированной связи
входной цепи с антенной. В диапазонах КВ и УКВ также применяется
трансформаторная связь. На растянутых и полурастянутых КВ диапазонах
широко используется внешнеемкостная связь с антенной. На рисунке 3.1
показана схема входной цепи с магнитной антенной и трансформаторной
связью с первым усилительным элементом. В диапазоне метровых волн
широкое применение находит входной контур с электронной настройкой с
помощью одного варикапа (рис. 3.2 а) и двух варикапов, включенных
встречно (рис. 3.2б). При встречном включении двух варикапов в меньшей
степени проявляются нелинейные эффекты в преселекторе, но общая емкость варикапов уменьшается в два раза.
Рис. 3.1. Схема входной цепи с магнитной антенной и
трансформаторной связью с первым усилительным элементом
а)
б)
Рис. 3.2. Схемы входной цепи с варикапами
Контур перестраивается изменением запирающего напряжения на варикапах, которое подается через резистор R1 с помощью потенциометра R3.
Резистор R2 ограничивает величину напряжения смещения на варикапе.
38
В схеме с двумя варикапами (рис. 3.2 б) резистор R1 снижает шунтирование контура цепями управления.
Расчет входного контура и элементов связи целесообразно проводить
в следующем порядке:
1. Для перекрытия заданного диапазона частот выбирается переменный конденсатор (табл. 3.1)
2. Определяется необходимая дополнительная емкость CСХ доп схемы,
которая включается параллельно конденсатору переменной емкости:
CСХ
доп
=
С К MAX − C К MIN ⋅ K 2Д
K 2Д − 1
,
(3.1)
где KД = fMAX / fMIN – коэффициент перекрытия диапазона.
3. Находится емкость дополнительного конденсатора Cдоп с учетом емкости монтажа CМ = 1÷3 пФ, распределенной емкости катушки индуктивности CL
и пересчитанной в контур входной емкости усилительного прибора n12CВХ :
Сдоп = С ВХ
доп
− СМ − С L − n12 C ВХ ,
(3.2)
где n1 – коэффициент включения усилительного прибора в контур.
Если окажется, что Cдоп ≤ 0, то следует выбрать другой конденсатор
переменной емкости с меньшим значением СK MIN и большим значением
СK MAX. При предварительном расчете можно принять n1 = (0,1÷0,3), если
первый усилительный каскад УРЧ на биполярном транзисторе;
n1 = (0,7÷1,0) при первом каскаде УРЧ на полевом транзисторе.
4. Рассчитывается индуктивность контура
LK =
1
(2π f MAX ) CKЭ MIN
2
,
(3.3)
где СKЭ MIN = СK MIN + СM + С ДОП + n12CВХ – минимальная эквивалентная
емкость контура.
На растянутых и полурастянутых КВ диапазонах целесообразно использовать схемы входной цепи с двумя дополнительными конденсаторами
(рис. 3.3), что позволяет получить приемлемые значения индуктивности
контура LK, характеристического сопротивления ρ = LK СKЭ и эквивалентного резонансного сопротивления RОЭ.
39
Рис. 3.3. Схема входной цепи с двумя конденсаторами
Таблица 3.1
Коэффициенты перекрытия конденсаторов переменной емкости
Емкость конденсатора переменной
Емкость подстроечного
емкости,
пФ
конденсатора, пФ
Диапазон частот
30÷30000 МГц
6÷30 МГц
1500÷6000 кГц
100÷1500 кГц
100 кГц и ниже
Принимая
СK MIN
СК MAX
СП MIN
СП MAX
3÷7
10÷17
12÷22
12÷25
15÷30
10÷50
50÷150
150÷250
250÷500
450÷750
0,5÷1,5
2÷3
2÷3
2÷3
2÷5
2÷5
8÷15
8÷15
10÷20
20÷50
C1 = bC K MAX ,
получим
C1 = CK MAX (1 + b)
K Д −1
.
(1 + b) KC
2
− KД
1 + bKC
(3.4)
(3.5)
Здесь
b = 0, 2 ÷ 0,5; KC =
CK MAX
.
(3.6)
CK MIN
Зная C1 и C2 , можно найти полную эквивалентную емкость контура:
(CK MIN + C1 )C2
CKЭ MIN =
+ CM + C2 + n12CBX ,
(3.7)
CK MIN + C1 + C2
после чего находится индуктивность контура LK.
Индуктивность контура LK должна быть конструктивно выполнимой
(LK ≥ 0,05 мкГн). Если при выбранной емкости СKЭ MIN индуктивность
LK < 0,05 мкГн, то принимается LK = 0,05 мкГн и рассчитывается новое значение СKЭ MIN.
Для входной цепи с варикапами (рис. 3.2) минимальная емкость контура СMIN складывается из настроечной емкости варикапа СВ MIN и добавочной емкости СД, в цепь которой входит емкость подстрочного конденсатора CП и емкость схемы CСХ, состоящая из емкости монтажа CМ = 3÷5 пФ,
распределенной емкости катушки индуктивности CL =1÷3 пФ и пересчитанной в контур входной емкости активного элемента n12CBX . В отличие от
40
диапазонов декаметровых и более длинных волн в диапазоне метровых
волн подстроечной емкости может и не быть. Тогда
C MIN = C B MIN + CCX ,
(3.8)
CCX = CM + CL + n12CBX .
(3.9)
где
Если СMIN окажется меньше или равной ССХ , то в данном частотном
диапазоне колебательный контур не может быть реализован на элементах с
сосредоточенными параметрами и следует переходить к элементам с распределенными параметрами.
Максимальная емкость контура с варикапом определяется с учетом
коэффициента перекрытия диапазона KД:
CMAX = K 2Д CMIN .
(3.10)
С учетом добавочной емкости СД рассчитываются максимальное и
минимальное значения подстроечной емкости варикапа:
C B MAX = CMAX − C Д ,
(3.11)
C B MIN = CMIN − C Д ,
(3.12)
по которым выбирается тип варикапной матрицы и определяются значения
напряжений смещения на варикапе UMIN и UMAX, соответствующие СMAX и
СMIN .
На ДВ, СВ и частично КВ диапазонах применяются магнитные ферритовые антенны, расчет которых сводится к выбору марки ферритового
сердечника, размеров катушки индуктивности и числа ее витков, определению элементов связи с первым усилительным прибором. Кроме этого, необходимо рассчитать добротность и коэффициент передачи входной цепи.
Число витков N контурной катушки индуктивности LK (рис. 3.1),
расположенной на ферритовом стержне, определяется следующим образом:
N≈
1000 ⋅ LK
,
Dµ Дη
(3.13)
где LK – индуктивность контура, мкГн; D – диаметр намотки катушки, равный диаметру ферритового стержня, см;
μД – действующая магнитная проницаемость (табл. 3.2);
η – коэффициент, зависящий от отношения длины намотки к длине
ферритового стержня, который для ориентировочного расчета принимают
равным 0,3.
Для прямоугольного ферритового стержня справедлив тот же расчет
при использовании эквивалентного диаметра:
41
ab
.
π
DЭ = 2
(3.14)
Здесь a, b – размеры поперечного сечения прямоугольного стержня, см.
Таблица 3.2
Действующая магнитная проницаемость ферритового стержня
l
μД
D
6
8
10
15
20
μ0 = 10
μ0 = 100
μ0 ≥ 200
7,8
8,3
9,1
9,4
9,6
25
34
41
52
60
31
37
63
78
95
Действующая высота ферритовой антенны в метрах:
hД =
2π
N µ Д SQЭ ,
λ
(3.15)
где λ – длина волны, м; N – число витков антенной контурной катушки;
μД – действующее значение магнитной проницаемости; S = π D 2 4 – площадь одного витка, м2; D – диаметр намотки; QЭ – эквивалентная добротность нагруженного антенного контура, которой задаются ориентировочно
в пределах QЭ = (0,45÷0,85) QК ; QК – конструктивно реализуемая добротность (собственная добротность).
5. Связь первого транзистора или микросхемы с входным контуром в
случае с магнитной антенной выполняется трансформаторной или автотрансформаторной. При этом коэффициент включения (трансформации) зависит от собственной QК и эквивалентной QЭ добротности входного
контура:
d − dK
n1 = Э
RBX ,
(3.16)
ρ
где
dЭ = 1 QЭ – требуемое эквивалентное затухание входного контура;
d K = 1 QK – собственное конструктивное затухание входного контура;
RВХ – входное сопротивление первого усилительного прибора.
Если при расчете n1 > 1, то принимается полное включение (n1 = 1).
6. Количество витков в катушке трансформаторной связи:
NCB =
Nn 1
KCB
.
Здесь KСВ = (0,8÷0,9) – коэффициент связи между катушками.
42
(3.17)
Для автотрансформаторной связи число витков до точки отвода:
N CB = n1 N .
(3.18)
7. Резонансный коэффициент передачи входной одноконтурной цепи
с ферритовой антенной, равный отношению напряжения на входе первого
каскада УРЧ (UВХ) к ЭДС в антенне EА , зависит от эквивалентной добротности контура:
hД En1QЭ
U
K ВЦ = BX =
= n1QЭ .
(3.19)
EA
hД E
Широкое применение в РПУ, особенно в КВ и УКВ диапазонах, нашли электрические штыревые телескопические антенны, эквивалентная
схема которых показана на рисунке 3.4 а). Эквивалентная емкость штыревой антенны СА , как правило, мала (несколько пикофарад) и зависит от
длины штыревой антенны:
C A = 10l ,
(3.20)
где l – длина штыря, м.
Если корпус РПУ не заземлен, то СА увеличивается и в зависимости
от размеров корпуса приемника может составлять от 3 до 10 пФ (для приближенных расчетов СА ≈(5÷7) пФ). Из-за малости СА штыревая антенна
подключается обычно непосредственно к входному контуру (рис. 3.4 б, в).
а)
б)
в)
Рис. 3.4. Эквивалентная схема электрической штыревой телескопические антенны (а)
и ее подключение к входной цепи (б, в)
Действующая высота штыревой антенны примерно равна длине антенны ( hД ≈ l ), тогда
(3.21)
E А = Eh Д = El .
Резонансный коэффициент передачи входной цепи при работе на
штыревую антенну равен:
QЭ С А
K ВЦ = n1
.
(3.22)
2
2
(QЭ С А ) + СКЭ
Здесь CКЭ – эквивалентная емкость входного контура; QЭ – эквивалентная добротность входного контура; n1 – коэффициент включения в
контур первого усилительного прибора.
43
В диапазоне УКВ входной контур часто выполняют неперестраиваемым. При этом антенна может быть ненастроенной штыревой (рис. 3.5а)
или настроенной в виде полуволнового вибратора (рис. 3.5б).
Для входного контура со штыревой антенной в УКВ диапазоне характерно малое значение эквивалентной емкости контура и использование емкостного делителя (рис. 3.5а) с целью получения требуемого коэффициента
включения ( n1 ) транзистора или микросхемы в контур.
а)
б)
Рис. 3.5. Схема подключения ненастроенной штыревой антенны (а)
и настроенной в виде полуволнового вибратора (б)
Эквивалентная емкость контура
СKЭ = CK + CM + C A + n12CBX ,
(3.23)
где СK – сосредоточенная емкость контурного конденсатора; СM – емкость
монтажа; СA – емкость антенны; СВХ – входная емкость транзистора или микросхемы; n1 – коэффициент включения, равный для схемы (рис. 3.5а):
C1
C
= K.
C1 + C2 С2
CC
CK = 1 2 .
C1 + C2
n1 =
Здесь
(3.24)
(3.25)
Емкость СK и CКЭ необходимо выбрать так, чтобы индуктивность контура была конструктивно выполнима (LK > LK MIN = 0,05 мкГн).
Если применяется настроенная антенна в виде линейного полуволнового вибратора длиной l = 0,475 λ, то ее эквивалентное сопротивление принимается чисто активным и равным RА =75 Ом. Настроенная антенна рассчитывается на средней частоте диапазона. Действующая высота такой антенны определяется соотношением KД = λ / π .
Связь настроенной антенны, как правило, делается трансформаторной
(рис. 3.5 б), и коэффициенты трансформации определяются из условия получения максимального коэффициента передачи при заданной полосе пропускания:
dЭ − d K
dЭ − d K
m1 =
RA ,
n1 =
RBX .
(3.26)
2ρ
2ρ
44
Применение в первом каскаде УРЧ полевого транзистора дает основание принять n1 = 1.
Тогда
d Э − d KH
(3.27)
m1 =
RA ,
ρ
где d KH = d K + ρ – затухание нагруженного контура.
RBX
Индуктивность катушки связи рассчитывается следующим образом:
LCB =
m12
2
K CB
LK ,
(3.28)
где KCB = M LCB LK – коэффициент связи, выбираемый в пределах 0,6–0,9.
Для штыревой антенны в УКВ диапазоне для расчета справедлива эквивалентная схема (рис. 3.6), параметры которой зависят от ее геометрических размеров и от размеров корпуса РПУ. Так, при l = 1 м, длине корпуса
приемника lПР = 25 см и среднем диаметре антенны 6 мм можно принять:
RА = 22 Ом, LА = 0,5 мкГн, СА = 5,5 пФ.
Рис. 3.6. Эквивалентная схема штыревой антенны в УКВ диапазоне
Штыревая антенна подключается к входному контуру с помощью
трансформаторной связи. Коэффициент трансформации рассчитывается
аналогично рассмотренному ранее.
3.1 Одноконтурная входная цепь при оптимальной
трансформаторной связи с антенной
Расчет входной цепи с настроенной антенной при трансформаторной
(рис. 3.7) и автотрансформаторной (рис. 3.8) связи входа РПУ и антеннофидерной цепи можно проводить из условия согласования антенного фидера с входом приемника. Тем не менее, при малой длине антенного фидера
(до нескольких метров) целесообразно использовать оптимальную связь,
при которой достигается максимальный коэффициент передачи при заданном шунтировании контура.
45
Рис. 3.7. Входная цепь с настроенной антенной
при трансформаторной связи входа РПУ и антенно-фидерной цепи
Рис. 3.8. Входная цепь с настроенной антенной при
автотрансформаторной связи входа РПУ и антенно-фидерной цепи
1. На средней частоте диапазона fCP =
индуктивность катушки связи (рис. 3.7):
LCB =
ρФ
,
ωCP
f MIN ⋅ f MAX рассчитывается
(3.29)
где ρФ – волновое сопротивление фидера.
2. Определяется коэффициент трансформации со стороны антенны на
верхней частоте диапазона:
D − 1 g K .B
.
(3.30)
m1 =
⋅
2
g A.B
Здесь D = QK = d Э – коэффициент расширения полосы пропускания;
QЭ
dK
QК, ( dК ) – конструктивно реализуемая добротность (затухание) контура ВЦ;
QЭ, ( dЭ ) – эквивалентная добротность (затухание) контура; gK.B = 1 / RОЭ.В –
собственная резонансная проводимость контура на верхней частоте диапа46
зона (fMAX); RОЭ.В = ρВ QК – собственное резонансное сопротивление контура на
верхней частоте диапазона; ρВ = ωMAX LK – характеристическое сопротивление
контура на верхней частоте диапазона; gA.B = ρФ / |zA.B |2 – активная составляющая проводимости антенной цепи (АЦ) на верхней частоте диапазона.
При трансформаторной связи:
g A.B =
ρФ
ρФ2
+ ( LCB ⋅ ωMAX )
2
(3.31)
,
для автотрансформаторной связи (рис. 3.8):
g A.B = g A =
1
.
ρФ
(3.32)
3. Находится коэффициент трансформации со стороны входа первого
каскада УРЧ на верхней частоте диапазона
n1 =
D − 1 g K .B
,
2 g BX .B
(3.33)
где gВХ.B – активная составляющая входной проводимости усилительного
прибора первого каскада УРЧ на верхней частоте диапазона.
4. Определяется избирательность ВЦ по первому зеркальному каналу
на верхней частоте диапазона:
σ ЗК
z
= A.ЗК
z A.В

1 + QЭ2 
f ЗК
 f MAX
2

f
− MAX  .
f ЗК 
(3.34)
Здесь
z А.ЗК = ρФ2 + (ωЗК LСВ ) 2
(3.35)
представляет модуль полного сопротивления АЦ в схеме с трансформаторной связью на частоте первого зеркального канала ωЗК = ωMAX + 2 ωПЧ1 ,
z А.В = ρФ2 + (ωMAX LСВ )2
(3.36)
– модуль полного сопротивления АЦ на верхней частоте диапазона в схеме
с трансформаторной связью.
Так как для схемы с автотрансформаторной связью справедливо
z А.ЗК = z А.В = z А = ρФ , то
2
σ ЗК
 f

 f
f
f
= 1 + QЭ2  ЗК − MAX  ≈ QЭ  ЗК − MAX
f ЗК 
f ЗК
 f MAX
 f MAX
47

.

(3.37)
5. Вычисляется эквивалентное затухание контура на нижней частоте
диапазона (fMIN):
(3.38)
d Э.H = d K + m12 ρ H g A.H + n12 ρ H g BX .H ,
где ρН = ωMIN · LK - XА – характеристическое сопротивление контура на нижней частоте диапазона; dK = 1/QK – конструктивное затухание контура;
gA.Н = ρФ / |zA.Н |2 – активная составляющая проводимости антенной цепи на
нижней частоте диапазона; gВХ.Н – активная составляющая входной проводимости усилительного прибора первого каскада УРЧ на нижней частоте
диапазона. При коэффициенте перекрытия диапазона KД ≤ 1,5 можно положить gВХ.Н = gВХ.В = gВХ .
В схеме с трансформаторной связью
z А.Н = ρФ2 + (ω MIN LСВ ) 2 ,
(3.39)
при автотрансформаторной связи gA.Н = 1 / ρФ.
6. Рассчитываются резонансные коэффициенты передачи ВЦ на нижней и верхней частотах диапазона:
K0 H =
m 1 ⋅ n 1 ⋅ RЭ.H
z A.H
, K0 B =
m 1 ⋅ n 1 ⋅ RЭ.H
z A.B
.
(3.40)
Здесь RЭ.H = ρ H QЭ.H , RЭ.B = ρ B QЭ.B – эквивалентное резонансное сопротивление контура на нижней и верхней частотах диапазона соответственно; | zA.Н | и | zA.В | – модуль полного сопротивления АЦ соответственно на
нижней и верхней частотах диапазона. В схеме с трансформаторной связью они определяются выражениями (3.35) и (3.39). Для автотрансформаторной связи
z A.H = z A.B = z A = ρФ .
(3.41)
3.2 Двухконтурные входные цепи
Широкое применение в РПУ находят входные цепи с двухконтурным
полосовым фильтром. Связь между контурами выбирается так, чтобы полоса пропускания в заданном диапазоне частот оставалась постоянной. Поэтому в таких входных цепях используется комбинированная связь: трансформаторная и внутриемкостная (рис. 3.9) или внешнеемкостная и внутриемкостная (рис. 3.10). При коэффициенте перекрытия по диапазону КД ≤ 1,5
полосовой фильтр можно строить с трансформаторной или емкостной связью между контурами.
48
Рис. 3.9. Трансформаторная и внутриемкостная связь
Рис. 3.10. Внешнеемкостная и внутриемкостная связь
Связь первого контура фильтра с антенно-фидерной цепью, как и в
одноконтурной ВЦ, может быть трансформаторной или автотрансформаторной. Величина связи с настроенной антенной при большой длине фидера
выбирается из условия согласования антенной цепи с фильтром.
При малой длине фидера (портативные РПУ) величина связи с антенной определяется из условия выполнения заданного шунтирования первого
контура антенной цепью. Для связи второго контура со входом первого каскада УРЧ применяется трансформаторное или автотрансформаторное
включение. При этом величина связи рассчитывается из условия заданного
шунтирования второго контура входным сопротивлением усилительного
прибора УРЧ.
Порядок расчета следующий.
1. Для схемы с трансформаторной связью первого контура с антенной
(рис. 3.9) находится индуктивность катушки связи по формуле (3.29).
2. На верхней частоте диапазона определяется коэффициент трансформации между антенной цепью и первым контуром фильтра из условия
заданного шунтирования:
( D −1) ⋅ g K 1B
.
(3.42)
m1 =
g A.B
Здесь все величины определяются также как в п. 2 применительно к
первому контуру.
49
3. Из условия шунтирования на верхней частоте рассчитывается коэффициент трансформации между вторым контуром фильтра и усилительным прибором:
( D − 1) ⋅ g K 2 B
n1 =
,
(3.43)
g BX .B
где g K 2 B = 1 ρ BQK 2 – собственная резонансная проводимость второго контура на верхней частоте диапазона ( fMAX ); gBХ.В – активная составляющая
входной проводимости усилительного прибора на верхней частоте диапазона.
Если n1 > 1, то принимается n1 = 1.
4. Определяется величина сопротивления связи между контурами
фильтра на средней частоте диапазона ωcp = ωMIN ωMAX :
ωCP LK βCP
.
(3.44)
QЭ.CP
Здесь βCP = K CB QЭ.CP – параметр связи между контурами фильтра. На
средней частоте диапазона βCP = 1 ; QЭ.CP – эквивалентная добротность
контуров на средней частоте.
В диапазоне метровых волн можно принять QЭ .CP = QЭ . В общем случае
X CP =
QЭ.CP =
1
dЭ.CP
=
1
,
d Э1CP dЭ 2CP
(3.45)
где d Э1CP = d K + m12 ρCP g A.CP ; dЭ 2CP = d K + n12 ρCP g BX .CP – эквивалентные
затухания контуров на средней частоте диапазона; ρСР = ωСР LK ;
g A.CP = 1 ρФ – в схеме с автотрансформаторной связью первого контура с АЦ;
g A.CP = 1 (2 ρФ ) – в схеме с трансформаторной связью первого контура с
АЦ; g BX .CP – активная составляющая входной проводимости усилительного прибора на средней частоте диапазона.
В диапазоне метровых волн g BX .CP = g BX .B .
5. Для схемы (рис. 3.9) рассчитывается взаимная индуктивность между катушками фильтра:
X
(3.46)
M = CP
2ωCP
и оценивается реальность получения величины M по необходимому коэффициенту связи K CB = M LK , который должен быть конструктивно реализуем. Так, в метровом диапазоне волн KСB ≤ (0,2÷0,3).
50
6. Находится величина емкости конденсатора связи:
CCB =
2
.
ωCP X CP
(3.47)
Если связь между контурами фильтра только трансформаторная, то
взаимная индуктивность определяется из выражения X CP = M ωCP , а если
связь только внутриемкостная, то
CCB =
1
.
ωCP X CP
(3.48)
7. Для схемы (рис. 3.10):
CCB 2
1,33
=
, (3.49)
ωCP X CP
CCB1 =
2
0, 2CCB 2 ⋅ X CP
2 2
ωCP
LK
.
(3.50)
8. Для схем (рис. 3.9 и 3.10) рассчитываются эквивалентные затухания
и добротности контуров фильтра на нижней частоте диапазона ( fMIN ):
d Э1H = d K + m12 ρ H g A.H , QЭ1H =
1
d Э1H
d Э 2 H = d K + n12 ρ H g BX .H , QЭ 2 H =
,
1
dЭ 2 H
(3.51)
.
9. Определяется эквивалентная добротность полосового фильтра на
нижней частоте диапазона:
QЭ.H = QЭ1H ⋅ QЭ 2 H
(3.52)
На верхней частоте диапазона эквивалентная добротность QЭ.В должна
совпадать с QЭ по условиям расчета m1 и n1. Если при расчете n1 > 1 и принято n1 = 1, то QЭ.В следует уточнить.
10. Рассчитывается величина сопротивления связи на нижней и верхней частотах диапазона
для схемы на рисунке 3.9 –
X H = ωH M +
1
1
,
, X B = ωB M +
ω H CCB
ω B CCB
(3.53)
для схемы на рисунке 3.10
X H = ω B3 C H L2K +
1
1
, X B = ω B3 CCB1 L2K +
. (3.54)
ω H CCB 2
ω B CCB 2
51
Если связь между контурами фильтра при малых коэффициентах перекрытия диапазона ( К Д ≤ 1,5 ) только трансформаторная, то X H = ωH М ,
X B = ωB М , а если связь только внутриемкостная, то
XH =
1
1
.
, XB =
ω H СCB
ω B СCB
11. Определяется параметр связи между контурами фильтра на нижней и верхней частотах диапазона:
βН =
X H QЭ.H
X Q
, β B = B Э. B .
ω H LK
ω B LK
(3.55)
12. Рассчитывается избирательность по первому зеркальному каналу
на верхней частоте диапазона:
σ ЗK =
2
(1 + ξ ЗK
− β В2 ) 2 + 4 β В2
(1 + β В2 ) 2
.
(3.56)
f
f 
Здесь ξ ЗK = QЭ.B  ЗK1 − B  .
f ЗK1 
 fB
13. Находится резонансный коэффициент передачи входной цепи на
нижней и верхней частотах диапазона:
m1n1RЭ.H β H
⋅
,
z A.H
1 + β H2
mnR
β
= 1 1 Э. B ⋅ B 2 .
z A.B
1 + βB
K0 H =
(3.57)
K0 B
(3.58)
Здесь все составляющие такие же, как и в формуле (3.40).
Пример 3.1
Рассчитать элементы контура преселектора (рис. 3.2а) по следующим
исходным данным. Диапазон частот – 146–174 МГц; емкость ССХ = 5 пФ.
1. Выбирается минимальная емкость контура СMIN = 25 пФ.
2. Рассчитывается индуктивность контура
LK =
1
(2π f В )2 СMIN
=
1
(6, 28 ⋅174 ⋅106 )2 ⋅ 25 ⋅10−12
52
= 0,036 мкГн.
Так как LK < 0,05 мкГн, то выбирается LK = 0,05 мкГн и уточняется
СMIN =
1
(2π f В ) LK
2
=
1
(6, 28 ⋅174 ⋅10 ) ⋅ 0,05 ⋅10
6 2
−6
= 17 пФ.
3. Определяется максимальная емкость контура
CMAX = K 2Д СMIN = (1, 2) 2 ⋅17 = 24 пФ,
где K Д =
f В 174
=
= 1, 2.
f Н 146
4. Находится максимальное и минимальное значения емкости варикапа
CВ MAX = CMAX − CСХ = 24 − 5 = 19 пФ,
CВ MIN = C MIN − CСХ = 17 − 5 = 12 пФ.
Для входной цепи с двумя варикапами (рис. 3.2б) емкость каждого варикапа должна быть в два раза больше
C В MAX = 38 пФ, С B MIN = 24 пФ.
По справочникам выбирается тип варикапа и определяются соответствующие напряжения смещения UMIN и UMAX .
Пример 3.2.
Рассчитать одноконтурную входную цепь с автотрансформаторной
связью с антенной (рис. 3.8). Исходные данные: fН = 170 МГц, fН = 180 МГц,
ρА = 50 Ом, LK = 0,05 мкГн, QЭ = 50, QК = 150, gВХ = 1,66⋅10-4 См, σЗК = 26 дБ,
fПЧ1 = 25 МГц.
1. Коэффициент трансформации со стороны антенны:
m1 =
Здесь D =
D − 1 g K .B
3 −1
50
⋅
=
⋅
= 7,7 ⋅10−2
3
2 g A.B
2 8,5 ⋅10
1
1
QK 150
Cм;
=
= 3; g A.B =
=
50
QЭ
ρ A 50
g K .B =
1
RK .B
=
1
1
1
=
=
См;
ρ B QK 56,5 ⋅150 8476
ρ B = ωB LK = 1,13 ⋅109 ⋅ 0,05 ⋅10−6 = 56,5 Ом ;
ω В = 2π f В = 6, 28 ⋅180 ⋅106 = 1,13 ⋅109
53
рад
.
с
2. Коэффициент включения активного элемента в колебательный контур:
n1 =
D − 1 g K .B
3 −1
1
⋅
=
⋅
= 0,84.
g BX
2
2 8,5 ⋅103 ⋅1,66 ⋅10−4
3. Избирательность ВЦ по зеркальному каналу:
 f + 2 f ПЧ 1

fB
σ ЗK = QЭ  B
−
=
f
f
+
2
f

B
B
ПЧ 1 
180
 180 + 2 ⋅ 25

= 50 
−
 = 25 раз ;
180
180 + 2 ⋅ 25 

σ ЗK = 20 lg(25) = 28 дБ.
4. Эквивалентное затухание контура на нижней частоте диапазона:
d Э.H = d K + m12 ρ H g A.H + n12 ρ H g BX =
53
= 6, 67 ⋅10−3 + (7,7 ⋅10−2 )2
+ 0,706 ⋅ 53 ⋅1,66 ⋅10−4 ≈ 1,9 ⋅10−2 .
50
Здесь d K =
1
1
1
1
=
= 6,67 ⋅10−3 ; g A.H = g A.B =
=
См ;
QK 150
ρ A 50
ρ H = ωH LK = 2π f H LK = 6, 28 ⋅170 ⋅106 ⋅ 5 ⋅10−8 = 53 Ом .
5. Резонансный коэффициент передачи входной цепи на нижней и
верхней частотах диапазона:
K0 H
m1n1RЭ.H 7,7 ⋅10−2 ⋅ 0,84 ⋅ 2,79 ⋅103
=
=
= 3,6.
z A.H
50
K0 B
m1n1RЭ.B 7,7 ⋅10−2 ⋅ 0,84 ⋅ 2,8 ⋅103
=
=
= 3,62,
z A.B
50
где RЭ.H = ρ H QЭ.H = 53 ⋅ 52,5 = 2, 79 кОм,
RЭ.B = ρ В QЭ.B = 56,5 ⋅ 50 = 2,8 кОм, z A.H = z A.B = 50 Ом.
54
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
12.
13.
14.
15.
Назначение и основные характеристики ВЦ.
Нарисовать схемы ВЦ с различными видами связи контура с антенной и
объяснить назначение элементов.
Составить эквивалентные схемы ВЦ с различными видами связи контура
с антенной.
Перечислить и пояснить способы перестройки ВЦ по диапазону и поддиапазону.
Какая перестройка ВЦ по диапазону предпочтительнее?
Составить эквивалентные схемы ВЦ с различными видами связи контура
с антенной и с первым усилительным каскадом.
Какими параметрами ВЦ определяется коэффициент передачи?
Пояснить условия получения максимального коэффициента передачи
ВЦ.
Пояснить условия согласования антенны со входом РПУ.
Из каких соображений выбирается связь входного контура с настроенной
антенной? Схемы связи.
От чего зависит избирательность ВЦ?
Как выбирается связь входного контура с АЭ?
От чего зависит ширина полосы пропускания ВЦ?
Из каких соображений выбирают тип АЧХ (максимально плоская, равноволновая, эллиптическая ) входных фильтров в РПУ?
Какая избирательность обеспечивается ВЦ?
55
4. РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В резонансных усилителях в основном используется два варианта
включения усилительного прибора: с общим эмиттером и общей базой в
каскадах на биполярных транзисторах; с общим истоком и общим затвором
в каскадах на полевых транзисторах.
Усилители с общим эмиттером (истоком) в диапазоне метровых и более длинных волн позволяют получить наибольшее усиление мощности.
Усилители с общей базой (затвором), обладая большей устойчивостью
к самовозбуждению, чаще применяются в дециметровом и сантиметровом
диапазонах волн.
К числу основных параметров усилителей относятся: резонансный коэффициент усиления K0; избирательность по побочным каналам приема
(σПК) и по соседнему каналу (σСК); коэффициент шума Ш; устойчивый коэффициент усиления KОУ; искажения сигнала.
Принципы построения и анализ резонансных усилителей идентичны
для различных типов усилительных приборов и вариантов их включения.
Рис. 4.1. Основные схемы включения колебательного контура
в резонансном усилителе
Основные схемы включения колебательного контура в одноконтурном резонансном усилителе – автотрансформаторная, двойная автотрансформаторная, трансформаторная, емкостная, с «последовательной» индуктивностью – представлены на рисунке 4.1 а, б, в, г, д, соответственно.
На рисунке 4.2 а, б, в) показаны схемы резонансных усилителей на
полевом транзисторе, на биполярном транзисторе с двойной автотрансформаторной связью и с трансформаторной связью соответственно.
56
Рис. 4.2. Схемы резонансных усилителей на полевом и биполярных транзисторах
4.1 Обобщенная эквивалентная схема резонансных усилителей
В режиме малых сигналов усилительный прибор (биполярный или
полевой транзистор) можно представить линейным активным четырехполюсником (рис. 4.3), передающие свойства которого описываются системой
линейных уравнений, например, через Y-параметры:
57
I&1 = U&1Y&11 + U& 2Y&12 ;
I& = U& Y& + U& Y& .
2
1 21
(4.1)
2 22
Рис. 4.3. Эквивалентная схема усилительного прибора
При этом удобно для анализа пользоваться распространенной моделью прибора (рис. 4.4).
Рис. 4.4. Модель усилительного прибора
Учитывая источник сигнала и нагрузку, получим полную обобщенную эквивалентную схему резонансного усилителя (рис. 4.5).
Рис. 4.5. Обобщенная эквивалентная схема резонансного усилителя
В общем случае включение активного элемента в контур может быть
неполным. С учетом рисунка 4.5 имеем
и тогда
m = U& 2 U& ; n = U& H U&
(4.2)
I&2 = −U& 2У ∑ ,
(4.3)
где
Y∑ =
(YК + n 2YН )
m2
(4.4)
представляет суммарную проводимость контура и нагрузки, пересчитанную
к зажимам 2-2 четырехполюсника.
58
Коэффициент усиления резонансного усилителя с учетом коэффициентов включения
U&
U&
n U&
(4.5)
K& = H = H = ⋅ 2 .
U& ВХ
U&1 m U&1
Используя второе уравнение из (4.1) с учетом выражения(4.3), получим
−U& 2Y∑ = Y21U&1 + Y22U& 2 .
Отсюда
U& 2
Y21
=−
.
U&1
Y22 + Y∑
(4.6)
Тогда
m ⋅ n ⋅ Y21 ⋅ R0 Э
n
Y21
m ⋅ n ⋅ Y21
,
К& = − ⋅
=−
=−
m Y22 + Y∑
YЭ
1 + j ⋅ξ
где
YЭ = YK + m 2 ⋅ Y22 + n 2 ⋅ YH = G0 Э ⋅ (1 + j ⋅ ξ ) =
1+ j ⋅ξ
R0 Э
представляет полную проводимость контура.
1
= g K + m 2 ⋅ g 22 + n 2 ⋅ g H – эквивалентная резонансR0 Э
ная проводимость контура;
Здесь GOЭ =
ξ=
 ω ω0 
1  ω ω0 
−
=
Q
−


 – обобщенная расстройка.
Э
ω
ω
dЭ  ω0 ω 
 0

При ω=ω0 (ξ=0) получим резонансный коэффициент усиления
K0 = m ⋅ n ⋅ Y210 ⋅ ROЭ =
m ⋅ n ⋅ Y210
.
(4.7)
g K + m ⋅ g 22 + n ⋅ g H
Наличие коэффициентов включения m и n в числителе и в знаменателе последнего выражения указывает на то, что существуют оптимальные
значения m и n, при которых резонансный коэффициент усиления максимален при заданном полном затухании контура dЭ.
Задаваясь изменением
2
2
dЭ
G
Q
= D = K = OЭ , получим
dK
QЭ
gK
GOЭ = D ⋅ g K = m 2 ⋅ g 22 + n 2 ⋅ g H + g K ,
откуда определим, например, m и подставим в выражение
59
(4.8)
K0 =
m ⋅ n ⋅ Y210
D ⋅ gК
=
n ⋅ Y210
D ⋅ gК
( D − 1) ⋅ g К − n 2 ⋅ g Н
.
⋅
g 22
Из условия dK0/dn=0 найдем оптимальный коэффициент включения,
при котором резонансный коэффициент усиления максимален:
nопт =
D −1 gК
.
⋅
2 gН
4.9)
Из равенства (4.8) с учетом выражения (4.9) имеем:
У210
 1
D −1 gК
(4.10)
, K0MAX =
⋅ 1 −  .
⋅
2 g 22
2 ⋅ gН ⋅ gК  D 
Анализ полученных выражений показывает, что резонансный коэффициент усиления максимален при одинаковом шунтировании контура со
стороны выхода усилительного элемента и со стороны нагрузки, когда
mопт =
D −1
(4.11)
⋅ gК .
2
При малом собственном затухании контура (D >> 1) усиление достигает предельного значения:
Y210
.
(4.12)
K0пред =
2 ⋅ g Н ⋅ g 22
m2 ⋅ g22 = n2 ⋅ g Н =
Используя известное уравнение резонансной кривой:
K0 1 Y210
= =
⋅ 1+ ξ 2
K γ
Y21
и считая для малых расстроек |Y210|=|Y21|, получим
2
 2 ⋅ ∆f 
K0 1
= = 1+ ξ 2 = 1+ 
 ,
⋅
K γ
f
d
 0 Э
откуда находим полосу пропускания резонансного усилителя при заданной
неравномерности γ:
Пγ = f 0 ⋅ d Э ⋅
1
γ
2
−1 .
Для γ = 0,707 полоса пропускания П0,7=f0·dЭ.
60
Фазовая характеристика резонансного усилителя определяется следующим образом:
− ϕ = arctgξ + arctg (ω ⋅τ 21 ) ,
где τ21 = 1/ωS, ωS – частота, на которой крутизна Y21 усилительного прибора
уменьшается в 2 раза.
Из первого уравнения (4.1) найдем входную проводимость усилителя
(в точках 1-1):
I&
U&
Y&BX = 1 = Y11 + Y21 ⋅ 2 .
U&1
U&1
Учитывая выражение (4.6)
2
Y
⋅
Y
m
⋅ Y12 ⋅ Y21
12
21
. (4.13)
Y&ВХ = Y11 −
= Y11 −
2
2
Y22 + Y∑
YК + m ⋅ Y22 + n ⋅ YН
Аналогично можно найти выходную проводимость усилительного
прибора (в точках 2-2):
Y ⋅Y
YВЫХ = Y22 − 12 21 .
Y11 + YГ
Таким образом, из-за внутренней обратной связи входная проводимость зависит от проводимости нагрузки, а выходная – от проводимости
источника сигнала.
4.2 Резонансный усилитель в диапазоне частот
Резонансные усилители преселектора РПУ, как правило, работают в
диапазоне частот. Поэтому важно знать частотную зависимость резонансного коэффициента усиления.
В усилителях на полевых транзисторах затухание, вносимое в контур
из-за шунтирования контура большими входными и выходными сопротивлениями, обычно мало и не превышает значения, допустимого по условию
обеспечения заданной избирательности.
Частичное подключение контура применяется в силу необходимости
выполнения условия устойчивой работы усилителя. Для резонансных усилителей, перестраиваемых конденсатором переменной емкости (чаще всего
используется такой вид перестройки), получаем
K0 = m ⋅ Y210 ⋅ R0Э = m ⋅ S ⋅ ω0 ⋅ LК ⋅ QЭ .
Так как практически выполняются условия
Y210 = S = const , QЭ = const ,
то K0 линейно возрастает с повышением частоты.
61
(4.14)
В усилителях с биполярными транзисторами предпочтение отдают
двойной автотрансформаторной связи (рис. 4.2 б), при этом зависимость резонансного коэффициента усиления от частоты более сложная, чем в предыдущем случае:
m ⋅ n ⋅ ω 0 ⋅ LК ⋅ QЭ
m ⋅ n ⋅ S ⋅ R0Э
,
K0 =
=
2
2
1 + (ω0 / ωS )
1 + ω 0 / ωS
(
где d Э =
)
1
= d К + m 2 ⋅ ω0 ⋅ LК ⋅ g 22 + n 2 ⋅ ω0 ⋅ LК ⋅ g Н .
QЭ
В этом случае для схемы (см. рис. 4.2 б)
m=
L1 + M1
L + M2
; n= 2
LК
LК
не зависят от частоты.
Здесь M1 – взаимоиндуктивность между L1 и остальной частью катушки контура LK; M2 – взаимоиндуктивность между L2 и остальной частью катушки контура LK. Если ω S2 >> ω 02 , то крутизна постоянна.
Добротность контура с ростом частоты уменьшается из-за вносимых
затуханий со стороны выхода каскада ( m2 ⋅ ω0 ⋅ LК ⋅ g22 = m2 ⋅ ρ ⋅ g 22 ) и со
(
)
2
2
стороны нагрузки n ⋅ ω0 ⋅ LК ⋅ gН = n ⋅ ρ ⋅ gН .
Если связь между контурами и усилительными приборами слабая, то
добротность контура уменьшается не очень быстро и K0 возрастает, но медленнее, чем в формуле (4.14). Полоса пропускания резонансного усилителя
с ростом частоты расширяется:
(
)
П0,7 = f 0 ⋅ d Э = f 0 ⋅ d К + m2 ⋅ ω 0 ⋅ LК ⋅ g 22 + n 2 ⋅ ω 0 ⋅ LК ⋅ g Н .
Широкое применение в транзисторных РПУ находят резонансные
усилители с трансформаторной связью (см. рис. 4.2 в), эквивалентная схема
которых показана на рисунке 4.6 а).
Здесь усилительный прибор представлен генератором тока Y&21U&1 с
выходной проводимостью g22 и емкостью CВЫХ = C22 + CМ + CСВ, где C22 – выходная емкость усилительного прибора; CM – емкость монтажа цепи; CСВ –
емкость катушки связи LСВ.
Резонансная угловая частота контура связи:
ωСВ =
1
LСВ ⋅ C ВЫХ
62
.
Использование теоремы об эквивалентном генераторе позволяет преобразовать эквивалентную схему (см. рис. 4.6 а) к виду, показанному на рисунке 4.6 б, где ЭДС E&1 находится как напряжение холостого хода между
точками 2-2 (см. рис. 4.6 а). Пренебрегая выходной проводимостью g22, так
как g22 << ω·CВЫХ , получим
E&1 =
Y&21U&1
Y&21U&1
≈
g 22 + j ⋅ ω ⋅ C ВЫХ
j ⋅ ω ⋅ C ВЫХ
и ток в катушке LСВ
I&СВ =
который наводит
С = CК + n2 · CВХ + CМ.
j ⋅ ω ⋅ LСВ
ЭДС
E&1
Y&21U&1
,
=
2
+ (1 / j ⋅ ω ⋅ CВЫХ ) 1 − (ω / ω )
СВ
E& 2 = j ⋅ ω ⋅ M ⋅ I&СВ
в
контуре
LKCK,
а)
б)
Рис. 4.6. Эквивалентные схемы резонансного усилителя с трансформаторной связью
При резонансе напряжение на контуре:
U 0 = E20 ⋅ QЭ = I СВ ⋅ ω0 ⋅ M ⋅ QЭ =
Y210 ⋅ U1 ⋅ M ⋅ QЭ ⋅ ω0
 ω 
1−  0 
 ωСВ 
2
откуда резонансный коэффициент усиления:
U ВЫХ n ⋅ U 0 n ⋅ Y&210 ⋅ ( М / LК ) ⋅ R0 Э
,
K0 =
=
=
2
U1
U1
1 − (ω / ω )
0
63
СВ
,
где
где
( М / LK )
2
1 − (ω0 / ωCB )
= m (ω0 ) .
В зависимости от соотношения ω0/ωСВ возможны различные режимы
2
>> ω 02 можно считать, что коэффициент вклюработы усилителя. При ω CB
чения не зависит от частоты и m = M/LK. Тогда зависимость резонансного
коэффициента усиления от частоты такая же, как при двойном автотрансформаторном включении:
M  &
K0 = n ⋅ 
 ⋅ Y21 ⋅ R0Э .
L
 K
2
Для случая, когда ω CB
<< ω 0 , получаем
M
K0 ≈ n ⋅ 
 LK
2
ω CB
 &
 ⋅ Y21 ⋅ ROE ⋅ 2
ω0

.
Отсюда при Y&21 = S = const ; QЭ = const
K0 =
2
n ⋅ M ⋅ S ⋅ QЭ ⋅ ω СВ
ω0
=
const
.
ω0
В усилителях на биполярных транзисторах практический интерес
представляет внутриемкостная связь контура со входом следующего каскада или с комбинированной внутриемкостной (CСВ) и трансформаторной
(LСВ1) связью (рис. 4.7).
Рис. 4.7. Усилитель с внутриемкостной связью контура
64
Такой вид связи позволяет сохранить высокую избирательность схемы в верхней части частотного диапазона за счет ослабления шунтирующего влияния входной проводимости с увеличением частоты.
При ωСВ > ω0 резонансный коэффициент усиления в диапазоне частот
изменяется мало.
4.3 Усилитель с двухконтурным фильтром
В тракте промежуточной частоты часто применяют различные варианты усилителей с двухконтурными фильтрами, среди которых наибольшее
распространение получили индуктивная и внешнеемкостная связи между
контурами. Связь контуров с усилительными приборами выбирается обычно автотрансформаторной или с помощью емкостного делителя. Проведем
анализ резонансного усилителя, нагруженного на двухконтурную избирательную схему с трансформаторной связью между контурами (рис. 4.8 а),
эквивалентная схема которого показана на рисунке 4.8 б.
а)
б)
в)
Рис. 4.8. Схемы резонансного усилителя, нагруженного на двухконтурную избирательную
схему с трансформаторной связью между контурами
Здесь выход усилительного прибора представлен генератором тока
&
&
Y21U1 с проводимостью gВЫХ и емкостью CВЫХ , а вход следующего каскада
заменен проводимостью gВХ и емкостью CВХ , при этом полные емкости
контуров соответственно равны
C1 = CK1 + m2 ⋅ CВЫХ + CM 1 ; C2 = CK 2 + n2 ⋅ CBX + CM 2 ,
65
а полные проводимости:
g Э1 = g K1 + m2 ⋅ g ВЫХ ; g Э 2 = g K 2 + n2 ⋅ g BX .
Используя теорему об эквивалентном генераторе, заменим генератор
m ⋅ Y&21U&1
(рис. 4.8 в).
тока m ⋅ Y&21U&1 генератором ЭДС E&1 =
j ⋅ ω ⋅ С1
При известном коэффициенте передачи двухконтурного фильтра
U&
коэффициент усиления определяется следующим образом:
K& Ф =
E&1
ω
U&
n ⋅ U& m ⋅ n ⋅ Y&21 &
K& = 2 =
=
⋅ KФ = − j ⋅ 0 ⋅ m ⋅ n ⋅ Y&21 ⋅ ρ1 ⋅ KФ ,
U&
U&
j ⋅ω ⋅ C
ω
1
1
1
где ρ1 = 1/(ω0 · С1) – характеристическое сопротивление первого контура.
Полученное выражение коэффициента усиления справедливо для
усилителя с фильтром при любом числе связанных контуров (при известном KФ). Фазочастотная характеристика усилителя определяется фазочастотными характеристиками двухконтурного фильтра и усилительного
прибора, но в отличие от одноконтурного усилителя имеет дополнительный
фазовый сдвиг на (–π/2). Модуль коэффициента усиления:
K=
ω0
⋅ m ⋅ n ⋅ Y&21 ⋅ ρ1 ⋅ KФ .
ω
Вблизи резонанса (ω≈ω0) частотная характеристика усилителя в основном определяется частотной характеристикой двухконтурного фильтра:
K = m ⋅ n ⋅ Y2 1 ⋅ ρ1 ⋅ K Ф .
Из теории связанных контуров известно, что
KФ =
A
⋅
dЭ
(
1 + ξ 2 − A2
где A = KСВ · QЭ.
И тогда
K& ≈
)
2
+ 4 A2 =
A ⋅ QЭ
(1 + ξ 2 − A )
2 2
m ⋅ n ⋅ Y& ⋅ RОЭ ⋅ A
(1 + ξ 2 − А )
2 2
,
+ 4 A2
.
+ 4 А2
Форма амплитудно-частотной характеристики зависит от фактора связи
A: при A < 1 она одногорбая; для критической связи (A = 1) частотная характеристика имеет наиболее плоскую вершину; в случае, когда A > 1, характери66
стика двугорбая с более крутыми скатами. Настройка фильтров проще при
критической связи и, кроме этого, фазовая характеристика ближе к линейной.
Наиболее распространенные способы включения полосовых фильтров
приведены на рисунке 4.9.
Эквивалентная схема двухконтурного усилителя с индуктивной связью (рис. 4.10 а, б) показана на рисунке 4.9 а; с внешнеемкостной связью
(рис. 4.10, в, г) на рис.4.9 б.
Рис. 4.9. Эквивалентные схемы двухконтурного усилителя
Рис. 4.10. Способы включения полосовых фильтров
Здесь CЭ1, CЭ2 – полные эквивалентные емкости контуров:
CЭ1 = С1 + m12C22 , CЭ 2 = С2 + m22C11;
RОЭ1, RОЭ2 – эквивалентные резонансные сопротивления контуров:
ROЭ1 =
R1
1 + m12 R1 / r22
=
QЭ1
QЭ 2
R2
, ROЭ 2 =
=
;
2π f 0CЭ1
1 + m22 R2 / r11 2π f 0CЭ 2
R1, R2 – собственные резонансные сопротивления контуров:
R1 =
QЭ1
QЭ 2
, R2 =
;
2π f 0CЭ1
2π f0CЭ 2
QЭ1, QЭ2 – собственная (конструктивная) добротность каждого из контуров.
Значения коэффициентов включения m1, m2 должны выбираться так,
чтобы обеспечить требуемое шунтирование колебательных контуров
67
полосового фильтра. Так, для первого контура необходимо выполнение условия
m12Q
Q
−1 =
= const
2
QЭ
2π f0 r22 (C1 + m1 C22 )
и для второго контура
m22Q
Q
−1 =
= const .
2
QЭ
2π f0 r11 (C2 + m2 C11 )
Отсюда однозначно определяются
m1 =
2π f0 r22 C1 ( Q / QЭ − 1)
Q − 2π f0 r22C22 ( Q / QЭ − 1)
; m2 =
2π f0 r11C2 ( Q / QЭ − 1)
Q − 2π f0 r11C11 ( Q / QЭ − 1)
.
В двухконтурном усилителе резонансный коэффициент усиления не
зависит от величины собственной емкости первого контура, пока C1 < CКР:
CKP =
QЭ
2π f0 r22 (1 − Q / QЭ )
− C22 .
Здесь r22, C22 – выходные параметры транзистора.
Выбором C1 = CКР обеспечивается полное включение контура в коллекторную цепь транзистора.
В широкополосных усилителях (малые QЭ) и на высоких частотах
значения CКР могут быть малы CКР < Cm, где Cm – минимальное значение
собственной емкости, определяемое требованиями к стабильности резонансной кривой усилителя. В этом случае, когда C1 = Cm > CКР, целесообразно взять m1 = 1 и зашунтировать первый контур сопротивлением
RШ =
где ROЭ1 =
ROЭ1
,
(Q / QЭ ) − ( ROЭ1 / r22 ) − 1
Q
.
2π f 0 ( Cm + C22 )
4.4 Влияние внутренней обратной связи
на свойства резонансного усилителя
Обратная связь в резонансных усилителях возможна через цепи питания, соединительные цепи усилителя и через проводимость внутренней обратной связи усилительного прибора Y12. Влияние первых двух видов обратной связи ослабляется рациональным построением схемы, оптимизацией
конструкции цепей и узлов приемника в целом.
68
Внутренняя обратная связь в усилителе на полевом транзисторе определяется проходной емкостью C12 = CЗС. В усилителе на биполярном транзисторе проводимость внутренней обратной связи комплексная величина
Y&12 = g12 + j ⋅ ω ⋅ C12 = Y&12 ⋅ e j ⋅ϕ12 ,
2
где Y&12 = g122 + (ω ⋅ C12 ) ;
ϕ12 = arctg
ω ⋅ C12
= arctgω ⋅τ12 .
g12
Рассмотрим резонансный усилитель с входным контуром (рис. 4.11),
где элементы внутренней обратной связи показаны пунктиром.
Рис. 4.11. Схема резонансного усилителя с входным контуром
Проводимость Y&12 создает на входе усилителя ток I&1 , что эквивалентно возникновению проводимости Y&BX .OC , которую принято называть входной динамической проводимостью. Согласно выражению (4.13):
2
m22 ⋅ Y&12 ⋅ Y&21 ⋅ R0 Э 2 m2 ⋅ Y&12 ⋅ Y&21 ⋅ ROЭ 2 jϕ
m22 ⋅ Y&12 ⋅ Y&21
YBX .OC = −
=−
=
⋅e .
2
2
YЭ 2
1 + j ⋅ξ
1 + j ⋅ξ
Здесь ϕ = ϕ12 + ϕ21 = arctg
ω ⋅ (τ12 − τ 21 )
(1 + ω
2
⋅τ12 ⋅τ 21
)
,
ϕ12 = arctg (ω ⋅τ12 )
ϕ21 = arctg (ω ⋅τ 21 )
.
Используя формулу Эйлера, получим
cos ϕ + ξ sin ϕ
YBX .OC = m22 ⋅ R OЭ 2 ⋅ Y&12Y&21 ⋅
+
1+ ξ 2
sin ϕ − ξ cos ϕ
+ j ⋅ m22 ⋅ ROЭ 2 ⋅ Y&12Y&21 ⋅
= g BX .OC + j ⋅ BBX .OC .
1+ ξ 2
Таким образом, входная динамическая проводимость YВХ.ОС представляет собой комплексную величину и состоит из двух активных (gВХ.ОС1,
gВХ.ОС2) и двух реактивных (CВХ.ОС1, CВХ.ОС2) составляющих:
69
cos ϕ ;
g BX .OC1 = m22 ⋅ ROЭ 2 ⋅ Y&12Y&21 ⋅
1+ ξ 2
ξ sin ϕ ;
g BX .OC 2 = m22 ⋅ ROЭ 2 ⋅ Y&12Y&21 ⋅
1+ ξ 2
sin ϕ
BBX .OC1 = m22 ⋅ ROЭ 2 ⋅ Y&12Y&21 ⋅
= ω ⋅ CBX .OC1 ;
2
1+ ξ
ξ ⋅ cos ϕ
BBX .OC 2 = − m22 ⋅ ROЭ 2 ⋅ Y&12Y&21 ⋅
= ω ⋅ CBX .OC 2 ,
2
1+ ξ
характер изменения, которых показан на рисунке 4.12.
а)
б)
в)
г)
Рис. 4.12. Характер изменения активных и реактивных составляющих
Составляющие gВХ.ОС1 = Ψ(ξ) и CВХ.ОС1 = Ψ(ξ) шунтируют входной контур (рис. 4.11), что приводит к изменению формы его амплитудночастотной характеристики.
Рассмотрим влияние gВХ.ОС2 = Ψ(ξ) и BВХ.ОС1 = Ψ(ξ), характерных для полевых транзисторов. Если бы все составляющие входной динамической
проводимости не зависили от частоты, то АЧХ входного контура имела бы
вид, показанный на рисунке 4.13 а. Но gВХ.ОС2 и BВХ.ОС1 изменяются с частотой. На частотах ниже резонансной проводимость gВХ.ОС2 отрицательна (рис.
4.12 в) и вызывает подъем коэффициента усиления (штриховая линия на рисунке 4.13 а) за счет компенсации потерь входного контура (положительная
обратная связь).
На частотах выше резонансной gВХ.ОС2 положительна и вносит дополнительные потери в контур, уменьшающие коэффициент усиления (отрицательная обратная связь). Влияние CВХ.ОС1 на форму частотной характеристики входного контура состоит в следующем. При понижении частоты полная
емкость контура уменьшается, резонансная частота увеличивается, и фактическая расстройка оказывается больше той, на которую понижена частота. В результате спад коэффициента усиления более резок (штриховая линия слева от оси ординат на рисунке 4.13 б). При повышении частоты полная емкость уменьшается и резонансная частота увеличивается, тем самым,
70
уменьшая фактическую расстройку. Контур как бы подстраивается под частоту, в результате чего коэффициент усиления оказывается больше, чем при
отсутствии обратной связи (штриховая линия справа от оси ординат на рисунке 4.13 б).
а)
б)
в)
Рис. 4.13. АЧХ входного контура
Для биполярного транзистора характерно наличие всех четырех составляющих проводимости внутренней обратной связи. Рассмотрим влияние CВХ.ОС2 . Понижение частоты вызывает увеличение CВХ.ОС2 , в результате
чего резонансная частота также понижается и фактическая расстройка контура уменьшается.
При повышении частоты CВХ.ОС2 отрицательна, полная емкость
уменьшается, резонансная частота увеличивается, что приводит к уменьшению расстройки и увеличению коэффициента усиления (штриховая линия
на рисунке 4.13 в). При большой отстройке CВХ.ОС2 мала и практически не
влияет на форму АЧХ входного контура.
Проводимость gВХ.ОС1 уменьшается при отклонении частоты от резонансной в обе стороны, что вызывает увеличение добротности входного
контура и, как следствие, рост коэффициента усиления справа и слева от резонансной частоты. Вершина резонансной характеристики становится более
плоской (штриховая линия на рисунке 4.13 в).
Таким образом, проводимость внутренней обратной связи вызывает деформацию АЧХ входного контура, а за счет влияния отрицательной проводимости gВХ.ОС2 возможно и самовозбуждение резонансного усилителя.
4.5 Условие устойчивости резонансного усилителя
Если проводимость контура на входе усилителя с учетом обратной
связи будет положительной ( gЭ1 + n12 ⋅ g BX .OC > 0 ), то усилитель не будет
самовозбуждаться. Однако отсутствие самовозбуждения еще не означает
неизменности качественных показателей усилителя. Поэтому вводится коэффициент устойчивости
71
g Э1 + n12 ⋅ g BX .OC
,
KУ =
g Э1
(4.15)
регламентирующий допуск изменения основных параметров усилителя (коэффициент усиления, полоса пропускания) под действием обратной связи.
Если KУ = 0, то усилитель может самовозбуждаться, а при KУ = 1 обратная связь отсутствует и устойчивость усилителя максимальна. Обычно
принимают KУ = (0,9÷0,9), допускающий изменение коэффициента усиления
и полосы пропускания не более (10÷20) %.
При отрицательной обратной связи параметры усилителя также не
должны претерпевать существенных изменений. Поэтому выбирают
KУ = (1,1÷1,2).
Определим условие устойчивой работы резонансного усилителя при
заданном запасе устойчивости KУ . Для этого подставим в выражение (4.15)
g BX .OC = m22 ⋅ ROЭ 2 ⋅ Y&12Y&21 ⋅ G (ϕ , ξ ) ,
где G (ϕ , ξ ) =
(cos ϕ + ξ sin ϕ )
представляет собой функцию, определяющую
1+ ξ 2
зависимость gВХ.ОС от расстройки ξ и аргумента φ, которая зависит от типа
применяемого усилительного элемента и может приближаться либо к
gВХ.ОС1, либо к gВХ.ОС2 (рис. 4.14).
В результате получим
K = 1 + n2 ⋅ m2 ⋅ R
⋅R
⋅ Y& Y& ⋅ G (ϕ , ξ ) ,
У
1
2
откуда
m22 R0Э 2 Y21 =
OЭ 2
OЭ1
12 21
KУ − 1
.
n1 ⋅ ROЭ1 ⋅ Y12 ⋅ G (ϕ , ξ )
Рис. 4.14. Характер изменений проводимостей
Чтобы объединить оба случая обратной связи в одной формуле, введем знаки абсолютной величины | KУ – 1| и |G(φ, ξ)|, так как при положительной обратной связи KУ < 1 и G(φ, ξ) < 1, а при отрицательной обратной
72
связи KУ > 1 и G(φ, ξ) > 1. Умножив правую и левую части последнего уравнения на n22 ⋅ Y&21 ⋅ ROЭ 2 и решив относительно K0 = m22 ⋅ n22 ⋅ ROЭ 2 ⋅ Y&21 , получаем
K 0УСТ ≤
n2
⋅
n1
KУ − 1 Y&21 ROЭ 2
.
⋅
⋅
G (ϕ , ξ ) Y&12 ROЭ1
(4.16)
Резонансный усилитель будет работать устойчиво, если выполняется
условие K0 ≤ 0 K0УСТ .
Полагая R0Э1 = R0Э2, n1 = n2, имеем
K 0УСТ ≤
KУ − 1 Y&21
.
⋅
G (ϕ , ξ ) Y&12
(4.17)
Отсюда следует, что для получения гарантированной устойчивости
следует выбирать усилительный прибор с максимальным отношением
Y&21 Y&12 . Параметр AУ = Y&21 Y&12 характеризует и усилительные способности электронного прибора, и паразитную обратную связь. Если AУ > 1, то
усиление возможно. Исследование функции G(φ, ξ) показывает наличие
двух экстремальных точек:
(1 + cos ϕ )
(1 − cos ϕ )
; G (ϕ , ξ ) MIN = −
. (4.18)
2
2
В усилителе на биполярных транзисторах глубина отрицательной обратной связи больше положительной, а при использовании полевых транзисторов они одинаковы (φ = π/2). Для гарантированной устойчивой работы
следует исходить из наибольшего абсолютного значения функции G(φ, ξ).
Таким образом:
2 ⋅ KУ − 1 ⋅ Aу
.
K 0УСТ =
1 + cos ϕ
G (ϕ , ξ ) MAX =
Возможны различные условия работы усилительных приборов. Если
τ12 = τ21, то cos φ = 1, φ = 0 и
K 0УСТ =
KУ − 1 ⋅ АУ .
В данном случае существует только отрицательная обратная связь и
усилитель не может самовозбудиться.
Если транзистор работает на частоте, ниже предельной по крутизне,
2
что соответствует условиям ω 2 << ω S2 , (ω ⋅ C12 ) 2 >> g12
, то
73
K 0УСТ =
2 KУ − 1 ⋅ S
.
ω ⋅ C12
Здесь S – крутизна активного элемента.
Полагая запас устойчивости в 10%, что соответствует KУ = 0,9 или
KУ = 1,1, получим удобное выражение, определяющее устойчивый резонансный коэффициент усиления:
K0УСТ = 0, 45
S
.
ω ⋅ C12
Устойчивость резонансного усилителя необходимо проверять на
верхней частоте рабочего диапазона РПУ.
В многокаскадных усилителях выходной контур одного каскада является входным для следующего каскада и шунтируется его входной проводимостью.
По этой причине эквивалентная проводимость данного каскада изменяется, что влечет за собой более сильное изменение входной проводимости и параметров его входного контура, поэтому многокаскадный усилитель менее устойчив, чем однокаскадный. Тем не менее, снижение устойчивости незначительно и можно принять
K0УСТ = 0, 42
S
.
ω ⋅ C12
4.6 Повышение устойчивости резонансных усилителей
Резонансные усилители проверяются на устойчивость сравнением
рассчитанных коэффициента усиления на резонансной частоте K0 и устойчивого резонансного коэффициента усиления K0УСТ . Усилитель будет устойчиво работать только при выполнении условия K0 ≤ K0УСТ .
Существуют пассивные и активные способы повышения устойчивости резонансных усилителей. Пассивные способы направлены на уменьшение резонансного коэффициента усиления до выполнения условия
K0 ≤ K0УСТ и сводятся к следующему:
1. Увеличению эквивалентной емкости контура CЭ на величину добавочной емкости CД:
 K0

C Д = СЭ 
− 1 .
 K0УСТ

74
2. Включению в коллекторные цепи усилителей сопротивлений RУ
(рис. 4.15), значения которых подбираются экспериментально.
Рис. 4.15. Схема усилителя с уменьшенным резонансным коэффициентом усиления за счет
включения RУ
3. Уменьшению степени связи колебательного контура с транзистором
(уменьшение коэффициента включения m2).
Используя
KУ − 1 Y&21 ROЭ 2
n
,
m 2 ⋅ n2 ⋅ Y&210 ⋅ R0 Э 2 ≤ 2 ⋅
⋅
⋅
n
G (ϕ , ξ ) Y&
R
1
получим m2 ≤
12
OЭ1
KУ − 1
1
⋅
, где ROЭ = ROЭ1 ⋅ ROЭ 2 .
n1ROЭ
G (ϕ , ξ ) ⋅ Y&12Y&21
С учетом экстремальных значений функции | G(φ, ξ) |,
m2 ≤
2 ⋅ KУ − 1
1
.
⋅
&
&
n1 ⋅ ROЭ
Y12Y21
Здесь n1 – коэффициент включения, известный из расчета предыдущего
каскада (см. рис. 4.11) или входной цепи. Коэффициент включения n2 определяется из условия получения необходимого эквивалентного затухания:
отсюда
d Э = d K + m 22 ⋅ ρ ⋅ g 22 + n22 ⋅ ρ ⋅ g H ,
(d Э − d К ) − m22 ⋅ ρ ⋅ g 22
dЭ − d К
n2 =
≈
.
ρ ⋅ gН
ρ ⋅ gН
4. Подбор режима транзистора по постоянному току. Этот способ
наиболее эффективен при K0 / K0УСТ ≤ 1,5.
75
Как правило, пассивные методы повышения устойчивости резонансных усилителей используются в комбинации с активными.
Активные методы позволяют выполнить условие устойчивости за счет
увеличения K0УСТ и тем самым полнее реализовать потенциальные усилительные возможности транзисторов.
К активным методам повышения устойчивости относятся:
1. Коррекция внутренней обратной связи внешней обратной связью
так, чтобы на резонансной частоте результирующая обратная связь была
отрицательной.
2. Нейтрализация внутренней обратной связи внешней обратной связью, параметры которой выбираются такими, чтобы в требуемой полосе
частот внутренняя обратная связь компенсировалась.
3. Каскадное включение двух транзисторов, в результате чего мера активности возрастает (на несколько порядков) по сравнению с мерой активности транзистора с общим эмиттером.
4. Использование транзисторов с малой обратной проходной проводимостью.
4.7 Резонансный усилитель с коррекцией внутренней обратной связи
Коррекция как метод повышения устойчивости основана на том, что
условие самовозбуждения усилителя не будет выполняться, если cos φ = 1
(4.18). Этому условию соответствует равенство параметров τ12 = τ21.
В общем случае τ12 ≠ τ21, поэтому к транзистору для коррекции τ12 подключается пассивная проводимость Y (рис. 4.16).
Матрица такого соединения
[Y ] =
Y11Э
Y12Э
−Y21Э − Y22Э
=
Y11 + Y
Y12 − Y
−Y21 + Y − Y22 − Y
,
(4.19)
где
Y11Э = Y11 + Y =
1
r11Э
−Y12Э = −Y12 + Y =
Y21Э = Y21 − Y =
Y22 Э = Y22 + Y =
+ jω C11Э =
1
r12Э
r21Э
1
r22Э
1
r11Э
+ jω C12 Э =
(1 + jωτ11Э ) ;
1
r12 Э
(1 + jωτ12Э ) ;
(4.20)
1
1
=
;
+ jω L21Э r21Э (1 + jωτ 21Э )
+ jω C22Э ; τ12 Э = r12 Э C12 Э ; τ 21Э =
76
L21Э
.
r21Э
Рис. 4.16. Повышение устойчивости за свет включения Y
Для схемы (рис. 4.16) условие устойчивости сводится к выполнению
равенства
(4.21)
τ12 Э = τ 21Э .
В табл. 4.1. приведены соотношения, связывающие эквивалентные параметры Y11Э, Y12Э, Y12Э, Y22Э с соответствующими проводимостями транзистора при различном характере корректирующего элемента.
Используя выражения для τ12Э и τ21Э и выполняя условие (4.21), получим
τ

r
r
2
2
C12  21 − 1
1 + C12 21 1 + ω 2 τ 21
1 − 21 1 + ω 2 τ 21
τ 21
r12
 τ12  ,
;C =
R=
r12 ; L =
τ12
r

2
τ 
−1
1 − 21 1 + ω 2 τ 21
ω 2  C12 + CL − 21 
τ 21
r12
r12 

(
)
(
)
(
)
(4.22)
где CL – распределенная емкость катушки индуктивности L.
В диапазоне частот, где приходится решать задачу повышения устойчивости резонансных усилителей, справедливы следующие неравенства [1]:
C12 =
(
)
r21
2
1 + ω 2 τ 21
<< 1;
τ 21
(
)
r21
2
1 + ω 2 τ 21
<< 1.
r12
В этом случае
R=
r12
;L=
τ12 / τ 21 −1
τ

; C = C12  21 − 1 .

τ 
 τ12 
ω 2  C12 + CL − 21 
τ12 

1
(4.23)
Соотношения (4.22) показывают, что при П0,7 = fПР · dЭ целесообразно
в качестве корректирующей проводимости использовать сопротивление R и
индуктивность L, а при τ12 < τ21– емкость C.
Практика показывает, что для транзисторов, включаемых по схеме с
общим эмиттером, всегда τ12 > τ21 в области частот, где нужно повышать устойчивость резонансных усилителей. Однако применение в качестве корректирующего элемента сопротивления R ограничено нежелательным шунтированием колебательного контура.
77
Таблица 4.1
Эквивалентные
параметры
Характер корректирующей проводимости
y=
1
R
y = jω C
r 11 R
r11Э
r 11 + R
r 11
C11Э
C11
C11 + C L
r12 R
r12 + R
r12
C12Э
C12
C12 + C L
r21Э
τ 21Э
(
)
C11 + CL −
1
ω2 L
r12
C1 2 + C L −
1
ω2 L
r21
r21
(1 + ω2 r21τ 21C )
1
+ jω CL
jω L
r 11
r12Э

r21
r21  
2 2 
 1 − R − ω τ 21  1 + R  


r21 1 +
r
r
R
2 21 

+ 21 − 2 + ω 2 τ 21

r21
R
R 
τ 21
r
2
1 − 21 1 + ω 2 τ 21
R
y=
2
2 2
+ ω 2 r21
C
 
 1
 
2 1
r21
 ω L − ω CL  + r21τ 21  ω L − ω CL  −1

 

 
2
 r C 
2 
τ 21 ⋅ 1 + 21  ⋅ 1 + ω 2 τ 21

 τ 21 



r21
2 2
2
1
−
⋅
1
+
ω
τ
⋅
1
−
ω
LC

21
L 
τ 21
2
ω
τ
L


21
r22
(
r22Э
r22 R
r22 + R
r22
С 22Э
C22
C22 + C L
78
)
(
)(
C 22 + C L −
)
1
ω
2
L
Рис. 4.17. Повышение устойчивости за счет включения L
Поэтому в таких усилителях вместо сопротивления R целесообразно
использовать индуктивность (рис. 4.17).
Тем не менее, сопротивление R можно использовать в схеме температурной стабилизации рабочей точки транзистора (рис. 4.18).
В этом случае устойчивость усилителя повышается без включения в
схему дополнительных элементов. Однако из конструктивных и технологических соображений чаще всего в качестве корректирующего элемента
вместо индуктивности применяется емкость C. Принципиальная схема резонансного усилителя с коррекцией типа C показана на рисунке 4.19.
Рис. 4.18. Температурная стабилизация рабочей точки транзистора
Рис. 4.19. Повышение устойчивости за счет включения C
Замена индуктивности L на емкость C возможна при наличии в выходных цепях усилителя фазоинверсного трансформатора или автотрансформатора, при этом:
m  τ 
C = C12 1 1 − 21  .
m2  τ12 
Следует отметить, что коррекция внутренней обратной связи не обеспечивает ее полной компенсации и качественные показатели резонансного
усилителя будут зависеть от глубины оставшейся (нескомпенсированной)
обратной связи.
79
4.8 Резонансные усилители с нейтрализацией
внутренней обратной связи
Нейтрализация как метод повышения устойчивости резонансных усилителей предполагает компенсацию внутренней обратной связи внешней
обратной связью в виде нейтрализующего линейного и пассивного четырехполюсника N (рис. 4.20).
а)
б)
в)
Рис. 4.20. Нейтрализующие линейные и пассивные четырехполюсники
Частотная и фазовая характеристики нейтрализующего четырехполюсника выбираются так, чтобы внешняя обратная связь скомпенсировала
внутреннюю обратную связь в заданной полосе частот. Возможные схемы
нейтрализации могут быть сведены к следующим видам (рис. 4.21):
а) последовательная нейтрализация (Z-типа);
б) параллельная (Y-типа);
в) последовательно-параллельная (h-типа);
г) параллельно-последовательная (g-типа).
Наиболее часто применяется параллельная нейтрализация (или
Y-нейтрализация), представляющая параллельное соединение двух четырехполюсников: усилительного прибора Y и нейтрализующей пассивной
цепи с проводимостью YN (рис. 4.22 б).
а)
б)
в)
г)
Рис. 4.21. Типы нейтрализации
Результирующий параметр параллельно соединенных четырехполюсников
I&1У + I&1N I&1У I&1N
I&2
Y12 Σ =
=
=
+
= Y12 + Y12 N .
U& 2 U& = 0
U& 2
U& 2 U& 2
1
Обратная связь будет отсутствовать, если
Y12 Σ = Y12 + Y12 N = 0 .
80
а)
б)
Рис. 4.22. Параллельная нейтрализация
Отсюда получаем условие нейтрализации: Y12 = – Y12N.
Таким образом, нейтрализующая пассивная цепь по свойствам должна
быть аналогична цепи Y12, но напряжение обратной связи через цепь нейтрализации (цепь RNCN на рисунке 4.22 б) должно подаваться на вход усилителя в противофазе с тем, которое попадает на вход через цепь внутренней обратной связи (цепь g12C12, показанная штрихом на рисунке 4.22 б).
Для этих цепей используют как трансформаторный, так и автотрансформаторный фазоинверторы.
Параллельная цепь нейтрализации RNCN может обеспечить полную
нейтрализацию в полосе частот, где g12 и C12 постоянны, но так как C12 и g12
у транзисторов зависят от частоты, то в широкополосных усилителях нейтрализация не применяется.
Необходимо обратить внимание на включение параллельной RNCN цепочки по схеме (рис. 4.22 б), где последовательно с ней включен разделительный конденсатор CP, исключающий нарушение режима в цепи базы транзистора по постоянному току. Разделительный конденсатор можно убрать, если
сопротивление RN рассчитать так, чтобы он играл роль сопротивления в делителе, определяющем напряжение на базе транзистора (рис. 4.23).
Рис. 4.23. Схема нейтрализации с параллельной RNCN цепочкой
81
Колебательный контур LKCK частично включен в цепь коллектора и
цепь нейтрализации с коэффициентами трансформации
m1 =
U
U1
U
; m2 = 2 ; m3 = 3
UK
UK
UK
.
Величины RN и CN определяются из следующих соотношений:
RN =
m3
⋅ r12 ;
m1
CN =
m1
⋅ C12 .
m3
В избирательных узкополосных усилителях с фиксированной настройкой возможно применение последовательной цепи нейтрализации, в
которой RN и CN соединены последовательно. Такая цепь обеспечивает точную нейтрализацию на частоте, на которой последовательная цепь эквивалентна параллельной (рис. 4.24).
Рис. 4.24. Схема нейтрализации с последовательной RNCN цепочкой
Последовательная нейтрализация удобна в тех случаях, когда не
должно быть гальванической связи между выходной и входной цепями усилителя. В этом случае CN играет одновременно роль разделительного конденсатора. Расчетные соотношения для последовательной цепочки нейтрализации имеют вид:
R
τ
m3 = m1 ⋅ 3 ; C N = 12 , R3 = RN .
r12
RN
На рисунке 4.25 представлена эквивалентная схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа g.
Рис. 4.25. Схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа g
82
Условие нейтрализации сводится к следующему:
Y
z2
.
− 12 =
Y22 z1 + z2
Очевидно, что в качестве z1, z2 целесообразно использовать RCцепочки, совпадающие по структуре с эквивалентами Y12 и Y22:
1
1
= q ⋅ (Y12 + Y22 ) ,
= −q ⋅ Y12 .
z2
z1
Здесь q – коэффициент пропорциональности.
На рисунке 4.26 приведена принципиальная схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа g, где R1, C1, R2, C2 – элементы цепи нейтрализации, которые определяются следующим образом:
R1 =
r12
r12 ⋅ r22
; R2 =
; C1 = q ⋅ C12 , C2 = q ⋅ ( C22 − C12 ) .
q
q ⋅ ( r12 − r22 )
Входная проводимость
 Y 
YВХ = Y11 − q ⋅ Y12 1 + 12  ≈ Y11 .
 Y22 
Рис. 4.26. Схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа g
Выходная проводимость, шунтирующая контур:
Y ВЫ Х = Y22

1
1 + q  ;



1
R ВЫ Х = r22  1 +  ;
q

C ВЫ Х = C 22

1
1 + q  .


Недостаток усилителя с нейтрализацией типа g в том, что резонансный коэффициент усиления меньше в (1+1/q) раз по сравнению с его значением при использовании нейтрализации типа Y.
Эквивалентная схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа
h (рис. 4.27) имеет условие нейтрализации, которому соответствует баланс
мостовой схемы (рис. 4.28):
Y
z2
.
− 12 =
Y11 z1 + z2
83
Рис. 4.27. Эквивалентная схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа h
Рис. 4.28. Эквивалентная мостовая схема элементов нейтрализации
Отсюда видно, что в качестве z1 и z1 целесообразно использовать це1
1
почки, структурно совпадающие с
и
:
Y11 −Y12
1
1
= − q ⋅ Y12 ;
= q ⋅ (Y11 + Y12 ) ≈ q ⋅ Y11 ,
z1
z2
откуда находим
R1 =
r12
r ⋅r
r
; R2 = 11 12 ≈ 11 ; C1 = q ⋅ C N ; C2 = q ⋅ ( C11 − C12 ) ≈ q ⋅ C11 .
q
( r12 − r11 ) q
Входная проводимость
YВХ =
Y11
;
1
1+
q

1
RВХ =  1 +  ⋅ r11 ;
q

C ВХ =
C11
,
1
1+
q
а выходная проводимость, шунтирующая колебательный контур:
YВЫХ ≈ Y22 + q ⋅ Y12 ; RВЫХ ≈
r12 ⋅ r22
; CВЫХ = С22 + q ⋅ C12 .
r12 + q ⋅ r22
Усилитель с нейтрализацией типа h имеет по сравнению с нейтрализацией типа Y большую выходную проводимость за счет подключения к
коллектору цепи нейтрализации и меньшие в (1+1/q) раз входную проводимость и коэффициент усиления. Одна из возможных принципиальных схем
резонансного усилителя с нейтрализацией типа h показана на рисунке 4.29,
где R1, C1, R2, C2 – элементы нейтрализации.
84
Рис. 4.29. Схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа h
Нейтрализации типа g и h по сравнению с нейтрализацией типа Y
имеют существенное преимущество: они не требуют применения фазовращающего автотрансформатора или трансформатора, что обеспечивает нейтрализацию в значительно широкой полосе частот по сравнению с нейтрализацией типа Y с реальным автотрансформатором или трансформатором.
Количество использованных деталей в схемах усилителей с нейтрализацией можно уменьшить, совмещая, например, детали цепи нейтрализации
и температурной стабилизации. Так, на рисунке 4.30 приведена принципиальная схема усилителя с нейтрализацией типа h с «симметричным» выходом, с
совмещенными цепями нейтрализации и температурной стабилизации.
Условие нейтрализации имеет вид
−
где n =
n ⋅ Y12
z2
,
=
Y11
z1 + z2
m1
.
m2
Рис. 4.30. Схема резонансного усилителя с нейтрализацией типа h
с «симметричным» выходом
Учитывая, что
1
1
1
1
=
+ jω C1 = − q ⋅ n ⋅ Y12 ;
=
+ jω C2 = q ⋅ (Y11 + n ⋅ Y12 ) ,
z1 R1
z2 R2
получим
r
r11 ⋅ r12
r
R1 = 12 ; C1 = q ⋅ n ⋅ C12 ; R2 =
≈ 11 ; C2 = q ⋅ ( C11 − n ⋅ C12 ) ≈ qC11;
n⋅q
q ⋅ ( r12 − n ⋅ r11 ) q
85

R1 
1 +
 ⋅ r11
R
r11 
R1 
2

.
q=
⋅ 1 +
 , m2 = m1 ⋅
R2  R2 
r12
При точной настройке цепей нейтрализации Y-нейтрализация требует
подгонки величин только двух элементов, а нейтрализация типа g и
h – четырех.
4.9 Каскодные резонансные усилители
Влияние внутренней обратной связи уменьшается при каскадном соединении двух усилительных приборов, когда выход первого усилительного прибора соединяется со входом второго непосредственно, без частотнозависимых цепей. Такое каскадное соединение получило название «каскодных схем» (рис. 4.31). В этом случае проводимость обратной связи определяется обратной проводимостью двух усилительных приборов. Каскодные
усилители на биполярных транзисторах, используемые в диапазоне
(1–2) МГц, чаще всего строятся по схеме соединения «общий эмиттер – общий эмиттер» (ОЭ – ОЭ). На более высоких частотах (декаметровый и метровый диапазон), а также в широкополосной аппаратуре находят применение каскодные схемы «общий эмиттер – общая база» (ОЭ – ОБ).
В каскодных схемах с полевыми транзисторами предпочтение отдают
усилителям, собранным по схемам «общий исток – общий затвор»
(ОИ – ОЗ). Используется также соединение «общий исток – общая база»
(ОИ – ОБ). При анализе каскодные усилители рассматриваются как один каскад, у которого оба усилительных прибора замещаются некоторым эквивалентным четырехполюсником (рис. 4.31 а) с эквивалентными параметрами:
′ ⋅ Y&12′
′ ⋅ Y&21
′′
Y&21
Y&21
&
&
&
Y11Э = Y11′ −
; Y21Э = −
;
′ + Y&11′′
′ + Y&11′′
Y&22
Y&22
Y& ′′ ⋅ Y& ′′
Y& ′ ⋅ Y& ′′
′′ − 21 12 ; Y&12 Э = − 12 12 .
Y&22 Э = Y&22
′ − Y&11
′′
′′ + Y&11′′
Y&22
Y&22
а)
б)
Рис. 4.31. Каскодный усилитель: а – эквивалентная схема; б – принципиальная схема
86
Каскодные усилители позволяют получить высокое устойчивое усиление без нейтрализации. Для каскодных схем справедливы все выражения,
полученные для устойчивого коэффициента усиления однокаскадного резонансного усилителя, где
Y
AУ = AУЭ = 21Э .
Y12Э
Для каскодного усилителя ОЭ – ОЭ с одинаковыми транзисторами
AУЭ =
Y21
2
2
2
, а для случая ОЭ – ОБ AУЭ
Y21
=
, что существенно
Y12 ⋅ (Y12 + Y22 )
Y12
больше, чем для усилителя с общим эмиттером. В таблице 4.2 приведены
аналитические выражения активности различных усилительных приборов, а
в таблице 4.3 – схемы каскодных резонансных усилителей.
Таблица 4.2
Аналитические выражения активности различных усилительных приборов
Тип
усилительного ОЭ
ОБ
ОЭ-ОБ
ОЭ-ОЭ
ОБ-ОБ
ОБ-ОЭ
элемента
Y21
Y12
Y21
Y12 + Y22
АУ
АУОЭ
1
1
Y
1 + 22
Y12
АУ
_
____
AУ
АУОЭ −ОБ
Y212
Y12 (Y12 + Y22 )
Y21
Y12
Y
1 + 22
Y12
Y21
Y12
2
Y21
Y12
Y
1 + 22
Y12
1
Y21
Y12 + Y22
Y21
Y12
Y
1 + 22
Y12
1
Y
1 + 22
Y12
2
Y212
Y12 (Y12 + Y22 )
Y21
Y12
2
1+
Y22
Y12
1
Таблица 4.3
Схемы каскодных резонансных усилителей
№
п/п
Принципиальные каскодные схемы резонансных усилителей
Примечания
Каскодный
усилитель
ОЭ – ОЭ
с коррекцией
внутренней
обратной связи
1
87
Продолжение табл. 4.3
№
п/п
Принципиальные каскодные схемы резонансных усилителей
Примечания
2
Каскодный
усилитель
ОЭ – ОЭ
с нейтрализацией
внутренней
обратной связи
3
Каскодный усилитель
ОЭ – ОЭ с
комбинированной
обратной связью
в первом каскаде
4
Каскодный
усилитель
ОЭ – ОБ
с последовательным контуром, позволяющий повысить
усиление
первого
транзистора. Конденсатор C2 и индуктивность L образуют
колебательный
контур
5
Каскодный
усилитель
ОЭ – ОБ
с параллельным
контуром.
Емкости конденсаторов C3 и C5 выбираются так, чтобы обеспечить
условия по согласованию и по требуемой эквивалентной добротности контура
88
Окончание табл. 4.3
№
п/п
Принципиальные каскодные схемы резонансных усилителей
Примечания
6
Каскодный
усилитель
ОЭ – ОБ
с параллельным
питанием
7
Каскодный
усилитель
ОЭ – ОБ
с коррекцией
внутренней
обратной связи
8
Каскодный
усилитель
ОЭ – ОБ
с нейтрализацией
внутренней
обратной связи
Каскодные усилители широко используются в преселекторах современных профессиональных РПУ. Такие схемы дают хорошую развязку между входом и выходом усилителя, а также обеспечивают удобство подачи
сигнала от системы регулирования. В каскодных усилителях уменьшается
изменение входной емкости при изменении режима.
В общем случае для каскодной схемы ОЭ – ОБ (рис. 4.31 б) справедливы следующие соотношения между параметрами составного транзистора
YС и параметрами транзистора по схеме ОЭ (Y11Э, Y12Э, Y22Э, Y21Э) и транзистора, включенного по схеме ОБ (Y11Б, Y12Б, Y22Б, Y21Б,):
Y11С =
Y21С =
Y11Э (Y22 Э + Y11Б ) − Y12 ЭY21Э
Y22 Э + Y11Б
−Y21Б Y21Э
,
Y22 Э + Y11Б
, Y12С =
Y22С =
89
−Y12 ЭY12 Б
,
Y22 Э + Y11Б
Y22 Б (Y22 Э + Y11Б ) − Y12 Б Y21Б
Y22 Э + Y11Б
.
Так как обычно Y11Б >> Y22 Э ; Y11Э >> Y12 Э ; Y11Б ≈ −Y21Б , то
Y
Y Y
Y11С ≈ Y11Э ; Y12С ≈ Y12 Э 12 Б ; Y21С ≈ Y21Э ; Y22С ≈ Y22 Б − 21Б 11Б .
Y21Б
Y11Б
С учетом связи между h- и Y-параметрами справедливо следующее
соотношение:
Y12 С ≈ Y12 Э h12 Б ; Y22 C ≈ h22 Б .
Таким образом, в каскодной схеме ОЭ – ОБ значения входной проводимости Y11С и проводимости прямой передачи (крутизны) Y21С практически совпадают с Y11Э и Y21Э каскада, собранного по схеме с общим эмиттером. Проводимость внутренней обратной связи Y12С резко уменьшается
(в 100–1000 раз), выходная проводимость Y22С очень мала.
4.10 Полосовые усилители промежуточной частоты
Выбор типа усилителя промежуточной частоты (УПЧ) определяется
его назначением. По относительной ширине полосы пропускания УПЧ подразделяются на узкополосные (П/fПР ≤ 0,05) и широкополосные
(П/fПР > 0,05).
УПЧ работают на фиксированной частоте fПР, обеспечивают основное
усиление принимаемого сигнала и формируют АЧХ линейного тракта РПУ,
которая определяет его избирательность по соседнему каналу. Для повышения помехоустойчивости приема существует международный ряд значений fПР, которые запрещается использовать в качестве несущих. В частности, в радиовещательных РПУ АМ-сигналов fПР = 465 кГц, с ЧМ-сигналами
– 10,7 МГц, а в РПУ радиорелейных и спутниковых систем связи – 70 МГц.
Типовые полосы пропускания тракта основной селекции составляют в
радиовещательных РПУ АМ-сигналов – 8–10 кГц, в РПУ с ЧМ-сигналами –
250 кГц, а в системах радиорелейной и спутниковой связи 12–34 МГц. В узкополосных РПУ (радиовещательные, связные и т.п.) применяются одноконтурные и двухконтурные УПЧ, а также усилители с фильтрами сосредоточенной селекции (ФСС). В широкополосных РПУ (телевизионные, радиолокационные и т.п.) кроме одноконтурных и двухконтурных УПЧ используются также УПЧ с парами и тройками расстроенных каскадов. Возможно сочетание всех вышеперечисленных типов УПЧ.
В частности, в узкополосных усилителях, где предъявляются жесткие
требования к стабильности частотной характеристики, применяют двухконтурные каскады, обеспечивающие избирательность УПЧ, и одноконтурные
широкополосные каскады, выполняющие функции усиления.
Последовательное чередование двухконтурных и одноконтурных усилителей позволяет обеспечить выполнение высоких требований к темпера90
турной стабильности формы частотной характеристики в широкополосных
УПЧ.
Настроенные одноконтурные резонансные УПЧ по сравнению с другими типами просты в производстве, настройке и имеют стабильную форму
амплитудно-частотной характеристики. Целесообразно применять такие
УПЧ при невысоких требованиях к избирательности.
Одноконтурные УПЧ с расстроенными каскадами имеют большое
усиление на каскад при более широкой полосе пропускания, но более сложны в настройке при худшей стабильности формы АЧХ. УПЧ с двумя связанными контурами целесообразно применять в тех случаях, когда требуется повышение избирательности и стабильности амплитудно-частотных и
фазочастотных характеристик.
Усилители промежуточной частоты представляют собой многокаскадный усилитель, содержащий частотно-избирательные цепи, который
может быть реализован двумя способами. В УПЧ с распределенной избирательностью (рис. 4.32 а) в каждом каскаде кроме усилительного прибора
имеется своя избирательная цепь (ИЦ), в результате чего происходит постепенное покаскадное накопление усиления и избирательности. В качестве
ИЦ используются цепи межкаскадной связи в виде одиночных колебательных контуров или связанных контуров на основе LC-элементов, а также активных RC-цепей, не содержащих индуктивных элементов.
Усилители с сосредоточенной избирательностью (рис. 4.32 б) содержат обычно апериодические или слабо избирательные многокаскадные
усилители и ФСС. В данном случае функции усиления и избирательности
оказываются разделенными. В качестве ФСС используются многозвенные
LC-фильтры, активные RC-фильтры, электромеханические, пьезоэлектрические фильтры на объемных (ОАВ) и поверхностных (ПАВ) акустических
волнах. УПЧ данного вида имеют более высокую стабильность характеристик. В УПЧ с распределенной избирательностью более полно используется
усилительный потенциал, что позволяет обеспечивать необходимое усиление меньшим числом каскадов. Однако такие усилители сложнее в настройке и эксплуатации, менее технологичны, чем УПЧ с сосредоточенной
избирательностью.
а)
б)
Рис. 4.32. Усилители с распределенной (а) и сосредоточенной (б) избирательностью
91
В РПУ, работающих в условиях большого уровня внешних помех
(диапазон умеренно высоких частот), избирательность УПЧ необходимо
обеспечить как можно ближе к входу приемника, чтобы существенно ослабить нелинейные искажения. В таких случаях целесообразно использовать
схему УПЧ с сосредоточенной избирательностью, включая ФСС непосредственно на выходе преобразователя частоты.
В приемниках СВЧ, где вероятность появления сильных помех относительно мала, могут применяться УПЧ с распределенной избирательностью.
4.11 Многокаскадные усилители промежуточной частоты
с одинаково настроенными контурами
В многокаскадных усилителях для упрощения конструкции, регулировки и настройки, а также для повышения устойчивости чаще используют
одинаковые каскады, настроенные на одну и ту же частоту. При этом применяются простые одноконтурные или двухконтурные избирательные цепи.
Для ослабления обратных связей используют межкаскадные экранирующие
перегородки. При проектировании усилителей принимают все необходимые
меры для обеспечения устойчивой работы каждого отдельного каскада. В
этом случае влияние внутренних обратных связей на свойства всего многокаскадного усилителя ослабляется.
Рассмотрим усилитель, содержащий N идентичных каскадов
(рис. 4.33.), каждый контур которого настроен на промежуточную частоту.
Рис. 4.33. Многокаскадный усилитель с сосредоточенной избирательностью
Используя выражение для модуля коэффициента усиления одноконтурного резонансного усилителя
m ⋅ n ⋅ Y&21 ⋅ R0Э
K=
,
2
1+ ξ
для N каскадов получим
KN = K N
 m ⋅ n ⋅ Y& ⋅ R
21
0Э
=

1+ ξ 2

92




N
.
При резонансе (ξ = 0)
(
K N 0 = m ⋅ n ⋅ Y&210 ⋅ R0 Э
)
N
.
Тогда нормированная АЧХ для N-каскадного УПЧ примет следующий
вид:
−N
2



KN
П
2


= γ =  1+ ξ 
=  1+ 
  .

KN0


 f ПР ⋅ d Э  


Отсюда определим полосу пропускания УПЧ по уровню 3дБ (γ = 0,707):
−N
П N 0,7 = f ПР ⋅ d Э ⋅ N 2 − 1 = П N 0,7 ⋅ N 2 − 1 ,
где ПN0,7 = fПР · dЭ − полоса пропускания по уровню 0,7 одиночного контура.
Таким образом, с ростом числа идентичных каскадов происходит сужение полосы пропускания. Для заданной полосы пропускания ПN0,7 необходимо затухание каждого из нагруженных контуров сделать равным
dЭ =
П N 0,7
f ПР
⋅
1
(4.24)
,
N 2 −1
а это означает, что при увеличении числа каскадов приходится увеличивать затухание контура каждого каскада, уменьшая тем самым его коэффициент усиления.
В схемах усилителей с биполярными транзисторами, имеющими малые входные и выходные сопротивления, увеличение эквивалентного затухания dЭ избирательной системы может быть получено увеличением связи
контура с транзистором (увеличение коэффициентов включения m и n).
При использовании полевых транзисторов и ламп, а также при широкой полосе пропускания эквивалентное затухание контуров может быть недостаточным даже при полном включении контура. В этом случае затухание увеличивают подключением шунтирующих сопротивлений.
В широкополосных усилителях трудно получить большое усиление.
Действительно, при m=1
(
K N (ω 0 ) = n ⋅ Y&210 ⋅ R0 Э
)
N
(
= n ⋅ Y&210 ⋅ ρ ⋅ QЭ
)
N

n ⋅ Y&210
=
 2π ⋅ C ⋅ П N 0,7

N

 . (4.25)


Здесь С = СК + CВЫХ + n2 ⋅ CВХ + СМ = СΣ + n2 ⋅ CВХ ,
(4.26)
где CK − емкость контурного конденсатора;
CВЫХ − выходная емкость усилительного прибора;
CВХ − входная емкость усилительного прибора следующего каскада;
CМ − емкость монтажа.
93
Из (4.25) видно, что коэффициент усиления тем меньше, чем больше
емкость контура. Уменьшение этой емкости ограничено величиной
С = CВЫХ + n2 ⋅ CBX + СM = СΣ + n2 ⋅ CBX , а также снижением стабильности
показателей усилителя.
Анализ (4.25) и (4.26) показывает, что коэффициент усиления двояко
зависит от коэффициента включения n. Существует оптимальное значение
nОПТ = СΣ С . Дальнейшее расширение полосы пропускания получается
только за счет шунтирования контура резистором RШ.
Для одного усилительного прибора при m=n=1 резонансный коэффициент усиления равен:
1
1
ρ
.
K 01 = Y&210 ⋅ RОЕ = Y&210 ⋅
= Y&210 ⋅
= Y&210 ⋅
2π ⋅ f ПP ⋅ C ⋅ d Э
dЭ
ω ПP ⋅ C ⋅ d Э
С учетом найденного dЭ (4.24), N-каскадный усилитель с заданной полосой пропускания ПN0,7 будет иметь коэффициент усиления
(
K0 N = Y&210 ⋅ RОЕ
Здесь K E =
Y&210
)
N
N


Y&210
K EN
. (4.27)
 =
=
N
2
π
⋅
C
⋅
П
⋅
ϕ
N
(
)
N 0,7
ϕ ( N ) 


2π ⋅ C ⋅ П N 0,7
− коэффициент усиления одного каскада с
полосой пропускания, заданной для многокаскадного усилителя. Данную
величину называют единичным усилением.
Общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя с учетом
единичного усиления будет равен:
(
)
K N (дБ ) = N ⋅ K Е (дБ ) − ϕ ( N ) .
Здесь φ(N) поправочный коэффициент:
 − 2  


ϕ ( N ) = 10 ⋅ lg  γ  N  − 1




−1
.
При γ = 0,707 имеем зависимость φ(N) от числа каскадов N, приведенную в таблице 4.4.
N
φ(N)
1
0
2
3,9
3
5,8
4
7,2
5
8,2
6
9,1
7
9,9
8
10,5
Таблица 4.4
9
10
11,1
11,6
Таким образом, коэффициент усиления в дБ растет не пропорционально количеству каскадов N, а гораздо медленнее. Это объясняется рос94
том затухания контуров по мере увеличения числа каскадов для получения
требуемой полосы пропускания.
Усилители на одиночных контурах просты в настройке, но при одинаковых коэффициентах усиления имеют более узкую полосу пропускания и худший
коэффициент прямоугольности по сравнению с усилителями других типов.
В многокаскадных усилителях с двумя связанными контурами в каждом каскаде наибольшее применение находят индуктивная и внешнеемкостная связи. Связь контуров с усилительными приборами обычно бывает
автотрансформаторная или через емкостной делитель.
Проведем аналогичный анализ для усилителя с двухконтурным полосовым фильтром (рис. 4.34). Связь между контурами, как правило, выбирается критической, при которой удобнее настройка, больше коэффициент
усиления и фазовая характеристика ближе к линейной.
Рис. 4.34. Многокаскадный усилитель с двухконтурными полосовыми фильтрами
Из теории линейных электрических цепей известно, что
ξ4
1+
4
K = K0
.
Тогда для N -каскадного усилителя имеем
0,5 N
4
 П N 0,7  
1 
а = = 1 + 0, 25 
 
γ 
f
⋅
d
 ПP Э  

Следовательно, для получения требуемой полосы пропускания ПN0,7
затухание каждого контура должно быть:
−0,25
2
П N 0,7   N  
.
dЭ =
⋅ a
−1


f ПP ⋅ 2 



В результате коэффициент усиления для N-каскадного усилителя
K N =  0,5 ⋅ Y210 ⋅ R0 Э 
N

Y210
=
 2π ⋅ C ⋅ П N 0,7

95



N
 2

 a  N  − 1 

⋅
4






0,25⋅ N
.
Если ввести также единичное усиление K E = Y210 (2π ⋅ C ⋅ ПN 0,7 ) , то
получим коэффициент усиления N-каскадного усилителя на двух связанных,
одинаково настроенных контурах
(
)
K N (дБ ) = N ⋅ K E (дБ ) −ψ ( N ) ,
где поправочный коэффициент
 (2 ) 
ψ ( N ) = 5 ⋅ lg 4  a N − 1


−1
= 0,5 ⋅ ϕ ( N ) + 0,6 .
Зависимость ψ(N) от количества каскадов для a = 2 представлена в
таблице 4.5.
Таблица 4.5
N
ψ(N)
1
0,6
2
2,5
3
3,5
4
4,2
5
4,7
6
5,1
7
5,5
8
5,8
9
6,1
10
6,4
Сравнительный анализ полученных данных показывает, что при одинаковой емкости C однокаскадный усилитель с одним контуром имеет большее усиление, чем с полосовым фильтром. Но при N>2 величина ψ(N) значительно
меньше φ(N). Следовательно, усиление в многокаскадных двухконтурных усилителях больше, чем в многокаскадных усилителях с одиночными контурами.
В качестве усилительных приборов в УПЧ широко применяются универсальные и специализированные аналоговые интегральные микросхемы
(ИМС), такие, как операционные усилители, дифференциальные усилительные каскады, широкополосные универсальные усилители, а также различные многофункциональные ИМС для радиоприемных устройств.
При повышенных требованиях к частотному и динамическому диапазонам, коэффициенту шума УПЧ выполняют на высокочастотных биполярных и полевых транзисторах. Наиболее часто применяется схема включения
ОЭ (ОИ) и каскодная схема ОЭ − ОБ, позволяющая повысить коэффициент
устойчивого усиления.
4.12 Коэффициент шума резонансного усилителя с входной цепью
Высокочастотный тракт РПУ удобно разделить на составные части
так, чтобы каждая из них содержала усилительный прибор (УП) и цепи связи его с источником сигнала. Источником сигнала для входной цепи является антенно-фидерная цепь. Источник сигнала с комплексной внутренней
проводимостью YГ =GГ + jBГ и вход усилительного прибора подключены к
резонансному контуру через коэффициенты трансформации m =UГ / U ,
n =U1 / U (рис. 4.35 а).
Найдем коэффициент шума входной цепи совместно с усилительным
прибором, для чего составим эквивалентную шумовую схему (рис. 4.35 б).
96
а)
б)
Рис. 4.35. Эквивалентные схемы для оценки коэффициента шума
Так как контуры входной цепи (ВЦ) и усилителя настраиваются в резонанс на частоту сигнала, то реактивные составляющие проводимости
равны нулю. Тепловые шумы источника сигнала и контура представлены
генераторами шумовых токов, пересчитанных к входным зажимам усилительного прибора (точки 1-1):
'
′ = 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ П ⋅ GГ' , I ШK
I ШГ
= 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ П ⋅ GK' . (4.28)
Здесь GГ' =
m2
2
⋅ G Г , GК' =
GK
2
− активные проводимости источника
n
n
сигнала и контура, пересчитанные к точкам 1-1. Шумы усилительного прибора учитываются генератором шумового тока IШ ВХ и шумовой ЭДС EШ ВХ,
которая вызывает шумовой ток:
(
)
I Ш = Е Ш ВХ ⋅ GΣ = 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ П ⋅ RШ ⋅ G Г' + GК' + GВХ , (4.29)
где
GΣ = G Г + GК + GВХ =
'
'
m 2 ⋅ G Г + GК + n 2 ⋅ GВХ
n2
.
По принятому определению коэффициент шума с учетом выражений
(4.28) и (4.29) равен:
Ш=
2
∑ IШ
i
i
(IШГ )
(
= 1+
)
'
IШ
К
2
2
2
+ IШ
+
I
Ш
ВХ
=
(IШГ )
2
G
G
R
= 1 + К' + t ВХ ⋅ ВХ + Ш ⋅ ( GГ + GК + GВХ ) ,
GГ
GГ
GГ
'
2
2
'
(4.30)
'
'
'
'
'
где tВХ − относительная шумовая температура.
Последнее выражение определяет зависимость коэффициента шума от
параметров источника сигнала, усилительного прибора и коэффициентов
включения (m, n).
97
Рассмотрим зависимость коэффициента шума от величины связи контура с источником сигнала и усилительным элементом.
Так как коэффициент шума двояко зависит от проводимости источника сигнала GГ' , то должно существовать оптимальное значение G′Г , которому соответствует минимальное значение коэффициента шума. Исследование выражения (4.30) на экстремум ( dШ dG′ = 0 ) позволяет получить оптимальную проводимость источника сигнала:
G′Г ОПТ = ( G′Г + GВХ ) ⋅ 1 +
G′К + t%ВХ ⋅ GВХ
.
′
RШ ⋅ ( GК + GВХ )
(4.31)
Подставляя равенство (4.25) в выражение (4.23), найдем минимальное
значение коэффициента шума:
(
)
′ + GВХ + G Г′ ОПТ .
Ш MIN = 1 + 2 ⋅ RШ ⋅ GК
2
mОПТ
⋅ GГ
, определим коэффициент включеУчитывая, что G′Г ОПТ =
2
n
ния, при котором коэффициент шума минимален:
GK
%
⋅ GВХ
n
mОПТ Ш = mС ⋅ 4 1 +
,
2
G

RШ ⋅  К 2 + GВХ 
n


GК' + GВХ
2 + tВХ
GК + n 2 ⋅ GВХ
=
представляет собой коэффициент
где mС =
2
G
(GГ n )
Г
включения, обеспечивающий согласование источника сигнала с усилительным прибором. На рисунке 4.36 показана зависимость коэффициента шума и
резонансного коэффициента передачи входного контура от коэффициента
включения.
Таким образом, минимум коэффициента шума получается при более
сильной связи, чем необходимо для согласования (mОПТ Ш > mC). Это различие проявляется при малых собственных шумах УП, когда шумы обусловлены в основном источником сигнала и входным контуром. Данное различие объясняется быстрым ростом вносимого в резонансный контур сопротивления источника сигнала при увеличении m, в результате чего собственный тепловой шум контура уменьшается по сравнению с шумом источника.
При больших собственных шумах УП минимум коэффициента шума достигается в режиме согласования (mОПТ Ш ≈ mC).
98
Рис. 4.36. Зависимость коэффициента шума и резонансного
коэффициента передачи входного контура от коэффициента включения
Необходимо иметь в виду, что рассогласование на входе РПУ нежелательно при работе с настроенными антеннами из-за появления в этом случае фидерного эха. Обычно при работе с настроенными антеннами стремятся согласовать антенну с фидером, а фидер − с входом приемника. В этом
случае в фидере будет бегущая волна. Условие согласования сводится к выполнению следующего условия:
(4.32)
′ + GВХ
′ .
G Г′ = GK
Коэффициент шума в режиме согласования найдем подстановкой
(4.32) в уравнение (4.30):
Ш = 2+
GВХ
GK'
+ GВХ
(
)
⋅ ( t ВХ − 1) + 4 ⋅ RШ ⋅ GK' + GВХ .
Для усилителей на полевых транзисторах, как правило, tВХ =1, n=1,
GВХ << GK, тогда Ш = 2+4 · RШ · GK.
Режим согласования на входе РПУ предпочтителен, так как режим оптимального рассогласования не дает ощутимого уменьшения коэффициента
шума.
Целесообразно для уменьшения коэффициента шума выбирать УП с
меньшим значением произведения RШ · GВХ. С этой точки зрения использование в первых каскадах РПУ полевых транзисторов предпочтительнее биполярных транзисторов.
4.13 Стабильность характеристик резонансных усилителей
промежуточной частоты
Основные качественные показатели УПЧ (коэффициент усиления, полоса пропускания), форма амплитудно-частотной и фазочастотной характе99
ристик) могут изменяться из-за влияния дестабилизирующих факторов. Так,
изменение температуры и режима питания усилительных приборов приводят к изменению их входной и выходной проводимостей, крутизны и обратной проводимости.
Наибольшее влияние на настройку контуров оказывает непостоянство
входной и выходной емкостей транзисторов, входящих в состав колебательных контуров. Действительно, полная емкость контура для одноконтурных УПЧ равна:
С = С K + m 2 ⋅ ( C22 + ∆C22 ) + n 2 ⋅ ( C11 + ∆C11 ) ,
а для двухконтурных УПЧ:
С1 = С K 1 + m 2 ⋅ ( C22 + ∆C22 ) ;
C2 = C K 2 + n 2 ⋅ ( C11 + ∆C11 ) .
Следовательно, изменения емкостей будут равны для одноконтурных УПЧ:
∆С = m2 ∆C22 + n2 ∆C11 ,
а для двухконтурных:
∆С1 = m2 ⋅ ∆C22 ,
∆C2 = n2 ⋅ ∆C11 .
Коэффициенты включения m и n определяются по заданному эквивалентному затуханию контуров и из условия устойчивого усиления.
Так как в двухконтурных усилителях входная и выходная емкости
включаются в разные контуры, то стабильность их показателей выше, чем в
одноконтурных.
Как правило, при проектировании УПЧ задается допустимый коэффициент нестабильности η. Тогда можно считать показатели стабильными,
∆С
П
если выполняется условие
. Отсюда полная емкость контура
≤η ⋅
С
f ПP
∆С f ПP
⋅
.
УПЧ выбирается из условия С ≥
η
П
Выбирая емкость контуров необходимо учитывать:
для одноконтурных УПЧ − СK1 ≥
∆С f ПP
⋅
− m2 ⋅ C22 − n2 ⋅ C11 − CM ,
η
П
для двухконтурных УПЧ −
СK1 ≥
∆С1 f ПP
⋅
− m2 ⋅ C22 − CM 1, С K 2 ≥ ∆С2 ⋅ f ПP − n 2 ⋅ C11 − C M 2 .
η
П
η
П
100
В усилителях с многоконтурным фильтром емкости усилительных
приборов влияют на настройку только крайних контуров (первого и последнего). Поэтому характеристики УПЧ с ФСС более стабильны по сравнению с усилителями при включении тех же контуров в разных каскадах.
Если есть запас по усилению, то целесообразно емкости контуров увеличивать, что повышает устойчивость характеристик.
Изменение входной и выходной проводимостей вызывает, прежде
всего, изменение полосы пропускания, которая будет стабильной при выполнении следующих условий:
∆GЭ ∆П
для одноконтурных УПЧ −
;
≤
GЭ
П
∆GЭ1 ∆П
∆GЭ 2 ∆П
для двухконтурных УПЧ −
;
,
≤
≤
GЭ1
П
GЭ 2
П
∆ G Э = m 2 ∆ G 22 + n 2 ∆ G11 ; ∆GЭ1 = m 2 ∆G22 ; ∆GЭ 2 = + n 2 ∆G11 ;
ΔП/П − максимально допустимое относительное изменение полосы
пропускания.
Нестабильность крутизны усилительного прибора приводит к изменению коэффициента усиления. Для ее устранения используют температурную стабилизацию питания и отрицательную обратную связь по переменному току. Эти меры позволяют свести к минимуму влияние изменений G11
и G22.
где
4.14 Выбор схемы включения транзисторов
резонансных усилителей
Резонансные усилители преселектора РПУ должны иметь малый коэффициент шума Ш и обладать высокой линейностью. С этой целью используют маломощные полевые (ПТ) и биполярные (БТ) транзисторы.
Выбор типа усилительного прибора и схемы его включения предопределяется требованиями к нелинейным эффектам (НЭ).
При работе усилителя в оптимальном по нелинейным эффектам динамическом режиме включение транзистора по схеме с общим эмиттером
(ОЭ) имеет более высокий уровень НЭ по сравнению с включением транзистора по схеме с общей базой (ОБ). Однако в схеме включения транзистора
ОЭ есть усиление и по току, и по напряжению, что позволяет вводить в
усилителе глубокую обратную связь.
Каскадное включение двух усилителей с разными включениями транзисторов дает возможность взаимной компенсации НЭ разных видов. Так,
для компенсации НЭ второго порядка более перспективно каскадное соединение по схеме ОЭ − ОЭ, а для уменьшения НЭ третьего порядка лучше
101
ОЭ − ОБ. Каскодные схемы ОБ − ОБ имеют НЭ третьего порядка меньше,
чем в усилителе по схеме ОЭ − ОБ, но при этом для ОБ − ОБ характерны
коэффициент усиления по току, равный единице, и низкая устойчивость.
Соединение каскадов усилителя на полевых транзисторах с общим
истоком (ОИ) также позволяет компенсировать НЭ второго и третьего порядков.
В дифференциальных и балансных усилителях возможна компенсация
НЭ четных порядков, зависящая от симметрии плеч усилителя.
Для снижения энергопотребления в РПУ можно использовать барьерный режим работы транзистора, когда база транзистора по постоянному току соединена с коллектором накоротко или через резистор с небольшим сопротивлением. В этом случае в коллекторную или эмиттерную цепь транзистора включается резистор, задающий ток через транзистор. Так как напряжение эмиттер-база для прямосмещенного p-n перехода у кремниевых транзисторов составляет 0,6−0,7 В, то потенциал коллектора равен этой величине. Напряжение насыщения транзистора UНАС = (0.05÷0,1) В.
Следовательно, максимально возможная амплитуда напряжения, которую можно снять с коллектора транзистора такого каскада, не превышает
0,5−0,6 В, что во многих практических случаях вполне достаточно.
На рисунках 4.37–4.39 приведены возможные схемы резонансных
усилителей высокой частоты (УВЧ).
Рис. 4.37. Резонансный усилитель на одном транзисторе
Рис. 4.38. Каскодный УВЧ
Рис. 4.39. УВЧ без смещения
102
Для схемы на рисунке 4.37 ток каскада задается резистором R1:
U − U БЭ
IK = П
,
R1
для схемы на рисунке 4.38 определяющим является резистор R2:
U − nU БЭ
IK = П
,
R2
U − nU БЭ
.
для схемы на рисунке 4.39: I K = П
R1
Здесь UП − напряжение источника питания, n − количество последовательно включенных транзисторов.
Напряжение источника питания для каскадов, работающих в барьерном режиме, выбирается исходя из допустимой нестабильности тока коллектора ΔIK и рабочего интервала температур ΔtoC и должно быть:
 I

U П ≥  K ⋅ ∆U БЭ ⋅ ∆t oC + U БЭ  ⋅ n ,
 ∆I K

где n − число последовательно включенных транзисторов;
ΔUБЭ − нестабильность напряжения UБЭ.
Если используются транзисторы с разным напряжением UБЭ, то
UП ≥ n ⋅
IK
⋅ ∆U БЭ ⋅ ∆t °C + U БЭ1 + U БЭ 2 + ... + U БЭn .
∆I K
Схемы усилителей высокой частоты, подобные изображенным на рисунках 4.3–4.39, отличаются малым количеством комплектующих элементов, хорошей развязкой по высокой частоте, большим рабочим диапазоном
температур, некритичностью к разбросу параметров транзисторов.
По аналогичному принципу возможно построение схем смесителей,
умножителей частоты, генераторов ВЧ и НЧ, кварцевых генераторов и т.д.
4.15 Выбор оптимального режима транзисторов по постоянному
току и динамического режима резонансного усилителя
Увеличение тока коллектора, с одной стороны, уменьшает НЭ из-за
нестабильности вольтамперной характеристики и наличия емкости перехода база-эмиттер (СБЭ), а с другой стороны, способствует росту НЭ благодаря
нелинейности коэффициента усиления по току.
Для любого биполярного транзистора существует оптимальный ток
коллектора, при котором получаются минимальные НЭ. Нелинейности зависят от напряжения между коллектором и эмиттером (UКЭ), причем зависи103
мость НЭ от напряжения UКЭ проявляется тем сильнее,, чем больше сопросопр
тивление нагрузки. Это позволя
позволяет изменением UКЭ минимизировать НЭ.
НЭ
Уровень НЭ зависит от внутренней проводимости генератора gГ и
проводимости нагрузки gН. Уменьшение проводимости gГ снижает влиявли
ние нелинейности проходной вольтамперной характеристики, но усиливает
влияние других нелинейностей,
елинейностей, например, из
из-за
за нелинейной зависимости
коэффициента усиления по току от тока коллектора IK и напряжения UКЭ.
Если влияние нелинейности проходной вольтамперной характеристики явя
ляется определяющим (это характерно для усилителей с малым током
токо коллектора), то, увеличивая внутреннее сопротивление генератора RГ, можно
уменьшить НЭ.
Динамический режим усилителя как способ уменьшения НЭ имеет
ограничения: проводимость gГ может быть заданной; значение gГ, при котором достигается минимум НЭ, завис
зависит
ит от вида нелинейного эффекта и
трудно выбрать значение gГ, при котором эффективно уменьшаются НЭ
разных видов; требуемое для минимизации НЭ значение gГ в частном слусл
чае может быть неприемлемым.
Выбором gН можно минимизировать НЭ второго и третьего порядков,
порядк
но при небольшом коэффициенте усиления усилителя НЭ разных видов
слабо зависят от проводимости нагрузки gН.
4.16 Использование динамической нагрузки
Существует возможность снижения уровня НЭ в усилителях на ПТ
компенсацией нелинейностей активного элемент
элементаа нелинейностями динадин
мической нагрузки, когда в качестве нагрузки и для усиления используютиспользую
ся ПТ одного типа (рис. 4.40).
а)
бб)
в)
г)
Рис. 4.40. Усилители с динамической нагрузкой
Схемы рисунка. 4.40 аа,б отличаются только способом включения заз
твора нагрузочного транзистора: каскад по схеме рис. 4.40 а,, где нагрузочнагрузо
ный транзистор включен как источник тока, называется каскадом с токоток
стабилизирующим резистором, а на рис. 4.40 б − каскадом с квазилинейным
квази
резистором.
104
Действие выходного напряжения на выходные характеристики усилительного и нагрузочного транзисторов имеет противоположный характер, а
у выходных проводимостей зависимость от напряжения одинакова.
Из-за того, что фазы напряжений между коллектором и базой усилительного и нагрузочного транзисторов противоположны, возникает компенсация НЭ, вызванная нелинейностью емкости коллектор-база (СКБ).
Схема усилителя на БТ, собранного по схеме с динамической нагрузкой, показана на рисунке 4.40 в.
При определенных условиях в усилителе на БТ по схеме с ОЭ (особенно при малом токе коллектора) НЭ в основном определяются нелинейностью проходной вольтамперной характеристики транзистора. Так как напряжения UБК и UКЭ имеют сдвиг по фазе 180° (инерционность незначительна), то возможна компенсация НЭ в усилителях на БТ при включении
одного или нескольких диодов в цепь коллектора. Если сдвиг по фазе не равен 180°, то можно использовать дополнительную цепь для корректировки
фазы с целью компенсации НЭ. Схема усилителя с такой корректирующей
цепью показана на рисунке 4.40 г.
Достоинства рассмотренного метода уменьшения НЭ следующие:
простота дополнительной цепи, компенсирующей НЭ; возможность комбинирования с другими методами; компенсация НЭ, возникающих в других
каскадах усиления, а также разных видов НЭ.
Недостатки: чувствительность к дестабилизирующим факторам; необходимость высокой точности выполнения условий компенсации НЭ.
Следует отметить, что повышение линейности усилителя при увеличении тока коллектора (или стока) имеет определенный предел, который зависит от типа транзистора. С увеличением тока повышается уровень потребляемой мощности и в усилителях на БТ растет уровень шума.
4.17 Сравнение способов повышения линейности
резонансных усилителей
Для уменьшения НЭ в усилителях широко используются различные
виды линейной обратной связи (ЛОС), при этом наиболее перспективна
бесшумная ЛОС [15]. В частности, введение ЛОС в усилитель на мощном
линейном высокочастотном БТ, работающем в режиме с большими постоянными токами, позволяет построить однотактный усилитель с точкой пересечения интермодуляции третьего порядка, равной 70 дБмВт, и коэффициентом шума 2 дБ. При использовании двухтактного УВЧ с этим видом
ЛОС удается повысить точку пересечения интермодуляции второго порядка
до 120 дБмВт. Под точкой пересечения для интермодуляционных продуктов n-го порядка подразумевается точка, в которой пересекаются зависимо105
сти от входной мощности и мощностей, отдаваемых в нагрузку полезным
сигналом и интермодуляционными продуктами n-го порядка.
В каскодном усилителе по схеме ОЭ – ОБ на БТ компенсируются НЭ
третьего порядка; ЛОС более эффективна для уменьшения НЭ второго порядка, а балансная схема усилителей весьма эффективна для уменьшения
НЭ второго порядка и практически не влияет на НЭ третьего порядка. Поэтому целесообразно при проектировании высокочастотных усилителей совместно применять балансную и каскодную схемы, выбирать оптимальные
транзисторы, оптимальные рабочие точки и оптимальную комбинацию различных видов ЛОС.
На рисунке 4.41 а показана принципиальная схема УВЧ профессионального РПУ декаметрового диапазона.
Здесь для уменьшения НЭ:
- использован мощный малошумящий линейный высокочастотный
транзистор;
- выбрана рабочая точка по постоянному току по минимуму НЭ;
- введена ОС по току и по напряжению с помощью активного сопротивления и ОС по напряжению с помощью трансформатора;
- выбраны схема включения транзистора ОЭ и балансная схема усилителя.
Усилитель имеет следующие параметры точки пересечения: для интермодуляционных продуктов второго порядка однотактного усилителя
45 дБмВт, второго порядка двухтактного усилителя 85 дБмВт, третьего порядка 40 дБмВт. Входное и выходное сопротивления усилителя равны
50 Ом, коэффициент усиления 11дБ [15].
На рисунке 4.41 б показана принципиальная схема усилителя с бесшумной ЛОС по току, которая введена с помощью трансформатора. Коэффициент шума такого усилителя около 2 дБ.
Упрощенная схема двухтактного усилителя с бесшумной ОС по току
и по напряжению приведена на рисунке 4.41 в.
Для получения высоких показателей необходим высоколинейный
мощный малошумящий высокочастотный биполярный транзистор. Принципиальная схема усилителя преселектора профессионального РПУ на
мощном высокочастотном БТ, включенном по схеме ОБ, с бесшумной ОС
показана на рисунке 4.42 а. Усилитель радиосигналов на мощном высокочастотном полевом транзисторе с p-n-переходом, включенном по схеме с
общим затвором, представлен на рис. 4.42 б.
Возможна схема УВЧ, собранного на мощном полевом транзисторе
КП903А (рис. 4.42 в). Усилитель охвачен отрицательной ОС по высокой
частоте, что повышает его линейность и позволяет лучше согласовать сопротивление по входу и выходу за счет включения в цепь стока и затвора
широкополосного согласующего трансформатора.
106
На рисунке 4.42 г приведена принципиальная схема усилителя с нелинейной цепью коррекции НЭ, при подключении которой к выходу коэффициент гармоник снижается до 0,1 % [15].
а)
б)
Рис. 4.41. УВЧ профессионального РПУ
а)
в)
б)
в)
г)
Рис. 4.42. Высоколинейные УВЧ
107
5. РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
Избирательные свойства усилителей на интегральных микросхемах
обеспечиваются различными резонансными системами. Наиболее часто для
этой цели применяются одиночные или связанные колебательные контуры,
а также фильтры сосредоточенной селекции (ФСС), которые и определяют
форму резонансной кривой.
Резонансная система не входит в состав выпускаемых серийно микросхем, а подключается к их внешним зажимам и используется либо в качестве нагрузки, либо как элемент межкаскадной связи.
Для построения избирательных усилителей можно использовать разнообразные типы интегральных микросхем, однако, наибольшее применение нашли каскодные или дифференциально-каскодные усилители.
По своим усилительным свойствам каскодные и дифференциальнокаскодные схемы равноценны, но каскадное соединение транзисторов позволяет существенно ослабить паразитную обратную связь через проходную емкость (проводимость Y12) и повысить при этом выходное сопротивление, что дает возможность выбрать более сильную связь резонансной
системы с выходом усилителя.
Так как частотная избирательность в основном определяется свойствами применяемых резонансных систем, то ее расчет не зависит от типа используемых микросхем.
В зависимости от требований, предъявляемых к резонансным усилителям на интегральных микросхемах, возможна такая классификация:
− узкополосные полосовые усилители с фиксированной настройкой,
применяемые в качестве усилителей промежуточной частоты связных и
радиовещательных приемников в диапазоне длинных, средних и коротких
волн;
− широкополосные полосовые усилители с фиксированной настройкой, которые широко используются в качестве усилителей промежуточной
частоты телевизионных, радиолокационных и других подобных приемников СВЧ диапазона;
− диапазонные избирательные усилители для преселекторов профессиональных широкодиапазонных супергетеродинных приемников.
5.1 Усилители с одиночными колебательными контурами
с фиксированной настройкой
Применяемые резонансные системы в усилителях на интегральных
микросхемах, способ и величина связи резонансного контура со входом и
выходом микросхем могут быть различны. При этом величина связи оказы108
вает влияние на коэффициент усиления и избирательные свойства усилителя. Активная и реактивная составляющие входной и выходной проводимости микросхемы вносят в резонансную систему дополнительные потери и
расстройку. Вносимая расстройка должна быть скомпенсирована соответствующим изменением реактивной составляющей резонансной системы в
процессе настройки усилителя. Вносимые потери влияют на эквивалентное
затухание колебательного контура и, следовательно, на избирательные
свойства.
В избирательных усилителях чаще используют каскодные микросхемы, так как:
− сильно ослаблена паразитная внутренняя обратная связь (она
практически не влияет на работу и ею можно пренебречь);
− выходная проводимость каскодной схемы чрезвычайно мала (она
носит емкостной характер и в основном определяется коллекторной емкостью выходного транзистора YВЫХ = Y&22 ≈ jω C БК );
− входная проводимость мало чем отличается от величины Y11 и
может быть представлена в виде суммы активной и реактивной составляющих [7]:
1
(5.1)
YВХ =
+ jωC ВХ ,
RВХ
2
rБ 1 + ( ωτ ) 

 ; С = τ (1 − grБ ) ; g = g ЭБ , r , g –
где RВХ =
Б
ЭБ
ВХ
2
2
1 + g ЭБ rБ
grБ + (ωτ )
rБ 1 + (ωτ ) 


параметры физической модели транзистора.
В общем виде избирательный усилитель с микросхемами (рис. 5.1 а)
можно представить эквивалентной схемой (рис. 5.1 б).
Здесь m, n – коэффициенты включения, определяющие величину связи
колебательного контура с выходом микросхемы 1 и входом микросхемы 2;
ρ
– собственное резонансное сопротивление контура без учеROE =
dK
та вносимых потерь;
1
– характеристическое сопротивление контура;
ρ = ω0 L =
ω0 C
dК – собственное затухание контура;
ω0 – резонансная частота;
C = CK + m2CБK + n2CBX – полная емкость, которая в процессе подбора коэффициентов включения m и n должна оставаться неизменной.
109
а)
б)
Рис. 5.1. Избирательный усилитель с микросхемами и его эквивалентная схема
Так как избирательные свойства контура определяются суммарной
величиной потерь:
1
1
n2
=
+
,
RЭ ROE RВХ
то эквивалентное затухание контура равно:
 1
ρ
n2 
ρ ⋅ n2
dЭ =
= ρ
+
= dK +
.
 RЭ RBX 
RЭ
R
BX


(5.2)
(5.3)
Таким образом, затухание, а следовательно, и полоса пропускания
контура зависят от величины связи со входом следующей микросхемы.
Усиление избирательного усилителя на резонансной частоте зависит как от
параметров микросхемы, так и от колебательного контура.
K 0 = Y21 ⋅ RЭ ⋅ m ⋅ n .
(5.4)
Так как от коэффициента включения m зависит только K0, то его целесообразно выбрать возможно большим.
Часто используют полное подключение контура к выходу микросхемы 1 (m = 1). Выбор меньшего значения коэффициента включения m оправдывается либо необходимостью уменьшения влияния выходной емкости
микросхемы на настройку контура, либо соображениями выбора такой конструкции элемента связи, при которой нельзя получить m = 1, например, при
использовании трансформаторной связи (рис. 5.2 а).
Для получения заданной полосы пропускания при непосредственном
подключении контура к выходу микросхемы 1 (m = 1) необходимый коэффициент включения контура ко входу следующей микросхемы выбирается
из соотношения
(d − d )
RBX
R
(5.5)
n=
( d Э − d K ) = BX Э K .
ρ
RЭ
dЭ
110
Тогда резонансный коэффициент усиления равен:
dЭ − d K
,
(5.6)
dЭ
где (dЭ – dК) / dЭ = ηК представляет собой коэффициент полезного действия
(КПД) колебательного контура, выполняющего функцию элемента связи
между каскадами.
В узкополосных усилителях, особенно в диапазоне коротких волн, получающаяся полоса пропускания часто оказывается шире требуемой
(П > ПТР). Поэтому для увеличения избирательности приходится затухание
dЭ делать как можно меньше, однако, чтобы не было значительного снижения усиления каскада из-за падения КПД колебательного контура, следует
брать суммарное затухание dЭ ≥ 1,25dК .
На рисунке 5.2 представлены принципиальные схемы одноконтурных
избирательных усилителей с трансформаторной связью (рис. 5.2 а), емкостной (рис. 5.2 б) и двойной трансформаторной связью (рис. 5.2 в).
K 0 = Y21 RЭ RBX
а)
б)
в)
Рис. 5.2. Принципиальные схемы одноконтурных избирательных усилителей
с различными связями
Для схемы с емкостной связью контура с входом следующего каскада
коэффициент включения в общем случае находится из соотношения [7]
n=
ω0C1RBX
1 + ω0 ( C1 + C2 + CBX ) RBX 
2
.
(5.7)
Как правило, для узкополосных усилителей выполняется условие
ω0 ( C1 + C2 + CBX ) RBX  ≥ 1.
111
(5.8)
C1
;
C1 + C 2 + C BX
n≈
Тогда
C2 =
2ω0C1RBX
− 1 − СBX .
dЭ − d K
1
ω0 RBX
(5.9)
(5.10)
При C2 = 0 получается максимальная величина связи с входом следующего каскада (рис. 5.2 б):
C1
nMAX ≈
.
(5.11)
C1 + CBX
Для гальванической развязки колебательного контура от цепей питания микросхемы целесообразно использовать схему с двойной трансформаторной связью (рис. 5.2 в), для которой
m=
M1
;
LK
n=
M2
LK
;
LK = LK 1 + LK 2 .
В широкополосных одноконтурных избирательных усилителях на интегральных микросхемах необходимое расширение полосы пропускания
достигается увеличением связи с входом следующего каскада. При этом
одновременно возрастает и КПД контура, который становится близким к
η = 1. Требуемый коэффициент включения и резонансный коэффициент
усиления рассчитываются соответственно по следующим формулам [7]:
η≈
K 0 = Y21
RBX d Э
,
ρ
RBX
= Y21
n
ρ RBX
.
dЭ
(5.12)
(5.13)
Из выражения (5.13) следует, что расширение полосы пропускания
сопровождается снижением резонансного коэффициента усиления, но
уменьшение усиления происходит медленнее, чем расширяется полоса пропускания.
Если полоса пропускания определяется на уровне 3 дБ, то произведение резонансного коэффициента усиления на полосу пропускания (добротность усиления)
K0 П0,7 = Y21
RBX П0,7
2π С
(5.14)
увеличивается с расширением полосы. Кроме этого, для увеличения добротности целесообразно уменьшать полную емкость контура при соответствующем увеличении его индуктивности.
112
Если в широкополосных усилителях используются схемы с емкостной
связью (рис. 5.2 б), то при максимальном коэффициенте включения nMAX
получим полосу пропускания по уровню 3 дБ:
П0,7 =
С1
2π ( С2 + СBX
)
2
.
(5.15)
RBX
При C1 = CВХ полоса пропускания максимальна:
П 0,7 MAX =
1
8π C BX RBX
≈
grБ + ( ω0τ )
8πτ
2
.
(5.16)
Следует иметь в виду, что на очень высоких частотах CВХ снижается
до значения паразитных емкостей монтажа, что не позволяет выбрать емкость C1 = CВХ . Если это условие не выполнено и емкость C1 выбрана равной минимальному конструктивно возможному значению C1MIN , то
1
.
(5.17)
П0,7 MAX =
2π С1MIN RBX
5.2
Усилители со связанными колебательными контурами
Основной недостаток усилителей с одиночными контурами – низкая
избирательность, поэтому при повышенных требованиях к избирательности
используются каскады с парами связанных контуров или с фильтрами сосредоточенной селекции.
Варианты построения таких усилителей многообразны и отличаются
не только типом и способом включения интегральных микросхем, но и видом связи колебательных контуров как между собой, так и с интегральными
микросхемами (рис. 5.3).
В этих усилителях так же, как и в одноконтурных, наиболее часто
используются каскодные и дифференциально-каскодные интегральные
микросхемы. Первичный контур, как правило, включается непосредственно в коллекторную цепь выходного транзистора микросхемы. Вторичный
контур связан со входом следующего каскада точно так же, как и в одноконтурных усилителях. Связь между контурами может быть трансформаторная (рис. 5.3 а), внешняя емкостная (рис. 5.3 б) и внутренняя емкостная
(рис. 5.3 в).
При анализе двухконтурных усилителей на интегральных микросхемах первый каскад представляется в виде генератора тока |Y21| · UВХ, который нагружен на первичный контур. Вторичный контур нагружен входной
проводимостью следующего каскада, которая подключается к контуру с коэффициентом включения n.
113
а)
б)
в)
г)
Рис. 5.3. Усилители со связанными колебательными контурами
На основании теоремы об эквивалентном генераторе и пересчете
входной проводимости следующего каскада во вторичный контур находится эквивалентная схема усилителя со связанными контурами. Например,
принципиальная схема двухконтурного избирательного усилителя с трансформаторной связью между контурами (рис. 5.3 а) замещается эквивалентY ⋅ U BX
I2
ной схемой (рис. 5.3 в), где E& = 21
; U& ВЫХ =
; r1 – собственjω C1
jω C 2
ные потери первичного контура; r2 – собственные и вносимые следующим
каскадом потери во вторичном контуре.
Решение системы уравнений для полученной эквивалентной схемы
Z I& + jω MI& = E& ;
11
2
jω MI&1 + Z 2 I 2 = 0
позволяет получить выражение для комплексного коэффициента усиления:
K& =
где
n ⋅ Y21 ⋅η RЭ1 ⋅ RЭ 2

ξ

2
(1 + jaξ )  1 + j a  + η 




,
1 − ω 2 / ω02 )
(
– обобщенная расстройка;
ξ=
d1d 2
η=
K CB
d1d 2
=
M
– степень связи между контурами;
L1L2 d1d 2
114
d
a= 1 =
d2
r1 ρ 2
– относительный коэффициент потерь в контурах.
r2 ρ1
Уравнение резонансной кривой имеет следующий вид:
K&
y=
=
K0
1+η 2
(1 +η ξ )
2 2 2
2
.
1

+a +  ξ2
a

2
1
1
Отсюда η =
 a +  − 1 соответствует критической связи, при ко2
a
торой резонансная кривая имеет плоскую вершину.
При меньших значениях η резонансная кривая получается одногорбой, а при больших – двугорбой. Если потери в контурах различаются в два
и более раза (a < 0,5 или a > 2), то форма резонансной кривой и ширина полосы пропускания в зависимости от степени связи η могут заметно отличаться от контуров с одинаковыми потерями. В узкополосных усилителях
коэффициент потерь a , как правило, мало отличается от единицы, поэтому
для расчета таких усилителей пользуются упрощенным выражением:
K&
y=
=
K0
1 +η 2
(1 + η 2 − ξ )
2 2
,
(5.18)
+ 4ξ 2
полагая, что d Э = d1d 2 .
5.3 Диапазонные избирательные усилители
Диапазонные избирательные усилители находят широкое применение
в преселекторах профессиональных радиоприемных устройств супергетеродинного типа. С целью упрощения конструкции и настройки на нужную
частоту, диапазонные усилители выполняются, как правило, с одиночными
колебательными контурами. Особенность работы таких усилителей заключается в том, что при перестройке колебательных контуров происходит изменение основных качественных показателей, таких, как полоса пропускания, избирательность и усиление.
В диапазонных избирательных усилителях используются такие же
микросхемы, что и в усилителях с фиксированной настройкой, так как колебательные контуры и все органы настройки подключаются к внешним
выводам микросхемы. Применение каскодных схем допускает непосредственное включение контура в коллекторную цепь (m = 1). Исключение со115
ставляет только случай индуктивной связи контура с выходом микросхемы,
обеспечивающий гальваническую развязку контура от цепей питания.
На рисунке 5.4 показаны схемы диапазонных избирательных усилителей с трансформаторной (индуктивной) связью (рис. 5.4 а) и с внутренней
емкостной связью контура с входом следующего каскада (рис. 5.4 б).
Представленные варианты схем диапазонных усилителей обладают
различным характером изменения коэффициента усиления и полосы пропускания при перестройке колебательного контура по диапазону.
а)
б)
Рис. 5.4. Схемы диапазонных избирательных усилителей
В случае индуктивной или автотрансформаторной связи контура с входом
следующей микросхемы (рис. 5.4 а) резонансный коэффициент усиления равен:
K0 =
Y21 ⋅ n
(
1 / ROE + n 2 / R BX
)
.
(5.19)
При анализе последнего соотношения возможны два случая. В первом
случае максимальное затухание ограничивается требованиями обеспечения
заданной полосы пропускания, что характерно для диапазона длинных и
средних волн. Именно здесь возникает проблема обеспечения заданной полосы пропускания на низшей частоте диапазона. Задача решается соответствующим подбором на низшей частоте диапазона коэффициента включения:
n=
RBX
( dЭ − d K ) =
ρ
RBX ( d Э − d K )
.
RЭ
dЭ
(5.20)
Следует иметь в виду, что современные микросхемы на длинных и
средних волнах работают практически безынерционно, что дает право
принять |Y21| = S0, RВХ = 1/g. Так как при настройке колебательного контура
переменным конденсатором его собственное затухание dK остается практически неизменным, перестройка усилителя с индуктивной связью по
диапазону вызывает значительное изменение полосы пропускания:
П0,7 = d Э f 0 = d K f0 + 2π n 2 f02 L ⋅ g ≈ 2π n 2 f02 L ⋅ g ,
116
(5.21)
а резонансный коэффициент усиления
K0 =
n ⋅ Y21 ω0 L
d K + n ⋅ ω0 L ⋅ g
2
≈
Y21
n⋅ g
(5.22)
остается практически постоянным.
Во втором случае минимальное затухание ограничивается конструктивными возможностями реализации колебательного контура с малыми
потерями, что характерно при работе на высоких частотах. Необходимый
коэффициент включения n рассчитывается на высшей рабочей частоте
диапазона, а эквивалентное затухание выбирается из условия
dЭ = (1,2÷1,5) dK. При таком выборе связи полоса пропускания
П ≈ d K f0
(5.32)
изменяется примерно пропорционально рабочей частоте, а не ее квадрату,
как в первом случае. Изменение резонансного коэффициента усиления определяется соотношением
n ⋅ Y21 ω0 L
K0 =
.
(5.24)
2
d K 1 + (ω0 L )
Схема с внутренней емкостной связью (рис. 5.4 б) отличается от предыдущей тем, что при перестройке колебательного контура конденсатором
переменной емкости CK меняется не только рабочая частота и резонансное
сопротивление ROE, но также и величина связи со следующим каскадом.
Наибольшая связь получается на низшей частоте поддиапазона (максимальная емкость переменного конденсатора CK MAX). Повышение рабочей частоты
за счет уменьшения емкости переменного конденсатора приводит к ослаблению связи с последующим каскадом, что снижает шунтирующее действие
его входного сопротивления и уменьшает вносимые в контур потери.
Сопротивление резистора RСВ (рис. 5.4 б), который оказывается
включенным параллельно конденсатору связи CСВ, должно превышать в
несколько раз входное сопротивление следующего каскада.
Эквивалентное затухание контура определяется следующим образом [7]:
d ЭK ≈ d K +
ω0СK RBX
1 + (ω0С∑ RBX )
2
,
(5.25)
где C∑ = C K + CCB + C BX .
Отсюда следует, что при перестройке колебательного контура конденсатором переменной емкости CK эквивалентное затухание меняется по
сложному закону.
117
Если выполняется условие
ω0 ( C K + CCB + C BX ) RBX >> 1 ,
то
dЭ ≈ d K +
1
.
ω03С∑ 2 LRBX
Полоса пропускания
П = d Э f0 = d K f0 +
1
( 2π ) f03C∑ 2 LRBX
3
(5.26)
изменяется по диапазону немонотонно, принимая на частоте
f01 =
1
2π
2
3
(5.27)
d K C∑2 LRBX
минимальное значение
П MIN
d K2
1
= 3
.
2 4C∑2 LRBX
(5.28)
Если этот минимум окажется в пределах рабочего поддиапазона, то,
приравнивая ПMIN к требуемой полосе пропускания ПТР, можно рассчитать
необходимую суммарную емкость связи
C∑ =
dK
(5.29)
3
2 ПТР
LRBX
4
и уточнить частоту, на которой полоса пропускания будет минимальной и
равной заданной величине
2 ПTP
.
f 01 =
π dK
На том поддиапазоне, в границы которого попадает частота f01, расчет связи со следующим каскадом нужно проводить используя выражение
(5.29). Для более низкочастотных поддиапазонов, у которых f01 > f0 MAX, необходимая суммарная емкость связи рассчитывается на высшей частоте
каждого из них:
C∑ =
1
ω03 LRBX
118
( dЭ − d K )
.
(5.30)
По этой же формуле ведется расчет и для высокочастотных поддиапазонов, у которых f01 < f0 MIN, но только на низшей рабочей частоте.
Резонансный коэффициент усиления диапазонного усилителя с внутренней емкостной связью из-за частотной зависимости коэффициента
включения n сильно меняется по диапазону [7]:
K0 =
Y21
ω0 ( CCB + CBX ) d K +
1
.
(5.31)
ω02 L ( CCB + CBX ) RBX
Проведенный анализ показывает, что внутренняя емкостная связь со
следующим каскадом в диапазонных усилителях целесообразна только на
тех поддиапазонах, где частота минимума полосы пропускания f01 выше
рабочего интервала частот или попадает в его пределы. В этом случае удается получить слабую зависимость полосы пропускания от изменения настройки и обеспечить высокую избирательность в пределах поддиапазона.
Если f01 оказывается ниже диапазона рабочих частот, то полоса пропускания в основном определяется собственным затуханием колебательного
контура dK, а неравномерность усиления по диапазону будет значительной.
119
Контрольные вопросы
1. Нарисовать рабочую схему резонансного усилителя на полевом
транзисторе (ПТ).
2. Нарисовать рабочую схему резонансного усилителя (РУ) на биполярном транзисторе (БТ) с частичным включением контура.
3. Нарисовать обобщенную эквивалентную схему резонансного усилителя и определить коэффициент усиления.
4. Перечислить условия получения максимума резонансного коэффициента усиления в резонансном усилителе.
5. Как влияет обратная связь (ОС) на свойства резонансных усилителей?
6. Определить условия устойчивой работы резонансного усилителя.
7. Указать способы повышения устойчивости РУ.
8. Нарисовать каскодные схемы ОЭ-ОЭ, ОЭ-ОБ, ОИ-ОЗ, ОИ-ОБ.
9. От чего зависит коэффициент шума резонансного усилителя с входной цепью?
10. Объяснить зависимость резонансного коэффициента усиления от
частоты в различных схемах РУ (автотрансформаторная связь,
трансформаторная связь).
11. Перечислить принципы построения УПЧ с распределенной и с сосредоточенной избирательностью. Достоинства и недостатки.
12. Указать способы формирования необходимых АЧХ в УПЧ с распределенной избирательностью.
13. Перечислить типы ФСС, применяемых в УПЧ, указать их особенности.
14. Объяснить особенности многокаскадных усилителей.
15. Перечислить способы перестройки резонансного усилителя в диапазоне частот.
16. Что является причиной нестабильности показателей резонансных
усилителей?
17. Где и почему выше стабильность показателей: в одноконтурных или
двухконтурных УПЧ.
120
6. РАСЧЕТ РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Если не предъявляются специальные требования к усилителю (например, снижение потребляемой мощности питания, снижение уровня
собственных шумов и т. п.), то целесообразно использовать типовой режим, указанный в справочной литературе.
Порядок расчета режима работы схемы с одним источником питания
(рис. 6.1) следующий:
1. Определяется изменение обратного тока коллектора:
0,1 T
−T
∆I KO = I KO ⋅ 2 ( MAX 0 ) ,
(6.1)
где IKO – обратный ток коллектора при температуре Т0 = 293 К.
2. Находится тепловое смещение напряжения базы:
∆U ЭБ = γ ( TMAX − TMIN ) .
(6.2)
Здесь γ = 1,8 мВ/К.
3. Рассчитывается необходимая стабильность коллекторного тока:
∆I K =
I K ( TMAX − TMIN )
T0
.
(6.3)
4. Вычисляется значение сопротивлений:
RЭ =
∆U Б + (10...20 )
∆I К
∆I KO
g11
,
RФ =
E П − U KЭ
− RЭ ,
IK
где UКЭ – напряжение на коллекторе в рабочей точке.
Если получится RФ ≤ 0, то следует увеличить EП.
R2 =
(10...20 ) EП
g11RЭ I K
,
R1 =
(10...20) EП
.
g11 ( EП − RЭ I К )
Рассчитываются значения емкостей конденсаторов
CЭ =
500
;
ω0 RЭ
CФ =
50
.
ω0 RЭ
Пример 6.1
Рассчитать элементы питания транзистора резонансного усилителя
(рис. 6.1) по следующим данным:
ЕП = 9 В; UКЭ = 5В; IК = 5 мА; IКБ0 = 2 мкА; f0 = 60 МГц;
g11 = 6 ·10-3 См, диапазон рабочих температур (–40…+60) °С.
121
1. Изменение обратного тока коллектора
0,1 T
−T
0,1 333− 293)
∆I KO = I KO ⋅ 2 ( MAX 0 ) = 2 ⋅ 2 (
= 32 мкА .
Рис. 6.1. Схема резонансного усилителя для расчета
2. Тепловое смещение напряжения на базе транзистора при γ = 1,8 мВ/К:
∆U ЭБ = γ (TMAX − TMIN ) = 1,8 ⋅ 10 −3 ( 333 − 223 ) = 0,18 В .
3. Допустимая нестабильность коллекторного тока:
∆I К =
I К (TMAX − TMIN )
T0
5 ⋅10−3 ( 333 − 233)
=
= 1,65 мА
293
4. Сопротивление в цепи эмиттера:
∆U ЭБ
∆I КБ 0
0,18
10 ⋅ 32 ⋅10−6
RЭ =
+ (10...20 )
=
+
= 150 Ом .
∆I К
∆I К g11 1,65 ⋅10−3 6 ⋅10−3 ⋅1,65 ⋅10−3
5. Сопротивление развязывающего фильтра:
RФ =
E П − U КЭ
9−5
− RЭ =
− 150 = 650 Ом .
−3
IК
5 ⋅10
6. Сопротивление делителя, обеспечивающего подачу прямого смещения на эмиттерный переход транзистора:
R1 =
(10...20 ) EП =
10 ⋅ 9
= 1, 25 кОм ;
g11 ( EП − RЭ I К ) 6 ⋅10−3 ( 9 − 150 ⋅ 5 ⋅10−3 )
R2 =
(10...20 ) EП
g11RЭ I К
=
10 ⋅ 9
6 ⋅10−3 ⋅150 ⋅ 5 ⋅10−3
= 11,5 кОм .
7. Емкость блокировочных конденсаторов:
C Б = CЭ =
500
500
=
= 5250 пФ .
ω0 RЭ 6, 28 ⋅ 60 ⋅106 ⋅150
122
8. Емкость конденсатора развязывающего фильтра:
CФ =
50
50
=
= 250 пФ .
ω0 RЭ 6, 28 ⋅ 60 ⋅ 106 ⋅ 650
Пример 6.2
Рассчитать элементы питания резонансного усилителя, выполненного по каскодной схеме (рис. 6.2) на биполярных транзисторах с параметрами:
ЕП = –12 В; UКЭ1 = UКЭ2 = 5 В; IК = 5 мА; IКБ0 = 2 мкА; f0= 60 МГц;
g11 = 6 мСм, диапазон рабочих температур (–40…+60) °С.
Рис. 6.2. Резонансный усилитель по каскодной схеме
1. Изменение обратного тока коллектора:
∆I КБО = I КБО ⋅ 2
2. Тепловое
при γ = 1,8 мВ/К:
0,2(TMAX −T0 )
смещение
0,1 333− 293)
= 2⋅2 (
= 32 мкА .
напряжения
на
базе
транзистора
∆U ЭБ = γ (TMAX − TMIN ) = 1,8 ⋅ 10−3 ( 333 − 223 ) = 0,18 В .
3. Нестабильность коллекторного тока:
∆I К =
I К (TMAX − TMIN )
T0
5 ⋅10−3 ( 333 − 233)
=
= 1,65 мА .
293
4. Сопротивление в цепи эмиттера:
∆U ЭБ (10...20 ) ∆I КБО
0,18
10 ⋅ 32 ⋅10−6
R3 =
+
=
+
= 170 Ом .
∆I К
∆I К g11
1,65 ⋅10−3 6 ⋅10−3 ⋅1,65 ⋅10−3
5. Сопротивление развязывающего фильтра:
RФ =
E П − U КЭ
12 − 2 ⋅ 5
− RЭ =
− 170 = 230 Ом .
−3
IК
5 ⋅10
123
6. Сопротивления:
2
10...20) EП
(
20 ⋅122
R0 =
=
= 40 кОм ;
( 2U КЭ + R3 I К ) R3I К g11 ( 2,5 + 170 ⋅ 5 ⋅10−3 )170 ⋅ 5 ⋅10−3 ⋅ 6 ⋅10−3
R0 ⋅ R3 ⋅ I К 40 ⋅103 ⋅170 ⋅ 5 ⋅10−3
R1 =
=
= 3 кОм ;
12
EП
R0 ⋅ U КЭ 40 ⋅103 ⋅ 5
R2 =
=
= 16 кОм ; R4 = R0 − R1 − R2 = 40 − 3 −16 = 21кОм .
EП
12
CФ =
500
500
=
= 580 пФ ,
ω0 ⋅ RСР 6, 28 ⋅ 60 ⋅ 106 ⋅ 230
C3 = С4 =
500
500
=
= 4350 пФ .
ω0 ⋅ RЭ 6, 28 ⋅ 60 ⋅106 ⋅170
Пример 6.3
Рассчитать резонансный усилитель (рис. 6.3) с коэффициентом усиления по мощности КМ = 30 дБ на средней частоте f = 465 кГц и полосой
пропускания П = 5 кГц с использованием транзистора, имеющего следующие параметры:
Y11 = 1000 мкСм, Y12 = 1 мкСм, Y22 = 34 мкСм, Y21 = 32000 мкСм,
С11 = 1000 пФ, С12 = 22 пФ, С22 = 83 пФ, СК = 35 пФ, |Y21| = 25 мСм,
g11 = 4800 мкСм, g12 = 50 мкСм, g22 = 214 мкСм, fГР = 600 кГц.
Рис. 6.3. Схема усилителя для расчета
1. Задаемся конструктивной добротностью контура QК = 150, принимаем С = 400 пФ и находим индуктивность контура
1
1
L= 2
=
= 290 мкГн
2
3
−
12
ω ПР С
6, 28 ⋅ 465 ⋅10
⋅ 400 ⋅10
(
)
124
и характеристическое сопротивление
L
290 ⋅10−6
ρ=
=
= 850 Ом .
−12
C
400 ⋅10
2. Определяем собственную проводимость контура
g=
1
1
=
= 7,8 мкСм .
ρ QК 850 ⋅150
3. Ориентировочно принимаем число каскадов усилителя, равным 2
(три резонансных контура, с учетом контура преобразователя частоты) и
находим полосу пропускания одного контура
П1 =
П
3
2 −1
=
5 ⋅103
3
2 −1
= 9,8 кГц .
4. Вычисляем эквивалентную проводимость контура
GОЭ
1
QЭ ρ
=
П1
9,8
=
≈ 25 мкСм .
f ПР ⋅ ρ 465 ⋅ 850
5. Учитывая, что проводимость нагрузки равна входной проводимости каскада, аналогичного рассчитываемому, определяем коэффициент
связи, соответствующий максимальному усилению (проводимостью, вносимой в контур цепью нейтрализации RN, CN, можно пренебречь).
m≈
GОЭ − g
GОЭ − g
25 − 7,8
=
=
= 0,042 ;
2gН
2 g11
2 ⋅ 4,8
n≈
GОЭ − g
25 − 7,8
=
≈ 0, 2 .
2gК
2 ⋅ 214
6. Если используется цепочка нейтрализации, то рассчитывается
CN
RN ≈
n 0,9 ⋅ 35 ⋅10 −12 ⋅ 0, 2
≈ 0,9C K =
= 150 пФ ;
m
0, 042
1.1 m
1,1 ⋅ 0.042
=
= 1750 Ом .
ω ГР CK n 2π ⋅ 600 ⋅103 ⋅ 35 ⋅10−12 ⋅ 0, 2
7. Определяем собственную емкость контура из условия
CK = C − m2CН − n2C2 − mnC12 ;
CK = 400 − 0,0422 ⋅ 1000 − 0,22 ⋅ 83 − 0,042 ⋅ 0,2 ⋅ 22 = 394 пФ .
125
Принимаем СК = 390 пФ. Точная настройка контура на частоту
f0 = 465 кГц осуществляется с помощью сердечника катушки индуктивности.
8. Рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада
K 01 = m ⋅ n ⋅ ρ ⋅ Q ⋅ Y21 = 0, 042 ⋅ 0, 2 ⋅ 850 ⋅ 150 ⋅ 25 ⋅ 10 −3 = 8, 4 .
9. Находим коэффициент усиления по мощности при gН = g11
2
K M 1 = K01
= 8, 42 = 70,56,
K M 1 = 18,5 дБ .
Следовательно, двухкаскадный усилитель будет иметь коэффициент
усиления по мощности
K M = 2 K M 1 = 37 дБ ,
что соответствует условию задания.
Пример 6.4
Рассчитать каскад резонансного усилителя (рис. 6.4) с двойным автотрансформаторным включением колебательного контура по следующим
исходным данным: fMIN = 150 кГц; fMAX = 408 кГц; ПТР = 9 кГц; d = 0,015; σ =
2; ЕK0 = –9 В; ЕK = –5 В; IК = 1 мА; ΔT = 30 °C.
Конденсатор переменной емкости имеет: СMIN = 10 пФ, СMAX = 365 пФ.
Собственная емкость катушки СКАТ = 20 пФ.
Транзистор следующего каскада такой же, что и в рассчитываемом
каскаде.
Параметры транзистора: g11 = 0,7 мСм; g22 =10 мкСм; rБ = 50 Ом;
α0 = 0,98; С11 = 160 пФ; С22 = 10 пФ; С12 = 7,5 пФ; IК0 = 10 мкА.
1. Определяем среднюю емкость подстроечного конденсатора по
формуле:
CMAX − K 2Д CMIN
CП =
− СKAT − m 2C1 − n 2C2 ,
2
K Д −1
полагая K Д = f MAX f MIN = 408 150 = 2,73 и m2C1 − n2C2 = 7 пФ ,
CП =
365 − 2,732 ⋅10
2,73 − 1
2
− 20 − 7 = 18 ,
выбираем конденсатор КПК- 1, имеющий СП MIN = 6 пФ; СП MAX = 25 пФ.
2. Максимальная эквивалентная емкость контура:
CЭ MAX = CMAX + C П + CKAT + m 2C1 + n 2C2 = 365 + 18 + 20 + 7 = 410 пФ .
126
Рис. 6.4. Схема резонансного усилителя с двойным
автотрансформаторным включением колебательного контура
3. Индуктивность контурной катушки:
L=
1
2
ωMIN
CЭ MAX
=
1
( 2π ⋅150 ⋅10 )
3 2
⋅ 410 ⋅10
= 2,8 мГн .
−12
4. Собственная проводимость колебательного контура для начала и
конца диапазона соответственно:
g150 =
d
d
0.015
=
=
= 5,7 мкСм ;
ρ 2π ⋅ f MIN L 2π ⋅150 ⋅103 ⋅ 2,8 ⋅10−3
g 408 =
d
d
0, 015
=
=
= 2,1 мкСм .
ρ 2π ⋅ f MAX L 2π ⋅ 408 ⋅103 ⋅ 2,8 ⋅10−3
5. Рассчитываем параметры элементов схемы питания. Принимая
URф=1 В, получим
R3 =
(
α 0 EK 0 − U Rф − EK
I K − I KO ⋅ 2
0,1∆T
)=
Выбираем R3 = 3 кОм.
R2 =
(σ − 1)
(E
KO
− U Rф
I KO − σ I KO ⋅ 20,1∆T
)=
0,98 ( 9 − 1 − 5 )
10
−3
− 10 ⋅10
−5
⋅2
0,1⋅30
( 2 − 1)( 9 − 1)
10−3 − 2 ⋅10−5 ⋅ 20,1⋅30
= 3,17 кОм .
= 9,5 кОм .
Выбираем R2 = 9,1 кОм.
R1 =
1,25 ⋅ R3 ⋅ R2 (σ −1)
α 0σ ⋅ R2 − (σ − 1)( R3 + R2 )
=
1,25 ⋅ 3 ⋅103 ⋅ 9,1⋅103 ( 2 −1)
(
0,98 ⋅ 2 ⋅ 9,1⋅10 − ( 2 − 1) 3 ⋅10 + 9,1⋅10
3
Принимаем R1 = 6.2 кОм.
127
3
3
)
= 5,95 кОм.
6. Находим
G1 = g 22 = 10 мкСм ; G2 = g11 +
1
1
1
1
+
= 7 ⋅10-4 +
+
= 1мСм .
3
3
R1 R2
9,1⋅10
6,2 ⋅10
7. Блокировочная емкость
С3 ≥
100
100
−9
3,
6
10
Ф.
≥
=
⋅
ωMIN ⋅ R3 2π ⋅1,5 ⋅103 ⋅ 3 ⋅103
Выбираем С3 = 0,036 мкФ.
8. Сопротивление
U Rф
RФ =
IК +
EKO − U Rф
=
R1 + R2
Принимаем RФ = 620 Ом.
1
= 650 Ом .
9 −1
−3
−3
10 +
⋅10
6, 2 + 9,1
9. Блокировочная емкость
Сф ≥
100
100
≥
= 180 ⋅10−9 Ф .
3
ωMIN ⋅ Rф 6, 28 ⋅150 ⋅10 ⋅ 620
Выбираем СФ = 0,22 мкФ.
10, Полагая монтажную емкость входа следующего каскада
СМ2= 5 пФ, определяем разделительную емкость из условий
C Р ≥ ( 20...50 ) C ВХ ≥ ( 20...50 ) 5 ⋅ 10 −12 = (100...200 ) ⋅ 10 −12 Ф .
СР ≥
50
ωMIN
g ВХ 2 ≥
50
ωMIN G2
≥
50 ⋅1 ⋅10−3
−8
≥
5,
4
⋅
10
Ф.
3
2π ⋅150 ⋅10
Принимаем СР = 0,056 мкФ.
11. Коэффициент устойчивого усиления на максимальной частоте при
КУ=0,9
К 0УСТ
2 KУ (1 − KУ ) Y21
2 ⋅ 0,9 (1 − 0,9 ) ⋅ 31 ⋅10−3
= 17 .
=
=
3
−12
ωMAX C12
2π ⋅ 408 ⋅10 ⋅ 7,5 ⋅10
12. Определяем вспомогательный коэффициент, необходимый для
обеспечения требуемой полосы пропускания ПТР:
ПТР
9 ⋅103
a=
−1 =
−1 = 3,
3
d ⋅ f MIN
0,015 ⋅150 ⋅10
128
которому соответствует полоса пропускания в конце диапазона:
П К = ПТР
(
К Д 1 + аК Д
1+ а
) = 9 ⋅103 ⋅ 2, 76 (1 + 3 ⋅ 2, 73) = 56, 6 ⋅103
1+ 3
Гц
и эквивалентное затухание
dЭ =
ПK
f MAX
=
56,6 ⋅103
408 ⋅10
3
= 0,138 .
13. Рассчитываем максимальный коэффициент усиления:
K 0 MAX
0,5 Y21 
d
=
1
−

G1G2  d Э

0,15 ⋅ 31 ⋅ 10−3
=

10 ⋅ 10−6 ⋅ 10−3
 0,015 
 1 − 0,138  = 138 .


Так как К0MAX > К0УСТ, то дальнейший расчет ведем на получение в
конце поддиапазона К0MAX = К0УСТ.
14. Определяем коэффициент усиления в начале диапазона:
K0 Н = K 0УСТ
(1 + аK Д ) = 17 1 + 3 ⋅ 2,73 = 14,35 .
K Д (1 + а )
2,73 (1 + 3)
15. На минимальной частоте поддиапазона находим вспомогательные
коэффициенты:
3

 ПТР

−6  9 ⋅ 10
N = 0,5 g150 
− 1  = 0,5 ⋅ 5, 7 ⋅10 
−
1
 = 8,54 мкСм ;
3

П
56,
6
⋅
10
 K



ПТР ⋅ g ⋅ K0 Н 9 ⋅103 ⋅ 5,7 ⋅10−6 ⋅14,35
M=
=
= 0,01053 .
3
3
П K Y21
56,6 ⋅10 ⋅ 31⋅10
16. Рассчитываем коэффициенты включения:
m=
=
8,54 ⋅10−6
10 ⋅10−6
−
N
G1
−
N2
G12
8,542 ⋅10−12
10−10
−
−
129
G2 2
M =
G1
10 ⋅10−4
10−5
( 0,01053)2
= 0,082
N
N 2 G1 2
−
−
n=
M =
G2
G2 2 G2
=
8,54 ⋅10−6
10−3
−
8,542 ⋅10−12
10−10
−
10−5
10
2
0,01053
(
)
−3
= 0,128
17. Проверяем правильность расчетов, для чего находим
 m 2G1 n 2G2 
 0,0822 ⋅10−5 0,1282 ⋅10−3 
d Э150 = d 1 +
+
+
= 0,06 ;
 = 0,0151 +
−6
−6 

g
g
5,7 ⋅10
5,7 ⋅10




отсюда
 0, 082 2 ⋅10 −5 0,1282 ⋅10−3 
+
= 0,138 ,
d Э 408 = 0, 015  1 +
−6
−6 

2,1 ⋅10
2,1 ⋅10


ПTP = d Э f MIN = 0,06 ⋅150 ⋅103 = 9 ⋅103 Гц .
18. Находим резонансные коэффициенты усиления в начале и в конце поддиапазона:
m ⋅ n ⋅ Y21
m ⋅ n ⋅ Y21
=
=
KO150 =
gэ
g + m2G1 + n 2G2
=
0,082 ⋅ 0,128 ⋅ 31 ⋅10−3
5,7 ⋅10−6 + 0, 0822 ⋅10−5 + 0,1282 ⋅10−3
KO 408 =
= 14, 4;
0,082 ⋅ 0,128 ⋅ 31⋅10−3
2,1 ⋅10
−6
+ 0,082 ⋅10
2
−5
+ 0,128 ⋅10
2
−3
= 17, 2 ,
которые достаточно близки к К0УСТ.
Пример 6.5
Определить параметры резонансного усилителя (рис. 6.5), обеспечивающего наибольшее усиление на частоте f0 = 465 кГц при ЕП = 9В. Исходные данные:
– ток коллектора IК = 7 мА; напряжение на коллекторе UК = 5 В;
Y21 = 30 мСм; g11 = 0,8 мСм; g22 =10 мкСм; С12 = 6 пФ;
– коэффициент усиления транзистора по току в схеме с ОБ – α0 = 0,94;
– обратный ток коллектора в рабочей точке IК0 = 15 мкА;
– полоса пропускания усилителя 9 кГц;
– изменение температуры ΔT = 30 °C;
– коэффициент стабильности коллекторного тока σ = 3;
130
– собственное затухание контура d = 0,01.
Нагрузкой каскада служит вход второго резонансного усилителя, собранного по аналогичной схеме. Емкость контура С = 500 пФ.
Рис. 6.5. Резонансный усилитель на f0= 465 кГц
1. Полагая коэффициент устойчивости KУСТ = 0,8, рассчитаем устойчивый резонансный коэффициент усиления:
K0УСТ = 2 KУ (1 − KУ )
=
Y21
Y
= 2 KУ (1 − KУ ) 21 =
Y12
ω0C12
2 ⋅ 0,8 (1 − 0,8 ) ⋅ 30 ⋅10−3
2π ⋅ 465 ⋅103 ⋅ 6 ⋅10−12
= 22,3.
2. Определяем параметры элементов схемы питания, принимая напряжение на сопротивлении RФ равным URф = 1,35 В.
RЭ =
(
α 0 ЕП − U Rф − U K
I K − I KO ⋅ 2
0,1∆T
)=
0,94 ( 9 − 1,35 − 5 )
10
−3
− 15 ⋅10
−6
⋅2
0,1⋅30
= 2840 Ом .
По шкале номинальных сопротивлений резисторов выбираем
RЭ=2,7 кОм.
R2 =
(σ − 1)
(E
KO
− U Rф
I K − σ I KO ⋅ 2
0,1∆T
)=
10
−3
( 3 − 1)( 9 − 1,35)
− 3 ⋅15 ⋅10
−6
⋅2
0,1⋅30
= 12 кОм ;
1,25RЭ R2 (σ −1)
1,25 ⋅ 2,7 ⋅103 ⋅12 ⋅103 ⋅ (3 −1)
R1 =
=
= 15кОм.
α 0σ R2 − (σ −1) ( RЭ + R2 ) 0,94 ⋅ 3⋅12 ⋅103 − (3 −1) 2,7 ⋅103 +12 ⋅103
(
)
3. Вычисляем эквивалентное затухание колебательного контура
П
9 ⋅103
dЭ =
=
= 0,0194 .
f0 465 ⋅103
131
4. Находим проводимость цепи питания базы транзистора следующего каскада:
1
1
1
1
g2 =
+
=
+
= 1,5 ⋅10 −4 См .
3
3
R1 R2 15 ⋅10 12 ⋅10
5. Вычисляем проводимость нагрузки:
g Н = g 2 + g ВХ 2 = g 2 + g11 = 1,5 ⋅10−4 + 0,8 ⋅10−3 = 0,95 ⋅10−3 См .
6. Рассчитываем максимальный резонансный коэффициент усиления:

d
1
−

 dЭ
0,5 ⋅ Y21
=
g 22 g Н
K0 MAX

0,5 ⋅ 30 ⋅10−3
=

10 ⋅10−6 ⋅ 0,95 ⋅10−3
0,01 

1
−
 0,0194  = 107 .


Так как K0УСТ < K0MAX, то дальнейший расчет следует вести на получение неравенства K0 < K0УСТ.
7. Определяем активную резонансную проводимость контура:
g=
d
= d ωC = 0,01 ⋅ 6, 25 ⋅ 465 ⋅103 ⋅ 500 ⋅10−12 = 14,6 ⋅10−6 См .
ρ
8. Рассчитываем необходимые коэффициенты включения:
m=
N
g 22
N2
g
− Н M2 ;
g 22
n=
П

N = 0,5G  ТР − 1 ;
 ПК

M=
±
g 22 2
N
m
gН
N2
2
gН
−
g 22 2
M ;
gН
ПТР gK 0УСТ
.
П К Y21
Так как конструктивная полоса пропускания:
П К = d ⋅ f 0 = 0,01 ⋅ 465 = 4,65 кГц ,
а требуемая полоса пропускания ПТР = 9 кГц, то получаем
9 ⋅14,6 ⋅10−6 ⋅ 22,3
9

−6
= 0,021 .
N = 0,5 ⋅14,6 ⋅10 
−1 = 6,828 ⋅10 См , M =
−3
4,65
4,65 ⋅ 30 ⋅10


−6 
Тогда
m=
6,828 ⋅10−6
10 ⋅10
−6
±
(6,828 ⋅10−6 )2
100 ⋅10
−12
132
−
0,95 ⋅10−3
10 ⋅10
−6
( 0,021)2
= 0,17 ;
n=
6,828 ⋅10−6
0,95 ⋅10−3
m
(6,828 ⋅10−6 ) 2
0,95 ⋅10 −6
−
10 ⋅10−3
0,95 ⋅10
2
0,021
(
)
−6
= 0,119 .
9. Проверяем правильность найденных значений m и n с точки зрения
обеспечения требуемых значений коэффициента усиления и эквивалентного затухания:
m ⋅ n ⋅Y21
0,17 ⋅ 0,119 ⋅ 30 ⋅10−3
K0 = 2
=
= 21,5,
m g 22 + g + n 2 g Н 0,17 2 ⋅10 ⋅10−6 + 14,6 ⋅10−6 + 0,1192 ⋅ 0,95 ⋅10−3
−6
−3


2 g22
2 gН 
2 10 ⋅10
2 0,95⋅10 
dЭ = d 1+ m
+n
+ 0,119
= 0,0196.
 = 0,011+ 0,17
−6
−6 
g
g
14,6
10
14,6
10
⋅
⋅




Таким образом, точность расчета коэффициентов включения достаточна.
10. Рассчитываем емкость конденсаторов С1 и С2.
C2
CC
Так как n =
и C = 1 2 , то получаем
C1 + C2
C1 + C2
C1 =
C
500
C
500
=
= 4210 пФ , C2 =
=
= 567 пФ .
n 0,119
1 − n 1 − 0,119
Пример 6.6
Резонансный усилитель собран на биполярном транзисторе (рис. 6.4)
по схеме с общим эмиттером. Коэффициенты включения транзистора и нагрузки в контур соответственно равны m = 0,2 и n = 0,6. Контур с собственным сопротивлением потерь rК = 10 Ом и затуханием dК = 0,01 настроен на
резонансную частоту. Эквивалентная емкость контура С =50 пФ. Параметры транзистора: Y21 = 36 мА/В; g11 = 1 мСм; g22 = 10 мкСм; С12 = 6 пФ.
Определить максимальный резонансный коэффициент усиления и
проверить на устойчивость. Усилитель нагружен на идентичный каскад.
1. Определяем характеристическое сопротивление контура:
r
10
ρ = QrK = K =
= 1 кОм = 1000 Ом .
d K 0, 01
2. По заданной эквивалентной емкости рассчитываем индуктивность
контура
LK = ρ 2 C K = (1000 ) ⋅ 50 ⋅10−12 = 106 ⋅ 50 ⋅10−12 = 50 ⋅10−6 Гн =50 мкГн .
2
133
3. Находим резонансную частоту:
f0 =
1
1
=
= 3,18 МГц .
2π LK C 2π 50 ⋅10−6 ⋅ 50 ⋅10−12
4. Рассчитываем собственную проводимость контура:
gК =
d
1
0,01
= К =
= 10 мкСм .
Qρ
ρ 1000
5. Определяем эквивалентную резонансную проводимость контура:
GОЭ = m 2 g 22 + g К + n 2 g Н =
= ( 0, 2 ) ⋅10 ⋅10
2
−6
+ 10 ⋅ 10
−6
+ ( 0, 6 ) ⋅1 ⋅10
2
−3
= 0,37 мСм.
.
6. Находим резонансный коэффициент усиления:
mn Y21 0, 2 ⋅ 0,6 ⋅ 36 ⋅10−3
=
10,87 .
K0 =
−3
GOЭ
0,37 ⋅10
7. Вычисляя проводимость внутренней обратной связи транзистора
g12 = 2π ⋅ f 0 ⋅ C12 = 2π ⋅ 3,18 ⋅106 ⋅ 6 ⋅10−12 = 119,8 мкСм ,
получим устойчивый резонансный коэффициент усиления:
K0УСТ = 0, 45
Y21
36 ⋅10−3
= 0, 45
= 8.
−6
g12
119,8 ⋅10
Так как K0 < K0УСТ, то необходимы меры по повышению устойчивости резонансного усилителя.
134
7. ОСОБЕННОСТИ ПРЕСЕЛЕКТОРОВ
Один из основных функциональных блоков РПУ – главный тракт
приема (ГТП), осуществляющий предварительную селекцию, усиление и
преобразование принятого сигнала.
Часть радиоприёмного устройства между антенной и первым смесителем называется преселектором и состоит, как правило, из входного устройства, аттенюатора и усилителя высоких частот.
Правильный выбор схемы преселектора во многом определяет такие
важные характеристики РПУ, как чувствительность и избирательность. Известно, что на чувствительность приёмника влияет коэффициент шума ШПР,
который зависит от коэффициента шума и коэффициентов передачи отдельных каскадов РПУ. Следует обратить внимание на то, что наибольшее
влияние на ШПР оказывает коэффициент шума входной цепи и УВЧ. Поэтому от правильного выбора каскадов преселектора с точки зрения шумов
и усиления во многом зависит чувствительность всего РПУ. Для получения
минимального ШПР необходимо в преселекторе использовать малошумящие активные элементы.
Преселектор должен обеспечить высокую линейность его амплитудной
характеристики. Можно выделить три основных направления борьбы с нелинейными эффектами. Первый заключается в применении высокоэффективных
избирательных цепей до первого усилительного элемента. Второй сводится к
обеспечению минимального усиления каскадов до фильтра основной селекции. С этой точки зрения усиление сигнала в преселекторе должно быть минимальным, но при этом возрастает влияние шумов последующих каскадов на
общие шумы приёмника что, в конечном счете, снижает его чувствительность.
Третий путь, дополняющий первые два, состоит в применении в УВЧ преселектора всех возможных способов снижения нелинейных эффектов.
Для современных профессиональных РПУ характерно использование
аттенюатора, включенного, как правило, между антенной и УВЧ приёмника
(рис. 7.1, 7.2). Снижением уровня входного сигнала на (30÷40) дБ удаётся с
помощью аттенюатора существенно расширить динамический диапазон
РПУ при приёме сильных сигналов. При этом динамический диапазон расширяется за счёт снижения чувствительности РПУ.
Схемные решения аттенюаторов разнообразны. Так на рисунке 7.1
показан аттенюатор, состоящий из комбинаций реле и резисторов и работающий следующим образом: при подаче управляющего сигнала на вход
0 дБ срабатывает реле Р3, контакт К3 замыкается и сигнал от антенны к
входной цепи проходит без ослабления. С приходом управляющего сигнала
на вход 20 дБ срабатывают реле Рl и Р4, замыкаются контакты Kl и К4 и сигнал от антенны ослабляется пассивным четырёхполюсником (Rl, R2, R3). Если управляющий сигнал подаётся на вход 40 дБ, то срабатывают реле Р2 и
135
Р5, замыкаются контакты К2 и К5, что приводит к ослаблению сигнала четырёхполюсником, состоящим из резисторов R4, R5, R6.
Рис. 7.1. Схема аттенюатора на пассивных элементах
На рисунке 7.2 показана схема аттенюатора в виде двойного Т-моста
на pin-диодах Dl–D5. Особенность данного аттенюатора заключается в постоянстве входного и выходного сопротивлений. С этой целью используется перераспределение токов в выводах аттенюатора при неизменной сумме
коллекторных токов транзисторов.
Подобные аттенюаторы позволяют получить ослабление интермодуляционных искажений до 85 дБ при действии двух сигналов с уровнем 1 В.
В профессиональных РПУ находит применение другой вариант построения
аттенюатора с pin -диодами (рис. 7.3).
Здесь диодами управляет транзистор Т1 при изменении смещения на
его базе с помощью резистора Rl. При нулевом напряжении регулировки
диоды Dl и D2 закрыты, D3 открыт и затухание аттенюатора минимально
(около 1,5 дБ). При минимальном напряжении регулировки Dl и D2 открыты, а D3 закрыт и затухание аттенюатора велико (до 45 дБ). Незначительные
изменения в схеме позволяют управлять затуханием аттенюатора от цепи
АРУ приёмника. Для уменьшения нелинейных эффектов между антенной и
первым усилительным элементом часто включается в перестраиваемом
преселекторе двухконтурный полосовой фильтр, обеспечивающий значительное затухание при расстройке на 10 %. Ещё одну резонансную цепь
(одиночный контур или полосовой фильтр) обычно располагают непосредственно перед первым смесителем. Такое построение преселектора позволяет повысить реальную селективность РПУ и уменьшить просачивание в
антенну напряжения с частотой гетеродина.
136
Рис. 7.2. Схема аттенюатора в виде двойного Т-моста на pin-диодах
Рис. 7.3. Схема аттенюатора на pin-диодах
Существует несколько вариантов построения главного тракта приёма,
среди которых можно выделить следующие. Схема с перестраиваемым
трактом первой промежуточной частоты (ПЧ) содержит преселектор, включающий в себя входной фильтр и каскады УВЧ, перестраиваемые при настройке РПУ на различные частоты. При этом резонансные цепи преселектора выбираются из условия обеспечения заданной избирательности по зеркальному каналу по первой ПЧ. Так как частота первого гетеродина (fГ1)
137
скачком меняется при переключении поддиапазонов (обычно через 1 или
2 МГц) и остаётся постоянной в пределах поддиапазона, то первая ПЧ
плавно меняется в одинаковых пределах при перестройке во всех поддиапазонах. Частота второго гетеродина (fГ2) изменяется так, чтобы обеспечивалось постоянство второй ПЧ. Недостаток такого варианта построения заключается в необходимости сопряженной перестройки преселектора, усилителя первой промежуточной частоты (УПЧ1) и второго гетеродина. Кроме сложности в реализации, такой вариант имеет большое время перестройки РПУ и затрудняет автоматизацию управления приёмником. Из-за изменения характеристик тракта первой ПЧ при перестройке меняются и показатели РПУ.
Второй вариант предполагает наличие широкополосного тракта первой ПЧ, когда усилитель первой ПЧ не перестраивается при изменении частоты настройки УВЧ. Ширина полосы пропускания УПЧ1 в этом случае
должна быть равной ширине поддиапазона (примерно (1÷2) МГц). Как правило, первая ПЧ выбирается выше диапазона принимаемых частот.
Для устранения зеркального канала по второй ПЧ при широкой полосе пропускания УПЧ1 необходимо брать высокую вторую ПЧ. Однако при
этом для обеспечения хорошей фильтрации соседнего канала возникает необходимость в третьем преобразовании частоты.
При широкополосном УПЧ1 резко возрастают требования к линейности тракта усиления и селективности преселектора. Преселектор при такой
схеме построения главного тракта приёма может быть как перестраиваемым, так и неперестраиваемым. В неперестраиваемом преселекторе диапазон принимаемых частот перекрывается неперестраиваемыми фильтрами с
запасом по взаимному перекрытию. По такой схеме построены английские
приёмники Н 2900 Hydvus фирмы «Маркони», PVR 800 фирмы «Плесси»,
RA 1218, RA 1220 фирмы «Ракои» и др.
В третьем варианте построения главного тракта приёма при перестройке приёмника по всем диапазонам частот первая и вторая ПЧ остаются
постоянными. Это стало возможным благодаря использованию современных высокостабильных синтезаторов частоты, а также кварцевых и керамических фильтров с высокой крутизной скатов амплитудно-частотных характеристик и с малым уровнем побочных каналов.
Известно, что для увеличения избирательности РПУ основную селекцию необходимо осуществлять ближе к входу приёмника. При постоянной
первой ПЧ основную избирательность можно обеспечить уже в УПЧ1, используя современные высокочастотные кварцевые и монолитные фильтры,
полоса пропускания которых выбирается исходя из ширины спектра принимаемого сигнала с учётом нестабильности частот несущей сигнала и гетеродина. Так как основная избирательность обеспечивается в УПЧ1, то задача тракта второй ПЧ – усилить принятый сигнал, что можно сделать с
138
помощью обычных апериодических усилителей с соответствующей дополнительной низкочастотной фильтрацией.
Для приёма различных видов сигнала необходимо иметь в тракте первой ПЧ либо фильтры с переменной полосой пропускания, либо сменные
фильтры на определённую полосу пропускания в соответствии с видами
принимаемых сигналов.
В некоторых РПУ кварцевый фильтр в тракте первой ПЧ обеспечивает предварительную селекцию, его полоса пропускания выбирается по самому широкополосному принимаемому сигналу. Окончательная фильтрация обеспечивается с помощью сменных фильтров в тракте второй ПЧ.
Преселектор главного тракта приёма с постоянными значениями первой и
второй ПЧ может быть как перестраиваемым, так и фильтровым. По такому
варианту построен, например, главный тракт профессиональных РПУ
Ek070 фирмы «Роде и Шварц», Е 1500 фирмы «АЗГ–Телефункен», RO 153
фирмы «Филипс».
Применение высокоизбирательных преселекторов обеспечивает совместно с селективными элементами последующих каскадов высокие технические параметры [31], представленные в таблице 7.1
Диапазон
частот, МГц
1,5–30
3,0–30
Отстройка помехи
от частоты настройки
±%
± кГц
5
15
20
10
-
Таблица 7.1
Уровень блокирующей
помехи, дБ мкВ, не менее
130
150
100
150
Для обеспечения малых интермодуляционных искажений и ослабления
эффекта блокирования необходимо усиление во входном тракте приёмника
не более 20 дБ [28]. С этой целью удобно использовать в преселекторе усилитель на одном биполярном транзисторе по схеме с общим эмиттером
(рис. 7.4), включенном в микросборку приёмника (МП) между двумя ПАВфильтрами (рис. 7.5).
УВЧ имеет полосу пропускания (1,5÷7) %. МП УВЧ на частотах 157 и
165 МГц обеспечивает усиление около 20 дБ, полосу пропускания 2 и 11 МГц,
подавление 80 дБ при отстройке ±25 МГц от центральной частоты [28].
Усилитель должен иметь активное входное сопротивление, близкое к
50 Ом, а выходное – (100÷200) Ом, что достигается выбором обратной связи
(R2) и нагрузки (R3). В этом случае согласование усилителя с антенной и входом смесителя легко обеспечивается через соответствующие ПАВ-фильтры
(Z1 и Z2) (рис. 7.5).
Разработанные МП содержат транзистор типа 2Т3132 с граничной
частотой 7,5 ГГц, ёмкостью коллекторного перехода 0,7 пФ и имеют ма139
лый коэффициент шума, большое усиление при небольших токах коллектора (0,5÷3) мА. Получается усиление (15÷20) дБ с малой крутизной фазовой характеристики в диапазоне частот до 800 МГц при коэффициенте
шума 1 дБ. Ток потребления составляет (1÷3) мА при напряжении питания
5 В. Первый ПАВ-фильтр с нагрузкой 50 Ом имеет вносимые потери
1,3 дБ, пульсации в полосе пропускания 0,1 дБ, полосу пропускания по
уровню 1 дБ около 2 МГц на частоте 157 МГц, затухание в полосе задерживания более 50 дБ при отстройке ±21 МГц.
Второй ПАВ-фильтр выполняется высокоомным (300 Ом) с параметрами: вносимые потери 2 дБ; полоса пропускания по уровню 2 дБ –
5,4 МГц; пульсации в полосе пропускания 0,5 дБ; затухание в полосе задерживания более 40 дБ при отстройке ±25 МГц. Размер фильтра
3,8*3,8*0,7 мм.
Рис. 7.4. – Схема усилителя
Рис. 7.5. – Структурная схема
Для широкополосного варианта МП с УВЧ (полоса пропускания 8%)
на частоте 165 МГц ПАВ-фильтр (размер 3,8*3,8*0,7 мм) имеет: RВХ и
RВЫХ ≈ 75 Ом; вносимые потери (1,8÷2) дБ; полоса пропускания по уровню
3 дБ – 11 МГц; пульсации в полосе пропускания 0,5 дБ; затухание в полосе
задерживания (35÷40) дБ при отстройке ±25 МГц.
Разработанные гибридные ПАВ-микросборки с УВЧ для поверхностного монтажа с полосой пропускания (1,5÷7) % для мобильных радиостанций диапазона (136÷174) МГц имеют [28]: усиление 20 дБ; подавление
в полосе задерживания выше 80 дБ при малой потребляемой мощности,
высокой линейности и малых габаритах (16,7*7,3*2,6) мм.
Изменение сопротивления R3 усилителя высокой частоты (рис. 7.4)
даёт возможность получать различные значения интермодуляционной избирательности (табл. 7.2).
Один из важнейших вопросов для построения главного тракта приема –
выбор промежуточной частоты (ПЧ). При выборе промежуточной частоты
необходимо учитывать следующее: промежуточная частота должна находиться вне диапазона принимаемых частот; она не должна совпадать с частотами мощных станций; для обеспечения более высокой избирательности по
140
зеркальному каналу ПЧ выбирается как можно выше, а для обеспечения высокой избирательности по соседнему каналу - как можно ниже; целесообразно выбирать принятые стандартные значения промежуточной частоты.
Полоса пропускания по
f0 ,
уровню 2 дБ,
МГц
МГц
157
2.1
157
2.1
157
2.1
Интермодуляционная
избирательность,
дБ мкВ
68
75
86
Напряжение
питания,
В
5
5
5
Таблица 7.2
Ток
потребления,
мА
2
5
15
Выбор ПЧ во многом определяет сложность гетеродина. При использовании высокой первой ПЧ (например, (60÷80) МГц) коэффициент перекрытия диапазона частот гетеродина получается достаточно малым, что позволяет исключить переключение поддиапазонов гетеродина. От выбора ПЧ
зависит частотный шаг гетеродина, определяющий сложность его конструкции.
Наибольший интерес представляет выбор первой промежуточной частоты. Здесь возможны два основных варианта: fПР1 < fMIN и fПР1 > fMAX, где
fMIN и fMAX – крайние частоты заданного диапазона. Выбор высокой ПЧ1
позволяет: уменьшить уровень помех в паразитных каналах приема (по ПЧ,
зеркальному и комбинационным каналам); устранить неопределенность при
настройке, так как частота зеркального канала лежит далеко за пределами
диапазона настройки цепей преселектора; обеспечить малое просачивание
напряжения с частотой гетеродина в цепь антенны РПУ; уменьшить массу и
габариты избирательных цепей. Недостатки выбора высокой ПЧ сводятся к
следующему: затрудняется сопряжение настройки контуров гетеродина и
преселектора; повышается уровень собственных шумов гетеродина.
При выборе низкой промежуточной частоты (fПР < fMIN) упрощается
задача обеспечения высокой избирательности по соседнему каналу; уменьшаются шумы гетеродина и легче обеспечивается требуемая стабильность
частоты гетеродина.
В современных профессиональных РПУ декаметрового диапазона
первая ПЧ выбирается обычно выше или равной (35÷40) МГц. Кроме уже
отмеченных преимуществ, при таком выборе fПР1 можно осуществить основную избирательность уже в тракте первой ПЧ, используя для этого
кварцевые или пьезокерамические фильтры.
Для примера в таблице 7.3 приведены значения промежуточных частот некоторых профессиональных РПУ зарубежных и отечественных фирм.
141
РПУ
RO 150
ML 1000
Эддистон 95817
Е 1500
ZOMl
Е 403
RA 1218
RA 1772
RO 153
CR 300
R 1000
Н 2540
PR 2250
WJ 8888
ЕК 070
Призма
Бригантина
fПР1, МГц
71,6
1,378
1,235–1,335
42,2
2
73,03
39,35–40,65
35,4
71,4
139,3
38
68,6
65
82,805
81,4
37,8 или 42,8
65,128
fПР2, МГц
1,6
0,078
0,25
0,2
0,1
0,3
2–3
1,4
1,4
10,7
1,4
1,4
1,4
10,7
1,4
12,8
0,128
Таблица 7.3
fПР3, кГц
–
–
100
–
–
–
1600
–
–
200
–
–
–
455
–
128
–
Контрольные вопросы
Чем определяется выбор преселектора?
Какие параметры должен обеспечивать преселектор?
С какой целью используется аттенюатор?
Поясните основные варианты построения ГТП. В чем заключаются
их особенности?
5. Чем определяется избирательность РПУ? Укажите основные способы
повышения избирательности.
6. Чем определяется выбор величины промежуточной частоты?
7. Укажите преимущества и недостатки различных вариантов выбора
промежуточной частоты.
1.
2.
3.
4.
142
8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Преобразователями (или смесителями) частоты (ПрЧ) называют устройство, осуществляющее линейный перенос спектра входного сигнала на
промежуточную частоту. Линейность характера преобразования частоты
заключается в том, что при его осуществлении вид и параметры модуляции преобразуемого сигнала остаются неизменными (рис. 8.1)
Рис. 8.1. Принцип работы ПрЧ
Выбор типа и числа преобразователей частоты определяется следующими основными соображениями. Для уменьшения числа побочных
каналов приема и для упрощения РПУ количество преобразований должно
быть минимальным. Каждое преобразование частоты должно быть линейным по сигналу, так как нарушение этого условия приводит к искажениям
сигнала и увеличению числа побочных каналов. Для увеличения чувствительности РПУ преобразователь частоты (особенно первый) должен иметь
по возможности большой коэффициент передачи по мощности и малый
коэффициент шума. Повышение реальной избирательности РПУ и уменьшение уровня помех в побочных каналах приема достигается включением
на входе и выходе преобразователя частоты высокоселективных фильтров.
По принципу преобразования частоты схемы ПрЧ можно разделить
на две группы. Первая из них включает в себя схемы, реализующие нелинейные свойства преобразовательного элемента, а вторая – схемы, в которых преобразовательный элемент рассматривается в виде линейной цепи с
переменными параметрами.
К первой группе следует отнести те схемы, у которых процесс преобразования частоты есть результат воздействия суммы напряжений сигнала и гетеродина на нелинейную цепь. В результате в нагрузке преобразовательного элемента возникает бесконечное множество колебаний, одно
из которых (обычно fГ – fC или fГ ± fC) выделяется с помощью фильтрующей
системы. В качестве нелинейных элементов применяются полупроводни143
ковые диоды, биполярные и полевые транзисторы, электронные лампы
различных видов. Диапазон рабочих частот этого вида ПрЧ охватывает
весь диапазон радиочастот.
Вторая группа включает в себя многочисленный класс ПрЧ на различных электронных приборах как полупроводниковых, так и вакуумных.
Преобразовательный элемент этого класса ПрЧ в качестве переменного
параметра может иметь коэффициент передачи (крутизну), реактивный
параметр (емкость или индуктивность) и активное сопротивление.
Преобразователи частоты первого вида выполняют функцию математической операции перемножения двух напряжений, одно из которых –
принятый сигнал:
(8.1)
uC = U C cos(ωC t + ϕC ) ,
а другое – напряжение вспомогательного генератора (гетеродина):
u Г = U Г cos ω Г t .
(8.2)
В результате перемножений сигнала и гетеродина появляются комбинированные составляющие частот:
U CU Г = 0,5 ⋅ U CU Г cos[(ω Г ± ωC )t ± ϕC ] .
(8.3)
Фильтр, включенный на выходе преобразователя частоты, выделяет
нужную промежуточную частоту ωПР и формирует напряжение промежуточной частоты:
uПР = U ПР cos(ωПРt + ϕ ПР ) .
(8.4)
Сигнал на выходе смесителя должен быть малым, чтобы нелинейность его характеристики не приводила к заметным искажениям принимаемого сигнала. Напряжение гетеродина выбирается во много раз больше
напряжения сигнала, поэтому проводимость смесителя меняется по закону
изменения напряжения гетеродина (рис. 8.2).
Рис. 8.2. Принцип работы смесителя
144
Данную проводимость можно представить в виде ряда Фурье:
(0)
g 21 (t ) = G21
+
∞
(k )
cos kω Г t ,
∑ G21
(8.5)
k =1
(k )
где G 21
– амплитуда k-й гармоники проводимости нелинейного элемента;
(0 )
– постоянная составляющая проводимости.
G 21
Ток на выходе смесителя равен:
∞
(0)
(к )
i = g21(t )uС = G21 UС cos(ωС t + ϕС ) + 0,5 ∑ G21 UС cos[(kωГ ± ωС )t ± ϕС ] .
(8.6)
k =1
Анализ последнего выражения показывает, что комбинационные составляющие kωПР ± ωС появляются вследствие изменения проводимости
нелинейного элемента (НЭ) при воздействии напряжения гетеродина. Они
имеют такую же структуру, как исходный сигнал. Постоянная составляю(0) не дает преобразования частоты. Аналогичные рещая проводимости G 21
зультаты получаются при изменении емкости смесителя под действием
напряжения гетеродина.
8.1 Теория преобразования на невзаимном электронном приборе
Обобщенная эквивалентная схема ПрЧ, состоящего из нелинейного
элемента (НЭ) – смесителя, фильтра промежуточной частоты (ФПЧ) и гетеродина (Г), приведена на рисунке 8.3.
Рис. 8.3. Обобщенная эквивалентная схема ПрЧ
Смеситель можно представить шестиполюсником, на который подается
напряжение преобразуемого сигнала UC и гетеродина UГ, а на выходе выде145
ляется напряжение промежуточной частоты UПР . В дальнейшем НЭ с гетеродином будем называть преобразующим элементом (ПЭ).
Так как напряжения сигнала и промежуточной частоты гораздо
меньше напряжения гетеродина, то можно полагать, что проводимость НЭ
меняется только под действием напряжения гетеродина. Это позволяет
применять для анализа ПрЧ простой метод теории нелинейных цепей: токи
в цепях смесителя как функции подводимых напряжений можно представить в виде разложений в ряд Тейлора по степенями малых напряжений с
отбрасыванием членов ряда с высокими степенями.
Представим входной и выходной токи ПЭ в виде функций
i1 = f1 (U Г ,U С ,U ПР ),
i2 = f 2 (U Г , U С , U ПР ),
(8.7)
которые определяются статическими характеристиками смесителя и режимом его работы.
Для вывода уравнения прямого преобразования представим ток i2 на
выходе смесителя в виде ряда Тейлора по степеням малых UC и UПР и ограничимся членами разложения не выше первого порядка:
∂f (U )
∂f (U )
i2 = f 2 (U Г , U С , U ПР ) = f 2 (U Г ) + 2 Г U С + 2 Г U ПР + ...
∂U Г
∂U ПР
(8.8)
Здесь первое слагаемое представляет составляющую тока смесителя
при действии напряжения гетеродина i2Г = f2( UГ). Данный ток не содержит
комбинационных составляющих, а только компоненты с частотой гетеродина и его гармоник.
Производная
∂f 2 (U Г )
= g 21 является дифференциальной проводимо∂U С
стью (крутизной) прямого действия ПрЧ для напряжения сигнала.
Производная
∂f 2 (U Г )
= g 22 является дифференциальной выходной
∂U ПР
проводимостью преобразователя, которую также можно представить рядом Фурье:
(0)
g 22 = G22 +
∞
(k )
cos kω Г t ,
∑ G22
(8.9)
k =1
(0)
где G22
– постоянная составляющая выходной проводимости смесителя
(среднее значение g22 за период гетеродинного напряжения);
(k )
G22 – амплитуда k-й гармоники выходной проводимости.
С учетом принятых обозначений (8.8):
i2 = i2 Г + g 21U С + g 22U ПР .
146
(8.10)
Подставляя (8.1), (8.4), (8.5) и (8.9) в (8.10) и заменяя произведения
косинусов косинусами суммарных и разностных аргументов, получаем ток
на выходе смесителя, содержащий различные комбинационные составляющие частот:
∞
i2 = i2 Г + G21 U С cos(ωС t + ϕС ) + 0, 5 ∑ G21 U С cos[( kω Г ± ωС )t ± ϕС ] +
(0)
(k )
k =1
∞
(8.11)
+G22 U ПР cos(ω ПР t + ϕ ПР ) + 0,5 ∑ G22 U ПР cos[( kω Г ± ω ПР )t ± ϕ ПР ] .
(0)
(k )
k =1
Составляющая тока промежуточной частоты, согласно (8.11):
(k )
(0)
i ПР = 0, 5G 21 U С cos[( k ω Г ± ω С )t ± ϕ С ] + G 22 U ПР cos(ω ПР t + ϕ ПР ) . (8.12)
Промежуточная частота может иметь одно из следующих значений:
ω ПР = kω Г + ωС ,
ω ПР = kω Г − ωС при kω Г > ωС ,
ω ПР = ωС − kω Г при kω Г < ωС ,
(8.13)
(8.14)
(8.15)
где k = 1, 2, 3, … ..
Наибольшее распространение получило преобразования первого порядка (k = 1). При k > 1 будет преобразование порядка k, называемое преобразованием на гармониках гетеродина.
Переходя к комплексным амплитудам для случаев (8.13) и (8.14)
можно записать
а для случая (8.14)
(k )
(0)
I&ПР = 0,5G21 U& С + G22 U& ПР ,
(8.16)
)
(k ) &
(0) &
&I
ПР = 0,5G21 U С + G22 U ПР
(8.17)
Здесь U& С = U С ⋅ e jϕС , U& ПР = U ПР ⋅ e jϕ ПР – комплексные амплитуды
напряжений сигнала и промежуточной частоты.
)
jϕ
U& С = U& С ⋅ e С – комплексно-сопряженная амплитуда UC.
Уравнение (8.16) представляет собой уравнение прямого преобразования неинвертирующего ПрЧ, у которого положение боковых полос (БП)
спектра при преобразовании не меняется (рис. 8.4 а). Выражение (8.17) является уравнением прямого преобразования инвертирующего ПрЧ, у которого боковые полосы при преобразовании меняются местами: нижняя становится верхней и наоборот (рис. 8.4 б).
147
Рис. 8.4. Преобразование спектра сигнала после ПрЧ
Первое слагаемое в (8.16) и (8.17) характеризует процесс преобразования частоты, а второе слагаемое обусловлено реакцией нагрузки. Коэффициент пропорциональности между амплитудой выходного тока промежуточной частоты и амплитудой напряжения входного сигнала при коротком замыкании на выходе называют крутизной преобразования
I&ПР
(k )
G21ПР = &
= 0,5G21 ,
U С U& =0
ПР
(8.18)
которая определяется половиной амплитуды k -й гармоники проводимости
прямого действия.
Выходная проводимость ПрЧ при коротком замыкании на входе равна постоянной составляющей выходной проводимости смесителя, изменяющейся под действием гетеродина,
(0) I&
.
G22 ПР = G22 = &ПР
U С U& =0
ПР
(8.19)
Если смеситель имеет нелинейную проводимость обратного действия, то в преобразователе частоты будет и обратное преобразование, которое заключается в следующем: если к выходным зажимам смесителя подано напряжение промежуточной частоты, то при действии гетеродинного
напряжения на входе будет протекать ток с частотой сигнала.
148
Вывод уравнения обратного преобразования аналогичен (8.8) и
(8.10), когда ток на входе представляется рядом Тейлора:
∂f (U )
∂f (U )
i1 = f1 (U Г ) + 1 Г U С + 1 Г U ПР + ...
∂U С
∂U ПР
,
(8.20)
где i1Г = f1(UГ) – ток на входе смесителя при действии только напряжения
гетеродина;
g11 =
∂f1(U Г )
– дифференциальная входная проводимость;
∂U C
g12 =
∂f1(U Г )
– дифференциальная проводимость внутренней обратной
∂U ПР
связи.
Представляя g12 и g11 рядами Фурье по аналогии с (8.5) и (8.9) и
подставляя их в (8.20), после преобразований получаем уравнения для
комплексных амплитуд инвертирующего преобразователя:
(0)
(к)
I&С = G11 U& С + 0,5G12 U& ПР
(8.21)
для ωС = kω Г + ω ПР или ωС = ω ПР − kω Г ;
)
&I = G (0)U& + 0,5G ( к )U&
С
11 С
12 ПР
(8.22)
при ωС = kω Г − ω ПР в случае неинвертирующего преобразователя частоты.
Коэффициенты пропорциональности между амплитудой тока с частотой сигнала на входе и амплитудами напряжений в режиме короткого
замыкания представляют крутизну обратного преобразования:
I&
(k )
G12 ПР = & с
= 0,5G12
U ПР U& = 0
С
(8.23)
и входную проводимость преобразователя частоты:
I&
(0)
G11ПР = &С
= G11 .
U С U& =0
ПР
(8.24)
В общем случае при использовании НЭ в смесителе параметры G11ПР,
G12ПР, G21ПР, G22ПР – комплексные, аналогичные параметрам усилительного прибора, но с учетом режима преобразования частоты и напряжения гетеродина.
149
Таким образом, для неинвертирующего ПЧ имеем систему двух линейных уравнений:
I&С = Y11U& С + Y12U& ПР , I&ПР = Y12U& С + Y22U& ПР ,
(8.25)
а для инвертирующего преобразователя частоты:
)
)
&I = Y U& + Y U& , I& = Y U& + Y U& .
С
11 С
12 ПР
ПР
21 С
22 ПР
(8.26)
Полученные уравнения справедливы только для амплитуд, а не
мгновенных значений токов и напряжений, которые отличаются по частоте на входе и выходе.
Так как (8.25) и (8.26) совпадают по форме с аналогичными системами линейных уравнений для усилительного прибора, то для преобразующего элемента применимы и схемы замещения усилительного прибора, и
эквивалентная схема резонансного усилителя, но с учетом параметров
преобразования. Это позволяет применять для ПрЧ теорию резонансных и
полосовых усилителей с заменой в соответствующих формулах параметров усилительного прибора на параметры преобразования.
В частности, резонансный коэффициент усиления преобразователя
равен:
(8.27)
K 0 ПР = m ⋅ n Y21ПР ⋅ RОЭ ⋅ КФ ,
где |Y21ПР| – модуль комплексной крутизны преобразования;
RОЭ – резонансное эквивалентное сопротивление избирательной системы;
KФ – коэффициент передачи фильтра.
Преобразователи частоты необходимо проверять на устойчивость.
Если условие K0ПР > K0ПР.УСТ, то следует принимать соответствующие меры
для повышения устойчивости. Так как частоты на входе и выходе смесителя различны, то нейтрализация не применяется. Устойчивость работы преобразователя повышается в основном за счет снижения коэффициента
усиления (K0ПР < K0ПР.УСТ) и использования каскодных схем.
В качестве перемножителей в настоящее время используются дифференциальные каскады (ДК) (рис. 8.5), аналоговые перемножители (АП) общего применения (АПОП) (рис. 8.6) и инструментальные (или прецизионные) аналоговые перемножители (ИАП) (рис. 8.7), выполненные, как правило, в виде специализированных интегральных микросхем (ИМС) [1, 2].
Другое название АПОП – двойной балансный ПрЧ.
150
8
RН1
RБ1
i1
2,38 к
RН2
RБ2
i2
2к
11
1,1 к
12
RЭ1
U1
7
10
9
3к
13
U2
i3
14
RБ3
600
U2
3
2
6
400
6к
RЭ2
5
3к 3к
300
RЭ3
1
а)
б)
5
9
8
8к
+Uп
RН
RН
2,2 к
Uвых
7
8
Uc
600
11
13
Uc
3,3 к
3,3 к
-Uп
1,4 к
1.4.6
12
10
в)
г)
Рис. 8.5. Схемы перемножителей на дифференциальных каскадах
151
1,4 к
9.14
RH
RH
+Uп
Uвых
Uх
Uу
I01
I01
I02
I02
-Uп
Рис. 8.6. Схема аналогов
аналогового перемножителя общего применения
Рис. 8.7. Схема инструментальн
инструментального аналогового перемножителяя
152
8.2 Теория диодного преобразователя
Возможны две основные схемы диодного преобразователя (рис. 8.8),
которые в диапазоне СВЧ следует рассматривать как электрические эквиваленты, так как в реальных конструкциях СВЧ резонансные цепи выполняются в виде отрезков полосковых (микрополосковых) или коаксиальных
линий и волноводов.
В том случае, когда частота fГ, отличающаяся от fC на величину
промежуточной частоты fПР , оказывается в полосе пропускания входного
контура, напряжение (мощность) гетеродина подается на колебательный
контур, настроенный на частоту сигнала fC (рис. 8.8 а). Если ослабление
колебаний гетеродина во входном контуре слишком велико, то источники
напряжений гетеродина и сигнала целесообразно включить в цепь диода последовательно (рис. 8.8 б).
а)
б)
Рис. 8.8. Основные схемы диодных преобразователей
Эквивалентная схема диода (рис. 8.9 а) в общем случае содержит активную проводимость g и емкость CП p-n-перехода, индуктивность LS,
сопротивление соединительных проводников rS и емкость держателя диода
CД. В диапазоне дециметровых и сантиметровых волн LS и rS преобразовательных диодов очень малы и ими можно пренебречь. Полагая емкость
диода равной сумме (CП + CД = C), можно для анализа пользоваться более
простой схемой (рис. 8.9 б).
Для преобразования частоты напряжение гетеродина должно быть
настолько большим, чтобы изменение тока захватывало значительный нелинейный участок вольтамперной характеристики диода. При малых
уровнях преобразуемого сигнала и промежуточной частоты (UC << UГ,
153
UПР << UГ) нелинейность диода не проявляется. Под действием модулирующего напряжения гетеродина диод для сигнала представляет линейную
цепь с переменными параметрами (рис. 8.10).
а)
б)
Рис. 8.9. Эквивалентная схема диода и его упрощенная модель
Рис. 8.10. Линейная цепь с переменными параметрами
Под действием напряжения гетеродина uГ = UГ cos(ωГ t) происходит
изменение проводимости g и емкости C диода (рис. 8.11), которое можно
представить рядами Фурье:
g (t ) = G
(0)
+
∞
∑G
k =1
(k )
cos kω Г t , C (t ) = C0 +
∞
∑ C ( k ) cos kω Г t .
k =1
Рис. 8.11. Принцип действия диодного преобразователя
154
(8.28)
В соответствии с рисунком 8.10 полный ток в цепи диода равен:
dq
,
(8.29)
i =U ⋅g +
dt
где U = UC + U ПP = UC cos(ωC t + ϕC ) + U ПP cos(ωПPt + ϕПP ) ; q – заряд емкости.
Так как q = C · u, то
i =U ⋅g +C
dU
dc
.
+U
dt
dt
(8.30)
Подставляя в (8.30) выражения для g(t) и c(t) из (8.28), учитывая
U = UПР + UC, заменяя произведения тригонометрических функций функциями суммарных и разностных углов, после группировки слагаемых получим
ток диода:
i = U С [G
(0)
cos(ωС t + ϕС ) − ωС C0 sin(ωС t + ϕС )] + U ПР [G
∞
− ω ПР C0 sin(ω ПР t + ϕ ПР )] + U С ∑ 0,5G
k =1
∞
+U ПР ∑ 0,5G
k =1
∞
(k )
(k )
(0)
cos(ω ПР t + ϕ ПР ) −
cos[(kω Г ± ωС )t ± ϕС ] +
cos[(kω Г ± ω ПР )t ± ϕ ПР ]×
(8.31)
×U С ∑ 0,5Ck (kω Г ± ωС )sin[(kω Г ± ωС )t ± ϕС ] −
k =1
∞
− U ПР ∑ 0,5Ck (kω Г ± ω ПР )sin[(kω Г ± ωПР )t ± ϕ ПР ] ,
k =1
содержащий составляющие различных частот.
Выделяя для неинвертирующего ПрЧ промежуточную частоту
ωПР = ωС ± k ωГ, находим:
iПР = U С [0,5G ( К ) cos(ω ПР t + ϕС ) − 0,5ω ПР Ck sin(ω ПР t + ϕС )] +
+ U ПР [G (0) cos(ω ПР t + ϕ ПР ) − ω ПР C0 sin(ωС t + ϕ ПР )],
iС = U С [G (0) cos(ωС t + ϕС ) − ωС C0 sin(ωС t + ϕС )] +
+ U ПР [0,5G
(К )
cos(ωС t + ϕ ПР ) − 0,5ωС Ck sin(ωС t + ϕ ПР )],
(8.32)
на основании которых определяем комплексные амплитуды токов:
I&ПР = U& С (0,5G(k ) + j 0,5ωПРСk ) + U& ПР (G(0) + jωПРС0 ) ,
I&C = U& C (G(0) + jωC С0 ) + U& ПР (0,5G(k ) + j 0,5ωС Сk ) .
(8.33)
Для инвертирующего преобразователя частоты (ωПР = k ωГ – ωС ) имеем:
155
)
&I = U& (0,5G ( k ) + j 0,5ω С ) + U& (G (0) + jω С ) ,
ПР
С
ПР k
ПР
ПР 0
)
I&С = U& С (G (0) + jωС С0 ) + U& ПР (0,5G ( k ) + j 0,5ωС Сk ) .
(8.34)
Параметр 0,5 Ck = CПР называется преобразующей емкостью;
0,5 Gk = GПР – преобразующей проводимостью или крутизной преобразования.
Если ввести обозначения для комплексных параметров преобразования
Y11 = G(0) + jωС C0 ,
Y21 = G ПР + jω ПР C ПР ,
Y12 = GПР + jωС CПР ,
Y22 = G(0) + jωПРC0 ,
(8.35)
то уравнения для комплексных амплитуд токов и напряжений неинвертирующего преобразователя примут вид
I&С = Y11U& С + Y12U& ПР , I&ПР = Y21U& 21 + Y22U& 22 ,
(8.36)
а для инвертирующего диодного преобразователя частоты –
)
)
&I = Y U& + Y U& , I& = Y U& + Y U& .
С
ПР
21 С
22 ПР
11 С
12 ПР
(8.37)
Следовательно, преобразующий элемент ПЭ (в данном случае диод)
можно представить линейным четырехполюсником с Y-параметрами
(8.35). Общая эквивалентная схема диодного преобразователя частоты с
источником сигнала и нагрузкой приведена на рис. 8.12.
Рис. 8.12. Общая эквивалентная схема диодного преобразователя частоты
Уравнения, связывающие токи и напряжения на входе и выходе ПЭ
(рис. 8.12) с учетом указанных напряжений, определяются следующим образом:
I&С = m1I&Г − Y∑1U& С = m1E& Г Υ Г − Υ ∑1U& С , I&ПР = −YНЭU& ПР .
Здесь:
(8.38)
Y Σ1 = Yk1 + m12YГ – суммарная проводимость входного контура и источника
сигнала, пересчитанная к контуру в точках 1-1;
Yk1 = g k1 + jВК 1 – собственная проводимость входного контура;
YНЭ = YК 2 + m22YН – проводимость эквивалентной нагрузки ПЭ в точках 2-2;
156
Yk 2 = g k 2 + jВК 2 – собственная проводимость выходного контура.
Используя (8.36) и (8.38) из уравнения
−YНЭU& ПР = Y21U& С + Y22U& ПР
(8.39)
найдем коэффициент передачи напряжения для неинвертирующего ПрЧ:
U& ПР
Y21
Y
&
KП =
=−
= − 21 ,
(8.40)
U&
Y +Y
Y
С
НЭ
22
Э2
где YЭ 2 = YНЭ + Υ 22 = YК 2 + m22YН + Υ 22 – эквивалентная проводимость
выходного контура.
Для инвертирующего ПрЧ:
)
Y21 ⋅ U& С
Y
&
(8.41)
KП = −
= − 21 .
U& С (YНЭ + Y22 )
YЭ 2
Входная проводимость ПЭ в точках 1-1 определяется из (8.36) и
(8.37) с учетом (8.40) и (8.41) соответственно для инвертирующего ПрЧ:
YВХ =
I&С
U&
Y Y
= Y11 + Y12 ПР = Y11 − 12 21
U& С
U& С
YЭ 2
(8.42)
и для неинвертирующего ПрЧ:
Y Y
YВХ = Y11 + 12 21 .
YЭ 2
(8.43)
Аналогичным образом находится выходная проводимость для неинвертирующего ПрЧ:
Y Y
YВЫХ = Y22 − 12 21
(8.44)
YЭ1
и для инвертирующего ПрЧ:
Y Y
YВЫХ = Y22 + 12 21 .
(8.45)
YЭ1
Здесь YЭ1 = YΣ1 + Y11 = YК1 + m12YГ + Y11 – эквивалентная проводимость
входного контура.
Можно показать, что общий или сквозной коэффициент передачи
диодного ПрЧ (рис. 8.12) определяется следующим образом:
U&
m U&
m1m2Y21YГ
К& = & Н = 2& ПР = −
.
ЕГ
ЕГ
YЭ1YЭ 2 − Y12Y21
(8.46)
Данное выражение позволяет рассчитать АЧХ и ФЧХ диодного преобразователя частоты.
157
Возможны два режима работы диодного ПрЧ:
1. Напряжение гетеродина преимущественно изменяется в области
прямого тока. В этом случае емкость диода мала и главную роль играет
нелинейная резистивность диода. Такой диодный преобразователь частоты
называется резистивным.
2. Напряжение гетеродина в основном изменяется в области обратного тока (используется закрытый переход диода). При этом резистивность
проявляется слабо, а нелинейная емкость велика (используется варикап). В
данном случае диодный преобразователь частоты называется емкостным.
8.3 Резистивный диодный преобразователь
Используя выражения для комплексных параметров преобразователя
(8.35), при C0 = CПР = 0 получим для резистивного диодного преобразователя Y11 = Y22 = G(0), Y12 = Y21 = GПР, позволяющие рассчитать коэффициент передачи напряжения:
К0 =
m1m2GПРG Г
2
GЭ1GЭ 2 − GПР
,
(8.47)
где GЭ1 = GК1 + G (0) + m12GГ , GЭ 2 = GК 2 + G(0) + m22GН – эквивалентные резонансные проводимости входного и выходного контуров соответственно.
Анализ (8.47) показывает, что существуют оптимальные коэффициенты включения, при которых будет максимум K0. Исследуем K0 на экстремум в упрощенном случае, когда собственные резонансные проводимости контуров GК1 и GК2 малы и ими можно пренебречь. В этом случае:
K0 =
m1m2GПРGГ
2
(G (0) + m12G Г )(G (0) + m22GН ) − GПР
.
Обозначая m1 G Г = X 1 , m2 G Н = X 2 , получим:
K 0 = GПР
x1 x2
GГ
.
Gн (G (0) + x 2 )(G (0) + x 2 ) − G 2
1
2
ПР
Так как K0 одинаково зависит от X1 и X2, то максимум K0 имеет место
при X1 = X2 = X и, следовательно:
GГ
x2
.
K 0 = GПР
2
GН (G (0) + x 2 ) − GПР
Решение уравнения dK0 /dx2 = 0 дает
158
(8.48)
2
xOPT = 4 G (0)2 − GПР
= GХ ,
откуда m1ОПТ =
x1
GХ
x
GХ
, m2ОПТ = 2 =
.
=
GГ
GН
GГ
GН
2
Величина G Х = G (0)2 − GПР
называется характеристической проводимостью диодного преобразователя частоты, которая играет ту же роль, что и
характеристическая
проводимость
обычного
четырехполюсника
(GХ = GКЗ ⋅ GХХ ) .
При оптимальных m1OPT и m2OPT согласно (8.48) имеем максимальный резонансный коэффициент передачи диодного резистивного преобразователя частоты
К 0 MAX =
где µ ПР =
1 GГ
GПР
1 GГ
µ ПР
=
,
2 GН G (0) + G Х 2 GН 1 + 1 + µ 2
ПР
(8.49)
GПР
G (0)
Коэффициент передачи мощности представляет собой отношение
мощности, выделяемой в нагрузке ( PH = U Г2 ⋅ GH ), к номинальной мощности источника сигнала ( PГНОМ = EГ2 ⋅ GГ 4 )
KP =
PH
РГHOM
=
2
4U H
GH
E Г2 G Г
= 4 K 02
GH
.
GГ
(8.50)
С учетом (8.43) из (8.50) получим
 G
К РMAX =  (0) ПР
G +G
Х

2
2

 
µ ПР

 .
 =
2 
  1 + 1 + µ ПР

(8.51)
Современные резистивные диодные преобразователи имеют
KР = (0,02÷0,2). У современных транзисторных СВЧ смесителей значение
KР практически совпадают с KMAX в усилительном режиме и составляют 8–
10 дБ и более. Диодные резистивные смесители значительно уступают
транзисторным как по уровню интермодуляционных искажений третьего
порядка, так и по динамическому диапазону (на порядок уже). Несмотря
на это, диодные преобразователи частоты СВЧ диапазона находят широкое применение.
В преобразователях частоты применяются точечные диоды, образованные контактом металл-полупроводник, диоды с барьерами Шотки
159
(ДБШ), туннельные диоды (ТД) и обращенные диоды. Преобразователи на
ТД могут иметь коэффициент передачи KP > 1 благодаря отрицательной
проводимости диода в зоне туннельного эффекта, но для него характерны
высокая нестабильность параметров преобразования и склонность к самовозбуждению. Преобразователи на ТД уступают транзисторным и по шумовым характеристикам.
В сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн находят широкое применение балансные ПрЧ из-за их способности ослаблять шумы гетеродина. На рисунке 8.13 приведены две схемы балансных ПрЧ: с двухтактным включением фильтра промежуточной частоты (ФПЧ) (рис. 8.13 а)
и с однотактным (рис. 8.13 б).
а)
б)
Рис. 8.13. Схемы балансных ПрЧ: а) с двухтактным включением ФПЧ;
б) с однотактным включением
В первом случае (рис. 8.13 а) напряжение гетеродина действует на
диоды VD1 и VD2 с одинаковой фазой, а напряжение сигнала через трансформатор Тр1 – с противоположными фазами. Токи промежуточной частоты в цепях диодов противофазны и в первичной обмотке трансформатора
Тр2 текут встречно. Выходное напряжение определяется их суммарным
действием. Составляющие токов с частотой гетеродина в половинах обмоток входного и выходного трансформаторов противоположны и взаимно
компенсируются. Таким образом, напряжения гетеродина и шумов гетеродина не попадают во входную и выходную цепи балансного диодного преобразователя.
Из-за трудностей в изготовлении и настройке точно сбалансированного смесителя с двухтактной цепью промежуточной частоты более удобно однотактное включение ФПЧ (рис. 8.13 б), где напряжения принимаемого сигнала и гетеродина действуют в диагоналях моста, образованного
половинами вторичной обмотки трансформатора ТР1 и диодами VD1 VD2.
Составляющие токов i1′ и i2′ , создаваемые напряжением гетеродина, замыкаются через диоды, не ответвляясь в диагональную цепь, куда включены
входной и выходной контуры, поэтому и здесь колебания от гетеродина не
проникают во входную и выходную цепи.
160
Напряжение преобразуемого сигнала UC подается на диоды VD1 и
VD2 в одинаковой фазе, а напряжение гетеродина противофазно. Составляющие токов i1′ и i2′ промежуточной частоты, вызванные действием сигнала, замыкаются через первичную обмотку трансформатора ТР2, протекая
встречно и создавая на выходе напряжение промежуточной частоты, пропорциональное их сумме.
Дальнейшее улучшение параметров диодных ПрЧ получается в
двойных балансных или кольцевых схемах, где реализуется баланс как по
сигналу, так и по гетеродинному напряжению. Их преимущество перед балансными: меньшее содержание гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектре; более широкий динамический диапазон входных сигналов; наибольшая максимально допустимая мощность;
менее жесткие требования к напряжению пробоя диодов; более широкая
полоса пропускания.
8.4 Емкостной преобразователь частоты
(параметрический усилитель)
При использовании диода с большой нелинейной емкостью (варикапа) активными проводимостями можно пренебречь и тогда из (8.35) получаем следующие параметры преобразования:
Y11 = jωС C0 ; Y12 = jωС C ПР ; Y21 = jω ПР C ПР ; Y22 = jω ПР C0 .
(8.52)
Следовательно, входная проводимость в точке 1-1 (рис. 8.12) для неинвертирующего преобразователя с учетом (8.42) равна:
Υ ВХ
2
ωС ω ПР C ПР
.
= jωС C0 +
YНЭ + jω ПР С0
(8.53)
При настройке выходного контура в резонансе на частоту fПР суммарная реактивность (реактивность контура и реактивность диода) равна
нулю и тогда из последнего выражения получаем:
YВХ
2
ωС ω ПР C ПР
,
= jωС C0 +
GНЭ
(8.54)
где GНЭ = GК 2 + m22GН – эквивалентная резонансная проводимость выходного контура с учетом нагрузки.
Для инвертирующего ПЧ входная проводимость из (8.43) в соответствии с (8.52) при резонансе в выходной цепи:
161
YВХ
2
ωС ω ПР C ПР
= jωС C0 −
GНЭ
(8.55)
имеет отрицательную активную составляющую:
GВХ
2
ωС ω ПР C ПР
.
=−
GНЭ
(8.56)
Вследствие прямого и обратного инвертирующих преобразований во
входной контур поступают колебания с частотой сигнала в фазе с принятым колебанием, что приводит к регенеративному усилению колебаний на
частоте принимаемого сигнала. Усиленный сигнал снимается с входного
контура (точка 1-1, рис. 8.12). Колебания выходного контура в этом случае
непосредственно не используются, поэтому он называется холостым. Такой усилитель получил название двухконтурного регенеративного усилителя, обобщенная схема которого показана на рисунке 8.14.
Источник сигнала и нагрузка с трансформированными параметрами
подключены к резонатору LPCP с эквивалентной проводимостью GP. Действие источника энергии, обеспечивающего усиление, показано в виде отрицательной проводимости (–GBH), вносимой в контур, и емкости CBH. Отрицательная вносимая проводимость определяется входной проводимостью (8.56). На резонансной частоте реактивная проводимость контура
равна нулю и в нагрузке выделяется мощность:
2
PH = РBЫX
I 
I Г GH
= U 2GH =  Г  ⋅ GH =
,
GЭ − GBH
 GΣ 
(8.57)
где GЭ = GГ + GP + GH; GΣ = GГ + GP + GH – GBH.
Рис. 8.14. Эквивалентная схема параметрического усилителя
Учитывая, что номинальная мощность источника сигнала равна:
PГНОМ
I Г2
,
=
4GГ
162
(8.58)
получим коэффициент усиления по мощности:
K Р0 =
РВЫХ
4G G
= 2 Г Н2.
РГНОМ GЭ (1 − α )
(8.59)
Здесь α = GBH / GЭ – коэффициент регенерации. При α → 1 KP0 → ∞,
однако, получить усиление больше 20 дБ практически не удается, так как
усилитель переходит в режим генерации.
Полоса пропускания регенеративного усилителя:
П 0,7 = f 0 d = f 0 ρ GΣ = f 0 d Э (1 − α ) ,
(8.60)
где dЭ = ρ·GЭ и f0 · dЭ – соответственно затухание и полоса пропускания контура без регенерации.
Анализ выражений (8.59) и (8.60) показывает, что увеличение усиления сопровождается сужением полосы пропускания.
Если частота гетеродина, называемого генератором накачки, fГ близка к
удвоенной частоте усиливаемого сигнала 2 fС, то разностная частота fПР = fГ - fС
близка к частоте сигнала и попадает в полосу пропускания входного контура.
В этом случае отпадает необходимость в отдельном выходном контуре и
двухконтурный параметрический усилитель вырождается в одноконтурный,
который более прост по конструктивному оформлению.
Для полупроводниковых параметрических усилителей (ППУ) характерен малый уровень собственных шумов, а так как постоянный ток в цепи
варикапа весьма мал, то малы и дробовые шумы. В ППУ в основном имеют место тепловые шумы, которые можно уменьшить охлаждением.
С целью реализации малого коэффициента шума необходимо не допустить попадание собственных шумов нагрузки в усилитель, так как эти
шумы вместе с сигналом будут усиливаться и выигрыша в реальной чувствительности приемника не будет. Для предотвращения попадания шумов
нагрузки в резонатор усилителя применяются фазовращатели и ферритовые циркуляторы (ФЦ).
Фазовращатели (ФВ) используются в усилителях проходного типа
(рис. 8.15), в которых сигнал от источника через ФВ1 попадает в резонатор, а усиленный сигнал через ФВ2, который препятствует попаданию
шумов нагрузки в резонатор, подводится к нагрузке. Отражательные ППУ
с ФЦ имеют при одинаковой полосе пропускания в четыре раза больший
коэффициент усиления и меньший коэффициент шума, чем проходные.
Рис. 8.15. Усилитель проходного типа
163
Регенеративное усиление возможно и на промежуточной частоте, так
как в двухконтурном инвертирующем ПрЧ активная составляющая выходной
проводимости (в точках 2-2, рис. 8.12) отрицательна и при резонансе равна
GВЫХ = −
2
ωС ω ПР C ПР
GК 1 + m1G Г
.
(8.61)
В неинвертирующем ПрЧ активные составляющие входной и выходной проводимостей нежелательны и поэтому регенеративного усиления не
будет. Тем не менее, и в этом случае возможно усиление колебаний за счет
преобразования энергии генератора накачки в энергию принятого сигнала
с повышением частоты, так как коэффициент передачи мощности пропорционален промежуточной частоте (KР = fПР / fС ).
Достоинство таких усилителей – широкополосность и устойчивость,
а недостаток в том, что усиленный сигнал снимается на частоте, которая
много выше частоты входного сигнала, и поэтому требуется дополнительный резистивный ПрЧ с понижением частоты.
Параметрические ПрЧ применяются начиная с диапазона ОВЧ и выполняются на основе параметрических усилителей [1, 2]. Параметрические
ПрЧ, построенные на варикапах [2, 3, 7], отличает низкий коэффициент
шума, возможность достижения большого ДД. Их целесообразно применять
в РПУ с преобразованием «вверх». В этом случае можно получить усиление, пропорциональное отношению частот сигнала на выходе и входе ПрЧ.
К недостаткам, сдерживающим широкое применение таких ПрЧ в диапазоне ВЧ, следует отнести зависимость коэффициента преобразования от указанного соотношения частот и мощности несущей, возможность самовозбуждения на частотах контуров, входящих в ПрЧ. Преобразователи частоты
могут быть пассивными и активными.
Пассивные ПрЧ выполняются обычно на полупроводниковых диодах
и полевых транзисторах. Коэффициент преобразования KПР (отношение
мощности промежуточной частоты к мощности входного сигнала) даже у
лучших ПрЧ не превышает – 4 дБ (обычно от – 6 до –10 дБ).
Коэффициент шума ШПР несколько больше, чем затухание в ПрЧ
(величина, обратная KПР ). До некоторого предела верхняя граница ДД пассивных ПрЧ прямо зависит от мощности несущей. Как на верхнюю, так и
на нижнюю границу ДД сильно влияют характер нагрузки пассивного ПрЧ
и ее постоянство в широком диапазоне частот.
Активные ПрЧ в настоящее время выполняют как на биполярных,
так и на полевых транзисторах. Величина KПР у них, как правило, больше
единицы, но примерно на 4 дБ меньше, чем коэффициент передачи у аналогичного по схеме усилителя, выполненного на тех же полупроводниковых приборах и потребляющего тот же ток. Коэффициент шума на
164
(7÷8) дБ больше, чем у такого же усилителя. В области допустимых для
транзисторов режимов работы верхняя граница ДД пропорциональна току
через ПрЧ. Но с ростом тока растет ШПР. Для каждого транзистора существует свой оптимальный ток, при котором ДД ПрЧ максимален. Характер
нагрузки слабо влияет на параметры активного ПрЧ.
Различают однотактные, двухтактные (балансные), двойные балансные (кольцевые) ПрЧ, в которых используются один, два и более преобразовательных элементов с соответствующим фазированием частот сигнала
и гетеродина.
Однотактные ПрЧ имеют широкий спектр выходного сигнала, содержащий не только компоненты вида n · fГ ± m · fС , но и колебания с частотой сигнала m · fС и гетеродина n · fГ . Такие ПрЧ просты и могут содержать
всего один нелинейный элемент, однако их применяют лишь при невысоких требованиях к ДД.
Балансными называют ПрЧ, в нагрузке которых компенсируются токи входного сигнала и (или) гетеродина, а также некоторые другие нежелательные компоненты преобразования. Чаще применяют ПрЧ, балансные
по отношению к гетеродину, мощность которых обычно много больше
мощности входного сигнала, и поэтому подавление в нагрузке токов гетеродина облегчает фильтрацию нежелательных компонент преобразования.
Балансный смеситель обычно содержит не менее двух преобразовательных
элементов, а также узлы, создающие противофазные напряжения. Подавление токов гетеродина балансного смесителя по сравнению с однотактной схемой составляет обычно (25÷35) дБ, но может быть улучшено
до (40÷50) дБ путем тщательного подбора преобразовательных элементов
или применения пар преобразовательных элементов, выполненных на одной подложке.
Для получения высоких качественных показателей ПрЧ необходимо
использовать двойные балансные устройства. Оптимальной с этой точки
зрения является схема двойного балансного ПрЧ, в котором реализуется
баланс (подавление) как по входному, так и по гетеродинному сигналам. В
таком ПрЧ число преобразовательных элементов вдвое больше, чем в балансных. При этом они обеспечивают наиболее чистый спектр выходного
сигнала ПрЧ, наибольшие KПР и ДД (при переходе от балансной схемы к
двойной балансной ДД возрастает, как минимум, на 3 дБ).
Для оценки качественных показателей схем пассивных ПрЧ используется точка пересечения 3-го порядка A3ВХ и значение мощности сигнала
гетеродина PГ . Поэтому целесообразно классифицировать ПрЧ [7, 13] по
уровню мощности сигнала гетеродина (табл. 8.1).
Пассивные ПрЧ двух первых классов на практике используются редко и выполняются, как правило, в виде интегральных микросхем. Распро165
страненное название «ПрЧ стандартного уровня мощности» относится, вообще говоря, к устройству второго класса.
Таблица 8.1
Класс
1
2
3
4
5
Классификация ПрЧ по уровню мощности гетеродина
Признак
A3ВХ, дБм
<+7
Очень низкий уровень
+ 13
Низкий уровень
+ 20
Средний уровень
+ 25
Высокий уровень
> + 30
Очень высокий уровень
PГ, дБм
<+0
+7
+ 13
+ 17
> + 20
В связи с относительно высокими требованиями, предъявляемыми к
ДД, целесообразно оценить параметры схем, относящихся к среднему уровню мощности и выше. Так, диодный кольцевой смеситель на основе диодов
Шотки (рис. 8.16) при PГ = 13 дБм имеет A3ВХ = +(20÷22) дБм, а уровень блокирования AБЛ = +(7÷9) дБм. Смесители высокого уровня мощности
(рис. 8.17) в каждом плече преобразовательного кольца содержат два последовательно включенных диода Шотки. При PГ = + 17 дБм удается получить A3ВХ = +(25÷27) дБм и AБЛ = +(13÷15) дБм. Смесители очень высокого
уровня мощности (рис. 8.18) отличаются от описанных ПрЧ тем, что каждый диод в кольце включается последовательно с цепью параллельно соединенных резистора R и конденсатора C. Для PГ = + 20 дБм типичны значения: A3ВХ = +(30÷33) дБм и AБЛ = +(15÷18) дБм.
На рисунке 8.19 представлена структурная схема ПрЧ, известного
под названием «дуальный ПрЧ». Такой ПрЧ образован двумя ветвями
двойных балансных смесителей, которые соединены со стороны входов fГ
и fС противофазно, а со стороны входа fПР – синфазно. Данное устройство
при использовании в его ветвях ПрЧ, изображенного на рисунке 8.18, имеет следующие характеристики: при PГ = + 27 дБм (0,5 Вт) значение
A3ВХ = +(38÷40) дБм и AБЛ = +(23÷25) дБм. Величина потерь составляет
(7÷9) дБ в зависимости от типа используемых преобразовательных элементов и взаимной связи ветвей ПрЧ. Развязка между входами fС и fПР,
fГ и fПР примерно на 30 дБ больше, чем соответствующие значения для
одиночного смесителя. Одновременно снижаются примерно на (10÷20) дБ
уровни высших гармоник. При реализации такого рода структур следует
обращать особое внимание на амплитудную и фазовую балансировку отдельных ветвей ПрЧ.
166
Рис. 8.16. Диодный кольцевой смеситель
Рис. 8.17. Смеситель высокого уровня мощности
Рис. 8.18. Смеситель очень высокого уровня мощности
В качестве цепей сложения/деления мощности высокочастотных
сигналов используются гибридные ответвители (рис. 8.19) [7, 2], которые
должны обеспечивать точные фазовые соотношения выходных сигналов.
Гибридные ответвители обычно состоят из одного или нескольких широкополосных трансформаторов, а также из одного или нескольких активных
резисторов (балансных сопротивлений), служащих для поглощения части
мощности, поступающей не в противофазе (с нежелательным сдвигом
фаз).
167
Рис. 8.19. Смеситель с гибридными ответвителями
В качестве трансформаторов предпочтительнее использовать трансформаторы на основе длинных линий (ТДЛ) вследствие их широкополосности и присущих им хороших фазовых и амплитудных балансных
свойств, от которых в значительной степени зависит развязка между входами. В качестве поглощающих резисторов в основном применяются безиндуктивные металлоплёночные резисторы, а в случае режимов с большой
мощностью сигнала следует использовать тонкопленочные компоненты в
широкополосковом или коаксиальном исполнении.
Конструктивно ТДЛ представляет собой ферритовый сердечник
(кольцевой или стержневой), на котором намотаны одна или две линии передачи. Это могут быть отрезки коаксиального кабеля, ленточные линии
либо просто два или более скрученных провода. Такой трансформатор сочетает свойства цепей сосредоточенного и распределенного типов. На
низших частотах своего рабочего диапазона ТДЛ работает как обычный
трансформатор с индуктивной связью, а на средних и высоких – как линия
с определенным волновым сопротивлением, зависящим от геометрии линии и диэлектрической проницаемости пространства, охваченного электрическим полем линии. На низких частотах мощность со входа на выход
передается в основном за счет магнитной связи между обмотками (через
сердечник). На высоких частотах энергия передается через электромагнитное поле линии, а сердечник служит только для увеличения индуктивности
линии. Если в обычном широкополосном трансформаторе межвитковая
емкость вредна, то в ТДЛ емкость между проводами необходима для нормальной работы линии. Эта емкость влияет на волновое сопротивление
168
линии, а постоянство распределенной емкости – на высокочастотные свойства ТДЛ.
При изготовлении такого трансформатора для создания сильной связи между проводами линии и обеспечения постоянной распределенной емкости линию выполняют в виде витой пары, причем большее количество
скруток на единицу длины повышает распределенную емкость и снижает
волновое сопротивление линии.
Тщательно рассчитанный и изготовленный ТДЛ имеет затухание, как
правило, (0,3÷0,6) дБ при сопротивлении менее 250 Ом на частотах ниже
50 МГц. При этом коэффициент стоячей волны (КСВ) не превышает 1,25.
На рисунке 8.20 представлены условные обозначения с указанием
фазовых соотношений и две схемы гибридных ответвителей, каждый из
которых образован из «2+2» расщепляющих цепей. Эти схемы имеют различное входное сопротивление по разным входам.
Рис. 8.20. Условное обозначение и схемы гибридных ответвителей
При проектировании описанных выше ПрЧ всегда необходимо выполнять следующие рекомендации:
1. Информационный сигнал поступает на вход одного из трансформаторов, а сигнал гетеродина - подается на вход другого трансформатора.
2. Диоды и трансформаторы, используемые в ПрЧ, должны иметь
идентичные электрические параметры. Только в этом случае можно получить амплитудный и фазовый балансы. При этом, как правило, требуется
индивидуальный отбор элементов. Обмотки трансформатора должны быть
выполнены без видимых отличий.
3. Монтаж трансформаторов и преобразовательных элементов требует тщательной симметрии и осуществляется проводниками минимальной
длины. Для эффективного симметрирования ПрЧ (с целью достижения
максимального значения развязки входов) может потребоваться, кроме
подбора конденсатора CС , переключение половин симметричной обмотки
169
одного (любого) из трансформаторов. При этом необходимо соблюдать
правильное фазирование обмоток и обращать внимание на подключение
выводов, обозначенных точками.
4. Следует в первую очередь согласовывать выходное сопротивление
источника с входным сопротивлением ПрЧ по входу информационного
сигнала fПР ; с точки зрения частотных свойств входы fС и fПР являются
взаимозаменяемыми.
5. Сигнал гетеродина должен поступать от линейного широкополосного источника. Следует избегать применения в этой цепи гетеродина любых частотно-избирательных цепей. Значение величины развязки относительно фильтра частоты fГ должно составлять не менее 10 дБ (т.е. между
последней частотно-избирательной цепью гетеродина и входом ПрЧ следует применять широкополосный апериодический буферный каскад).
8.5 Ключевые преобразователи
По режиму работы можно выделить синусоидальные и ключевые
ПрЧ.
Ключевые строятся в основном на полупроводниковых приборах. Однако в таких ПрЧ коэффициент передачи необходимо изменять с предельно
возможной скоростью с тем, чтобы преобразовательный элемент как можно
меньшее время находился в нелинейном режиме. Переменным параметром
в таких ПрЧ может являться активное сопротивление коммутируемого
ключа. Тогда совместно с нагрузочным сопротивлением ПрЧ у таких смесителей изменяется коэффициент передачи. В идеальном случае коэффициент передачи ключевого ПрЧ равен 0 либо 1. Если в качестве преобразовательных элементов используются активные ключи тока, то коэффициент
передачи ПрЧ может быть больше единицы.
Примером, поясняющим работу ключевого ПрЧ, может быть схема
на основе тактируемого фронтом D-триггера. Это простейшая цепь вычитания частот, отличающихся друг от друга не более чем на (30÷40) %.
Сформированные в виде меандра импульсы вычитаемых частот подаются
соответственно на входы С и D триггера (рис. 8.21 а). Вследствие постепенного изменения фазового сдвига между этими импульсными последовательностями тактирующие перепады на входе С будут совпадать то с
положительными полупериодами импульсов на входе D, то с отрицательными.
В результате на выходе триггера получаются импульсы с частотой,
равной модулю сравниваемых частот. Цепь вычитания частот, не имеющая
ограничений по соотношению входных частот, может быть построена по
схеме, показанной на рисунке 8.21 б. В данном случае устройство содержит счетный триггер и две ячейки И-ИЛИ. Если триггер находится в со170
стоянии «нуль», то импульсы частоты f1 проходят на вход триггера, но не
проходят на выход устройства. Если же триггер находится в «единице», то,
наоборот, импульсы f1 проходят на выход и не пропускаются на вход С
триггера. Для импульсов частоты f2 картина обратная: при единичном состоянии триггера импульсы проходят на вход, а при нулевом – на выход.
а)
б)
Рис. 8.21. Схемы ключевых ПрЧ
Если на каждый импульс частоты f1 будет приходить импульс частоты f2, то триггер всякий раз принимает новое состояние, но ни один из импульсов на выход не пройдет. Если же, например, между импульсами частоты f2 придут два подряд импульса частоты f1, то первый из них установит триггер в единицу, а второй пройдет на выход . Таким образом, если за
некоторое время по входам f1 и f2 на устройство поступит N1 и N2 импульсов, то на выход за это же время пройдет |N1–N2| импульсов, т.е. число
импульсов, соответствующее разностной частоте.
К синусоидальным относятся аналоговые преобразователи и ПрЧ,
выполненные на элементах с близкой к квадратичной вольтамперной ха2
рактеристикой (ВАХ), у которых I ВЫХ ~ U ВХ
. Если сумма амплитуд входного сигнала и гетеродина не выходит за пределы квадратичных участков
ВАХ, то в выходном спектре таких ПрЧ содержатся в основном полезные
компоненты преобразования (суммарная и разностная), а также побочные
колебания с удвоенными частотами входного сигнала и гетеродина. Последние, как правило, достаточно просто подавить в балансной схеме.
Преимущество синусоидального режима – хорошее подавление продуктов преобразования относительно высших гармоник частоты гетеродина
(низкий коэффициент преобразования на гармониках частоты гетеродина).
Недостаток – зависимость KПР от амплитуды напряжения гетеродина,
что влечет необходимость ее стабилизации. Кроме того, в большинстве
используемых на практике диодных и транзисторных ПрЧ в синусоидальном режиме получаются далеко не лучшие KПР и ДД. Для расширения ДД
у АП применяют малошумящие преобразовательные элементы и местные
отрицательные обратные связи. В ПрЧ на преобразовательных элементах с
171
квадратичными ВАХ стремятся применять элементы с возможно более
протяженным квадратичным участком, например, мощные полевые транзисторы.
Ключевые ПрЧ имеют целый ряд преимуществ. Так, отпадает необходимость формирования UГ чисто синусоидальной формы и стабилизации его амплитуды. Отсутствует обратное преобразование амплитудных
шумов UГ. Динамический диапазон ПрЧ в ключевом режиме, как правило,
существенно выше, чем у тех же ПрЧ в синусоидальном режиме. Для ПрЧ
на диодах и биполярных транзисторах эта разница достигает (20÷30) дБ
[2, 3], а для ПрЧ на мощных полевых транзисторах – (10÷15) дБ. Это объясняется тем, что в ключевом режиме элементы ПрЧ большую часть времени находятся в наиболее линейном открытом или непроводящем состояниях, а меньшую - в существенно нелинейном переходном состоянии.
Возможны два способа создания режима, близкого к ключевому: либо путем повышения амплитуды UГ, либо подачей UГ с формой, близкой к
прямоугольной. Первый путь широко используется в ПрЧ высокого уровня на диодах и ПрЧ на мощных полевых транзисторах. Его преимущество
- малый уровень излучения гармоник UГ цепями связи ПрЧ с гетеродином
и самим гетеродином, что особенно важно в РПУ с многократным преобразованием частоты. Недостаток – необходимость в линейном усилении UГ
синусоидальной формы, причем мощность сигнала гетеродина можно увеличивать до тех пор, пока в диодных ПрЧ не превышен максимальный ток
через диоды, а в транзисторных - допустимые напряжения база-эмиттер
или затвор-исток. Таким путем трудно создать режим, максимально близкий к ключевому. У диодных ПрЧ, кроме того, повышение мощности сигнала гетеродина приводит к росту уровня шума, генерируемого диодами.
Поэтому часто более целесообразным оказывается второй путь получения
ключевого режима.
Напряжения гетеродина прямоугольной формы лучше всего получать с помощью ненасыщенных дифференциальных усилителей - ограничителей с гальванической связью между каскадами, которые практически
устраняют амплитудную составляющую шумовой модуляции UГ. Недопустимо использовать насыщенный режим транзисторов усилителя - ограничителя, который приводит к резкому росту фазовой шумовой модуляции
UГ. Довольно распространенное мнение о том, что ключевые ПрЧ «сильно
шумят», по-видимому, и есть следствие применения насыщенных формирователей. Не следует использовать и триггеры Шмитта, в том числе и ненасыщенные, так как при этом возможно преобразование шумовой амплитудной модуляции UГ в фазовую.
Для первых каскадов формирователей напряжения гетеродина прямоугольной формы UГ удобно использовать простейшие логические элементы микросхем эмиттерно-связанной логики серий К100, К500, K1500,
172
Базовый элемент этих серий выполнен по схеме ненасыщенного дифференциального усилителя-ограничителя с эмиттерными повторителями на
парафазных выходах и позволяет получить очень короткие фронты импульсов (до (1,5÷2) нс у серий К100, К550 и до 0,5 нс у серий К1500). Выходная мощность данных микросхем достаточна для питания активных
ПрЧ на биполярных транзисторах малой и средней мощности, выполненных на дифференциальных ключах тока. В других случаях включают дополнительные каскады усиления мощности сигнала гетеродина [7, 11].
Желательно, чтобы форма UГ была близка к меандру (длительности
положительных и отрицательных импульсов должны быть одинаковыми).
Их заметное различие в двойных балансных ПрЧ приводит к ухудшению
подавления UГ и появлению комбинационных составляющих значительного уровня вокруг четных гармоник UГ. У пассивных ПрЧ при этом резко
уменьшается ДД. Равенство указанных длительностей можно поддерживать путем введения в формирователь отрицательной обратной связи по
постоянному току. Более надежный результат можно получить, например,
путем двукратного повышения частоты гетеродина и включения в цепь
формирователя цифрового делителя частоты с последним каскадом деления на два, обеспечивающего меандр на выходе при любой скважности.
Если зафиксировать амплитуду UГ и увеличивать крутизну его фронтов, то
ДД ПрЧ сначала пропорционально возрастает, а затем этот рост замедляется и, наконец, прекращается. После этого линейность ПрЧ будет определяться линейностью его элементов в открытом состоянии при условии, что
их граничная частота во много раз выше fГ. В большинстве случаев режим,
максимально близкий к ключевому, достигается при длительности фронтов, примерно в десять раз меньше полупериода UГ. Поэтому нет смысла
бесконечно уменьшать эту длительность, что на частотах КВ диапазона и
выше всегда связано с повышением мощности, расходуемой формирователем на перезарядку емкостей его нагрузки. Импульсный ток, который
должен обеспечивать формирователь, можно оценить как IИМП = CН · UН / tФ,
где CН и UН –соответственно емкость и амплитуда напряжения на нагрузке; tФ – требуемая длительность фронтов.
Например, при CН = 26 пФ, UН = 10 В, tФ = 2 нс, IИМП = 1 А, что заставляет использовать в выходном каскаде формирователя СВЧ транзисторы средней мощности. Поэтому в ключевых ПрЧ желательно применять элементы с
минимальными межэлектродными емкостями. Необходимо также, чтобы
паспортное время переключения этих элементов было, по крайней мере, в
два – три раза меньше требуемой длительности фонтов. Если частота fГ не
превышает 30 МГц, то можно использовать диоды с временем переключения
не более 1 нс и транзисторы с граничной частотой около 1 ГГц и выше. Следует отметить, что при fГ более (30÷40) МГц обеспечить ключевой режим
ПрЧ на обычной элементной базе достаточно сложно.
173
На рисунке 8.22 приведена практическая принципиальная схема активного ключевого двойного балансного ПрЧ, который представляет собой два двухтактных каскада усиления с общей базой, выполненных на
транзисторах VТ1, VТ4 и VТ2, VТ3 соответственно. Каскады коммутируются двумя противофазными напряжениями гетеродина прямоугольной формы, поступающими на базы транзисторов с выходов ЭСЛ-элементов DD1.
Такой ПрЧ можно рассматривать также как пару дифференциальных ключей тока. Так как напряжение переключения ключей составляет около
50 мВ, то разности ЭСЛ-уровней (около 0,7 В) оказывается более чем достаточно. Согласование гетеродина с коаксиальной линией осуществляется
с помощью резистора R1.
Рис. 8.22. Активный ключевой двойной балансный ПрЧ
Вход ПрЧ связан с выходом предыдущего блока через симметрирующее и согласующее устройство, которое, для того чтобы не ухудшить ДД
РПУ, выполнено на ТДЛ. Трансформатор Тр1 – симметрирующий, Тр2 –
согласующий, повышающий низкое входное сопротивление ПрЧ
(10÷15 Ом) в четыре раза. Выход ПрЧ связан с блоком фильтра основной
избирательности (ФОИ) через резонансный трансформатор L1L2C8 и способствует лучшему согласованию выходного сопротивления ПрЧ с входным сопротивлением ФОИ. Подбором сопротивления резистора R3 можно
добиться минимума неравномерности АЧХ ФОИ.
На рисунке 8.23 приведена схема ПрЧ магистрального РПУ [7, 11],
представляющего собой пассивный ключевой кольцевой балансный ПрЧ.
Симметрирование осуществляется с помощью трансформатора Тр1, а согласование – с помощью трансформатора Тр2, выполненного как ТДЛ.
Усиление сигнала гетеродина осуществляется с помощью специально разработанной для этих целей микросборки DD2.
174
Рис. 8.23. Пассивный ключевой кольцевой балансный ПрЧ
Наиболее высокие требования предъявляются к первым ПрЧ РПУ. В
РПУ высокого класса с многократным преобразованием частот в качестве
первого ПрЧ используют в основном балансные и двойные балансные пассивные ПрЧ в синусоидальном режиме [7, 13]. При единственной fПР и
частоте fГ менее 30 МГц целесообразно применять балансные и двойные
балансные ПрЧ в ключевом режиме, которые позволяют даже на обычной
элементной базе достигать ДД свыше 90 дБ при использовании как пассивных, так и активных ПрЧ.
Постоянство нагрузки пассивных ПрЧ обеспечивается путем включения между ПрЧ и фильтрующей системой либо широкополосного каскада усиления с входным сопротивлением, равным оптимальному сопротивлению нагрузки ПрЧ, либо диплексора (расщепителя) [7, 14]. Диплексор
состоит из подключенных к выходу ПрЧ последовательного контура, настроенного на fПР, через который полезный сигнал без заметного ослабления поступает на фильтрующую систему, и цепи из последовательно соединенных параллельного контура, также настроенного на fПР, и резистора
с сопротивлением, равным выходному сопротивлению ПрЧ. Этим резистором поглощается мощность большинства побочных составляющих, что
препятствует их отражению обратно в ПрЧ, приводящему к снижению ДД
на (3÷10) дБ.
175
8.6 Преобразователи на встречно-параллельных диодах
Поиски путей повышения помехоустойчивости гетеродинных РПУ
привели к разработке ПрЧ на встречно-параллельных диодах [7, 10], схема
и принцип действия которого, показаны на рисунке 8. 24. По режиму работы такой ПрЧ является синусоидальным, а в качестве переменного параметра выступает активное сопротивление диодов.
К встречно-параллельным диодам подводятся одновременно напряжения сигнала UС и гетеродина UГ. Последнее значительно больше и для
нормальной работы ПрЧ на кремниевых диодах должно составлять
~ (0,6÷0,7) В. Другими словами, амплитуда напряжения гетеродина должна превосходить пороговое напряжение отпирания диодов. Частота гетеродинного напряжения выбирается вдвое ниже частоты сигнала. В этих
условиях один из диодов открывается на пиках положительных полуволн
гетеродинного напряжения, а другой – на пиках отрицательных. В результате сопротивление параллельно включенных диодов уменьшается дважды
за период гетеродинного напряжения. Это поясняет рисунок 8.24, где изображена ВАХ встречно-параллельных диодов и синусоидальная форма напряжения гетеродина. Ток через диоды носит характер коротких разнополярных импульсов. Среднее значение тока импульсов равно нулю, следовательно, постоянная составляющая тока на выходе ПрЧ отсутствует.
Если теперь к диодам подвести еще и напряжение сигнала с частотой, вдвое больше частоты напряжения гетеродина, то положительные импульсы тока через диоды возрастают, а отрицательные уменьшаются. На
выходе ПрЧ возникает положительная составляющая тока. Но если фазу
сигнала поменять на обратную, то на ее выходе появится отрицательная
составлявшая. При сдвиге фазы сигнала на 90° импульсы тока через диоды
лишь несколько исказятся по форме, но останутся одинаковой амплитуды
и постоянная составляющая тока на выходе ПрЧ будет равна нулю. Таким
образом, ПрЧ может выполнять функции фазового детектора при точном
выполнении равенства fС = 2 · fГ.
При небольшом отличии частот fС и 2 · fГ фаза fС изменяется относительно фазы fГ, в цепи диодов будет протекать ток с разностной частотой fПР = fС – 2 · fГ. Таким образом, преобразование происходит как бы на
второй гармонике гетеродина, однако реальных токов с частотой второй
гармоники в ПрЧ нет.
176
Рис. 8.24. ПрЧ на встречно-параллельных диодах
Главным достоинством ПрЧ на встречно-параллельных диодах является то, что в нагрузке протекают лишь токи продуктов преобразования, но
отсутствует постоянный ток, т.е. смеситель не детектирует ни сигнал, ни
напряжение гетеродина. Коэффициент подавления AM в балансных и кольцевых ПрЧ даже при самой тщательной их балансировке обычно не превосходит (60÷70) дБ. Для ПрЧ на встречно-параллельных диодах, не имеющего
элементов балансировки, коэффициент подавления AM достигает
(70÷80) дБ. Другое достоинство такого ПрЧ состоит в том, что частота гетеродина вдвое ниже частоты сигнала. Поэтому в РПУ без УРЧ со смесителем
на встречно-параллельных диодах излучение сигнала гетеродина в антенну
получается на 30–60 дБ ниже, чем у балансных или кольцевых ПрЧ.
Существует множество разновидностей практических схем ПрЧ на
встречно-параллельных диодах – от самых простейших (рис. 8.25) до балансных схем с автоматическим смещением, в которых автоматически устанавливается оптимальное пороговое напряжение гетеродина, улучшена
развязка входных и гетеродинных цепей (до 60 дБ), уменьшены потери
мощности сигнала в цепях связи с гетеродином.
177
Рис. 8.25. Практическая схема ПрЧ на встречно-параллельных диодах
В простейшем ПрЧ к диодам подводятся одновременно напряжение
сигнала от входного контура L1C1 и напряжение гетеродина через индуктивность связи L3. Контур L2C2 является контуром буферного каскада гетеродина. Фильтр нижних частот образован элементами С3, L4 и С4. В ПрЧ
лучше всего использовать кремниевые диоды – они имеют более высокое
пороговое напряжение (около 0,5 В) и более резкий излом ВАХ вблизи него. Смеситель требует подбора оптимального напряжения гетеродина по
максимуму коэффициента передачи. Недостаточное напряжение приводит к
неполному открыванию диодов, повышению их внутреннего сопротивления
и, как следствие, резкому уменьшению коэффициента передачи. Чрезмерное увеличение напряжения приводит к тому, что диоды оказываются открытыми в течении большей части периода гетеродинного напряжения, чем
необходимо для нормальной работы ПрЧ, и коэффициент передачи падает.
Находят применение балансные преобразователи частоты на полевых
транзисторах (рис. 8.26). Этот преобразователь с 50-омными входным и выходным сопротивлениями понижает интермодуляционные искажения
третьего порядка на 68 дБ при действии на его входе двух сигналов с амплитудой 176 мВ [1].
Балансные преобразователи чувствительны к изменениям нагрузки.
Кроме того, при работе на высоких частотах нарушается симметрия схемы. Как правило, в балансных преобразователях используются специальные полевые транзисторы с чисто емкостным входным сопротивлением.
Для обеспечения активной нагрузки в широком диапазоне частот преобразователь может нагружаться на двухтактный усилитель промежуточной
частоты на полевых транзисторах, включенных по схеме с общим истоком.
На рисунке 8.27 показан преобразователь профессионального РПУ
HF1030 (фирма «Роде и Шварц»), собранный по двухтактной схеме, в каждом плече которой включен кольцевой преобразователь на полупроводниковых диодах. Для обеспечения необходимой нагрузки он работает на
каскодный усилитель на полевых транзисторах с выходным сопротивлени178
ем 50 Ом. На выходе каскодного усилителя включается кварцевый фильтр.
Сопротивление источника сигнала для каскодного усилителя 200 Ом, при
этом коэффициент шума уменьшается, а применение ОС позволяет снизить НЭ в усилителях по схеме с ОИ до уровня НЭ усилителя по схеме с
ОЭ. Каскодный усилитель имеет высокое значение устойчивого коэффициента усиления. Коэффициент шума усилителя – 2 дБ, точка пересечения
интермодуляционных продуктов – 35 дБмВт, усиление 15 дБ в полосе частот (40÷120) МГц.
Рис. 8.26. Балансный ПрЧ на полевых транзисторах
Рис. 8.27. ПрЧ по двухтактной схеме
Для совместимой схемы усилителя с преобразователем точка пересечения интермодуляционных продуктов сохраняется, коэффициент усиления
снижается до 10 дБ, а коэффициент шума увеличивается до 8 дБ. Кроме этого, между преобразователем и усилителем включен аттенюатор напряжения
на p-i-n-диодах с постоянными входным и выходным сопротивлениями; диапазон регулировки аттенюатора 45 дБ, вносимые потери менее 1 дБ.
Попытки совместить достоинства ПрЧ на встречно-параллельных
диодах и ключевых ПрЧ привели к разработке смесителя на встречноуправляемых полевых транзисторах [7, 10]. Такой ПрЧ (рис. 8.28) содержит два полевых транзистора, каналы которых включены параллельно и
соединены с входным контуром и ФНЧ, образуя, таким образом, цепь сиг179
нала. На затворы транзисторов подается противофазное напряжение гетеродина с симметрирующей вторичной обмоткой трансформатора Тр1. Развязка входных и гетеродинных цепей достигается, во-первых, благодаря
тому, что проходные паразитные емкости затвор-сток транзисторов включены в диагональ сбалансированного моста, и, во-вторых, за счет селективных свойств входного контура, настроенного на частоту, вдвое выше
частоты гетеродина.
Рис. 8.28. ПрЧ на встречно-управляемых
полевых транзисторах
Рис. 8.29. Принцип действия ПрЧ
Работу ПрЧ поясняет рисунок 8.29. На верхнем графике показано напряжение на затворе транзистора VT1, на среднем – VT2. Когда напряжение на затворе превышает напряжение отсечки UОТС, проводимость канала
G возрастает. Так как напряжения на затворах противофазны, то проводимость G параллельно включенных каналов возрастает дважды за период
гетеродинного напряжения, как показано на нижнем графике. В результате
цепь сигнала замыкается дважды за период гетеродинного напряжения,
следовательно, происходит преобразование вида fПР = fС – 2 · fГ.
Практические исследования ПрЧ на транзисторах КП301 в диапазоне
28 МГц подтвердили [7, 10] его высокие ожидаемые результаты. Чувствительность однополосного гетеродинного РПУ с таким ПрЧ достигала
(0,25÷0,3) мкВ даже без УРЧ. Подавление AM и ослабление гетеродинного
напряжения на входе РПУ превосходило 70 дБ.
Обычно при использовании дифференциальных каскадов в качестве
ПрЧ напряжение гетеродина (опорный сигнал UГ) подается между базами
дифференциальной пары транзисторов (см. рис. 8.5 а), а напряжение сигнала UС – на базу токозадающего транзистора. При таком распределении
сигналов с помощью резистора обратной связи RЭ3 : можно уменьшить
степень нелинейных искажений сигнала; напряжение гетеродина не попадает в тракт сигнала; в транзисторах отсутствует режим насыщения по
коллекторному напряжению при работе с большой амплитудой напряжения гетеродина. При этом обычно RЭ1 = 0. Иногда опорный сигнал подается
180
на базу токозадающего транзистора, что позволяет подавить прямое прохождение сигнала гетеродина на выход.
Для малых сигналов (UГ < UТ , UС < UТ) крутизна преобразования
равна (сигнал снимают с коллектора Т1):
S ПР =
SСР ОЭ ⋅ U Г
8 ⋅ UT
SСЗ ОЭ =
где kСЖ =
(1 − 2 ⋅ S0 ⋅ RЭ3 ) ⋅U С ;
8 ⋅ UT ⋅ (1 + S0 RЭ3 )
,
S0 ⋅ (1 + kСЖ )
(1 + S0 ⋅ RЭ3 )
(8.62)
,
(8.63)
S 0 – крутизна транзистора VТ3 в рабочей
точке; UТ – тепловой потенциал (UТ = 26 мВ при Т = 300 К).
Таким образом, при малом опорном сигнале крутизна мала и линейно
зависит от амплитуды опорного напряжения. Если сигнал снимать с коллектора VТ3 (см. рис. 8.5), крутизна меняет свой знак. При возрастании амплитуды UГ (UГ > UТ) вместо (8.62) следует использовать выражение:
S ПР = −
SСЗ ОК ⋅ I1
.
(8.64)
2 ⋅ I0
Гармоника выходного тока I1 зависит от амплитуды UГ, причем
U

I1 ( 0, 2 ÷ 0,6 ) ⋅ U Г
=
при U T < U Г < 4 ⋅ U T  СМ = 0  . При U Г > 4 ⋅ U T ,
I0
UT
 UT

что составляет UГ > 100 мB, напряжение гетеродина за счет симметричного
ограничения превращается в меандр. В этом случае крутизна преобразования
S ПР = −
SСЗ ОК
π
(8.65)
не зависит от напряжения гетеродина.
Коэффициент передачи ПрЧ по напряжению определяется как
K ПР = SСР ⋅ RН ,
(8.66)
где RН – сопротивление нагрузки (активное или резонансное) между коллектором и шиной питания (сигнал снимают с одного коллектора) или между двумя коллекторами (сигнал снимают симметрично). В последнем
случае прямое прохождение сигнала отсутствует.
При использовании АПОП в качестве ПрЧ обычно опорный сигнал подается на верхний вход, входной сигнал – на нижний (см. рис. 8.7). При малых
напряжениях гетеродина (UГ > 0,1 · UТ) и сигнала (UС < UТ) крутизна определяется в виде:
181
S ПP = SCP OK −
0,6 ⋅ U Г
4U Г
(8.67)
при
SСР ОК −0.6 =
где kСЖ = −
− S0 ⋅ (1 − kСЖ )
,
4 ⋅ (1 + 0,5RЭ1 ⋅ S0 )
(8.68)
UС
.
16 ⋅ (1 + 0,5 ⋅ RЭ1 ⋅ S0 ) ⋅ UT
Если UГ < 4 · UТ, то
I
S ПP = SCP OK − 0,6 1 ,
I0
(8.69)
где коэффициент разложения I1/I0 зависит от опорного сигнала, причем
I1/I0 = (0,15 ÷0,2) UГ / UТ при UСМ / UТ = 0.
Наконец, если UГ > 4 · UТ, то SПР не зависит от UГ :
S ПР = −2 ⋅ SСР ОК −
S0 (1 + kСЖ )
0.6
=
π
2π ⋅ (1 + 0,5 ⋅ RЭ ⋅ S0 )
(8.70)
Из анализа приведенных выражений следует, что при напряжениях
сигнала и гетеродина менее 10 мВ АП работает как идеальный перемножитель (входные сигналы не проходят на выход, коэффициент нелинейных искажений меньше 1 %). При больших напряжениях сигнала и гетеродина в спектре промежуточной частоты ПрЧ появляются гармоники с частотой
f = n ⋅ fС + m ⋅ f Г + l ⋅ f 0 ,
где n + m = 1, 3, 5, ..., l = 1, 3, 5,...
Остальные комбинационные частоты при этом отсутствуют. Однако,
в реальных АП эти частотные составляющие отличны от нуля, но до определенных значений амплитуды сигнала достаточно малы. Примером использования ИМС АП в качестве ПрЧ может служить схема на рисунке 8.30,
Симметричное включение гетеродина, нагрузки и сигнала в соответствии с приведенным упрощенным расчетом не дает каких-либо преимуществ по уровню комбинационных составляющих в сравнении с несимметричным включением. Однако практически, особенно на верхнем пределе частотного диапазона ИМС, симметричное включение может способствовать дополнительному подавлению четных комбинационных составляющих. Симметричное включение нагрузки увеличивает вдвое выходное
сопротивление каскада, в частности емкостное, что позволяет соответст182
венно увеличить резонансное сопротивление контура и, как следствие, повысить амплитуду выходного напряжения. На частотах, где не требуется
компенсации выходной емкости каскада, LС-фильтр в нагрузке ПрЧ можно заменить активным или пассивным RС-фильтром.
Рис. 8.30. Схема ПрЧ на ИМС АП
При проектировании РПУ возникает вопрос: какой использовать ПрЧ –
активный или пассивный? Часто считают, что наличие усиления у активных
ПрЧ является решающим фактором. На самом деле это не всегда так. Сравним для примера ПрЧ на двухзатворном полевом транзисторе КП350 с кольцевым ПрЧ на диодах ГД508. Смеситель на КП350 дает усиление до 20 дБ и
имеет значение A3ВХ = +18 дБм при Ш = 10 дБ. Если ПрЧ стоит на входе
РПУ, то минимальный принимаемый сигнал (равный PШ) при полосе 500 Гц
равен –137 дБм, а координата точки A3ВХ = +18 дБм – 20Дб=–2 дБм. Следовательно, ДД РПУ:
ДД = ( A3ВХ − РШ ) ⋅ 2 3 = ( −2 − ( −137)) ⋅ 2 3 = 90 дБ .
Рассмотрим РПУ с кольцевым ПрЧ на диодах ГД508, имеющим потери преобразования 6 дБ и A3ВЫХ = +15 дБм. Будем считать, что преселектор имеет коэффициент передачи –1 дБ, а следующий за ПрЧ каскад –
Ш = 3 дБ. Общий коэффициент шума соединенных каскадов равен 10 дБ, а
минимальный принимаемый сигнал –137 дБм. Однако значение A3ВХ равно
A3ВЫХ минус усиление преобразования:
A3BX = 15 дБм − ( −6 дБ) − ( −1 дБ) = 22 дБм .
Динамический диапазон РПУ 106 дБ, т.е. на 16 дБ больше, чем у
РПУ с активным ПрЧ. Следует иметь в виду, что каскад, следующий за
ПрЧ, должен иметь низкий коэффициент шума для реализации преимуществ пассивного ПрЧ. Одним из основных параметров ПрЧ является крутизна преобразования
S ПР = I ПР UС ,
183
где IПР – ток полезного сигнала на выходе преобразовательного элемента;
UС – напряжение преобразуемого сигнала на входе преобразовательного
элемента.
Для активных преобразовательных элементов S < S0 / π, следовательно, крутизна преобразования в лучшем случае на 10 дБ меньше крутизны
этого элемента в режиме усиления. Наряду с крутизной преобразования,
характеризующей главным образом активный преобразовательный элемент, используют понятие коэффициента преобразования или коэффициента передачи ПрЧ по напряжению или по мощности:
K ПР.Н = U ПР U С ; K ПР.М = PПР PС ,
где UПР и PПР – соответственно напряжение и мощность преобразованного
сигнала.
По аналогии с усилителями коэффициент шума ПрЧ равен:
Ш ПР = ( РС РШ ) ( PПР.С РПР.Ш ) ,
где PПР.С и PПР.Ш – мощность сигнала и шума на преобразованной частоте.
Коэффициент шума ПрЧ больше коэффициента шума усилителя, выполненного на том же активном элементе. Это объясняется тем, что уровень преобразованного сигнала в результате уменьшения крутизны ниже,
чем в режиме усиления, в то время как уровень шумов в первом приближении остается прежним. Гетеродин также вносит дополнительные шумы,
поскольку его колебания промодулированы шумами.
Динамический диапазон ПрЧ – это отношение максимального уровня
двух равных входных сигналов к уровню создаваемой ими комбинационной
помехи при условии, что ее уровень равняется уровню собственных шумов
ПрЧ или на 10 дБ больше. Этот параметр характеризует диапазон входных
сигналов, который ПрЧ преобразует практически без искажений, а также
способность ПрЧ преобразовывать без искажений слабые сигналы в присутствии сильных помех.
Входное сопротивление ПрЧ должно быть согласовано с предыдущим
каскадом и гетеродином. Такое согласование позволяет уменьшить потери
полезного сигнала, снизить коэффициент шума устройства и минимизировать мощность колебаний гетеродина. Согласование выходного сопротивления ПрЧ с нагрузкой повышает коэффициент преобразования по мощности. В ПрЧ необходимо согласование с нагрузкой в полосе частот, намного
превышающей полосу пропускания ТОИ. Одновременно желательно осуществить эффективное блокирование токов побочных частот на выходе
ПрЧ. При этом характер сопротивления нагрузки должен быть чисто активным как со стороны входа, так и выхода ПрЧ. В противном случае выделенные на частотных максимумах импеданса нагрузки мешающие колеба184
ния окажутся подведенными к ПрЧ со стороны выхода. Это приводит к изменению режима работы преобразовательного элемента ПрЧ, увеличению
шумов ПрЧ и уменьшению динамического диапазона.
Эффективность подавления колебаний гетеродина определяет степень снижения уровня колебаний гетеродина на входе и выходе ПрЧ. Колебания гетеродина на выходе ПрЧ могут оказывать мешающее действие
на последующие каскады устройства, ухудшая их параметры. Для борьбы
с этим явлением помимо фильтрации колебаний гетеродина на выходе
ПрЧ применяют балансные ПрЧ по отношению к колебаниям гетеродина.
Колебания гетеродина, проникшие на сигнальный вход ПрЧ, могут излучаться в эфир через входные цепи и антенну РПУ. Для ослабления такого
явления необходимо разделять цепи входного сигнала и гетеродина в ПрЧ.
В схемах ПрЧ из-за связи цепей преобразуемого сигнала и гетеродина
возможно изменение параметров сигнала гетеродина (частоты, амплитуды) под действием преобразуемого сигнала. Для уменьшения этого эффекта необходимо ослаблять связь между гетеродином и ПрЧ, применяя балансные схемы или включая между гетеродином и ПрЧ буферный каскад.
В профессиональных РПУ чаще всего используются либо преобразователи на полевых транзисторах, либо кольцевые. На рисунке 8.31 показана схема первого преобразователя частоты приемника «Hydrus» на полевых транзисторах в каскодном включении. Вместо каскодного включения
можно использовать МОП-транзистор с двумя затворами, на один из которых подается напряжение сигнала, а на другой – напряжение гетеродина.
Рис. 8.31. ПрЧ на полевых транзисторах в каскодном включении
8.7 Смесители на полевых транзисторах
Практический интерес представляют смесители на полевых транзисторах в режиме управляемого активного сопротивления. Схема простейшего смесителя на одном полевом транзисторе показана на рисунке 8.32.
Сигнал с входного контура подаётся на исток транзистора, а сигнал ПЧ
185
или НЧ (в гетеродинном приёмнике) снимается с истока. Источника питапит
ния не требуется. Напряжение гетеродина подаётся на затвор транзистора
и управляет сопротивлением канала.
Рис. 8.32. ПрЧ на полевом транзистор
транзисторе в режиме управляемого активного сопротивления
Известно, что при небольших напряжениях промежуток исток-сток
исток
(канал) полевого транзистора ведет себя как линейный резистор, незавинезав
симо от полярности приложенного напряжения. В то же время сопротивсопроти
ление канала может
жет изменяться от десятков оом
м до многих мегом в зависизавис
мости от напряжения затвор
затвор-исток.
исток. Это позволяет использовать
использоват полевой
транзистор в смесителях как управляемый линейный элемент.
К основным достоинствам такого смесителя относится высокая чувчу
ствительность, поскольку по каналу транзистора не проходит ни ток питапит
ния, ни ток гетеродина, а только слабый ток сигнала, при этом транзистор
шумит не многим сильнее обычного резистора с тем же сопротивлением.
Характерна и высокая линейность, так как проводимость канала не зависит
от небольшого входного напряжения.
Кроме того, смеситель отличается малым проникновением сигнала
гетеродина
теродина во входную цепь (только через небольшую емкость между заз
твором и каналом транзистора) и исключительно малой мощностью, третр
буемой от гетеродина, поскольку входное сопротивление по цепи затвора
велико.
Подобный простейший смеситель обеспечивает чувс
чувствительность
твительность
около 1 мкВ (без УРЧ) и динамический диапазон порядка 65 дБ. Повысить
динамический диапазон можно следующими классическими способами:
перейти к балансной схеме, обеспечить работу смесителя в ключевом рер
жиме и согласовать смеситель с нагрузкой в широкой полосе частот. БаБ
лансные схемы смесителей на полевых транзисторах появились из аналоанал
гичных схем на диодах, причем канал транзистора подключается вместо
диода, а полярность последнего соответствует синфазному или противопротив
фазному подключению затвора к гетеродину. На рисунке 8.33 показана
схема балансного смесителя на двух полевых транзисторах. Сигнал подвоподв
дится к истокам транзисторов синфазно, а гетеродинное напряжение к заз
творам - противофазно, что обеспечивает поочередное открывание транзитранз
сторов положительными
ложительными полуволнами.
186
Рис. 8.33. Схема балансного смесителя на двух полевых транзисторах
На стоках транзисторов сигналы ПЧ противофазны, что требует применения низкочастотного трансформатора Т2. Смеситель сбалансирован
как по гетеродинному, так и по сигнальному входам. Первое означает, что
гетеродинное напряжение не попадает на сигнальный вход, поскольку две
паразитные емкости затвор-канал подключены к противофазным выводам
вторичной обмотки трансформатора Т1. Второе означает, что паразитные
продукты преобразования, например, низкочастотные токи, возникшие изза прямого детектирования входных сигналов, приложены к противофазным входам НЧ трансформатора и взаимно компенсируются.
Другой вариант схемы простого балансного смесителя представлен
на рисунке 8.34. Здесь сигнал подаётся на каналы транзисторов противофазно, а напряжение гетеродина на затворы – синфазно. По-прежнему
смеситель сбалансирован по гетеродинному напряжению. Менее очевидно, что смеситель сбалансирован и по прямому детектированию входных
сигналов. Дело в том, что продукты прямого детектирования оказываются
синфазными на стоках транзисторов (устройство действует как двухполупериодный выпрямитель) и компенсируются в НЧ трансформаторе Т2. К
недостаткам описанных простых балансных смесителей относится неполное подавление побочных продуктов преобразования, в частности, вторых
гармоник входного и гетеродинного сигналов.
Рис. 8.34. Схема балансного смесителя на полевых транзисторах
187
Наибольшую чистоту спектра обеспечивают двубалансные смесители (аналоги кольцевых). Схема такого смесителя на четырех транзисторах
приведена на рисунке 8.35.
Рис. 8.35. Схема двубалансного смесителя
Смеситель требует три симметрирующих трансформатора, установленных на всех входах-выходах. Здесь поочередно проводят каналы транзисторов VТ1, VТ2 и VТ3, VТ4, соединяя выводы симметричных обмоток
трансформаторов Т1 и Т3 то напрямую (проводят VТ1 и VТ2), то перекрестно (проводят VТ3 и VТ4). Этот смеситель дает прекрасные результаты в
супергетеродинных приемниках, обеспечивая чуть ли не максимально достижимый в настоящее время динамический диапазон. Разумеется, необходимо принимать все меры по повышению симметричности трансформаторов и подбору транзисторов с одинаковыми характеристиками.
Смесители по схемам, приведенным на рисунках 8.33–8.35, имеют
существенный недостаток, связанный с наличием НЧ трансформатора,
трудоёмкого в изготовлении и подверженного наводкам, в том числе и сетевым с частотой 50 Гц. Не исключены и искажения, связанные с нелинейностью магнитных характеристик магнитопровода.
НЧ трансформатор отсутствует в смесителе по схеме, приведенной
на рисунке 8.36, где на два транзистора входной и гетеродинный сигналы
подаются противофазно. По сути, это транзисторный аналог двухдиодного
балансного смесителя. Однако смеситель имеет недостатки: он не сбалансирован по гетеродинному входу; противофазный сигнал гетеродина на затворах транзисторов просачивается через паразитные ёмкости на крайние
выводы симметричной обмотки трансформатора Т1 и не компенсируется.
188
Рис. 8.36. Схема ПрЧ без НЧ трансформатора
Устранение этих недостатков возможно. Первый способ основан на
добавлении нейтрализующих ёмкостей – конденсаторов С1 и С2, включенных перекрестно по отношению к паразитным емкостям транзисторов
VT1 и VT2. Подстраивая их емкость, можно добиться значительного подавления напряжения гетеродина на входе.
Другой путь состоит в использовании транзисторного фазоинвертора
вместо симметрирующего трансформатора Т1 (рис. 8.37). На истоке и стоке транзистора VT1 выделяются равные и противофазные напряжения сигнала, которые подаются через разделительные конденсаторы С2 и С3 на
истоки транзисторов смесителя VT2 и VT3. В гетеродинном приёмнике
конденсаторы должны иметь значительную ёмкость, поскольку через них
проходят токи не только высокой, но и звуковой частоты. На месте VT1
можно использовать и биполярный транзистор, но у него хуже линейность
и ниже входное сопротивление.
Смеситель отличается высоким подавлением сигнала гетеродина на
входе, чему способствует и противофазное подключение транзисторов
смесителя к трансформатору Т1, и фазоинверсный входной каскад. Но и
это устройство имеет недостаток: выходные сопротивления по цепи истока
и стока каскада на транзисторе VТ1 разные (первое ниже) и фазоинвертор
несимметричен.
В балансном смесителе, показанном на рисунке 8.38, проникновение
сигнала гетеродина во входную цепь уменьшается из-за того, что параллельно транзисторам VT1, VТЗ с n-каналом подключены транзисторы VТ2,
VТ4 с р-каналом, а напряжение гетеродина с симметричной обмотки
трансформатора Т2 подано на транзисторы разноименной проводимости
противофазно. При этом на одной полуволне гетеродинного напряжения
открываются транзисторы VТ1 и VТ2, а на другой – VТЗ и VТ4. Параллельное соединение каналов уменьшает сопротивление плеч смесителя в открытом состоянии, кроме того, улучшает линейность смесителя. Необхо189
димо заметить, что такое включение давно используется в двунаправленных ключах КМОП логики.
Рис. 8.37. Схема ПрЧ с фазоинвертором
Использовать в смесителях упомянутые ключи можно, но, к сожалению, в элементах КМОП логики противофазный сигнал управления (гетеродинный) для р-канального транзистора образуется из сигнала, приходящего на затвор n-канального транзистора с помощью инвертора. Последний
имеет довольно большое время задержки (порядка 50 нс для МС серии
К561), в результате чего появляется дополнительный фазовый сдвиг, ухудшающий работу смесителя на высоких частотах, в частности, не полностью
устраняется прохождение гетеродинного напряжения на вход смесителя.
L1
VT 1
f ПЧ
C1
fC
T1
C2
VT 2
VT 3
T2
VT 4
fГ
Рис. 8.38. Схема балансного ПрЧ с параллельными транзисторами
В заключение рассмотрим работу интересного и простого смесителя,
предложенного специально для гетеродинных приемников (рис. 8.39).
Усилитель выполнен на двух одинаковых полевых транзисторах, каналы которых соединены параллельно, а на затворы поданы противофаз190
ные гетеродинные напряжения от симметричной обмотки трансформатора
Т1. Транзисторы должны быть закрыты при нулевом напряжении на затворе и открываться только на пиках гетеродинного напряжения. В результате
смеситель открывается дважды за период гетеродинного напряжения, а
частота гетеродина выбирается вдвое ниже частоты сигнала.
T2
f ПЧ
VT 1
L1
C1
fC
VT 2
T1
fГ
Рис. 8.39. Схема ПрЧ гетеродинного РПУ
Это весьма выгодно, в частности, для УКВ приемников (требуется
меньше ступеней умножения частоты) и вообще для всех гетеродинных
приемников, так как «просочившийся» в антенную цепь сигнал гетеродина
эффективно подавляется входным фильтром. Перспективно применение
данного смесителя в синхронных гетеродинных УКВ приемниках, где
крайне важно малое проникновение сигнала гетеродина во входные цепи.
Однако этот смеситель сбалансирован только по гетеродинному входу, но не по сигнальному, поэтому возможно паразитное прямое детектирование мощных мешающих сигналов на нелинейности перехода исток сток транзисторов.
191
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
11.
12.
13.
14.
15.
16.
Контрольные вопросы
Каким образом происходит преобразование частоты?
Написать уравнения, связывающие напряжения на входе и выходе
преобразователя частоты.
В чем отличие эквивалентных схем преобразовательных и усилительных каскадов?
Сравнить крутизну преобразования с крутизной активного элемента
в режиме усиления.
Перечислить требования к вольтамперной характеристике смесителя
для напряжения сигнала и гетеродина.
Как выбрать промежуточную частоту РПУ?
Каким образом можно ослабить влияние побочных каналов приема?
Какие побочные каналы приема возможны в РПУ?
Указать особенности инфрадинного РПУ.
Нарисовать схему балансного транзисторного преобразователя частоты; отметить его особенности.
Пояснить принцип работы диодного преобразователя частоты.
Указать особенности резистивного и емкостного диодного преобразователя.
Нарисовать схему преобразователя частоты на двухзатворном полевом транзисторе.
Указать особенности инвертирующего и неинвертирующего преобразователя частоты.
Пояснить принцип работы преобразователя частоты без зеркального
канала.
Перечислить достоинства и недостатки кольцевых балансных смесителей.
192
9. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ
На этапе реализации электрических фильтров, линий задержки, амплитудных и фазовых корректоров необходимо уделять основное внимание тем видам и конфигурациям цепей, которые наиболее приемлемы с
практической точки зрения. При этом нужно учитывать следующее:
а) цепи по возможности не должны иметь взаимных индуктивностей,
особенно с совершенной связью (KСВ = 1) или в виде идеальных трансформаторов;
б) число элементов электрической цепи должно быть минимальным;
в) в том случае, когда важно иметь неуравновешенный четырехполюсник, целесообразно использование цепочечной или лестничной структуры, обладающей относительно невысокой чувствительностью параметров и их характеристик к изменениям значений элементов.
Независимо от структуры электрические фильтры реализуются из
различных элементов, выбор которых зависит от средней частоты настройки (частоты среза), полосы пропускания, требований к характеристикам (частотным, переходным, импульсным и т.д.), а также от температуры
окружающей среды, стоимости, габаритов и веса. Большую роль в выборе
тех или иных элементов играют конструктивные и технологические возможности. В таблице 9.1 приведены ориентировочные пределы использования фильтров в зависимости от средней частоты и относительной полосы пропускания. Анализ показывает, что в диапазоне частот 10 кГц –
100 МГц LC-фильтры охватывают большую часть частотного спектра и
относительной полосы пропускания. На частотах ниже 1 кГц почти невозможно изготовить LC-фильтры с хорошими характеристиками и малыми
геометрическими размерами из-за больших значений индуктивности. На
частотах выше 100 МГц отдельные LC-структуры не могут работать в качестве фильтров из-за паразитных емкостей и индуктивностей. Как правило, на высоких частотax применяются микроволновые фильтры, состоящие
из элементов с распределенными параметрами.
9.1 LC-фильтры сосредоточенной селекции
Широкое распространение в РПУ нашли фильтры сосредоточенной
селекции (ФСС), выполненные на LC-звеньях (рис. 9.1 a).
Связь между контурами в звене чаще всего используется емкостная
(рис. 9.1 а), но возможно применение и индуктивной, и комбинированной.
ФСС рассчитываются по следующим исходным данным: центральная частота фильтра – f0; полоса пропускания по уровню 3 дБ – П0,7; расстройка
соседнего канала ΔfСК; ослабление сигнала соседнего канала σСК (дБ); собственное затухание контуров dK.
193
а)
б)
Рис. 9.1. Схемы ФСС
Ненагруженная
добротность, Q0
RН, кОм
Динамический
диапазон, дБ
Затухание
в полосе
задерживания,
аГ ,дБ
Коэффициент прямоугольности по
уровням 40/3 дБ
Δf/f0,
%
LC
LC
LC
LC
LC
RC-пассивные
RC-активные
Электромеханические
На приборах
с зарядовой связью
Дискретные пьезокварцевые
Интегральные пьезокерамические
Дискретные пьезокерамические
Интегральные пьезокварцевые
Керамические
твердые схемы
ПАВ-фильтры
ПАВ-резонаторные
На слоистых пьезорезонаторах
Частотный
диапазон
fMIN – f MAX, МГц
Тип фильтра
Таблица 9.1
Ориентировочные пределы использования фильтров
в зависимости от средней частоты и относительной полосы пропускания.
0,1–1,0
1,0–10
10–30
30–100
100–1000
0–0,1
0–12
10–4-1,0
0,3–30
0,5–50
1–80
2–100
20–80
20–100
20–60
0,01–10
150–320
140–200
100–150
8–120
5–20
0,5–2
20–100
(4–80)·103
50
80
70
60
40
40
65
80
3,2
2,9
2,0
3,12
3,2
10
2,1
1,8
1,5
0,8
0,5
0,5
0,1
20
0,2
3,0
50
80
70
60
40
40
60
70
10-3–20
1–40
2–200
50
3,4
0,2
80
90
2,95
2,0
55
1000–5000
60
2,6
1,5
50
2*10–4-30 0,2–10 (0,3–20)·103
60
2,6
1,5
45
0,001–3 (10–200)·103
80
2,55
1,5
65
300–700
50
2,49
2,0
40
1–200
(2–20)·103
60
80
1,45
2,5
0,2
0,6
65
60
100–1000 0,01–0,1 (4–12)·103
50
4,5
1,2
45
10–4-300 0,001–3 (30–200) ·103
1–20
4–250
0,3–30
1–15
0,5–7
5–2000 0,1–60
30–2000 0,1–0,2
194
Из теории фильтров известно, что все элементы звена выражаются
через частоты среза f1 = f0 – П0,7; f2 = f0 + П0,7 следующим образом:
L1 = L 2 =
( f 2 − f1 ) ρ
f1
f ± f2
, C3 = 1
, (9.1)
, C1 = C2 =
2π f1 f 2
2π f 2 ( f 2 − f1 ) ρ
4 π f1 f 2 ρ
Характеристическое сопротивление ρ изменяется в широких пределах, например, для транзисторных усилителей промежуточной частоты
ρ = (1 ÷ 50) кОм .
Потери, вносимые ФСС, зависят от количества контуров n и их конструктивной добротности Q
L=
4, 34 ⋅ n ⋅ f ПР
, дБ .
П 0,7 ⋅ Q
(9.2)
Для согласования ФСС с выходом предыдущего и входом следующего каскадов применяется автотрансформаторное или трансформаторное
подключение первого и последнего контуров (рис. 9.1 а).
Коэффициенты включения первого и последнего контуров зависят от
выходной проводимости предыдущего g22 и входной проводимости последующего g11 усилительных приборов (рис. 9.1 б)
при ρ ⋅ g11 < 1
 1,

1
n=
, при ρ ⋅ g11 ≥ 1
 ρ⋅g
11

при ρ ⋅ g22 < 1
 1,

m= 1
. (9.3)
, при ρ ⋅ g22 ≥ 1
 ρ⋅g
22

9.2 Активные фильтры
Диапазон частот до 20 кГц с относительной полосой пропускания
(0,1÷10) % перекрывается активными фильтрами, которые имеют меньшую массу и габариты, чем пассивные низкочастотные LC-фильтры, и
лучшие электрические характеристики. Важным их достоинством является
возможность совмещения функций фильтрации и усиления.
Кроме этого применение традиционных LC-цепей не позволяет проводить разработку интегральных частотно-избирательных устройств, так
как катушки индуктивности практически не поддаются микроминиатюризации. Попытки заменить их активными RC-цепями начались в 60-х годах
с появлением недорогих интегральных полупроводниковых операционных
усилителей (ОУ).
Современная полупроводниковая технология позволяет получать высококачественные конденсаторы с малыми токами утечки, а также операционные усилители с малыми габаритами и потребляемой мощностью.
195
Это в какой-то степени открывает дополнительные возможности для
интеграции активных RC-фильтров (ARCФ).
Существует обильное многообразие ARCФ, которые отличаются
структурой, порядком используемых операционных звеньев и типом усилительного прибора. Чаще всего для увеличения порядка фильтра применяется
каскадное соединение звеньев первого и второго порядков. В качестве усилительных приборов используются не только операционные усилители, но и
усилители с конечным усилением типа источников напряжения, управляемых напряжением (ИНУН), реализуемые в виде интегральных микросхем
(ИМС) или на дискретных транзисторах.
Операционные звенья второго порядка представляют собой усилитель, охваченный RC-цепью частотно-зависимой отрицательной обратной
связи (ООС) или положительной обратной связи (ПОС). Если в качестве
УП применяется ОУ, знак обратной связи (ОС) определяется тем, на какой
вход (инвертирующий или неинвертирующий) подается напряжение ОС.
На рисунке 9.2 показана одна из наиболее распространенных схем ARCФ
на одном ОУ, имеющая АЧХ полосового фильтра. Штриховой линией выделена мостовая Т-образная заграждающая цепь ООС, связывающая выход
ОУ с его инвертирующим входом: в окрестностях средней частоты настройки f0 ее коэффициент передачи падает и общий коэффициент передачи фильтра KФ возрастает, достигая на частоте f0 максимального значения
KФ0.
Если выбрать С1=С2=С, то при идеальном ОУ и заданных значениях
f0, П0,7 и KФ0 сопротивления цепи определятся простыми соотношениями:
R1 =
R2
1
, R2 =
, R3 = R2 (4Q2 − 2KФ0 ).
2KФ 0
π ⋅ П0,7 ⋅ С
(9.4)
Рис. 9.2. Схема активного RC -фильтра
Следует иметь в виду, что для получения R3 >0 необходимо выполнить условие 4Q2 >2KФ0. При Q >10 реализуется узкополосный полосовой
фильтр с АЧХ Баттерворта, а при Q<10 – широкополосный. Максимальная
196
реализуемая добротность фильтра зависит от коэффициента усиления ОУ
(или любого другого применяемого усилителя) без ОС:
Чтобы нестабильность коэффициента усиления K не приводила к нестабильности добротности, принимают:
QMAX = 0,5 K , Q ≤ 0,1QMAX .
Другой способ реализации широкополосного ПФ основан на каскадном соединении двух ARCФ с характеристиками фильтра нижних частот
(ФНЧ) (рис. 9.3 а) и фильтра верхних частот (ФВЧ) (рис. 9.3 б).
Для упрощения расчета ФНЧ принимают R1=2R3, R2=R1, C1=4C2 и тогда частота среза равна:
4
ω СР =
.
2 R1 ⋅ C1
а)
б)
Рис. 9.3. Схемы ФВЧ (а) и ФНЧ (б) на основе активного RC-фильтра
При приближенных расчетах обычно выбирают какое-либо из сопротивлений в пределах 5–200 кОм. Уменьшение значения R приводит к заметному увеличению емкостей, а с увеличением R начинают сказываться
шумы и токи смещения в ОУ. Выбранное значение R и заданная частота
среза позволяют найти необходимые емкости.
Фильтр верхних частот содержит два дифференцирующих звена:
C1R1, C3R2. Для приближенных расчетов принимают R2=4R1, C1=C2, C3=2C1
и тогда частота среза равна:
ωСР =
4
.
2 R2 ⋅ C 2
Недостаток ARCФ на одном ОУ заключается в том, что повышение
их добротности достигается за счет сильного разброса номинальных значений элементов, поэтому такие фильтры реализуются с Q < (10÷15).
Каскадное соединение ФНЧ и ФВЧ с использованием сверхвысокочастотных транзисторов позволяет расширить рабочий частотный диапазон до
100 МГц и выше.
Находят применение и полосовые ARCФ на основе усилителей с конечным усилением (как правило, типа ИНУН), охваченных частотно197
зависимой ПОС. На рисунке 9.4 показана схема полосового фильтра второго порядка, где в качестве ИНУН используется ОУ, а цепь ПОС состоит
из элементов моста Вина R2, R3, C1, C2. При определённом соотношении
параметров элементов данная RC-цепь не дает сдвига фазы колебаний на
выходе (в приведенной схеме на неинвертирующем входе ОУ) относительно колебаний на ее входе. Если элементы цепи выбраны так, что этот
эффект достигается, например, на частоте f0, то поступающее на неинвертирующий вход напряжение обратной связи максимально и реализуется
характеристика полосового фильтра.
Наличие ПОС дает возможность применения усилителей с малым К
(несколько единиц), что с одной стороны позволяет повысить рабочие частоты фильтров, а с другой стороны приводит к повышению чувствительности их параметров к изменениям элементов схемы.
Рис. 9.4. Схема полосового фильтра второго порядка
Уменьшение чувствительности в ARCФ такого типа достигается
применением дополнительной стабилизирующей ООС (на рисунке 9.4 –
резистивный делитель R4R5). Добротность подобных фильтров обычно ограничивается пределами (10÷15). Если выбрать C1=C2=C, R1=R2=R3=R, то
при заданных f0 и П0,7 необходимо обеспечить
K = 5−
2
5Q
2
, R5 = KR4 , KФ0 =
− 1.
, R=
Q
2π f 0C
2
(9.5)
Однако и здесь есть свои трудности, связанные с получением больших емкостей и сопротивлений. При использовании МОП технологии реализация емкостей больше 50 пФ нецелесообразна, что требует, в свою очередь, больших номиналов сопротивлений (не менее 1 МОм), получить которые можно только на большой площади кристалла.
Для преодоления этих трудностей резистор обычных активных RCфильтров можно имитировать цепью, состоящей из конденсатора небольшой емкости и аналоговых ключей, переключаемых с частотой, намного
превышающей частоту сигнала. Так, в 1977 году появились активные
198
фильтры с переключаемыми конденсаторами (SC-фильтры) – цепи, состоящие из конденсаторов, аналоговых ключей и ОУ. Основные достоинства [8, 15] таких фильтров сводятся к следующему:
- реализация по интегральной полупроводниковой технологии;
- простота сопряжения с дискретными и цифровыми устройствами;
- возможность программирования (с использованием конденсаторных матриц с цифровым программированием);
- малые площадь, занимаемая на кристалле, и потребляемая мощность.
Для примера на рисунке 9.5 показана схема активного SC-звена второго порядка с минимальным числом ключей.
Для реализации высокодобротных избирательных цепей возможно
проектирование активных фильтров с использованием операционных усилителей и кварцевых резонаторов [23]. Применение в качестве пассивных
элементов кварцевых резонаторов дает возможность реализации активных
элементов без громоздких катушек индуктивности. Для получения удовлетворительных результатов следует использовать ОУ с минимальной входной проводимостью (gBX << gH) и усилением K > (103÷104).
Рис. 9.5. Схема активного SC-звена второго порядка
На рисунке 9.6 приведена схема активного кварцевого фильтра с отрицательной емкостью, включенной параллельно пьезорезонатору. Максимальная полоса пропускания фильтра ПMAX = 1/(2ω0 Lq (C0 – C)) достигается при gH = ω0 (C0 – C). Здесь Lq и C0 – параметры кварцевого резонатора.
На рисунке 9.7 показана другая схема активного кварцевого фильтра,
позволяющая расширить полосу пропускания за счет введения в схему отрицательной обратной связи через Y3.
Коэффициент передачи фильтра равен:
K = U 2 U1 = (Y1 Y2 ) ⋅ (YКВ − pC ) (YКВ ( m + 1) + g Н − pmC ) ,
где m = Y3/Y2.
199
Рис. 9.6. Схема активного кварцевого фильтра с отрицательной емкостью
Рис. 9.7. Схема активного кварцевого фильтра с отрицательной обратной связью через Y3.
На рисунке 9.8 приведена частотная зависимость коэффициента передачи полосового активного кварцевого фильтра на средней частоте
128 кГц с ОУ К140УД1Б и кварцевым резонатором XT-среза (Lq = 25 Гн).
Рис. 9.8. АЧХ активного кварцевого фильтра
Применяя каскадное соединение однозвенных кварцевых фильтров,
можно получить передаточные характеристики более высоких порядков.
Так, двухзвенный активный кварцевый фильтр (рис. 9.9) позволяет реализовать амплитудно-частотную характеристику, показанную на рисунке 9.10.
Средняя частота фильтра – 14 кГц, полоса пропускания – 4.0 Гц, коэффициент передачи – 20 дБ.
Использование современной технологии и элементной базы дает
возможность расширить область применения всего класса активных
фильтров до 10 МГц при относительной полосе пропускания 20 %.
200
Рис. 9.9. Схема двухзвенного активного кварцевого фильтра
Рис. 9.10. АЧХ двухзвенного активного кварцевого фильтра
9.3 Кварцевые фильтры
Кварцевые фильтры, подобно RC- и LC-фильтрам, выполняют функции частотно-избирательныx четырехполюсников, в которых в качестве
колебательных систем используются кварцевые резонаторы. По частотным
характеристикам их можно разделить на фильтры нижних и верхних частот, полосовые, заграждающие, многополосные (гребенчатые) фильтры,
всепропускающие четырехполюсники (фазовые контуры), линии задержки. На основе схем кварцевых фильтров реализуются и некоторые специальные электрические цепи, например, фазоразностные цепи, фильтрвилка, устройства селекции для обработки многочастотных сигналов,
фильтры с параболическими ФЧХ для модуляции и демодуляции ЛЧМсигналов и т.п.
В зависимости от применяемого элементного базиса кварцевые фильтры подразделяются на пассивные (схемы фильтров состоят из кварцевых резонаторов, катушек индуктивности, трансформаторов, конденсаторов, резисторов) и активные или ARC -кварцевые фильтры, когда в их состав вводятся
транзисторы, дифференциальные и операционные усилители.
Основные достоинства кварцевых фильтров проявляются в высокой температурной и временной стабильности характеристик. Добротность кварцевых
резонаторов достигает нескольких десятков тысяч единиц, что позволяет получать высококачественные узкополосные фильтры с крутыми скатами характеристик затухания.
201
Кварцевый резонатор состоит из пьезоэлектрической пластины (пьезоэлемента) с нанесенными на нее электродами, держателя и, как правило,
корпуса (в ряде случаев могут использоваться бескорпусные пьезорезонаторы). Пьезоэлемент, изготовленный из кварцевой пластины, обладает
прямым и обратным пьезоэлектрическим эффектом. Прямой пьезоэффект
– это свойство диэлектрика при воздействии внешних механических возмущений изменять не только свои геометрические размеры, но и электрическую поляризацию, в результате чего на его поверхности появляются
электрические заряды. Обратный пьезоэффект состоит в том, что при воздействии электрического поля в диэлектрике возникают механические напряжения и происходит его деформация. При воздействии, например, синусоидальных электрических колебаний, подводимых к электродам пъезоэлемента, возникают механические колебания. При включении пьезоэлемента в цепь переменного электрического напряжения с изменением частоты колебаний обнаруживаются резонансные явления в этой цепи (резкое
уменьшение и увеличение электрического тока, протекающего через пьезоэлемент), которые связаны с резонансами его механических колебаний.
Эта реакция пьезоэлектрического резонатора на воздействие синусоидальных электрических колебаний как результат действия обратного
пьезоэффекта и собственных упругих механических колебаний аналогична
реакции электрической цепи, представленной на рисунке 9.11.
а)
б)
Рис. 9.11. Эквивалентная схема пьезорезонатора и его АФЧХ
Данной эквивалентной схемой пьезорезонатора (рис. 9.11 а) можно
пользоваться в большинстве практических случаев при расчете электрических цепей, содержащих пьезоэлектрические резонаторы. Здесь электрический резонатор представляет собой двухполюсник, в состав которого входят динамическая емкость Cq, динамическая индуктивность Lq, статическая
емкость CP и сопротивление Rq, характеризующее потери энергии в резонаторе. Отметим, что существуют более точные эквивалентные схемы, которые учитывают наличие нескольких резонансов на различных частотах,
202
сопротивление, емкость и индуктивность выводов, емкость между выводами, между выводами и корпусом.
Пьезоэлектрический резонатор, являющийся резонансной системой с
потерями, целесообразно оценивать такими параметрами, как:
1. Частота последовательного резонанса ωq, на которой сопротивление
двухполюсника (рис. 9.11 б) становится равным нулю (при Rq = 0):
ωq =
1
LC Cq
(9.6)
.
2. Частота параллельного резонанса ωP, при которой сопротивление
резонатора (Rq = 0) становится бесконечно большим:
ωР = 1
Lq ⋅
Cq C Р
Cq + C Р
.
(9.7)
3. Диапазон частот кварцевых резонаторов (от нескольких сотен герц
до сотен мегагерц).
4. Добротность кварцевого резонатора Q, характеризующая отношение реактивной мощности, запасаемой в индуктивности Lq, к мощности
потерь, рассеиваемой сопротивлением Rq,
Q =
1
⋅
Rq
Lq
C
.
(9.8)
q
В технике фильтрации сигналов достаточно использовать резонаторы
с добротностью (104÷105), хотя современный уровень технологии позволяет изготавливать резонаторы с добротностью на порядок выше.
5. Емкостной коэффициент резонатора r, представляющий отношение статической емкости CP к динамической:
ωq2
ωq
CP
r=
= 2
≅
,
Cq ω P − ωq2 2∆ω
(9.9)
где Δω = ωP – ωq – резонансный промежуток пьезорезонатора. Емкостной
коэффициент r является важным параметром и характеризует потенциальную возможность реализовать необходимую ширину полосы пропускания
устройств фильтрации. Минимальная величина емкостного коэффициента
кварцевых резонаторов составляет 120 единиц. Практически этот коэффициент может быть реализован в пределах от 125 до 2000.
6. Нестабильность частоты. Кварцевые резонаторы по сравнению с
другими пьезоэлектрическими резонаторами (пьезокерамическими, танта203
лолитиевыми и др.) обладают наиболее высокой стабильностью частоты в
температуре и во времени. Изменение частоты резонатора Δf, обусловленное влиянием времени (старение), механическими воздействиями, влагой,
температурой окружающей среды, оценивают в относительных единицах
Δf / f. В качестве показателей старения используют относительные изменения частоты за сутки, неделю, месяц, год. Для фильтровых резонаторов
имеет смысл пользоваться долговременными характеристиками старения
(за год, за время эксплуатации и хранения – (10÷12) лет). Величина старения зависит от типа резонатора. Так, для резонаторов в вакуумированных
корпусах величина годового старения составляет (3÷5)·10-6, а у герметизированных резонаторов эта величина существенно хуже – (15÷30)·10-6.
Температурная нестабильность резонаторов зависит от многих факторов: от исходного материала, типа среза – ориентации пластины пьезоэлемента относительно кристаллических осей, геометрической формы пьезоэлемента и т. д. В интервале температур от –50 до +100 °С нестабильность частоты не превышает (50÷100)·10-6.
Самые простые фильтры, которые впервые нашли применение на
практике, – это Г-, Т-, П-образные лестничные схемы (рис. 9.12), а также
мостовые схемы, приведенные на рисунке 9.13.
Рис. 9.12. Лестничные схемы фильтров
Рис. 9.13. Мостовая схема фильтра
Здесь в качестве реактивных сопротивлений X1 и X2 могут использоваться кварцевые резонаторы, конденсаторы, катушки индуктивности либо
комбинации из этих элементов. Каждая из схем имеет свои преимущества
и недостатки. Так, лестничные схемы фильтров, являясь более простыми
по структуре, обладают большей устойчивостью характеристик в температуре и во времени; требования к точности выполнения входящих в нее
204
элементов ниже, чем к аналогичным по параметрам мостовым схемам. В
то же время мостовые схемы более универсальны. С их помощью можно
реализовать более широкополосные фильтры, фильтры с заданными фазочастотными характеристиками (поскольку мостовые схемы являются потенциально цепями неминимально-фазового типа). Задача проектирования
любого фильтра состоит в выборе оптимальной в определенном смысле
схемы фильтра (наименьшее количество элементов в схеме, минимальное
число моточных узлов или выполнение каких-либо конструктивных, технологических, эксплуатационных требований и т. п.). При этом сложность
схемы должна быть такой, чтобы при правильном выборе ее элементов она
удовлетворяла требованиям технического задания по затуханию в полосах
пропускания и задерживания. Пусть, например, мостовая схема (рис. 9.13)
содержит в качестве X1 и X2 кварцевый резонатор и параллельную катушку
индуктивности. На рисунке 9.14 приведены эквивалентные схемы двухполюсников X1 и X2 и частотные зависимости этих сопротивлений.
а)
б)
Рис. 9.14. Эквивалентные схемы двухполюсников X 1 и
и частотные зависимости этих сопротивлений
205
X2
Для заданной симметричной мостовой схемы характеристическая постоянная передачи qC и характеристическое сопротивление Z C определяются следующими выражениями:
q
x1
1+ H
th C =
= H , qC = aC + jbC = ln
, zC = x1 ⋅ x 2 . (9.10)
2
x2
1− H
Сопротивления двухполюсников X 1 и X 2 при выбранном расположении резонансных частот имеют следующий вид:
X1 =
2
ω 2 (ω 2 − ω01
)
j ⋅ ωC01(ω
2
2
− ωa2 )(ω 2 − ω02
)
, X2 =
2
ω 2 (ω 2 − ω02
)
2
j ⋅ ωC02 (ω 2 − ω01
)(ω 2 − ωb2 )
. (9.11)
Функция H для этой схемы
H =
2
2
)
C02 (ω 2 − ω a2 )(ω 2 − ω01
C01 (ω
2
− ωb2 )(ω 2
2
)
− ω02
(9.12)
В полосе частот от ω = 0 до ωa и от ωb до ω=∞ функция H является
вещественной положительной величиной и всегда больше нуля. В соответствии с (9.10) характеристическое затухание qC также больше нуля. Следовательно, эти полосы частот являются полосами задерживания.
В полосе частот от ωa до ωb функция H представляет мнимую величину и характеристическое затухание равно нулю. Данная область частот полоса пропускания. На частотах, когда X1=X2 и функция H=1, характеристическое затухание бесконечно возрастает. Такие частоты называются
частотами полюсов затухания фильтра.
Для выделения сигналов в узком диапазоне частот необходимы фильтры с очень узкой полосой пропускания. С этой целью применяются дифференциально-мостовые фильтры с резонатором в каждом плече, полоса пропускания которого ограничена последовательными резонансами кварцевых
резонаторов. Прямоугольность характеристик затухания фильтра в значительной степени определяется добротностью резонаторов. Например, для узкополосных фильтров на частоте f0 = 8 кГц с полосой пропускания (0,6÷2) Гц
добротность резонатора не должна быть хуже 40000, а на частоте 128 кГц с
полосой пропускания (2÷12) Гц – 90000.
В таблице 9.2 представлены данные кварцевых резонаторов, используемых для некоторых видов узкополосных фильтров, а на рисунке 9.15
приведена характеристика затухания [23, 24].
Расширение полосы пропускания кварцевых фильтров ограничивается емкостным коэффициентом пьезоэлектрических преобразователей.
Введение расширительных катушек индуктивности LP позволяет увели206
чить относительную полосу пропускания до (6÷8) %, что порой недостаточно для построения широкополосных фильтров.
∆f f , L ,
Вариант поf0 ,
КВ1
КВ1
строения
,
кГц
Гц
Гн
фильтра
Гц
ФП – 0,6
8,0 0,6 7999,7 15000
ФП – 2(8)
8,0 2,0 7999,0 14000
ФП–2(128) 128,0 2,0 127999
40
ФП – 5
128,0 6,0 127997
40
ФП – 10
128,0 12 127994
40
Таблица 9.2
C01 ,
пФ
f КВ 2 , LКВ 2 , C02 ,
Гц
Гн
24,6 8000,3 15000
22,6 8001,0 14000
15,8 128001
40
16,0 128003
40
100 128006
40
R0 ,
пФ
кОм
28,7
37,7
1,8
16,0
100
56
170
0,5
1,5
2,8
η∞
13
4
3000
25
3
Рис. 9.15. Характеристика затухания кварцевых фильтров
Дальнейшее расширение полосы пропускания ограничено номиналами сосредоточенных LC-элементов (индуктивность – от единиц до сотен
генри, а ёмкость – от десятых до сотых долей пикофарад). В какой-то мере
задача дальнейшего расширения полосы пропускания кварцевых фильтров
решается с помощью модифицированной дифференциально-мостовой
схемы кварцевых фильтров (рис. 9.16), характеристика затухания которой
показана на рисунке 9.17.
Рис. 9.16. Дифференциально-мостовая схема кварцевого фильтра
Расчет фильтров проводится различными методами, среди которых
наибольшее распространение получил расчет по характеристическим и рабочим параметрам. Метод расчета фильтров по характеристическим пара207
метрам в настоящее время разработан достаточно полно и позволяет проектировать самые разнообразные типы фильтров простыми средствами в
два этапа:
а) решение аппроксимационной задачи, в ходе которой по заданным
требованиям к частотным характеристикам фильтра определяется сложность цепи – число полюсов затухания и их расположение на оси частот, а
также необходимая форма характеристического сопротивления и коэффициент нагрузки α для обеспечения необходимого коэффициента использования теоретической полосы пропускания;
б) реализация заданных требований, заключающаяся в выборе схемы
фильтра, числа звеньев и расчете величин элементов.
Рис. 9.17. Характеристика затухания
дифференциально-мостовой схемы кварцевого фильтра
При этом необходимо учитывать ряд ограничений, имеющих для
кварцевых фильтров решающее значение, например; применение резонаторов с заданным емкостным коэффициентом; использование минимального числа индуктивных элементов; ограничения по диапазону динамических индуктивностей резонаторов; ограничения по величине максимальной добротности катушек индуктивности. 3aметим, что при использовании
метода синтеза кварцевых фильтров по рабочим параметрам такие ограничения во многих случаях существенно усложняют решение задачи.
9.4 Электромеханические фильтры
Электрические фильтры во многих случаях не могут удовлетворить
требованиям, предъявляемым к избирательным системам современных ра208
диотехнических устройств, или, удовлетворяя этим требованиям, оказываются чрезвычайно громоздкими. В том случае, когда требуется высокая
избирательность фильтров в диапазоне частот 50 кГц – 1 МГц, незаменимы различного рода электромеханические фильтры (ЭМФ), резонаторы
которых изготовлены из специальных сплавов [18, 24]. В частности, механические резонаторы, выполненные из элинварных сплавов, имеют добротность (10000÷15000) и температурную нестабильность параметров,
(1÷6) · 10-6 1/град дешевле в производстве, чем кварцевые. Расчет колебательной системы таких электромеханических фильтров сводится к выбору
числа и геометрических размеров металлических резонаторов (Р), связок
(С) и преобразователей (ПР) (рис. 9.18) [18, 24].
Рис. 9.18. Эквивалентная схема электромеханического фильтра
Расчет ЭМФ по заданным характеристикам затухания состоит из
следующих этапов:
1. По заданным требованиям к фильтру (f0, ∆f, ∆a, aГ, ∆fГ, RH, RГ) определяется необходимая амплитудно-частотная характеристика фильтра,
например, полосового (рис. 9.19)
2. Частотным преобразованием [18, 33, 36] осуществляется переход к
низкочастотному прототипу с заданными требованиями (Рис. 9.20).
Рис. 9.19. Исходная АЧХ фильтра
Рис. 9.20. АЧХ прототипа
3. По существующим таблицам [36] выбирается необходимый аппроксимирующий полином степени n.
4. Находится требуемая эквивалентная схема низкочастотного прототипа с нормированными элементами для выбранного аппроксимирующего
полинома (Рис. 9.21).
5. Обратным преобразованием [36] получается электрическая LCсхема полосового фильтра (Рис. 9.22).
6. Уточняется вид колебательной системы и число резонаторов.
209
Рис. 9.21. Эквивалентная схема низкочастотного прототипа
Рис. 9.22. Электрическая LC-схема полосового фильтра
7. Рассчитываются коэффициенты связи между резонаторами:
K
ij
=
f0
∆f
LiC
,
(9.13)
i
где ∆f – полоса пропускания, f0 – средняя частота полосового фильтра,
LiCi – значения элементов прототипа.
8. Находятся полосы связи между соответствующими резонаторами:
∆ f ij = K
ij
∆f .
(9.14)
9. Для выбранного вида механической колебательной системы определяются геометрические размеры резонаторов и связок.
Расчет размеров элементов ЭМФ производится по формулам, связывающим резонансные частоты и характеристические сопротивления различных элементов с их геометрическими размерами и физическими константами применяемых материалов (E – модуль продольной упругости,
σ – коэффициент Пуассона, ρ – плотность материала).
Так, длина (l1) и диаметр (d1) цилиндрических полуволновых резонаторов с продольными колебаниями рассчитываются следующим образом:
ZС
1
E
C
l1 =
=
; d1 = 2 π .
4 Eρ
2 f0 ρ 2 f 0
Для таких же резонаторов с крутильными колебаниями:
l1 =
C
2
2(1 + σ )
; d1 = 2
ZС
,
π
Eρ
2 f 0 2(1 − τ )
(9.15)
(9.16)
где C – скорость распространения крутильных колебаний.
В ЭМФ можно получить достаточно узкую полосу пропускания, которая зависит от соотношения диаметров резонатора (dP) и связки (dC). В
частности, для механической системы с продольными колебаниями относительная полоса пропускания фильтра:
210
2
4d 
δ0 =  С  .
π  dР 
(9.17)
Если, например, δ0 = 0,01, то диаметр резонаторов и связок должен
отличаться в десять раз.
Более технологичной получается конструкция механической системы
при использовании крутильных колебаний. В этом случае при тех же эквивалентных схемах и частотных характеристиках
δ0
4  dС 
=


π  dР 
4
(9.18)
и, следовательно, диаметры резонаторов и связок при прежней относительной полосе пропускания (δ0 = 0,01) будет отличаться всего в три раза.
На рисунке 9.23 показана частотная зависимость затухания ЭМФ со
средней частотой 128 кГц.
Рис. 9.23. Частотная зависимость затухания ЭМФ
9.5 Пьезокерамические фильтры
В профессиональной аппаратуре наряду с электрическими фильтрами используются и пьезокерамические, перекрывающие спектр частот от 8
до 50 кГц и от 300 до 800 кГц. При этом относительная полоса пропускания составляет (0,5 ÷1,5) %. Возможно построение широкополосных пьезокерамических фильтров для главного тракта радиоприемных устройств
на промежуточных частотах 4,5 МГц и 10,7 МГц. В отличие от кварцевых,
пьезокерамические фильтры более просты в изготовлении, хорошо согласуются с транзисторными схемами, позволяют получить широкополосные
фильтры без использования дополнительных элементов, имеют малые
размеры, допускают простые способы монтажа и крепления [8, 25, 33].
211
При проектировании пьезокерамических фильтров (ПКФ) керамику выбирают по определенным параметрам, наиболее важным из которых является
коэффициент электромеханической связи, характеризующий преобразование электрической энергии в механическую при прямом пьезоэффекте и
механической энергии в электрическую в случае обратного пьезоэффекта.
Коэффициент электромеханической связи ограничивает ширину полосы
пропускания и зависит не только от свойств материала, но и от направлений, в которых подводится и снимается энергия. Принято коэффициентом
электромеханической связи K33 характеризовать степень преобразования
энергии возбуждающего электрического поля, направленного по оси поляризации, в энергию продольной деформации в том же направлении; коэффициент K31 определяет степень преобразования энергии того же поля в
энергию деформации, перпендикулярной направлению поля.
На выбор пьезокерамических резонаторов влияет частотная постоянная N, зависящая от скорости распространения в материале упругих механических колебаний и равная произведению длины пьезоэлемента l на резонансную частоту продольных колебаний f0:
N = l ⋅ f0 ,
(9.19)
а для радиальных колебаний пьезоэлемента в форме диска с наружным диаметром D частотная постоянная NP=f0D примерно в 1.35 раза больше N.
В таблице 9.3 приведены параметры некоторых пьезокерамических материалов и кварца.
Уход N в диапазоне
температур
(-60–+80) 0С, %
Уход N за 10 лет, %
Температура Кюри, Тк0С
5,7
0,21
0,5
1700
300
220
19
1,1
115
5,4
0,11
0,34
450
1200
243
2
0,8
140
5,5
0,15
-
1800
300
201
1,5
0,6
260
7,3
0,18
-
700
400
180
0,45
0,35 305
7,4
0,25
0,54 1050
450
177
0,2
0,1
(3–5)·104
230–280
<0,05
Коэффициент
электромеханической
связи
2,65 0,07–0,09
-
Диэлектрическая
проницаемость ε
К33
Частотная составляющая
бруска N, кГц*см
Титанат бария
Титанат бария,
кальция и свинца
Ниобат бария и
свинца
Цирконат-титан
свинца ЦТС-606
Цирконат-титан
свинца PZT-606
Кварц
К31
Плотность,г/см3
Пьезоэлектрик
Добротность Q
Таблица 9.3
4,7
212
335
<0,05 573
Для построения высококачественных ПКФ необходимы пьезокерамические резонаторы (ПКР), обладающие моночастотностью. Это означает, что у резонатора не должно быть побочных резонансных колебаний в
достаточно широком диапазоне частот относительно рабочей резонансной
частоты фильтра.
Подавление побочных колебаний достигается тщательным выбором
формы и геометрических размеров резонаторов, конфигурации электродов, направления поляризации и возбуждения, а также способа крепления.
Поведение пьезокерамического резонатора, включенного в электрическую цепь, аналогично кварцу. Эквивалентная схема ПКР (рис. 9.24 а) отражает свойства резонатора как электромеханической системы с двумя резонансами (рис. 9.24 б).
Сопротивление R учитывает потери за счет внутреннего трения в материале, индуктивность L пропорциональна массе, а емкость C – обратно
пропорциональна механической жесткости материала ПКР. Статическая
емкость C0 зависит от геометрической емкости резонатора и от коэффициента электромеханической связи.
Избирательные свойства ПКР характеризуются частотной зависимостью его сопротивления (рис.9.24 б, в). На частоте ниже резонансной ПКР
представляет конденсатор с общей емкостью CΣ = C0 + C .
На частоте, близкой к частоте последовательного резонанса
(
f P = 2π LC
)
−1
, сопротивление резко уменьшается до минимальной ве-
личины RP. При изменении частоты от fР до fа сопротивление увеличивается до максимального значения Ra. После частоты параллельного резоC ⋅ C0
нанса (антирезонансная частота) f a = 1 2π L
сопротивление паC + C0
дает, приближаясь к величине 1 2π f C0 .
Добротность ПКР определяется следующим образом
Q = 2π f P L R .
а) Эквивалентная схема ПКР
б) АФЧХ
213
(9.20)
в) Частотная зависимость сопротивления
Рис. 9.24. Характеристики пьезокерамического резонатора
Если измерить fР, fа, CΣ и R, то можно определить:
статическую емкость –
 2 ∆f 
C0 ≈ CΣ 1 −
,
fP 

динамическую емкость –
2∆f
C = CΣ
,
fP
динамическую индуктивность –
12,6 ⋅106
,
L≈
f P CΣ R
добротность –
8 ⋅107
,
Q≈
∆f ⋅ CΣ ⋅ R
(9.21)
(9.22)
(9.23)
(9.24)
эффективный коэффициент электромеханической связи –
2
K ЭФ
fa2 − f P2 2 f P2 + ∆f
C
=
=
=
.
2
2
C0
fP
fP
(9.25)
C
2 ∆а
.
≈
C0
fP
В приведенных соотношениях Δf и fР выражены в кГц, R – в Ом,
L – в мГн.
Многозвенные ПКФ строятся на основе мостовых, дифференциально-мостовых и лестничных схем. Чаще всего для ПКФ используются лестничные схемы, позволяющие получить миниатюрные фильтры даже при
большом числе резонаторов.
Многозвенные ПКФ (рис. 9.25 а) представляют каскадное согласованное включение простейших Г-образных полузвеньев (рис. 9.25 б), в результате чего получается схема фильтра (рис. 9.25 в).
Чаще всего ∆f << f P и тогда K ЭФ ≈
214
а)
б)
в)
Рис. 9.25. Схемы многозвенных ПКФ
Пьезокерамические фильтры обычно состоят только из пьезокерамических резонаторов. Тем не менее, иногда в продольных или поперечных ветвях
вместо резонаторов включают конденсаторы, а в ряде случаев применяется
параллельное или последовательное соединение резонаторов и конденсаторов.
На рисунке 9.26 показаны четыре разновидности Г-образных полузвеньев, составленных из конденсаторов и пьезокерамических элементов.
а)
б)
в)
Рис. 9.26. Разновидности Г-образных полузвеньев ПКФ
г)
Наибольшее распространение получили ПКФ, состоящие только из
резонаторов, частотная зависимость реактивных сопротивлений для продольной (X1) и поперечной (X2) ветвей показана на рисунке 9.27 а, а характер поведения затухания – на рисунке 9.27 б.
Полоса пропускания (затухание в идеальном случае равно нулю) многозвенного фильтра равна полосе пропускания звена и расположена между
частотами среза fC1, fC 2 . Полоса пропускания получается непрерывной в
том случае, если резонансная частота резонаторов, расположенных в продольной ветви, совпадет с антирезонансной частотой резонаторов в поперечной ветви ( f p1 = fa2 = f0 ). Наличие полюсов объясняется тем, что на
частоте fa2 сопротивление резонатора в продольной ветви бесконечно велико и сигнал не проходит. В то же время на частоте f p 2 сопротивление резонатора, включенного в поперечную ветвь, равно нулю, что также препятствует прохождению сигнала через звено фильтра.
215
а)
Рис. 9.27. Частотные зависимости реактивных сопротивлений ПКФ
Для резонаторов с одинаковыми резонансными промежутками
(Δf1= Δf2= Δf3) частоты среза определяются следующим образом:
fC1 ≈ f0 −
∆f
∆f
, fC 2 ≈ f 0 +
,
1+ K
1+ K
(9.26)
где K=С02/C01 – отношение статических емкостей резонаторов. Частоты
среза расположены симметрично относительно частоты f0, при этом отношение
f −f
1
(9.27)
= ∞1 ∞ 2
f с1 − f с 2
1+ K
можно использовать для оценки коэффициента прямоугольности характеристики затухания фильтра. Чем меньше K , тем ближе частоты среза к
частотам полюсов затухания и, следовательно, прямоугольность характеристики затухания улучшается. Увеличение K приводит к сужению полосы пропускания и ухудшению прямоугольности.
Выбор сопротивления нагрузки RH осуществляется из условия равенства на средней частоте полосы пропускания f0 характеристического сопротивления ZT0=ZП0 номинальному R0:
1
(9.28)
ZT 0 = Z П 0 =
= R0 = RН .
2π C01C02
Затухание фильтра равно сумме затуханий составляющих его полузвеньев. Затухание полузвена вдали от полосы пропускания определяется
по закону sha ≈ K . Следует учитывать, что фильтр, содержащий n ветвей, состоит из n-1 Г-образных полузвеньев.
На рисунке 9.28 представлена одна из возможных практических схем
пьезокерамического фильтра: средняя частота 2 МГц; сопротивление на216
грузки 2 кОм; полоса пропускания 40 кГц; вносимое затухание 6 дБ; затухание в полосе задерживания 60 дБ; коэффициент прямоугольности по
уровню 6 и 60 дБ составляет 1,5.
Рис. 9.28. Практическая схема ПКФ
В табл. 9.4 приведены данные некоторых отечественных пьезокерамических фильтров.
Неравномерность затухания в полосе пропускания фильтров ФП1П049а и ФП1П-049б составляет не более 3 дБ, для остальных фильтров – не
более 6 дБ. Полоса частот на уровне – 26 дБ для фильтра ФП1П-049а не
шире 505 кГц, а для фильтра ФП1П-049б – не более 585 кГц.
Средняя
Полоса
частота по- пропусТип
лосы про- кания на
пускания,
уровне
кГц
–6 дБ, кГц
ФП1П-1М
465+2
7,0–9,5
ФП1П-2
465+2
8,5–12,5
ФП1П-022
465+2
10,5–14,5
ФП1П-023
465+2
8,0–11,5
ФП1П-024
465+2
8,0–11,5
ФП1П-025
465+2
8,0–115
ФП1П-026
465+2
7,0–10,5
ФП1П-027
465+2
8,0–11,5
ФП1П-041
465+2
4,6–7,0
ФП1П-042
465+2
4,6–7,0
ФП1П-043
465+2
4,6–7,0
ФП1П-049а 10700+100 150–200
ФП1П-049б 10700+100 200–280
Таблица 9.4
Селектив- Затухание в Согласующее
сопротивление,
ность при
полосе
кОм,
расстройке пропускасо стороны
±9 кГц, дБ,
ния,
не менее дБ, не менее входа выхода
40
8,0
1,2
0,6
40
8,0
1,2
0,6
26
9,5
2
2
40
9,5
2
2
35
9,5
2
2
30
9,5
2
2
26
9,5
2
2
35
9,5
2
2
55
12,0
2
2
50
12,0
2
2
46
12,0
2
2
–
10,0
0,33
0,33
–
10,0
0,33
0,33
9.6 Акустоэлектронные фильтры
В результате развития акустоэлектроники возникло два основных
направления разработки фильтров на основе локализации энергии акустических колебаний: первое заключается в захвате в ограниченном объеме
энергии упругих колебаний объемной акустической волны (ОАВ); второе
217
в использовании специфики возбуждения, распространения и приема поверхностных акустических волн (ПАВ).
В диапазоне частот от 5 до 800 МГц наиболее успешно используются
интегральные пьезофильтры на ПАВ (ПАВ фильтры). Нижняя граница рабочего диапазона зависит от размеров кристаллов, которые на частотах
ниже 5 МГц оказываются чрезмерно большими. Верхний предел ограничен возможностями технологии изготовления преобразователей. Например, на частоте настройки фильтра 1 ГГц ширина металлических полосок
пьезопреобразователя составляет всего 1 мкм.
Полосовой фильтр на поверхностных акустических волнах представляет собой два встречно-штыревых преобразователя (ВШП), размещенных
на поверхности пьезоэлектрической подложки (рис. 9.29) и предназначенных для возбуждения ПАВ.
Рис. 9.29. Полосовой фильтр на ПАВ
На основе синтеза преобразователей и в целом фильтров на ПАВ методом прямой свертки с весовыми функциями можно получить широкополосные фильтры с относительной полосой пропускания от 1 до 30 %. Для
построения узкополосных ПАВ-фильтров с относительной полосой пропускания (0,1÷0,5) % используются различные варианты конструкций
[8, 26], например, применение секционированных ВШП с прореживанием
электродов; ВШП с взвешиванием путем удаления части электродов; использование трех ВШП для разделения и последующего восстановления
импульсной характеристики и др. Передающий ВШП (ВШП1) состоит из
N+1 штырей, расположенных с постоянным шагом, равным половине
длинны акустической волны на центральной частоте фильтра f0,
υ
,
(9.29)
2 2 f0
где υ – скорость акустической волны в подложке (табл. 9.5).
Центр n-го штыря расположен в точке Xn=n·d (n=1, 2, …, N). Ширина
каждого штыря l=d / 2 l = d 2 . Общая длина передающего ВШП L=N·d.
Степень перекрытия соседних штырей определяется величиной αn, а максимальное перекрытие равно α0. Передающий ВШП с постоянным перекрытием αn= α0 имеет частотную характеристику вида sin(X/X). Поэтому
d=
λ
=
218
для формирования требуемых частотных характеристик применяются передающие ВШП с переменной величиной перекрытия αn. Такие фильтры называются аподизованными.
Материал
Подложки
Кварц
Кварц HC
Кварц ST
υ,
м/с
3159
3209
3157
С0 ,
пФ/м
0,026
К2
0,0023
0,0025
0,0016
Материал
подложки
Ниобат лития
Танталат лития
Германат висмута
υ,
м/с
3488
3230
1681
Таблица 9.5
С0 ,
К2
пФ/м
0,0460
0,270
0,0074
0,0085
Так как фильтры на ПАФ относятся к классу неминимально-фазовых
цепей, то АЧХ и ФЧХ фильтра можно задавать независимо друг от друга.
Используя постоянный шаг между штырями ВШП можно реализовать
АЧХ, симметричные относительно центральной частоты фильтра ω0.
ВШП, симметричные относительно центрального электрода, имеют линейную ФЧХ:
ϕ (ω ) = −τω .
(9.30)
С заданной передаточной функцией фильтра
K& ( jω ) = K (ω )exp{ jϕ (ω )}
(9.31)
связана импульсная характеристика
K& ( jω ) = K (ω )exp{ jϕ (ω )} ,
где H(t) – медленно меняющаяся огибающая, а θ (t ) – медленно меняющаяся фаза импульсной характеристики.
Известно, что комплексная огибающая импульсной характеристики
H& (t ) = H (t ) ⋅ exp{ jθ (t )}
(9.32)
связана с комплексным коэффициентом передачи K& ( jω ) узкополосного
фильтра преобразованием Фурье
∞
1
H& (t ) =
K& ( jω + jω 0 )exp{ jω t}d ω .
∫
π −ω
(9.33)
0
Передающий ВШП с постоянным шагом d позволяет реализовать фильтры, у которых фаза импульсной характеристики θ (t ) =θ0 = const .
Перекрытие n-го фильтра αn пропорционально значению огибающей
Hn(tn) в моменты времени tn=nΔt, где Δt = d/υ = 1/(2f0). Знак выборочного
значения импульсной характеристики h(tn) определяет, к какой из двух
шин ВШП присоединяется штырь. Пусть для определенности будет
h(tn)>0, когда штырь присоединяется к верхней шине, а при h(tn)<0 – к
нижней.
219
ВШП, состоящий из бесконечного числа штырей, точно реализует
фильтр с заданной передаточной функцией. Однако существующие ограничения на число штырей N приводят к уменьшению крутизны спада АЧХ
и вызывают нежелательные пульсации АЧХ.
Для снижения уровня пульсаций вводится сглаживающий весовой
множитель g(Хn), такой, чтобы выполнялось равенство
αn = α0
H (t n )
g ( xn ) .
max H (tn )
(9.34)
В качестве весовой функции наиболее часто используется функция
Хэмминга
2π ( xn − 0,5L)
g ( xn ) = 0,54 + 0,46 ⋅ Cos[
].
(9.35)
L
Максимальное перекрытие штырей α 0 = max α n влияет на входное
сопротивление и выбирается из условия α 0 = (50 ÷100)υ f 0 .
Количество штырей N определяется из следующих соображений.
Функция H(t) усекается на интервале [0, tMAX] и определяется N=tMAX/∆t.
Значение tMAX определяет крутизну спада АЧХ фильтра, и поэтому для
обоснованного выбора tMAX необходимо рассчитать фактическую частотную характеристику фильтра в целом с учетом усечения импульсной характеристики H(t) и наличия приемного ВШП. Аналогичные проблемы,
связанные с усечением импульсных характеристик и выбором весовых
функций, возникают и при расчете нерекурсивных (трансверсальных)
цифровых фильтров.
Частотная характеристика передающего ВШП при предположении,
что каждый штырь заменяется источником акустической волны в виде
δ -функции, расположенным в центре штыря, представляет собой дискретное преобразование Фурье от функции (-1)nαn:
N
K&1 ( jω ) = K10 ∑ (−1)n α n exp{− jω tn }.
(9.36)
n=0
Для частотной характеристики приемного ВШП, состоящего из одной пары штырей, справедливо уравнение
(9.37)
K& 2 ( jω ) = K 20 exp{− jωτ 32 }Sin(ω
),
4 f0
y
1
где τ 32 = +
; y – расстояние от передающего до приемного ВШП.
υ 4 f0
Выражение (9.37) получается из (9.36) при N=1.
Частотная характеристика фильтра в целом равна:
220
K& ( jω ) = K&1 ( jω ) K& 2 ( jω ) .
(9.38)
и определяется в основном функцией K&1 ( jω ) , так как частотная характеристика приемного ВШП K& 2 ( jω ) более широкополосная по сравнению с
передающим ВШП.
Для согласования фильтра на ПАВ с внешними электрическими цепями необходимо знать входную проводимость ВШП:
yBX ( jω) = gBX (ω) + jω CBX .
(9.39)
Активная составляющая проводимости ВШП с аподизацией:
N
g BX (ω ) = 4 K C0 | ∑ (−1) n α n f 0 Sin
2
n=0
ω
ω
exp{− j }|2 ,
4 f0
f0
(9.40)
а суммарная емкость электродов (без учета краевых эффектов)
α
CBX = C0α 0 ∑ n .
n=0 α 0
N
(9.41)
Значения погонной емкости электродов С0 и коэффициента электромеханической связи К2 приведены в таблице 9.5.
Для выбора необходимых фильтров в заданном диапазоне частот могут оказаться полезными данные таблицы 9.6.
Параметр
Таблица 9.6
Фильтры ОАВ
Фильтры ПАВ
промыш- практи- лаборатор- промыш- практичеленные
ческие
ные
ленные
ские
образцы образцы образцы образцы образцы
3÷350
3÷350
1÷2750
10÷1000 10÷2000
Центральная частота, МГц
Максимальные вносимые
1,0
потери, дБ
Минимальная полоса, %
0,001
Максимальная полоса, %
5
Минимальный коэффициент
1,6
прямоугольности, дБ
(60/3)дБ
Затухание в полосе
90
задерживания, дБ
Затухание боковых лепестков или
80
паразитных резонансов, дБ
Пульсации по амплитуде, дБ
±0,1
Отклонение фазовой характери±0,2
стики от линейной, град
221
0,5
0,65
2,0
0,5
0,001
15
1,3
(60/3)дБ
0,01
100
1,15
(60/3)дБ
0,01
50
1,2
(60/3)дБ
0,005
100
1,1
(60/3)дБ
100
70
50
80
90
60–70
40–50
80
±0,05
±0,05
±0,2
±0,01
±0,5
±0,1
±2
±0,01
9.7 Дискретные и цифровые фильтры
В современных системах радиосвязи и радиовещания находят широкое применение приемники дискретных и аналоговых сигналов, преобразуемых в приемном тракте в цифровую форму. В информационном (ИТ) и
в усилительно-преобразовательном трактах (УТ) таких приемников используются дискретные (ДФ) и цифровые (ЦФ) фильтры, реализуемые на
цифровых и аналоговых интегральных микросхемах, микропроцессорах и
микроЭВМ. В УТ приемников ДФ и ЦФ выполняют в основном функции
избирательности при повышенных или специальных требованиях к АЧХ и
ФЧХ.
Дискретные фильтры относятся к типу трансверсальных, но с тем отличием от ПАВ фильтров, что в них происходит обработка не аналогового
сигнала, а его неквантованных по уровню дискретных выборок, взятых в
моменты t = nT, где Т – период дискретизации.
На вход ДФ поступает последовательность импульсов меняющейся
амплитуды с тактовой частотой F = 1/T. Каждый импульс последовательно проходит через линию задержки на время Т, ответвляется и после умножения на весовой коэффициент an подается на сумматор.
Данный фильтр (рис. 9.30) называется нерекурсивным и имеет передаточную функцию:
N
K& Ф = ∑ an e − jnωT .
(9.42)
n =0
Введение обратных связей (рис. 9.31) позволяет получить рекурсивный
фильтр с новыми свойствами, так как его выходной сигнал зависит и от
входного, и от выходного сигналов в предшествующие моменты. Передаточная функция рекурсивного ДФ имеет следующий вид:
N
K& =
∑ an e− jnωT
n =0
M
,
(9.43)
1 + ∑ bn e− jnωT
n=1
Для технической реализации ДФ целесообразно использовать приборы с зарядовой связью, основными элементами которых служат МОПконденсаторы и МОП-транзисторы, отличающиеся высоким быстродействием и малым потреблением мощности. На таких приборах реализуются и
линии задержки, и функции умножения на весовые коэффициенты, при
этом управление последними может осуществляться программными средствами (программируемые ДФ). Отсутствие в ДФ аналого-цифровых
(АЦП) и цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) упрощает их реализа222
цию и повышает быстродействие, что позволяет отфильтровывать более
широкополосные сигналы. К достоинствам ДФ следует отнести: возможность фильтрации сигналов большой длительности; перестройку за счет
изменения тактовой частоты; использование для согласованной фильтрации и корреляционной обработки сигналов.
Рис. 9.30. Функциональная схема нерекурсивного фильтра
Рис. 9.31. Функциональная схема рекурсивного фильтра
Цифровые фильтры фактически представляют собой специализированные компьютеры, встроенные в аппаратуру (микропроцессоры) или
реализуемые на основе микро ЭВМ. ЦФ строятся по алгоритмам нерекурсивных или рекурсивных фильтров, но в них обрабатываются не дискретные выборки сигнала, а двоичные кодовые последовательности. В ЦФ
(рис. 9.32) аналоговый сигнал преобразуется дискретизатором (Д) в последовательность его мгновенных значений, взятых в момент t=nT, которые
подаются на АЦП, где превращаются в двоичные кодовые последовательности, поступающие в арифметическое устройство (АУ).
Рис. 9.32. Функциональная схема ЦФ
Арифметическое устройство содержит цифровые запоминающие
устройства, перемножители и сумматоры. Перемножители реализуют весовые коэффициенты и перемножение на них всех разрядов входного числа. Полученные произведения суммируются. В ЦАП и сглаживающем
223
фильтре СФ происходит обратное преобразование последовательностей в
аналоговый выходной сигнал.
Для синтеза ЦФ применяют один из трех основных алгоритмов: линейные разностные уравнения с постоянными коэффициентами, позволяющие найти выходную дискретную последовательность {y(nT)} по заданной входной {x(nT)}; временная свертка; дискретное преобразование
Фурье. Первоочередная задача заключается в определении передаточной
функции ЦФ, представляющей собой отношение z-преобразований выходного и входного сигналов,
H ( z) =
z{ y ( nT )}
.
z{ x ( nT )}
(9.44)
По известной H(z) определяются частотные (АЧХ и ФЧХ) и временные (переходная и импульсная) характеристики ЦФ.
Для нерекурсивного фильтра справедливо:
H ( z) =
а для рекурсивного
N
∑ am z−m ,
m=0
N
H (z) =
(9.45)
∑
m =0
M
1+
am z − m
∑
m =1
.
(9.46)
bm z − m
Здесь am, bm – вещественные цифровые коэффициенты разностного
уравнения, определяющие характеристики ЦФ; M и N – целые числа.
Нерекурсивные фильтры обладают следующими основными особенностями:
- абсолютная устойчивость и физическая реализуемость;
- при симметричных или антисимметричных коэффициентах фильтры обладают линейными ФЧХ и переходные процессы в них имеют конечную длительность (фильтры с конечной импульсной характеристикой –
КИХ-фильтры);
- малое затухание, что является их основным недостатком.
Физическую реализуемость и устойчивость рекурсивных ЦФ приходится обеспечивать при проектировании. ФЧХ рекурсивных ЦФ, как правило, нелинейная, а длительность переходного процесса не поддается априорной оценке (фильтры с бесконечной импульсной характеристикой –
БИХ-фильтры). Для рекурсивных ЦФ характерна высокая крутизна скатов
АЧХ.
224
Арифметические устройства рекурсивных фильтров реализуются по
прямой, канонической, каскадной (цепочечной) или параллельной формам
соединения цифровых звеньев первого и второго порядков. Нерекурсивные выполняются по прямой или каскадной формам. Структурные схемы
прямой формы реализации АУ нерекурсивного и рекурсивного ЦФ соответствуют рисункам 9.30, 9.31 при замене UВХ на x(nT), UВЫХ на y(nT), а
звеньев задержки со временем Т на (z–1).
Достоинства ЦФ по сравнению с аналоговыми следующие:
- возможность формирования сложных, но высокостабильных АЧХ
и линейных ФЧХ, которые могут оперативно видоизменяться по заданной
программе;
- отсутствие реактивных элементов и пригодность для полной интеграции;
- высокая добротность и точность;
- отсутствие явления дрейфа.
Основные недостатки ЦФ применительно к радиоприемной аппаратуре:
- трудность реализации на высоких частотах;
- появление шумов квантования;
- сравнительно сложная схемная реализация.
9.8 Монолитные пьезоэлектрические фильтры
Монолитные пьезоэлектрические фильтры (МПФ) используют объемные акустические волны и наиболее перспективны в диапазоне частот
от 2 до 200 МГц для построения полосовых фильтров с относительной полосой пропускания (0,005÷1) %. В зависимости от пьезоматериала возможно применение МПФ на частотах (0,3÷2) МГц и выше 200 МГц.
Конструктивно МПФ представляет пьезоэлектрическую пластинку
(напр., кварц, титанат лития, пьезокерамика, –) с несколькими парами металлических электродов на ее поверхности. Область под электродами, где
происходит концентрация энергии механических колебаний, является основным резонансным элементом фильтра, которая получила название резонатора с захватом энергии.
В зависимости от требований к избирательности МПФ на пьезоэлектрической подложке (чаще всего кварц АТ среза) располагается от двух до
десяти связанных резонаторов. Тип резонатора определяется рабочим частотным диапазоном. Так, на частотах от 2 до 4 МГц применяются одномерные резонаторы (рис. 9.33 а), у которых электроды наносятся по всей
ширине (длине) пьезопластин и амплитуда колебаний не зависит от координаты по ширине (длине). Двумерные резонаторы (рис. 9.33 б), у которых размеры электродов по длине и ширине ограничены, используются на
частотах выше 4 МГц. В области частот (35÷100) МГц предпочтительнее
225
простые резонаторы, работающие на гармониках, а на частотах выше
100 МГц наибольшее распространение получили многослойные резонаторы на гармониках.
б)
a)
Рис. 9.33. Топология МПФ
Акустическая связь между соседними резонаторами происходит за
счет убывающих по экспоненциальному закону колебаний, которые возбуждаются в пьезопластине отдельными (частными) резонаторами. Чем
меньше расстояние между резонаторами, тем сильнее связь. Число основных собственных частот МПФ равно количеству резонаторов, которые
обычно настраиваются на одинаковые частоты.
Оптимальная форма резонатора с точки зрения подавления ангармонических колебаний – эллипсообразная, но по техническим причинам используется редко. Для одиночных резонаторов обычно применяются круглые электроды, а в случае системы связанных резонаторов предпочтительнее прямоугольная форма электродов, при которой получается равномерная связь между соседними резонаторами.
Если резонаторы размещены последовательно на пьезопластине
(рис. 9.34 а), то возможно проявление свойства полосового фильтра. Электрическим аналогом такой системы является полосовой фильтр на связанных контурах (рис. 9.34 б), свойства которого определяются характером
обмена энергией между отдельными контурами. При узких полосах пропускания резонаторы разнесены на расстояние, сравнимое с размерами самих резонаторов. С расширением полосы пропускания расстояние между
резонаторами уменьшается.
Важную роль при расчете МПФ имеет коэффициент связи, который
может быть определен как через собственные частоты системы связанных
резонаторов ω1 и ω2:
ω 2 −ω1
(9.47)
K12 =
,
ω1ω 2
так и через элементы эквивалентной схемы:
226
Ki ,i +1 =
Lci
Lqi ⋅ Lqi +1
.
(9.48)
а)
б)
Рис. 9.34. Топология и эквивалентная схема полосового фильтра
Величина связи между резонаторами регулируется изменением ширины или толщины узкой полоски металла, дополнительно наносимой на
пластину между частными резонаторами (рис. 9.35).
Рис. 9.35. Топология межрезонаторной связи
По конструктивным признакам МПФ подразделяются на простые
(рис. 9.36 а), секционированные (рис. 9.36 б) и гибридные. Простые имеют
побочные полосы пропускания, образующиеся в области ангармонических
частот акустической системы, и большие размеры пьезоэлектрических
пластин в случае многорезонаторных МПФ, что затрудняет технологию их
изготовления.
Если количество резонаторов в МПФ больше трех, то для борьбы с
побочными полосами пропускания и для уменьшения размеров пьезоэлементы МПФ разделяют на несколько секций, каждая из которых представляет отдельную систему акустически связанных резонаторов. Секции соединяют между собой через емкость. Чаще всего делаются двухрезонаторные секции (рис. 9.36 б).
227
а)
б)
Рис. 9.36. Конструктивные особенности МПФ
В полосовых МПФ катушки индуктивности используются для расширения полосы пропускания и согласования МПФ с нагрузками, а также
для реализации специальных частотных характеристик.
Схемы полосовых и режекторных МПФ чаще всего рассчитываются
специальным методом преобразования узкополосного прототипа, который
обеспечивает получение требуемой структуры МПФ. Сложность такого
фильтра-прототипа (число звеньев) определяется порядком фильтра n, который задается старшей степенью аппроксимирующего полинома, выражающего рабочий коэффициент передачи или функцию фильтрации.
Требования к фильтрам-прототипам узкополосных МПФ получают
непосредственно из заданных характеристик МПФ при отсчете относительной расстройки от центра полосы пропускания. После этого проводится расчет схемы МПФ в следующем порядке:
1. По существующим таблицам расчета LC-фильтров [36] определяются значения элементов низкочастотного (НЧ) прототипа, удовлетворяющего
заданным требованиям по затуханию и коэффициенту прямоугольности.
2. Осуществляется преобразование схемы НЧ прототипа в схему узкополосного прототипа требуемой структуры. Узкополосным прототип называется потому, что в его состав входят частотно-независимые реактивные
элементы, которые могут быть приближенно преобразованы в элементы L и
C только в узкой полосе частот. Так, например, для МПФ с полиномиальными характеристиками затухания узкополосный прототип получается за
счет перевода поперечных ветвей полиномиального низкочастотного прототипа в последовательные с помощью узкополосных инверторов сопротивлений (инвертор – четырехполюсник, который, будучи нагруженным с
одного входа на сопротивление Z1, имеет со стороны других зажимов сопротивление Z2 = K2/Z1, где К – коэффициент инверсии). В качестве инверторов применяются Т- или П-образные четырехполюсники, состоящие из
двух отрицательных и одного положительного частотно – независимых реактивных сопротивлений jα, при этом α = К (рис. 9.37).
Физически такие сопротивления в полосовом фильтре реализуются в
виде одиночных реактивных элементов L и C, частотной зависимостью которых в узкой полосе частот можно пренебречь. Инвертор, используемый
π
в качестве четырехполюсника, дает дополнительный сдвиг по фазе на ± .
2
228
а)
б)
в)
г)
Рис. 9.37. Эквивалентные схемы МПФ
3. Узкополосный прототип преобразуется в схему полосового нормированного фильтра, центральная частота которого равна 1 и сопротивление нагрузки равно 1 Ом. При этом обычные реактивные элементы L и C
узкополосного прототипа переводятся с помощью реактансного преобразования частоты
P 2 + ω02
(9.49)
Ω=
P ⋅∆ω
в LC-контуры. Частотно-независимые элементы jα заменяются элементами
L и C так, чтобы сохранилась величина сопротивления этих элементов на
частоте, равной 1.
1
L =α , C = − ,
(9.50)
α
4. Заключительный этап расчета – денормирование элементов фильтра, связанное с пересчетом значений элементов таким образом, чтобы центральная частота была равна заданной f0, а сопротивление нагрузки – величине RН. При этом все индуктивности, емкости и сопротивления умножаются на соответствующие величины:
lнорм =
RН
1
, Cнорм =
, Rнорм = rнорм .
2π f0
2π f 0 RН
(9.51)
Для секционированных МПФ используется другой тип инвертора на
стыке секций, который в случае емкостной связи должен иметь вид, приведенный на рисунке 9.37 б. Иногда с целью расширения полосы пропускания в качестве элемента связи применяется последовательная индуктивность с инвертором (рис. 9.37 в).
При необходимости иметь полюса затухания отдельные резонаторы
соединяют небольшой компенсирующей емкостью С (рис. 9.38 а, б).
229
а)
б)
Рис. 9.38. Введение компенсирующей емкости
С помощью компенсирующей емкости можно получить не более
двух полюсов. Увеличение числа полюсов возможно только при каскадном соединении нескольких МПФ. Одна из возможных схем МПФ с перекрывающимися емкостями и инверторами показана на рисунке 9.39, а частотная характеристика затухания МПФ со средней частотой f0=8 МГц и
полосой пропускания 3 кГц представлена на рисунке 9.40.
Рис. 9.39. Схема МПФ с перекрывающимися емкостями и инверторами
Рис. 9.40. АЧХ фильтра
230
Библиографический список
1. Головин О.В. Профессиональные радиоприемные устройства
декаметрового диапазона. М.: Радио и связь, 1985. 288 с.
2. Егоров Е.И., Калашников Н.И., Михайлов А.С. Использование
радиочастотного спектра и радиопомехи. М.: Радио и связь, 1986. 304 с.
3. Буга Н.Н., Фалько И.А., Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства. М.: Радио и связь, 1986. 320 с.
4. Жуковский А.П. Радиоприемные устройства. М.: Высш. школа,
1989. 342 с.
5. Богданович Б.М., Окулич Н.И. Радиоприемные устройства.
Минск: Высш. школа, 1991. 428 с.
6. Бобров Н.В. Расчет радиоприемников. М.: Радио и связь, 1981.
240 с.
7. Ред Э. Справочное пособие по высокочастотной технике. М.:
Мир, 1990, 256 с.
8. Голубев В.Н. Оптимизация главного тракта приема радиоприемного устройства. М.: Радио и связь, 1982. 168 с.
9. Бунин С.Г.,
Яйленко А.П.
Справочник
радиолюбителякоротковолновика. Киев: Техника, 1964. 264 с.
10. Поляков В.Т. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. М.: Патриот, 1990. 264 с.
11. Гавра Т.Д., Макаров С.Б. Проектирование радиоприемных устройств на микросхемах: учеб. пособие. Л.: ЛПИ, 1985. 74 с.
12. Мигулин И.П., Чаповский Н.Э. Интегральные микросхемы в
радиоэлектронных устройствах. Киев: Техника, 1985. 208 с.
13. Барулин Л.Г. Радиоприемные устройства. М.: Радио и связь,
1984. 271 с.
14. Дроздов В.В. Любительские KB трансиверы. М.: Радио и связь,
1988. 174 с.
15. Гаусси М., Лакер К. Активные фильтры с переключаемыми
конденсаторами. М.: Радио и связь, 1986. 167 с.
16. Капустян В.И. Активные RC–фильтры высокого порядка. М.:
Радио и связь, 1985. 447 с.
17. Алексеев Л.В., Знаменский А.Е., Лоткова Е.Д. Электрические
фильтры метрового и дециметрового диапазонов. М.: Связь, 1976. 280 с.
18. Лосев А.К. Теория и расчет электромеханических фильтров. М.:
Связь, 1965. 263 с.
19. ГОСТ 14663–83. Устройства приемные магистральной радиосвязи гектаметрового – декаметрового диапазона волн.
231
20. Буга Н.Н., Конторович В.Я., Носов В.И. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств: учеб. пособие. М.: Радио и связь,
1993. 241 с.
21. Костарев В.Е., Охтень В.Д., Пашковский Н.А. Узкополосные
кварцевые фильтры // Вопросы проектирования радиоаппаратуры и информационно–измерительной техники. Омск, 1972. С. 11–17.
22. Попов Е.Н. Об одном способе построения широкополосных
пьезоелектрических фильтров // Радиоприборостроение. Новосибирск,
1977. С. 65–68.
23. Болотюк А.А. Широкополосные кварцевые фильтры на операционных усилителях // Радиоприборостроение. Новосибирск, 1976. Вып. 4.
С. 123–127.
24. Разработка системы электрических фильтров и линий задержки: отчет о НИР /ОмПИ; рук. В.Е.Костарев, В.А.Аржанов, В.В.Хаустов;
№ ГР 71077021. Омск, 1972. 116 с.
25. Фрид Е.А., Азарх С.Х. Пьезокерамические фильтры. М.: Энергия, 1967. 40 с.
26. Орлов B.C., Бондаренко B.C. Фильтры на поверхностных акустических волнах. М.: Радио и связь, 1984. 271 с.
27. Основные достижения в отечественных РПУ IV поколения /
И.В.Дулькейт, В.И.Левченко, Ю.С.Лузан, В.Л.Славин, Г.К.Хазан //Техника
радиосвязи. Вып. 2. 1995 г.
28. Доберштейн С.А., Мартынов А.В. Гибридные ПАВ–
микросборки для поверхностного монтажа с УВЧ для мобильных радиостанций диапазона частот 136–174 МГц. // Техника радиосвязи. 2000.
Вып. 5. С. 45–53.
29. Радиосвязь / Под ред. О.В.Головина. 2-е изд. М.: Горячая линия-Телеком, 2003. С. 288.
30. Никифиров В.И., Ярешевич Б.Н. Судовая автоматизированная
СВ/ПВ/КВ радиостанция «Атлантика» // Техника радиосвязи. 1995. Вып. 2.
С. 105–111.
31. Попов Е.Н. Полосовые субоктавные LC-фильтры УКВ преселектора. //Техника радиосвязи. 1995. Вып. 2. С. 172–173.
32. Попов Е.Н., Лобанов В. Ф. Печатные индуктивные элементы для
устройств фильтрации // Техника радиосвязи. 1995. Вып. 2. С. 169–170.
33. Аржанов В.А., Ясинский И.М. Электрические фильтры и линии
задержки: учеб. Пособие. Омск: Изд-во ОмГТУ, 2000. С. 372.
34. Радиоприемные устройства: учебник для вузов / Н.Н.Фомин,
Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; под ред. Н.Н.Фомина. М.: Радио и связь,
1996. 512 с.
232
Содержание
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
Предисловие ......................................................................................................................
3
Список принятых сокращений .........................................................................................
7
СОСТОЯНИЕ И ОСНОВНЫЕ ТЕНДЕНЦИИ РАЗВИТИЯ СОВРЕМЕННЫХ
9
ПРОФЕССИОНАЛЬНЫХ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ ..........................
16
СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ .........................
2.1. Расчет необходимой полосы пропускания линейного тракта приемника ..................17
2.2. Выбор промежуточной частоты и средств обеспечения избирательности .................21
2.3. Выбор первых каскадов РПУ...........................................................................................25
2.4. Определение поддиапазонов ...........................................................................................30
2.5. Расчет чувствительности РПУ .........................................................................................31
2.6. Особенности линейного тракта РПУ с двойным преобразованием частоты ..............33
2.7. Предварительный расчет коэффициента усиления линейного тракта РПУ ...............34
2.8. Выбор активных элементов для усилителей радиочастоты .........................................35
38
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ...........................................................................................................
3.1. Одноконтурная входная цепь при оптимальной трансформаторной
связи с антенной................................................................................................................
45
3.2. Двухконтурные входные цепи .........................................................................................
48
56
РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ .................................................................................
4.1. Обобщенная эквивалентная схема резонансных усилителей................................ 57
4.2. Резонансный усилитель в диапазоне частот ................................................................61
4.3. Усилитель с двухконтурным фильтром .........................................................................
65
4.4. Влияние внутренней обратной связи на свойства резонансного усилителя ...............
68
4.5. Условие устойчивости резонансного усилителя ...........................................................
71
4.6. Повышение устойчивости резонансных усилителей ....................................................
74
4.7. Резонансный усилитель с коррекцией внутренней обратной связи ............................
76
4.8. Резонансные усилители с нейтрализацией внутренней обратной связи .....................
80
4.9. Каскодные резонансные усилители ................................................................................
86
4.10. Полосовые усилители промежуточной частоты ............................................................
90
4.11. Многокаскадные усилители промежуточной частоты
92
с одинаково настроенными контурами ...........................................................................
4.12. Коэффициент шума резонансного усилителя с входной цепью ................................96
4.13. Стабильность характеристик резонансных усилителей промежуточной
частоты ...............................................................................................................................
99
4.14. Выбор схемы включения транзисторов резонансных усилителей ..............................
101
4.15. Выбор оптимального режима транзисторов по постоянному
току и динамического режима резонансного усилителя ..............................................
103
4.16. Использование динамической нагрузки .........................................................................
104
4.17. Сравнение способов повышения линейности резонансных усилителей ....................
105
РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ .... 108
5.1. Усилители с одиночными колебательными контурами
108
с фиксированной настройкой ..........................................................................................
5.2. Усилители со связанными колебательными контурами ...............................................
113
5.3. Диапазонные избирательные усилители ........................................................................
115
РАСЧЕТ РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ ............................................................. 121
ОСОБЕННОСТИ ПРЕСЕЛЕКТОРОВ ....................................................................... 135
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ ............................................................................. 143
8.1. Теория преобразования на невзаимном электронном приборе................................145
8.2. Теория диодного преобразователя ..................................................................................
153
8.3. Резистивный диодный преобразователь .........................................................................
158
8.4. Емкостной преобразователь частоты (параметрический усилитель) .........................
161
233
8.5. Ключевые преобразователи .............................................................................................
170
8.6. Преобразователи на встречно-параллельных диодах ....................................................
176
8.7. Смесители на полевых транзисторах ..............................................................................
185
9. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ ........................................................................................... 193
9.1. LC – фильтры сосредоточенной селекции ................................................................ 193
9.2. Активные фильтры............................................................................................................
195
9.3. Кварцевые фильтры ..........................................................................................................
201
9.4. Электромеханические фильтры .......................................................................................
208
9.5. Пьезокерамические фильтры ...........................................................................................
211
9.6. Акустоэлектронные фильтры ..........................................................................................
217
9.7. Дискретные и цифровые фильтры...................................................................................
222
9.8. Монолитные пьезоэлектрические фильтры ................................................................225
Библиографический список .......................................................................................................
231
234
Оглавление
1. СОСТОЯНИЕ И ОСНОВНЫЕ ТЕНДЕНЦИИ РАЗВИТИЯ СОВРЕМЕННЫХ
ПРОФЕССИОНАЛЬНЫХ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ ............................... 9
2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ ............................ 16
2.1 Расчет необходимой полосы пропускания
линейного тракта приемника17
2.2 Выбор промежуточной частоты и средств обеспечения
избирательности
....................................................................................................................................... 21
2.3 Выбор первых каскадов РПУ .................................................................................. 25
2.4 Определение поддиапазонов .................................................................................... 30
2.5 Расчет чувствительности РПУ................................................................................ 31
2.6 Особенности линейного тракта РПУ
с двойным преобразованием частоты
....................................................................................................................................... 33
2.7 Предварительный расчет коэффициента усиления
линейного тракта РПУ
....................................................................................................................................... 34
2.8 Выбор активных элементов для усилителей радиочастоты ............................. 35
3. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ .............................................................................................................. 38
3.1 Одноконтурная входная цепь при оптимальной
трансформаторной связи
с антенной.................................................................................................................... 45
3.2 Двухконтурные входные цепи ................................................................................ 48
4. РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ..................................................................................... 56
4.1 Обобщенная эквивалентная схема резонансных усилителей........................... 57
4.2 Резонансный усилитель в диапазоне частот ........................................................ 61
4.3 Усилитель с двухконтурным фильтром ............................................................... 65
4.4 Влияние внутренней обратной связи
на свойства резонансного усилителя
....................................................................................................................................... 68
4.5 Условие устойчивости резонансного усилителя ................................................. 71
4.6 Повышение устойчивости резонансных усилителей ......................................... 74
4.7 Резонансный усилитель с коррекцией внутренней обратной связи ............... 76
4.8 Резонансные усилители с нейтрализацией
внутренней обратной связи80
4.9 Каскодные резонансные усилители ....................................................................... 86
4.10 Полосовые усилители промежуточной частоты ................................................. 90
4.11 Многокаскадные усилители промежуточной частоты
с одинаково
настроенными контурами ........................................................................................ 92
4.12 Коэффициент шума резонансного усилителя с входной цепью ....................... 96
4.13 Стабильность характеристик резонансных усилителей
промежуточной
частоты ........................................................................................................................ 99
4.14 Выбор схемы включения транзисторов
резонансных усилителей ....... 101
4.15 Выбор оптимального режима транзисторов по постоянному
току и
динамического режима резонансного усилителя .............................................. 103
4.16 Использование динамической нагрузки ............................................................. 104
4.17 Сравнение способов повышения линейности
резонансных усилителей105
5. РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ..... 108
5.1 Усилители с одиночными колебательными контурами с фиксированной
настройкой ................................................................................................................ 108
5.2 Усилители со связанными колебательными контурами................................. 113
5.3 Диапазонные избирательные усилители ............................................................ 115
6. РАСЧЕТ РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ............................................................... 121
7. ОСОБЕННОСТИ ПРЕСЕЛЕКТОРОВ......................................................................... 135
8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ ............................................................................... 143
8.1 Теория преобразования на невзаимном электронном приборе ..................... 145
8.2 Теория диодного преобразователя ....................................................................... 153
8.3 Резистивный диодный преобразователь ............................................................. 158
235
8.4 Емкостной преобразователь частоты
(параметрический усилитель) 161
8.5 Ключевые преобразователи ................................................................................... 170
8.6 Преобразователи на встречно-параллельных диодах ...................................... 176
8.7 Смесители на полевых транзисторах................................................................... 185
9. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ ............................................................................................. 193
9.1 LC-фильтры сосредоточенной селекции ............................................................. 193
9.2 Активные фильтры ................................................................................................. 195
9.3 Кварцевые фильтры ............................................................................................... 201
9.4 Электромеханические фильтры ........................................................................... 208
9.5 Пьезокерамические фильтры ................................................................................ 211
9.6 Акустоэлектронные фильтры ............................................................................... 217
9.7 Дискретные и цифровые фильтры....................................................................... 222
9.8 Монолитные пьезоэлектрические фильтры....................................................... 225
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК ................................................................................ 231
СОДЕРЖАНИЕ ....................................................................................................................... 233
236
Автор
barmaley
barmaley1108   документов Отправить письмо
Документ
Категория
Наука и техника
Просмотров
1 771
Размер файла
5 834 Кб
Теги
тракта, линейный, радиоприемных, устройства
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа