close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

334.Спецтехника и связь №6 2011

код для вставкиСкачать
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Учредитель – Российский
новый университет
СОДЕРЖАНИЕ
ВОЛКОВ В.Г.
Носимые и переносные лазерные приборы
для спецтехники
Смелков В.М.
Новый метод регулировки направления визирной оси
телевизионной системы: есть повышение качества
РЕДАКЦИОННЫЙ СОВЕТ
2
12
Павлов К.А., Овчинников А.М., Лобанов В.М.,
Кулдышев А.В.
Применение способа беспроводной связи через тело
человека для спецтехники
18
Шерстюков С.А.
Способ формирования OFDM радиосигнала с постоянной
огибающей (CE-OFDM) и одновременной компенсацией
регулярных помех синтезатора частот
24
Парфилов И.В., Свирин И.С., Силин П.А.,
Шумилов Ю.Ю.
Верифицирующий алгоритм для математической модели
взаимных блокировок
28
Козлов Н.А., Шурыгин В.А., Жуков И.Ю.,
Федоров Е.Д., Иванова Е.В., Михайлов Д.М.
Метод сжатия изображений для беспроводной
капсульной эндоскопии
34
Михайлов Д.М., Зуйков А.В., Жуков И.Ю.,
Бельтов А.Г., Стариковский А.В.,
Фроимсон М.И., Толстая А.М.
Исследование уязвимости мобильных устройств
систем APPLE и GOOGLE
38
Трухачев А.А., Ивкина Е.А.
Применение методики прогнозирования масштабируемости
для построения систем высокой доступности
на основе СУБД ORACLE
41
Гусев К.В., Сумкин К.С.
Управление правами и потоками в компьютерных сетях
Фомишкин В.В.
Технические средства для передачи звуковых сигналов
акустики в аналоговой форме по телефонным
каналам связи
Журнал входит в «Перечень российских рецензируемых научных журналов,
в которых должны быть опубликованы основные научные результаты диссертаций
на соискание учёных степеней доктора и кандидата наук»
Высшей аттестационной комиссии Министерства образования и науки РФ.
Рукописи, принимаемые к публикации, проходят научное рецензирование.
Мнение редакции не всегда совпадает с точкой зрения автора.
Редакция не несет ответственности за достоверность сведений, содержащихся
в рекламе. Перепечатка материалов из журнала допускается только с письменного
разрешения редакции. В этом случае статья должна сопровождаться ссылкой
на журнал «Спецтехника и связь».
46
49
Зернов В.А., д.т.н., профессор
Бугаев А.С., академик РАН
Гуляев Ю.В., академик РАН
Никитов С.А., чл.-корр. РАН
Андрюшин О.Ф., д.т.н., профессор
Волков В.Г., д.т.н.
Дворянкин С.В., д.т.н., профессор
Звежинский С.С., д.т.н., профессор
Крюковский А.С., д.ф.-м.н.,
профессор
Лукин Д.С., д.ф.-м.н., профессор
Минаев В.А., д.т.н., профессор
Палкин Е.А., к.ф.-м.н.
Филипповский В.В., к.т.н.
Черная Г.Г. РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ
Главный редактор – Черная Г.Г.
Научный редактор – Дворянкин С.В.
Научный консультант –
Растягаев Д.В., к.ф.-м.н.
Графика – Абрамов К.Е.
Распространение – Михеев Б.Ю.
Издатель
ООО «Спецтехника и связь»
Адрес редакции
111024 Москва,
ул. Авиамоторная, 55, кор. 31
Тел./факс: +7 (495) 544-4164,
тел.: +7(963) 636-8984
e-mail: rid@rosnou.ru
e-mail: galina_chernaya@bk.ru
http://www.st-s.su
ISSN 2075-7298
Индекс в каталоге
Агентства «Роспечать» 80636
Дизайн, верстка –
Фащевская И.А.
Тираж 2000 экз.
Отпечатано с готовых диапозитивов
в ООО «Чебоксарская типография № 1»
428019, г. Чебоксары,
пр. И. Яковлева, 15
Журнал зарегистрирован
Федеральной службой
по надзору в сфере связи
и массовых коммуникаций.
Свидетельство о регистрации
ПИ № ФС77-32855
от 15 августа 2008 г.
© НОУ ВПО «РосНОУ», 2011 г.
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
ВОЛКОВ1 Виктор Генрихович,
доктор технических наук
НОСИМЫЕ И ПЕРЕНОСНЫЕ
ЛАЗЕРНЫЕ ПРИБОРЫ ДЛЯ
СПЕЦТЕХНИКИ
Рассматриваются переносные и носимые лазерные приборы: лазерные дальномеры, лазерные целеуказатели и осветители, лазерные активно-импульсные и многоканальные системы наблюдения, лазерные системы обнаружения объектов по
бликам, лазерные теодолиты и нивелиры, лазерные сканеры, лазерные датчики: газоанализаторы, виброметр и пр.
Ключевые слова: лазер, рабочая длина волны, дальность действия, точность измерения, лазерный дальномер, лазерный
целеуказатель и осветитель, лазерная система наблюдения, лазерная система обнаружения бликов, лазерный тахеометр,
лазерный нивелир, лазерный сканер, лазерный газоанализатор, лазерный виброметр.
The carried and hand-held laser devices: laser rangefinders, laser pointers and illuminators, laser gated viewing and multi channel
observers systems, laser systems for speck of objects detection, laser theodolites and levels, laser scanner, laser gas analyzer, laser
vibrometer are presented.
Keyword: laser, works wave length, actions distance, accuracy of measured, laser rangefinders, laser pointers and illuminators, laser
gated viewing and multi channel observers systems, laser systems for objects detection, laser theodolites and levels, laser scanner,
laser gas analyzer, laser vibrometer.
К
переносным и носимым лазерным
приборам для спецтехники можно
отнести:
♦♦ переносные, носимые лазерные
дальномеры и измерители скорости;
♦♦ лазерные измерители перемещений
и размеров;
♦♦ лазерные целеуказатели и осветители;
♦♦ лазерные активно-импульсные и многоканальные системы наблюдения;
♦♦ зондирующие лазерные системы
обнаружения объектов по бликам,
отраженным от их оптических или
оптико-электронных средств;
1
2
♦♦ лазерные тахеометры и нивелиры;
♦♦ лазерные виброметры и датчики напряжений;
♦♦ лазерные сканеры;
♦♦ лазерные датчики: газоанализаторы
и пр.
Характерным лазерным измерителем
скорости является прибор АМАТА
(фото 1) [1, 2]. Он предназначен для измерения скорости движения транспортных средств и фотофиксации фактов
нарушения правил дорожного движения. Прибор может удерживаться в руках, устанавливаться на штативе или в
салоне автомобиля. Прибор обеспечи-
– ФГУП «Альфа», ведущий научный сотрудник.
вает быстрый и точный сбор данных о
скорости транспортного средства, возможность «работать в потоке» (выбор
измерения скорости транспортного
средства, идущего в общем потоке), обновление версии программного обеспечения с сайта, компактен и эргономичен. В приборе имеется визуальная метка в оптическом канале и на фотодокументах, которая показывает, что замер
произведен именно по данному транспортному средству. Диапазон измерения скорости 1,5 – 300 км/ч, погрешность измерения 1 км/ч, максимальная
дальность измерения скорости 700 м,
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
обзор
в
а
а
б
г
б
д
е
ж
Фото 1. Лазерный измеритель скорости АМАТА с фотофиксацией:
а – внешний вид прибора; б – его установка в салоне патрульной машины;
в – его установка на штативе; г – работа с рук; д – расстояние до
транспортного средства 177 м, ограничение скорости 10 км/ч, фактическая
скорость 56 км/ч; е – соответственно 300 м, 90 км/ч, 125 км/ч;
ж – соответственно 26 м, 40 км/ч, 48 км/ч
класс безопасности лазерного излучения – 1 (т.е. прибор полностью безопасен для глаз), скорость видеозаписи 3; 6;
12 кадров/с, графическое разрешение
встроенного дисплея (диагональ 14,5
см) 640×480 пикселей, фотосъемки –
1600×4200 пикселей, минимальное расстояние фотографирования 5 м, даль-
Фото 2. Лазерный измеритель
скорости и дальности с
фотофиксацией и идентификацией
ТС ЛИСД-2Ф (а); типичный пример
протокола зафиксированной
дорожной обстановки (б):
1 – дальность до транспортного
средства в м (дискрет − 0,1 м);
2 – измеренная скорость
транспортного средства в км/ч;
3 – допустимая скорость в км/ч
(в круглых скобках); 4 – изображение
транспортного средства;
5 – область лазерного излучения
(прямоугольная); 6 – время измерения;
7 – дата измерения
ность определения номерного знака
20 – 250 м, время непрерывной работы от встроенного аккумулятора 8 ч,
напряжение питания внешнего источника 8 – 30 В, энергопотребление
3,8 Вт, масса 1,3 кг, габариты 135×110×75
мм, встроенная память 2 Гб, количество фотографий 6000, диапазон рабо-
чих температур −30…+50° С. Прибор
обеспечивает фото- и видеофиксацию
нарушений из салона автомобиля (патрулирование), беспроводное дистанционное управление, прямую работу с
принтером, связь с компьютером (USB
2.0), измерение скорости в автоматическом режиме. Малые габариты и масса
устройства позволяют считать его не
только мобильным, но фактически и
портативным лазерным прибором.
Другим прибором аналогичного назначения является лазерный измеритель
скорости и дальности с фотофиксацией и идентификацией транспортных
средств ЛИСД-2Ф (фото 2) [3]. Он вы-
3
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Фото 3. Лазерный дальномер ДЛ-1
полнен в виде моноблока, который может быть установлен на штатив рядом с
патрульным автомобилем. Основными
преимуществами ЛИСД-2Ф являются:
использование узконаправленного лазерного излучения, которое позволяет
выделить в плотном потоке машин любое транспортное средство; наличие на
экране монитора метки, указывающей
на границы лазерного излучения, что
позволяет однозначно идентифицировать транспортное средство, нарушившее скоростной режим; наличие
протокола нарушения скоростного
режима; возможность дистанционной
покадровой съемки нарушения правил
дорожного движения. ЛИСД-2Ф позволяет производить измерение в плотном
потоке машин при слабом снеге, дожде,
тумане до удаляющихся или приближающихся объектов с указанием знака
скорости. ЛИСД-2Ф имеет диапазон
измеряемых скоростей 0 – 250 км/ч,
дальность, на которой обеспечивается читаемость государственного регистрационного номера при работе с рук
от 50 до 150 м, при работе со штатива
от 50 до 250 м, максимальная дальность
действия 999 м, минимальная – 5 м,
изображение на мониторе ЛИСД-2Ф
обеспечивает читаемость государственного регистрационного номера
транспортного средства на расстоянии
до 120 м при работе с рук при освещенности на местности не менее 50 лк и
угле между оптической осью прибора и
направлением движения транспортного средства не более 10° и показывает
область лазерного излучения, среднеквадратическая погрешность измерения
скорости 1,5 км/ч, погрешность измерения дальности ±(0,3 + 0,001D) м, вре-
4
мя измерения 0,45 с, съемка 6 кадров за
5 с, поле зрения визирного устройства
6°, ресурс, циклы измерений 5×106, габариты 210х170х95 мм, масса приемопередающего блока 1,4 кг, штатива –
4 кг, диапазон рабочих температур −20…
+50° С. На фото 2б показан типичный
пример протокола зафиксированной
дорожной обстановки и характер выводимой в протоколе информации.
Лазерные дальномеры были достаточно подробно рассмотрены в работах
[4, 5]. В связи с этим остановимся только на приведенных здесь некоторых их
моделях.
Лазерный дальномер-высотомер ДЛ-1
(фото 3) [6] выполнен на базе импульсного полупроводникового лазерного
излучателя и предназначен для измерения расстояния до естественных
объектов, определения профиля подстилающей поверхности с высокой точностью и разрешающей способностью.
Информация о дальности выдается в
цифровом виде по интерфейсу RS 232.
Дальномер выполнен в виде герметичного блока со встроенной системой
контроля работоспособности и может
устанавливаться на любые летательные
аппараты: самолет, вертолет, воздушный шар и пр. Дальномер может быть
использован для системы автономной
посадки на земную или водную поверхность, в том числе и в темное время
суток. Длина волны дальномера 0,8 –
0,9/1,5 мкм, ширина диаграммы направленности лазерного излучателя не более
3×1 мрад, максимальная дальность 1000
м, диапазон измеряемых дальностей
при метеорологической дальности видения 5 км составляет 200 − 600 м над
водной и над земной поверхностью.
Среднеквадратическое
отклонение
значения измеряемой дальности не
более 0,2 м, систематическая погрешность ее измерения не более (± 0,2 ±
0,001D) м, частота выдачи информации
о дальности 30±1 Гц, время готовности
не более 1 с, электропитание от сети постоянного тока 10…40 В, энергопотребление не более 3 Вт, диапазон рабочих
температур −40…+ 50° С, время непрерывной работы не более 6 ч, габариты
159×140×80 мм, масса не более 1,4 кг.
Для обеспечения точного измерения
дальности без применения отражателей используется лазерный дальномер
LDM 41/42 (фото 4а) [7]. Он обеспечивает измерение дальности до объектов
от 0,1 до 30 м (при наличии отражателя – до 150 м) с точностью ± 3 мм
(+15…+ 30° С) и ± 5 мм (0…+50°С) при
разрешении по дальности 0,1 мм, времени измерения 0,16…6 с, мощности излучения лазера ≤1 мВт на длине волны
0,65 мкм (2 класс лазерной безопасности) при расходимости лазерного излучения 0,6 мрад, напряжении питания
10…30 В, передаче данных в цифровом
виде (формат RS 232 или RS 422), диапазоне рабочих температур −20…+70°
С, габаритах 212×96×50 мм [7]. На фото
4б представлена модель DML 301 [8] с
большей дальностью действия: 0,5 –
300 м с точностью ее измерения ± 20
мм (для частоты 100 Гц), ± 60 мм (для частоты 20 кГц) при разрешении по дальности 1 мм, времени измерения 0,1 –
0,5 с при использовании лазера с длиной волны 0,905 мкм (класс 1 лазерной
безопасности) с расходимостью излучения 1,7 (10) мрад при напряжении
питания 10 – 30 В, энергопотреблении
<5 Вт или 11 Вт (с подогревом от =24 В),
с рабочей температурой −40…+60° С,
габариты 136×57×104 мм, масса ~ 0,8 кг.
Лазерный допплеровский измеритель
скорости и длины LDI 251 (фото 5) [9]
а
б
Фото 4. Лазерные дальномеры:
а – LDM 41/42; б – LDM 301
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
обзор
Фото 5. Лазерный допплеровский
измеритель скорости и длины LDI 251
предназначен для производственного
контроля скорости перемещения обрабатываемого материала и его длины при финишной обработке. Длина
материала измеряется в пределах 0 –
10 м при скорости перемещения
±40 м/с и воспроизводимости результатов от общего объема измерений
<0,01%. Максимальное ускорение материала составляет 20 м/с2, класс лазерной безопасности 3В, габариты
276×60×60 мм, масса около 1 кг. Источником излучения является лазерный
диод с длиной волны 780 нм. Блок
питания имеет напряжение =24 В и
энергопотребление 12 Вт при габаритах 330×230×110 мм, рабочий диапазон
температур +5…+45° С. Лазерные измерители скорости и длины ЛИС-4 и
ЛИС-5 [10] имеют соответственно рабочее расстояние до контролируемого
объекта 200±50 мм и 50±10 мм, диапа-
зоны рабочих скоростей: 0,01 − 10 м/с,
0,05 – 5 м/с и 0,05 – 10 м/с, 0,01 – 20
м/с, погрешность измерения <±0,1 % и
<±0,2%, воспроизводимость ±0,02% и
±0,05%, минимальный измеряемый диаметр 0,05 мм, максимально допустимое
ускорение объекта 5 м/с2, энергопотребление 12 и 7 Вт при питании от ~220 В ±
20%, рабочая температура +5…+40° С,
габариты лазерного датчика 256×20×90
и 200×80×40 мм, счетчика-индикатора
240×215×120 и 200×120×75 мм, масса лазерного датчика 4,1 и 1,2 кг, счетчикаиндикатора – 1,7 и 1,1 кг.
Для непосредственных измерений или
измерений с использованием закрепленного на объекте измерения уголкового отражателя на расстоянии до 10 м
разработана серия лазерных дальномеров optoNCDT ILR. Основные параметры лазерных дальномеров optoNCDT
ILR приведены в табл. 1 [11].
Таблица 1. Лазерные дальномеры optoNCDT
Модель
Диапазон измерения, м:
● черный 6%;
● серый 10%;
● белый 90%
ILR1020-6 ILR1100-6 ILR1150-10
ILR1021-30
ILR1101-50
ILR1151-250
0,2 – 2,5;
0,2 – 6;
0,2 − 6
0,5 – 2;
0,5 – 4;
0,5 − 6
0,5 – 3;
0,5 – 7;
0,5 − 10
0,2 − 30
0,5 − 50
0,5 − 250
Нелинейность, мм
±25
±5
±8
±60
±15
±10
Повторяемость, мм
±10/15
±5
±4
±5/10
±5
±2
Время отклика, мс
31/13
12
12
65/30 shot/fast
Температурная
стабильность, мм/ °С
<1,2
<0,5
<0,5
абсолютно
<1,2
Класс лазера:
● измерительный лазер;
● целеуказатель
IR 900 нм, класс лазера 1;
Красный 650 нм, класс лазера 2
Рабочий диапазон
температур, °С
12
<0,5
<5 абсолютно
IR 905 нм, кл. лазера 1;
IR 900 нм, класс лазера 1;
Красный 650 нм, кл. лазера 2 Красный 650 нм, кл. лазера 2
−10…+50,
при долговременной эксплуатации −20…+50
−
RS 422- или SSI-совместимый (GRAU/
BINÄR)
−
RS 422- или SSI-совместимый (GRAU/BINÄR)
Скорость вывода
−
SSI: 1,4 мс
(SSI цикл 80 мкс;
RS 422: 2,9 мс
при 57,6 kBaud)
−
SSI: 1,4 мс (SSI цикл 80
мкс; RS 422: 2,9 мс при 57,6
kBaud)
Разрешение
(интерфейс), мм
−
0,1 или 0,125
−
0,1 или 0,125
Интерфейс
Напряжение питания, В
Масса, г
=18 − 30
200
230
200
230
Примечание: все данные верны для соответствующей поверхности при постоянных внешних условиях и времени
прогрева 15 мин.
5
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
в
а
б
г
Фото 6. Лазерные трекеры: а –модель API Tracker 3; б – она же на треноге; в – приспособление IntelliprobeTM;
г – лазерный трекер OpnitracTM (OTTM)
Лазерные трекеры (от слова to track –
cледить) – высокотехнологичные измерительные лазерные приборы [12].
Их принцип действия основан на слежении за специальным уголковым отражателем с помощью лазерного луча.
При попадании лазерного луча, испускаемого трекером, в центр уголкового
отражателя луч возвращается обратно
в объектив прибора, а далее – на приемный датчик дальномера. На основании измерения двух углов и дальности
вычисляются текущие пространственные координаты отражателя. Их можно
получить как в статическом режиме,
так и в динамике. Лазерный трекер API
Tracker 3 (фото 6) [12] оснащен двумя
типами дальномеров: интерферометром (IFM) и абсолютным дальномером
(ADM). Их основное отличие состоит в том, что ADM измеряет абсолютное расстояние между отражателем и
прибором, а IFM измеряет изменение
расстояния от некоего базового значения, которое может быть измерено с
помощью ADM. Лазерный трекер API
Tracker 3 предназначен для измерения
параметров геометрических инструментов, приспособлений и машин, определения погрешностей перемещения
6
станков и роботов, юстировки станков,
измерения контуров поверхностей,
исследования конструкций узлов в целях копирования, воспроизведения,
проверки, выставки стапельных конструкций и др. Блок лазерной головки
трекера крепится прямо на валу. Блок
лазерного интерферометра, датчика
слежения и ADM оптики размещены в
одном устройстве. В результате лазерный луч выходит из головки следящей
системы, не отклоняясь зеркалом. Для
трекера характерны быстрый режим
калибровки из одной точки, включающей измерения при двух кругах, программное обеспечение Spatial Analyzer,
с помощью которого можно объединить в одну сеть несколько инструментов и легко управлять ими. Трекер
можно устанавливать в любом рабочем
положении. Это – удобная портативная следящая система, работающая в
широком диапазоне рабочих температур и при повышенной запыленности
в аэрокосмической, автомобильной,
судостроительной, инструментальной,
механообрабатывающей промышленности. Основные технические характеристики трекера: максимальная скорость бокового смещения объекта: >3
м/с, максимальное ускорение во всех
направлениях >2g, измерительный диапазон по горизонтали 640° (±320°), по
вертикали от + 80 до −60°, измеряемый
диаметр : >120 м, угловое разрешение
±0,07 угл. сек., точность внутреннего
выравнивания: ±2 угл. сек., точность
объемных измерений: разрешение 1
мкм, повторяемость 2,5 ppm, абсолютная погрешность 3-мерного координатного устройства: статическая ±5 ppm,
25 мкм на 5 м, динамическая ±10 ppm,
50 мкм на 5 м, лазерный интерферометр
имеет разрешение 1 мкм и точность лучше, чем 1 ppm, дальномер ADM имеет
разрешение 1 мкм, точность ±15 мкм на
5 м и ±30 мкм на 20 м, диапазон рабочих
температур −10…>40° С, масса головки
следящего устройства 8,5 кг, контроллера – 3,2 кг, всего комплекта (включая кейс, сам прибор, контроллер, приспособления, кабель, аксессуары) –
23 кг. Приспособление IntelliprobeTM
позволяет оператору измерять скрытые
точки с высокой точностью (±0,1 мм) на
расстояниях свыше 25 м [12]. Приспособление поставляется в комплекте с
зондами длиной 100 и 200 мм для работы в труднодоступных местах. Максимальная длина зонда – до 700 мм. Мо-
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
обзор
дель портативного лазерного трекера
OpnitracTM (OTTM) является дешевой
и простой по сравнению с другими трекерами. Здесь отсутствует встроенный
интерферометр для проверки показаний абсолютного дальномера ADM. Для
контроля используется мерная линейка
или оптическая скамья. Основные характеристики трекера: максимальная
скорость бокового смещения объекта ≥3 м/с, максимальное ускорение во
всех направлениях ≥2 g, диапазон измерений по горизонтали 640°(± 320°),
по вертикали +80…−60°, максимальное
расстояние ≥120 м (при выбранном объекте), погрешность определения пространственных координат 1 мкм при
точности 10 ppm, диапазон рабочих
температур −10… ≥ 40°С, масса инструмента 8,5 кг, контроллера – 3,2 кг, всего
комплекта – 23 кг.
Рассмотрим теперь лазерно-оптические датчики перемещений. Фирма
ГНЦ НИИТеплоприбор [13] разработала модели ЛИС-4 и ЛИС-5 лазерных допплеровских датчиков расстояний до контролируемых объектов
и их скоростей. Датчики допускают
точные бесконтактные измерения
скорости и длины движущихся материалов и изделий (прокат, кабельная
продукция, бумага, древесина и пр.
Основные параметры датчиков даны
в табл. 2.
Компактные лазерно-триангуляционные датчики перемещений, например,
модель optoNCDT 1700 фирмы VicroEpsilon Messtechnik GmbH and Co.
(Германия) [14] обеспечивает контроль
граничных значений, усреднение, установку частоты опроса, синхронизацию
двух датчиков (например, для двустороннего измерения толщины). Прибор
позволяет учитывать отражательные
свойства поверхности в режиме реального времени и проводить измерения расстояния до различного рода
поверхностей (зеркально отражающий
металл, черная резина или блестящий
лак). Прибор работает на принципе
триангуляции. Лазерный диод проецирует световое пятно на поверхность
объекта. Отраженный свет с помощью приемной оптики отображается
на чувствительную к положению луча
CMOS-линейку. Измеренное значение
обрабатывается в цифровой форме
процессором. Результаты измерений
представляются в аналоговой или в
Таблица 2. Основные параметры лазерных допплеровских
измерителей расстояний до контролируемого объекта и его скорости
Модель
Параметры
ЛИС-4
ЛИС-5
Рабочее расстояние до контролируемого
объекта, мм
200 ± 50
50 ± 10
Диапазоны измеряемых скоростей, м/с
0,01 – 10;
0,05 − 5
0,05 – 10;
0,01 − 20
Погрешность измерения, %
< ±0,1
< ±0,2
Воспроизводимость, %
±0,02
±0,05
Минимальный измеряемый диаметр, мм
0,05
Минимально допустимое ускорение
объекта, м/с2
5
Интерфейсы: стандартные
декодер-сигналы
10 – 10 000
Питание, В
~220 ± 20%
Потребляемая мощность, ВА
12
7
Диапазон рабочих температур, °С
5 − 40
Степень защиты
IP65
Габариты, мм:
● лазерного датчика;
● счетчика-индикатора
256×120×90;
240×215×120
200×80×40;
200×120×75
Масса, кг:
● лазерного датчика
● счетчика-индикатора
4,1
1,7
1,2
1,1
Цифровая индикация скорости и длины
цифровой форме. Основные параметры датчиков приведены в табл. 3.
Миниатюрный лазерный микрометр
optoCONTROL 1200 [15] той же фирмы содержит лазерный диод красного
цвета свечения, пучок света которого
с помощью проекционной оптики направляется на фотодиод, пройдя поляризационный,
интерференционный
фильтры и прецизионную диафрагму.
Сигнал с фотодиода обрабатывается
контролером и выдается в аналоговом
виде. Лазерный диод и фотодиод могут
располагаться на расстоянии от 20 мм
до 5 м друг от друга. Прибор обладает
высоким быстродействием (100 кГц –
3 дБ) и хорошим разрешением (1 мкм)
(табл. 3).
Лазерная система Easy-Laser фирмы
ВАСТ (ВиброАкустические Системы и
Технологии) [16] (фото 7) предназначена для центрировки валов и валопроводов, геометрических измерений (измерение углов, прямолинейности, плоскостности, перпендикулярности, па-
Есть
раллельности и пр.), выверки фланцев
и центрировки шкивов. Измерительные лазерные блоки устанавливаются
на машину с помощью специальных
кронштейнов и держателей. Для измерений выбирается соответствующая
программа, результаты представляются на дисплее в реальном масштабе
времени. Данные сохраняются в памяти прибора или могут быть переданы
в компьютер при помощи программы
EasyLink. Основные параметры системы: измеряемое расстояние 10 или
20 м, разрешение 1 мкм, максимальная
ошибка измерений ±1% + 1 цифра,
масса 12 кг, причем измерительный лазерный блок имеет массу 0,198 кг и габариты 60×60×50 мм, а системный блок
– 1,25 кг и 175×170×40 мм, диапазон рабочих температур 0…+50° С. В системе
используется лазерный диод с длиной
волны 0,635 – 0,67 мкм и мощностью
менее 1 мВт, 2 класс безопасности.
Лазерная установка ФОТОН 1200
бесконтактного контроля геометри-
7
8
50
100
200
ILD1607-50
ILD1607-100
ILD1607-200
100
20
ILD1607-20
ILD1700-100
10
ILD1607-10
50
4
ILD1607-4
ILD1700-50
2
ILD1607-2
20
0,5
ILD1607-0,5
ILD1700-20
200
ILD1401-200
10
100
ILD1401-100
ILD1700-10
50
ILD1401-50
2
20
ILD1401-20
ILD1700-2
10
200
ILD1300-200
ILD1401-10
100
ILD1300-100
5
50
ILD1300-50
ILD1401-5
20
ДИ,
мм:
ILD1300-20
Модель
70
45
40
30
24
−
−
−
−
−
−
−
−
60
50
45
30
20
20
60
50
45
30
120
70
50
35
25
−
−
−
−
−
−
−
−
160
100
70
40
25
22,5
160
100
70
40
170
95
60
40
26
−
−
−
−
−
−
−
−
260
150
95
50
30
25
260
150
95
50
Конец
Начало Середина
ДИ,
ДИ, мм ДИ, мм
мм
80
40
16
8
2
400
200
100
40
20
8
4
1
400
200
100
40
20
10
400
200
100
40
Нелинейность,
мкм
Таблица 3. Лазерно-оптические датчики перемещений
6
3
1,5
0,5
0,1
60
30
20
6
3
1
0,5
0,1
40
20
5
2
1
0,6
100
50
10
4
Разрешение
статическое,
мкм
−
−
−
−
−
−
−
−
−
−
−
−
−
200
100
25
10
5
3
200
100
25
10
-«-
-«-
-«-
-«-
1/670
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
1/675
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
1/670
Лазер поРазрешелупроводние динаниковый,
мическое,
Р, мВт/λ,
мкм
нм
60 − 740
55 − 570
45 − 320
50 − 110
35 − 80
4000
1500
1500
900
600
300
300
100
2100−2200
1100
110 − 800
210 − 830
110 − 1600
110 − 830
2200
130
110
335
Диаметр
пятна,
мкм
0,08
0,08
0,08
0,08
0,1
0,03
0,03
0,03
0,03
0,03
0,03
0,03
0,03
0,08
0,08
0,03
0,03
0,03
0,03
0,08
0,08
0,03
0,03
Температурная стабильность, %/ °С
-«-
-«-
-«-
-«-
312,5−2500
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
15 − 104
1000
1000
1000
1000
1000
1000
500
500
500
500
Частота
опроса, Гц
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
= 24
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
=11 − 30
Напряжение питания, В
-«-
-«-
-«-
-«-
550/97×75×30
-«-
-«-
−/100×50×29
-«-
-«-
-«-
-«-
-/50×50×21
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
-«-
100/65×50×20
Масса, г/
габариты, мм
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
43/50×50×17
= 18 – 30
б
а
в
Фото 7. Лазерная система центрировки валов и геометрических измерений
Easy-Laser: а – характер установки лазерных измерительных блоков на валу; б
– дисплей системы; в – работа с системой
Примечание: ДИ – диапазон измерений.
−
−
FT50RLA-70/220
70
−
−
−
7
1/650
−
−
−
480/−
-«100 − 150
2−3
20 − 30
ODC 1201
−
−
−
10 − 15
-«-
−
−
-«-
330/−
-«10 − 80
0,3 − 2
2 − 16
ODC 1200/90
−
−
−
1−8
-«-
−
−
-«-
270/−
=12 − 32
10 −80
0,3 − 2
2 − 16
ODС 1200
−
−
−
1−8
-«-
−
−
105
-«-«-«750
750
ILD1700-750
200
575
950
−
1500
0,1
-«-
600/97×75×30
-«-«-«−
400
500
ILD1700-500
200
450
700
50
1500
0,08
-«−
200
200
ILD1700-200
70
170
270
12
-«-
1300
0,1
-«-
-«-
обзор
ческих параметров труб в процессе
производства [17] (фото 8) предназначена для автоматического сплошного контроля в поточном серийном
производстве труб на соответствие заданным геометрическим параметрам.
Принцип работы устройства ФОТОН
1200 основан на измерении геометрических параметров в одном и том же
сечении при вращательно-поступательном движении контролируемого
изделия. При этом программа устройства настраивается на необходимый
шаг сканирования с учетом контролируемого типоразмера. Имеется
встроенная функция сигнализации
о дефекте. Система позволяет контр-
олировать прямолинейность оси трубы и в случае ее изгиба – слежение
за огибающей, осуществляя мониторинг и анализ геометрических параметров объекта: радиус кривизны и
длину линейного перемещения. Диаметр контролируемых изделий 10 –
1200 мм, частота сканирования 1 кГц,
погрешность измерения диаметра поперечного сечения 0,1 мм при амплитудах биения до 20 мм, шероховатость
цилиндрической поверхности изделия не более Rz = 40 мкм, диапазон рабочих температур −1…+45° С.
Портативный лазерный прибор измерений и анализа внутренних напряжений в материале PhotoStress
9
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Фото 8. Лазерная установка ФОТОН
1200 бесконтактного контроля
геометрических параметров труб в
процессе производства
LF/Z-2 [18] (фото 9) фирмы Vishay
Intertechnology Inc. (США) с лазерным указателем направления и с использованием поляризованного света
определяет направление развития
внутренних напряжений и их амплитуду. Видеоизображение напряжений
и их количественные характеристики
могут быть переданы в персональный
компьютер.
Для бесконтактного быстрого измерения вибраций может быть использован
цифровой виброметр PDV-100 фирмы
Polytech GmbH (Германия) [19]. Прибор обеспечивает бесконтактное измерение скорости вибрации поверхностей методом лазерной допплеровской
виброметрии (ЛДВ). Прибор обеспечивает измерение скорости в диапазоне
частот 0 – 22 кГц; количество диапазонов измерения мгновенной скорости
– 3, максимальная скорость от ±20 до
±500 мм/с, диапазоны измерения скорости 5, 25 и 125 мм/с/В, разрешение
по скорости от <0,05 до <0,3 мкм/с,
расстояние до измеряемого объекта от
0,2 до 30 м, выходной сигнал – цифровой и аналоговый, лазер имеет 2 класс
безопасности, масса прибора 2,6 кг, габариты 300×53×129 мм, напряжение питания =11,5 – 14,5 В, энергопотребление до 15 Вт, диапазон рабочих температур +5…+40° С. Информация представляется на жидкокристаллическом
дисплее. Аналоговый выходной сигнал
служит для регистрации временной зависимости мгновенной скорости и для
обычной аналоговой обработки. Цифровой сигнал позволяет почти без по-
10
Фото 10. Портативный цифровой
виброметр Type 8329
Фото 9. Прибор PhotoStress LF/Z-2:
а –на треноге;
б – удерживаемый в руке
терь передать данные на современные
измерительные приборы и анализаторы спектра.
Допплеровский лазерный виброметр
Type 8329 фирмы Brüel and Kjaer [20]
(фото 10) выполняет аналогичные
функции. Диапазон измеряемых скоростей: от 65 мкм/с до 425 мм/с, порог шумов не более 0,4 мкм/с/Гц0,5
для средней полосы частот 12,5 кГц,
рабочий диапазон частот <0,1 Гц –
25 кГц, рабочая дистанция от 0,4 до
25 м; свыше 25 м используется зеркальный отражатель, разрешение 1 мм на
дальности 10 м, точность измерений
менее 1%, лазер: гелио-неоновый, длина волны 0,6328 мкм, мощность излучения менее 1 мВт, 2 класс безопасности,
габариты 75×175×350 мм, масса 3,7 кг,
питание =12 В или ~110 – 230 В, 50 –
60 Гц, энергопотребление 15 ВА, диапазон рабочих температур +5…+35° С.
Лазерный детектор метана и других газовых смесей LaserMethane mini (LMm)
SA3C31A (фото 11) [21] фирмы ПЕРГАМ предназначен для дистанционного
детектирования метана, а также других
газовых смесей, содержащих метан
(природный газ или подобные газы). Он
позволяет быстро детектировать утечки
газов путем наведения лазерного луча
на интересующую область. Принцип
действия LMm основан на свойстве
метана поглощать инфракрасное излучение лазера на определенной длине
волны. Лазерный луч, направленный на
объекты контроля (газовые трубы, потолок и пр.), частично отражается. Устройство принимает этот отраженный
поток излучения и измеряет степень его
поглощения. Последняя пересчитывается в приборе в плотность метана в зондируемом слое газа (ppm-м; ppm – part
per million «число частей на миллион»).
Если толщина слоя газа L, то плотность
метана в ppm, умноженную на L, называют плотностью метана в слое газа
(ppm-м). Характеристики LMm: пределы измерений: 1×5×104 ppm-м, точность
измерений: ±10% в диапазоне от 100 до
104 ppm-м, скорость измерений 0,1 с,
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
обзор
Фото 12. Лазерный газоанализатор LaserGas II
Литература
Фото 11. Лазерный детектор метана
и других газовых смесей
LaserMethane mini SA3C31A
расстояние измерений: от 0,3 до 30 м; от
0,5 до 100 м (с отражателем), время непрерывной работы более 5 ч (при 25°С),
класс защиты лазерного целеуказателя
– 2, измерительного луча – 1, габариты 70×179×42 мм, масса – не более 0,6 кг
(включая батарею), диапазон рабочих
температур −17…+50° С.
LaserGas II (фото 12) [22] фирмы НПК
ОЛЬДАМ использует однолинейную
лазерную спектроскопию для непрерывного измерения концентрации газа
на месте при контроле технологических
процессов и выбросов. Прибор обеспечивает выбор одной линии поглощения
из имеющихся баз данных, отсутствие
помех от других газов, температурную
настройку лазерного диода на точное
попадание в центр линии поглощения,
сканирование длины волны лазера по
току, определение линии поглощения,
расчет концентрации газа по размеру
и форме линии поглощения. Прибор
имеет предел измерения метана 0,15
ppm, фтористого водорода 0,015 ppm,
хлористого водорода 0,05 ppm, окиси
углерода 30 ppm, сероводорода 3 ppm.
Оптическая длина пути составляет 0,5
– 15 м, время реакции 1 – 2 с, дрейф
диапазона <4%, дрейф нуля < 2% диапазона, рабочий диапазон температур
−20…+50° С. Блок передатчика имеет
массу 6,2 кг, габариты 365×270×310 мм,
блок приемника – 3,9 кг, 355×120×120
мм, блок питания – 1,6 кг, 180×85×70
мм. Напряжение сети ~10 – 240 В, 50 –
60 Гц, энергопотребление менее 25 Вт.
Окончание в № 1 за 2012 год.
1. АМАТА. Лазерный измеритель скорости с фотофиксацией. Проспект ЗАО
«Стинс Коман». − М., 2009.
2. Лазерный измеритель скорости движения транспортных средств с фотофиксацией АМАТА. Проспект фирм ЗАО «Стинс коман» совместно с НИИ «Техноимпорт». − М., 2010.
3. Лазерный измеритель скорости и дальности с фотофиксацией и идентификацией ТС ЛИСД-2Ф. Проспект ФГУП НИИ «Полюс» им. М.Ф. Стельмаха. − М., 2010.
4. Волков В.Г. Малогабаритные лазерные дальномеры. /Специальная техника,
2007. − № 5. − С. 2 – 13, № 6. − С. 2 – 11.
5. Волков В.Г. Переносные и возимые лазерные дальномеры. /Специальная техника, 2008. − № 1. − С. 2 – 7, № 2. − С. 2 – 15.
6. Лазерный дальномер ДЛ-1 (высотомер). Проспект фирмы «СКАТ-Р». − М., 2008.
7. Laser Distance Meter LDM 41/42. Проспект фирмы JENOPTIK Laser Optik Systeme
GmbH, Германия, 2009.
8. Laser Distance Meter LDM 301. Проспект фирмы JENOPTIK Laser Optik Systeme
GmbH, Германия, 2009.
9. Laser Doppler Instrument LDI 251. Проспект фирмы JENOPTIK Laser Optik Systeme
GmbH, Германия, 2009.
10. Лазерные измерители скорости и длины ЛИС-4 и ЛИС-5. Проспект ГНЦ
НИИТеплоприбор. − М., 2010.
11. Лазерные дальномеры optoNCDT ILR. Проспект фирмы VICRO-EPSILON
MESSTECHNIK GmbH and CO. KG, Германия, 2009.
12. Лазерный трекер API Tracker 3 Проспект фирмы Automated Precision Europe
B.V., Нидерланды, 2007.
13. Лазерные допплеровские измерители ЛИС-4 и ЛИС-5. Проспект фирмы ГНЦ
НИИТеплоприбор. − М., 2007.
14. Лазерно-оптическая измерительная система optoNCDT 1700. Проспект фирмы Vicro-Epsilon Messtechnik GmbH and Co.,Германия, 2010.
15. Миниатюрный лазерный микрометр optoCONTROL 1200. Проспект фирмы
Vicro-Epsilon Messtechnik GmbH and Co.,Германия, 2010.
16. Системы центрировки валов и геометрических измерений. Проспект фирмы
ВАСТ (ВиброАкустические Системы и Технологии). − С-Пб., 2010.
17. Лазерная установка ФОТОН 1200 бесконтактного контроля геометрических
параметров труб в процессе производства. Проспект фирмы Votum. − М., 2010.
18. Photostress. Full-Field Solutions for Stress Analysis Testing. Проспект фирмы
Vishay Intertechnology Inc., США, 2007.
19. Портативный цифровой виброметр PDV-100 фирмы Polytech GmbH, Германия, 2007.
20. Laser Doppler Vibrometer Type 8329. Проспект фирмы Brüel and Kjaer, Дания,
2007.
21. Лазерный детектор метана и других газовых смесей LaserMethane mini
SA3C31A. Проспект фирмы ПЕРГАМ. − М., 2010.
22. Лазерный газоанализатор LaserGas II. Проспект фирмы НПК ОЛЬДАМ. − М.,
2010.
11
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
СМЕЛКОВ Вячеслав Михайлович,
доктор технических наук
НОВЫЙ МЕТОД РЕГУЛИРОВКИ
НАПРАВЛЕНИЯ ВИЗИРНОЙ ОСИ
ТЕЛЕВИЗИОННОЙ СИСТЕМЫ:
ЕСТЬ ПОВЫШЕНИЕ КАЧЕСТВА
В работах [1, 2] были опубликованы технические решения по выполнению юстировки направления визирной оси двухкамерной телевизионной системы. Под направлением визирной оси понимается ориентационное наведение угла поля зрения
каждой из телекамер («широкоугольной» и «узкоугольной») или положение оптических осей этих камер. При выполнении
обзора пространства оптические оси телекамер, исходящие из геометрических центров их фотоприемников, априори
совпадают по вертикали и разнесены по горизонтали на величину базового расстояния.
Задание по проведению самой юстировки (регулировки) визирной оси телевизионной системы означает, что результатом ее выполнения должна быть параллельность оптических осей телекамер посадочной плоскости основания телевизионной системы, а, следовательно, и их параллельность между собой.
Новизна и оригинальность данного метода была подтверждена двумя патентами РФ на изобретения [3, 4], а методика
проведения юстировочных работ была апробирована в процессе предварительных испытаний опытных образцов телевизионной системы «Арбалет-ТС» [5].
В настоящей статье автор предлагает усовершенствованный метод регулировки направления визирной оси телевизионной системы, обеспечивающий повышение точности выполнения настроечных работ.
В
представленном ниже техническом решении поставленная задача выполняется за счет внесения существенных отличий в саму методику организации регулировочного процесса.
Структурная схема устройства, реализующего новый метод, показана на
рис. 1.
Устройство содержит первую («широкоугольную») телекамеру 1 с механизмом 1-1 углового перемещения оптической оси и вторую («узкоугольную») телекамеру 2 с механизмом 2-1 углового
перемещения оптической оси, которые
размещены на основании 3 телевизионной системы; коммутатор-смеситель
4; селектор 5 синхроимпульсов; генератор 6 таблицы «сетчатое поле» и сигнала «окошко»; первый лазерный целеу-
12
казатель 7; второй лазерный целеуказатель 8; компьютер 9 и отражательную
таблицу 10. Лазерный целеуказатель 7
через канал 11, выполненный в основании 3 телевизионной системы, формирует в плоскости отражательной таблицы 10 первое пятно 12 видимого спектра, а лазерный целеуказатель 8 через
канал 13 – второе пятно 14.
Сопоставительный анализ с прототипом [3] показывает, что данный метод
отличается наличием новых признаков, а именно наличием следующих
действий:
♦♦ дополнительным излучением лазерного зонда видимого спектра от второго лазерного целеуказателя параллельно направлению излучения от
первого лазерного целеуказателя;
♦♦ регулированием
максимального
совмещения второго пятна от второго лазерного зонда с соответствующим перекрестием маркерных клеток электронной таблицы;
♦♦ коммутированием на выход полного
телевизионного сигнала совмещенного изображения от первой и второй телекамер;
♦♦ регулированием максимального совмещения третьего пятна с соответствующим перекрестием маркерных
клеток электронной таблицы.
Отражательная таблица 10 используется в качестве оптического теста при
выполнении процесса юстировки телевизионной системы.
Пример выполнения отражательной
таблицы 10 показан на рис. 2 и соответ-
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
РЕШЕНИЕ
обзор
Рис. 1. Структурная схема устройства для выполнения технологической регулировки направления визирной оси
телевизионной системы
13
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
ствует универсальной электронной испытательной таблице (УЭИТ)1, являясь
ее распечаткой.
Приведем основные технические характеристики для получаемой отражательной таблицы 10. Формат таблицы
– 4/3. Реперные отметки (реперы),
расположенные по периферии изображения, определяют размер рабочего
поля и формат таблицы и гарантируют
необходимое вписывание оптической
проекции изображения в размер растра фотоприемников телекамер. Реперы выполнены в виде парных черных
прямоугольников, через раздел которых и проходит граница рабочего поля.
В таблице реализованы и белые линии
сетчатого поля, а число этих клеток составляет 18×24.
Обозначим размеры рабочего поля таблицы 10 как «L×H», где L – ширина
таблицы; H – ее высота.
Большим преимуществом использования такой отражательной таблицы
является возможность получения из ее
электронного варианта необходимой
электронной таблицы «сетчатое поле»
для применения в генераторе 6.
В качестве телекамеры 1, как и в прототипе, может быть использован камерный модуль VNI-702, выпускаемый
ЗАО «ЭВС» (г. Санкт-Петербург) и
снабженный объективом со средним
значением фокусного расстояния, например f1 = 30 мм. Фотоприемником
этого модуля служит матрица приборов
с зарядовой связью (матрица ПЗС) с числом элементов 768(H)×576(V) и размером фотомишени ½ дюйма или (6,4×4,8)
мм при формате 4/3. Угловое поле зрения телекамеры 1 составит 12×7,8 град.
В качестве телекамеры 2 может быть
применен тот же модуль, но фокусное
расстояние объектива значительно
больше, например, f2 = 120 мм.
Поэтому угловое поле зрения телекамеры 2 будет составлять 3×1,95 град.
В заявляемом решении телекамеры
должны быть синхронизированы в режиме Genlock с привязкой частоты и
фазы горизонтальной и вертикальной
разверток по сигналу синхронизации
приемника (ССП) или по полному телевизионному сигналу от одной из телевизионных камер или от внешнего
источника. На рис. 1 режим Genlock
обеспечивается путем подачи на вход
внешней синхронизации телекамеры 2
импульсов ССП от телекамеры 1.
14
Рис. 2. Отражательная таблица, соответствующая универсальной
электронной испытательной таблице (УЭИТ)
В конструкциях обеих телекамер, как и
в прототипе, предусмотрены механизмы 1-1 и 2-1 для выполнения углового
перемещения оптической оси.
Важным параметром двухкамерной
телевизионной системы является базовое расстояние между геометрическими центрами фотоприемников телекамеры 1 и телекамеры 2.
Будем считать этот параметр разнесения по горизонтали геометрических
центров матриц ПЗС исходно задаваемым показателем при проектировании
телевизионной системы и обозначим
его символом «а1».
В качестве каждого из лазерных целеуказателей 7 и 8 может быть применен
лазерный модуль KLM-650/5, изготовленный фирмой «ФТИ-Оптроник»
(г. Санкт-Петербург). Прибор обеспечивает длину волны лазерного излучения 650 нм при мощности излучения
не менее 5 мВт.
Каналы 11 и 13 предназначены для задания соответственно от целеуказателей 7 и 8 необходимого и безопасного
направления лазерных излучений параллельно посадочной плоскости основания 3. Каналы 11 и 13 могут быть
выполнены в виде «канавок» в основании 3, полученных методом точного
фрезерования.
Селектор 5 синхроимпульсов предназначен для выделения из полного теле-
визионного сигнала, вырабатываемого
на выходе «видео» телекамеры 1, импульсов КСИ и ССИ.
Вместо композитного видеосигнала
на вход селектора 5 синхроимпульсов
может быть подан ССП от первой или
второй телекамеры.
Коммутатор-смеситель 4 предназначен
для формирования на выходе:
♦♦ в режиме 1 – полного телевизионного сигнала (композитного видеосигнала) от телекамеры 1 и «наложенного» на него сигнала «сетчатое поле»;
♦♦ в режиме 2 – композитного видеосигнала комбинированного изображения, состоящего из видеосигнала от телекамеры 2, занимающего
центральное «окно» по горизонтали на всю высоту растра, и видеосигнала от телекамеры 1 на остальной части растра при сохранении
на всей площади сигнала «сетчатое
поле».
Выбор режима работы (режима 1 или
режима 2) коммутатора-смесителя 4
осуществляется по команде с компьютера 9.
Генератор 6 предназначен для формирования в режиме ведомой синхронизации от КСИ и ССИ двух выходных импульсных сигналов, а именно:
сигнала «сетчатое поле» и сигнала
«окошко». Селектор 5 синхроимпульсов, формирующий КСИ и ССИ мо-
− УЭИТ была разработана кандидатом технических наук Н. Г. Дерюгиным и инженером Государственного научно-исследовательского института радио (НИИР) В. А. Минаевым.
1
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
РЕШЕНИЕ
обзор
Рис. 3. Условное отображение электронной таблицы «сетчатое поле»
жет быть выполнен и в составе генератора 6.
Отметим, что сигнал «сетчатое поле»
имеет формат кадра, равный формату кадра фотоприемников телекамер.
В нашем примере этот формат 4/3 ,
а электронная таблица содержит 24
клетки по горизонтали и 18 клеток
по вертикали, как показано на рис. 3.
Точкой «О» на рис. 3 помечен геометрический центр этого теста.
Сигнал «окошко» в пределах растра
имеет ширину в единицах времени,
равную расстоянию между лазерными
зондами, которое кратно числу электронных клеток таблицы «сетчатое
поле». По вертикали сигнал «окошко»
занимает всю высоту растра.
Выполним небольшой расчет. Пусть
исходно задаваемое базовое расстояние – разнесение геометрических
центров фотоприемников телекамер
по горизонтали – должно составлять
величину а1 = 40…45 мм. Если отражательная таблица 10 имеет размеры:
L×H = 520×390 мм, то размеры одной ее
клетки составляют:
(520/24) × (390/18) мм = 21,6×21,6 мм.
Принимая, что базовое расстояние составляет две клетки таблицы, имеем:
а1 = 43,3 мм. Следовательно, этот пока-
затель, удовлетворяющий требованию
исходного задания, становится и величиной принятого параметра.
Тогда расстояние между лазерными
зондами, которое обязательно вдвое
больше, чем величина а1, составит четыре клетки, т.е. 86,6 мм. Очевидно, что
размер по горизонтали изображения
наблюдаемого «окна» определяется
расстоянием между лазерными зондами, а, значит, составляет тоже 4 клетки.
В заключение нашего расчета примем
дополнительно, что вертикальное смещение вниз относительно горизонтальной оси симметрии для лазерных
зондов составляет две клетки.
Целесообразно генератор 6 выполнить
полностью программируемым, как это
реализовано в генераторе тестовых
сигналов TPG-8 [6, с. 432]. Это означает, что пользователь будет не ограничен только одним сигналом «сетчатое
поле» и одним сигналом «окошко»,
которые находятся в генераторе 6 по
умолчанию. В любое время можно
создать эти сигналы с другими «клеточными» параметрами, например,
использовать любой другой тестовый
сигнал «сетчатое поле», загруженный
в генератор 6 при помощи компьютера
через USB-порт, в том числе и полученный путем скачивания необходимой
информации в Интернете. На рис. 1
линия связи между генератором 6 и
компьютером 9, показанная пунктирной линией, гарантирует получение
этих новых возможностей.
Отметим, что это может быть необходимо, если в качестве отражательной
таблицы 10 удобнее использовать не
УЭИТ, а другую унифицированную
таблицу, например, ИТ-72, содержащую в рабочем области сетчатое поле
с числом клеток 6×8. Причиной такого
выбора может быть другой коэффициент масштабирования телевизионной
системы (Км), определяемый соотношением Kм = f2 / f1.
Новый метод юстировки направления
визирной оси двухкамерной телевизионной системы реализуется следующим образом.
Воспользуемся структурной схемой
устройства юстировки (рис. 1), а упомянутые выше режимы работы [1, 2]
для коммутатора-смесителя 4 будем
рассматривать и как два основных режима работы телевизионной системы.
Пусть телекамера 2 работает в режиме
внешней синхронизации от импульсов ССП телекамеры 1. Коммутаторсмеситель 4 в режиме 1 по команде с
компьютера 9 подает на его вход «видео» полный телевизионный сигнал от
телекамеры 1, а в режиме 2 – композитный видеосигнал комбинированного изображения от телекамер 1 и 2
одновременно.
От генератора 6 в выходной видеосигнал коммутатора-смесителя 4 добавляется маркерный сигнал «сетчатое
поле», а в режиме 2 дополнительно выполняется коммутация входных видеосигналов по управляющему сигналу
«окошко». Получаемый в результате
всех этих операций видеосигнал воспроизводится на жидкокристаллическом экране монитора компьютера 9.
Обратимся к режиму 1 телевизионной
системы и проведению в нем необходимых работ по юстировке. Сначала
ориентируют положение отражательной таблицы 10 так, чтобы при взгляде
на нее регулировщик мог зафиксировать на ней два пятна: пятно от лазерного целеуказателя 7 и пятно от лазерного целеуказателя 8.
Потом по наблюдаемому на экране
компьютера 9 телевизионному изображению вписывают в растр фотоприемника телекамеры 1 изображение
отражательной таблицы 10 так, чтобы
15
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
YY1
«О2»
«О1»
XX1
Рис. 4. Отдельно взятое (выборочное) ТВ-изображение в режиме 1
YY1
ХХ 1
«А»
Рис. 5. Отдельно взятое (выборочное) ТВ-изображение в режиме 2
реперные отметки точно определили
границу рабочего поля отражательной
таблицы. При этом на экране компьютера 9 воспроизводится изображение
16
УЭИТ, а также сигнал «сетчатое поле»,
пятно от лазерного целеуказателя 7 и
пятно от лазерного целеуказателя 8.
Затем при помощи предусмотренных
в конструкции телекамеры 1 регулировок механизма 1-1 углового перемещения направления оптической оси
добиваются, как показано на рис. 4,
максимального совмещения центра отражательной таблицы 10 и центра электронной таблицы с точкой «О1», пятна
от лазерного целеуказателя 7 с точкой
«A», а пятна от лазерного целеуказателя 8 с точкой «B». Отметим, что точка
«B» находится на одной вертикальной
линии сетки с точкой «О2» – геометрическим центром фотоприемника телекамеры 2.
Далее новой командой от компьютера
9 переводят телевизионную систему в
режим 2 работы для продолжения работ по юстировке.
При этом на экране компьютера 9, как
показано на рис. 5, будет воспроизводиться изображение УЭИТ с увеличенным в пределах «окна» его центральным фрагментом, сигнал «сетчатое
поле», пятно от лазерного целеуказателя 7, пятно от лазерного целеуказателя
8, а также третье пятно увеличенного
диаметра по отношению к диаметрам
первых двух пятен. На рис. 5 положение «окна» в растре отмечено жирным
пунктиром.
Далее при помощи предусмотренных
в конструкции телекамеры 2 регулировок механизма 2-1 углового перемещения направления оптической
оси добиваются максимального совмещения третьего пятна с точкой «C»,
которая расположена на вертикальной оси симметрии (YY1), а по отношению к горизонтальной оси симметрии
(XX1) смещена на восемь клеток вниз
(рис. 5). Понятно, что этот показатель
смещения определяется кратностью
масштабирования телевизионной системы Kм.
Здесь необходимо отметить, что в
пределах «окна» оказываются и «половинки» пятен «A» и «B», а поэтому
они, как и пятно «C», увеличиваются
в геометрических размерах в соответствии с кратностью масштабирования
телевизионной системы Kм, величина
которого в нашем примере составляет
4х (четыре раза).
Выполним инженерную оценку достигаемого результата регулировки.
Очевидно, что при выполнении регулировщиком всех правил и рекомендаций
изложенной выше методики точность
совмещения всех трех пятен с узловы-
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
РЕШЕНИЕ
обзор
ми точками электронной таблицы «сетчатое поле» определяется толщиной
линий этого теста по горизонтали и
вертикали. Будем считать, что толщина
электронного маркера по горизонтали
и вертикали составляет два элемента
по каждому направлению.
Тогда в режиме 1 работы телевизионной системы имеем величину погрешности (∆) направления визирования,
измеряемую в миллирадианах:
∆ = (12/768×2×π / 180×1000).
В результате по этому соотношению
получаем величину ошибки направления визирования, равную 0,54 мрад.
В режиме 2 работы телевизионной системы погрешность (∆) будет в четыре
раза меньше (0,14 мрад), т. к. угловое
поле зрения по горизонтали составля-
ет здесь не двенадцать, а три угловых
градуса.
В отличие от прототипа [3] в предлагаемом техническом решении юстировка
направления визирной оси телевизионной системы выполняется с использованием унифицированных отражательных таблиц, что по сравнению с суррогатными таблицами заведомо повышает
точность вписывания изображения
в растр фотоприемника, а, значит, и
точность регулировки направления визирной оси. Сама же эта регулировка
выполняется при сохранении эксплуатационных значений угловых полей
зрения каждой из телекамер. Следовательно, минимизирована ошибка измерения путем исключения возможной
погрешности из-за смещения оптического центра вариобъектива при регулировке его фокусного расстояния.
В качестве заключения
Дополнительное повышение точности
регулировки направления визирной
оси телевизионной системы может
быть достигнуто путем «машинной»
оценки результата юстировочного
процесса с при помощи компьютера с
целью исключить так называемый «человеческий фактор».
Для этого вводимый в компьютер
сигнал изображения должен быть замерен с использованием специализированной компьютерной программы,
которая обеспечит регулировщику
оперативный доступ к промежуточному результату выполненной юстировки, предлагая в итоге завершить
настроечную работу или ее продолжать Литература
1. Смелков В.М. Метод регулировки направления визирной оси телевизионной системы / Специальная техника, 2004, − №
5.− С. 14 – 18.
2. Смелков В.М. Особенности технологического оборудования для юстировки визирной оси телевизионной системы. / Специальная техника, 2005. − № 3. − С. 15 – 18.
3. Патент 2275750 РФ. МПК HO4N 1/393, HO4N 5/30, G02B 23/10. Способ юстировки направления визирной оси двухкамерной телевизионной системы и устройство для его осуществления / В.М. Смелков, Т.Н. Гутаревич, В.В. Уклеев // Б.И.,
2006. – № 12.
4. Патент №2298883 РФ. МПК H04N 5/30. Устройство для юстировки направления визирной оси двухкамерной телевизионной системы. / В.М. Смелков, Т.Н. Гутаревич, С.Е. Денисова, В.В. Уклеев // Б.И., 2007. – № 13.
5. Смелков В. М. Иду на растр: Эссе об изобретениях по классу H04N. – Великий Новгород: «НовГУ им. Ярослава Мудрого»,
2007. − 176 с.
6. Владо Дамьяновски. CCTV. Библия видеонаблюдения, Цифровые и сетевые технологии. Перевод с англ. – ООО «Ай-Эс-Эс
Пресс», 2006.
Лицензии ФСБ России ГТ № 0011838 от 27.06.2008 г. и ЛЗ № 0015048 от 25.08.2008 г.
Адрес: Москва, Ленинградское ш., д. 80, корп. 22 (Балтийская ул., д. 9)
Почтовый адрес: 109052 Москва, а/я 61, ООО «СТИКС»
тел./факс (495) 755-6199, 755-6410 E-mail: 007@stiks.su, stiks@stiks.su
17
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
ПАВЛОВ1 Константин Александрович,
кандидат технических наук
ОВЧИННИКОВ2 Андрей Михайлович,
кандидат технических наук
ЛОБАНОВ3 Виктор Михайлович
КУЛДЫШЕВ4 Алексей Владимирович
ПРИМЕНЕНИЕ СПОСОБА
БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ ЧЕРЕЗ ТЕЛО
ЧЕЛОВЕКА ДЛЯ СПЕЦТЕХНИКИ
Данная статья является аналитическим обзором по новому перспективному направлению развития спецтехники беспроводной связи малого радиуса действия, а именно, по применению способа передачи данных через тело человека между
двумя или несколькими электронными устройствами. В работе рассмотрены примеры использования способа связи через тело человека, а также представлены его отличительные особенности по сравнению с традиционными способами
беспроводной и проводной связи. Приведена информация о текущем этапе развитии технологии Body Area Network (IEEE
801.15.6), отмечены результаты отечественных и зарубежных исследований.
Ключевые слова: передача данных через тело человека; идентификация пользователя; контроль доступа; обмен данными
через рукопожатие; охрана личных предметов; идентификация предметов; дистанционное управление; мониторинг функционального состояния человека.
This article is an analytical survey concerning a new promising way of sort-range wireless communication special purpose equipment
development, namely, applying communication method using the human body for data transmission between two or more electronic
devices. Examples of human body communication applications are discussed in this paper. Features of this method in comparison
with traditional wire and wireless communication are given. Body Area Network technology (IEEE 801.15.6) development stage
information and current scientific research results are presented.
Keywords: body area network; human body communication; user identification; access control; data exchange through a handshake;
personal items protection; items identification; remote control; fitness monitoring.
Р
аспространенной задачей для технических средств ближней беспроводной связи является передача какойлибо информации на малое расстояние
(в пределах досягаемости руки) между
портативным электронным устройством пользователя и другим электронным устройством, носимым (этим же
либо другим пользователем) или стационарно размещенным. Использование
проводной связи обеспечивает энергетическую скрытность при передаче
информации, но может создать неудобства для пользователя и повысить
вероятность его визуального обнаружения. Беспроводная связь устраняет
1
18
3
эти недостатки, но при ее использовании неизбежно возникает вероятность
обнаружения электромагнитного излучения передающего устройства и
несанкционированного перехвата передаваемой информации.
Одним из методов повышения энергетической скрытности, а также снижения вероятности перехвата информации, передаваемой техническими
средствами ближней связи, может
служить способ передачи данных с использованием тела человека в качестве
передающей среды. По сравнению с
технологиями ближней беспроводной
связи (Bluetooth, ZigBee и др.), широко
применяемыми в различных сферах
техники, способ передачи данных через тело человека позволяет снизить
выходную мощность и энергопотребление технических средств ближней
связи, а, следовательно, улучшить
энергетическую скрытность беспроводной связи и уменьшить влияние
электромагнитного излучения на организм пользователя [1]. В то же время
этот способ лишен недостатков проводной связи (рис. 1).
В настоящее время активно разрабатываются технологии передачи цифровых данных между маломощными
электронными устройствами, располо-
– инженер ФГУП СКБ «Радэл»; 2 – зам. директора по научной работе ФГУП СКБ «Радэл»;
– зам. главного инженера ФГУП СКБ «Радэл»; 4 – инженер ФГУП СКБ «Радэл».
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
◊
◊
◊
◊
◊
◊
◊
◊
◊
◊
Рис. 1. Сравнение способов связи
Рис. 2. Варианты каналов связи для технологии BAN
женными в теле и на поверхности тела
человека [2 – 4]. В частности институтом IEEE с 2008 г. ведется разработка
стандарта IEEE 802.15.6 для технологии
Body Area Network (BAN) [5]. Предполагается, что стандарт будет предусматривать передачу сигналов между
устройствами BAN по каналам связи,
представленным на рис. 2 [6].
Стандарт IEEE 802.15.6 окончательно не
сформирован: решается вопрос выбо-
ра частотного диапазона и согласуется
протокол связи. Как видно из рис. 2, рассматриваются варианты использования
несущих частот в широком диапазоне от
десятков МГц до нескольких ГГц. Способ связи через тело человека с использованием несущих частот ниже 50 МГц
в документах IEEE определен как HBC
(Human Body Communication) [6].
В работе [7] представлены результаты
математического моделирования про-
странственного распределения электрического поля в диапазоне частот от
500 кГц до 2,4 ГГц при использовании
тела человека в качестве канала передачи данных между носимыми электронными устройствами. Определены
частоты, обеспечивающие наилучшие
параметры канала связи при передаче
данных через тело человека. Сделан
вывод, что при использовании несущих
частот сигнала носимого устройства от
сотен кГц до нескольких десятков МГц
электрическое поле, ослабленное приблизительно на 50 – 60 дБ, довольно
равномерно распределяется вдоль всей
поверхности тела. Это электрическое
поле можно использовать для передачи
данных между электронными устройствами, расположенными вблизи человека (на расстоянии до нескольких сантиметров).
На рис. 3 показано пространственное распределение электрического
поля, создаваемого портативным передающим устройством на запястье
человека при частоте сигнала 10 МГц
[8]. Представленные результаты получены с помощью компьютерного
моделирования методом FDTD с использованием реалистичной (рис. 3а)
и упрощенной (рис. 3б) модели тела
человека. Как видно из рис. 3, при контакте с устройством, генерирующим
электромагнитный сигнал, тело человека становится частью излучающей
системы. Длина электромагнитной
волны при частоте 10 МГц составляет 30 м, что гораздо больше размеров
излучающей системы, следовательно,
распространение сигнала происходит
в ближней волновой зоне. Известно,
что в ближней зоне спад напряженности электрического поля при удалении от излучателя (тела человека)
обратно пропорционален r3 [9]. При
использовании диапазонов частот,
свойственных традиционным средствам ближней радиосвязи, порядка
сотен МГц и нескольких ГГц – спад
напряженности электрического поля
обратно пропорционален r2 и r [9, 10].
Так можно достичь лучшей энергетической скрытости при беспроводной
передаче информации за счет использования особенностей прохождения
электромагнитного сигнала по поверхности тела человека.
Таким образом, наиболее важной характеристикой беспроводной связи
19
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
а
б
Рис. 3. Распределение электрического поля вблизи реалистичной (а) и
упрощенной (б) модели тела человека [8]
через тело человека применительно к
спецтехнике является то, что данные
между электронными устройствами
могут быть переданы исключительно при тактильном контакте обоих
устройств с телом пользователя. Тактильный контакт подразумевает электрический контакт одного из устройств
с кожей человека и расположение второго устройства на расстоянии не более нескольких сантиметров от поверхности тела человека (например, в кармане одежды). Системы беспроводной
тактильной связи могут быть применены в различных областях спецтехники.
Как было отмечено выше, возможность передачи данных посредством
тактильного контакта пользователя с
приемопередающими
устройствами
обеспечивается только при низких несущих частотах сигнала (ниже 50 МГц).
Для данного диапазона частот типичны
скорости передачи данных порядка
нескольких кб/с, при этом технически трудно достичь высокой скорости,
например, сравнимой с технологией
Bluetooth (более 1 Мб/с). Для областей применения, требующих передачи
большого объема данных, возможна
20
реализация двухчастотной системы
беспроводной тактильной связи. При
этом низкочастотный канал связи служит для передачи малых объемов данных, для определения наличия тактильного контакта устройств с телом пользователя и активации высокочастотного канала связи, который служит для
высокоскоростной передачи данных
(более 1 Мб/с). Следовательно, обмен
данными между приемопередающими
устройствами может осуществляться
путем контакта с телом пользователя и
при этом с высокой скоростью передачи данных.
истанционное управление
Д
носимыми техническими
средствами
Для дистанционного управления носимой радиостанцией обычно используется проводной канал связи, что
вызывает дискомфорт пользователя
и снижает визуальную скрытность
специального технического средства.
При применении технологии ближней радиосвязи (например, Bluetooth)
возникает вероятность обнаружения
факта передачи управляющего сигнала от беспроводного пульта. Дистанционное управление техническим
средством (например, скрытоносимым) может осуществляться по телу
человека, что позволит обеспечить
высокую визуальную и энергетическую скрытность.
В работе [11] описан пример реализации портативных малогабаритных
устройств для передачи команд управления через тело человека на несущей частоте 455 кГц. Функциональная схема этой системы представлена
на рис. 4. Устройства системы построены с использованием стандартной
элементной базы. Скорость передачи
данных через тело человека для данной реализации составляет 9,6 кб/с.
В состав системы управления входят
портативное передающее устройство (1) с электродом (2), тело человека
(3) – среда распространения сигнала,
портативное приемное устройство (5)
с электродом (4) и управляемое техническое средство (6).
В состав передающего устройства входят: органы управления (1.1); микроконтроллер (1.2), создающий цифровое
информационное сообщение, соответствующее нажатой кнопке; генератор с частотной модуляцией (1.3), формирующий информационный сигнал
на несущей частоте 455 кГц. Модулированный сигнал поступает на плоский
металлический электрод (2). Электрод
(2) контактирует с кожей человека и
создает электрическое поле на всей поверхности тела (3).
Аналогичный электрод приемного устройства (4) детектирует созданное
электрическое поле. В состав приемного устройства (5) входят ЧМ-приемник (5.1) и микроконтроллер (5.2),
обрабатывающий демодулированное
информационное сообщение. Приемное устройство может подключаться,
например, к скрытоносимой радиостанции (6) и управлять режимами ее
работы. Чувствительность реализованного приемного устройства (4) составляет 50 мкВ.
В результате экспериментальных исследований в работе [11] было выявлено,
что затухание сигнала в представленной системе связи в значительной степени зависит от площади заземленной
поверхности приемного устройства. В
экспериментах со стационарным (под-
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
Рис. 4. Функциональная схема системы дистанционного управления электронным устройством через тело человека
нии стационарных (рис. 5) и портативных (рис. 6 – 9) приемных устройств.
истемы идентификации и
С
контроля доступа
Рис. 5. Система контроля доступа в помещение, идентифицирующая человека
при контакте с дверной ручкой (а) и платформой (б)
ключенным к лабораторному заземлению) приемным устройством затухание
сигнала составляло величину около 55
дБ, для устойчивой связи передающее
устройство имело амплитуду выходного напряжения 0,3 В. В экспериментах с
портативным малогабаритным устройс-
твом затухание сигнала составляло около 72 дБ, устойчивая связь наблюдалась
при амплитуде выходного напряжения
передающего устройства 3 В.
Далее рассматриваются возможные
реализации системы передачи данных
через тело человека при использова-
В настоящее время пользователям
автоматизированных систем контроля доступа необходимо совершать
видимые манипуляции, например,
прикладывание магнитной карты или
пальца к считывающему устройству,
что может привлечь нежелательное
внимание со стороны окружающих.
В отличие от традиционных способов
идентификации и контроля доступа,
пользователь тактильной системы
может получить доступ в помещение
путем простого прикосновения к металлической дверной ручке со встроенным отпирающим устройством,
не привлекая внимания со стороны
окружающих. На рис. 5 представлены
примеры систем идентификации и
контроля доступа.
бмен данными через
О
рукопожатие
Совершенно новые возможности для
спецтехники открывает применение
беспроводной передачи данных через
21
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Рис. 6. Беспроводная передача данных
через рукопожатие
Рис. 7. Идентификация пользователя оружия
рукопожатие. Может быть реализован,
например, обмен контактной информацией между двумя лицами, имеющими
при себе соответствующие портативные устройства (рис. 6). В работах [1, 12]
описаны примеры системы беспроводного обмена электронными визитными
карточками через рукопожатие.
дентификация уполномоИ
ченного пользователя
Подобная система может состоять из
миниатюрного приемопередатчика на
теле пользователя (например, в виде
наручных часов) и устройства, встроенного в какой либо предмет (оружие, телефон и т.д.). Таким образом,
данный предмет активируется только тогда, когда он находится в руках
(посредством тактильного контакта)
определенного пользователя. Это направление актуально для спецтехники: можно исключить возможность
использования специальных технических средств посторонними лицами, например, оружия противником в
ходе боя.
В [13] представлены предложения по
применению японской системы передачи данных через тело человека
RedTacton для идентификации пользователя оружия. Предложения ориентированы на вооруженные силы и
полицию США. В частности, предлагается встроить приемопередатчики в
переносной противотанковый ракетный комплекс «Javelin» и в экипировку допущенных к его использованию
солдат (рис. 7). При использовании такой системы только солдаты, имеющие
соответствующий приемопередатчик,
22
могут произвести запуск ракеты. Если
комплекс попадает в руки постороннего человека или врага, запуск будет
невозможен.
вуковая идентификация
З
предметов посредством
тактильного контакта
Система связи, предназначенная для
прослушивания слабовидящими людьми информации о товарах в магазине
или аптеке, может получить широкое
применение в здравоохранении. Подобная система состоит из наушников
пользователя (со встроенным приемным устройством) и передающих устройств, прикрепленных к различным
предметам. Соответственно при прикосновении к предмету пользователь
прослушивает определенную информацию. Также информация о предмете может быть отображена на дисплее
портативного приемного устройства
[14]. Такого рода систему можно применить и в спецтехнике.
истема охраны личных
С
предметов
Тело человека можно использовать
для периодического обмена данными
между двумя носимыми электронными
устройствами, одно из которых прикреплено к охраняемому объекту или
встроено в него [14]. По сравнению с
аналогичными системами, использующими традиционный радиоканал, в
тактильной системе пороговым расстоянием срабатывания сигнализации
является не расстояние между двумя
Рис. 8. Система охраны сотового
телефона
приемопередающими устройствами, а
расстояние от тела человека до охраняемого объекта. Как показано на рис. 8,
охранным устройством в такой системе могут быть электронные часы пользователя, обеспечивающие звуковую
и световую индикацию при удалении
охраняемого объекта от тела человека
на заданное расстояние.
Беспроводные
аудиогарнитуры
Как правило, беспроводные гарнитуры реализуются на базе технологии
Buetooth. К недостаткам такой реализации можно отнести излишнее излучение электромагнитного сигнала в свободное пространство на расстояние в
несколько десятков метров, что ведет к
снижению энергетической скрытности
специального технического средства.
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
Рис. 9. Сеть беспроводных датчиков
функционального состояния человека
Передача аудиосигнала от скрытоносимой радиостанции до миниатюрного
приемника, размещаемого в наружном
слуховом проходе, может осуществляться по телу человека, что позволит
повысить энергетическую скрытность
и снизить вероятность перехвата передаваемой информации [10].
Мониторинг
функционального
состояния человека
Способ связи через тело человека может быть применен также для наблюдения за состоянием здоровья и данными о перемещении человека. В этом
случае используются сети беспроводных маломощных датчиков (рис. 9),
передающих данные по телу человека
в один из узлов сети, который обеспечивает сбор, обработку и передачу данных в удаленное устройство через канал радиосвязи (УКВ, GSM, Bluetooth
и т.д.) [15]. Подобная система может
быть применена, например, для экипировки солдата.
В перспективе экипировка солдата в
сочетании с технологией Body Area
Network может представлять собой
носимую сеть передачи данных, соединяющую различные электронные устройства, такие как датчики жизнеобеспечения, видеокамеры, радиостанцию,
приемник GPS/ГЛОНАСС и обеспечивающую обмен данными с носимым
компьютером солдата. Такая сеть может выполнять функции мониторинга за физиологическим состоянием
солдата и, например, предотвращать
обстрел со стороны своих. С помощью
встроенного в перчатку датчика солдат
может определить, пригодна ли вода
для питья. Другим примером может
служить применение системы передачи видеосигнала с прицела оружия на
миниатюрный дисплей на шлеме солдата, что позволяет вести прицельную
стрельбу из укрытия. Как результат,
технология BAN может повысить вероятность выживания солдата в бою [16].
В данной статье предложено использование перспективной технологии
передачи данных через тело человека в
спецтехнике, рассмотрены некоторые
актуальные в настоящее время области
применения этой технологии. Несмотря на то, что стандарт IEEE 802.15.6
для технологии BAN окончательно не
сформирован, уже сейчас очевидно,
что эта технология будет применена
и получит широкое распространение
в современной технике в различных
сферах жизнедеятельности человека (в медицине, спорте, повседневной
жизни и т.д.). Благодаря несомненным
преимуществам над традиционными
способами ближней связи малого (до
нескольких метров) и сверхмалого
(порядка нескольких сантиметров) радиуса действия способ передачи данных через тело человека заслуживает
дальнейшего развития и применения
в современных отечественных специальных технических средствах Литература
1. Zimmerman T. G. Personal Area
Networks (PAN): Near-Field IntraBody Communication./ M.S. Thesis,
MIT Media Laboratory, Cambridge,
MA, 1995.
2. Hwang J., Park I., Kang S. Channel model
for human body communication./ IEEE
802.15-08-0577-01-0006, July 2010.
3. Yazdandoost K., Kohno R. Wireless
Communications for Body Implanted
Medical
Device./
Asia
Pacific
Microwave Conference (APMC), 2007.
4. Barth A., Wilson S., Hanson M.,
Powell H., Unluer D., Lach J. Body-
coupled communication for body
sensor networks./ The 3rd international
conference on body area networks
(BodyNets), Arizona, USA, 2008.
5. IEEE 802.15 WPAN Task Group 6 (TG6)
Body Area Networks, http://www.
ieee802.org/15/pub/TG6.html.
6. Yazdandoost K., Sayrafian K. Wireless
Personal Area Networks./ IEEE P802.1508-0780-10-0006, July 2010.
7. Павлов К.А., Селищев С.В. Моделирование пространственного распределения электрического поля при
использовании тела человека в качестве канала передачи данных./ Приборы, 2011. – № 5. – C. 38 – 42.
8. K. Fujii, M. Takahashi, K. Ito, K.
Hachisuka. Study on the transmission
mechanism for wearable device using
the human body as a transmission
channel./ IEICE Transactions on
Communications, June 2005. – V. E88B. – No. 6. – PP. 2401 – 2410.
9. Патент RU 2302699 C2, МПК H04B
13/00, H04B 5/02. «Система связи»,
К. Тикигути (JP), 10.07.2007. – Бюл.
№ 19.
10. Драбкин А.Л. и др. Антенно-фидерные устройства./ Изд. 2-е. – М.:
Сов. радио, 1974. – 535 с.
11. Павлов К.А. Программно-аппаратный комплекс для исследования и
оптимизации параметров системы беспроводной передачи данных
через тело человека: Диссертация
к.т.н. – М., 2011. – 147 с.
12. Human Body Communication as
the ultimate short dis-tance communication./
http://japantechniche.
com/2009/03/12/human-body-communication-as-the-ultimate-shot-distance-communication/.
13. Brotherson D., Beatty W., Corron R.
Emerging Technology – RedTacton./
http://www.public.iastate.
edu/~dkbroth/Emerging%20Technology%20-%20BBC.htm.
14. Park J.S., Hwang J.H., Kwon Y., et al.
HBC PHY and MAC./ IEEE 802.15-090548-00-0006.
15. Chen M., Gonzalez S., Vasilakos A.,
Cao H., Leung V. Body Area Networks:
A Survey./ ACM/Springer Mobile
Networks and Applications (MONET),
2010.
16. Wang B., Pei Y. Body Area Networks./
Encyclopedia of Wireless and Mobile
Communications./ Edited by Borko
Furht, Taylor & Francis, 2007.
23
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
ШЕРСТЮКОВ1 Сергей Анатольевич,
кандидат технических наук, доцент
СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ
OFDM РАДИОСИГНАЛА С ПОСТОЯННОЙ
ОГИБАЮЩЕЙ (CE-OFDM) И
ОДНОВРЕМЕННОЙ КОМПЕНСАЦИЕЙ
РЕГУЛЯРНЫХ ПОМЕХ СИНТЕЗАТОРА
ЧАСТОТ
Изложены алгоритмы работы и структурная схема квадратурного формирователя радиосигналов с угловой модуляцией,
реализующего одновременную компенсацию паразитной угловой модуляции синтезатора частот и формирование неискаженных CE-OFDM радиосигналов.
Ключевые слова: CE-OFDM радиосигнал, квадратурный фазовый модулятор, компенсация искажений.
Presented algorithms and the block diagram of a quadrature shaper of radio signals with an angular modulation, which implements
the simultaneous compensation of parasiticangular modulation frequency synthesizer and the formation of undistorted CE-OFDM
radio signals.
Keywords: CE-OFDM radio signal, a quadrature phase modulator, distortion compensation.
П
рименение в современных стандартах IEEE 802.11a/g,
802.16-2001, DVB и внедряемом четвертом поколении сотовой связи (LTE) технологии OFDM (Orthogonal
frequency-division multiplexing – мультиплексирование
с ортогональным частотным разделением каналов) обеспечивает не только высокую скорость передачи данных в
условиях частотно-избирательных затуханий, вызванных
многолучевым характером распространения, но и защиту
от флуктуационных и сосредоточенных по спектру узкополосных помех, создаваемых соседними работающими радиосредствами.
Формирование и обработка радиосигналов OFDM реализуется цифровыми методами, при этом весь доступный
частотный диапазон разбивается на множество поднесущих, которые модулируются посредством квадратурной
амплитудно-фазовой модуляции [1]: 2-, 4-, 16- и 64-позиционной BPSK, QPSK, 16-QAM и 64-QAM соответственно. В общем смысле можно считать, что OFDM-сигнал
1
24
– профессор, Воронежский институт МВД России.
представляет собой множество медленно модулируемых
узкополосных сигналов, который передается одновременно на всех поднесущих частотах с возможностью их
(поднесущих) динамического перераспределения в ходе
работы.
Однако основными недостатками систем с OFDM является
высокое значение пик-фактора (отношение пиковой мощности к средней) [2 – 5], вызывающее нелинейные искажения усилителей мощности передатчиков, работающих в
режимах с отсечкой тока, и внеполосные излучения радиопередатчиком остатка второй боковой полосы [7]. Причина возникновения пик-фактора, как было показано в [6],
состоит в том, что в результате суммирования N-го количества поднесущих частот со случайными значениями амплитуд и фаз, формируется сигнал с большими амплитудными
выбросами по сравнению со среднеквадратичным уровнем
сигнала. При этом реализация линейного усилителя мощности с высоким значением пик-фактора оказывается весьма
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
Рис. 1. Структурная схема CE-OFDM-модулятора, использующая включение КФМ на базе ВМ и ФПМН
после OFDM-модулятора
затруднительной. Внеполосные излучения остатка второй
боковой полосы обусловлены асимметрией квадратурных
каналов высокочастотных векторных модуляторов [8] и относительно большим количеством вычислений по процедуре обратного дискретного преобразования Фурье.
Одним из эффективных способов решения указанных проблем является включение после OFDM модулятора дополнительного фазового (ФМ) (или частотного (ЧМ)) модулятора
[2 – 6], или, другими словами, реализация сигналов OFDM
с постоянной огибающей (Constant Envelope OFDM (CEOFDM)). Применение сигналов с постоянной огибающей позволяет использовать в передатчиках нелинейные усилители
мощности, обладающие высоким КПД (порядка 80%), а сами
CE-OFDM сигналы, по сравнению с обычными OFDM сигналами, обладают большей помехоустойчивостью в условиях многолучевости, спектральная эффективность которых
повышается с увеличением индекса угловой модуляции [4].
В тоже время применение включения ФМ (ЧМ) после
OFDM модулятора может вызывать дополнительные амплитудно-фазовые искажения, проявляющиеся в виде паразитной амплитудной (ПАМ) и фазовой (ПФМ) модуляций выходного радиосигнала, что приводит к ухудшению
характеристики вероятности ошибок в системе. Кроме
того, в связи с использованием в технологии OFDM многоуровневой цифровой модуляции особое внимание необходимо уделять вопросам, касающимся повышения фазовой стабильности синтезаторов частот (СЧ), формирующих колебания несущих частот передатчиков. Исследования показывают, что полностью разрешить противоре-
чие между возникающей в системе импульсно-фазовой
автоматической подстройки частоты (ИФАПЧ) уровнем
паразитной угловой модуляции (ПУМ) и быстродействием в самом СЧ не представляется возможным. В связи с
этим на выходах СЧ и OFDM-модулятора предлагается
ввести устройство, позволяющее как снизить уровень
ПУМ выходного сигнала СЧ до заданного уровня, так и
обеспечить формирование неискаженного CE-OFDM радиосигнала.
На рис. 1 приведена структурная схема CE-OFDM модулятора, использующая включение квадратурного фазового
модулятора (КФМ) на базе векторного модулятора (ВМ) и
функциональных преобразователей модулирующего напряжения (ФПМН) после OFDM модулятора и выполняющая компенсацию ПУМ выходного сигнала СЧ.
В состав структурной схемы входят следующие функциональные блоки:
СЧ в составе: ОГ – опорный генератор; ГУН – генератор
управляемый напряжением; ФНЧ – фильтр нижних частот; ИФД – импульсно-фазовый детектор; ДПКД – делитель частоты с переменным коэффициентом деления; БУЧ
– блок управления частотой;
КФМ в составе: БМ1, БМ2 – балансные модуляторы; ФВ
π/2 – фазовращатель на π/2; С2 – линейный сумматор;
КП, СП – косинусный и синусный преобразователи модулирующего напряжения соответственно; ЦАП – цифроаналоговый преобразователь; УА – управляемый аттенюатор; ИНВ – инвертор; С1 – линейный сумматор; С – разделительная емкость; ИНТ – интегратор.
25
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Работа структурной схемы
При наличии ПУМ с составляющими, кратными частоте
сравнения ИФД, на выходе ГУН СЧ формируется сигнал
K


u1 = U cos ω 0t + m∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φ k )  ,
k =1


(1)
где m – индекс ПУМ; Ек, Ωк, ϕк – амплитуды, частоты и начальные фазы составляющих напряжения ПУМ; k – целые числа.
Одновременно, на выходе фазовращателя на ФВ π/2 формируется напряжение
K


u2 = −U sin ω0 t + m∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φk )  .
k=1


(2)
Выражения (1) и (2) имеют такой вид в связи с тем, что напряжение с постоянной составляющей Е0 на выходе ФНЧ
СЧ
K
uФНЧ = E0 + ∑ E k cos(Ω k t + φk )
(3)
k =1
осуществляет ПУМ сигнала с выхода ГУН.
В этом случае напряжение ПУМ uПУМ после прохождения
разделительной емкости и ИНТ, на выходе ИНВ имеет следующий вид:
K
uИНВ = − ∫ ∑ E cos(Ω k t + φk ).
(4)
Модулирующее напряжение для КФМ представляет собой
выходной сигнал OFDM модулятора, в котором с помощью
обратного дискретного преобразования Фурье формируется результирующий сигнал, являющийся комплексной огибающей, и подлежащий переносу на несущую (центральную) частоту ω0
Mc
e = ∑ bi exp ( j 2π i ∆ft ),
(5)
i =1
где bi = Ai exp(jϕi), i = 1, 2,…,Mc – модуляционные символы (комплексные амплитуды) Mc поднесущих OFDM, Ai и
ϕi – соответственно действительная амплитуда и фаза,
Δf = 1/T – частотный разнос между соседними поднесущими частотами, T – длительность модулирующего символа.
Необходимо отметить, что для реализации дополнительной
фазовой модуляции достаточно с выхода OFDM модулятора
на вход КФМ подать только вещественный, а не квадратурный OFDM сигнал.
На выходе С1 напряжения (4) и (5) линейно складываются
K
 Mc

uC 1 = Re  ∑ b i exp ( j 2 π i ∆ft ) − ∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φ k ). (6)
k =1
 i =1

ФПМН осуществляет синусно-косинусное преобразование
напряжения (6) на основании алгоритмов и устройств, опи-
k =1
а
г
в
б
д
е
Рис. 2. Результаты моделирования процесса формирования CE-OFDM радиосигнала, при использовании КФМ на
выходе OFDM модулятора: а), в), д) – спектры соответственно модулирующего OFDM сигнала (на выходе блока,
выполняющего обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ)); OFDM радиосигнала; CE-OFDM радиосигнала; б),
г), е) – временные формы, соответственно, модулирующего OFDM сигнала (на выходе блока, выполняющего ОБПФ);
OFDM радиосигнала; CE-OFDM радиосигнала
26
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
санных в [9], при этом на выходах КП и СП напряжения соответственно имеют вид:
K


u4 = ku2 eСП = − kU sin ω 0 t + m∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φk )  ×
k =1


(10)
K

 
  b exp j 2 i ∆ft  − m
 Mc


(
) ∫ ∑ Ek cos(Ωk t + φk ) ,
i
eКП = E cos mφ Re  ∑ bi exp ( j 2i ∆ft ) − m∫ ∑ Ek cos(×ΩEk tsin
+ φmk φ)Re,  ∑
i =1
k =1



k =1
 i =1



Mc
K


p ( j 2i ∆ft ) − m∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φk ) ,
k =1


(7)
K
где к =1 – коэффициенты передачи балансных модуляторов.
Линейно складывая (9) и (10) в С2, формируем неискаженный CE-OFDM радиосигнал без ПУМ
K

 = U cos  ω t + m Re  b exp ( j 2 i ∆ft )  , (11)
 Mc

 0
∑ i

φ
C2
eСП = E sin mφ Re  ∑ bi exp ( j 2π i ∆ft ) − m∫ ∑ Ek cos(ΩuCk t2 += φucek −)ofdm
,

 i =1
 

k =1
 i =1



(8) где UC2 – постоянная амплитуда.
K


Из выражения (11) следует, что на выходе КФМ произвеp ( j 2π i ∆ft ) − m∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φ k ) ,
дено не только формирование неискаженного CE-OFDM
k =1


Mc
где mϕ – индекс полезной фазовой модуляции.
После перемножения (1) с (7) и (2) с (8), на выходах балансных модуляторов БМ1 и БМ2 реализуются соответственно высокочастотные синфазная и квадратурная составляющие
K


u3 = ku1 eКП = kU cos ω0 t + m∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φ k )  ×
k =1


(9)
K



 Mc
× E cos mφ Re ∑ bi exp ( j 2π i ∆ft ) − m∫ ∑ Ek cos(Ω k t + φ k ) ,
k =1

 i =1


радиосигнала, но и скомпенсирована ПУМ СЧ с частотами,
кратными частоте сравнения ИФД.
Полученные результаты моделирования процессов формирования CE-OFDM- и OFDM радиосигналов соответственно с использованием КФМ и без него (рис. 2) показывают, что при одинаковом модулирующем OFDM-воздействии (рис. 2а, б) формируются разные по спектральным
(рис. 2в, д) и временным (рис. 2г, е) формам радиосигналы.
В выходном сигнале на рис. 2д наблюдается симметричный
относительно несущей частоты спектр без паразитной фазовой модуляции, а на рис. 2е – постоянная огибающая
CE-OFDM радиосигнала без проявления паразитной амплитудной модуляции Литература
1. Шахнович И.В. Современные технологии беспроводной связи: издание 2-е, испр. и доп.. – М.: Техносфера, 2006. – 288 с.
2. E. Costa, M. Midrio, and S. Pupolin. Impact of Amplifier Nonlinearities on OFDM Transmission System Performance./ IEEE
Commun. Lett, Feb. 1999. – V. 3. – No. 2. – PP. 37 – 39.
3. C.-D. Chung and S.-M. Cho. Constant-Envelope Orthogonal Frequency Division Multiplexing Modulation./ in Proc. APCC/OECC
’99, Oct. 1999. – V. 1, Beijing. – PP. 629 – 632.
4. S.C. Thompson, J.G. Proakis, J.R. Zeidler. Constant Envelope Binary OFDM Phase Modulation./ in Proc. IEEE Milcom, Oct. 2003.
– V. 1, Boston. – PP. 621 – 626.
5. S. C. Thompson, A. U. Ahmed, J. G. Proakis, and J. R. Zeidler. Constant Envelope OFDM Phase Modulation: Spectral Containment,
Signal Space Properties and Performance./ in Proc. IEEE MILCOM, Monterey, Nov. 2004.
6. Родионов А.Ю., Железняков Е.И. Система OFDM-ЧМ с пассивной паузой./ Молодежь и современные информационные
технологии. Сборник трудов VII Всероссийской научно-практической конференции студентов, аспирантов и молодых
ученых «Молодежь и современные информационные технологии». Томск, 25 – 27 февраля 2009, ч.1. – Томск: Изд-во СПБ
Графикс. – С. 55, 56.
7. Федчун A.A. Способы формирования OFDM-радиосигнала./ Журнал радиоэлектроники – Электронный научный журнал,
2010. – № 1.
8. Попов П.А., Шерстюков С.А., Жайворонок Д.А., Ромашов В.В. Квадратурные формирователи радиосигналов. Монография./ Под ред. П.А. Попова. – Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2001. – 176 с.
9. Шерстюков С.А. Функциональные преобразователи модулирующего напряжения в квадратурных формирователях радиосигналов с угловой модуляцией. Монография. – Воронеж: Научная книга, 2010. – 207 с.
27
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
ПАРФИЛОВ1 Иван Васильевич
СВИРИН2 Илья Сергеевич,
кандидат технических наук
СИЛИН3 Павел Александрович
ШУМИЛОВ4 Юрий Юрьевич,
доктор технических наук
ВЕРИФИЦИРУЮЩИЙ АЛГОРИТМ
ДЛЯ МАТЕМАТИЧЕСКОЙ МОДЕЛИ
ВЗАИМНЫХ БЛОКИРОВОК
Одной из основных проблем многопоточного программного обеспечения являются взаимные блокировки. Проявление взаимных блокировок зависит от относительной динамики выполнения потоков, которая опирается на слабо прогнозируемые факторы, поэтому данный вид ошибок практически невозможно выявить на этапе тестирования. Взаимная блокировка приводит к невозможности дальнейшего выполнения одного или нескольких потоков многопоточного программного
обеспечения, что является прямой угрозой безопасности обрабатываемой информации. В данной статье представлена
математическая модель взаимных блокировок. На основе данной модели разработан алгоритм выявления взаимных блокировок в многопоточном программном обеспечении.
Ключевые слова: многопоточное ПО, взаимные блокировки, верификация.
Deadlocks are one of the main problems of multi-threaded software. Occurrence of deadlock depends on relative dynamics of thread
execution which relies on factors that are hard to reproduce.
It makes this type of error almost impossible to detect in the testing stage. Deadlock blocks execution of one or more threads which
is direct threat to the security of information processed by software. This paper presents a mathematical model of deadlocks and an
algorithm for detecting deadlocks based on this model.
Keywords: multi-threaded software, deadlocks, verification.
О
дной из основных проблем разработки многопоточного ПО является обеспечение доступа различных потоков к разделяемым ресурсам. Для решения данной проблемы современные
системы и средства программирования
предоставляют средства синхронизации. Однако использование средств
синхронизации приводит к проблеме
возникновения взаимных блокировок
– ситуаций, когда группа потоков не
может продолжать выполнение независимо от действий остальных потоков
системы. Ошибки, связанные с взаимной блокировкой потоков, чрезвы-
программы на предмет обращения к
ресурсам и осуществления различных
вызовов [2, 8]. Этот подход характеризуется низкими затратами вычислительны ресурсов, однако обладает
большим количеством ложных срабатываний и не гарантирует нахождения
всех потенциальных ситуаций блокировки.
Статический анализ использует исходные коды или объектные файлы
ПО для построения моделей, которые
проверяются на наличие блокировок
[1, 3 – 5]. Этот подход является достаточно эффективным, хотя порождает
– инженер-программист Центра специальных технологий ФГУП «ЦНИИ ЭИСУ»; 2 – заместитель директора по качеству ОАО
«ВНИИНС»; 3 – инженер-математик «Topcon Positioning Systems»; 4 – профессор НИЯУ «МИФИ».
1
28
чайно трудно выявить, поскольку их
проявление напрямую связано с относительной динамикой выполнения потоков в ПО, зависящей от множества
факторов, которые могут проявиться, например, при переходе на новую
платформу или добавлении новой подсистемы. Эта особенность делает принципиально невозможным создание
алгоритма выявления взаимных блокировок на этапе тестирования ПО.
Существует несколько подходов к решению данной проблемы.
Динамический анализ, который основан на мониторинге выполняющейся
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
большое количество ложных срабатываний и плохо применим к ПО со сложной объектной структурой.
Верификация моделей по методу
Model Checking основана на построении формальной модели ПО [10, 11] с
последующей верификацией данной
модели с помощью специализированных средств [6, 7]. Этот подход принципиально не дает ложных срабатываний
и исключает возможность пропуска
блокировок, но чрезвычайно требователен к вычислительным ресурсам.
Подход, представленный в данной
статье, относится к верификации моделей. Его характерная особенность,
являющаяся нетипичной для подходов,
связанных с верификацией, заключается в наглядности представления,
достаточной для того, чтобы на основе
модели могла быть построена система
правил корректного использования
средств синхронизации. Применение
такой системы правил позволит разработчику ПО избегать появления потенциальных ситуаций взаимной блокировки в процессе проектирования и
разработки ПО.
Статья организована таким образом,
чтобы дать наиболее полное представление о разработанном авторами подходе. С этой целью приводится краткое описание математической модели
взаимных блокировок и достаточно
полное описание верифицирующего
ее алгоритма, которое и является центральной темой статьи.
атематическая модель
М
взаимных блокировок
Модель взаимных блокировок в многопоточном ПО включает четыре класса
объектов:
♦♦ разделяемый ресурс – информационный или функциональный объект, к которому возможен доступ из
разных потоков;
♦♦ субъект доступа – поток, выполняющий доступ к разделяемому ресурсу;
♦♦ средство синхронизации – средство, ограничивающее доступ субъектов к разделяемым ресурсам
посредством перевода субъекта в
состояние ожидания доступности
разделяемого ресурса;
♦♦ взаимная блокировка – ситуация,
характеризующаяся тем, что группа субъектов находится в состоянии
ожидания и не может быть выведена из него, независимо от действий
других субъектов системы.
Субъект доступа
Субъект доступа моделируется на основе системы переходов, т.е. субъект
отождествляется с совокупностью
своих цепочек выполнения. Данная
совокупность описывает всевозможные пути выполнения субъекта с точки
зрения взаимодействия со средствами
синхронизации от «состояния покоя»
до «завершающего состояния», отождествляемого с «состоянием покоя».
Отождествление «состояния покоя»
и «завершающего состояния» характеризует одно из фундаментальных
свойств модели. В ней субъекты доступа «зациклены», т.е. если субъект
завершил свое выполнение по некоторому пути выполнения, он не обязательно будет ожидать завершения выполнения остальных субъектов доступа, а может снова начать выполнение
по одному из путей.
Для отображения всевозможных путей выполнения субъект может включать в себя точки ветвления и точки
зацикливания (согласно структурной
теореме Э. Дейкстры [9]). Отметим, что
условие, по которому осуществляется
выбор той или иной ветви в точке ветвления, и количество итераций цикла в
точке зацикливания не являются существенными с точки зрения модели.
Средства синхронизации
Каждый акт взаимодействия субъекта
доступа со средством синхронизации
моделируется как выполнение субъектом некоторого оператора, относящегося к средству синхронизации.
Средства синхронизации моделируются как совокупность таких операторов.
В общем случае в данной модели выделяются четыре примитива синхронизации: нерекурсивный (обычный)
исключающий семафор, рекурсивный
исключающий семафор (может быть
смоделирован на основе нерекурсивного исключающего семафора, поэтому далее не рассматривается), сигнальная переменная с памятью и сигнальная переменная без памяти.
Исключающий семафор – это средство синхронизации, которое в конкретный момент времени может быть
захвачено только одним субъектом.
Если исключающий семафор захвачен каким-то субъектом, то другой
субъект, обращающийся к семафору,
переводится в состояние ожидания.
Как только семафор освобождается,
субъект продолжает свое выполнение.
Нерекурсивный (обычный) исключающий семафор описывается двумя операторами взаимодействия – оператором захвата (Li) и освобождения (Ui),
где индекс обозначает номер нерекурсивного семафора.
Сигнальная переменная без памяти
– это средство синхронизации, при
взаимодействии с которым субъект
попадает в состояние ожидания до тех
пор, пока другим субъектом не будет
отправлен сигнал об освобождении.
Сигнал может быть широковещательным, в таком случае он освобождает
все ожидающие субъекты, в противном случае – лишь один. Сигнальная
переменная без памяти описывается
тремя операторами взаимодействия –
оператором ожидания (Wi), отправки
(Ei) и широковещания (Bi).
Сигнальная переменная с памятью
– это средство синхронизации, обладающее целым неотрицательным
счетчиком. Взаимодействие субъекта
с сигнальной переменной с памятью
приводит к уменьшению счетчика,
если счетчик в момент взаимодействия
уже равен нулю, то субъект переходит в состояние ожидание до тех пор,
пока счетчик не будет увеличен другим
субъектом. Сигнальная переменная с
памятью описывается двумя операторами взаимодействия – оператором
ожидания (Ai) и установки (Pi).
Время выполнения субъектом оператора взаимодействия полагается равным
нулю, поскольку не является существенным параметром с точки зрения
модели. На рис. 1 приводится пример
графического изображения системы
субъектов.
Взаимные блокировки
Взаимные блокировки моделируются
как состояния системы субъектов, в
которых возникают ситуации, когда
группа субъектов не может продолжать выполнение не зависимо от действий остальных субъектов системы.
На рис. 1 стрелками показана относительная динамика выполнения субъектов 1 и 2, которая приводит их в состояние взаимной блокировки.
Разделяемые ресурсы
Разделяемые ресурсы присутствуют в
данной модели неявно. Они определя-
29
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
ствует такого состояния системы, при
которой каждый оператор отправки,
широковещания и установки Eu (Bu, Pu),
где u из {i1,..., ij}, находился бы под локальным влиянием:
τ(Sp, Eu (Bu)) ▼L τ(Sq, Wv (Av)),
Рис. 1. Пример графического изображения системы субъектов
ются совокупностью средств синхронизации, обеспечивающих синхронный доступ субъектов к разделяемым
ресурсам.
Теперь перейдем непосредственно к
модели. Формализуем естественное
отношение порядка («до» – «после»),
возникающее между двумя операторами в рамках одного пути выполнения
субъекта. Будем говорить, что i-й и j-й
исключающие семафоры сравнимы по
k-му субъекту, причем i-й исключающий семафор локально меньше j-го, и
писать: τ(Sk, Li) ◄L τ(Sk, Lj), если на пути
выполнения k-го субъекту j-й семафор
захватывается до того, как i-й семафор
отпущен после захвата.
Расширим введенную операцию. Будем сравнивать исключающие семафоры, принадлежащие различным
субъектам. Будем говорить, что i-й
исключающий семафор k-го субъекта
локально меньше j-го семафора m-го
субъекта, и писать τ(Sk, Li)◄L τ(Sm, Lj),
если существует такое натуральное
n ≥ 1, такие субъекты Sx(1),..., Sx(n−1) и
исключающие семафоры y(1),..., y(n−1)
такие, что
τ(Sk, Li) ◄L τ(Sk, Ly(1));
τ(Sx(1), Ly(1)) ◄L τ(Sx(1), Ly(2));
τ(Sx(n−1), Ly(n−1)) ◄L τ(Sx(n−1), Ly(n));
τ(Sm, Ly(n)) ◄L τ(Sm, Lj),
где для каждого из субъектов операция
◄L была введена выше.
Будем говорить, что r-й исключающий семафор m-го субъекта локально
меньше j-й сигнальной переменной с
памятью (без памяти) m-го субъекта,
и писать τ(Sm, Lr) ◄L τ(Sm, Aj (Wj)), если
взаимодействие с оператором ожидания j-й сигнальной переменной происходит после захвата r-го исключа-
30
ющего семафора и до его отпускания.
В дальнейшем отсутствие уточнения
по поводу принадлежности некоторой
сигнальной переменной к переменным
без памяти или с памятью означает, что
данная переменная может быть произвольного типа.
Будем говорить, что в системе субъектов S = {S1,..., Sn} i-я сигнальная переменная находится под локальным влиянием
j-й переменной, если существует субъект Sk из S, путь выполнения которого
содержит оператор установки i-й сигнальной переменной с памятью (оператор отправки или широковещания
для переменной без памяти) и оператор
ожидания j-й переменной, либо существует субъект Sk из S, путь выполнения
которого содержит оператор установки
i-й сигнальной переменной с памятью
(оператор отправки или широковещания для переменной без памяти) и оператор захвата p-го исключающего семафора, причем выполнены следующие
условия:
τ(Sk, Lp) ◄L τ(Sm, Lr) и
τ(Sm, Lr) ◄L τ(Sm, Aj (Wj)).
В этом случае будем писать
τ(Sk, Pi (Ei, Bi )) ▼L τ(Sm, Aj (Wj)),
где, возможно, m = k.
Предположим, что есть система субъектов S = {S1,..., Sn}, взаимодействующих с сигнальными переменными
{1,..., k}. Система субъектов S называется локально слабо упорядоченной
по сигнальным переменным, если для
любого подмножества {i1,..., ij} из {1,...,
k} сигнальных переменных не суще-
где v из {i1,..., ij}, т.е. все операторы широковещания, отправки и установки из
данного множества одновременно находятся под локальным влиянием операторов ожидания из данного множества. Кроме того, в системе не существует
сигнальных переменных, для которых
присутствуют только операторы ожидания, но нет операторов отправки, широковещания или установки.
Под декомпозицией будем понимать замену цикла точкой ветвления, где одна
ветвь содержит цикл точки ветвления,
а другая не содержит операторов взаимодействия. Под линеаризацией будем
понимать замену системы исходных
субъектов на множество систем, полученных всевозможными заменами
субъектов исходной системы на субъекты, реализующие произвольные пути
их выполнения.
Сформулируем основной результат
математической модели взаимных
блокировок, который является логическим основанием всех правил корректного использования средств синхронизации на основе данной модели.
Теорема. Пусть дана система субъектов S = {S1,..., Sn} с точками ветвления и
точками зацикливания, а система S0 получена линеаризацией субъектов системы S по точкам зацикливания. Если
для каждой системы S00 из множества
всеx различныx систем субъектов, в
которых на i-ом месте находится субъект из декомпозиции Si0 выполняются
условия:
1) для любого исключающего семафора (например, j-го) не выполняются
соотношения
вида
τ(Sk00, Lj) ◄L τ(Sm00, Lj);
2) система S00 слабо локально упорядочена относительно сигнальных переменных, то в системе S нет потенциальных ситуаций взаимной блокировки.
Верифицирующий алгоритм
Теорема о достаточном условии отсутствия потенциальных ситуаций взаим-
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
ной блокировки в общем случае сводит
анализ системы субъектов к анализу
некоторого множества систем линейных субъектов, полученных в результате декомпозиции и линеаризации из
субъектов исходной системы. Достаточные условия являются совокупностью условий, накладываемых на каждую систему из данного множества.
Алгоритм поиска направлен на анализ
каждой из систем данного множества.
Идея, лежащая в основе алгоритма поиска, заключается в сведении систем линейных субъектов к ориентированным
и графам. Вершинами этих графов будут являться операторы взаимодействия
со средствами синхронизации, принадлежащие субъектам данной системы,
ребра будут соответствовать соотношениям, возникающим между данными
операторами в рамках системы субъектов. Рассмотрим правила, по которым
будет строиться это соответствие:
♦♦ если два оператора захвата исключающего семафора Li и Lj принадлежат одному субъекту системы Sk,
причем выполнено соотношение
τ(Sk, Li) ◄L τ(Sk, Lj) (т.е. i-й исключающий семафор локально меньше
j-го), то между вершинами, соответствующими операторам Li и Lj,
существует ребро, причем направлено оно от вершины, соответствующей оператору Li, к вершине, соответствующей оператору Lj;
♦♦ если два оператора захвата исключающего семафора Li и Li принадлежат субъектам системы Sk и Sm, то
между вершинами, соответствующими этим операторам, существует как ребро, направленное от одной вершины к другой, так и ребро,
направленное в обратном направлении, возможно, k = m;
♦♦ если оператор захвата исключающего семафора Li и оператор ожидания сигнальной переменной Wj
(Aj) принадлежат одному субъекту
системы Sk, причем выполнено соотношение τ(Sk, Li) ◄L τ(Sk, Wj (Aj))
(т.е. i-й исключающий семафор локально меньше j-й сигнальной переменной), то между вершинами,
соответствующими операторам Li
и Wj (Aj), существует ребро, причем
направлено оно от вершины, соответствующей оператору Li, к вершине, соответствующей оператору Wj (Aj);
Рис. 2.
♦♦ если субъект системы Sk содержит
оператор отправки, широковещания или установки Ei (Bi, Pi), то для
каждого оператора захвата исключающего семафора Lj или оператора ожидания сигнальной переменной без памяти (с памятью) Wm (Am),
который так же содержит субъект
системы Sk, существует ребро, направленное от вершины, соответствующей оператору Ei (Bi, Pi), к вершине, соответствующей данному
оператору (в общем случае возможно i = m);
♦♦ если один из субъектов системы Sk
содержит оператор ожидания сигнальной переменной без памяти Wi,
то для любого оператора Ei (Bi), содержащегося в одном из субъектов
системы, существует ребро, направленное от вершины, соответствующей оператору Wi, к вершине соответствующей оператору Ei (Bi) (то
же верно для сигнальных переменных с памятью с точностью до замены оператора Wi на Ai и оператора
Ei (Bi) на Pi).
Естественность такого соответствия
основана на том, что на неформальном уровне направленное от первой
вершины ко второй ребро олицетворяет собой зависимость успешного
выполнения оператора, соответствующего первой вершине, от успешного
выполнения оператора, соответствующего второй. Отсюда следует естественность определения состояния, при
попадании в которое гарантированно
возникает взаимная блокировка как
замкнутой цепочки зависимостей (т.е.
сильно связной компоненты). Введем
понятие подозрительных сильно связных компонент, которые будут являться аналогами состояний, при попадании в которые гарантированно возникает взаимная блокировка.
Определение. Ориентированный граф,
построенный по системе линейных
субъектов S с использованием только
первых двух правил построения ребер,
будем называть частным ориентированным графом системы линейных
субъектов S. Ориентированный граф,
построенный по системе линейных
субъектов S с использованием всех пяти
правил построения ребер, будем называть общим ориентированным графом
системы линейных субъектов S.
Граф, изображенный на рис. 2, построен по системе субъектов S, представленной на рис. 1. Отдельно взятая компонента 1 является частным графом
системы субъектов S, совокупность
компонент 1 и 2 – общим графом системы.
Определение. Будем называть сильно
связную компоненту графа, построенного по системе линейных субъектов S, подозрительной сильно связной
компонентой 1-го рода, если она содержит операторы захвата хотя бы двух
различных исключающих семафоров
(например, Li и Lj).
Определение. Будем называть сильно
связную компоненту графа, построенного по системе линейных субъектов
S, подозрительной сильно связной компонентой 2-го рода, если она содержит
более одной вершины и для некоторого
непустого множества сигнальных переменных {i1,..., in} в нее входят все их
операторы отправки, широковещания
31
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
и установки. Множество {i1,..., in} будем называть множеством сигнальных
переменных подозрительной сильно
связной компоненты 2-го рода. Будем
называть связную компоненту графа,
построенного по системе линейных
субъектов S, подозрительной связной
компонентой 2-го рода, если она содержит более одной вершины и хотя бы
один оператор отправки (широковещания или установки).
Отметим, что моделирование на основе графов не учитывает существования
соотношений, которые могут не реализовываться в общем состоянии, так
как все ребра графа существуют одновременно. В этом отношении предложенный подход теряет свою естественность, поскольку наличие подозрительной сильно связной компоненты
может не влечь наличие замкнутой
цепочки зависимостей в том случае,
если не все ребра этой компоненты (и,
как следствие, не все зависимости в
замкнутой цепочке) могут реализовываться в некотором общем состоянии.
Данное рассуждение приводит к понятию целостности компоненты.
Определение. Сильно связная компонента графа, построенного по системе
линейных субъектов S, называется целостной, если существует такое состояние исходной системы S, в котором
одновременно реализуются все соотношения, соответствующие ребрам
этой компоненты.
Рассмотрим систему субъектов S, изображенную на рис. 1, и ее общий ориентированный граф, изображенный на
рис. 2. Компонента 1 является целостной, а компонента 2 не обладает этим
свойством, поскольку ребра 1 и 2 соответствуют соотношениям, которые
не могут быть реализованы в общем
состоянии.
Отсюда получается, что если подозрительная компонента является целостной, то замкнутая цепочка зависимостей существует, т.е. обнаружение
данной компоненты не будет ложным
срабатыванием алгоритма поиска.
Вышеописанные рассуждения приводят к следующей теореме, на которой
основан алгоритм.
Теорема. Пусть имеется система линейных субъектов S={S1,..., Sn}. Пусть
в данной системе не выполняются соотношения вида τ(Sk, Li) ◄L τ(Sk, Li), и
нет сигнальных переменных, обладаю-
32
щих только операторами ожидания и
без операторов ожидания. Тогда
поиск в системе соотношений вида
τ(Sk, Li) ◄L τ(Sm, Li) может быть сведен
к поиску в частном ориентированном
графе системы подозрительных сильно связных компонент 1-го рода. Поиск нарушений слабой локальной упорядоченности системы относительно
сигнальных переменных может быть
сведен к поиску в общем ориентированном графе системы подозрительных сильно связных компонент 2-го
рода. В обоих случаях поиск не будет
иметь ложных срабатываний, если все
подозрительные сильно связные компоненты будут целостными.
Доказательство теоремы вытекает из
вышеописанных соображений.
Далее приводится описание алгоритма поиска в виде последовательности
шагов.
1 Система субъектов S0 подвергается
линеаризации по точкам зацикливания
и декомпозиции по точкам ветвления.
Затем для каждой системы линейных
субъектов S из этого множества применяются остальные шаги алгоритма.
2 По системе линейных субъектов S
строится ее частный ориентированный
граф. В процессе построения графа выявляется, есть ли в системе отношения
вида τ(Sk, Li) ◄L τ(Sk, Li) и сигнальных
переменных без операторов ожидания или только с операторами ожидания. Наличие соотношений вида
τ(Sk, Li) ◄L τ(Sk, Li) проверяется при
проходе графа путем анализа концов
каждого из построенных ребер внутри
одного субъекта. Наличие сигнальных
переменных проверяется с помощью
хранения в памяти переменных, которым не достает соответствующих операторов, и удаления из памяти, когда
при проходе графа встречаются соответствующие операторы.
3 С помощью алгоритма Тарьяна [12]
граф разбивается на множество сильно связных компонент. Каждая сильно
связная компонента анализируется на
предмет того, является ли она подозрительной сильно связной компонентой
1-го рода.
4 Все подозрительные компоненты
проверяются на предмет ложных срабатываний (проверка целостности).
Проверка осуществляется с помощью
алгоритма избавления от ложных срабатываний, описанного далее.
5 По системе линейных субъектов S
строится ее общий ориентированный
граф.
6 С помощью алгоритма Тарьяна ориентированный граф разбивается на
связные компоненты. Каждая сильно
связная компонента анализируется на
предмет того, содержит ли она более
одной вершины и хотя бы один оператор отправки (широковещания или
установки).
7 С помощью алгоритма Тарьяна
каждая подозрительная связная компонента K разбивается на сильно
связные компоненты. Каждая сильно
связная компонента K0 подвергается
дальнейшему анализу. Отбираются
компоненты, которые содержат операторы отправки (широковещания или
установки) сигнальных переменных и
состоят более чем из одной вершины.
8 Каждая такая сильно связная компонента K0 связной компоненты K подвергается анализу. Если все операторы
отправки (широковещания и установки) сигнальных переменных, которые
присутствуют в K0, лежат в K0 (в общем
случае они могут лежать в K), то процесс завершается. В противном случае
компонента K1 получается из K0 отбрасыванием из нее всех операторов,
относящихся к переменным, операторы отправки которых (широковещания или установки) лежат в K, но не
в K0. Далее к компоненте K1 алгоритм
применяется рекурсивно начиная с
шага 6. Процесс завершится, когда будут исключены все сигнальные переменные, либо когда останется сильно
связная компонента, которая содержит все операторы отправки (широковещания и установки) сигнальных
переменных, которые в ней присутствуют. Такие компоненты назовем подозрительными.
9 Подозрительные сильно связные
компоненты 2-го рода проверяются
на предмет ложных срабатываний
(проверка целостности). Проверка
осуществляется с помощью алгоритма
избавления от ложных срабатываний,
описанного далее.
Теперь опишем процесс избавления
от ложных срабатываний. Алгоритм
избавления от ложных срабатываний
направлен на анализ подозрительных
сильно связных компонент 1-го и 2-го
родов, которые не обладают свойством
целостности. Идея алгоритма заклю-
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
чается в отбрасывании из исходной
компоненты ребер до тех пор, пока оставшаяся компонента не станет целостной. Опишем алгоритм в виде последовательности шагов.
1 Из подозрительной сильно связной
компоненты K0 удаляются все ребра,
относящиеся к субъекту S1. Затем из
множества ребер, относящихся к субъекту S1, выделяются всевозможные
максимальные подмножества ребер,
которые соответствуют реализующимся в общем состоянии соотношениям.
Под максимальностью понимается то,
что к каждому из этих подмножеств
уже нельзя добавить еще одно ребро,
чтобы соответствующие им соотношения сохраняли свойства реализуемости
в общем состоянии. Затем для каждого
такого подмножества его ребра добавляются в граф вместо отброшенных
ребер субъекта S1 (то есть все множество ребер заменили в каждом случае на
максимальное подмножество, реализующееся в общем состоянии). Каждая
из полученных на этом шаге компонент
{K11,..., Kn1}(а они могут перестать быть
даже связными) анализируется на наличие подозрительных сильно связных
компонент. Анализ производится методами основного алгоритма, где в роли
исходного графа выступают полученные компоненты Ki1.
2 Анализируются все компоненты Ki1,
полученные на шаге 1, которые содержат подозрительные сильно связные
компоненты. На шаге 2 для каждой такой компоненты Ki1 действия производятся над компонентами субъекта S2.
Таким образом, в основе алгоритма лежит дерево решений, ветвления которого происходят при переходе к новому
субъекту. Ветвь решений заканчивается, когда на некотором шаге полученная
компонента Kij больше не имеет подозрительных сильно связных компонент.
Те ветви, которые содержат подозрительные сильно связные компоненты
после последнего N-го шага (в системе
субъектов {S1,..., SN}), соответствуют
действительным срабатываниям.
Непосредственной проверкой можно
показать, что сложность алгоритма без
проверки на ложность срабатываний
есть O(n5), где n – число операторов
взаимодействия со средствами синхронизации субъектов исходной системы.
При добавлении проверки на ложные
срабатывания сложность алгоритма
возрастает до O(n||S||+7), где ||S|| – число субъектов в исходной системе.
Заключение
В данной статье описана математическая модель взаимных блокировок и алгоритм проверки ее корректности (отсутствия в ней взаимных блокировок).
Представленный алгоритм поиска подозрительных сильно связных компонент не является алгоритмом поиска потенциальных ситуаций взаимной блокировки субъектов исходной системы
субъектов S. Поскольку, согласно модели взаимных блокировок, отсутствие
срабатываний алгоритма гарантирует
выполнение условий, необходимых для
отсутствия потенциальных ситуаций
блокировки в исходной системе субъектов S. Следовательно, представленный
алгоритм является алгоритмом проверки выполнения достаточных условий
отсутствия потенциальных ситуаций
блокировки в системе субъектов S.
Заметим, что хотя алгоритм имеет полиномиальную сложность (относительно числа операторов взаимодействия со средствами синхронизации) для
каждой из полученных в результате
декомпозиции и линеаризации систем
линейных субъектов, в общем случае
сложность анализа исходной системы
S может оказаться экспоненциальной,
поскольку в процессе декомпозиции
и линеаризации исходной системы S
может получится экспоненциальное
(относительно числа операторов взаимодействия со средствами синхронизации) число систем линейных субъектов, каждую из которых необходимо
подать на вход алгоритма. Однако возникновение таких сложных систем S
маловероятно, поскольку на практике
число ветвлений и зацикливаний (на
основе которых реализуется логика
системы), а главное, их вложенность,
на несколько порядков меньше числа
операторов взаимодействия со средствами синхронизации Литература
1. C. Artho and A. Biere. Applying Static Analysis to Large-Scale, Multi-threaded Java
Programs. In D. Grant, editor, 13th Australien Software Engineering Conference./
IEEE Computer Society, August 2001. – РР. 68 – 75.
2. S. Bensalem and K. Havelund. Dynamic Deadlock Analysis of Multi-threaded
Programs./ In Shmuel Ur, Eyal Bin, and Yaron Wolfsthal, editors. /Haifa Verification
Conference, Springer, 2005. – V. 3875 of LNCS. – PP. 208 – 223.
3. D.L. Detlefs, K. Rustan M. Leino, G. Nelson, and J. B. Saxe. Extended Static Checking.
Technical Report 159./ Compaq Systems Research Center, Palo Alto, California,
USA, 1998.
4. D. Engler and K. Ashcraft. RacerX: Effective, Static Detection of Race Conditions
and Deadlocks./ In Proceedings of the 19th ACM Symposium on Operating Systems
Principles, Oct. 2003. – PP. 237 – 252.
5. K. Havelund and T. Pressburger. Model Checking Java Programs using Java./
PathFinder. International Journal on Software Tools for Technology Transfer,
2(4):366–381, April 2000. Special issue of STTT containing selected submissions to
the 4th SPIN workshop, Paris, France, 1998.
6. G
. Holzmann. Design and Validation of Computer Protocols. Prentice Hall, 1991.
7. L. Lamport. Specifying Systems: The TLA+ Language and Tools for Hardware and
Software Engineers. Addison-Wesley, 2002.
8. S. Savage, M. Burrows, G. Nelson, P. Sobalvarro, and T. Anderson. Eraser: A Dynamic
Data Race Detector for Multi-threaded Programs. In Proceedings of the 16th ACM
Symposium on Operating Systems Principles, Oct. 1997. – PP. 27 – 37.
9. Дал У., Дейкстра Э., Хоор К. Структурное программирование = Structured
Programming. – 1-е изд. – М.: Мир, 1975.
10. Э. Кларк, О. Грамберг, Д. Пелед. Верификация моделей программ: Model
Checking. – М.: МНЦМО, 2002.
11. Ю. Карпов. Model Checking: верификация параллельных и распределенных
программных систем. – СПб.: БХВ-Петербург, 2010.
12. Р. Седжвик. Фундаментальные алгоритмы на С++. Алгоритмы на графах./
Пер. с англ. – СПб: ООО «ДиаСофтЮП», 2002.
33
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
КОЗЛОВ1 Никита Андреевич
ШУРЫГИН2 Виктор Александрович
кандидат технических наук, доцент
ЖУКОВ3 Игорь Юрьевич
доктор технических наук, профессор
ФЕДОРОВ4 Евгений Дмитриевич,
доктор медицинских наук, профессор
ИВАНОВА5 Екатерина Викторовна,
кандидат медицинских наук
МИХАЙЛОВ6 Дмитрий Михайлович,
кандидат технических наук, доцент
МЕТОД СЖАТИЯ ИЗОБРАЖЕНИЙ
ДЛЯ БЕСПРОВОДНОЙ КАПСУЛЬНОЙ
ЭНДОСКОПИИ
Данная статья посвящена вопросам сжатия изображений без потери качества применительно к перспективному направлению медицинских исследований – беспроводной капсульной эндоскопии. В статье дается краткий обзор существующих
методов сжатия данных и возможности их применения. На основе полученных экспериментальных результатов разработана общая схема устройства, реализующего наиболее эффективный метод кодирования для передачи данных из желудочно-кишечного тракта на внешнее устройство-считыватель.
Ключевые слова: беспроводная капсульная эндоскопия, сжатие, кодирование тройками, кодирование Райса, изображение,
гастроэнтерологический тракт.
This article is devoted to image shrinking method without loss of the quality with regard to a modern field in medical research wireless capsule endoscopy. This article gives a brief overview of existing data shrinking methods and their application possibilities.
According to the carried out experiments the overall scheme of the device was developed. This scheme implements the most efficient
method of coding.
Keywords: wireless capsule endoscopy, image shrinking, triplets coding, Rice coding, gastrointestinal tract.
Д
анная статья посвящена вопросам
сжатия изображений без потери
качества в целях последующей передачи по специальному каналу для использования в перспективном направлении
медицинских исследований – беспроводной капсульной эндоскопии. Так
как в процессе диагностики желудочно-кишечного тракта пациента капсула производит два снимка в секунду, то
к концу исследования накапливается
более 57 тысяч изображений. После за1
34
вершения исследования эти изображения передаются на стационарный компьютер, где происходит их дальнейшая
обработка.
В системе беспроводной эндоскопии
особенно остро стоит вопрос обеспечения достаточной мощности передатчика, длительности работы блока питания
и размеров оборудования. Уменьшение
передаваемой информации приведет к
увеличению частоты получения изображений, снижению энергопотребле-
ния, и, как следствие, – к более долгой
работе эндоскопической капсулы. Таким образом, появляется задача сжатия изображений внутри капсулы, что
позволит получить максимум данных
для анализа, не увеличивая при этом
размеры прибора.
Данные с камеры передаются в память,
организованную в виде очереди по принципу FIFO (First In – First Out, первым пришел – первым ушел). Далее из
памяти массив поступает на микросхе-
– аспирант НИЯУ «МИФИ»; 2 – доцент НИЯУ «МИФИ»; 3 – ФГУП «ЦНИИ ЭИСУ»; зам. генерального директора;
– Государственная клиническая больница 31; 6 – доцент НИЯУ «МИФИ».
4,5
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
му сжатия по однобитному порту. Цвет
пикселя изображения определяется
тремя составляющими по схеме RGB
(Red, Green, Blue – красный, зеленый,
синий). После чего данные сжимаются и отправляются по 8-битному порту
на передатчик. Передатчик капсулы
посылает кодовые слова на внешний
приемник, который, в свою очередь,
декодирует изображение.
Область применения устройства накладывает жесткие ограничения на
схему сжатия:
1) низкое энергопотребление – капсула работает на батарее, и высокое
энергопотребление сократит время
ее работы;
2) массив памяти обновляется каждые
0,5 с – время сжатия не должно превышать этого ограничения;
3) размеры капсулы составляют 1,5 –
2 см, что накладывает ограничение
на размер микросхемы. Оптимальным вариантом станет размещение
информации на кристалле размером 5×5 мм.
Для решения проблемы сжатия информации без потерь с учетом выдвигаемых требований к конечному
устройству были выбраны следующие
алгоритмы:
1) кодирование тройками двоичных наборов (КТ);
2) комбинация преобразования MTF
(move-to-front – движение к началу)
и кодирования Райса.
одирование тройками
К
двоичных наборов
Кодирование тройками двоичных
наборов относится к универсальному кодированию. Универсальное кодирование характеризуется тем, что
статистическая избыточность в последовательности, полученной после кодирования, стремится к нулю с ростом
длины блоков, на которые разбивается исходная бинарная последовательность.
Данный метод используется, когда
требуется абсолютно точно восстановить исходную двоичную последовательность, а сжатие данных за счет
потери части информации неприемлемо [1, 4, 5].
Исходная последовательность двоичных данных разбивается на блоки разрядностью n (n бит). Для каждого блока
определяются три параметра, вычисляемые на основе его содержимого:
1) количество единиц в блоке – k;
2) номер суммы их позиций – s;
3) номер данной конкретной комбинации в соответствующем классе (элемент пересечения множеств K и S)
– b(n,k,s).
Доказано, что избыточность Rn в потоке выходных данных стремится к нулю
с ростом длины исходных блоков n, т.е.
кодирование является асимптотически
оптимальным:
limRn = 0,
(1)
где n → ∞; Rn – избыточность кодирования:
Rn = sup Rn(р), где о < р < 1,
Rn(р) = nср/n – Н(р),
где nср – средняя длина кодового слова,
Н(р) = –(p log2p + q log2q) – энтропия
источника.
Номер данной конкретной кодовой
комбинации вычисляется по формуле,
b(n,k,s) = r(ik –1,k, ik + ik-1+... + i1)+
+ r(ik-1 – 1,k-1, ik-1+ ik-2...+i1)+…
+ r (i2 – 1, 2, i2 + i1) =
= ∑ r(ij – 1,j,∑ im ),
(2)
k
j
j=2
m=1
где i – номера позиций единиц в исходном блоке [1].
Для уменьшения трудоемкости реализации имеет смысл ввести адаптацию
в КТ, т.е. добавить в кодовое слово дополнительный бит, содержащий указание на то, кодировать информацию
или нет, в зависимости от количества
единиц во входном блоке.
Комбинация преобразования
MTF и кодирования Райса
MTF – это преобразование для кодирования данных (обычно потока байтов), разработанное для улучшения
производительности
энтропийного
кодирования. Основной идеей преобразования является замена каждого
входного символа его номером в специальном стэке – регистре недавно
использованных символов. Последовательности идентичных символов,
например, будут заменены оригинальным алгоритмом (начиная со второго
символа) на последовательность нулей.
Если же символ долго не появлялся во
входной последовательности, он будет
аналогичен большому числу. В ходе
преобразования происходит замена
последовательности входных символов
на последовательность целых чисел.
Если во входных данных было много
локальных корреляций, то среди этих
чисел будут преобладать небольшие,
лучше сжимаемые энтропийным кодированием, чем исходные данные [2, 3].
Код Райса – это семейство двоичных
префиксных кодов представления натуральных чисел и нуля. Коды различаются одним параметром k – количество битов, отводимых на мантиссу числа.
Способ кодирования и декодирования
зависит от значения параметра, так что
он должен быть известен как передатчику, так и приемнику.
Кодируемое число в двоичном представлении разбивается на две части: k
самых младших разрядов и все остальные от k-го и старше. Старшая часть
кодируется унарным кодом, а младшая – записывается сразу следом за
кодированной старшей частью. Для
n-блока данный код представляется в
(n ⁄ m + k + 1) битами, где m = 2k – некоторое выбранное число, являющееся степенью двойки [2].
В результате моделирования и тестирования разработанных устройств,
реализующих работу алгоритмов
кодирования тройками двоичных
наборов, комбинации преобразования MTF и кодирования Райса, были
исследованы зависимости размера
выходного файла и длительности обработки от параметров кодирования.
В качестве параметров КТ использовались наличие/отсутствие адаптации, а также, при наличии адаптации,
различные минимальные количества
единиц. По результатам тестирования
были составлены табл. 1 и табл. 2, в
которых приняты следующие обозначения: kmin – минимальное значение.
Ксж – коэффициент сжатия данных.
t – число тактов в миллионах, КБ –
килобайт.
В результате, было выбрано сжатие по
методу КТ с приведенными выше параметрами по следующим причинам:
1) КТ обрабатывает входной блок за
меньшее количество тактов;
2) КТ имеет больший коэффициент
сжатия;
35
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Таблица 1. Зависимость коэффициента сжатия КТ от различных
параметров
n
t, млн. тактов
Размер, КБ
Адаптация
kmin
Ксж
8
30,5
325
нет
-
0,94
16
-
213
нет
-
1,44
24
-
160
нет
-
1,92
3,3
273
есть
2
1,12
3,7
267
есть
3
1,14
5,2
267
есть
4
1,14
11,2
267
есть
5
1,14
45,4
267
есть
6
1,14
3,2
268
есть
2
1,15
3,5
264
есть
3
1,16
5,2
262
есть
4
1,17
15,5
260
есть
5
1,18
60,1
259
есть
6
1,19
3,2
259
есть
3
1,19
3,6
255
есть
4
1,20
5,9
251
есть
5
1,22
15,35
249
есть
6
1,23
64
80,5
254
есть
5
1,20
128
8,4
255
есть
4
1,20
256
12,6
256
есть
4
1,19
512
24,1
259
есть
4
1,18
24
32
48
3) для реализации КТ при длине блока в
48 бит требуется меньшее количество
памяти.
Возможны следующие варианты реализации КТ:
1) программный подход, при помощи
ЭВМ;
2) аппаратно-программный
способ,
при помощи одноплатного компьютера или при помощи ЭВМ на одном
кристалле;
3) разработка специализированного ус-
тройства на основе создания оригинальной микросхемы, с использованием флэш-технологий.
С учетом специфики применения, наиболее перспективным представляется третий путь сжатия изображения
без потерь. На вход микросхемы поступает бинарная последовательность
со статистической избыточностью, а
с выхода снимается последовательность, лишенная избыточности, т.е.
обеспечивается сжатие данных.
На рис. 1 приведен алгоритм, реализующий КТ. Приняты следующие обозначения: k – количество единиц в исходном блоке; s – номер суммы позиций
единиц в исходном блоке; b – номер
данной конкретной кодовой комбинации для фиксированных значений k и
s; N, K, S – служебные параметры для
вычисления номера b по формуле (2);
r (n, k ,s) – количество двоичных комбинаций имеющих k единиц и сумму их позиций s в n-разрядном блоке;
A(I) – одномерный массив анализируемых битов входного слова; I – служебный текущий индекс номеров позиций единиц.
Значение n считается заданным – длина блоков, на которые разбивается исходная последовательность двоичных
символов (блок А1).
Под I понимается номер обрабатываемого разряда текущего n-блока; k – текущее значение количества единиц в
блоке; S – сумма номеров их позиций;
b – номер, вычисляемый по формуле (2); А(I) – содержимое I-го разряда
n-блока. В блоках А2, А3, А4, А5 значениям параметров кодового слова присваиваются исходные значения.
Пусть с выхода канала поступают последовательно двоичные данные. В
блоке А6 осуществляется прием очередного бита этой последовательности.
В блоке А7 значение I увеличивается на
единицу.
В блоке А8 определяется, равно ли содержимое I-го разряда n-блока единице, и, если «да», то происходит вычисление соответствующего слагаемого
формулы (2) номера кодовой комбинации (блоки А9, В1,2,3). В блоке В4 вычисленное слагаемое прибавляется к
текущему значению номера b.
Если в блоке А8 выясняется, что содержимое I-го разряда n-блока равно
нулю, то происходит переход на блок
В5. Здесь выявляется, все ли разряды
n-блока проверены, и, если «нет», то
Таблица 2. Зависимость коэффициента сжатия кодированием Райса от разных параметров сжатия
36
kmin
2
3
4
5
6
2
3
4
5
6
Ксж
0,50
0,78
0,98
1,11
1,09
0,73
1,04
1,21
1,21
1,12
Размер, КБ
612
392
302
275
281
415
295
254
254
274
t, млн. тактов
1,8
23
MTF
нет
есть
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
Рис. 1. Алгоритм кодирования
осуществляется переход на блок А6.
Если «да», то в блоке В6 происходит модификация значения суммы позиций
единиц исходного блока, т.е. осуществляется замена исходного значения S,
на его номер.
В блоке В7 вычисляется коэффициент,
необходимый для определения количества разрядов, требуемых для номера передаваемой кодовой комбинации.
В блоке В8 происходят выдача сформированного кодового слова. Если по
завершению передачи очередного кодового слова из канала продолжают
поступать данные, осуществляется переход на блок А2.
Реализованное по итогам исследования устройство производит сжатие получаемых эндоскопической капсулой
изображений без потерь примерно
на 20% в реальном времени. При этом
соблюдаются все технические требования, выдвигаемые к беспроводному
эндоскопу.
В сочетании с программным обеспечением, установленным на приемнике,
которое автоматически отбирает изображения, пригодные для исследования, разработанный метод позволяет
получить наиболее полную картину
ЖКТ пациента в удобной для анализа
форме Литература
1. Александрович А.Е., Ядыкин И.М., Шурыгин В.А. Метод универсального кодирования двоичных данных./Вопросы радиоэлектроники, 2011. – Выпуск 2 – С. 94 – 115.
2. B.C. Сергеенко, В. В. Баринов. Сжатие данных, речи, звука и изображений в телекоммуникационных системах. –
М.:РадиоСофт, 2011. – 360 с.
3. Ватолин Д., Ратушняк А., Смирнов М., Юкин В. Методы сжатия данных. Устройство архиваторов, сжатие изображений и видео. – М.: ДИАЛОГ-МИФИ, 2003. – 384 с.
4. Ш
урыгин В.А. Сжатие двоичных данных в условиях неизвестной статистики источника. – М.: МИФИ, 1985.
5. Шурыгин В.А. Универсальное кодирование – сжатие без потерь. Сборник научных трудов «Телекоммуникации и новые
информационные технологии в образовании». – М: МИФИ, 2010.
37
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
МИХАЙЛОВ1 Дмитрий Михайлович,
кандидат технических наук
ЗУЙКОВ2 Александр Васильевич
ЖУКОВ3 Игорь Юрьевич,
доктор технических наук, профессор
БЕЛЬТОВ4 Андрей Георгиевич,
кандидат технических наук, доцент
СТАРИКОВСКИЙ5 Андрей Викторович
ФРОИМСОН6 Михаил Игоревич
ТОЛСТАЯ7 Анастасия Михайловна
ИССЛЕДОВАНИЕ УЯЗВИМОСТИ
МОБИЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ СИСТЕМ
APPLE и GOOGLE
Данная статья посвящена исследованию уязвимостей мобильных устройств, работающих на операционных системах
Apple и Google, которые могут быть использованы злоумышленником для незаконного получения персональных данных
о пользователе устройства, а также следить за его передвижением. В статье рассматриваются сходства и различия в
методах сбора информации об абоненте.
Ключевые слова: мобильный телефон, операционная система, файл, сбор информации, слежка, хранение, передача, данные.
This article is devoted to the research of mobile devices` vulnerability of Apple and Google operating systems that can be illegally
used by the attacker to obtain personal information of a mobile user. The similarities and differences in of the methods of collecting
information about the telephone subscriber are described.
Keywords: mobile phone, operating system, file, storage, data collection, surveillance, transmission.
С
овременные мобильные телефоны
с каждым днем становятся все более функциональными, и тем большей
опасности они подвергаются со стороны злоумышленников. В зону риска
попадает конфиденциальная информация абонента, его денежные средства и
все данные, хранимые в телефоне или
передаваемые по каналам связи. Данная статья посвящена исследованию
уязвимостей, которыми может воспользоваться злоумышленник, чтобы
получить персональную информацию
о пользователе мобильного устройства,
ную базу даных попадают сведения из
многих источников и часто не совместимых между собой систем. В файле
consolidated.db смартфонов iPhone и
планшетных компьютеров iPad с модулем 3G компании Apple постоянно
фиксируются время и географические
координаты мест, в которых побывал
владелец устройства [1]. Вся информация хранится во внутренней памяти,
поэтому скрыта от пользователя.
Функция слежки за телефоном впервые появилась в iOS 4, которая была
выпущена компанией Apple в июне
– доцент НИЯУ «МИФИ»; 2 – аспирант НИЯУ «МИФИ»; 3 – ФГУП «ЦНИИ ЭИСУ», зам. генерального директора;
– ФГУП «ЦНИИ ЭИСУ», генеральный директор; 5 – ФГУП «ЦНИИ ЭИСУ», зам. начальника отдела; 6 – аспирант НИЯУ «МИФИ»;
7
– студент НИЯУ «МИФИ».
1
38
функционирующего в Android(Google)
и iOS (операционная система мобильных устройств фирмы Apple).
Мобильный телефон – это компактное переносное средство связи, предназначенное преимущественно для
голосового общения. Устройство имеет сложную структуру, обладающую
рядом уязвимостей, что дает возможность злоумышленникам обманывать
пользователей и даже следить за ними.
Слежка за абонентом компании Apple
может вестись с помощью файла
consolidated.db. В консолидирован-
4
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ИССЛЕДОВАНИЯ
обзор
Рис. 1. Структура мобильного телефона
Рис. 2. Процесс копирования данных с телефона через iTunes
2010 г. Начиная с операционной системы iOS 4, в iPhone ведется компактная база данных SQLite, имеющая в
своем составе таблицы «CellLocation»,
«CdmaCellLocaton» и «WiFiLocation».
Эти таблицы отвечают за местоположения GSM-ячеек, CDMA-ячеек и точек доступа сети Wi-Fi соответственно
[2]. Записи в таблицах соответствуют
отметкам о геолокационной информации, автоматически генерируемой
телефоном на основе данных, получаемых от ближайших беспроводных
сетей.
Чтобы полностью отключить мобильный телефон и обесточить его, из него
необходимо изъять аккумуляторную
батарейку. У смартфонов iPhone и
планшетов iPad это сделать невозможно, то есть устройство постоянно находится в рабочем состоянии, даже когда
оно выключено. Это дает возможность
непрерывного сбора данных.
Использование устройств Apple построено вокруг музыкального магазина iTunes. При синхронизации iPhone
или iPad с компьютером iTunes автоматически копируется на жесткий
диск полный резервный архив данных,
хранимых в устройстве, включая файл
consolidated.db [3].
В резервном архиве каждый раз обновляются не только свежий контент, контакты и приложения, которые были
модифицированы или скачены с момента предыдущей синхронизации, но
и геолокационная база навигационных
данных владельца телефона.
Файл consolidated.db не зашифрован,
поэтому данные о перемещениях пользователя потенциально становятся доступными практически для любого человека. Злоумышленник, получивший
доступ к подобной информации, сможет следить за всеми передвижениями
владельца устройства.
Система слежки существует и у компании Google. Мобильные устройства на базе операционной системы
Google Android регистрируют данные
о перемещениях владельца телефона в специальных геолокационных
файлах «cache.cell» и «cache.wifi» [2],
после чего пересылают их в штабквартиру Google, Маунтин-Вью, штат
Калифорния, США. При этом фиксируется время, когда была сделана
учетная запись, и сведения о Wi-Fi
сети, с которой была получена ин-
39
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Рис. 3. Элементы мобильного телефона
формация. Платформа Android дает
возможность дистанционного наблюдения за владельцем телефона по
беспроводной связи Wi-Fi, используя
камеру смартфона.
Принципиальным различием между
двумя системами сбора данных Apple
и Google является то, что у Android нет
файла, похожего на consolidated.db. В
смартфонах на основе операционной
системы Android вся подобная информация хранится в кеш-памяти лишь
ограниченное время и регулярно перезаписывается новыми данными (кешфайлы хранят данные о 50 последних
телефонных сотах и о 200 Wi-Fi узлах
[2]), в то время как в iPhone сбор данных ведется постоянно.
В каждом мобильном телефоне присутствует два программно-аппаратных
ядра. Первое ядро создано на базе центрального процессора. Оно отвечает
за функциональность устройства [1].
Ядро перестает работать, как только
прекращается подача питания, то есть
телефон выключается.
Второе ядро является скрытым. Его
основа – это встроенный модем, который работает от блока питания (аккумуляторной батареи) и остается в
рабочем состоянии, даже если мобильный телефон выключен. Этот модем
связывает телефон с удаленным центром управления. Благодаря такому соединению второго ядра с аккумулятором, выключенное устройство можно
удаленно включить [1].
Подобные выводы были сделаны на
основании проведенных лабораторных экспериментов. В мобильном те-
лефоне, находящемся во включенном,
а потом в выключенном состоянии,
измерялся ток потребления. Опытным
путем было установлено, что в выключенном состоянии происходят скачки
тока потребления, что может свидетельствовать о передаче каких-либо
данных на базовую станцию посредством GSM-модема. Полученные данные подтверждаются результатами измерения мощности электромагнитного
поля вблизи телефона на GSM-частотах 800, 900 и 1800 МГц.
Все манипуляции с мобильным телефоном можно проводить таким образом,
что это будет совершенно незаметно
для владельца: без включения подсветки экрана или звуковых информирующих сигналов. Подобным образом
возможно без внешних признаков
включить практически любой элемент
устройства, например, встроенный
микрофон, который будет записывать
и передавать в удаленный центр управления все разговоры и звуки в данном
помещении [1].
Таким образом, мобильный телефон
может самостоятельно включиться, отправлять SMS-сообщения, делать звонки, после чего все учетные записи о
манипуляциях с телефоном автоматически удаляются с устройства. В зону
риска попадает конфиденциальная
информация абонента, его денежные
средства и все данные, хранимые в телефоне или передаваемые по каналам
связи Литература
1. Михайлов Д.М., Жуков И.Ю. Защита мобильных телефонов от атак./ Под редакцией Ивашко А.М. – М.: Фойлис, 2011. –
192 с.: ил.
2. Берд Киви. iPhone, который за мной следил. 3DNews, 29.04.2011. Интернет-ресурс: http://www.3dnews.ru/phone/610364/
print.
3. Euronewschannel. Новости за первый квартал 2011 года: http://www.euronews.net/news/.
40
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
обзор
ТРУХАЧЕВ1 Андрей Александрович,
кандидат технических наук
ИВКИНА2 Екатерина Андреевна
ПРИМЕНЕНИЕ МЕТОДИКИ
ПРОГНОЗИРОВАНИЯ МАСШТАБИРУЕМОСТИ
ДЛЯ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМ ВЫСОКОЙ
ДОСТУПНОСТИ НА ОСНОВЕ СУБД ORACLE
В данной статье предлагается методика прогнозирования поведения СУБД Oracle, построенная на основе теории массового обслуживания. Методика позволяет спрогнозировать приближение точки краха системы (бесконечного времени
обработки запроса), определить проблемные подсистемы (процессорная подсистема или подсистема ввода/вывода), сделать прогноз потенциальной масштабируемости. Данная информация необходима при проектировании и создании систем высокой доступности, рассчитанных на обработку большого потока запросов. Методика апробирована при обработке БД с объемом файлов данных более 2 Тб на вычислительном комплексе, содержащем 128 процессоров. Приводится
математическая модель и полученные графики зависимостей.
Ключевые слова: СУБД, прогнозирование масштабируемости, Oracle.
This article proposes a method of Oracle DBMS performance forecasting based on the mass service theory. The technique allows to
forecast the approach of a system crash point (infinite time query processing), to check a problem subsystem (CPU or I/O) and to
estimate scalability of a system. This information may be used for constructing high availability (24/7) platforms. The method has been
tested on the DB with more than 2TB of data files and hardware platform is with 128 CPU cores. Model’s justification and results are
attached.
Key words: DBMS, scalability forecasting, Oracle.
В
современном мире, в котором количество информации и количество
пользователей постоянно растет, становятся актуальными вопросы прогнозирования возможностей масштабирования информационных систем (то есть
увеличения нагрузки на систему без
потери производительности). Особенно
остро этот вопрос стоит для систем, к
которым предъявляются повышенные
требования по высокой доступности.
Современные информационные системы невозможно представить без СУБД,
которые входят в их состав, отвечают за
оперативное хранение и обработку данных и часто оказываются узким местом
в обработке запросов пользователей.
1
Наличие математической модели, описывающей поведение вычислительного
комплекса при увеличении нагрузки,
позволяет делать обоснованные выводы сразу по нескольким вопросам. Каково возможное увеличение среднего
количества пользователей, обслуживаемого данной системой? Выдержит ли
система предполагаемый пик нагрузок?
Какая из подсистем требует наиболее
скорого обновления оборудования?
При рассмотрении последнего вопроса
речь идет о таких подсистемах, как вычислительная подсистема, связанная
непосредственно с работой процессоров (CPU), а также подсистема ввода/
вывода, куда можно отнести работу с
системами хранения данных, сетевыми интерфейсами и т. д.
В первой части статьи приводятся понятия теории массового обслуживания, рассматриваются основные параметры производительности информационной системы, устанавливаются их
взаимосвязи.
Во второй части приводится сравнение
теоретических результатов и результатов тестов на малых (размером менее
100 Гб) базах данных на различном
оборудовании.
В третьей части работы рассматривается построение прогноза для реальной
промышленной системы с объемом
файлов данных более 2 Тб.
– доцент НИЯУ «МИФИ»; 2 – специалист по веб-маркетингу в регионе СНГ, Oracle Corp.
41
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
остроение математической
П
модели транзакционного
процессора СУБД
Под транзакционным процессором будем понимать основной элемент вычислительной системы, отвечающий за
выполнение запроса пользователя. В
рамках транзакционного процессора
можно выделить две составляющие:
блок CPU, отвечающий за вычисления,
и блок I/O, отвечающий за ввод/вывод
(рис. 1).
Обслуживание на CPU принципиально
отличается от обслуживания I/O: особенностью всех операционных систем
является единая очередь для всех процессоров, в то время как устройства
ввода/вывода могут иметь несколько
очередей, создаваемых с помощью
различных контроллеров (рис. 2).
При малой нагрузке на сервер на
выполнение каждой транзакции затрачивается ровно столько времени,
сколько требуется для проведения
операций транзакционного процессора. Однако при большом числе транзакций, когда время выполнения каждой транзакции становится выше, чем
интервал поступления новых клиентских запросов, начинает создаваться
очередь.
Таким образом, время выполнения
транзакции (response time) можно вычислить как:
Rt = St + Qt ,
(1)
где St – время обслуживания (service
time); Qt (queue time) – время ожидания в очереди.
Будем рассматривать простейший
(пуассоновский) поток транзакций
(заявок), у которого интервалы между
моментами поступления транзакций
распределены по экспоненциальному закону с параметром λ. λ является
средним числом заявок, поступающих
в единицу времени, и характеризует интенсивность входящего потока.
Средняя продолжительность обслуживания одной заявки является случайной величиной Т, измеряемой в единицах времени. Произведение величин
A = λТ показывает величину нагрузки
на систему.
Вероятность поступления k заявок за
время t подчиняется распределению
Пуассона и описывается формулой [1]:
42
и разделим числитель и знаменатель на
N!N:
p=
Рис. 1. Составляющие
транзакционного процессора
Рис. 2. Основные отличия очередей
CPU и I/O
pk =
( λ t )k e − λ t .
k!
При этом среднее число заявок в интервале t: k = λt.
Заявки могут сбрасываться, т.е. аннулироваться (система с отказами), или
становиться в очередь и ждать освобождения ресурсов неопределенно
долгое время, после чего обслуживатьEc m, St , λ q
ся в течение необходимого интервала
времени (система с ожиданием), возможны промежуточные случаи, например, модели с ожиданием, но в течение
ограниченных интервалов времени.
Рассмотрим системы с ожиданием.
Для них вероятность того, что поступивший вызов не обслуживается
немедленно, а становиться в очередь
описывается следующим выражением
(формула Эрланга-С) [2]:
(
p = p0
p0 =
AN N
;
N !( N − A)
∑
n =0
n
A
AN N
+
n ! N !( N − A)
,
где N – число каналов обслуживания;
А – нагрузка на систему; p0 – вероятность того, что все каналы свободны.
Преобразуем данную формулу к более
удобному виду:
p=
AN N
N −1
N!
(1 − A N ) ∑ A n ! + A
N −1
n
. (2)
N
N!
n =0
Поскольку СУБД является системой
с очередями (то есть с ожиданием), то
для описания ее работы предлагается
использовать именно эту формулу.
Непосредственный расчет по формуле
(2) может быть достаточно трудоемким,
поэтому в качестве варианта быстрого
вычисления значений предлагается использовать алгоритм Ягермана [3].
Запишем формулу (2) в терминах
СУБД [4]. Обозначим через λsys общий
транзакционный поток в системе (число транзакций в единицу времени),
λq – поток на одну очередь, Qn – число очередей в системе. В этом случае
λq = λsys /Qn. Формула (2) (формула Эрланга-С) в терминах СУБД будет иметь
m
вид:
mSt λ q
(
)
(
Ec m, St , λ q =
m −1
( mS(1 −λ mS
)m t ) ∑
t
)=
m −1
(1 − mSt ) ∑
k =0
(
k!
m!
(3)
k
mSt λ q
k!
k =0
q
m!
mSt λ q
(
)
) +(
k
)
mSt λ q
m!
) + ( mS λ
m
,
где m – число транзакционных процессоров для очереди, St – время обслуживания.
Введем понятие утилизации U = Stλq /m
[4]. Тогда время ожидания в очереди
можно выразить как
Qt =
n
N !( N − A) ∑ A n + AN N
!
n =0
t
m!
Ec St
,
m (1 − U )
а длина очереди Q тогда представима
как Q = λqQt.
1
N −1
AN
равнение теоретических
C
зависимостей и экспериментальных результатов
Рассмотрим, применима ли эта математическая модель к работе реальных СУБД. Для этого были проведены следующие экспериментальные
исследования. Была создана таблица
с достаточно большим объемом информации (около 600 Мб), чтобы исключить возможную конкуренцию
за доступ к одним и тем же данным, а,
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
следовательно, обеспечить отсутствие
внутренних очередей. После этого на
базу данных создавалась нагрузка с
эмуляцией работы различного числа
пользователей. Эта последовательность действий выполнялась на трех
различных ЭВМ:
1. AMD Athlon 64 x2 Dual-Core Processor
TK-57 1.9GHz;
2. Intel Core2Duo T7300 2GHz;
3. AMD Athlon II x4 640 Quad-Core
Processor 3.0GHz.
Результаты экспериментов приведены
на рис. 3.
Оценка результатов даже этого простого теста позволяет сделать выводы
о резком возрастании времени обработки запроса после превышения
порога в 35 транз/с и 60 транз/с для
Athlon x2 и Intel Core2Duo соответственно. В то же время Athlon x4 показывает удовлетворительные результаты даже при потоке 240 транз/с.
Знание этих границ позволит заранее
предсказать поведение вычислительного комплекса и предпринять необходимые меры в системах, к которым
предъявляются повышенные требования по высокой доступности.
Более подробно рассмотрим платформу
AMD Athlon II x4 и сравним результаты
экспериментов с расчетами, получаемыми по формуле (3). Эта теоретическая формула позволяет предсказывать
поведение для систем с различным числом процессоров. Возьмем для расчетов формулу (3) с параметрами m = 3 и
m = 4 (рис. 4).
Форма полученной экспериментальной зависимости соответствует теоретической, но на графике видно, что
аппроксимирующая кривая проходит между кривыми, рассчитанными
для значений m = 3 и m = 4 (3 и 4 процессора). Полученное в эксперименте промежуточное значение можно
определить как число эффективных
процессоров (процессоров, непосредственно занятых обработкой запросов пользователей). Отличие этого числа от физического максимума
объясняется работой операционной
системы и дополнительных приложений, однако с ростом нагрузки число
эффективных задействованных процессоров стремится к максимуму. О
вычислении количества эффективных процессоров будет рассказано
далее.
Рис. 3. Результаты процессорного теста на различных ЭВМ
Рис. 4. Сравнение теоретических расчетов и результатов экспериментов
остроение прогноза
П
для больших баз данных
Rt = St /(1 – U)
Уравнение времени обработки для выбранного статистического показателя
нагрузки можно записать в следующем
виде [4]:
Rt = St /(1 – UM)
– для процессорной подсистемы и
(4)
(5)
– для подсистемы ввода/вывода, где
M – число эффективных процессоров,
Rt – полное время обработки для данного вида нагрузки, St – время обработки на процессоре, U – утилизация
подсистемы.
Это уравнение можно преобразовать,
умножив обе части уравнения на величину транзакционного потока λ, получатся выражения:
43
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
λRt = λSt /(1 – UM) и
λRt = λSt /(1 – U).
Заметим, что λRt = R – общее время
обработки нагрузки БД, а λSt = S – общее процессорное время, затраченное
БД. Получаем:
специальных таблицах и использовать
их для расчета числа эффективных процессоров по формуле (6). После определения значения M можно построить зависимость времени обработки по формуле (для процессорной подсистемы):
Rt =
R = S /(1 – U ) и
R = S /(1 – U).
M
Для вычисления количества эффективных процессоров необходимо решить
уравнение
Rt – St /(1 – UM) = 0.
Для упрощения процесса решения его
можно преобразовать к следующему
виду
 S λ
1− t 
 M 
M
St
Rt
0.
(6)
Данное уравнение можно решить численно.
Средства администрирования СУБД
Oracle (репозиторий снимков состояния системы) позволяют измерить
значения статистических показателей
(session logical reads, user calls, physical
read total IO requests, physical write total
IO requests, redo writes), сохранить их в
St
 S λ
1−  t 
 M 
M
.
Rt =
Формула (4) в данном случае принимает следующий вид:
Rt =
St
(7)
 S λ
1−  t 
 M 
Рассмотрим пример из практики. На
вычислительном комплексе, содержащем 128 процессоров и обрабатывающем БД размером более 2 Тб, с помощью средств администрирования были
измерены значения статистических
показателей (St, Qt, Rt, λ) для процессорной подсистемы (CPU) и подсистемы
ввода/вывода (I/O) (табл. 1). На основе
этих данных было рассчитано значение
М (число эффективных процессоров).
Проведем анализ работы процессорной
подсистемы и подсистемы ввода/вывода. Для примера возьмем точку № 14.
В ней были получены следующие значения показателей для процессорной
подсистемы: λ = 1793,369 – величина
транзакционного потока (транз/мс);
St = 0,04147 – время обслуживания на
процессоре (мс); M = 75,63271 – число
задействованных эффективных процессоров.
M
=
St
M
0, 04147
=
 S λ
 0, 04147 ⋅ λ 
1−  t 
1− 
 M 
 75, 63271 
0, 04147
.
 0, 04147 ⋅ λ 
1− 
 75, 63271 
75, 63271
График зависимости времени обработки (Rt) от величины транзакционного
потока (λ) приведен на рис. 5.
Таким образом, можно сделать вывод,
что для 76 процессоров предельная
нагрузка достигается при λ = 1800
транз/мс. При более высоких значениях время обработки резко возрастает.
В точке № 14 также были получены
значения показателей для подсистемы
ввода/вывода: λ = 8.98787 – величина
транзакционного потока (чтений/мс);
St = 8.27529 – время обслуживания на
процессоре (мс); M = 263.793 – число
задействованных эффективных процессоров.
Формула (5) в данном случае принимает вид:
Rt =
St
8, 27529
.
=
8, 27529 ⋅ λ
St λ
1−
1−
263, 793
M
Таблица 1. Выборка данных, полученная на промышленной системе
№
44
CPU
IO
St, мс
Qt, мс
Rt, мс
λ, транз/мс
M
St, мс
Qt, мс
Rt, мс
λ, чтен./мс
M
1
0,061
0,057
0,118
1748,17
106,6
5,940
5,591
11,531
17,82
218,3
2
0,053
0,040
0,093
1675,45
89,1
5,591
4,284
9,876
15,79
203,5
3
0,069
0,050
0,120
1683,28
117,4
6,816
4,961
11,777
17,10
276,7
4
0,057
0,039
0,097
1758,65
101,8
6,644
4,566
11,210
15,19
247,8
5
0,057
0,044
0,101
1651,76
94,5
6,205
4,809
11,014
15,09
214,5
6
0,063
0,040
0,103
1762,80
111,6
7,799
4,940
12,740
14,19
285,3
7
0,050
0,036
0,086
1661,45
84,5
6,174
4,408
10,582
13,55
200,8
8
0,047
0,034
0,082
1672,03
80,2
5,727
4,146
9,873
13,85
188,9
9
0,045
0,030
0,075
1278,13
58,8
5,723
3,785
9,507
10,12
145,4
10
0,044
0,035
0,079
1450,81
64,1
5,395
4,317
9,712
11,74
142,5
11
0,045
0,031
0,075
1534,68
69,2
5,653
3,897
9,550
12,09
167,4
12
0,042
0,027
0,069
1674,51
71,7
6,034
3,831
9,865
11,72
182,1
13
0,042
0,018
0,060
1851,04
79,0
8,340
3,500
11,841
9,32
263,0
14
0,041
0,016
0,058
1793,37
75,6
8,275
3,249
11,525
8,99
263,8
15
0,038
0,015
0,053
1702,55
66,7
8,321
3,248
11,569
7,87
233,2
16
0,036
0,013
0,050
1489,50
55,4
7,935
2,904
10,839
6,82
202,0
17
0,036
0,014
0,050
1178,48
43,1
7,286
2,903
10,189
5,75
146,9
18
0,034
0,020
0,054
891,26
31,4
6,643
3,949
10,591
4,58
81,6
75, 63271
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
Рис. 5. Зависимость времени обработки от величины
транзакционного потока (процессорная подсистема)
График зависимости времени обработки (Rt) от величины транзакционного
потока (λ) приведен на рис. 6.
На графике видно, что при λ > 25 чтений/мс подсистема ввода/вывода уже
не сможет эффективно обрабатывать
нагрузку.
Таким образом, для реально работающих систем можно предложить следующую методику прогнозирования увеличения на них нагрузки.
1. Провести измерения значений статистических показателей (с помощью средств администрирования
СУБД Oracle).
2. Провести расчеты количества эффективных процессоров согласно
формуле (6).
3. Составить общую таблицу измеренных и рассчитанных значений (по
аналогии с табл. 1).
4. Выбрать в таблице характерные точки (с достаточной нагрузкой СУБД)
и для них построить зависимости
времени обработки от величины
транзакционного потока для процессорной подсистемы и подсистемы
ввода/вывода.
5. Провести анализ полученных зависимостей для определения пороговых значений транзакционного потока, выше которых время обработки резко возрастает.
6. Полученные пороговые значения
позволят сделать обоснованный
вывод, например, о наличии или от-
Рис. 6. Зависимость времени обработки от величины
транзакционного потока (подсистема ввода/вывода)
сутствии необходимых резервов для
увеличения количества обрабатываемых заявок.
Заключение
В результате можно сделать вывод
о применимости теории массового
обслуживания для построения математической модели, описывающей
поведение СУБД при увеличении нагрузки. В качестве математической
модели рассмотрена модель ЭрлангаС (система массового обслуживания
с очередями) в нотации статистик
СУБД Oracle. Предложенные в статье
зависимости подтверждаются на практике результатами экспериментов
с небольшими базами данных (размером менее 100 Гб) на различных
аппаратных платформах, а также результатами измерений на реально работающей системе с объемом данных
более 2 Тб.
Предлагаемая методика прогнозирования поведения СУБД Oracle позволяет
сделать прогноз возможной масштабируемости системы. Данная информация
необходима при проектировании, создании и развитии систем высокой доступности, рассчитанных на обработку
большого потока запросов. Очевидно,
что работа без отказов поддерживается
в том числе и за счет продуманного проектирования с учетом величины нагрузки, планированием резервов для работы
в моменты прихода максимального числа запросов в единицу времени (пики
нагрузки). Для построения прогноза необходимо использовать значения параметров при максимальной нагрузке.
Развитием данной методики является
определение проблемной подсистемы
в работе СУБД (ограничения производительности CPU или ввода/вывода),
что, несомненно, актуально при анализе работы реальных БД, а также при их
развитии Литература
1. Феллер В. Введение в теорию вероятностей и ее приложения./ Пер. с англ. – 2
изд. – Т. 1. – М., 1967.
2. A.K. Erlang. Solution of some Problems in the Theory of Probabilities of Significance in
Automatic Telephone Exchanges. – Elektrotkeknikeren, 1917. – Vol 13.
3. David L. Jagerman: Approximations for Waiting time in GI/G/1 Systems. – Queueing
Syst. (QUESTA), 1987. – No 2(4). – C. 351 – 361.
4. Craig Shallahamer. Forecasting Oracle Performance. ISBN-13: 978-1-59059-802-3.
45
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
ГУСЕВ1 Кирилл Владимирович
СУМКИН2 Константин Сергеевич,
кандидат технических наук
УПРАВЛЕНИЕ ПРАВАМИ И ПОТОКАМИ
В КОМПЬЮТЕРНЫХ СЕТЯХ
Обсуждаются управление правами доступа и потоками в компьютерных сетях. В данной работе рассмотрены проблемы моделей разграничения прав доступа, создание потоков по памяти и по времени, приведен анализ путей решения проблем.
Ключевые слова: Потоки, данные, права, управление, модель.
Discuss the management of access rights and flows in computer networks. In this paper the problem of allocation of access rights
models, threading and memory over time, provide an analysis of ways to solve problems.
Keywords: Flows, data, law, management, model.
П
роцесс управления компьютерными сетями (КС) связан с разграничением прав доступа (РПД) и включает
модели РПД субъектов объектам.
Под объектом понимается любой элемент компьютерных сетей О = {О1, О2,
…, Оk}. В качестве объекта доступа Oi
—
(i = 1, k) рассматривается как отдельный объект, так и группа объектов, характеризуемых одинаковыми для них
правами доступа [2].
Под субъектом понимается любая
сущность, способная инициировать
выполнение операций над объектами
S = {S1, S2,…,Sk} [2].
Под доступом понимается выполняемая операция, определенная для некоторого объекта [2].
В современных задачах КС важную
роль играет задача получения доступа
субъекта к объекту. При этом ключевым моментом является построение
модели РПД. Известно, что доступ –
это взаимодействие между ресурсами
системы или информационный обмен.
В процессе доступа к информации ре1
46
2
ализуется ее копирование, модификация, уничтожение, инициализация и
т.п. [6].
В задачах КС различают санкционированный и несанкционированный
доступ к информации. Когда доступ
к ресурсам системы происходит с
нарушением правил разграничения
прав доступа субъектов к объектам,
его относят к несанкционированному. В связи с возможностью подключения незаконным путем к каналам
связи, а также возможностью получения субъектом информации, не
предназначенной ему, весьма актуальной является проблема разработки интеллектуальных моделей РПД
субъектов к объектам. Для решения
этой проблемы в настоящей статье
рассматриваются модели РПД, а также пути решения проблемы [5].
В качестве исследованных моделей
РПД выступали каноническая модель,
а также базовые модели доступа: модель Take – Grant и ее основные расширения, модель Белла – ЛаПадула
и ее интерпретации, модель систем
военных сообщений, модель ролевого
разграничения доступа. В качестве типового решения, характерного для КС,
является использование модели ролевого разграничения доступа [6], функционирование которой проиллюстрировано на рис. 1.
Рассмотренные модели по РПД пользователей не позволяют учитывать различные уровни иерархии субъектов,
коэффициенты важности и доверия, а
также параметры доступа пользователей к ресурсам.
Также разработана модель РПД
субъектов к объектам, позволившая
учесть описанные выше параметры.
Пусть субъекты и объекты представляются в виде следующих нечетких
множеств [1]:
O’ = {μo(x)/x},
(1)
где x элемент множества объектов, а
μo(x) – характеристическая функция
принадлежности;
– Московский государственный университет приборостроения и информатики, аспирант;
– Московский государственный университет приборостроения и информатики, ст. преподаватель.
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
МЕТОДЫ
обзор
няется алгоритм нечеткого логического вывода Сугэно 0 порядка. В этом случае значение доступа присваивается в
виде константы. Тогда база нечетких
продукционных правил формируется
следующим образом:
Пi : ЕСЛИ y есть μs(y)i И х есть μo(x) i
И(ИЛИ) sec есть L И(ИЛИ) nei есть М
И(ИЛИ) dng есть N ТО di = consti.
(5)
Этапы разработанного алгоритма НЛВ
аналогичны предыдущему, за исключением второго этапа, который имеет
следующий вид.
Этап 2. Вычисление степеней срабатывания предпосылок по каждому из
правил consti.
Таким образом, построена модель РПД
в компьютерных сетях, основанная на
формализме нечетких продукционных
правил (3), (5), которые описывают доступ субъектов к объектам, что обеспечивает учет параметров доступа, а
также различные уровни иерархии
пользователей.
Кроме того, показана модель создания
информационных потоков по памяти и
по времени. С этой целью введено значение порогового значения (Dpor), при
котором доступ для субъекта разрешен
и создается информационный поток по
времени. Если значение доступа D, определяемое по формуле (4), больше или
равно пороговому значению Dpor, при
котором доступ к объекту разрешен,
то создается информационный поток
по времени. В этом случае, модель создания информационных потоков по
времени представляется в виде:
Рис. 1. РПД пользователей в КС
S’ = {μs(y)/y},
(2)
где y – элемент множества субъектов,
а μs(y) – характеристическая функция
принадлежности, причем функции
принадлежности μo(x) и μs(y) принимают собственные значения в некотором упорядоченном множестве [0,1].
Каждый элемент множеств субъектов
и объектов рассматривается как собственное нечеткое подмножество. В
этом случае можно рассматривать не
отдельные элементы субъектов и объектов, а принадлежность элементов нечетким подмножествам.
Как следствие, предложен формализм
представления нечетких продукционных правил и алгоритм нечеткого
логического вывода (НЛВ). Главное
отличие показанного алгоритма от традиционных методов НЛВ (в частности,
Мамдани, Цукамото, Сугэно 0 порядка
и других) заключается в том, что в правилах используется не только нечеткая
импликация Мамдами, но и любые вычисления, необходимые для получения
доступа.
Нечеткие продукционные правила
строятся следующим образом:
Пi : ЕСЛИ y есть μs(y)i И х есть μo(x)i
И(ИЛИ) sec есть L И(ИЛИ) nei есть М
И(ИЛИ) dng есть N ТО di = ρ–1,
(3)
где Пi – правило доступа субъекта к
—
объекту i = {1, n}, где n – количество правил, sec – степень важности
обрабатываемой информации, nei –
степень необходимости в конкретной
информации для субъекта, dng – степень возможной опасности исходящей
от каждого субъекта.
Описаны этапы разработанного алгоритма НЛВ.
Этап 1. Фазификация.
Этап 2. Вычисление степеней срабатывания предпосылок по каждому из
правил – αi (по методу, выбранному
экспертом).
1, ecлu D ≥ Dpor
can _(npaвa ) _ time = 
Этап 3. Активизация заключений по
0, ecлu D < Dpor
каждому из правил – < αi, βi�βi = fi(αi),
1, ecлu D ≥ Dpor
(6)
где fi(αi) – функция доступа субъекта к
can _(npaвa ) _ time = 
объекту с параметром αi, вычисляемым
0, ecлu D < Dpor .
на втором этапе.
Этап 4. Дефазификация.
Предложенная модель (3),(5) РПД
n
n
в КС позволяет учесть различные
αi ,
D = αi di
(4) уровни иерархии пользователей,
i =1
i =1
а также другие параметры доступа.
где D – значение доступа i-го субъекта Однако данная модель не позволяет накапливать статистические данк i-му объекту.
В предложенном алгоритме вместо ные о доступе субъектов к объекнепрерывной функции используется там, анализировать их, а также выявдискретная функция, так как разгра- лять закономерности, которые позволили бы в будущем формализовать
ничение прав – процесс дискретный.
Если построить обратную функцию до- нечеткие продукционные правила
ступа нельзя или ее определение в ряде доступа без помощи привлечения экслучаев невозможно, то тогда приме- спертов.
∑
.
∑
47
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Для этого в настоящей работе предлагается провести оптимизацию модели
(3),(5) по РПД пользователей в КС, на
основе оптимизированной модели построить нечеткую нейросеть [3].
Для того чтобы иметь возможность
принимать наилучшие решения, необходимо провести оптимизацию модели (3),(5) по РПД пользователей в КС.
Приступая к осуществлению данного
мероприятия, необходимо выбирать
параметры – способы организации
модели по РПД.
Когда субъект получает доступ к объекту, по ходу дела ему приходиться
принимать целый ряд решений: необходимость проверки идентификации
и аутентификации, выбор лучшего ПД
для работы с объектов, каким образом
воспользоваться информацией и т.д. В
силу сложности явления последствия
решений не столь ясны; для того чтобы представить себе эти последствия,
нужно провести расчеты. А главное, от
этих решений гораздо больше зависит.
Все это может отразиться на работе
сети в целом.
Наиболее сложно обстоит дело с принятием решений, когда речь идет о
мероприятиях, опыта проведения которых еще не существует. Пусть, например, составляется перспективный
план развития РПД в КС. При планировании приходится опираться на большое количество данных, относящихся
не столько к прошлому опыту, сколько
к предвидимому будущему. Выбранное
решение должно по возможности гарантировать нас от ошибок, связанных
с неточным прогнозированием, и быть
достаточно эффективным для широкого круга условий. Для обоснования
такого решения приводится в действие
сложная система математических расчетов.
Вообще, чем сложнее организуемое мероприятие, чем больше вкладывается в
него материальных средств, чем шире
спектр его возможных последствий,
тем менее допустимы так называемые
«волевые» решения, не опирающиеся на научный расчет, и тем большее
значение получает совокупность научных методов, позволяющих заранее
оценить последствия каждого решения, заранее отбросить недопустимые
варианты и рекомендовать те, которые
представляются наиболее удачными.
Практика РПД порождает все новые
48
задачи оптимизации в КС, причем их
сложность растет. Требуются новые
математические модели и методы, которые учитывают наличие многих критериев, проводят глобальный поиск
оптимума. Другими словами, жизнь
заставляет развивать математический
аппарат оптимизации.
Реальные прикладные задачи оптимизации очень сложны. Современные
методы оптимизации далеко не всегда справляются с решением реальных
задач без помощи человека. Нет пока
такой теории, которая учла бы любые
особенности функций, описывающих
постановку задачи. Следует отдавать
предпочтение таким методам, которыми проще управлять в процессе решения задачи.
В процессе управления и решения задач РПД сетей возникает вопрос об
оптимизации модели по РПД в КС по
выбранным параметрам. В случае администрирования небольших корпоративных систем, потребности администратора безопасности вполне могут
удовлетворить не более одного-двух
параметров.
Для того чтобы построенная оптимизированная модель РПД пользователей в
КС могла накапливать и анализировать
статистические данные, которые в будущем позволят формализовать нечеткие продукционные правила доступа,
предлагается использовать нечеткую
нейросеть.
Эффективность аппарата нейросетей
определяется их аппроксимирующей
способностью, причем нейронная сеть
(НС) является универсальным функциональными аппроксиматорами. С
помощью НС можно выразить любую
непрерывную функциональную зависимость на основе обучения НС, без
предварительной аналитической работы по выявлению правил зависимости
выхода от входа [4].
Тогда при использовании нечеткой НС
прямого распространения сигнала, которая построена на основе многослойной архитектуры с использованием И-,
ИЛИ-нейронов, в качестве функции
принадлежности будет выступать параметризированная функция формы,
параметры которой настраиваются с
помощью нейросетей. Настройка параметров может быть получена с помощью алгоритма обратного распространения ошибки.
В результате оптимизации модели РПД (3),(5) на основании выбранных критериев можно улучшить
формализацию нечетких продукционных правил по выбранным критериям. На основе построенной нечеткой НС повыситься степень автоматизации процессов взаимодействия
с экспертом Литература
1. Корченко А.Г. Построение систем защиты информации на нечетких множествах. Теория и практические решения. – К.: МК-Пресс, 2006. – 320 с.
2. Девякин П.Н. Анализ безопасности управления доступом и информационными
потоками в компьютерных системах. – М.: Радио и связь, 2006, 176 с.
3. Ярушкина Н.Г. Основы теории нечетких и гибридных систем. Учеб. пособие. –
М.: Финансы и статистика, 2004. – 320 с.: ил.
4. В.В. Борисов, В.В. Круглов, А.С. Федулов. Нечеткие модели и сети. М: Горячая
линия – Телеком, 2007. – 284 с.: ил.
5. Сумкин К.С., Морозова Т.Ю., Никонов В.В. Методы управления доступом к информационным ресурсам автоматизированных систем управления на основе
канонической модели./ Приборы и системы. Управление. Контроль. Диагностика, 2008. – № 10. – С. 21 – 23.
6. Безболов А.А., Яковлев А.В., Шамкин В.Н. Методы и средства защиты компьютерной информации: учебное пособие./ Тамбов: Издательство ТГТУ, 2006. –
196 с.
7. Сумкин К.С. Модель разграничения прав доступа и программная реализация
модели для компьютерных сетей. – М.: МГУПИ, 2009.
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
обзор
ФОМИШКИН Владимир Всеволодович,
кандидат технических наук
ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА ДЛЯ
ПЕРЕДАЧИ ЗВУКОВЫХ СИГНАЛОВ
АКУСТИКИ В АНАЛОГОВОЙ ФОРМЕ
ПО ТЕЛЕФОННЫМ КАНАЛАМ СВЯЗИ
Статья посвящена рассмотрению результатов разработок специальных технических средств для передачи звуковых сигналов акустики в аналоговой форме по телефонным каналам связи. В статье обсуждаются особенности схемотехники
специальных технических средств для гласного контроля сигналов в телефонных линиях связи.
Ключевые слова: передача звуковых сигналов; телефонные каналы связи.
В
состав аппаратуры для контроля
акустики помещений и телефонных переговоров входит первичный
преобразователь, с помощью которого
в абонентской телефонной линии формируются и передаются сведения о поведенческом складе контролируемого
абонента, и приемно-регистрирующие
устройства, с помощью которых производится обработка получаемых сведений и их регистрация.
После анализа архивных записей поступивших сведений вырабатывается та
или иная информация о контролируемом объекте. Следовательно, первичный преобразователь является важнейшим элементом этой аппаратуры.
В настоящее время продолжают разрабатываться первичные преобразователи специального назначения – специальные технические средства (СТС)
для негласного контроля акустики помещений и прослушивания телефонных переговоров. Многообразие СТС
в этом сегменте назначения продиктовано их применением: «шпионские»
цели, когда надо учитывать специфику
разнообразных условий их оперативного применения.
Требования к техническим характеристикам, к схемотехнике, к конструированию и изготовлению таких СТС
с достаточной полнотой изложены в
литературе [1 – 5].
Однако не меньший интерес представляют СТС для гласного получения сведений об акустике помещений и передаче их на регистрирующую аппаратуру вместе со сведениями о телефонных
переговорах.
Требования к СТС для гласного контроля по демаскирующим факторам,
массогабаритным параметрам и энергопотреблению существенно умаляются в сравнении со «шпионскими» СТС.
В то же время возрастает интерес к
получению долговременных, непрерывных, надежных и качественных
сведений в местах их приема и регистрации, к обеспечению возможности
использования для обработки и записи
сведений стандартной аппаратуры.
Появляется потребность применения
таких СТС в составе аппаратуры для
многоканальной, долговременной записи сигналов акустики помещений и телефонных переговоров в учреждениях.
В этой связи в данной статье приводятся результаты разработок СТС, которые обеспечивают передачу получаемых с их помощью сведений об акустике помещений в аналоговой форме по
телефонным каналам связи. При этом
схемотехника СТС будет определяться типом телефонного канала связи:
аналоговый, цифровой, цифровой с пакетной коммутацией данных (iР-канал)
или радиоканал.
Использование проводной линии того
или иного телефонного канала связи
для совмещенной передачи сигналов
телефонии и акустики снижает затраты на кабельную сеть, обеспечивает
увеличение оперативности получения
сведений, существенно упрощает одновременный прием и регистрацию
сигналов телефонии и акустики. В случае аналоговых телефонных каналов
49
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
связи уменьшаются затраты на приемно-регистрирующую аппаратуру за
счет сокращения числа линейных портов регистрации.
Перейдем к существу конкретных разработок СТС для гласного контроля
акустики помещений в целях передачи
сигналов акустики по разным типам
каналов телефонной связи.
налоговый канал
А
телефонной связи
Рассмотрим разработанное для аналоговых телефонных каналов связи СТС
– каналообразующий преобразователь
КОП-А [6].
Устройство КОП-А предназначено для
решения задачи санкционированного
контроля акустики помещений путем
формирования и передачи сигналов
акустики в аналоговой форме по абонентскому аналоговому телефонному
каналу связи. Разработка проведена с
учетом следующих особенностей.
1. Принцип формирования сигналов
акустики помещений и телефонии одинаков, поэтому они находятся в одном
частотном диапазоне 300 ... 3400 Гц и
передавать их одновременно по одному телефонному каналу связи нельзя.
Необходимо разнести эти события по
времени. В этом случае временными
реперными точками будут моменты:
♦♦ «трубка положена» – проходят по
линии связи только звуковые сигналы акустики;
♦♦ «трубка поднята» – проходят только сигналы телефонии.
2. Поскольку в аналоговых телефонных станциях для электропитания применяются источники тока, звуковые
сигналы акустики формируются в соответствии с выражением:
i2 = i0 + �i1�,
(1)
где i0 – ток в линии связи при подключенном к ней устройстве КОП-А
в режиме «трубка лежит», ток покоя;
i1 – переменный ток на выходе микрофонного усилителя при преобразовании звуковых сигналов акустики
в электрические; i2 – пульсирующий
ток, образующийся в линии связи при
преобразовании тока i0 в соответствии с током i1 звуковых сигналов акустики.
После преобразований (1) имеем:
50
Рис. 1. Блок-схема каналообразующего преобразователя
Рис. 2. Принципиальная электрическая схема каналообразующего
преобразователя
U2 = U3 – i0r + �i1r�
(2)
где U2 – пульсирующее напряжение,
образующееся в линии связи при
преобразовании напряжения покоя
U0 = U3 – i0r в соответствии с напряжением U1 = i1r звуковых сигналов акустики; U3 – напряжение в линии связи
при отключенном КОП-А; r – распределенное сопротивление линии связи
с учетом внутреннего сопротивления
источника питания телефонной станции.
Из (2) видно, что при i0r = i1r максимальная амплитуда звуковых сигналов
акустики:
U2max = U3.
Следовательно, линейность звуковых
сигналов акустики может обеспечиваться в пределах от U0 до U3. При
превышении верхнего значения происходит их ограничение на уровне
(рис. 3).
Для исключения демаскирования при
таком способе формирования и передачи звуковых сигналов акустики необходимо минимизировать разность
U3 – U0, то есть обеспечить минимально
возможное потребление тока устройством КОП-А и тем самым уменьшить
заметную разницу напряжений в ли-
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
оказывается в проводящем состоянии.
На базе VT2 появляется напряжение:
U0 = (U0 – Ucm)R3/R4,
Рис. 3. Осциллограмма электрических сигналов акустики
в телефонной линии связи
нии связи при отключенном и при подключенном КОП-А.
Однако это обстоятельство заставляет существенно сужать динамический диапазон принимаемых звуковых
сигналов, затрудняет прием слабых
сигналов акустики в помещении, значительно уменьшает надежность и качество передачи и приема звуковых
сигналов акустики по телефонному
каналу связи.
Сущность КОП-А поясняется рисунками, где на рис. 1 изображена блоксхема каналообразующего преобразователя; на рис. 2 – принципиальная
электрическая схема каналообразующего преобразователя; на рис. 3 – осциллограмма электрических сигналов
акустики в телефонной линии связи.
Каналообразующий преобразователь
(рис. 1) включает в себя узел согласования 1 с телефонной линией связи,
соединенный по входу с абонентской
аналоговой телефонной линией связи (ААТЛС), а по выходу – с токовым
усилителем – ключом 2, детектором 3
положения телефонной трубки и узлом защиты 4, объединенный выход 6
которых вместе с выходом звукоприемника 5 соединен с другим входом
токового усилителя – ключа 2, выход
которого соединен с входом звукоприемника 5.
Каналообразующий преобразователь
работает следующим образом (рис. 2).
1. Режим «трубка положена»
При подключении преобразователя
параллельно к ААТЛС на выходе мостового выпрямителя VDS1 узла согласования 1 устанавливается напряжение, полярность которого не зависит от
полярности напряжения на его входе, а
в ААТЛС на входе VDS1 появляется напряжение U0, величина которого меньше исходного напряжения U3, то есть
U0 = U3 – i0r
(3)
из-за падения напряжения на r при
протекании тока потребления i0 преобразователя.
Выражение (3) определяет линейную
часть динамического диапазона преобразования входных звуковых сигналов
акустики в электрические. Чем больше
i0 при r = const, тем шире динамический диапазон.
Ограничивается ток i0 энергетическими возможностями источника питания
телефонной станции. При превышении током i0 определенной величины
абонентская линия рассматривается
телефонной станцией как «занята».
В режиме «трубка положена» напряжение U0 превышает напряжение стабилизации на стабилитроне VD2, и он
(4)
где U4 – напряжение на базе VT2 в
режиме «трубка положена»; R3 – сопротивление резистора резистивного
делителя R3 – R4; R4 – сопротивление
на выходе подстроечного резистора
делителя R3 – R4.
Под действием напряжения U4 транзистор VT2 открыт и в ААТЛС устанавливается ток покоя i0.
Ток i0 определяется в основном током
эмиттера VT2, включает в себя токи
двух параллельных ветвей МК – R5 и R6
и зависит от напряжения U4. Напряжение U4 определяет также напряжение
питания звукоприемника 5. Резистор R6
выбирается существенно меньше, чем
сопротивление цепочки МК + R5, так
что несмотря на большой ток в эмиттерной цепи, микрофон МК звукоприемника 5 работает в оптимальном токовом
режиме.
Исходя из (4) величина U4 может регулироваться, например, подстроечным резистором. Изменением сопротивления
R4 можно варьировать величиной U4, а с
ним и током i0, в частности, добиваться
компенсации ухода U4 и i0 при подключении преобразователя к телефонной
станции с другим напряжением U3.
Звуковые сигналы акустики, преобразованные микрофоном МК звукоприемника 5 в электрические, через разделительный конденсатор C2 проходят на
базу транзистора VT2. Транзистор VT2
усиливает по току переменные сигналы акустики за счет прохождения их
через конденсатор C3, шунтирующий
резистор так, что на выходе преобразователя в ААТЛС наблюдается пульсирующий ток в соответствии с выражением (1).
Таким образом, токовый усилитель –
ключ 2 – производит усиление по току
сигналов акустики и управление малоимпедансной нагрузкой по цепи питания преобразователя, а также обеспечивает управление подачей электропитания на звукоприемник 5.
На рис. 5 показана осциллограмма электрических звуковых сигналов акустики
помещений в ААТЛС для NEC 2400jPx
при U3 = 25,8 B, U0 = 22,6 B, i0 = 7,6 мА.
На рис. 3 приведены сигналы акустики
в линии связи при U2 > U3.
51
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Рис. 4. Блок-схема каналообразующего преобразователя для формирования
и передачи звуковых сигналов акустики помещений
Вызывные сигналы синусоидальной
формы с приходом на телефонный
аппарат с положенной трубкой преобразуются на выходе мостового выпрямителя VDS1 узла согласования 1
с телефонной линией в однополярные
полусинусоиды. По цепи R1-C1 они
воздействуют на базу транзистора VT1
узла защиты 4, который открывается
на каждой полусинусоиде, и запирает транзистор VT2 токового усилителя – ключа 2. Тем самым запрещается прохождение вызывных сигналов
на малоимпеданскую нагрузку в цепи
эмиттера VT2. Это обстоятельство дает
возможность избежать искажений и
пропаданий вызывных сигналов от перегрузки по цепи питания преобразователя.
2. Режим «трубка поднята»
При поднятии трубки напряжение U0
снижается до значения U0 < Ucm. Ток в
цепи VD2 прекращается и напряжение
на базе VT2 через резистор R3 понижается до нуля. Напряжение питания
с звукоприемника 5 снимается, сигналы акустики в ААТЛС не проходят. По
линии связи следуют только сигналы
телефонии.
52
Если в указанном режиме с телефонного аппарата с помощью номеронабирателя производится набор телефонного
номера в импульсном режиме, когда
напряжение меняется от импульса к
импульсу от уровня «трубка поднята»
до уровня «трубка положена», на плоских вершинах кодовых импульсов,
соответствующих уровню «трубка положена», могут появляться звуковые
сигналы акустики. При больших величинах звуковых сигналов могут возникать сбои в кодовой последовательности импульсов номеронабирателя, что
обуславливает неправильный набор
телефонного номера.
Защита от таких сбоев построена на
основе транзистора VT1, который открывается по цепи R1 – C1 от каждого
кодового импульса из последовательности на фронте, соответствующем перепаду напряжения от уровня «трубка
поднята» до уровня «трубка положена», и на всю его длительность.
Рассмотренный КОП-А обеспечивает:
♦♦ увеличение тока потребления преобразователем в статике до предельных
величин, определяемых энергетическими возможностями источника пи-
тания телефонной станции. Это позволяет расширить линейную часть
динамического диапазона воспринимаемых звуковых сигналов акустики до сравнительно больших величин (несколько вольт), соизмеримых
с сигналами телефонии;
♦♦ улучшение соотношения сигнал/
шум при передаче сведений об акустике помещений по телефонной линии связи;
♦♦ введение защиты вызывных сигналов телефонии от искажений и
пропаданий, обусловленных их перегрузкой по цепи питания преобразователя;
♦♦ введение защиты кодовых последовательностей импульсов номеронабирателя от сбоев, обусловленных
прохождением на плоских вершинах
импульсов намеронабирателя высокоинтенсивных сигналов акустики;
♦♦ введение в преобразователь подстроечного элемента для обеспечения его работы в учрежденческих
телефонных станциях, источники
питания которых имеют разные линейные напряжения.
Преобразователь КОП-А и звукорегистрирующая аппаратура подключаются параллельно к линии связи в
абонентском телефонном канале. Подключение к линии связи может быть
произведено в любом месте на всем ее
протяжении от телефонного аппарата
до телефонной станции.
Принципиальная схема преобразователя очень проста, содержит небольшое количество электронных компонентов, не сложна в изготовлении и
имеет сравнительно малые массогабаритные параметры.
Каналообразующий преобразователь
сопряжен, испытан и работает в современном отечественном комплексе
аппаратуры компьютерной звукозаписи «Фобос» фирмы ВОКОРД. Коротко
следует отметить: сигналы телефонии
и акустики с данной абонентской линии воздействуют на один из портов
платы записи аналоговых сигналов
ВОКОРД А-8 (А-16). При этом производится разнофайловая запись и архивация этих сигналов.
Универсальность КОП-А позволяет использовать его в составе многих телефонных станций, например: Panasonic
KX-N336, KX-TD500, TES 824; Ericsson
MD 110, Business Phone 250;
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
Рис. 5. Функциональная схема сумматора каналообразующего
преобразователя
Рис. 6. Принципиальная электрическая схема универсального
сумматора КОП-Ц
Nec 2400jPx; Nec 2000jPs. Линейные
напряжения источников электропитания этих станций составляют соответственно 20, 22, 25, 27, 29, 43 В.
ифровой телефонный
Ц
канал связи
Использование КОП-А для формирования и передачи сигналов акустики в
цифровом телефонном канале не представляется возможным. Объясняется
это различием способов создания аналоговых каналов передачи звуковых
сигналов акустики в аналоговом и в
цифровом телефонных каналах связи.
Причина состоит в различии источников питания в телефонных станциях:
аналоговые – источник тока, цифровые – источник напряжения. Это обстоятельство учтено в разработке СТС
для цифровых каналов связи – каналообразующего преобразователя КОП-Ц
[7]. Устройство КОП-Ц предназначено
для контроля акустики помещений путем формирования и передачи сигналов акустики в аналоговой форме по
абонентскому цифровому телефонному каналу связи.
Сущность КОП-Ц поясняется рисунками, где на рис. 4 изображена блоксхема каналообразующего преобразователя для формирования и передачи
звуковых сигналов акустики помещений; на рис. 5 – функциональная
схема сумматора каналообразующего
преобразователя; на рис. 6 – принципиальная электрическая схема универсального сумматора КОП-Ц.
Каналообразующий преобразователь
включает в себя:
♦♦ источник питания 1, соединенный
по входу с абонентской цифровой
телефонной линией связи (АЦТЛС),
а по выходу – с микрофонным усилителем 3, усилителем-компрессором 4 и сумматором 5;
♦♦ микрофонный усилитель 3, вход которого соединен с микрофоном 2, а
выход – с другим входом усилителя-компрессора;
♦♦ сумматор 5, один из входов которого
соединен с выходом усилителя-компрессора 4, а выход и другой вход
включены в разрыв одного из проводов ЛС1 телефонной линии связи, при этом абонентский цифровой
телефонный аппарат (АЦТА) соединен одним проводом ЛС2 непосредственно с телефонной линией
связи, а вторым проводом ЛС1 – с
выходом сумматора 5.
Каналообразующий преобразователь
работает следующим образом.
При включении каналообразующего
преобразователя в цифровую абонентскую телефонную сеть в узле питания 1
вырабатывается низковольтное напряжение постоянного тока для питания
всех функциональных узлов преобразователя. Источник питания 1 является универсальным, так как позволяет
применять преобразователь во всех
современных цифровых телефонных
станциях, например, NEC, Ericsson,
Panasonic, Avaya, несмотря на различие величин выходных напряжений в
источниках питания этих станций.
Преобразованные микрофоном 2 звуковые сигналы в электрические воздействуют на микрофонный усилитель
3, с выхода которого попадают на усилитель-компрессор 4. Усилитель-ком-
53
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
прессор 4 производит сжатие динамического диапазона входных звуковых
сигналов акустики.
Компрессированные звуковые сигналы акустики воздействуют на сумматор 5. В нем в соответствии с рис. 5
звуковые сигналы акустики проходят
через усилитель тока 6, разделительный конденсатор С1 и воздействуют на
первичную обмотку низкочастотного
трансформатора Тр. Трансформатор
Тр обеспечивает гальваническую развязку сумматора 5 с линией связи и
производит преобразование постоянного напряжения в линии связи в пульсирующее в соответствии со звуковыми сигналами.
Достигается это тем, что вторичная
обмотка Тр включена в разрыв одного
из проводов (ЛС1, точки «а» и «b») линии связи через разделительный конденсатор С2. Резистор R обеспечивает
прохождение постоянного тока по линии связи на АЦТА. Высокочастотные
сигналы обмена между УЦТС и АЦТА
и телефонии в цифровой форме проходят без потерь через конденсатор СЗ
на АЦТА. Второй провод линии связи
ЛС2 присоединен непосредственно к
телефонному аппарату.
В цифровом телефонном канале связи
преобразование постоянного напряжения в пульсирующее производится
в соответствии с соотношением:
U4 = U5 + �U6�,
(5)
где U4 – пульсирующее напряжение, возникающее при суммировании напряжений: в линии связи U5 и
на выходе усилителя-компрессора U6;
U5 – напряжение в линии связи при отсутствии звуковых сигналов акустики;
U6 – переменное напряжение, развиваемое усилителем-компрессором при
преобразовании звуковых сигналов
акустики в электрические.
Из формулы (5) видно, что в аналоговом
канале передачи звуковых сигналов
акустики, образованном в цифровом
телефонном канале связи, размах амплитуд сигналов при отсутствии компрессирования может быть ограничен
только величиной напряжения питания
каналообразующего преобразователя
и может составлять несколько вольт.
Наряду с этим напряжение в линии
связи не зависит в определенных пределах от подключения дополнительных
54
потребителей электропитания, то есть
отсутствует демаскирующий фактор.
В то же время большие сигналы акустики могут приводить к сбоям цифровых сигналов между УЦТС и АЦТА, а
также к появлению искажений сигналов телефонии в цифровой форме. Для
исключения этих явлений в каналообразующий преобразователь введен
усилитель-компрессор.
Усилитель-компрессор
производит
сжатие больших амплитуд звуковых
сигналов акустики так, чтобы они не
превышали определенной величины.
Каналообразующий преобразователь
может подключаться к линии связи в
любом месте на всем ее протяжении от
УЦТС до АЦТА.
Прием и озвучивание сигналов акустики в аналоговом канале из мест установки микрофона МК производится с
помощью звукоснимателя и звукорегистрирующей аппаратуры. Звукосниматель присоединяется параллельно к
линии связи в любом месте на всем ее
протяжении от УЦТС до АЦТА.
Сигналы телефонии в цифровой форме и цифровые сигналы обмена между
УЦТС и АЦТА, сигналы вызова и номеронабирателя проходят по цифровому
телефонному каналу без сбоев и искажений, несмотря на наличие в нем каналообразующего преобразователя и
звукоснимателя.
Поскольку звуковые сигналы акустики
помещений находятся в диапазоне частот от 0,3 до 3,5 кГц, а цифровые сигналы обмена в диапазоне частот от 50
до 200 кГц, то их можно передавать по
цифровому телефонному каналу связи
одновременно.
Каналообразующий преобразователь
и звукосниматель сопряжены с аппаратурой компьютерной звукозаписи
«Фобос» фирмы ВОКОРД. Аналоговые сигналы акустики с абонентского
цифрового канала проходят на плату
записи аналоговых сигналов ВОКОРД
А8 (А16). Сигналы телефонии с этого
же канала проходят на цифровую плату ВОКОРД D8 (D4). Таким образом, в
аппаратуре «Фобос» звуковые сигналы
акустики и сигналы телефонии проходят обработку в разных каналах: аналоговом и цифровом.
Для полноты рассмотрения КОП-Ц
необходимо заметить, что его сумматор по схеме на рис. 5 следует применять при напряжениях питания в
абонентской телефонной линии от 60
до 35 В.
Поскольку сейчас эксплуатируются телефонные станции с напряжением питания в линии связи около 25 В предлагается применять в КОП-Ц универсальный сумматор, хотя и более элементоемкий. Этот сумматор обеспечивает
работу абонентского цифрового канала
при напряжении в линии связи от 60 до
25 В. Его схема приведена на рис. 6. В
соответствии с рис. 6 питание на АЦТА
подается через сумматор 5, включенный в разрыв одного из проводов линии связи (например, ЛС1, т. «а» и «b»).
Основной узел сумматора – токовый
усилитель-преобразователь. Постоянное напряжение питания на АЦТА подается через токовый усилитель на транзисторе VT1.Одновременно в случае
наличия звуковых сигналов акустики
на выходе усилителя-компрессора 4 с
помощью VT1 производится преобразование постоянного напряжения в линии связи в пульсирующее в соответствии со звуковыми сигналами акустики.
Из приведенных материалов следует,
что в абонентском цифровом телефонном канале связи можно образовать
аналоговый канал передачи звуковых
сигналов акустики путем преобразования постоянного напряжения, подаваемого по линии связи от УЦТС до АЦТА,
в пульсирующее в соответствии со звуковыми сигналами акустики, при этом
каналообразующий преобразователь
включен в разрыв одного из проводов
линии связи.
Благодаря схемотехнике отдельных
узлов и построению функциональных
связей между ними, выбранному способу формирования звуковых сигналов акустики и включения его в телефонную линию связи, обеспечивается
получение непрерывной звуковой информации из мест установки микрофона по цифровому телефонному каналу связи.
анал связи, предназначенК
ный для транспортирования
цифровых пакетов
(голос +данные)
Рассмотрим разработанное СТС для iPканалов – КОУ-iP [8].
Основная направленность разработки – создание в цифровом iP-канале
дополнительного аналогового канала
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
Рис. 7. Схема цифрового iР-канала передачи цифровых пакетов
(голос + данные) и сигналов акустики
передачи сведений об акустике помещений. Прежде остановимся на особенностях iP-канала, которые учитывались при разработке КОУ-iP.
Передача голосовых сведений и данных в цифровых iР-каналах связи производится с помощью пакетов импульсов, частота следования которых в пакетах составляет 10 мГц, по 4-проводным (2 пары проводов) линиям связи.
Одна пара для прямого, а вторая – для
обратного подканалов передачи цифровых пакетов.
В обоих подканалах применена гальваническая развязка iР телефонного
аппарата и линейного коммутатора пакетов iР-сервера с линиями связи с помощью высокочастотных импульсных
трансформаторов.
В этой связи в линиях связи прямого и
обратного подканалов отсутствует постоянное напряжение для питания телефонного iР-аппарата.
Электропитание iР телефонного аппарата может производиться либо от
сетевого адаптера, либо от сплиттера,
питающее напряжение на который посылается от инжектора по свободной
паре проводов (15 и 16 на рис. 7).
Рассмотренные выше СТС КОП-А и
КОП-Ц не могут быть применимы для
формирования, передачи и приема
звуковых сигналов акустики помещений в аналоговой форме по цифровому
iР-каналу связи.
Не целесообразно создавать дополнительный аналоговый звуковой канал
путем включения каналообразующего
преобразователя параллельно или последовательно (в разрыв одного из связных проводов линии связи) в любом –
прямом или обратном iР-подканале.
Причина: высокочастотные импульсные трансформаторы и трансформаторы фильтров в iР-канале связи обладают практически нулевым импедансом на звуковых частотах 300 – 3400
Гц. Фактической нагрузкой выходной
цепи каналообразующего преобразователя КОП-Ц при таком включении
будет распределенное сопротивление
линии связи, которое в пределах офиса
имеет очень малые величины. К тому
же организация дополнительного канала передачи звуковой информации в iРканалах связи может приводить к искажениям и сбоям как импульсов в цифровых пакетах, так и самих пакетов.
Вывод: невозможно организовать ни в
одном из iР-подканалов дополнительный канал передачи звуковых сигналов акустики в аналоговой форме.
Сущность КОУ-iP поясняется чертежами, где на рис. 7 изображена схема
цифрового iР-канала передачи цифровых пакетов (голос + данные) и сигналов акустики; на рис. 8 – 10 – преобразование 4-проводной линии связи
Рис. 8
Рис. 9
55
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
Рис. 11
Рис. 10
iР-канала на звуковых частотах 300
– 3400 Гц; на рис. 11 – 13 – осциллограммы сигналов в цифровом iР-канале
связи при одновременной передаче
цифровых пакетов и звуковых сигналов акустики.
На рис. 7 изображена блок-схема каналообразующего устройства 23 для формирования, передачи и приема звуковых сигналов акустики в iР-канале связи, а также показан вариант подключения каналообразующего устройства 23
к iР-линии связи.
Каналообразующее
устройство
23
включает в себя каналообразующий
преобразователь 7 КОУ-iP, содержащий
узел питания 1, соединенный по входу с
автономным источником питания iР телефонного аппарата, а выход – с усилителем тока 2, вход которого объединен с
микрофоном 3, а выход –с узлом согла-
56
Рис. 12
Рис. 13
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
Рис. 14
сования 4, состоящим из согласующего
трансформатора ТР1, первичная обмотка W1 которого через разделительный
конденсатор С1 соединена с выходом
усилителя тока 2, а вторичная обмотка
W2 одним выводом через резистор R1
связана с одним из двух проводов (9 или
10) линии связи ЛС1 прямого iР подканала связи, а вторым – с одним из двух
проводов (11 или 14) линии связи ЛС2
обратного iР-подканала связи, и звукоприемник 8 звуковых сигналов акустики, узел согласования 5 которого состоит из согласующего трансформатора
ТР2, первичная обмотка W1 которого
одним выводом через резистор R2 объединена с одним из двух проводов (9 или
10) линии связи ЛС1 прямого iР подканала связи, а вторым – с одним из двух
проводов (11 или 14) линии связи ЛС2
обратного iР-подканала связи, а вторичная обмотка W2 выведена на усилитель
6 звуковых сигналов акустики звукоприемника 8.
Аналоговый канал передачи звуковых
сигналов акустики создан в цифровом
iР-канале связи путем подключения
узла согласования 4 каналообразующего преобразователя 7 КОУ-iP одним
выводом к одному из двух проводов
(9 или 10) линии связи ЛС1 прямого iРподканала связи, а вторым – с одним
из двух проводов (11 или 14) линии связи ЛС2 обратного iР-подканала связи, а
также за счет соединения узла согласования 5 звукоприемника 8 КОУ-iP од-
ним выводом с одним из двух проводов
(9 или 10) линии связи ЛС1 прямого iРподканала связи, а вторым – с одним
из двух проводов (11 или 14) линии связи ЛС2 обратного iР-подканала связи.
Каналообразующее устройство 23 работает следующим образом.
При подаче электропитания на автономный источник питания с выхода
узла питания 1 питающее напряжение
следует на электронную схему КОУ-iP
7: усилитель тока 2, микрофон 3, узел
согласования 4. Звуковые сигналы акустики, преобразованные микрофоном
3 в электрические, усиливаются с помощью усилителя тока 2 и через разделительный конденсатор С1 воздействуют на первичную обмотку W1 согласующего трансформатора ТР1 узла
согласования 4 с полосой пропускания
300 – 3400 Гц.
С вторичной обмотки W2 трансформатора ТР1 звуковые сигналы через
ограничительный резистор R1 проходят на линии связи ЛС1 и ЛС2 (провода 9 и 11).
В линиях связи ЛС1 и ЛС2 появляются звуковые сигналы акустики. Съем
этих сигналов производится с помощью звукоприемника 8 в любом месте
ЛС1 и ЛС2 на всем их протяжении от
iР телефонного аппарата 20 (IРТА) до
коммутатора 17 пакетов, устанавливаемого поблизости от iР-сервера.
По линиям связи ЛС1 и ЛС2 (провода
10 и 14) звуковые сигналы следуют на
звукоприемник 8 и воздействуют на
его входной тракт: ни первичную обмотку W1 трансформатора ТР2 узла согласования 5 через ограничительный
резистор R2. С вторичной обмотки W2
трансформатора ТР2 узла согласования 5 звуковые сигналы направляются
на вход усилителя 6. Трансформатор
ТР2 узла согласования 5 звукоприемника 8 выполняет функцию не только
гальванической развязки, но и фильтра высоких частот, то есть исключает
необходимость установки подобного
фильтра. Ограничительные резисторы
R1 и R2 необходимы для исключения
влияния выходного и входного тракта
КОУ-iP и звукоприемника 8 соответственно на передаточные характеристики iР-подканалов.
В линейных цепях штатной аппаратуры (рис. 7, поз. 24): коммутаторах пакетов 17 и IРТА 20, для обеспечения гальванической развязки с линиями связи
применяют высокочастотные импульсные трансформаторы, к примеру,
коммутаторы СISСО, HALO, Surecom и
др. В упрощенном виде на рис. 7, поз.
24 показаны схемные решения гальванической развязки с линиями связи в
штатной аппаратуре.
В связи с тем, что частота следования импульсов в пакете составляет 10
МГц, линейные развязывающие трансформаторы ТРЗ, ТР4, ТР5, ТР6 и трансформаторы фильтров Ф1, Ф2, ФЗ, Ф4
(рис. 7, поз. 24) являются высокочастотными импульсными трансформаторами. На звуковых частотах 300 – 3400
Гц при допустимых упрощениях трансформаторы ТРЗ, ТР4, ТР5, ТР6 и трансформаторы фильтров Ф1, Ф2, ФЗ, Ф4
(рис. 8) имеют входной импеданс близкий к нулю. Практически их обмотки,
расположенные в цепях ЛС1 и ЛС2,
можно считать короткозамкнутыми на
звуковых частотах (рис. 9).
Результат: 4-проводная линия связи iРканала преобразуется в 2-проводную
на звуковых частотах, то есть каждая
2-проводная линия связи ЛС1 (прямой
iР-подканал) и ЛС2 (обратный iР-подканал) преобразуется в однопроводную (рис. 10).
Следствие: для передачи и приема звуковых сигналов акустики по линиям
связи ЛС1 и ЛС2 цифрового iР-канала
можно использовать любые из приведенных комбинаций проводов: 9 – 11,
9 – 14, 10 – 11, 10 – 14 (рис. 10). На-
57
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Спецтехника и связь № 6 2011
пример, при передаче сигналов акустики по проводам 9 – 11, съем этих сигналов можно производить с проводов
9 – 11, 9 – 14, 10 – 11, 10 – 14.
При одновременном транспортировании цифровых iР-пакетов и звуковых сигналов акустики, как видно из
осциллограмм на рис. 11 – 14 последние никоим образом не искажают амплитудно-частотных
характеристик
импульсов и не приводят к их сбоям
в цифровых пакетах 21 в прямом
(рис. 11, 12) и обратном (рис. 13, 14) iРподканалах. При этом могут передаваться звуковые сигналы 22 акустики
амплитудой 5 – 6 В (на рис. 11 и 12 –
Umax ≈ 6 В, на рис. 13 и 14 – Umax ≤ 2 В).
Осциллограммы показывают, что цифровой iР-канал передачи цифровых информационных пакетов и образованный в нем дополнительный аналоговый канал передачи звуковых сигналов
акустики при одновременной работе
не испытывают взаимного влияния.
При включении IРТА в питающую сеть
через адаптер КОУ-iP 7 можно установить внутри телефонного аппарата.
Того же результата можно добиться при
питании IРТА от сплиттера 19, напряжение питания на который приходит
по свободной паре проводов 15 и 16
(рис. 7) линии связи от инжектора 18.
При этом, питая КОУ-iP по той же паре
проводов 15 и 16 от инжектора 18, его
можно устанавливать в любом месте
линии связи на всем ее протяжении от
IРТА до коммутатора 17 пакетов (рис. 7).
Благодаря схемотехнике отдельных
узлов и способу включения каналообразующего устройства в цифровой iPканал связи обеспечивается получение
непрерывных сведений из мест установки микрофона по iP-каналу связи.
Выбранные способы формирования,
передачи и приема звуковых сигналов
акустики по iP-каналу связи дают возможность технической реализации устройства с отсутствием демаскирующего фактора, получать и передавать сравнительно большие величины звуковых
сигналов акустики, что в итоге позволяет существенно повысить надежность
и качество их передачи и приема. Достигнута возможность одновременной
передачи цифровых пакетов (голос +
данные) и звуковых сигналов акустики
в аналоговой форме.
КОУ-iP прост по схемотехнике, содержит малое число радиокомпонентов и,
58
Рис. 15
Рис. 16
как следствие, имеет сравнительно малые массогабаритные параметры.
Каналообразующее устройство испытано и применено в iP-канале на
базе цифровой телефонной станции
Nec2400jPx. Каналообразующее устройство сопряжено с аппаратурой
компьютерной звукозаписи «Фобос»
фирмы ВОКОРД.
В аппаратуре «Фобос» аналоговые сигналы акустики с абонентского iP-канала
проходят на обработку на плату записи
аналоговых сигналов ВОКОРД А8 (А16),
а цифровые пакеты (голос+данные) на
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ТЕХНОЛОГИИ
обзор
плату для работы с цифровыми потоками ВОКОРД Е1-4Е1.
Радиоканал связи
При пространственной разобщенности
места расположения подконтрольного
объекта, места сбора сведений о нем и
отсутствии возможности установления
проводной связи между названными
пунктами следует прибегнуть к созданию канала радиосвязи между ними.
Обсудим один из методов решения
этой проблемы: GSM-канал на основе мобильных телефонных аппаратов
Philips Xenium 100.
Что характерно для этого аппарата:
♦♦ содержит две SIM-карты;
♦♦ имеет гарнитуру;
♦♦ оснащен энергоемким аккумулятором;
♦♦ стоит сравнительно дешево.
К недостаткам следует отнести отсутствие отдельного входа для подключения зарядного узла.
Аппаратура радиоканала состоит из
двух частей:
♦♦ передающая (ПД);
♦♦ приемная (ПР).
В комплекты передающей и приемной
частей (рис. 15, 16) входят: зарядные
узлы (ЗУ), согласующие узлы (СУ), соединительные кабели, мобильные аппараты (МБ).
Зарядные узлы используются из комплектации Philips X100. Соединительные кабели изготовлены с использованием mini USB-разъемов. Разводка
проводов в них сделана в соответствии
с разводкой штатных кабелей гарнитуры и зарядного узла. Различаются ПД и
ПР только электрической схемой согласующих узлов.
Объединяем функциональные узлы
передающей части в соответствии со
схемой соединений на рис. 15, а приемной части на рис. 16.
На подключение проводов R, L, G (M-)
(рис. 15) к резисторам Rн, имитирующим наушники и расположенным в
СУ, мобильный аппарат ПД реагирует
как на подключение к нему гарнитуры.
Далее МБ ПД переводится в режим автоответчика и запрета генерации звуковых сигналов при вызывных звонках
с другого телефонного аппарата.
Преобразователь КОП-А с микрофоном МК присоединяется параллельно к
ААТЛС в любом месте на всем ее про-
тяжении от АТА до телефонной станции. Передатчик готов к работе в режиме непрерывной передачи сигналов
с ААТЛС. В приемной части провода R
и G (M-) (рис. 16) одного из наушников
подключаются к входному трансформатору ТР1 усилителя СУ. Сигналы с выхода усилителя подаются на звукорегистрирующую аппаратуру, в частности,
на аппаратуру «Фобос». При отключенном соединительном кабеле в ПР сигналы акустики и телефонии прослушиваются по мобильному аппарату ПР.
Работа аппаратуры радиоканала происходит следующим образом.
При вызывном звонке с приемника передатчик проходит беззвучно в режим
автоответчика. С этого момента все сведения, поступающие с ААТЛС проходят
в радиоэфир. Принятые в ПР сигналы
акустики и телефонии регистрируются
стандартной аппаратурой. По команде
наблюдателя приемник ПР выходит из
радиоэфира, одновременно прекращается работа ПД. Радиоэфир по этому каналу становится свободным.
Мобильные аппараты могут включаться на круглосуточную работу. Для обеспечения такого режима функционирования электропитание на мобильные
аппараты ПД и ПР подается постоянно
от зарядных узлов. К тому же заметим,
что у операторов мобильной связи имеются экономичные тарифные планы,
которыми можно воспользоваться для
работы в таких условиях.
В зависимости от расположения ПД в
сотовой сети выбранного оператора
качество связи с ПР может быть различным. Чтобы уменьшить эту зависимость, выбран мобильный аппарат с
двумя SIM-картами от разных операторов связи.
Число абонентов, которые могли бы
позвонить намеренно или случайно на
выбранный номер ПД, можно свести к
требуемому минимуму за счет использования более дорогих с расширенными функциональными возможностями
мобильных аппаратов: например, смартфоны Nokia 5235. Для этого аппарата
необходимо также изготовить соединительные кабели к приемному и передающему аппаратам, узлы согласования.
Зарядные узлы к этим МБ подключаются через отдельные входы. Необходимо
запрограммировать МБ передатчика
так, чтобы обеспечить скрытность его
работы в процессе съема сигналов с те-
лефонной линии связи.
Смартфоны Nokia 5235, 5800 и др. позволяют ввести в их память «белый»
список номеров мобильных телефонов,
с которых допускается дозвон на аппарат ПД. По цифровому (2-проводному) и iP (4-проводному) каналам связи
можно производить съем и отсылку по
радиоканалу только звуковых сигналов
акустики в аналоговой форме, получаемых с помощью устройств КОП-Ц и
КОУ-iP соответственно.
Вопросы съема сигналов телефонии в
цифровой форме с указанных линий
связи и последующей их конвертации
в аналоговые сигналы для передачи по
радиоканалу в данной работе не рассматриваются.
Подытожить рассмотрение приведенных материалов можно так: использование разработанных устройств в качестве первичных преобразований в аппаратуре для гласного контроля акустики
помещений и телефонных переговоров
представляются весьма полезным.
Наряду с этим предложенные схемные
решения преобразователей могут найти применение при разработке СТС
для негласного контроля сигналов в телефонных линиях связи.
Литература
1. Петраков А.В. Основы практической
защиты информации, – М.: Радио и
связь, 1999.
2. http://www.radioscanner.ru/info. Классификация специальных технических
средств, предназначенных для съема
информации в телефонной линии.
3. http://www.analitika.ru/info. Хорев
А.А. Методы и средства поиска
электронных устройств перехвата
информации.
4. http://www.phreaking.ru. Специальные технические средства негласного получения акустической (речевой)
информации.
5. http://www.talion.kz. Контроль по
проводным линиям связи.
6. Фомишкин В.В. и др. Каналообразующий преобразователь. Патент на полезную модель №97229, 29.04.2010 г.
7. Фомишкин В.В. и др. Каналообразующий преобразователь. Патент на полезную модель №93605, 25.01.2010 г.
8. Фомишкин В.В. и др. Каналообразующее устройство. Патент на полезную модель №104804, 20.09.2010 г.
59
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
РАСЦЕНКИ НА РЕКЛАМУ
(в рублях без учета НДС)
Реклама на обложке
2-я стр. обложки
3-я стр. обложки
24 000
22 000
2×1 (разворот)
1×1
1/2
1/4
1/6
26 000
18 000
10 000
7 000
4 800
Модульная полноцветная реклама
Модульная двухцветная реклама
2×1 (разворот)
1×1
1/2
1/4
1/6
20 000
14 000
8 000
5 500
3 800
Рекламная статья
Цена одной полосы
1 полоса
2 полосы
≥ 3 полос
9 000
8 000
6 000
Для рекламных агенств и постоянных рекламодателей предусмотрены скидки
В стоимость размещения рекламы
входит стоимость журналов
с опубликованной рекламой:
60
Стоимость рекламы
в одном номере, руб.
Количество
экз.
≥ 18 000
5
≥ 14 000
4
≥ 8 000
3
≥ 8 000
2
Размеры рекламных блоков (Ш×В мм)
1×1 ➦
210×285 мм + по 3 мм под обрез с каждой
стороны
1/2 ➦
184×124 мм
(альбом)
1/4 ➦
184×65 мм
121×93 мм
90×124 мм
(горизонтальная лента)
(альбом)
(портрет)
1/6 ➦
58,5×124 мм (вертикальная лента)
90×80 мм
(прямоугольник)
Документ
Категория
Другое
Просмотров
127
Размер файла
7 986 Кб
Теги
спецтехника, 334, 2011, связи
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа