close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Elektronnye komponenty 6 2015

код для вставки
6/2015
(c. 14)
(c. 6)
Поверхностнои проекционноемкостная
сенсорные
технологии
Новые
алгоритмы
цифровой
фильтрации
редкого
и случайного
шумов
(c. 28)
Как обеспечить
электромагнитную
совместимость
на печатных
платах
реклама
РЕКЛАМА
содержание ЭК
№6/2015
РАЗРАБОТКА И КОНСТРУИРОВАНИЕ
6 Юрий Страшун
Особенности проекционно-емкостных технологий
прикосновения
28 Мариус Рангу
Расчет электромагнитной совместимости
устройств. Часть 1
БЕСПРОВОДНЫЕ ТЕХНОЛОГИИ
34 Влад Руднев
Квадрифилярные антенны
8 Морис О'Брайен
Разработка систем питания с несколькими
шинами
14 Вардан Антонян
AVT-алгоритм для фильтрации внутриполосного
шума
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ СРЕДСТВА
И ПРИБОРЫ
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
44 Сергей Крашенинников
Оптимизация выбора батареи
АЦП И ЦАП
20 Станислав Первинов
Измерение и анализ потерь в антенне и кабеле
ТОПОЛОГИЯ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ
24 Юрий Карпов
Перекрестные помехи в микрополосковых
и полосковых линиях
52 Томми Ной
Устранение фликер-шума скоростного АЦП
с помощью модуляции/демодуляции
56 Станислав Косенко и Александр Федоров
Новый уникальный скоростной ЦАП LTC2000
на 2,5 ГГц
журнал для разработчиков
17 Тенг Тенг Квек
ВЧ- и СВЧ-коммутаторы: как сделать правильный
выбор?
42 Цзянь-цон Чен, Ци Шен, Ан-цу Чанг
Трехполосный фильтр на встроенных
в подложку резонаторах
www. elcp.ru
Адрес издательства: Москва,115114, ул. Дербеневская, д. 1, п/я 35, тел.: (495) 741-7701; факс: (495) 741-7702; эл. почта: info@elcp.ru, www.elcp.ru
ПРЕДСТАВИТЕЛЬСТВА: Мир электроники (Самара): 443080, г. Самара, ул. Революционная, 70, литер 1; тел./факс: (846) 267-3139, 267-3140; е-mail: info@eworld.ru,
www.eworld.ru. Радиоэлектроника: 620107, г. Екатеринбург, ул. Гражданская, д. 2, тел./факс: (343) 370-33-84, 370-21-69, 370-19-99; е-mail: info@radioel.ru,
www.radioel.ru. ЭЛКОМ (Ижевск): г. Ижевск, ул. Ленина, 38, офис 16, тел./факс: (3412) 78-27-52, е-mail: office@elcom.udmlink.ru, www.elcompany.ru.
ЭЛКОТЕЛ (Новосибирск): г. Новосибирск, м/р-н Горский, 61; тел./факс: (3832) 51-56-99, 59-93-31; е-mail: info@elcotel.ru, www.elcotel.ru.
Издательство «Электроника инфо»: 220015, Республика Беларусь, г. Минск, пр. Пушкина 29Б. Teл./факс: +375 (17) 204-40-00. E-mail:electronica@nsys.by, www.electronica.by.
Журнал включен в Реферативный журнал и Базы данных ВНИТИ. Сведения о журнале ежегодно публикуются в международной справочной системе по
пе­риодическим и продолжающимся изданиям «Ulrich’s Periodicals Directory». Ис­поль­зо­ва­ние ма­те­ри­а­лов воз­мож­но толь­ко с со­гла­сия ре­дак­ции. При пе­ре­
пе­чат­ке ма­те­ри­а­лов ссыл­ка на жур­нал «Эле­к­трон­ные ком­по­нен­ты» обя­за­тель­на. От­вет­ст­вен­ность за до­сто­вер­ность ин­фор­ма­ции в рек­лам­ных объ­яв­ле­ни­ях
не­сут рек­ла­мо­да­те­ли.
Индекс для России и стран СНГ по каталогу агентства «Роспечать» — 47298, индекс для России и стран СНГ по объединенному катало­
гу
«Пресса России. Российские и зарубежные газеты и журналы» — 39459. Свободная цена. Издание зарегистрировано в Комитете РФ
по пе­
чати. ПИ №77-17143. Издание зарегистрировано на Украине, свидетельство о государственной регистрации КВ№17602-6452 ПР.
Подписано в печать 05.06.2015 г.
Учредитель: ООО «ИД Электроника». Тираж 6000 экз.
Отпечатано в типографии «Премиум Пресс»197374, Санкт-Петербург, ул. Оптиков, 4.
электронные компоненты
Руководитель направления «Разработка электроники» и главный редактор Леонид Чанов; ответственный секретарь Марина Грачёва;
редакторы: Елизавета Воронина; Виктор Ежов; Екатерина Самкова; Владимир Фомичёв; Леонид Чанов; редакционная коллегия: Владимир Фомичёв; Леонид Чанов; директор по рекламе: Ольга Попова; реклама: Антон Денисов; Елена
Живова; распрост­ра­нение и подпис­к а: Марина Панова, Василий Рябишников; директор издательства: Михаил Симаков
РЕКЛАМА
содержание
ГЕНЕРАТОРЫ, ТАЙМЕРЫ
И СИНТЕЗАТОРЫ СИГНАЛОВ
4
64 Кларенс Майот
Требования к системам генерации
высокоскоростных сигналов
ДАТЧИКИ
68 Николай Сухов
Датчики положения для электропривода
ПАССИВНЫЕ КОМПОНЕНТЫ
72 Дж. Конрад, М. Коини, М. Шоссман, М. Пафф
Новые требования к силовым конденсаторам
для шин постоянного тока
ДИСКРЕТНЫЕ СИЛОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ
78 Владимир Дикарев, Владимир Кожевников,
Андрей Цоцорин, Сергей Грищенко, Владимир Горохов
Мощные СВЧ LDMOS импульсные транзисторы
для авиационных и радарных применений
www.elcomdesign.ru
МИКРОКОНТРОЛЛЕРЫ
И МИКРОПРОЦЕССОРЫ
82 Игорь Голышев
Простые нужные вещи. 8-разрядный
микроконтроллер EM Microelectronic-Marin
86 Мэри Тэн, Роджер Ричи
Управление дисплеями с помощью 8-разрядных
микроконтроллеров
ВСТРАИВАЕМОЕ ПО
90 Брайон Мойер
Проблемы параллельного функционирования
программ в многоядерных микропроцессорах
СПРАВОЧНЫЕ СТРАНИЦЫ
96 Микроконтроллеры Atmel с очень малым
энергопотреблением
97 Интегрированные ключи Texas Instruments
101 НОВЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
НА РОССИЙСКОМ РЫНКЕ
contents # 6 / 2 0 1 5
E L E C T R O N I C CO M P O N E N T S #6 2015
DESIGN and DEVELOPMENT
6 Yury Strashun
Concept-based Design Features of Projection
Capacitive Sensing
8 Maurice O’Brien
Designing Power Systems with Multiple Buses
14 Vardan Antonyan
Reduce Inband Noise with the AVT Algorithm
INSTRUMENTATION
17 Teng Quek
How to Select the Right HF and UHF Switches
20 Stanislav Pervinov
Understanding Cable & Antenna Analysis
PCB LAYOUT
24 Yury Karpov
Crosstalk in Microstrip and Strip Lines
28 Marius Rangu
Getting EMC Design Right – First time. Part 1
34 Vlad Rudnev
Quadrifilar Antennae
42 Jian-zhong Chen, Jie Shen, and An-xue Zhang
Triband Filter Employs SIW-Loaded Resonators
POWER SUPPLIES
44 Sergey Krasheninnikov
Designing Battery Power
ADC and DAC
52 Tommy Neu
Eliminate High-Speed ADC Flicker Noise with Chopper
Upgrade
64 Clarence Mayott
High Speed Layout Guidelines
SENSORS
68 Nikolay Sukhov
Position Detectors for Electric Drives
PASSIVE
72 J. Konrad, M. Koini, M. Schossmann, and M. Puff
New Demands on DC-link Power Capacitors
DISCRETE POWER
78 Vladimir Dikarev, Vladimir Kozhevnikov, Andrey Tsotsorin,
Sergey Grishchenko and Vladimir Gorokhov
Powerful UHF LDMOS Switching Transistors for Aircraft
and Radar Apps
MCU and MPU
82 Igor Golyshev
Simple Essential Things. 8-bit Microcontroller
from EM Microelectronic-Marin
86 Mary Tan and Rodger Richey
Crystal Clear Choice for Displays
EMBEDDED SOFTWARE
90 Bryon Moyer
The Promises and Challenges of Multicore Concurrency
REFERENCE PAGES
96 Atmel Microcontrollers with Ultra-Low Power
Consumption
97 Integrated Switches from Texas Instruments
101 NEW
COMPONENTS
IN THE RUSSIAN MARKET
56 Stanislav Kosenko and Alexander Fedorov
New Unique High-Speed 2.5 GHz DAC LTC2000
электронные компоненты №6 2015
содержание
WIRELESS
OSCILLATORS, TIMERS
and WAVEFORM SYNTHESIZERS
5
Особенности проекционноемкостных технологий
прикосновения
Юрий Страшун, к.т.н., доцент НИТУ «МИСиС»
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
В статье рассмотрены концептуально-конструктивные особенности
проекционно-емкостных технологий прикосновения (РСТ), используемых
при создании приложений с управлением жестами (с мультиприкосновением). Последние являются развитием систем на основе емкостных
сенсоров прикосновения (CTS).
Системы на основе емкостных сенсоров прикосновения, например, Right Touch CAP1114 компании Microchip [1],
реализуют возможность использования нескольких входов
емкостных сенсоров (CS) в качестве одного ползункового
переключателя (slider) с элементами управления, что позволяет позиционировать какой-либо объект (текст, таблицу,
изображение и т.д.) в окне. Функционирование CS базируется на оценке времени заряда конденсатора.
В CTS используется любая форма CS-площадки. Из них
наиболее широко используемые – квадратная, прямоугольная, круглая и овальная. При прямоугольной или
овальной площадках рекомендуется отношение длины
к ширине менее 4:1.
CTS компании Microchip отличаются диапазоном емкости
сенсора в состоянии покоя 5–50 пФ и чувствительностью прикосновения – менее 0,1 пФ. Некоторые из этих CTS чувствительны к радиочастотным полям. Сенсоры Right Touch отличаются
большим разнообразием применяемых типов переключателей
и LED-драйверов.
Существуют два типа емкостных сенсорных технологий [2] –
поверхностно-емкостная (Surface Capacitive) и проекционно-емкостная (Projected Capacitive Touch, PCT). Сенсорный
экран, созданный на базе поверхностно-емкостной технологии, состоит из однородного проводящего слоя (как правило, ITO) [3], нанесенного на стеклянную панель. Электроды,
расположенные вокруг краев панели, равномерно распределяют низкое тестовое напряжение по проводящему слою,
создавая однородное электрическое поле. Прикосновение
к экрану изменяет однородность электрического поля.
По углам поверхности расположены точки измерения тока
утечки. Контроллер измеряет изменение электрического тока
и вычисляет местоположение прикосновения.
На работу емкостного экрана не влияет попадание
на поверхность грязи, пыли, жидкости, конденсата. Экран
6
Рис. Функциональная схема использования проекционно-емкостной технологии (РСТ) c контроллером прикосновения
www.elcomdesign.ru
интерференций. Поскольку сенсор прикосновения функционирует аналогично антенной решетке, среда с мощной
электромагнитной радиацион­н ой интерференцией также
вредит выполнению функций прикосновения и ввода сигналов контроллером. Фильтры, интегрированные в контроллере, определяют качество работы системы в целом.
Наличие жидкос ти или к лея на лицевом индикаторе
является причиной возникновения ошибок считывания
(в особенности, если это соленые жидкости, включая кровь).
Механическая и электрическая интеграция
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
При механической интеграции РСТ важно акцентировать
внимание на совместной механической конструкции РСТсенсора и контроллера. РСТ-сенсоры часто приклеиваются
к стеклянной пластине, обращенной к пользователю. Клеевое соединение должно противостоять механическим
эффектам, температурным флуктуациям, вибрации и ударным нагрузкам. Блок прикосновения часто устанавливается
в наклонном положении по отношению к корпусному лицевому гнезду. Адгезия вблизи близко расположенной области
клейки и долговечность стекла должны быть гарантированы.
Во многих применениях используется специальная краска
для предотвращения шелушения при механических напряжениях. Специальная краска требует термической твердости
стекла. Химическое затвердевание нельзя комбинировать
с применением специальных красок.
Точность подгонки покрытия стек лянной пластины
в корпусе лицевого гнезда (см. рис.) определяется не
только допусками, требуемыми в процессе производства,
но также термическим расширением. В худшем случае
последнее может привести к поломке стекла при высоких температурах.
Корректное подключение контроллера прикосновения к радиальной земле в дисплее делается металлическим кабелем с малой индуктивностью и концевыми
петельками. Одна петелька фиксируется с помощью винта
контроллера. Другая привинчивается к надежной земляной точке корпуса дисплея. Д ля предотвращения
интерференций в зависимос ти от типа применяемо го кабеля используют экранировк у кабелей питания.
На систему питания ставится фильтр.
Литература
1. Getting the most from touch sensors//www.electronicspecifier.com.
2. С. Белых. Zypos – проекционно-емкостные cенсорные экраны
для вандалоустойчивых платежных терминалов//Компоненты
и технологии №8, 2011.
3. Ю. Страшун. Создание интеллектуальных емкостных
устройств считывания данных//Электронные компоненты №5, 2015.
4. Frank Plönißen. Don’t expect plug&play//www.electronicspecifier.
com.
7
РЕКЛАМА
c поверхностно-емкостной технологией реагирует только
на прикосновение пальца и не функционирует от прикосновения руки в перчатке или какого-либо предмета. Антивандального варианта экрана на основе поверхностно-емкостной
технологии в настоящее время не существует.
Название технологии PCT [2], скорее всего, связано
с выбором подходящей аббревиатуры при патентовании.
Оно акцентирует внимание на том, что сенсорная структура незаметна для глаза.
Для реализации сетчатой структуры используется микропроволочная координатная сетка с шагом 250 мкм и толщиной проволочек всего 10 мкм. Очевидно, что при такой
апертуре сама структура сетки практически не видна. А вот
сплошная, хотя и практически прозрачная пленка ITO (In2O3),
тем не менее, имеет коэффициент пропускания света вместе
со стеклом ниже 85%. Технологию Projected Capacitive Touch
использует в настоящее время ряд компаний, производящих
сенсорные панели, в т.ч. Zytronic, MSC Technologies и т.д. [4].
Высокие значения чувствительности и точности проекционно-емкостной панели позволяют установить перед ее
фронтальной поверхностью дополнительное защитное антивандальное стекло и при этом полностью сохранить функциональность устройства. Панель реагирует на касание пальцем
или руки в перчатке.
В зависимости от системных требований находят применение приложения на основе инфракрасных, акустических полей
и основанные на использовании видеокамер, а также резистивные и емкостные технические решения PCT, обеспечивающие робастность, отсутствие контактов, износоустойчивость.
Механический стресс может приводить к микротрещинам
в ITO. Современные сенсоры допускают большое число рабочих циклов и требуют только калибровки.
Инфракрасные технические решения базируются на световой
решетке. Палец или другой предмет частично служат преградой
излучению, что фиксируется датчиками. Однако при установке
подобной дисплейной системы вблизи дверного источников
света, в т.ч. солнечного, возникают искажения в работе.
При применении акустических решений система реагирует на палец и т.д., но не на металлический указатель.
В системах, защищенных от вандализма, используется толстое защитное стекло.
При применении видеокамер обеспечивается возможность реализации комплекса, прежде всего, для дисплеев
с большими размерами экрана по диагонали.
П о в е р х н о с т н о - е м к о с т н у ю т е х н о л о г и ю (S u r f a c e
Capacitive) также рационально использовать при работе
с упомянутыми дисплеями. Однако она не обеспечивает режима мультиприкосновения с корректной оценкой его выполнения.
Функциональная схема использования проекционноемкостной технологии (РСТ) c контроллером прикосновения приведена на рисунке (по материалам компании MSC
Technologies).
Помимо указанных выше требований должны быть обеспечены:
-- минимальные зазоры между сенсором прикосновения
и токопроводящими поверхностями (металлическим
корпусом, элементами дисплея, печатными платами,
информационными кабелями и т.д.);
-- гибкие кабели РСТ также должны быть отделены от проводящих элементов;
-- ни в каком случае РСТ кабель не должен проходить вблизи кабеля LVDS или кабеля инвертора.
В моделях РСТ защитное стекло может быть заменено на поликарбонат или плексиглас (PMMA). Резистивные сенсорные экраны не могут быть просто заменены
на емкостные. Конденсаторы в РСТ реагируют на все виды
электронные компоненты №6 2015
Разработка систем питания
с несколькими шинами
Морис О'Брайен (Maurice O’Brien), Analog Devices
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
По мере сокращения размеров телекоммуникационного, медицинского
и контрольно-измерительного оборудования повышается значение компактных систем по управлению питанием. В статье рассматриваются
усовершенствованные высокоинтегрированные решения по управлению
питанием ВЧ-систем, ПЛИС и процессоров, а также мощные инструментальные средства разработки, которые ускоряют реализацию новых
проектов.
Потребность в системах питания
с несколькими шинами увеличивается.
На рисунке 1 показан пример подобной
системы для базовой станции. В данном
случае требуется источник большого
выходного тока с быстрым затуханием
переходных процессов. Этот источник
используется для питания блока цифровой обработки сигналов в основной
полосе частот (baseband), а также малошумящих LDO-регуляторов, которые,
в свою очередь запитывают приемопередатчик AD9361 (RF Agile Transceiver),
кварцевый генератор с температурной
стабилизацией (TCXO) и другие критичные к шуму питания компоненты.
Частота коммутации импульсных
регуляторов, заданная вне критичного ВЧ-диапазона, позволяет уменьшить
шум, а синхронизация этих регуляторов иск лючает воздействие частот
п уль с ац ий на ВЧ -хар ак тер и с т ик и
устройства. Уменьшение напряжения
питания ядра (V CORE ), подаваемого на
цифровой блок обработки сигнала
основной час тоты, минимизирует
потребление в энергосберегающих
режимах, а корректная последовательность включения источников питания
(ИП) гарантирует вк лючение циф рового блока baseband-процессора
до вк лючения ВЧ -трансивера.
I2C-интерфейс между блоком цифровой обработки сигналов в основной
полосе частот и блоком управления
питанием позволяет изменять выходные напряжения понижающих регуляторов. Чтобы повысить надежность
эксплуатации системы по управлению
питанием, устанавливается контроль
над ее входным напряжением и температурой кристалла. При этом информация об отказах поступает в блок
baseband-процессора.
8
Рис. 1. Небольшим базовым станциям требуется несколько источников питания
www.elcomdesign.ru
Поскольку форм-факторы медицинского и контрольно-измерительного
оборудования (например, портативных
ультразвуковых и переносных приборов) постоянно уменьшаются, необходимо обеспечить более эффективные
способы питания ПЛИС, запоминающих
устройств и процессоров в этих изделиях (см. рис. 2). Для питания схем с ПЛИС
и блоками памяти требуется очень
компактный ИП, который обеспечивает большие токи с быстрым затуханием
переходных процессов на шинах питания ядра, ввода-вывода, а также малошумящей шины встроенной аналоговой
цепи, например ФАПЧ.
Корректная последовательность
включения источников питания гарантирует включение и функционирование
ПЛИС до включения памяти. Регуляторы со входом Precision Enable и специализированным выходом Power Good
Рис. 2. Питание системы на базе ПЛИС
Рис. 3. а) схема дискретного регулятора; б) альтернативная схема дискретного регулятора
VOUT1
(1,2 В/3 А)
2,2 мкГн
4×4 мм
VOUT3
(1,8 В/1,2 А)
6,8 мкГн
5×5 мм
9
ADP5050
7×7 мм
VOUT5
(2,5 В/100 мА)
13,39
3,3 мкГн
5×5 мм
10 мкГн
5×5 мм
VOUT4
(5 В/0,6 А)
Пример схемы:
VIN = 12 В
BUCK 1: 3 A @ 600 кГц
BUCK 2: 2 A @ 1,2 МГц
BUCK 3: 1,2 A @ 600 кГц
BUCK 4: 0,6 A @ 1,2 МГц
LDO: 0,1 A
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
осуществляют корректную последовательность включения источников питания и мониторинг отказов. Поскольку
при проектировании источников питания часто одна силовая ИС применяется в разных приложениях, необходимо
иметь возможность изменить пороговую величину тока. Повторное использование одного решения существенно
сокращает время вывода изделий на
рынок. Перечислим параметры проектирования типовой системы по управлению питанием с несколькими шинами
для ПЛИС и входным напряжением 12 В:
-- базовый вывод: 1,2 В @ 4 A;
-- дополнительный вывод: 1,8 В @ 4 A;
-- шина ввода-вывода: 3,3 В @ 1,2 A;
-- шина DDR-памяти: 1,5 В @ 1,2 A;
-- вывод синхронизации: 1,0 В @ 200 мA.
В типовом дискретном решении,
представленном на рисунке 3а, к 12-В
входу подключаются четыре импульсных регулятора. Выход одного из них
используется для предварительной
регуляции LDO, чтобы уменьшить рассеиваемую мощность. На рисунке 3б
представлена альтернативная схема,
где используетс я один рег улятор,
чтобы понизить входное напряжение
с 12 до 5 В промежуточной шины. Далее
это напряжение изменяется до требуемого уровня. Такая реализация обходится дешевле, но и имеет меньшую
эффективность из-за двухкаскадного
преобразования мощности. Поскольку в обоих случаях каждый регулятор
включается независимо от других, для
осуществления правильной последовательности включения источников
питания требуется программируе -
VOUT2
(3,3 В/2 А)
23,17
Общая площадь печатной платы составляет примерно 23×13,5 мм = 310 мм2
Рис. 4. Интегральный модуль ADP5050 работает на низкой частоте коммутации, обеспечивая высокую эффективность сильноточных шин, и на высокой
частоте коммутации при использовании небольших дросселей на слаботочных шинах
электронные компоненты №6 2015
VREG
Канал х
Внутренний
сигнал Enable Таймер защиты
от кратковременных помех
–
Напряжение
вход/выход
Верхний
резистор
+
0,8 B
R1
ENx
Нижний
резистор
+
SS12
или
SS34
Детектор уровня
и декодер
–
R2
1 МОм
1. Пороговое напряжение, задаваемое
с помощью входов Precision Enable
2. Программируемый плавный пуск
Длительность плавного пуска для каждого канала
программируется на длительность 2, 4 и 8 мс.
Выше 0,8 В – включение регулятора;
ниже 0,72 В (гистерезис) – для его выключения.
VDDIO
BSTx
PWRGDMASK
PWRGD2
PWRGD3
Мультиплексор
PWRGD1
L
SW
PWRGD
Ключ разряда
внешнего
конденсатора
Таймер подтверждения
задержки 1 мс
VOUT
COUT
Разряд
PWRGD4
3. Выход PWRGD
4. Ключ разряда внешнего конденсатора
Пороги выставления флага PWRGDx в каналах 1–4
настраиваются производителем или через интерфейс I2C
Срабатывание ключа уменьшает период разряда
выходных конденсаторов.
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
Рис. 5. ИС ADP5050 и ADP5052 упрощают реализацию последовательного включения питания
10
мый контроллер. Если переключатели
не синхронизовать, чтобы уменьшить
частоты пульсаций, появляется нежелательный шум.
Высокоэффективное
интегральное решение
Интеграция нескольких понижающих и LDO-регулятора в один корпус
позволяет значительно уменьшить
общий размер системы по управлению
питанием. Кроме того, интеллектуальные интегральные решения имеют
множество преимуществ перед традиционными дискретными приложениями. Уменьшение числа дискретных
компонентов значительно уменьшает
стоимость, сложность и производственные издержки при реализации проекта.
В интегральных модулях по управлению питанием ADP5050 и ADP5052
реализованы все указанные значения
напряжения и функции. Эти ИС имеют
существенно меньшую площадь и меньшее число компонентов, чем дискретные решения.
Чтобы обеспечить максимальную
эффективность, каждый понижающий
регулятор запитывается от 12 В (как
в схеме на рисунке 3а), что исключает необходимость в использовании
предварительного регулятора. Блоки
регуляторов 1 и 2 имеют програм-
www.elcomdesign.ru
мируемые пороги по току (4; 2,5 или
1,2 A), что позволяет разработчику
быстро и легко изменить ток в новой
схеме и значительно сократить время
проектирования. LDO-регулятор питается от напряжения 1,7–5,5 В. В данном случае выходное напряжение 1,8 В одного
из понижающих регуляторов подается
на LDO, обеспечивая малошумящую 1-В
шину для чувствительной к шуму аналоговой цепи.
Частота коммутации f SW задается
в диапазоне 250 кГц…1,4 МГц с помощью
резистора RRT. Широкий диапазон частоты коммутации позволяет оптимизировать схему, уменьшив эту частоту, чтобы
обеспечить максимальную эффективность, или увеличив эту частоту, сократив размеры платы до минимума.
В некоторых случаях желательно обеспечить оба указанных преимущества
для разных блоков – уменьшить частоту коммутации, чтобы повысить эффективность использования сильноточных
шин, и увеличить частоту коммутации,
чтобы уменьшить размер дросселя
и минимизировать размеры печатной платы под слаботочными шинами.
ИС ADP5050 (см. рис. 4) работает на двух
частотах. Частота коммутации блоков
Buck 1 и Buck 3, равная половине основной частоты переключения, задается
с помощью порта I2C.
Последовательность
включения питания
Как видно из рисунка 5, ИС ADP5050
и ADP5052 оснащены четырьмя функциями, которые упрощают последовательность подачи питания для схем на базе
ПЛИС и процессоров: входами Precision
Enable, программируемым плавным
пуском, выходами PWRGD и ключом,
обеспечивающим быстрый разряд внешнего конденсатора фильтра.
Входы Precision Enable
У каждого регулятора, включая LDO,
имеется вход Enable с точно заданным
опорным напряжением 0,8 В (см. рис. 5-1).
Если напряжение на этом входе превышает 0,8 В, регулятор включается. Если
оно ниже 0,725 В, регулятор отключается.
Собственный подтягивающий к земле
резистор на 1 МОм предотвращает возникновение ошибок, если вывод остается
незаземленным. Входы Precision Enable,
с помощью которых задается пороговое
напряжение, упрощают последовательное
включение питания внутри устройства,
а также при использовании внешних ИП.
Например, если пороговое напряжение
блока Buck 1 составляет 5 В, с помощью
резисторного делителя задается точное значение 4,0 В для включения блока
Buck 2 и т.д., что определяет точную последовательность включения всех выходов.
Программируемый
плавный пуск
Цепь плавного пуска контролирует
выходное напряжение, ограничивая
пусковой ток. Минимальное время
плавного пуска составляет 2 мс, если
соответствующие выводы подключены
к VREG. Это время увеличивается до 8 мс,
если переключить резисторный делитель с вывода плавного пуска на V REG
и землю (см. рис. 5-2). Такая конфигурация используется, чтобы задать
определенную последовательность
включения или оптимизировать приложение с выходным конденсатором
большой емкости. Конфигурируемость
и функциональная гибкость плавного
пуска позволяет установить безопасный
и контролируемый режим питания для
сложных ПЛИС и процессоров.
Выход Power Good
Ключ разряда
внешнего конденсатора
Каж дый понижающий регулятор
оснащен ключом, который установлен
между коммутационным узлом и землей
(см. рис. 5-4). Включенный коммутатор
при соответствующем выключенном
Рис. 6. В ВЧ-приложении два устройства синхронизированы друг с другом, чтобы уменьшить шум от
источника питания
регуляторе позволяет быстро разрядиться выходному конденсатору. Типовое сопротивление ключа составляет
250 Ом для каналов 1–4. Данное устройство заземляет выход, если регулятор
выключен, даже при большой емкостной нагрузке. Эта функция значительно
повышает надежность системы, особенно если ее питание осуществляется
циклически.
nINT подает сигнал тревоги. В отличие от
защитного отключения при перегреве,
эта функция посылает предупреждающий
сигнал, но не отключает устройство. Возможность контролировать температуру
перехода и предупреждать системный
процессор об условиях возникновения
отказа повышает надежность эксплуатации системы.
Динамическое
масштабирование напряжения
Интерфейс I2C
Интерфейс I2C улучшает возможности мониторинга и динамическое масштабирование базового напряжения
на выходах двух понижающих регуляторов (каналы 1 и 4). Входное напряжение можно контролировать на наличие
таких ошибок как условия возникновения недостаточного напряжения.
Например, если напряжение на входе
составляет 12 В, то интерфейс I2C настраивается на подачу сигнала тревоги,
если оно опускается ниже 10,2 В. Сигнал
на специализированном выводе (nINT)
оповещает системный процессор о возникновении такой проблемы и побуждает сис тему к коррек тирующему
действию. Возможность установить контроль над входным напряжением повышает надежность эксплуатации системы.
Контроль
над температурой перехода
P-n-переход контролируется на возникновение условий перегрева. Если
температура перехода превышает заданный уровень (105, 115 или 125°C), вывод
Динамическое масштабирование
напряжения питания в каналах 1 и 4
позволяет уменьшить потребление
системы в энергосберегающих режимах или изменить выходное напряжение
в зависимости от конфигурации системы и ее нагрузки. Кроме того, выходные
напряжения всех четырех понижающих
регуляторов можно задавать с помощью
интерфейса I2C.
Уменьшение шума
Шум, генерируемый источником
питания, уменьшается благодаря широкому диапазону программируемой
частоты коммутации: резистор на выводе RT программирует частоту в пределах
250 кГц…1,4 МГц. Частота переключения
регулируется таким образом, чтобы
система не работала в полосе шумов.
Фазовый сдвиг
понижающего регулятора
Фазовый сдвиг понижающих регуляторов программируется с помощью
интерфейса I2C. По умолчанию фазовый
электронные компоненты №6 2015
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
Логический уровень выхода Power
Good (PWRGD) с открытым с током
становится высоким, если выбранные
понижающие регуляторы работают
в нормальном режиме (см. рис. 5-3).
Выводы Power Good позволяют источник у питания сообщить центральной системе о нормальной работе.
По умолчанию вывод PWRGD контролирует выходное напряжение блока
Buck 1. Другие же каналы могут управлять этим выводом путем соответствующей настройки.
Статус каждого канала (бит PWRGx)
считывается через интерфейс I2C микросхемы ADP5050. Высокий логический
уровень на PWRGx указывает на то, что
регулируемое выходное напряжение
превышает 90,5% от номинального
выходного значения. Низкое логическое состояние устанавливается, когда
регулируемое выходное напряжение
опускается ниже 87,2% от номинального выходного значения более чем
за 50 мкс. Выход PWRGD является логической «И» собственных немаскированных сигналов PWRGx. Собственный
сигнал PWRGx имеет высокий логический уровень, по меньшей мере,
в течение 1 мс до того, как выход PWRGD
примет высокое логическое состояние;
при пропадании любого сигнала PWRGx
состояние выхода PWRGD без какойлибо задержки становится низким.
Пороги выставления флага PWRGDx
в каналах 1–4 настраиваются производителем или через интерфейс I2C.
11
сдвиг между каналами 1 и 2 и между
каналами 3 и 4 равен 180°. Несинфазная
работа позволяет уменьшить входной
ток пульсаций и помехи от источника
питания из-за плохого заземления. Фазовый сдвиг между каналами 1 и 2–4 устанавливается через I2C равным 0, 90, 180
или 270°. При настройке параллельной
работы каналов 1 и 2, обеспечивающих
единый комбинированный выходной
сигнал с током до 8 А, фазовый сдвиг
частоты коммутации между этими каналами задается равным 180°.
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
Тактовая синхронизация
Частота коммутации синхронизируется с внешним генератором тактовых
импульсов в диапазоне 250 кГц…1,4 МГц
с помощью вывода SYNC/MODE. Такая
функция необходима для ВЧ- и чувс твительных к шуму приложений.
При обнаружении внешнего генератора тактовых импульсов частота коммутации плавно синхронизируется. Если
этот генератор прекращает работать,
устройство переходит на собственную
тактовую частоту, продолжая работать
в нормальном режиме. Синхронизация
с внешним так товым генератором
позволяет отстроить устройство от
шумовых частот и уменьшить помехи,
генерируемые цепями системы.
Для успешной синхронизации значение собственной частоты коммутации задается приблизительно равным
тактовой частоте внешнего генератора
с разницей в пределах ±15%.
Вывод SYNC/MODE настраивается как
выход тактовой синхронизации с помощью заводских настроек или интерфейса
I2C. На этом выводе генерируется положи-
тельный тактовый импульс с коэффициентом заполнения 50% и частотой, равной
собственной частоте коммутации. Между
генерируемым импульсом тактовой синхронизации и коммутационным узлом
канала 1 возникает небольшая задержка
(~15% от tSW).
На рисунке 6 показаны два устройства с синхронизованными тактовыми
частотами. Во избежание логических
ошибок используется подтягивающий
к высокому логическому уровню резистор на 100 кОм, если вывод SYNC/MODE
не заземлен. Фазовый сдвиг между каналом 1 первого устройства и каналом
1 второго устройства равен 0°.
Инструментальное средство
проектирования ADIsimPower
Инструментальное средство
ADIsimPower поддерживает многоканальные высоковольтные блоки
ADP5050/ADP5052, которые питают 4/5
каналов с токовой нагрузкой до 4 А на
канал при входном напряжении до 15 В.
Этот инструмент позволяет оптимизировать схему путем каскадного расположения каналов. При этом учитывается
тепловой вклад каждого из них, а сильноточные каналы устанавливаются параллельно, чтобы сформировать 8-А шину.
С помощью расширенных функциональных возможностей для каждого канала определяются уровни пульсаций,
переходные характеристики, частота
коммутации, а также каналы, которые
поддерживают работу на частоте, равной
половине основной частоты. Проектные
требования вводятся в инструментальное средство ADIsimPower с помощью
программного интерфейса (см. рис. 7).
Шаг 1:
Оптимизация размера,
стоимости или эффективности
12
Рис. 7. Программный интерфейс инструментального средства ADIsimPower
www.elcomdesign.ru
Рис. 8. Источник питания с использованием ИС
ADP5050/ADP5052
Полный список материалов создается
при интеллектуальном выборе компонентов. Средство ADIsimPower обеспечивает
быстрый доступ к точным проверенным
данным. Далее полученная схема реализуется на оценочной плате (см. рис. 8).
Выводы
Современные высокоинтегрированные модули по управлению питанием
позволяют создавать высокоэффективные
и надежные системы в компактном исполнении. Использование новых средств проектирования наряду с универсальными
ИС сокращает время выпуска на рынок
сложных источников питания. Модули
питания семейства ADP505x, являющиеся самым последним дополнением компании Analog Devices к ассортименту
высокоинтегрированных регуляторов
с несколькими выходными напряжениями, позволяют легко задействовать
отдельные ИС во многих приложениях,
уменьшив время их реализации.
Шаг 2:
Определение условий эксплуатации
каждого канала, в т.ч. запретов
на использование
РЕКЛАМА
AV T-алгоритм для фильтрации
внутриполосного шума
Вардан Антонян (Vardan Antonyan), ведущий инженер, Aitech Defense Systems
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
В этой статье обсуждается применение алгоритма преобразования
AVT (Antonyan Vardan Transform – преобразование Вардана Антоняна)
для внутриполосной фильтрации, которая позволяет улучшить точность данных.
В традиционных системах сбора
данных датчик функционально и конструктивно объединяется с фильтром.
Дальнейшее преобразование – усиление, смещение – происходит в тракте
формирования сигнала, после чего сигнал поступает в АЦП и ПК, где осуществляется обработка данных (см. рис. 1).
Во многих современных прило жениях программное обеспечение
выполняет наибольшую часть процесса фильтрации и обработки сигнала
с помощью программно-определяемой
системы. Метод фильтрации основан
на алгоритме быстрого преобразования Фурье (БПФ), который применяется
для исключения шума.
В идеальном с лучае шум имеет
пос тоянную час тот у и амплит уду,
и его можно вынести за полосу пропускания, в которой распространяется
полезный сигнал. Далее полосовой
фильтр, использующий алгоритм БПФ,
отфильтровывает нежелательный шум,
и очищенный сигнал передается для
последующей обработки.
На практике, однако, все компоненты системы вносят погрешности, а из
внешней среды поступает случайный
и периодический шум. Час ть этих
помех попадает в полосу полезного
сигнала, и их нельзя удалить с помощью полосового фильтра. Давайте
проанализируем поведение простой
Рис. 1. Упрощенная структурная схема системы сбора данных. Для фильтрации может использоваться RC-фильтр
14
Рис. 2. Схема усреднения данных, подобная этой, легко реализуется с помощью ПЛИС
www.elcomdesign.ru
системы, которая собирает данные
с одного датчика (см. рис. 1).
Для простоты предположим, что
необходимо измерить напряжение на
выходе этого датчика. Фильтр отсутствует, коэффициент усиления равен 1, а смещение – 0. По сути, речь идет о системе,
в которой сигнал с датчика поступает
непосредственно на АЦП. Нам требуется
проанализировать эти данные.
В идеальном случае на выходе АЦП
имеется сигнал постоянной величины,
который представляет собой напряжение датчика. Однако на практике датчик
восприимчив к шуму внешней среды,
а также генерирует собственные помехи. Помимо теплового шума следует
также учитывать погрешности АЦП
и помехи от цифровых цепей, источника
питания и ИОН. У большей части указанных помех – случайный характер. Этот
шум не характеризуется определенной
частотой или временем нарастания
импульсов. Тот шум, который проникает
в полосу частот АЦП, называется внутриполосным. Следовательно, невозможно
отфильтровать эти помехи от полезного
сигнала, и сложные алгоритмы на основе БПФ в данном случае не помогут.
Для фильтрации внутриполосного шума
мы воспользуемся методами, которые
рассмотрим ниже.
Фильтрация шума с помощью
усреднения данных
Использование
медианного значения
Данный метод, основанный на гауссовом распределении шума, обеспечивает
эффективную фильтрацию данных. Он
заключается в получении N выборок, их
сортировке и выборе медианного значения. Используя представление в виде
устойчивого сигнала и гауссова шума с
равномерным распределением сигналов с противоположной полярностью,
мы получаем уникальный массив чисел,
медиана которого соответствует нулевому уровню шума в случае большого
числа выборок. Несмотря на простоту
реализации этого алгоритма в программном обеспечении, для его применения требуется больше места в ПЛИС,
чем в методе усреднения. Удивительно,
что алгоритм с использованием медианного значения не нашел широкого применения для фильтрации данных, хотя
он и обеспечивает лучшие результаты
по сравнению с усреднением.
Статистическая фильтрация,
или AVT-преобразование
Насколько известно, этот алгоритм
фильтрации данных не описан в литературе. Необходимость в нем стала
очевидной, когда было установлено,
что попытки последовательной калибровки с использованием других алгоритмов фильтрации данных всякий раз
приводили к разным результатам. При
этом все параметры окружающей среды
были неизменными кроме шума. Чтобы
реализовать этот очень простой алгоритм, необходимо выполнить следующие действия:
-- получить N выборок данных;
-- рассчитать среднее значение и
среднеквадратичное отклонение
для этого набора данных;
-- отказаться от данных, значения
которых больше или меньше среднего значения ± среднеквадратичное отклонение;
-- рассчитать среднее значение для
набора данных, полученного после
отбраковки, и представить его в
виде промежуточного результата.
Преимущес тво этого алгоритма
состоит в том, что он полностью не опи-
Рис. 3. Все значения, находящиеся вне полосы, ограниченной прямыми зеленого цвета, игнорируются
AVT-алгоритмом
Рис. 4. Первые 200 выборок из набора данных для анализа
электронные компоненты №6 2015
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
Этот достаточно эффективный метод
основан на усреднении N выборок, что
позволяет получить на выходе датчика
единственное значение, очищенное от
случайных помех.
Данный метод основан на гауссовом
распределении шума, которое характеризует большинство помех. Чем большее число выборок N используется
в этом методе, тем точнее результат
аппроксимации сигнала. Разумеется,
это число не должно быть очень большим, чтобы не усложнять усреднение
и программное обеспечение. Как правило, N < 100.
Интересные результаты при использовании этого метода наблюдаются
в том случае, когда N выбирается равным 2. При этом используются базовые
сдвиговые регистры и операции, что
значительно упрощает систему, чтобы
реализовать деление надвое. В этом
случае усреднение осуществляется
с помощью ПЛИС (см. рис. 2).
В этом примере используетс я
m-разрядный сумматор и n-разрядный
регистр наряду со сдвиговым регистром, который реализован с помощью
n старших битов аккумулятора. Конечный автомат по усреднению данных
очищает аккумулятор в начале каждого
цикла, управляет сбором N дискретных значений и сохраняет результат
в выходном регистре. Число бит m, которое используется в сумматоре и аккумуляторе, прямо пропорционально числу
выборок:
m = logN/log2 + n
Для реализации этого простого алгоритма требуется очень малое место
в ПЛИС, особенно по сравнению с методом фильтрации на основе БПФ. Например, при N = 64 и n = 10 необходим
16-разрядный сумматор и аккумулятор
с небольшой вспомогательной логической схемой.
Благодаря простоте этот алгоритм
можно применять даже в небольших
микроконтроллерах, у которых отсут-
ствует аппаратное деление. В [1–3]
описана реализация этого алгоритма,
позволяющего повысить разрешение
АЦП.
15
рается на гауссово распределение шума.
Алгоритм позволяет легко обнаружить
и отфильтровать редкий случайный
шум. Кроме того, такой подход позволяет избавиться от значений, которые
находятся за пределами среднеквадратичного отклонения. Отфильтрованные
полезные данные поступают в следующий каскад цепи. В результате повышается их качество, которое не зависит от
гауссова распределения необработанных данных.
Предположение о том, что подавляющая часть шума имеет гауссово
распределение, верно только в случае
достаточно большой выборки. Поскольку на практике она невелика из-за временных ограничений, значащие данные
генерируются на основе относительно
небольших выборок.
Суть работы алгоритма AVT иллюстрируется на рисунке 3, на котором
представлены 128 выборок данных
с отфильтрованным шумом; зеленые
линии определяют диапазон значений
с нормальным распределением. Любые
сигналы вне этой полосы считаются аномальными результатами измерений и не
участвуют в дальнейших расчетах, что
повышает качество данных.
Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е
Сравнение алгоритмов
16
Сравним эффективность трех рассматриваемых методов. За исходное
показание датчика прим ем 1,0 0 0.
Прибавим к нему случайные данные
в виде шума с максимальной амплит удой 0,0 01 от полезного сигна ла
(0,1%). К этому значению добавим
случайный шум на уровне 1% (0,01 от
амплитуды) с меньшей частотой. Эти
данные, генерируемые с помощью
R – программного обеспечения для
статистического расчета [4], которое
Рис. 5. Сравнение методов усреднения (AVG), использования медианного значения (MED) и AVT для 32,
64 и 128 выборок данных. Очевидно, что AVT-алгоритм обеспечивает наилучшие результаты при любой частоте
выборки по сравнению с двумя другими методами
исключает необходимость в 100 тыс.
выборок, используются в последующих вычислениях. На рисунке 4 в графическом виде представлены первые
200 выборок из этого набора данных.
Интегральную среду проектирования
RStudio см. на [5].
Давайте проанализируем результаты фильтрации этих данных, полученных с помощью трех рассматриваемых
а лгоритмов при час тоте выборки
N = 32, 64, 128 для 100 наборов данных.
С этой целью используется R-скрипт,
который генерирует файл данных
“var_result_dataset.csv” с описанием
результатов анализа. Нас интересует
только сравнительная погрешность трех
алгоритмов при разных значениях N
(см. рис. 5). На этой диаграмме указано
максимальное, минимальное и среднеквадратичное отклонение погрешности
в миллионных долях (ppm).
Из рисунка 5 видно, что AVT-алгоритм
обеспечивает наилучшие результаты
при любой частоте выборки по сравнению с двумя другими методами. Следует заметить, что этот анализ проводился
с использованием псевдослучайного
шума, генерируемого с помощью скрипта. При обработке реальных данных
преимущество AVT-алгоритма намного
заметнее.
Литература
1. E n h a n c i n g A D C r e s o l u t i o n b y
oversampling//w w w.atmel.com/Images/
doc8003.pdf.
2. Improving ADC resolution by oversampling
and averaging//www.silabs.com.
3. Achieving Higher ADC Resolution Using
Oversampling//http://ww1.microchip.com.
4. The R Project//www.r-project.org.
5. The R studio integrated development
environment for R//www.rstudio.com.
СОБЫТИЯ РЫНКА
| ООО «ЭЛТЕХ» открыло представительство ТУП «ОмегаКомпонент» на территории Республики Беларусь |
Представительство начало свою работу 18 мая 2015 г. по адресу: г. Минск, ул. Казинца, д. 11А, офис № А107.
ТУП «ОмегаКомпонент» ориентировано на работу с юридическими лицами, расчеты производятся в местной валюте. Документооборот компании будет осуществляться в соответствии с законодательством Республики Беларусь.
Теперь белорусские инженеры имеют возможность приобретения практически всего ассортиментного ряда продукции, поставляемой компанией ЭЛТЕХ. Клиентам представительства будет оказываться техническая поддержка
(в т.ч. с привлечением высококвалифицированных технических специалистов центрального офиса ЭЛТЕХ и специалистов компаний-поставщиков). Возможность предоставления бесплатных образцов продукции под крупные проекты
оговаривается дополнительно.
Компания ЭЛТЕХ – один из крупнейших российских дистрибьюторов, уже давно и хорошо зарекомендовавшая себя
на российском рынке электронных компонентов. Компания существует более 20 лет и на сегодня является официальным дистрибьютором Analog Devices, Renesas Electronics, Mean Well, Toshiba, Aimtec, Sierra Wireless, Micrel, RadiSys,
Avalue, SECO, Congatec, Honeywell, NDK, Auo, Bel Solution, Fordata, IXYS, Crydom, Exar, Radiocraft, Global Top и др.
Разветвленная сеть региональных офисов ЭЛТЕХ в России, а теперь и новый офис в Республике Беларусь, грамотно
выстроенная логистика помогают компании быть ближе к заказчикам и предоставлять высококачественный сервис
в короткие сроки.
Связаться с представителями «ОмегаКомпонент» можно по электронной почте: info@omega-component.com.
www.eltech.spb.ru
www.elcomdesign.ru
ВЧ- и СВЧ-коммутаторы:
как сделать правильный выбор?
Тенг Тенг Квек (Theng Theng Quek), Keysight Technologies
С ужесточением требований к энергопотреблению и габаритам систем
все больше времени и ресурсов требуется для поиска необходимых коммутаторов. Эта статья углубит ваши познания в технологиях коммутации, в частности, в области двух основных технологий – твердотельных
и электромеханических (ЭМ) коммутаторов. Основное внимание уделено
теоретическим основам коммутации с подробными пояснениями некоторых типовых характеристик.
Типы коммутаторов
Пр е ж де че м вы бр ать ко м му т а тор, важно понять фундаментальные
различия между основными типами
коммутаторов. Существуют два основных типа комму таторов ВЧ- и СВЧдиапазона:
-- электромеханические коммутаторы, в которых в качестве коммутирующего элемента используются
механические контакты;
-- твердотельные коммутаторы, которые подразделяются на два основных типа: коммутаторы на полевых
транзисторах и коммутаторы на
PIN-диодах. В полевом транзисторе создается канал (обедненная
область), который позволяет току
протекать от стока к истоку. PINдиод содержит высокоомный
нелегированный слой (I), расположенный между сильнолегированными слоями типа P и типа N.
ниях, поэтому важно знать, как выбрать
тот коммутатор, который необходим
в конкретном случае. Для этого в таблице приведены для сравнения основные
характеристики электромеханических
и твердотельных коммутаторов. Практически во всех автоматизированных
контрольно-измерительных системах
используются управляемые компьютером коаксиальные матричные коммутаторы для распределения сигналов
тестируемых устройств между измерительными приборами. Поскольку все
воздействующие и ответные сигналы
должны проходить через матричный
коммутатор, характеристики сигнальных трактов коммутатора оказывают
Таблица. Сравнение основных характеристик электромеханических и твердотельных коммутаторов
(типовых)
Тип коммутатора
Электро­
механический
Твердотельный
Полевой
транзистор
PIN-диод
Гибридный
Диапазон частот
От 0 Гц
От 0 Гц
От МГц
От кГц
Вносимые потери
Малые
Большие
Средние
Большие
Развязка
Хорошая на всех
частотах
Хорошая
на нижних частотах
Хорошая
на верхних
частотах
Хорошая
на верхних частотах
Обратные потери
Низкие
Низкие
Низкие
Низкие
Воспроизводимость
Хорошая
Отличная
Отличная
Отличная
Время переключения
Большое
Малое
Малое
Малое
Коммутируемая
мощность
Высокая
Низкая
Низкая
Низкая
Срок службы
Средний
Большой
Большой
Большой
Стойкость
к электростатическому
разряду
Высокая
Низкая
Средняя
Низкая
Чувствительность
К вибрации
К избыточной
ВЧ-мощности,
температуре
К избыточной
ВЧ-мощности,
температуре
К избыточной
ВЧ-мощности,
температуре
Выбор коммутатора
Ни один коммутатор не может отвечать всем требованиям во всех приложе-
непосредственное влияние на точность
и достоверность измерений.
Пример полного матричного коммутатора 2×10, позволяющего передавать сигналы между любыми двумя
портами, показан на рисунке. Невозможно сконструировать матричный
коммутатор так, чтобы он не влиял на
исходные сигналы. Однако коммутатор
можно оптимизировать в соответствии
с требованиями конкретного приложения. К основным параметрам, которые
следует при этом учитывать, относятся диапазон частот, вносимые потери,
обратные потери, воспроизводимость,
развязка, КСВ, время переключения,
время установления, коммутируемая
электронные компоненты №6 2015
Измерительные средс тва и приборы
В современных контрольно измерительных системах ВЧ- и СВЧдиапазона д ля передачи сигналов
между приборами и исследуемыми
устройствами широко применяются
коаксиальные коммутаторы. Матричные коммутаторы позволяют выполнять несколько тестов, не меняя схему
измерения, что позволяет обойтись
без частых подключений и отключений. В результате весь процесс тестирования можно автоматизировать,
что повышает производительность
в условиях серийного производства.
17
мощность, терминирование, эквивалентность трактов, утечка видеосигнала, срок службы и конфигурация
коммутатора.
Вносимые потери
Вносимые потери играют важную
роль во многих приложениях. В приемниках вносимые потери приводят
к эквивалентному снижению эффективной чувствительности. В измерительных
системах, где дополнительная мощность
для компенсации потерь (например,
за счет применения усилителей) может
оказаться недоступной из-за высокой
стоимости или нехватки места, малые
вносимые потери становятся критически важным показателем. Разные технологии коммутации характеризуются
различными вносимыми потерями.
Но самые малые потери характерны для
электромеханических коммутаторов
(в диапазоне до 26,5 ГГц).
Измерительные средс тва и приборы
Развязка
18
Хорошая развязка не позволяет
пос торонним сигналам проникать
в тракт полезного сигнала. Другими
словами, следует исключить воздействие нежелательных сигналов на рассматриваемый измерительный порт.
Хорошая развязка особенно важна
в измерительных системах, где сигналы поступают с разных источников
и подаютс я на разные приемники
чер ез р азные ко м му таторы. Ес ли
по с тор онние сигна лы пр оник ают
в сигнальный тракт системы, достоверность измерений может существенно
снизи ть с я. Элек т р о м е ханиче ск ие
коммутаторы обеспечивают лучшую
развязку по сравнению с твердотельными коммутаторами (развязка коммутаторов ведущих производителей
обычно превышает 120 дБ в диапазоне
0 Гц…26,5 ГГц).
Время переключения
Измерение времени перек лючения основано на измерении времени,
за которое уровень мощности
ВЧ-сигнала меняется от 10 до 90%.
Для измерения используются высокоскоростной генератор и осциллограф.
Малое врем я перек лючения было
и будет оставаться одним из основных
достоинств коммутаторов на полевых
транзисторах на основе арсенида галлия
(GaAs). При использовании идеальной
управляющей цепи арсенид-галлиевые
коммутаторы демонстрируют время
коммутации менее 1 нс.
Заглядывая в будущее, можно сказать, что появление полупроводниковых приборов на основе InGaAs обещает
сократить время коммутации до субнаносекундного диапазона. Быстрое
www.elcomdesign.ru
Рис. Полный матричный коммутатор 2×10
переключение очень важно для автоматизированных измерительных систем,
в которых определяющей является
скорость тестирования изделий. Время
переключения особенно важно в приложениях, требующих последовательного
включения нескольких коммутаторов.
Другими приложениями, где требуется
малое время переключения передаваемых и принимаемых сигналов, являются используемые в автомобильной
промышленности системы адаптивного круиз-контроля (ACC) и системы
предупреждения столкновений (CAS).
Как показано в таблице, твердотельные
(гибридные) коммутаторы имеют минимальное время переключения, за ними
следуют твердотельные коммутаторы
на PIN-диодах и электромеханические
коммутаторы.
Срок службы
Срок службы коммутатора измеряется минимальным числом циклов
коммутации (числом переключений из
одного положения в другое и обратно),
после которого коммутатор начинает
работать за пределами номинальных
характеристик. Срок службы коммутатора чрезвычайно важен, если коммутатор
интегрирован в контрольно-измерительные приборы или системы, требующие многих тысяч переключений
в одном цикле измерений. В этом случае
предпочтение следует отдавать твердотельным коммутаторам.
Среднее время наработки
на отказ
Среднее время наработки на отказ
является статистической характеристикой надежности, которая используется
в качестве общего показателя надежнос ти из делия. Оно предс тав ляет
собой среднее арифметическое значение продолжительнос ти работы
устройства между ремонтами. Среднее
время наработки на отказ не является
предполагаемым временем до первого отказа! Обычно производители
ВЧ-комму таторов приводят значе ние среднего времени наработки на
отказ для справки. Обычно вы можете
получить от производителя коммутатора точечную оценку срока службы,
используемую для расчета среднего
времени наработки на отказ, и предполагаемый срок службы в годах или
часах.
Важно понимать, что среднее время
наработки на отказ не равно предполагаемому времени безотказной
работы и не определяет срока службы
оборудования. Среднее время наработки
на отказ является статистическим показателем, имеющим вероятностную
природу, т.е. оно определяет предполагаемое среднее значение для большой
группы оборудования, а не для отдельных экземпляров.
Иногда среднее время наработки
на отказ используется для расчета резервирования и количества запасных частей.
По указанным выше причинам этого делать
не рекомендуется. Более эффективный способ расчета времени безотказной работы
системы заключается в применении способов моделирования надежности, таких
как параметрические и непараметрические
статистические методы.
Срок службы и надежность
Комму таторы со сроком слу жбы
1 млн циклов:
периодичность замены = 1 млн/5 тыс. =
200 дней = 6,5 мес.
Обратите внимание, что многие производители коммутаторов указывают не
число циклов, в течение которых гарантируется соответствие коммутатора
заявленным характеристикам, а число
циклов до выхода коммутатора из строя.
Производители надежных коммутаторов гарантируют, что их коммутаторы
соответствуют всем требованиям в течение минимум N миллионов циклов.
Воспроизводимость
Воспроизводимость является мерой
изменения вносимых потерь или фазы
в тракте матричного коммутатора от
цик ла к цик лу. Воспроизводимость
гарантирует получение точных результатов. Наиболее важна воспроизводимос ть S -параметров, поскольк у
их не льзя отка либровать с помо щью измерительного программного обеспечения. Хорошая
воспроизводимость вносимых потерь
снижает случайные ошибки в измери-
тельном тракте, повышая тем самым
точнос ть измерений. Воспроизво димость и надежность комму тато ра гарантируют высок ую точность
измерений и позволяют сократить
эксплуатационные расходы за счет
сокращения цик лов калибровки
и продления срока службы системы.
Заключение
Правильный выбор коммутатора
чрезвычайно важен для ВЧ- и СВЧприложений. В настоящей статье мы
рассмотрели ключевые параметры,
которые позволят выбрать матричный
коммутатор в соответствии с требованиями того или иного приложения.
Обладая информацией об имеющихся
ВЧ-коммутаторах, предъявляемых требованиях и возможных компромиссах,
инженеры могут сделать оптимальный
выбор между предполагаемым сроком
службы и стоимостью, не жертвуя при
этом характеристиками системы.
Литература
1. Keysight Technologies. Коммутационные решения для научных исследований,
проектирования, тестирования и производства. Рекомендации по применению//
http://literature.cdn.keysight.com/litweb/
pdf/5990-6169EN.pdf.
Измерительные средс тва и приборы
Надежность матричного коммутатора определяется сроком службы каждого отдельного коммутатора и общим
числом используемых коммутаторов.
Д л я о б е спечени я б е спер е б ойной
работы рекомендуется использовать
электромеханические коммутаторы
с высоким уровнем надежности. Сравним надежнос ть и периодичнос ть
з амены ком му таторов с большим
и с меньшим сроком службы в некотором образцовом приложении.
Настоящий пример имеет отношение к тестированию в процессе серийного производства компонентов или
модулей, в ходе которого коммутаторы
выполняют 5 тыс. коммутаций в течение
8 ч (10 коммутаций в минуту).
Коммутаторы высокой надежности:
периодичность замены = 5 млн/5 тыс. =
1 тыс. дней = ~2,7 года.
19
РЕКЛАМА
электронные компоненты №6 2015
Измерение и анализ потерь
в антенне и кабеле
Станислав Первинов, инженер
В статье описаны методы определения потерь в кабеле и в антенне. Приведен пример расчета. Анализ ведется в частотной области.
Поскольку статья написана по материалам англоязычной прессы
и документации изготовителей, линейные меры приведены в футах
(1 фут = 0,305 м).
Кабель и антенная система играют
большую роль в общем восприятии
качества работы базовой станции. Неисправность антенны или ухудшение ее
параметров может привести к плохому
качеству звучания голоса или обрыву связи. Причиной неисправности
в антенной системе могут быть в т.ч. плохо
установленные разъемы, погнутые или
поврежденные коаксиальные кабели.
Измерительные средс тва и приборы
Анализ в частотной области
В большинстве современных анализаторов д ля определения каче ства работы антенны используется
анализ коэффициента отражения в
частотной области (Frequency Domain
Reflectometry, FDR). Измерение проводится с помощью высокочастотных
сигналов, чтобы выявить слабые места
внутри рабочей частоты и предупредить
серьезные неисправности.
Вторым значительным преимуществом этого подхода является то, что
антенны тестируются внутри их рабочего диапазона частот, и сигнал прохо-
Рис. 1. Спектральная плотность энергии источника для анализа во временной (слева)
и частотной области (справа)
дит через все частотно-избирательные
устройства – фильтры, четвертьволновые
разрядники для защиты от искровых
перенапряжений или дуплексеры, которые используются в сотовых устройствах.
Главное преимущес тво анализа
в частотной области перед анализом во
временной заключается в том, что энергия источника в рабочей полосе намного
больше. Следовательно, выше чувствительность измерения и, соответственно,
вероятность обнаружения небольших
неисправностей до того, как они станут
серьезными (см. рис. 1).
20
Рис. 2. Частотная зависимость коэффициента обратных потерь (слева) и КСВН (справа)
www.elcomdesign.ru
Обратные потери, КСВН
Коэффициент обратных потерь
и коэффициент стоячих волн по напряжению (КСВН) являются главными показателями работы антенны, которые
можно измерить в полевых условиях.
Эти параметры показывают степень
согласования системы и позволяют оценить, соответствует ли она требованиям. Если в процессе анализа выявляются
неисправности, высока вероятность
того, что в системе имеются проблемы.
Плохо согласованная антенна отражает радиосигнал, и он не передается.
КСВН = (1 + 10 –RL/20)/(1 – 10 –RL/20)
RL = 20 lg |(КСВН + 1)/(КСВН – 1)|
На рисунке 2 слева показан коэффициент обратных потерь для сотовой
антенны, согласованной в диапазоне
806–869 МГц. Он меняется в пределах
0,5–28 дБ. Справа показана частотная
зависимость КСВН для той же антенны.
Шкала амплитуды соответствует шкале
на графике слева. Видна взаимосвязь:
RL = 8,84 дБ ↔ КСВН = 2,15
Потери в кабеле
При прохождении сигнала по кабелям и компонентам линии передачи
часть его энергии теряется. На стадии
установки системы осуществляется анализ потерь в кабеле, чтобы проверить,
не превышают ли они допустимый уровень. Измерение проводится с помощью
небольшого сетевого анализатора или
измерителя мощности.
Рис. 3. Измерение потерь в кабеле
Антенна: 15 дБ
Обратные потери
в системе: 25 дБ
Потери в кабеле: 5 дБ
Рис. 4. Установка для измерения коэффициента обратных потерь
Потери в кабеле можно определить с помощью функции измерения
обратных потерь. Для этого один конец
кабеля закорачивают, и сигнал от него
отражается. Разница между исходным
и отраженным сигналом есть энергия,
потерянная в кабеле.
Изготовители оборудования используют другой способ измерения средних
потерь в кабеле. После подачи сигнала с
качающейся частотой сумма максимального и минимального значений делится
на два, если используется режим потерь
в кабеле, или на четыре, если установлен
режим обратных потерь (сигнал проходит туда и обратно).
В большинстве современных анализаторов имеется режим измерения
потерь в кабеле, который показывает
средние потери в диапазоне качающейся частоты. Это наиболее предпочтительный метод, поскольку он позволяет
обойтись без расчетов. На рисунке 3
показаны результаты измерения потерь
в кабеле на частоте 1850–1990 МГц.
Для вычисления среднего используют
маркеры на максимуме и минимуме.
При увеличении частоты радиосигнала и длины кабеля увеличиваются
вносимые потери. Кабели с большим
сечением имеют меньшие вносимые
потери и больше возможностей управления мощностью.
На рисунке 4 показано, что при измерении общих обратных потерь в системе
необходимо учитывать потери в кабеле. Например, пусть обратные потери
в антенне составляют 15 дБ. Вносимые
потери 5 дБ уменьшают воспринимаемые обратные потери в системе на 10 дБ
(два раза по 5 дБ).
На рис у нке 5 справ а пок аз аны
результаты измерения потерь в кабеле из двух отрезков длиной 40 футов,
соединенных вместе. Видно, что вносимые потери растут при увеличении
электронные компоненты №6 2015
Измерительные средс тва и приборы
Энергия, вернувшаяся в передатчик,
не только искажает полезный сигнал,
но и снижает эффективность передачи
мощности в зоне покрытия.
Например, система с коэффициентом
обратных потерь 20 дБ считается очень
эффективной, поскольку только 1% мощности возвращается и 99% передается.
Если коэффициент обратных потерь
составляет 10 дБ, 10% мощности возвращается в передатчик. В большинстве
случаев приемлемым считается коэффициент обратных потерь не менее 15 дБ.
Коэ ф фициент обратных потерь
и КСВН характеризуют степень согласов ани я сис те м ы, но по - разно му.
Коэффициент обратных потерь
показывает отношение отраженной
мощности к опорной мощности в дБ.
Л о г а р и ф м ич е с к у ю ш к а л у уд о б н о
использовать при сравнении больших и малых значений. Как правило,
коэффициент обратных потерь находится в диапазоне 0 – 60 дБ. Чем он
выше, тем лучше согласование.
КСВН харак теризует линейность
системы. Он равен отношению максимального к минимальному значению
напряжения в фидере. При плохом
согласовании максимумы и минимумы
отраженного сигнала полностью не
накладываются на передаваемый сигнал, и чем больше они различаются, тем
больше рассогласование.
При идеальном согласовании
КСВН = 1:1. На практике согласование
между кабелем и антенной составляет 1,43 (15 дБ). Большинство производителей указывает КСВН для антенны.
Как правило, он находится в диапазоне 1–65. Между КСВН и коэффициентом
обратных потерь RL имеется взаимосвязь:
21
Измерительные средс тва и приборы
Рис. 5. Частотная зависимость коэффициента обратных потерь в антенне (слева) и потерь в кабеле (справа)
22
Рис. 6. Анализ DTF на частотах 1850–1990 MГц (слева) и 1500–1990 МГц (справа)
час тоты. Общее среднее значение
потерь сос тавляет 4,5 дБ. Разница
между измеренным значением обратных потерь у антенны и всей системы
показана на рисунке 5 слева. Разница
пропорциональна 2CL. Видно, что при
частоте 1100 МГц разница между прохождением проводников больше, чем
при 600 МГц.
Потери в кабеле можно вычислить,
если известны обратные потери в антенне и обратные потери во всей системе.
Анализ DTF
Если неисправность не удается найти
по коэффициенту обратных потерь
и КСВН, можно воспользоваться измерением расстояния до ошибки (distance to
fault, DTF). Данный метод применяется
для сравнения относительных данных,
отслеживания изменений во времени
с целью локализации неисправностей,
а также для измерения длины кабеля.
Использовать абсолютные величины
нежелательно, поскольку на показания
www.elcomdesign.ru
Рис. 7. Измерение обратных потерь с помощью DTF
Рис. 8. Измерение обратных потерь в системе с открытым концом (слева) и PCS-антенной на конце (справа)
150vp/ΔF (MГц); разрешение по ошибке
(в футах) равно 15000vp/(30,48ΔF).
Подставляя значения из примера
на рисунке 7, получаем разрешение
по ошибке:
15000 ∙ 0,88/((1100 – 600) ∙ 30,48) =
= 0,866 фута.
DTF влияет много факторов и сложно
учесть их все.
При анализе DTF частота сигнала
в кабеле качается. Во временную область
данные передаются с помощью обратного
БПФ. Следует иметь в виду, что диэлектрик
в кабеле влияет на скорость прохождения
сигнала по кабелю. Точность скорости распространения vp определяет точность
обнаружения разрыва.
Например, погрешность скорости
распространения ±5% для кабеля длиной 80 футов соответствует разрыву
на расстоянии 76–84 футов.
Большинство современных анализаторов имеет встроенную таблицу
значений скорости распространения
и таблицу вносимых потерь в различных
частотных диапазонах для основных
типов кабеля, что существенно упрощает поиск неисправности.
Разрешение по ошибке – это способность системы разделить два расположенных физически близко друг
к другу сигнала. Если два обрыва расположены на расстоянии 0,5 фута друг
от друга, они не определятся при анализе DTF, если разрешение ошибки
равно 2 футам.
Поскольку при анализе используется качающаяся частота, диапазон
частот влияет на разрешение по ошибке. Чем он шире, тем выше разрешение
по ошибке и короче максимальное расстояние.
На рисунке 6 приведены результаты моделирования DTF в MatLAB.
Ошибки –20 дБм происходят на расс тоянии 9 и 11 фу тов. Их уд ае тс я
обнаружить только при увеличении
частотного диапазона с 1850 –1990
до 150 0 –1990 МГц. Разрешение по
ошибке в первом диапазоне составляет 3,16 фута, во втором – 0,9 фута.
Пример
Пусть заданы следующие параметры: разрешение по ошибке (м) равно
Выводы
Небольшое изменение параметров
антенны может привести к изменению
площади покрытия и снижению качества
приема.
Для оценки систем связи удобно
использовать портативные анализаторы. Выводы делаются на основе измерения коэффициента обратных потерь
и КСВН. Если согласование не выполнено, можно воспользоваться анализом
расстояния до разрыва. Данный метод
позволяет выявить неисправности
и отследить изменения в системе.
электронные компоненты №6 2015
Измерительные средс тва и приборы
Рис. 9. Измерение обратных потерь при наличии узла в кабеле с PCS-антенной
Dmax – максимальное расстояние по горизонтали, которое можно измерить. Оно
зависит от количества выборок N и разрешения по ошибке F:
Dmax = (N – 1) ∙ F.
Подставляя численные значения, получаем:
Dmax = (551 – 1) ∙ 0,866 = 476,3 фута.
В идеальном случае в измерительном контуре не должны быть частотно-избирательные компоненты, а на
конце кабеля должны быть только
оконечные элементы. В большинстве
случаев это не так. На рисунке 8 представлены графики DTF, полученные на
одной инструментальной установке.
Два кабеля LDF4-50A длиной 40 футов
соединены вместе. Слева показан случай, когда второй конец свободен,
а справа второй конец подсоединен
к антенне PCS. Видна разница
в амплитуде пиков на конце кабеля.
На рисунке 9 показана ситуация, когда
на кабеле имеется узел на расстоянии
7 футов от антенны.
23
Перекрестные помехи
в микрополосковых
и полосковых линиях
Юрий Карпов, инженер, Москва
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
В статье рассмотрены причины возникновения перекрестных помех
на ближнем и дальнем концах линии. Приведены практические рекомендации по уменьшению их величин.
Перекрестные помехи – это паразитная связь между
соседними проводниками по электрическому или магнитному полям. В первом случае связь имеет емкостный характер,
во втором – индуктивный.
Проводник, создающий паразитный сигнал, будем
называть «агрессором», а проводник, на котором измеряются перекрестные помехи – «жертвой». Величина перекрестных помех измеряется на обоих концах линии-жертвы.
На рисунке 1 показаны перекрестные помехи на ближнем
(NEXT – near end crosstalk) и дальнем конце (FEXТ – far end
crosstalk). В цифровых схемах эти помехи приводят к неправильному распознаванию принятого бита.
Для распознавания агрессора и жертвы можно пользоваться следующим правилом:
-- большая амплитуда + высокая частота + малое время
нарастания = агрессор;
-- малая амплитуда + высокий импеданс = жертва.
Хотя любые соседние проводники создают перекрестные
помехи, особенно опасными для целостности сигнала являются случаи, когда сигнал проходит между агрессором и проводником с чувствительным сигналом.
Перекрестные помехи между высокочастотными сигналами производят различные эффекты на концах линии-жертвы,
поскольку она ведет себя не как эквипотенциальное соединение, а как линия передачи.
Шум NEXT обусловлен емкостными и индуктивными
паразитными токами, протекающими в одинаковом направлении, а FEXT – токами, протекающими в противоположных
направлениях. Шум NEXT возникает в момент переключения сигнала-агрессора, а FEXT проявляется после задержки
24
Рис. 1. Измерение помех на ближнем (слева) и дальнем (справа) конце
www.elcomdesign.ru
распространения сигнала по линии-жертве. Терминация на
концах линии-жертвы и агрессора влияет на то, как будут
проявляться перекрестные наводки.
Некоторые сигналы особенно чувствительны к перекрестным помехам, либо по своей природе, либо по функциональной роли в схеме. Такие сигналы являются потенциальной
жертвой. К сигналам этого класса относятся:
-- аналоговые сигналы, которые по природе более чувствительны к шуму, чем цифровые, особенно при малой
амплитуде сигнала;
-- управляющие сигналы с высоким импедансом: сигнал
разрешения, сброса, тактирования, обратной связи.
Эти сигналы нельзя искажать, поскольку от них зависит функционирование схемы. Если они генерируются
источником с низким импедансом, например, подтягивающим к питанию или земле резистором с большим
номиналом, то на них сильно действуют емкостные
паразитные связи. Это потенциальные жертвы, особенно если они имеют невысокую амплитуду.
В то же время некоторые сигналы могут сами создавать
наводки и выступать в роли агрессора.
Паразитная емкостная связь создает ток в линии-жертве:
,
где U – разность потенциалов между линиями.
Наведенное напряжение вычисляется следующим образом:
,
где I – ток в линии-агрессоре.
Рис. 2. Расположение линий (слева) и перемежение длинных линий (справа)
Отсюда потенциальными агрессорами в схеме являются:
-- сигналы с большой амплитудой;
-- быстроизменяющиеся сигналы (с резкими фронтами или
высокочастотные).
При измерении помех в дифференциальной линии следует
подать воздействие на линию-агрессор и вычесть из отклика на ближнем конце полученный сигнал на линии-жертве.
Для расчета помехи на дальнем конце следует измерить
отклик на дальнем конце и вычесть из него исходный сигнал
источника. При определении помехи на ближнем конце следует обеспечить согласование на дальнем конце, иначе помеха
на дальнем конце отразится на ближнем конце.
Для выражения величины перекрестных помех в долях
напряжения на линии-агрессоре необходимо разделить разность NEXT и FEXT на разность положительного и отрицательного напряжений на линии-агрессоре.
Назначение слоев
Ортогональность
Разводка каждого слоя должна производиться в одном
главном направлении, горизонтальном или вертикальном,
чтобы было меньше пересечений линий. Соседние слои должны иметь чередующуюся направленность. Этот прием позво-
Рис. 4. Расположение защитного контура
ляет существенно ослабить паразитные связи. Он называется
«ортогональная разводка» и наглядно показан на рисунке 2
слева.
Когда ортогональную разводку применить нельзя, а также
для слоев с одинаковым направлением, не разделенных референсным планом, перекрестные наводки можно уменьшить
за счет перемеживания длинных сигнальных линий, как показано на рисунке 2 справа.
Параллельность
Если провести агрессоры и жертвы по разным слоям нет
возможности, необходимо обратить внимание на ограничения, связанные с параллельным ходом линий. Количество
наводок между проводниками, проходящими параллельно,
зависит кроме всего прочего от длины параллельных участков
и расстояния между ними. Чем меньше зазор, тем более короткие участки могут быть расположены параллельно, чтобы не
увеличились перекрестные помехи.
Итак, в первую очередь следует избегать параллельного
расположения проводников, а если это невозможно, следует
провести предварительный анализ перекрестных наводок
с помощью анализатора полей и симулятора линий передачи.
В первом приближении правило таково: минимальное
расстояние между центрами проводников должно равняться
трем ширинам линии (см. рис. 3). Недостатком этого подхода
является увеличение площади платы. Кроме того, для очень
Рис. 5. Обратный контур для постоянного (вверху) и переменного сигнала (внизу)
электронные компоненты №6 2015
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Очевидно, что главная мера в борьбе с перекрестными
помехами – это разнесение агрессора и жертвы как можно
дальше друг от друга и ближе к слою земли, чтобы не возникало индуктивных или емкостных связей. Первый шаг
заключается в том, чтобы не допустить расположения агрессора и жертвы в одном и том же слое. Как правило, с этой
задачей хорошо справляются инструменты разделения
системы на части и планирования зон, однако они срабатывают не всегда.
Референсный слой – шины питания, в т.ч. земля – между
слоями трассировки значительно ослабит паразитные связи
между сигналами на этих слоях, поэтому, по возможности, следует проводить агрессоров и жертв по слоям, разделенным,
по крайней мере, слоем питания или земли.
Если неизбежно нахождение агрессора и жертвы в одном
слое или в одной зоне, следует выбрать полосковые проводники, поскольку они создают меньше наводок, чем микрополосковые. Необходимо помнить, что в слоях, лежащих ближе
к референсному, генерируется меньше наводок.
Рис. 3. Расстояние между проводниками должно быть не менее двух ширин
проводников
25
Рис. 6. Зависимость величины перекрестных помех от длины связанной линии для микрополосковой и полосковой линий
агрессивных сигналов этого расстояния может быть недостаточно. Данным правилом следует пользоваться в случаях, когда детальное исследование электромагнитных связей
невозможно.
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Защита
26
Еще одной мерой ослабления перекрестных помех между
параллельными проводниками, расположенными на одном
слое, является разделение их с помощью защитного контура,
подсоединенного с обоих концов к земле (см. рис. 4). Важно
обеспечить подсоединение обоих концов к земле, иначе контур будет работать как антенна. Защитные контуры следует
использовать для крайне агрессивных сигналов.
Следует помнить, что защитные контуры изменяют характеристический импеданс и время распространения сигнала,
поэтому необходим предварительный анализ с помощью анализатора полей.
Пути обратных токов
Все токи возвращаются в источник. Токи всегда возвращаются по контуру с наименьшим импедансом. Следует располагать обратную линию близко к сигнальной, чтобы агрессоры
и жертвы не имели общих обратных контуров. В случае постоянных сигналов наименьший импеданс обозначает наименьшее сопротивление, а в случае переменных – наименьшую
индуктивность.
Сопротивление определяется главным образом шириной
обратной линии, а индуктивность – площадью обратного контура, как показано на рисунке 5.
Обратный контур должен быть как можно более коротким,
чтобы индуктивность линии и, соответственно, перекрестные
помехи, были небольшими. Следует помнить, что обратный
контур должен быть постоянным вдоль проводников с высокоскоростными сигналами, чтобы их импеданс оставался постоянным. Потенциальные линии-агрессоры и жертвы должны
проходить близко к обратному контуру, чтобы обратная петля
не работала как антенна, принимая и излучая электромагнитные волны. Как упоминалось выше, агрессоры и жертвы должны иметь разные обратные контуры.
Расположение приемника
Расположение приемника по отношению к агрессору
в значительной степени влияет на величину перекрестных
помех. Для нахождения оптимального места необходим
анализ.
Выбор места расположения ИС приемника относительно
агрессора в значительной степени влияет на их подверженность перекрестным помехам. В таблице показаны типичные
www.elcomdesign.ru
формы сигналов, которые ожидаются на двух микрополосковых, связанных линиях при нарастании фронта сигнала-агрессора. На рисунке 6 показана зависимость помех на ближнем
и дальнем концах связанных проводников для микрополосковой и полосковой линий.
Поскольку емкостные и индуктивные токи протекают
к дальнему концу линии-жертвы в обратных направлениях,
помехи на дальнем конце могут самокомпенсироваться,
если они имеют одинаковую величину. Именно так и происходит в полосковых линиях, в которых не возникает помех
на дальнем конце. Заметим, что если линия-жертва не терминирована на ближнем конце, на дальнем конце помехи будут присутствовать даже в полосковой линии из-за
отражения. Перекрестные помехи должны отсутствовать
на входе приемников сигнала или, по крайней мере, не превышать их запаса по шуму.
Драйверы сигнала, напротив, нечувствительны к перекрестному шуму, который, как правило, не достигает
величины, способной нанести вред ИС. В случае точечного соединения для анализа хватит данных из таблицы
Таблица. Перекрестные помехи в зависимости от терминации
на концах линии-жертвы
Линия-жертва имеет соединение
на обоих концах
• длительность NEXT равна удвоенному
времени распространения
• амплитуда помех на ближнем конце
не зависит от длины паразитной связи
• амплитуда помех на дальнем конце
пропорциональна длине паразитной
связанной линии
Линия-жертва имеет соединение
только на ближнем конце
• за импульсом NEXT следует импульс,
идентичный импульсу FEXT линии,
терминированной на обоих концах
• амплитуда FEXT в два раза больше,
чем на линии с терминацией на обоих концах
Линия-жертва имеет соединение
только на дальнем конце
• импульс NEXT в два раза меньше,
чем в случае терминации на обоих концах
• амплитуда FEXT в два раза больше,
чем на линии с терминацией на обоих концах
• за импульсом FEXT следует импульс,
идентичный импульсу NEXT линии,
терминированной на обоих концах,
но с обратной полярностью
Линия-жертва не имеет соединения
на обоих концах
• импульс NEXT в два раза меньше,
чем в случае терминации на обоих концах
• очень сильные помехи на дальнем конце
из-за многочисленных отражений
Рис. 7. Величина помех на ближнем конце для полосковой и микрополосковой линий 50 Ом на плате из FR4 в зависимости от расстояния между линиями
Помехи на ближнем конце
Величина помех на ближнем конце зависит от расстояния
между проводниками. Как говорилось выше, в первом приближении оно должно быть, по крайней мере, в три раза больше
ширины проводника. На самом деле важнее отношение расстояния к диэлектрической толщине, т.е. помехи на ближнем конце
одинаковы для случая, когда диэлектрическая толщина и расстояние между линиями увеличены или уменьшены в два раза.
Однако сложно определить диэлектрическую толщину в каждой
точке платы, поэтому правило двух ширин линии остается более
актуальным. На рисунке 7 показана величина помех на ближнем
конце, полученная с помощью анализатора полей для полосковой и микрополосковой линий 50 Ом на плате из FR4.
Если общий запас по помехам на ближнем конце равен 5%,
и л и н и я -ж е р т в а л е ж и т м е ж д у д в у м я а г р е ссо р а м и ,
то допустимо NEXT = 2,5%. На графике видно, что NEXT примерно равен 2,5% при расстоянии между линиями в две
ширины линии. В то же время это не означает, что при более
плотном расположении линий результат будет неприемлемым. Например, если импеданс больше 50 Ом, при том же
расстоянии будет допустимо больше, чем 5% NEXT.
Помехи на дальнем конце
Перекрестные помехи на дальнем конце – это шум
на неактивной линии, распространяющийся в направлении
Рис. 8. Зависимость коэффициента связи от расстояния между проводниками
сигнала на линии-агрессоре. Их возникновение можно объяснить двумя способами. Во-первых, помехи на дальнем
конце возникают вследствие разницы между емкостной
и индуктивной связями между соседними несимметричными линиями. Когда они равны, как в случае с полосковой
линией, помех не возникает.
Если же рассматривать соседние проводники как дифференциальную пару, тогда помехи на дальнем конце появляются вследствие разности скорости прохождения синфазного
и дифференциального сигналов. Пиковое значение помех
зависит от длины связанной линии. Чем она больше, тем больше помехи. Зависимость от времени нарастания обратная.
Относительная величина FEXT пропорциональна Len/RT.
Как и в случае NEXT, величина FEXT зависит от расстояния
между линиями. Чем оно больше, тем слабее паразитная связь.
Рассчитать FEXT на микрополосковой линии можно с помощью
двумерного анализатора полей.
На рисунке 8 показаны помехи на дальнем конце для линии
1 дюйм с временем нарастания 1 нс для пары линий на FR4.
Коэффициент паразитной связи k рассчитывается из выражения:
FEXT = k × Len/RT.
Например, если расстояние равно одной ширине линии,
k из графика составляет примерно 0,0055, или 0,5%. Тогда
.
Если длина связанной линии 10 дюймов, время нарастания
1 нс, то FEXT = 0,5% × 10”/1 нс = 5%.
Следует иметь в виду, что если агрессоры находятся с двух
сторон линии-жертвы, то FEXT удваивается и достигает 10%,
а это уже неприемлемое значение.
электронные компоненты №6 2015
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
и рисунка 6. Для многоточечных соединений необходим
анализ с помощью симулятора линии передачи.
Ошибочные биты в приемнике появляются вследствие
двух причин: искажения амплитуды и временного джиттера. Основными источниками шумового напряжения являются потери в линии, отражение, перекрестные помехи, шум
на линии питания.
В несимметричных системах, где потери не слишком значимы, доминирующее воздействие шумового напряжения проявляется в сужении раствора глазковой диаграммы.
Величина допустимых искажений зависит от схемы
и используемой технологии. Для 2,5 В КМОП это около 15%
размаха сигнала, для 1,8 В КМОП – около 18%. Допустимый
уровень напряжения должен быть соблюден в течение всего
тактового импульса, включая время установки до фронта
и время удержания после фронта. В этом случае глазковая
диаграмма будет приемлемой.
Следует помнить, что запас по напряжению тратится
на отражение, перекрестные помехи и шум по питанию.
Таким образом, в первом приближении перекрестные помехи
не должны превышать 5% от размаха сигнала (исходя из того,
что эти три источника делают одинаковый вклад).
27
Расчет электромагнитной
совместимости устройств.
Часть 1
Мариус Рангу (Marius Rangu)
Обеспечение электромагнитной совместимости является сложной
и комплексной задачей, успешное решение которой требует учета источников помех на как можно более ранней стадии проектирования. В первой
части этой публикации рассматриваются практические рекомендации
по заземлению, трассировке проводников на многослойных печатных
платах, по предотвращению помех от источников питания, установке
развязывающих конденсаторов, расчету импеданса проводников с высокоскоростными сигналами и согласованию линий передачи данных.
Заземление и плоскости
Фильтры
Совет.
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Используйте фильтр для каждого источника
питания, преобразователя, линейного регулятора,
а также локальные фильтры – для каждого узла
схемы, чувствительного к шуму источника питания.
28
Трассировка
Совет.
Силовые и земляные проводники должны быть
как можно более широкими и расположены ближе
друг к другу.
вым и ВЧ-блоками является причиной
появления емкостной связи.
Второе из этих решений считается
хорошим, поскольку: обратный путь
ВЧ-тока не пересекается с обратным
путем цифрового блока; большой зазор
между слоями позволяет минимизировать емкостную связь; дополнительные
индуктивности увеличивают импеданс
связи, что препятствует протеканию
ВЧ-токов от одного слоя к другому.
Если нельзя для каждого напряжения
питания использовать отдельные слои,
трассировка выполняется с учетом следующих рекомендаций:
-- проводники земли и питания должны быть как можно более широкими;
-- проводники земли и питания не
должны создавать больших контуров, т.к. это существенно увеличивает собственную индуктивность;
-- все доступные области печатной
платы должны иметь изолированные земляные площадки;
-- если слой используется и для
трассировки, и д ля зем ляной
плоскости, необходимо избегать
создания больших контуров при
прокладке межсоединений по этой
плоскости. Если проводник должен
Каждый источник питания должен
оснащаться фильтром, расположенным
в непосредственной близости от регулятора напряжения, если этот источник
находится на плате, или рядом с входом
платы, если регулятор внешний. Этот
фильтр, проектируемый с учетом пульсаций этого регулятора и требований
источника питания, должен включать,
по меньшей мере, два конденсатора:
-- ко н д е н с а т о р б о л ьш о й е м ко сти (порядка нескольких мкФ)
для НЧ-фильтрации;
-- конденсатор небольшой емкос ти (порядка нескольких нФ)
для ВЧ-фильтрации.
Интегральные схемы, которым требуется питание без шумов, оснащаются дополнительным LC-фильтром во
избежание наводок от других цепей.
На рисунке 1 иллюстрируется соответствующая схема фильтрации.
В схеме разводки питания импеданс между регулятором напряжения
и интегральными с хемами должен
быть малым. С этой целью используются слои питания для напряжения питания и земли, т.к. у этих слоев имеется
межплоскостная емкость и небольшая
индуктивность. При необходимости
в нескольких напряжениях питания
и заземляющих цепях их нельзя размещать на параллельных слоях потому, что емкостная связь между ними
приведет к возникновению высокочастотных токов. В данном случае слои
необходимо распреде лить ме ж д у
несколькими цепями. На рисунке 2
показан пример плохого и хорошего
разделения земли между сигнальным
и ВЧ-блоками.
Первое из этих решений считается
плохим, поскольку: ВЧ-токи должны
течь к земле цифрового блока в направлении GND (у ис точника питания);
небольшое расстояние между цифро-
Рис. 1. Подавление пульсаций питания (PSRR)
Рис. 2. Пример а) плохого и б) хорошего разделения земли между сигнальным и ВЧ-блоками
www.elcomdesign.ru
проходить через эту плоскость,
делается перемычка, как показано
на рисунке 3;
-- в топологии «звезда», применяемой, например, в схеме разводки питания на рисунке 1, каждый
проводник питания должен иметь
собственный обратный путь, чтобы
отвечать требованию по минимизации площади контура;
-- при использовании нескольких
изолированных земляных уровней, например общего заземления и земли ВЧ-блока, их нельзя
размещать рядом друг с другом во
избежание емкостной связи.
Рис. 3. Земляной слой а) без перемычки; б) с перемычкой
Рис. 4. Слоты в плате
Слоты и края платы
Совет.
Не создавайте межсоединения, проходящие над
слотами и краями платы.
Развязывающие конденсаторы
Совет.
Для каждой пары выводов ИС, которая
генерирует большой шум рекомендуется
использовать развязывающие конденсаторы.
Совет по соединению развязывающих
конденсаторов.
Убедитесь в том, что ток источника питания
сначала поступает в конденсатор, а затем – в ИС.
Рядом с выводами питания каждой ИС необходимо установить, по
меньшей мере, один развязываю щий конденсатор. Для эффективного
использования развязывающих кон-
Рис. 5. Рекомендуемое размещение и трассировка развязывающих конденсаторов
Рис. 6. Эффективность использования развязывающего конденсатора в зависимости от размещения его
проводников
денсаторов их установка и размещение на плате должны выполняться
с учетом следующих рекомендаций:
-- развязывающие конденсаторы
должны устанавливаться как можно
ближе к выводам питания ИС;
-- ес ли у ИС имеетс я несколько
пар выводов V CC–GND, для каждой из них следует установить
развязыв ающий конденсатор
(см. также технические описания
и руководства по применению от
производителя);
-- если выводы питания и заземления на ход ятс я на большом
расстоянии друг от друга, следует ус тановить конденсатор
ближе к заземляющему выводу,
т.к. уровень сигналов определяется относительно земли;
- - выводы питания и заземления
не должны напрямую соединяться с цепями питания и земли –
для повышения эффективности
необходимо установить между
ними развязывающие конденсаторы;
-- проводники, соединяющие развязывающий конденсатор с выводами ИС, должны быть как можно
более широкими и ближе расположены друг к другу, чтобы импеданс
был низким;
-- проводники, соединяющие развязывающий конденсатор с
источником питания и распределительными цепями, должны быть
узкими и располагаться с большим
зазором, чтобы импеданс был
высоким, а помехи по питанию
и земле – малыми.
На рисунке 5 показано, как рекомендуется размещать и устанавливать развязывающие конденсаторы.
На рисунке 6 показано, как зависит
эффективность использования развязывающего конденсатора от размещения его проводников.
электронные компоненты №6 2015
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Слоты создаются для трассировки
проводников. И хотя их следует по возможности избегать, иногда они делаются в силу ограничений на занимаемое
пространство. Слоты также создаются
для THD-компонентов (компонентов
для монтажа в отверстия) с несколькими
рядами выводов (см. рис. 4).
Если над слотом проходит сигнальный проводник, обратный ток потечет
вокруг этого слота, создав большой
контур, что приведет к разрыву непрерывнос ти импеданса, увеличению
собственной индуктивности и электромагнитным помехам. Во избежание этого проводники с ВЧ-сигналом
не должны проходить над слотами
в плате. Если все-таки этого не удается
избежать, близко к сигнальному тракту создается еще один обратный путь,
использующий либо проводник заземления, либо часть другого слоя.
Тех же принципов следует придерживаться, если сигналы проходят над
границей между разделенными плоскостями.
29
Импеданс схемы разводки электропитания
Совет.
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Убедитесь, что импеданс схемы разводки питания
мал во всем частотном диапазоне.
30
Импеданс схемы разводки питания
определяется следующими факторами
(см. рис. 7):
-- выходным импедансом источника
питания;
-- импедансами проводников печатной платы;
-- фильтрами источника питания;
-- развязывающими конденсаторами;
-- выбором фильтрующих и развязывающих конденсаторов (с учетом
значений ESR и ESL);
-- межплоскостной емкостью печатной платы;
-- входным импедансом ИС.
Импеданс схемы разводки питания должен быть как можно меньше
во всем диапазоне частот. Наиболее
критичным аспектом при выборе развязывающих конденсаторов помимо величины их емкос ти являетс я
эквива лентная пос ледовате льная
индук тивнос ть (ESL). Как правило,
у развязывающих конденсаторов значение ESL должно быть малым, что реализуется при выборе конденсаторов
небольшого типоразмера (0402, 0603).
Поскольку на импеданс схемы разводки питания оказывают влияние
многие факторы, его анализ осуществляется с помощью программного
средства. На рисунке 8 демонстрируются импедансы двух схем по развязке,
выполненных на разных платах. У схемы
разводки питания наблюдается большой
импеданс вблизи 300 МГц (см. рис. 8а),
что вызвано антирезонансом между
развязывающим конденсатором 1 нФ
и межплоскостной емкостью, в результате чего на этой частоте генерируется
большой шум по питанию.
Например, бесплатное ПО от Altera
для анализа схем разводки питания
позволяет построить модель развязывающей цепи с сосредоточенными параметрами для расчета импеданса. При
необходимости выполнить более тщательный анализ используется модель
с распределенными параметрами, которую предоставляет, например, анализатор целостности питания Hyperlynx PI.
Расчет импеданса
проводников
с высокоскоростными
сигналами
Определение высокоскоростных
сигналов
Высокоскоростные сигналы не обязательно должны иметь высокую часто-
www.elcomdesign.ru
Рис. 7. Эквивалентная схема разводки питания
а)
б)
Рис. 8. Анализ импеданса в зависимости от частоты в двух схожих схемах разводки питания
а) с межплоскостной емкостью; б) без этой емкости
Рис. 9. Спектр цифрового сигнала с рабочей частотой fраб. = 1 МГц и tнар. = 0,1 нс
ту – у этих сигналов, как правило, малая
длительность фронтов импульсов. Боль-
Правило критической длины.
Сигналы, проходящие по проводникам, длина
которых превышает 1/10 критической длины,
считаются высокоскоростными сигналами.
шая часть энергии цифрового сигнала
сосредоточена на частоте ниже частоты
излома (см. рис. 9), которая определяется следующим образом:
, ГГц
Во избежание искажений цифровых
сигналов необходимо, чтобы печатная
плата обеспечивала весь спектр сигналов, а не только сигналов на рабочей
частоте.
Пр и р аспр о с т р ан ении в ысоко скоростных сигналов печатная плата
работает как линия передачи, даже
если их физическая длина невелика.
Критерием, определяющим поведение проводника в качестве элемента
линии передачи, является его критическая длина, которая определяется
следующим образом:
,
Рис. 10. Зависимость критической длины от разных значений диэлектрической проницаемости
где T З – характерное время задержки
линии, а εr – диэлектрическая проницаемость материала.
, с/м
На рисунке 10 представлена зависимость критической длины проводника
в зависимости от разных значений диэлектрической проницаемости εr в типовом диапазоне 2–10.
По мере приближения физической
длины проводника к его критической
длине растут отражение сигнала, перекрестные и электромагнитные помехи.
Рис. 11. Электрическая модель линии передачи сигнала
Импеданс
Правило по управлению импедансом.
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
При трассировке высокоскоростных сигналов
в микрополосковой или полосковой линии всегда
должна иметься возможность управлять импедансом.
Кроме того, линии передачи высокоскоростных
сигналов должны быть согласованы.
Дифференциальный импеданс.
Импеданс дифференциальной пары в два
раза больше характеристического импеданса
каждого проводника в нечетной моде и меньше
дифференциального импеданса двух несвязанных
проводников.
Характеристический импеданс несимметричной линии
Характеристический импеданс проводника печатной платы представляет
собой отношение напряжения к току
в линии передачи. Этот импеданс, характеризующий распространение сигнала
по бесконечно малому сегменту линии
передачи, является локальным парамет­
ром, т.к. он может изменяться вдоль проводника.
Не следует путать характеристич е с к и й и м п е д а н с с со б с т в е н н ы м
импедансом (или собственным сопротивлением) проводника: характеристический импеданс проводника длиной
1 м может равняться характеристичес­
кому импедансу проводника длиной
2 м, а собственные импедансы быть
разными. Типовой диапазон значений
характеристического импеданса про-
31
Рис. 12. Конфигурации линий с управляемым импедансом
Рис. 13. Распространение дифференциальных сигналов в нечетной моде
электронные компоненты №6 2015
водников печатной платы составляет
20–100 Ом, а собственное сопротивление проводника – сотни мОм.
Каждый бесконечно малый участок
линии передачи можно рассматривать
как цепь R-L-C-G (см. рис. 11). Характерные параметры линии передачи определяют ее характеристический импеданс.
Рис. 14. Распространение дифференциальных сигналов по дифференциальным парам
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
, Ом
32
Хар ак тер и с т иче ск ий и м п е д анс
проводника определяется типом диэлектрика, геометрией проводников
и близостью к силовым и заземляющим плоскостям. Чтобы управлять
импедансом, необходимо обеспе чить управление этими параметрами.
Известно, что печатные платы двух
основных видов позволяют управлять
хар ак терис тиче ск и м и м пе д ансо м
проводников: микрополосковая (сигнальный проводник находится рядом
с единой заземляющей плоскостью,
см. рис. 12) и полосковая (сигнальный
проводник находится меж ду двумя
заземляющими плоскостями см. рис. 12).
При управлении импедансом в качест­
ве заземляющей плоскости выбирается либо слой VCC , либо земли.
Для расчета характеристического импеданса проводников печатной платы применяется калькулятор
Zcalc, точность которого, однако, даже
в стандартном диапазоне значений
составляет всего ±5%. Для более точного расчета этого импеданса используется также анализатор полей Polar
SI8000.
Дифференциальный импеданс
Дифференциальные сигналы всегда должны проходить параллельно
и рядом друг с другом во избежание
наводки дифференциального шума от
разных источников. В результате этой
связи между дифференциальными проводниками (или т.н. «дифференциальной
парой») возникают взаимные индуктивности и емкости, что оказывает влияние
на характеристический импеданс этих
проводников. Поскольку дифференциальные сигналы всегда распространяются в противоположных направлениях,
эта наводка (или т.н. «связь в нечетной
моде») уменьшает характеристический
импеданс каждого проводника в соответствии со следующими уравнениями
(см. рис. 13):
, Ом
, Ом
При распространении дифференциальных сигналов по дифференциальным парам данные передаются за счет
www.elcomdesign.ru
Рис. 15. Стандартный вид сигнала на стороне приемника в случае с согласованными и несогласованными
проводниками
Последовательное согласование (на стороне генератора)
–– позволяет избежать искажения сигнала на стороне приемника;
–– не исключает возможности появления первого отражения
на стороне приемника;
–– не оказывает влияния на ток генератора
и величину напряжения DC
Параллельное согласование (на стороне приемника)
–– согласующее сопротивление можно подключить либо к VCC,
либо к земле;
–– исключаются любые отражения;
–– увеличивает ток DC генератора
(используется резистор небольшой величины);
–– резистор с подключением к земле понижает уровень напряжения
DC для высокого логического уровня
–– резистор с подключением к VCC повышает уровень постоянного
напряжения для низкого логического уровня
Согласование Тевенина (на стороне приемника)
–– исключает появление любых отражений;
–– увеличивает ток DC генератора
(используется резистор небольшой величины);
–– понижает уровень напряжения DC для высокого логического
уровня и повышает уровень напряжения DC
для низкого логического уровня (в два раза меньше
по сравнению с параллельным согласованием)
Согласование по переменной составляющей (на стороне приемника)
–– исключаются любые отражения;
–– не оказывает влияния на генератор и величину напряжения DC;
–– увеличивает длительность фронта импульсов
на стороне приемника
Для последовательного согласования требуется, чтобы резистор
был установлен как можно ближе к генератору, а при параллельном
согласовании необходимо, чтобы резисторы и конденсаторы размещались рядом с приемником.
Рис. 16. Методы согласования несимметричных линий
Последовательное согласование (на стороне генератора)
Правило согласования.
Линии передачи высокоскоростных сигналов
должны быть согласованы на стороне генератора или
приемника. Нельзя использовать согласование на
обоих концах линии, т.к. оно уменьшает напряжение
вдвое от значений выходного напряжения источника
сигнала.
–– позволяет избежать искажения сигнала на стороне приемника;
–– не исключает появление первого отражения
на стороне приемника;
–– не оказывает влияния на ток генератора
и величину напряжения DC
Совет по согласованию линии.
––
––
––
––
При передаче высокоскоростных сигналов группе
из нескольких приемников необходимо согласовать
только самый удаленный от генератора приемник.
Самый простой способ согласовать диффе­
ренциальную пару заключается в исполь­зовании
одного резистора, величина которого равна
дифференциальному импедансу проводников
печатной платы.
наиболее распространенное согласование приемника;
исключаются любые отражения;
не исключает отражений синфазного сигнала;
увеличивает ток DC генератора
(используется резистор небольшой величины)
Согласование по переменной составляющей (на стороне приемника)
–– схоже с параллельным согласованием,
но не используется дополнительный ток DC драйвера;
–– увеличивает длительность фронта импульсов
на стороне приемника
Согласование П-типа (на стороне приемника)
–– согласуются синфазные и дифференциальные сигналы;
–– исключаются любые отражения;
–– обеспечивается действующее состояние входа
на стороне приемника, когда у драйвера высокий импеданс
(третье состояние выхода)
–– согласуются синфазные и дифференциальные сигналы;
–– исключаются любые отражения;
–– требуется дополнительный источник напряжения
для дифференциальных сигналов с синфазным смещением
(можно воспользоваться собственным регулятором приемника,
который обеспечивает синфазное напряжение вне кристалла)
Рис. 17. Методы согласования дифференциальных линий
разницы напряжений меж ду двумя
линиями. Этот дифференциальный
сигнала «видит» характеристический
импеданс пары как удвоенный импеданс каждого отдельного проводника
(см. рис. 14):
Поскольк у харак терис тический
импеданс каждого отдельного пров о д н и к а я в л я е т с я и м п е д а н со м в
нечетной моде, дифференциальный
импеданс определяется следующим
образом:
Для анализа дифференциального
импеданса можно использовать калькулятор Zcalc. Поскольку погрешность
вычис ления ка льк уляторов этого
типа составляет ±50% при расчете
распространения сигнала в четной
и нечетной модах, настоятельно рекомендуется применять анализатор полей
Polar SI8000.
Согласование линий
и размещение элементов
Согласование несимметричных линий
Часть энергии высокоскоростного
сигнала отражается в точке разрыва
непрерывности импеданса и направляется в сторону генератора. Поскольку
отражения сигнала – основная причи-
Согласование дифференциальных
линий
Как и в случае с сигналами несимметричных линий, при передаче дифференциальных сигналов требуется,
чтобы импеданс был постоянным на
всем протяжении линии. Это значит,
что выходной импеданс генератора
должен быть равен импедансу дифференциальной пары и входному импедансу приемника. Стандартные методы
согласования дифференциальной пары
иллюстрируются на рисунке 17.
Как и в случае с сигналами несимметричных линий, при последовательном согласовании резисторы требуется
устанавливать как можно ближе к генератору, а при согласовании П- и T-типов
резисторы размещаются рядом с приемником, как при параллельном согласовании.
электронные компоненты №6 2015
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Согласование T-типа (на стороне приемника)
на шума и помех на печатных платах,
ее следует избегать.
Для предотвращения отражений
импеданс линии с высокоскоростными
сигналами должен быть постоянным,
начиная с генератора и заканчивая
приемником. С этой целью применяются не только микрополосковые или
полосковые линии, но и характеристический импеданс проводников печатной платы (Z0) определяется равным
выходному импеданс у цепи гене ратора (ZOUT) и входному импедансу
приемника (ZIN). Это условие, как правило, не выполняется по умолчанию,
поскольку цепи генератора обладают
малыми выходными импедансами,
а цепи приемника – большим входным
импедансом. На рисунке 15 показано,
как искажается стандартный сигнал
в результате многочисленных отражений.
Чтобы избежать отражений на стороне генератора и приемника, их импеданс
должен соответствовать характеристическому импедансу проводников печатной платы. С этой целью на концах линии
устанавливаются согласующие резисторы (см. рис. 16).
33
Квадрифилярные антенны
Влад Руднев, инженер
Беспроводные технологии
В статье рассмотрены основные типы спиральных квадрифилярных
антенн. Описаны особенности схемы питания и методы обеспечения
согласования импедансов.
34
Спиральные антенны широко используются в различных
радиоэлектронных системах, в т.ч. в системах навигации.
К числу их достоинств относятся простота конструкции, относительно малые габариты и при этом односторонняя направленность излучения. Хорошо изучены антенны на основе
однозаходной спирали. Недостатками таких антенн являются
их большие габариты, обусловленные тем, что для удовлетворительной работы антенны необходимо большое количество
витков для формирования волны, бегущей вдоль спирали.
Многозаходные спирали, чаще всего двух- и четырехзаходные, имеют существенно меньшие габариты, поскольку они
могут функционировать как резонансные антенны. Резонанс
в антенне происходит, когда длина проводников кратна четверти длины волны в свободном пространстве. Наибольшее
распространение получили антенны с четверть- и полуволновыми плечами. Наименьшие габариты имеют четвертьволновые двух- и четырехзаходные спиральные антенны.
Квадрифилярная антенна имеет максимум излучения вдоль
оси спирали и минимум вдоль той же оси, но в противоположном направлении. Как правило, излучаемая волна имеет
круговую поляризацию. Данный тип поляризации часто применяется в спутниковых и наземных мобильных системах,
поскольку не требует точной ориентации между передающей и принимающей антенной, как это происходит в случае
линейной поляризации. Более того, в общем случае у сигналов
с линейной поляризацией в ионосфере происходит вращение
плоскости поляризации, и его не представляется возможным
спрогнозировать. Сигналы с круговой поляризацией не подвержены этому эффекту.
Достоинством квадрифилярных антенн является возможность реализации в достаточно широком диапазоне частот
направленного излучения круговой поляризации.
Наиболее простым типом осевой спиральной антенны
является однозаходная антенна, также называемая монофиляр. Она показана на рисунке 1. Антенна обладает практически
неизменным сопротивлением в точках питания на широком
частотном диапазоне и вырабатывает сигнал с круговой поляризацией.
По принципу работы она относится к антеннам бегущей
волны и значительно отличается от резонансных. Волна появляется в точке питания и уходит в пространство в направлении
конца антенны. Малая часть энергии отражается и возвращается к точке питания. Эффективность работы высока на широкой полосе частот.
В резонансной антенне волна пробегает между точкой
питания и открытым концом антенны практически без затухания, однако сигнал эффективно излучается только в узкой
полосе частот.
Типы спиральных антенн
Спиральная антенна, разработанная еще в 1946 г. Джоном
Краусом, отличается чрезвычайно простой конфигурацией.
Основание имеет форму диска диаметром ½–1 длины волны;
к нему прикреплен штырь с одной или несколькими обмотками. Основание выполняет функцию опоры и одновременно
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Однозаходная спиральная антенна
Рис. 2. Длинная правосторонняя квадрифилярная антенна
Рис. 3. Правосторонняя резонансная антенна обратного излучения
является планом заземления, т.е. представляет собой общий
провод. Эта конструкция обеспечивает усиление 10–17 дБи
в более чем 60% полосы.
Сопротивление в точке питания в зависимости от геомет­
рии фидера составляет 150–300 Ом, а поскольку большинство
компонентов рассчитаны на 50 Ом, требуется цепь согласования.
Спиральная обмотка и поляризация сигнала могут быть
право- или левосторонними. Для определения направления
следует воспользоваться правилом правой и левой руки.
Рис. 4. Однозаходная антенна
Однозаходная спираль
Прежде чем мы перейдем к рассмотрению примеров, поговорим о рабочих параметрах. На рисунке 4 показаны главные
критерии разработки: диаметр витка, шаг спирали (определяется высотой антенны и количеством витков), диаметр основания (плана земли). Электрические параметры винтовой
антенны существенно не зависят от диаметра проводников,
который в общем случае определяется механическими ограничениями. Типовое значение диаметра проводника составляет 0,001–0,01 длины волны.
Увеличение расстояния между витками, их диаметра
и количества витков позволяет повысить направленность
антенны. Импеданс в точке питания чувствителен к расстоянию между витками. Как правило, при увеличении шага импеданс увеличивается.
Пусть имеется правосторонняя спиральная антенна
с семью витками и шагом 0,25 длины волны. Ее параметры
удовлетворяют требованиям, перечисленным в таблице 1.
Высота антенны равна 1,75 длины волны. Если длина витка
примерно равна длине волны, диаметр витка должен быть
равен 1/π, или 0,318 длины волны. Угол наклона витка равен
14,8°. Положим, что диаметр основания бесконечен. Диаграмма направленности при длине волны 1 м (т.е. частота равна
300 МГц) показана на рисунке 5. При меньшем угле наклона
поляризация становится эллиптической, а при дальнейшем
его уменьшении волна становится вертикально поляризованной. Направленность антенны составляет примерно 8 дБи.
Таблица 1. Параметры антенны в режиме осевого излучения
Параметр
Значение
Окружность витка, С
3λ/4 < C < 4λ/3 (в примере – 1λ)
Шаг витков, р
0,19λ < p < 0,25λ (в примере – 0,25λ)
Угол наклона витков, α
11λ < α < 15λ (в примере – 14,77°)
Количество витков, N
3 < N < 15 (в примере – 7)
Диаметр подложки, D
D > λ/2 (если обратное не оговорено,
подложка считается бесконечной)
Толщина проводника, t
Определяется механическими свойствами
Импеданс в точке питания, Z
Типовое значение: 140–250 Ом
электронные компоненты №6 2015
Беспроводные технологии
Если при расположении большого пальца правой руки вдоль
оси антенны в направлении от точки питания остальные пальцы обхватывают обмотку по направлению витков, то антенна
правосторонняя. Если правило выполняется с левой рукой,
антенна левосторонняя. Можно использовать правило буравчика.
Антенна на рисунке 1 имеет одну обмотку, слабо прилегающую к центральной оси. На рисунке показана правосторонняя конфигурация. Центральная ось может быть выполнена
из любого материала, т.к. она необходима для поддержания
обмотки.
Лучшие характеристики достигаются при использовании
нескольких обмоток. Многозаходные спирали, чаще всего двухи четырехзаходные, имеют существенно меньшие габариты,
поскольку они могут функционировать как резонансные антенны. Резонанс в антенне происходит, когда длина проводников
кратна четверти длины волны в свободном пространстве.
Наименьшие габариты имеют четвертьволновые двухи четырехзаходные спиральные антенны. На рисунке 2 показана квадрифилярная, или четырехзаходная, антенна.
Дополнительные обмотки позволяют ослабить боковые
лепестки на диаграмме направленности.
Спиральные излучатели сдвинуты на 90° по часовой стрелке или в обратном направлении в зависимости от поляризации и направления лепестка, которое требуется обеспечить.
В левосторонней квадрифилярной антенне спирали сдвинуты
по часовой стрелке.
В режиме прямого излучения антенна излучает в осевом
направлении, в режиме обратного излучения волна направлена в сторону фидера, поляризация имеет противоположную
с ходом витков ориентацию. При наличии основания обратное излучение отражается, меняет направление поляризации
и проходит вдоль антенны. Как правило, спиральные антенны
с основанием имеют режим обратного излучения. В некоторых случаях основание отсутствует, чтобы в обратном режиме
антенна излучала в сторону фидера. Например, такой прием
используется в компактных резонансных квадрифилярных
антеннах.
Квадрифилярные антенны не обязательно имеют большую
длину. Возможна конфигурация, длина которой равна половине длины волны. В ней используется резонансный принцип
работы.
Хотя для широкополосных спиральных антенн допустимо некоторое отклонение параметров конфигурации, резонансные узкополосные квадрифилярные антенны (см. рис. 3)
требуют тщательного подбора размеров элементов антенны.
Для питания квадрифилярной антенны требуются четыре
источника, сигналы которых сдвинуты на 90° относительно
предыдущего. Это обеспечивается с помощью квадратурных
мостовых соединений или делителей мощности.
Для резонансных спиральных антенн предпочтительно
использовать две спирали разного размера, чтобы они резонировали по очереди.
Если антенна не имеет подложки, направления витков
и вектора поляризации не совпадают. Таким образом, спираль левосторонней обмотки вырабатывает сигнал с правосторонней круговой поляризацией. Если обмотка имеет
неправильную ориентацию, поляризация также становится противоположной и связь значительно ухудшится, если
вообще не разорвется. Подавление кросс-поляризации может
превышать 20–30 дБ.
Эта антенна обеспечивает практически полусферическую
диаграмму направленности.
Если размеры спиралей подобраны верно, импеданс
в точке питания составляет 50 Ом, а сдвиг фаз равен 90°
без дополнительных внешних схем.
Квадрифилярная антенна без основания является наиболее
подходящим типом антенны для портативных и мобильных
высокочастотных и СВЧ-устройств. К ее недостаткам относится
более узкая полоса пропускания и направленность по сравнению с длинными спиральными антеннами.
35
Беспроводные технологии
Рис. 5. Диаграмма направленности антенны с семью витками при 300 МГц
Рис. 6. Диаграмма направленности антенны с семью витками при 350 МГц
f = 300 MHz maxgain = 7,15 dB vgain = 3,15 dB
Рис. 7. Модель антенны, использованная при симуляции. При 300 МГц
диаметр диска основания равен 0,8 длины волны
Рис. 8. Диаграмма направленности антенны с семью витками при 300 МГц.
Диаметр диска основания равен 0,8 длины волны
36
Рис. 9. Импеданс в точке питания спиральной антенны с семью витками
при бесконечном и конечном диаметре основания (p = 0,25, C = 1,0)
Ширина луча на уровне 3 дБ достигает почти 70°. Примерно
на уровне 60° от вертикальной оси появляются два боковых
лепестка. Небольшая асимметрия направленности обусловлена формой фидера.
Боковые лепестки становятся заметнее при повышении
частоты. Спиральная антенна ведет себя как антенная решетка,
т.е. когда запаздывание фазы между элементами (в данном случае это витки) решетки увеличивается, боковые лепестки ста-
www.elcomdesign.ru
Рис. 10. Согласование импедансов в широкой полосе частот
Рис. 11. Длинная квадрифилярная антенна на бесконечной подложке
Рис. 13. Общий вид квадрифилярной антенны:
Рис. 14. Схема питания в виде полосковой платы:
новятся больше. Из рисунка 6 видно, что при этом главный
лепесток становится уже.
Боковые лепестки становятся линейно поляризованными на малых углах возвышения (около 90°). Можно считать,
что при угле возвышения около 70° волны становятся вертикально поляризованными на частоте 350 МГц. Боковые
лепестки более выражены, а ширина луча на половинной мощности составляет около 50°; максимальная направленность
равна 8 (9 дБи).
Рассмотрим также более близкий к реальности случай,
когда подложка имеет конечную длину (см. рис. 7). Диаметр
Беспроводные технологии
Рис. 15. Печатные спиральные излучатели:
Рис. 12. Схема питания для правосторонней квадрифилярной антенны
с подложкой
37
Рис. 16. Сравнение соотношения осей в монофилярной и квадрифилярной антеннах
электронные компоненты №6 2015
Беспроводные технологии
Рис. 17. Направленность монофилярной и квадрифилярной антенны при 300 МГц
38
Рис. 18. Обратное излучение левосторонней квадрифилярной антенны
Рис. 19. Диаграмма направленности при обратной последовательности
подачи напряжения
диска основания равен 0,8 длины волны. На рисунке 8 показано, что при этом немного уменьшается усиление (7,1 вместо
9 дБи). Главный лепесток немного отклонен. Боковые лепестки
имеют левостороннюю эллиптическую поляризацию в результате дифракции от отражателя конечной длины. Поскольку
выраженность этого эффекта строго зависит от формы антенны, данные результаты нельзя распространять на все спиральные антенны с конечным планом земли.
Согласование импедансов
Одним из примечательных свойств антенны является
постоянство импеданса в точке питания в широком диапазоне частот. Хотя сопротивление в точке питания очень чувствительно к форме питателя, импеданс остается практически
неизменным на 60% полосы и имеет преимущественно резистивный характер. В качестве примера на рисунке 9 показано
сопротивление в точке питания для описанной выше антенны
с семью витками. Диаметр основания равен 0,8 длины волны.
Видно, что при основании конечного размера увеличивается импеданс в точке питания и увеличивается отклонение
излучения в рабочей полосе, однако данный эффект незаметен и не приводит к нарушению согласования импедансов
на широкой полосе частот.
www.elcomdesign.ru
Рис. 20. Диаграмма направленности обратного излучения в режиме прямого
и обратного излучения
Рис. 21. Геометрическое строение компактной квадрифилярной антенны
Беспроводные технологии
39
Рис. 22. Зависимость импеданса в точке питания от частоты
Из рисунка 9 видно, что импеданс в точке питания спиральной антенны намного выше 50 Ом. Согласование в узкой
полосе достигается за счет применения конденсаторов
и дросселей, но при этом сокращается полоса частот, а это
главное преимущество антенн данного типа. Существует более
удачный способ, показанный на рисунке 10. Он обеспечивает
согласование в широкой полосе частот. К четверти первого
витка спирали прикрепляется металлическая полоса длиной
в четверть длины волны. Она обеспечивает независимое
согласование между спиралью и источником 50 Ом. Наилучшая частота работы для данной конфигурации находится примерно посередине рабочей полосы – 325 МГц. На ней
реактивная компонента в импедансе в точке питания исчезает,
а резистивная приближается к 45 Ом. Обеспечивается достаточное согласование импедансов на 50 Ом, КСВН = 1,1.
Заметим, что такой простой метод согласования покрывает
почти весь частотный диапазон антенны 300–370 МГц; КСВН
составляет около 1,2, а в полосе 240–390 МГц он меньше 2.
электронные компоненты №6 2015
Беспроводные технологии
Протяженная квадрифилярная антенна
40
Перейдем к более сложной антенне – длинной квадрифилярной антенне с основанием. У нее такие же размеры, что
и у однозаходной (количество витков, диаметр, шаг), но вместо одной обмотки – четыре, отстающие друг от друга на 90°
(см. рис. 11).
Квадрифилярные антенны отличаются разными формами спиральных излучателей и разными схемами питания,
существенно влияющими на их функционирование.
Если на спирали подается одинаковое напряжение, сдвинутое на 90°, как показано на рисунке 12, сигнал имеет правостороннюю поляризацию, а диаграмма направленности более
узкая, чем у аналогичной однозаходной антенны, описанной
в таблице 1.
Вариант выполнения квадрифилярной антенны представлен на рисунке 13, где показан общий вид квадрифилярной
антенны. Она состоит из спиральных излучателей и схемы
питания. Каждый спиральный излучатель выполнен из одного центрального проводника и двух боковых проводников.
Схема питания имеет четыре выхода, содержащих центральные проводники и общие проводники, соединенные в данной
реализации антенны друг с другом в виде общего проводника
(заземляющая плоскость).
Схема питания выполнена в виде полосковой платы, экран
которой одновременно выполняет функцию соединенных
вместе общих проводников выходов схемы питания. Пример топологии полосковой платы показан на рисунке 14.
В схеме использованы синфазные делители мощности с отношением деления 1:1 и фазосдвигатели на отрезках полосковых
линий передачи. Применение фазосдвигателей обеспечивает
сдвиг фаз между напряжениями в выходных каналах на ±90°,
а использование синфазных равноамплитудных делителей
мощности – одинаковые амплитуды указанных выше напряжений.
Спиральные излучатели также могут быть выполнены
в виде печатной схемы. Пример топологии такой схемы показан на рисунке 15. Видно, что центральный и боковые провод­
ники, формирующие спиральный излучатель, имеют разную
ширину.
В отличие от схемы питания, плата на рисунке 15 выполняется на основе тонкой диэлектрической подложки. Ее толщина
выбирается так, чтобы обеспечить механическую прочность
антенны. Не исключается применение достаточно толстых
подложек. В этом случае толстый слой диэлектрика влияет
на выходные параметры антенны – в частности, уменьшает ее
частоту настройки, что можно использовать для уменьшения
габаритов антенны.
Если сравнивать коэффициенты усиления и соотношение
осей (чем оно больше, тем хуже круговая поляризация) квадрифилярной и монофилярной антенны, то видно, что коэффициент усиления квадрифилярной антенны в 2,5 раза выше (4 дБ).
Из рисунка 16 видно, что соотношение осей квадрифилярной
антенны на малых углах возвышения ухудшается быстрее, чем
у монофилярной антенны, но поскольку спад коэффициента
усиления у квадрифилярной антенны намного более крутой (см. рис. 17), данный эффект незначителен. Перекос луча
отсутствует, центральный лепесток расположен точно на оси.
Квадрифилярная антенна
без горизонтальной плоскости
Поскольку спирали могут работать как сбалансированные
пары (когда на одной спирали ток с коэффициентом 1, на другой он равен –1), можно обойтись без заземляющей плоскости. Антенны без подложки вырабатывают сигнал с обратной
поляризацией, т.е. правосторонняя спираль излучает волну
с левосторонней круговой поляризацией. Второе отличие
заключается в том, что появляется возможность обратного
www.elcomdesign.ru
Рис. 23. Диаграмма направленности резонансной квадрифилярной антенны
излучения (в сторону фидера). Отношение прямого излучения
к обратному регулируется путем изменения фазы и амплитуды
воздействующего на каждую спираль сигнала.
Рассмотрим пример. Пусть имеется левосторонняя квадрифилярная антенна с 7 витками. Диаграмма направленности показана на рисунке 18. Коэффициент усиления этой
антенны намного ниже – 3 (5 дБи), чем у антенны с основанием
(15 или 11,7 дБи).
Если изменить следование фаз управляющего сигнала
на противоположное, получаем режим обратного излучения,
диаграмма направленности которого показана на рисунке
19. Оба режима излучения могут работать одновременно
(см. рис. 20).
Расчеты показывают, что поскольку ток на конце антенны
очень мал, ее можно укоротить без существенных последст­
вий.
Рассмотрим компактную квадрифилярную антенну без
подложки. Такие антенны отлично подходят для мобильных
устройств, поскольку обеспечивают практически полусферическое покрытие и круговую поляризацию (ориентация
антенны во время работы часто неизвестна).
Как правило, антенна состоит из четырех спиралей, сдвинутых на 90°, как в описанной выше длинной квадрифилярной
антенне. Форма спиралей показана на рисунке 21. Она напоминает венчик для взбивания. Точка питания расположена
наверху, ориентация обмотки противоположна желаемой ориентации поляризации, как и в длинной антенне без основания.
Последовательность подачи питания противоположна
направлению обмотки для реализации режима обратного
излучения. Чтобы обойтись без внешних цепей, следует точно
подобрать размеры обмоток: одна пара спиралей должна быть
немного больше другой. Схема подключения питания показана на рисунке 21. Одна петля работает на частоте чуть выше
резонансной, вторая – на частоте ниже резонансной, фазовый
сдвиг токов составляет ровно 90°. При правильном подборе
Таблица 2. Параметры компактной квадрифилярной антенны
Параметр
Значение
Высота большой спирали
39,3 см
Высота малой спирали
33,0 см
Диаметр
12,5 см
Диаметр проводника
1,0 мм
Рабочая частота
300 МГц
размеров импеданс в точке питания составит около 50 Ом,
мощность разделяется пополам между большими и малыми
петлями.
В таблице 2 приведены параметры, полученные после
оптимизации. На частоте 300 МГц импеданс в точке питания
равен 50 Ом (см. рис. 22). В диапазоне 292–308 МГц КСВН не
превышает 2. Относительная ширина полосы частот равна
5% или вдвое меньше, если рассматривать КСВН меньше 1,5.
Это означает, что свойства излучения в значительной мере
зависят от точности геометрической конфигурации антенны.
На рисунке 23 показано, что данная антенна обеспечивает полусферическое покрытие. Диаграмма направленности
примерно та же, что и у квадрифилярной антенны обратного
излучения, которую мы рассматривали выше. Соотношение
осей на главном лепестке меньше 2 дБ (т.е. 0–110° от вертика-
ли). Несмотря на отсутствие плана земли, отношение прямого
излучения к обратному выше 10 дБ.
Выводы
Итак, однозаходная антенна обязательно должна иметь
подложку (заземляющую плоскость), а в многозаходной можно
обойтись без нее. Параметры вырабатываемого сигнала определяются формой и размерами антенны.
Квадрифилярная антенна имеет несколько режимов работы, в которых обеспечивается разная диаграмма направленности и разные типы поляризации. Использование плана земли
необязательно, если спирали согласованы. Это свойство чрезвычайно важно для компактных устройств. Следует заметить,
что при отсутствии у антенны подложки направления витков
и вектора поляризации не совпадают.
НОВОСТИ СВЕТОТЕХНИКИ
Продолжение см. на с. 77
электронные компоненты №6 2015
Беспроводные технологии
| 3-й Всероссийский светотехнический форум с международным участием |
28–29 мая в Саранске прошел очередной, уже третий по счету, Всероссийский светотехнический форум, где в третий
раз наша медиагруппа «Электроника» вошла в состав соучредителей этого форума. Кроме того, в третий раз в составе
форума прошла наша конференция «Современная светотехника».
Организаторы конференции:
• Технопарк-Мордовия;
• Министерство промышленности науки и новых технологий Республики Мордовия;
• Министерство экономического развития РФ.
Соорганизаторы конференции:
• Некоммерческое партнерство производителей светодиодов и систем на их основе (НП ПСС);
• Национальный исследовательский Мордовский государственный университет им. Н.П. Огарева;
• Медиагруппа «Электроника».
Следует заметить, что по сравнению с первой конференцией «Современная светотехника», состоявшейся 15 декаб­
ря 2011 г., когда слово «форум» еще не фигурировало в названии, условия проведения этого мероприятия изменились
коренным образом в лучшую сторону. Да и масштаб нынешнего форума не сравнить с конференцией четырехлетней
давности: число только зарегистрированных участников составило 336 человек, значительно увеличилось количество
мероприятий. Чтобы не быть голословными, перечислим их:
• посещение музея источников света и светотехнической выставки;
• конкурс светотехнических работ – постерная сессия LightFight 2015;
• пленарное заседание, на котором с приветственным словом выступил В.Д. Волков, Глава Республики Мордовия;
• Мастер-класс Ремира Мукумова «Системы управления освещением: новые вызовы»;
• научно-техническая конференция «Проблемы и перспективы развития отечественной светотехники, электротехники и энергетики»;
• конференция «Системы светодиодного освещения с удаленным люминофором. Перспективы развития»;
• круглый стол «Состояние и тенденции рынка светотехники в кризис»;
• конференция «Современная светотехника»;
• круглый стол «Коммерциализация научных разработок и управление проектами в области светотехники», презентации решений финалистов дизайн-конкурса светильников нового поколения Lightfight 2015, а также награждение
победителей;
• практический семинар «Актуальные вопросы метрологии, стандартизации и сертификации светотехнической
продукции»;
• круглый стол «Особенности метрологии ультрафиолетового излучения» (организатор: Поскольку невозможно
во всех подробностях описать каждое из перечисленных событий, остановимся на тех из них, которые, на наш взгляд,
представляют наибольший интерес для читателей.
41
Трехполосный фильтр
на встроенных в подложку
резонаторах
Цзянь-цон Чен (Jian-zhong Chen), Ци Шен (Jie Shen), Ан-цу Чанг (An-xue Zhang), Microwaves and RF
Беспроводные технологии
В статье описан компактный фильтр с тремя регулируемыми
центральными частотами. Фильтр имеет низкие вносимые потери.
Статья представляет собой перевод работы [1].
42
Малый размер схемы является важным фактором для большого количества электронных устройств. В данной
статье рассмотрен фильтр, в котором
для улучшения компактности использованы резонаторы, встроенные в
подложк у (SIW). Фильтр имеет три
полосы пропускания: 1,85; 2,575; 3,05 ГГц.
Две полосы пропускания обеспечены
за счет SIW-резонаторов, третья – за счет
четвертьволновых резонаторов.
Ус т р о й с т в а , п о д д е р ж и в а ю щ и е
несколько стандартов беспроводной
связи, должны работать в нескольких
частотных диапазонах, поэтому в целях
повышения компактности схемы были
разработаны частотно-избирательные
устройства, работающие в двух и более
диапазонах. В данной статье речь пойдет о фильтре с тремя диапазонами.
Двухдиапазонный фильтр
Для начала рассмотрим двухдиапазонный фильтр, изображенный на рисунке 1. Он состоит из двух встроенных
резонаторов. Подстройка центральных
частот производится за счет изменения
размеров резонаторов. Порты имеют
характеристический импеданс 50 Ом.
Они расположены симметрично относительно центра фильтра. Нули передачи лежат вне полосы пропускания.
В таблице приведены параметры двухполосного фильтра. Предполагается, что
печатная плата имеет диэлектрическую
постоянную 2,65 и толщину 1 мм.
Ц е н т р а л ьн ы е ч а с т о т ы з а в и с я т
от длины резонаторов, встроенных
в подложку. Параметры L и W каждого резонатора влияют только на одну
центральную частоту. Это наглядно
показано на рисунке 2, где приведены
результаты моделирования для разных
значений L и W. Моделирование проведено в симуляторе IE3D Mentor Graphics.
Трехдиапазонный фильтр
Третий диапазон обеспечивается
за счет добавления четвертьволновых
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Конфигурация двухдиапазонного фильтра (сверху)
и результаты моделирования и измерений (снизу)
Моделирование показывает, что фильтр
работает на частотах 1,69…2,02 ГГц;
2,52…2,65 ГГц; 3,06…3,2 ГГц. Вносимые
потери в полосе пропускания составляют около 0,6 дБ на центральной частоте
каждой полосы. По результатам измерений центральные частоты равны 1,85;
2,85 и 3,13 ГГц. Измеренная величина
резонаторов, встроенных в печатную
плату, как показано на рисунке 3. Внешний вид фильтра показан на рисунке 4.
Измерения проводились с помощью
векторного сетевого анализатора 8719ES
Agilent Technologies. На рисунке 5 приведено сравнение результатов измерения и моделирования в среде IE3D.
Таблица. Геометрические размеры двухдиапазонного фильтра в мм
L1
L2
L3
L4
L5
15,2
6,9
6,9
4,5
3,9
L6
L7
W1
W2
W3
12,97
11,7
2,2
2,4
1,2
W4
W5
G1
1,2
2,73
0,2
Рис. 2. Четвертьволновый резонатор (а); частотный отклик в зависимости от W (б); частотный отклик в зависимости от L (в)
Рис. 4. Внешний вид двухдиапазонного
двухрежимного фильтра
потерь составляет 0,73; 1,20 и 1,30 дБ
соответственно на центральной частоте каждой полосы. Нули передачи лежат
за пределами полосы пропускания,
что существенно повышает частотную
селективность.
Сравнение
Заключение
Мы рассмотрели трехдиапазонный
фильтр, реализованный на встроенных
в подложку резонаторах и четвертьволновых резонаторах. Центральные
частоты рег улируются независимо
в трех диапазонах. Результаты измерений параметров прототипа близки
к результатам моделирования.
Рис. 5. Cравнение результатов измерения и моделирования
Литература
1. J i a n - Z h o n g C h e n и д р . Tr i b a n d
Filter Employs SIW- Loaded Resonators//
Microwaves&RF, апрель, 2015.
электронные компоненты №6 2015
Беспроводные технологии
Рис. 3. Конфигурация трехдиапазонного фильтра (сверху) и распределение тока (снизу)
П о ср ав н е н и ю с к л ассич е ск и м
трехдиапазонным фильтром, фильтр,
рассмотренный выше, имеет малый
размер, поскольку резонаторы встроены в подложку платы. Полосы пропускания регулируются независимо друг от
друга с помощью изменения размеров
резонаторов. Например, коэффициенты связи на центральных частотах f1
и f2 определяются параметрами L2 и g1.
Коэффициент связи в третьем диапазоне
определяется величинами L9 и g3.
Структура позволяет эффективно
управлять распределением токов в ней.
На рисунке 3 показано распределение
токов на третьей резонансной частоте.
Видно, что ток сосредоточен в четвертьволновых резонаторах, что согласуется
с результатами компьютерного моделирования.
43
Оптимизация выбора батареи
Сергей Крашенинников, фрилансер
Выбор аккумулятора – ключевой фактор при проектировании систем
с батарейным питанием. Производители аккумуляторов, химический
состав элементов и их тип – важные факторы, позволяющие определить
характеристики батареи, их качество и срок эксплуатации. В свою очередь, «умные» технологии обеспечивают измерение заряда, связь и другие
функции, позволяющие улучшить рабочие характеристики источников
питания и повысить их конкурентоспособность. Система управления
аккумуляторными батареями управляет их зарядкой, реализует тепловую защиту и т.д. В статье рассматриваются основные факторы, определяющие оптимальный выбор батареи.
И с т о ч н и к и п и та н и я
Заказные комплекты
литиево-ионных батарей
При проектировании заказных комплектов батарей и систем управления
ими необходимо учесть множество
факторов. Чтобы получить оптимальное
схемное решение, успешно разработать
топологию платы, требуется рассчитать
длительную нагрузку, ток, тепловой
режим и уровень шума. Механическая
конструкция комплекта батарей основана на особенностях конечного изделия и его эксплуатации. Например,
батареи для мобильных устройств
должны обладать прочностью, которую
обеспечивают пластиковые литые или
металлические корпуса, защищающие
от повреждений.
Необходимость соблюсти некоторые другие требования в отношении
батарей (например, тех, которые применяются в специализированных приложениях и военной технике) усложняет
проектирование. В качестве примера
можно привести требования по взрывозащищенности изделий или малому
тепловыделению и т.д. Еще одним нема-
44
Рис. 1. Типовая структурная схема комплекта батарей
www.elcomdesign.ru
ловажным требованием является герметичная заделка погружных изделий,
когда батарея с обратным клапаном для
вентиляции эксплуатируется в условиях
повышенной влажности.
Литиево-ионные батареи (Li-ion) стали
наиболее предпочтительными источниками питания в большинстве приложений.
К преимуществам батарей этого типа
относится плотность энергии на единицу массы и объема, продолжительный
срок службы, сравнительно небольшое
время зарядки, возможность пользователей точно определить текущий уровень
заряда и срок службы изделий, а также
устойчивость параметров к повышенным
температурам. Все указанные достоинства
позволили батареям этого типа успешно
увеличить свою долю рынка, особенно
за счет никель-металгидридных и свинцово-кислотных батарей.
Основные функции систем управления
батареями
Всем литиево-ионным батареям
требуется схема зашиты, которая предотвращает их эксплуатацию в непредус­
мотренном режиме. На рис унке 1
демонстрируется принцип работы этой
схемы. Как видно из рисунка, нормальный диапазон значений рабочего напряжения составляет 3,0–4,2 В. При выходе
из этого диапазона в ту или иную сторону срабатывает схема защиты, которая
предотвращает повреждение батареи
или возникновение опасных ситуаций.
Такой тип защиты необходим для поддержания безопасного режима работы
батарейного комплекта. Система интеллектуального управления обеспечивает
функции независимо от схемы защиты.
К ним относятся определение текущего
уровня заряда, установление идентификационного номера, индикация пользовательского интерфейса и управление
зарядным устройством.
Определение уровня заряда
К наиболее известным методам определения заряда относятся Basic Voltage
Measurement for State of Charge Estimation
(измерение напряжения), Coulomb
Counting (расчет заряда) и Impedance
Tracking (контроль импеданса).
Главному процессору необходим
доступ к данным этой функции и схемы
защиты.
Стандарты обмена данными
для устройств питания
Для обмена данных с относительно
высокими скоростями применяются
SMBus и I²C – широко распространенные
двухпроводные системы. Наиболее полным из них является стандарт SMBus
(System Management Bus), который изначально был разработан компаниями Intel
и Duracell для ноутбуков, но к настоящему
времени он нашел применение во многих
портативных устройствах. Связь по шине
CAN Bus часто используется в автомобильных системах или для обмена данными
больших комплектов батарей.
Таблица 1. Сравнение тактовых частот шин I²C и SMBus
I²C
SMBus
Тактовая частота (мин.)
–
10 кГц
Тактовая частота (макс.)
100 кГц (станд. режим)
400 кГц (ускор. режим)
2 МГц (высокоскор. режим)
100 кГц
Период ожидания
–
35 мс
Таблица 2. Сравнение электрических характеристик шин I²C и SMBus
I²C
SMBus
VHIGH
Фикс. напр.: 3,0–VDD_MAX + 0,5 В
VDD отн.: 0,7–VDD_MAX + 0,5 В
2,1 В…VDD
VLOW
Фикс. напряжение: –0,5…1,5 В
VDD отн.: –0,5…0,3 VDD
До 0,8 В
Макс. ток
3 мА
350 мкА
Различия между
характеристиками шин
I²C и SMBus
Вообще говоря, шины I²C и SMBus
совместимы друг с другом, но между
ними имеются некоторые различия
(см. табл. 1–2) по таким параметрам как
минимальная и максимальная тактовая
частота, период ожидания, а также требования к напряжению.
Балансировка элементов
батареи
Рис. 2. Пример неравномерно распределенной тепловой нагрузки в источнике питания –
см. выделенную область
И с т о ч н и к и п и та н и я
Балансировка элементов батареи –
еще одна функция интеллектуальной
системы управления батареями. Плохо
сбалансированные элементы со временем уменьшают емкость батареи
и срок ее службы. При выборе элементов батареи рекомендуется приобретать
продукцию от ведущих производителей.
Отклонение импеданса элементов
и их химического состава от требуемых
значений вызывает дисбаланс источников питания. Неоднородная нагрузка на элементы модуля приводит к их
неравномерному разряду и дисбалансу батареи в целом. Например, повышенное тепловыделение батареи со
временем приводит к возникновению
саморазряда.
Неравномерно распределенная
тепловая нагрузка – типичная проблема многих батарей, причиной
которой является ограниченное пространство модуля. Например, на рисунке 2
иллюст­рируется случай неоднородного
распределения тепловой нагрузки. Все
упомянутые проблемы усугубляются,
если разряд батарея происходит с высокой скоростью.
В результате балансировки параметров элементов повышается емкость
батареи при разряде, и увеличивается
срок ее службы.
Самым распространенным методом
балансировки является: 1) стравлива-
Рис. 3. Структурная схема приложения для резервного питания
ние заряда через отдельный резистор
из элементов с повышенным зарядом
и 2) перераспределение заряда от элементов с более высоким зарядом к элементам с меньшим зарядом. При этом
скорость выравнивания, как правило,
составляет 1/20 С. Поскольку это очень
небольшой ток, для убыстрения балансировки применяется активное управление.
Проектирование системы управления
батареями
На рис унке 3 демонс трируетс я
известный способ управления батареями, взятый на вооружение боль-
шинс тво м р азр аб от чиков. В этой
структурной схеме типовой системы
управления батареями используются
серийно выпускаемые компоненты.
Одним из известных поставщиков таких
компонентов является компания TI.
На рисунке 4 представлена структ урная схема системы управления
батареями с использованием микроконтроллера. В этой схеме, в отличие
от предыдущей, большинство функций
отдельных компонентов выполняет
МК. И хотя данный подход отличается
большей простотой за счет использования меньшего количества компонентов и менее сложной топологии,
электронные компоненты №6 2015
45
И с т о ч н и к и п и та н и я
он требует встроенного программного обеспечения. Этот способ, как
правило, эффективно применяется
в крупносерийной продукции, которой требуются многофункциональные
микроконтроллеры.
Благодаря настраиваемому МК обеспечиваются разные профили зарядки,
что позволяет уменьшить число компонентов и стоимость модуля.
Основным преимуществом от использования микроконтроллера является
возможность его перепрограммирования. В отсутствие каких-либо изменений
в аппаратной части этого решения оно
вполне пригодно для изделий следующего поколения с обновленным программным обеспечением.
Технологии зарядки
Зарядка комплекта батарей осуществляется согласно рекомендациям производителя. Их нарушение в той или иной
форме приводит к ухудшению характеристик источников питания. Применение современной технологии на основе
микроконтроллеров обеспечивает оптимальную зарядку и в некотором роде
позволяет регулировать параметры
источников питания. Перечислим некоторые функции, которые реализуются
с помощью этой технологии:
-- выбор конфигурации зарядки;
-- несколько коммуникационных
платформ;
-- объединение функций передачи
данных и связи с главным процессором;
-- встроенные или внешние источники питания.
Существует немало преимуществ
в выборе настраиваемой системы зарядки под управлением микроконтроллера.
Рис. 4. Комплексное решение
У разработчиков имеется возможность
найти метод, позволяющий увеличить
срок службы батарейного модуля или
подобрать с этой целью соответствующие элементы. Например, если батарея
должна функционировать при достаточно высокой температуре, можно немного уменьшить ее напряжение зарядки.
Зарядные устройства на основе микроконтроллера
В с хе м у з ар я д н о го ус т р о й с т в а
с микроконтроллером встраивается
несколько функций (см. рис. 5). К ним
относятся индикация разного типа, оповещающая о статусе заряда, обмен данными (по протоколам SMbus, I²C, HDQ
и т.д.) и поддержание батареи в исправном состоянии (например, управление
состоянием аккумулятора, его тренировка, измерение текущего заряда).
Алгоритм контроля заряда по действующему напряжению
Использование микроконтрол лера позволяет реализовать такие
46
Рис. 5. В схему зарядного устройства с микроконтроллером встраиваются разные функции
www.elcomdesign.ru
алгоритмы как V V T (Virtual Voltage
Termination – контроль заряда по действующему напряжению), которые
повышают эффек тивность зарядки
в режимах CC/CV (неизменный ток/
неизменное напряжение). VVT – метод
зарядки, разработанный компанией
ICCNexergy. Он заключается в контроле напряжения холостого хода батареи
в процессе зарядки. Реализация этого
метода возможна благодаря использованию МК в зарядных устройствах.
По сигналу МК зарядка прекращается,
и измеряется напряжение холостого
хода батареи. При этом максимальный ток заряда удерживается до тех
пор, пока напряжение холостого хода
не достигнет номинального значения.
К числу преимуществ этого метода
относится меньшее время зарядки
по сравнению с режимами CC/CV или на
25–30% меньший расход энергии за то
же время, что и в указанных режимах,
благодаря повышению эффективности
зарядки на ее заключительном этапе с
помощью программного обеспечения.
Рис. 6. Сравнение времени зарядки в режимах CC/CV и VVT
Внутреннее управление зарядкой
модуля
Для повторной зарядки батарейн о го м од ул я и сп о льзуе тс я т ак же
встроенная схема управления. Благодаря переходу батареи на собственное интеллек т уальное управление
зарядкой освобождается место внутри главного процессора. Данный
метод обеспечивает малое энергопотребление, высокую безопасность
и эффективную зарядку, а также переход на литиево-ионную технологию.
Многие устройства уже перешли
с использования никелевых и герметизированных свинцово-кислотных
батарей на литиево-ионные батареи
с собственным управлением зарядкой.
Устаревающие изделия можно замещать, не изменяя типовую конструкцию
зарядного устройства. При замещении старых батарей литиево-ионными источниками питания повышается
срок службы, уменьшается вес системы
и время зарядки. Кроме того, появляется возможность оснастить батареи собственными зарядными устройствами.
Электрические характеристики
При проек тировании зарядного
устройства необходимо учесть способ
его работы, внешний вид, функции,
в т.ч. следующие особенности использования батареи:
-- вид микропроцессорной платформы;
-- многосекционную многоканальную конструкцию;
-- протоколы связи батареи (I²C,
SMBus, HDQ);
-- использование док-станций с интегрированными функциями передачи данных и связи с хостом;
-- алгоритм шифрования для аутентификации батареи;
-- перезарядку батареи и секции для
калибровки;
-- адаптивную зарядку и распределение нагрузки;
-- встроенные или внешние источники питания;
-- эффективность;
-- индук тивные и кондук тивные
помехи;
-- соответствие меж дународным
стандартам;
-- оснащение функцией беспроводной зарядки.
Механические характеристики
К этим характеристикам относятся
следующие особенности:
-- конструктивное исполнение контактов;
-- готовые или заказные контакты;
-- химическая стойкость корпуса;
-- класс защиты от проникновения
загрязнений и дренаж батареи;
-- элементы фиксации батареи;
-- варианты монтажа: настенный,
стоечный, настольный;
-- тепловое регулирование и вентиляция;
-- размещение источника питания;
-- стандартный AC-вход или DC-вход
в автомобильной системе.
Все эти факторы необходимо учитывать при проектировании зарядного
устройства. Например, следует определить место размещения источника питания – в док-станции или в отдельном
встраиваемом модуле, а также обеспечение теплового баланса между всеми
элементами комплекта.
И с т о ч н и к и п и та н и я
Преимущества алгоритма VVT
• меньшее время зарядки по сравнению с режимами CC/CV;
• зарядка за то же время, что и в режимах CC/CV, но при меньшем расходе
энергии на 25–30%;
• неизменное время зарядки за весь
срок службы батарейного модуля.
Из рис унка 6 видно, что врем я
зарядки с помощью алгоритма V V T
меньше, чем в режимах CC/CV, приблизительно на 55 мин. В левой части
этого рисунка представлен график
зарядки стандартной литиево-ионной
батареи в режиме неизменного тока/
напряжения. Напряжение было приложено, пока заряд элемента не достиг
рекомендуемого максимального уровня, а ток не превысил максимальную
скорость зарядки элемента.
Как видно из правой части рисунка 6, фаза быстрой зарядки в режиме
неизменного тока оптимизирована
путем измерения напряжения комплекта в отсутствие нагрузки. Напряж е н и е и з м е р я л о с ь , к о гд а т о к н е
протекал по цепи – в режиме холостого
хода. Входное напряжение регулировалось с помощью микроконтроллера
так, чтобы сохранить фазу неизменного тока в течение более продолжительного времени, чем в методе CC/CV.
Из графиков видно, что фаза неизменного тока занимает больше времени,
чем в первом случае, что обеспечивает
более эффективную передачу заряда
батарее и меньшее время зарядки.
Выбор производителя
Литиево-ионные батареи выпускаются во многих странах и многими
компаниями. К наиболее известным производителям первого эшелона относятся компании Sony и Panasonic, которые
в течение многих лет выпускают батареи
разных типов. Эти компании стали первыми изготавливать литиево-ионные
батареи в начале 1990-х гг.
Многие китайские компании выпускали литиево-ионные батареи цилиндрического типа, но со временем перешли
на призматические и полимерные элементы.
Корейские производители Samsung
и LG Chemical приступили к выпуску
Li-Ion-элементов в 2000-х гг. на полностью автоматизированных линиях, как
электронные компоненты №6 2015
47
Таблица 3. Технические требования к аккумуляторам при их выборе
Электрические характеристики
Значение
Механические характеристики
Рабочее напряжение (ном.), В
Вес батареи, г
Предельное напряжение зарядки, В
Тип корпуса
Емкость батареи, А∙ч или Вт∙ч
Тип материала
Скорость разряда (макс.), А или Вт
Химическая устойчивость
Продолжительность разрядки при макс. скорости,
с или мин
Вибрации/удары/падение
Нагрузка (ном.), А или Вт
Воспламеняемость
Импульсная нагрузка и ее продолжительность,
А/Вт, ед. времени
Тип разъема
Скорость разряда, А
Тип контактного покрытия
Срок службы, циклы
Диапазон рабочей температуры, °С
Режим использования
(циклический или резервный)
Водонепроницаемость (класс IP)
Меры по стерилизации
Срок службы, годы
Таблица 4. Выбор функций батареи (измерение заряда, схема безопасности и зарядка)
Измерение текущего уровня заряда
Да/нет
Способ отображения оставшейся емкости
Светодиодная индикация, пять полосок,
%% и т.д.
Протокол связи батареи
SMBus, I2C, HDQ, CAN и т.д.
Зарядное устройство в модуле
Да/нет
Протокол связи зарядного устройства
Нет, SMBus, HDQ, CAN и т.д.
Термистор в модуле при использовании внешнего зарядного устройства
Да/нет
Автоматическое отключение процессора в конце разряда батареи
Величина напряжения
Одно- или многосекционное зарядное устройство
Особые требования к уровню ВЧ- и электромагнитных помех
Требования к безопасности
И с т о ч н и к и п и та н и я
и японские компании. Высокое качество
корейской продукции и ее надежность
позволили Samsung и LG Chemical увеличить свою рыночную долю, потеснив
японских производителей.
Не все аккумуляторные элементы
имеют одинаковую конструкцию. Они
различаются, например, катодно-анодным балансом; длиной катодов/анодов и сепаратора; типом сепаратора;
качеством его исполнения и толщиной;
составом электролита; режимом вентиляции, а также технологиями изготовления, которые используются для
управления уровнем входного качества;
для составления порошковой смеси;
покрытия и слоев электрода; заливки
электролита; герметизации и т.д. Все
эти различия оказывают большое влияние на качество конечной продукции,
ее характеристики, безопасную эксплуатацию и срок службы. Например,
из рисунка 7 видно, как различаются
циклические ресурсы батарей одного
размера от разных производителей.
Выбор производителя не менее
важен, чем аккумулятора для приложения. Чтобы найти подходящего производителя литиево-ионных элементов,
следует хорошо разбираться в особенностях этих изделий. Осмотр производственных мощностей компании
считается обязательным, даже если речь
идет о «проверенном» поставщике. Если
эти мощности были перемещены на другую площадку, необходимо внимательно
ознакомиться с новым производством.
48
Рис. 7. Различие между циклическими ресурсами литиево-полимерных батарей LP503759 одного размера от разных производителей
www.elcomdesign.ru
Кроме того, следует поинтересоваться
результатами квалификационных испытаний изделий.
Испытания циклического ресурса
необходимо выполнять на нескольких
партиях аккумуляторов, чтобы сравнить
соответствие полученных результатов.
Испытания изделий во время хранения
при высокой температуре и нагрузочные испытания (зарядка и разрядка
с высокой скоростью) позволяют быстрее
выявить дефекты в элементах. Для сравнительного тестирования результатов
рекомендуется руководствоваться соответствующими стандартами.
Выбор аккумуляторных
элементов
Литиево - ионные акк умуляторы
имеют разный химический состав.
В качестве примера можно приве сти элементы на основе кобальтита
лития (LCO), никеля-кобальта-марган-
ца (NMC), никеля-кобальта-алюминия
(NCA) и литиево-железофосфатные
(LFP) аккумуляторы. Каждое из этих
изделий имеет уникальные характеристики и относится к одному из следующих четырех типов.
–– High Energy Density: изделия этого
класса, обеспечивающие максимальную плотность энергии для заданного размера, предназначены для
систем резервного питания, которые
потребляют небольшой ток в течение
продолжительного времени. Из-за
высокой плотности энергии этих
батарей существуют ограничения на
допустимую нагрузку по току и время
перезарядки.
– – High Power Density: изделия этого
к л а сс а о б е с п е ч и в а ю т в ы со к и й
уровень разрядного тока и заряжаются быстрее, чем батареи типа
High Energy, но обладают меньшей
емкостью.
–– Mid Power Density: компромиссный
вариант между двумя первыми типами батарей. Элементы этого типа
имеют достаточно большую емкость
и генерируемую мощность, а также
продолжительный срок с лу жбы
в условиях работы при высоких температурах.
–– Iron Phosphate: у батарей этого типа –
наименьшая плотность энергии, но
высокая скорость перезарядки и продолжительный срок службы. Эти изделия предназначены для резервного
питания благодаря устойчивой работе
при повышенных температурах.
При выборе батареи следует исходить из требований, как станет эксплуатироваться система: в режиме
ожидания, в циклическом режиме или
в комбинации обоих режимов. Необходимо определить диапазон рабочих
температур, пиковый ток и пользовательский профиль. Кроме того, следует
И с т о ч н и к и п и та н и я
Рис. 8. Влияние температуры окружающей среды и напряжения зарядки на срок службы батареи
49
Рис. 9. Емкость батарей и производительность ухудшаются при уменьшении температуры
электронные компоненты №6 2015
И с т о ч н и к и п и та н и я
получить как можно больше данных об
условиях эксплуатации проектируемого
приложения. В таблицах 3–4 представлены типовые сведения, необходимые для
выбора батареи и модуля. Кроме того,
необходимо учесть стандарты, действующие в конкретной стране.
Как уже отмечалось, при выборе
батареи следует исходить из требований приложения. Однако часто приходится идти на компромиссы между
емкостью батареи и ее циклическим
ресурсом. Большинство приложений
можно отнести к трем типам в зависимос ти от режима эксплуатации:
1) циклический; 2) резервный; 3) повышенная температура.
Несколько методов обеспечивают
продолжительный срок службы периодически используемых приложений.
В одном из них выбираются батареи
с высокой емкостью, а напряжение
их зарядки устанавливается немного
ниже величины, указанной в техническом описании от производителя, или
используется меньшее значение тока
перезарядки. В результате зарядки при
меньшем напряжении немного уменьшается емкость батареи, и сокращается
продолжительность работы из расчета
на один цикл.
Уменьшение скорости зарядки позволяет увеличить циклический ресурс
некоторых батарей, однако в результате
увеличивается продолжительность времени перезаряда. В зависимости от нужд
приложения выбирается более продол-
50
жительное время работы, убыстренная
перезарядка батареи или более продолжительный срок службы.
Выбор литиево-железофосфатного аккумулятора позволяет увеличить
циклический ресурс в два–три раза
по сравнению с использованием стандартного литиево-ионного элемента
за счет в два–три раза меньшей плотности энергии.
У батарей в системах резервного
питания приоритетным требованием
является срок службы при повышенной температуре и высокой пиковой
мощности. Как известно, системам хранения данных, связи и приложениям
с источниками бесперебойного питания
требуются дополнительные батареи на
случай сбоя сети питания переменного тока. Эти батареи эксплуатируются,
например, в серверных стойках при
температуре 45°C, что уменьшает срок
их слу жбы. Типичный срок слу жбы
в таких условиях должен составлять
3~5 лет, после чего батарея заменяется.
Список подходящих кандидатов
со к р ащ ае тс я пр и н е о бход и м о с т и
повысить мощность батареи за счет
сокращения срока ее службы. Дополните льна я мощно с ть не обходима
для того, чтобы компенсировать ее
снижение относительно требуемого
уровня в условиях эксплуатации при
повышенной температуре. Меньшее
напряжение зарядки позволяет повысить срок службы, но уменьшает мощность батареи.
На рисунке 8 показано, как влияет температура окружающей среды
и напряжение зарядки на срок службы батареи: при напряжении выше
4,1 В и температуре 45°С уменьшаются
емкость и срок службы элементов.
При эксплуатации батарей вне
помещения они подвергаются воздействию очень низких или высоких
температур в диапазоне –40…80°C.
К счастью, очень многие системы,
работающие в этих условиях, обладают пониженным энергопотреблением.
Большинство широко распространенных
литиево-ионных батарей неспособно
работать при температурах ниже –30°C
(см. рис. 9), поскольку единственным определяющим фактором их работоспособности становится состав электролита.
Выбор батареи для указанных условий эксплуатации заключается в определении элементов с наилучшими
характеристиками на основе результатов испытаний, предоставленных от
надежного партнера. Тепловая защита
позволяет улучшить характеристики
батареи при их работе в условиях низких температур, но ухудшает генерируемую мощность из-за меньшей емкости,
а также увеличивает стоимость и сложность решения. Меньшее напряжение
зарядки при высоких температурах
способствует повышению срока службы источников питания, но снижает их
емкость. В этих случаях рекомендуется
использовать интеллектуальную систему управления зарядкой.
НОВОСТИ ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ
| Keysight Technologies представила функцию анализа амплитудно-импульсной модуляции
(PAM-4) для осциллографов реального времени |
Измерительное программное обеспечение (ПО) помогает быстро и точно измерять параметры сигналов PAM-4
(амплитудно-импульсная модуляция с четырьмя уровнями амплитуды) с помощью осциллографов реального времени
компании Keysight серий V, Z и S. Keysight представила ПО анализа N8827A PAM-4 (для осциллографов серий V и Z)
и ПО анализа N8827B PAM-4 (для осциллографов серий S).
Наиболее распространенные коммуникационные технологии используют, как правило, метод кодирования NRZ
(без возврата к нулю). Но, по мнению многих экспертов, NRZ не в состоянии обеспечить скорость передачи 56 Гбит/с.
Один из способов решения этой проблемы заключается в том, чтобы перейти от NRZ к амплитудно-импульсной модуляции. Это позволит значительно увеличить пропускную способность высокоскоростных цифровых каналов связи.
ПО анализа N8827A/B PAM-4 позволяет измерять следующие параметры:
• ширину, высоту и наклон глазка;
• амплитуду, уровень шумов и наклон уровня;
• линейность амплитуды.
Инженеры могут объединить опцию N8827A/B PAM-4 с существующим программным обеспечением для осциллографов реального времени Infiniium и получить более мощные аналитические функции:
• эквалайзеры PAM-4 (LFE, CTLE), реализуемые с помощью ПО коррекции последовательных данных N5461A InfiniiSim;
• встраивание/исключение каналов PAM-4 с помощью инструментов преобразования сигналов N5465A InfiniiSim;
• анализ джиттера и вертикального шума цифровых последовательностей IEEE JP03 с помощью программных средств
N8813A EZJIT Complete.
Поскольку метод кодирования PAM-4 использует многоуровневые сигналы, которые значительно подвержены
шумам, осциллографы реального времени серий V, Z и S обеспечивают минимальный уровень собственных шумов
среди широкополосных осциллографов реального времени. Используя, например, осциллограф серии Z с полосой
пропускания 63 ГГц, разработчики могут точно анализировать электрические сигналы PAM-4 со скоростями до 32 Гбод.
Кроме того, инженеры могут выполнять автономный постанализ сохраненных сигналов PAM-4 с помощью установленного ПО осциллографического анализа N8900A Infiniium Offline.
www.keysight.ru
www.elcomdesign.ru
РЕКЛАМА
Устранение фликер-шума
скоростного АЦП с помощью
модуляции/демодуляции
Томми Ной (Tommy Neu), Texas Instruments
АЦП и ЦАП
Современные аналого-цифровые преобразователи (АЦП) переходят
на более совершенные функциональные узлы на основе КМОП-технологии,
что позволяет повысить частоту выборки и уменьшить потребляемую
мощность. Однако эта миграция от традиционных схем АЦП на основе биполярных транзисторов имеет свои отрицательные стороны.
Низкочастотный шум 1/ƒ, или фликер-шум КМОП-транзисторов значительно превышает аналогичный шум биполярных транзисторов.
52
Частота сопряжения фликер-шума1
биполярных транзис торов сос тавляет около 10 0 кГц , тогда как д ля
КМОП-транзисторов она изменяется
в диапазоне 10 МГц…1 ГГц 2 в зависимос ти от проек тной нормы технологического процесса. Причина
возникновения фликер-шума довольно-таки сложная. Упрощенная модель
основана на концентрации ловушек на
поверхности окиси кремния. Электроны попадают в эти ловушки, но освобождаются на более низкой частоте.
Если концентрация ловушек падает
для одинакового количества носителей, фликер-шум также снижается,
поскольку уменьшается вероятность
попа д ани я но си те лей в лову шк и.
Следовательно, частота сопряжения
фликер-шума сокращается. Количество носителей неизменно, если отношение ширины канала транзистора
к его длине (W/L) остается постоянным.
И наоборот, концентрация ловушек
снижается при увеличении площади.
По сути, меньшая частота сопряжения
фликер-шума требует увеличения площади (большего размера транзистора)
при том же отношении W/L.
использует информацию из частотной
области фазового шума, непосредственно примыкающей к области постоянного
тока. Например, контроллеры мощных
и точных двигателей анализируют
частоты и их гармоники до нескольких
сотен килогерц. Сложные приемники
с нулевой ПЧ (0IF) могут использовать
несущие со смещением всего на десятки килогерц. Следовательно, характеристика фликер-шума высокоскоростных
АЦП является ключевой для этих приложений. Таким образом, современные
быстродействующие КМОП АЦП, например 14-разрядный ADC3244 с частотой
выборки 125 МГц, дооснащаются аналоговым входным модулятором. В результате получается маломощный КМОП
АЦП с очень хорошей характеристикой
фликер-шума.
Реализация схемы входного
модулятора
Схемы модуляторов используются
более 30 лет. В наше время термин
«прерыватель» (chopper)3 применяется в отношении различных коммутирующих схем. Изначально прерыватель
использовался для преобразования
фиксированного входного сигнала
постоянного тока в изменяющееся
выходное напряжение постоянного
тока 4 . Идея использования модулятора вместе с КМОП АЦП основана
на том же принципе, когда нежелательный фликер-шум перемещается
на другую частоту, как можно более
далекую от самого полезного сигнала
(как правило, на частоту Найквиста)
(см. рис. 1). С этой целью в нашем примере используется аналоговый пассив-
Более высокая частота
сопряжения шума
В результате уменьшения топо логических элементов транзисторов
повышается частота сопряжения фликер-шума. Это существенно влияет
на характеристики системы, которая
1
Рис. 1. Полезный сигнал в присутствии шума 1/ƒ
Условная частота, где спектральная плотность фликер-шума становится равной спектральной плотности белого шума – здесь и далее прим. перев.
Приведенные значения справедливы только для субмикронных СВЧ-транзисторов в составе ИС.
3
В отечественной литературе в таком контексте принято использовать термин «модулятор».
4
Принцип модуляции входного сигнала с последующим усилением на переменном токе и синхронной демодуляцией на выходе впервые использовался в ламповых усилителях постоянного тока
для подавления температурного дрейфа и фликер-шума. Коммутирующими элементами служили электромеханические вибропреобразователи.
5
Такая аналогия не вполне уместна, поскольку в звуковых АЦП входной дельта-сигма-модулятор включён в контур обратной связи, и возникают проблемы с высокочастотным шумом.
2
www.elcomdesign.ru
Рис. 2. Реализация модулятора в высокоскоростном преобразователе формы представления информации
а)
АЦП и ЦАП
ный смеситель, установленный перед
схемой дискретизации АЦП. Высококачественные звуковые преобразователи используют тот же принцип 5,
но содержат дельта-сигма АЦП высокого разрешения (как правило, 24-разрядный) вместо конвейерного АЦП.
Низкочастотный входной сигнал
сначала сдвигается на частоту Fs/2 при
помощи встроенного в кристалл пассивного смесителя, который работает
на половине тактовой частоты АЦП.
Затем входной сигнал подвергается
выборке, как в других аналого-цифровых преобразователях, однако низкочастотный входной сигнал теперь
находится на частоте Fs/2. В процессе
выборки нежелательный фликер-шум
схемы дискретизации АЦП добавляется к спектру входного сигнала. После
выборки данные пост упают в циф ровой смеситель. Спектр выходного
сигнала смешивается еще раз с частотой Fs/2, которая сдвигает исходный
полезный сигнал обратно к постоянного току, а фликер-шум – к Fs/2.
В результате этого перемещения входной сигнал находится там, где ожидается, и не подвержен нежелательному
фликер-шуму, который находится на
противоположном конце полосы Найквиста (см. рис. 2). На этой стадии любой
вк лад фликер-шума от аналоговой
цепи входного сигнала уже объединен
с полезным входным сигналом и не
сдвинут по отношению к частоте Fs/2.
53
Сопоставление измерений
входного модулятора
На рисунке 3 сравнивается выходной спек тр БПФ аналого-цифрового преобразователя с вк люченным
и выключенным модулятором. Низкочастотный фликер-шум 1/ƒ отчетливо
виден, когда модулятор вык лючен.
Когда модулятор задействован, фликер-
б)
Рис. 3. Высокоскоростной КМОП АЦП a) с выключенным; б) включенным входным модулятором
электронные компоненты №6 2015
шум вблизи постоянного тока сдвинут
к частоте Fs/2, тогда как входной сигнал остается без изменений на частоте 10 МГц. Однако спектр БПФ также
демонс трирует побочный продук т
модуляции. Кроме сдвига входного
спектра пассивный смеситель генерирует тональный сигнал на частоте Fs/2,
что известно как проникание сигнала
гетеродина (LO), поскольку вход гетеродина связан с выходным спектром.
Но когда к выходным данным применяется цифровая фильтрация (вероятный
сценарий при анализе данных постоянного тока и вблизи него), перенесенный фликер-шум и сигнал гетеродина
удаляются.
Преимущество от использования
модулятора на низких частотах становится более очевидным при наложении двух графиков БПФ один на другой
и изменении масштаба частоты по
гор из о н т а льн о й о си на л о гар и ф мический (см. рис. 4). Это позволяет
установить, что частота сопряжения фликер-шума АЦП примерно равна 10 МГц,
и уменьшить минимальный уровень
шума в полосе частот 3 кГц…10 МГц.
Недостатки использования
входного модулятора
АЦП и ЦАП
Системный инженер должен знать,
проникает ли сигнал гетеродина при
и сп ольз о в ании скор о с т н о го АЦП
с модулятором на входе. Сигнал большой амплитуды с частотой Fs/2 теоретически может ограничить работу петли
АРУ при установке большого входного
усиления для захвата входного сигнала
с очень малой амплитудой. В таком при-
54
Рис. 4. Сравнение низкочастотного шума при включённом и выключенном модуляторе
ложении проникающий сигнал гетеродина необходимо удалить с помощью
цифрового фильтра до использования
функции АРУ.
Поскольку смеситель является пассивным, дополнительная мощность,
потребляемая модулятором, является
совсем небольшой, и не следует ожидать
заметного ухудшения отношения сигнал/шум (SNR) и сужения динамического диапазона, свободного от побочных
сигналов (SFDR).
Выводы
Поскольк у у современных ско ростных преобразователей данных
уменьшается потребляемая мощность
и увеличивается тактовая частота благодаря меньшим размерам функци-
ональных узлов, разработчики АЦП
исправляют некоторые недостатки,
связанные с миниатюризацией топологических элементов в технологическом
КМОП-процессе. Входной модулятор,
реализованный в АЦП ADC3244, позволяет в значительной мере подавить
нежелательный фликер-шум в приложениях, где полезная информация находится в диапазоне очень низких частот.
Литература
1. B ehzad Ra zavi. D esign of Analo g
CMOS Integrated Circuits. ISBN 0-07-2380322. McGraw Hill.
2. ADC324 4 datasheet //w w w.ti.com/
product/adc3244.
3. TI E2E high-speed data converter forum//
https://e2e.ti.com.
НОВОСТИ ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ
| Анализаторы сигналов UXA компании Keysight Technologies внесены в Госреестр СИ РФ |
Анализатор сигналов высшего класса Keysight N9040B серии UXA успешно прошел стадию технических испытаний, на основании чего был включен в Госреестр СИ
РФ за номером №60765-15, приказ № 621 от 27 мая 2015 г.
Анализатор UXA имеет лучшие в отрасли показатели по фазовым шумам, а также
полосу демодуляции и анализа в режиме реального времени до 510 МГц. Сочетание
этих возможностей с большим сенсорным дисплеем обеспечивает более детальное представление трудноуловимых широкополосных сигналов – как известных,
так и неизвестных.
При разработке радиолокационных систем, систем радиоэлектронной борьбы
и систем связи современные методы анализа сигналов требуют отличных характеристик по фазовым шумам.
Гетеродины, изготовленные по разработанной в компании Keysight технологии, позволяют получить уровень фазовых
шумов –136 дБн/Гц на частоте 1 ГГц при отстройке 10 кГц и –132 дБн/Гц на частоте 10 ГГц при отстройке 100 кГц.
Максимальная полоса демодуляции шириной 510 МГц может использоваться в пределах всего диапазона частот,
при этом величина динамического диапазона, свободного от побочных составляющих (SFDR), составляет более
75 дБн, что позволяет с высокой точностью определять параметры линейности широкополосных импульсных сигналов
с линейной частотной модуляцией.
При отслеживании и захвате трудноуловимых сигналов опция анализа спектра в режиме реального времени
в полосе 510 МГц позволяет с вероятностью 100% обнаруживать нестационарные сигналы длительностью от 3,84 мкс.
Благодаря сенсорному дисплею с диагональю 35,8 см (14,1 дюйма) анализатор UXA обеспечивает представление результатов измерений в нескольких удобных, легко изменяемых окнах.
www.keysight.ru
www.elcomdesign.ru
РЕКЛАМА
Новый уникальный скоростной
ЦАП LTC2000 на 2,5 ГГц
Станислав Косенко, Александр Федоров, active@ptelectronics.ru
В статье рассматриваются некоторые параметры нового цифроаналогового преобразователя LTC2000, особенности его функционального и конструктивного построения, а также варианты применения
совместно с другими изделиями корпорации Linear Technology.
В конце 2014 г. корпорация Linear
Technology начала реализовывать
на мировом рынке цифро-аналоговый
преобразователь (ЦАП) LTC2000. Благодаря инновационному нестандартному
решению технических задач при конструировании нового прибора были
достигнуты выдающиеся параметры.
АЦП и ЦАП
LTC2000 в сравнении
с аналогами других фирм
56
Прежде чем перейти к рассмотрению
ключевых параметров ЦАП, напомним,
что преобразование некоторого цифрового кода в исходный электрический
сигнал тока или напряжения позволяет
воссоздать тот образ, который предварительно был подвергнут дискретизации,
т.е. через достаточно малые промежутки
времени производился отсчет текущего
значения одного из параметров сигнала
(напряжения или тока). Причем, значение
тока или напряжения регистрировалось
не в амперах или вольтах, а в наименьших
значащих битах некоторого цифрового
кода, или, другими словами, сигнал оцифровывался (квантовался). Следовательно,
чем выше частота дискретизации, позволяющая в цифровом коде зафиксировать
в каждый отдельный момент времени
текущее значение параметра сигнала,
и чем больше разрядность (дробность)
используемого цифрового кода, тем точнее после цифро-аналогового преобразования представляется образ сигнала,
состоящий из множественного ряда его
дискретных моделей, или выборок
(samples).
В верхней строке таблицы 1 предс тав лена разряднос ть цифрового
кода. Видно, что по данному параметру
LTC2000 – единственный из всех образцов – достиг дискретизации выходного
тока преобразователя 16 бит. Следующий параметр – производительность
ЦАП, измеряемая поддерживаемой
скоростью преобразования выходных данных (Sampling Rate). Единицей
измерения параметра служит один
милли­ард (109) выборок в секунду (Giga
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Определение динамического диапазона выходного сигнала ЦАП, свободного от паразитных
составляющих
Samples per second, Gsps). Очевидно,
только образцы 2 и 3 (компании Analog
Devices, AD) могут конкурировать по
данному параметру с LTC2000, но эти
образцы существенно уступают по всем
остальным параметрам (кроме потребляемой мощности) и в общем плане
явно проигрывают изделию от Linear
Technology.
Из теории цифро-аналогового преобразования известно, что когда ЦАП
с заданной периодичностью, определяемой частотой тактовых импульсов
f DAC, воссоздает некоторый образ переменного тока с несущей частотой f OUT,
конечная разрядность квантования
исходного сигнала приводит к обогащению выходного спектра высокочастотными побочными компонентами
с несущей частотой f = nf DAC ± mf OUT
(где n, m – целые числа: 0, 1, 2, 3…).
Чем выше разрядность ЦАП, тем меньше ошибка квантования и, соответственно, меньше амплитуда побочных
компонентов преобразования, связанных с этой ошибкой.
Таблица 1. Сравнение LTC2000 с аналогичными ЦАП по техническим характеристикам
LTC2000
Разрядность, бит
ADхххх
16-/14-/11
Частота выборок, млрд/с
ADхххх
MAXхххх
MAXхххх
14-/11
2,5
DACххх
14
2,8
2,3
2,4
SFDR 100 МГц, дБн
76
70
75
–
55
SFDR 550 МГц, дБн
70
58
64
–
50
33
80
20
SFDR 950 МГц, дБн
68
Полномасштабный ток, мА
40
Нелинейность, LSB
Мощность, Вт
55
20
±1
±2,5
–
±1,5
2,2/1,3
1,1
2,3
1,8
9×15
12×12
Тип корпуса
Габариты, мм
–
BGA
17×17
Рис. 2. Частотная зависимость динамического диапазона выходного сигнала ЦАП LTC2000,
свободного от паразитных составляющих
Рис. 3. Интегральная нелинейность выходного сигнала ЦАП LTC2000
SFDR, и их можно использовать только
в малопрецизионных исследованиях
и приложениях, в которых наиболее
важной является мощность выходного сигнала.
Следующий важнейший параметр
анализируемых ЦАП – интегральная
нелинейность (Integral Nonlinearity,
INL), которая представляет собой максимальное отклонение фактического
тока на аналоговом выходе от идеальной зависимости, определяемой
прямой линией полномасштабного
тока ±40 мА во всем интервале допустимых значений наименьших значащих битов (Least Significant Bit, LSB);
типовое значение параметра (Typ INL)
не превышает ±1 LSB. Значение этого
параметра поясняет рисунок 3. 16-разрядный цифровой код по основанию 2
в десятеричном исчислении соответствует интервалу значений 216 = 65536,
или ±32768 относительно 0. На рисунке
заметно отклонение INL до численного
значения менее 1 LSB в интервале цифровых кодов [–16384:0], при которых
возникнет незначительное нарушение
линейности выходного тока. Вне указанного интервала линейность тока
близка к идеальной.
Потребляемая мощность ЦАП
LTC2000 не превышает 2,2 Вт. При этом
имеется возможность уменьшить потребляемую мощность вдвое в одном из
штатных режимов, который описан
ниже. По этому параметру лишь образцы 2 и 3 (AD) имеют преимущество, но по
всем остальным показателям они уступают изделию Linear Technology.
У всех образцов микросхем – однотипный корпус: BGA, но у LTC2000 занимаемая на печатной плате площадь
минимальна.
Приведенный анализ сравнительной характеристики параметров ЦАП
LTC2000 объективно свидетельствует
о его неоспоримом преимуществе
перед остальными аналогами. Однако
перед рассмотрением основных принципов функционирования микросхемы
необходимо охарактеризовать ее другие важные параметры, не вошедшие
в сравнительный анализ.
Спектральная плотность
шумов и фазовый шум ЦАП
По определению, спек тральная
плотность шумов NSD (Noise Spectral
Density) есть не что иное как измеряемая в децибелах относительно
электронные компоненты №6 2015
АЦП и ЦАП
Именно побочные компоненты
преобразования определяют такой
важный показатель ЦАП как динамический диапазон, свободный от паразитных составляющих, т.е. гармоник
(Spurious Free Dynamic Range, SFDR).
Он представляет собой соотношение
в децибелах между уровнем несущей
частоты (Carrier Frequency) и величиной максимального пика среди побочных компонентов в спектре выходного
сигнала. Единицу измерения SFDR обозначают как дБн (dBc), подчеркивая
принадлежность параметра к несущей (carrier). Динамический диапазон
выходного сигнала ЦАП, свободный от
паразитных составляющих, легко определить с помощью анализатора спектра
(см. рис. 1), на экране которого отображается основной сигнал с произвольным
уровнем и ряд побочных компонентов.
Разность уровней основного сигнала
и наиболее мощной гармоники дает
в результате искомое значение SFDR.
В таблице 1 приведено значение данного показателя для сравниваемых образцов, и в свете упомянутого пояснения
становится очевидным явное преимущество изделия Linear Technology с разрядностью цифрового кода, недостижимой
для остальных образцов. Поясним приведенные в таблице значения SFDR
для данного образца (см. рис. 2).
Поскольку в общем случае максимально возможная частота выходного сигнала ЦАП не превышает 40–50%
от частоты производимых выборок
в ЦАП, на рисунке приведены диаграммы, соответствующие четырем
значениям частоты выборок – 2,5; 2; 1,6
и 1,25 млрд выб/с. Поскольку для них
максима льная час тота выходного
сигнала ЦАП составит 1000, 800, 640
и 500 МГц, вблизи данных точек ход диаграмм по частотной шкале обрывается.
Однако если для каждой из диаграмм
зафиксировать значения SFDR, можно
убедиться, что при всех возможных
частотах выборок они даже с некоторым запасом превышают приведенные
данные в таблице.
У остальных образцов данный параметр существенно ниже либо совсем не
нормируется.
Энергетическую способность ЦАП
характеризует его полномасштабный
(Full Scale) выходной ток. Этот термин
подчеркивает возможность в любом
ЦАП масштабировать (программно
регулировать коррекцией цифрового
кода) его некоторое номинальное значение выходного тока, составляющее
40 мА для LTC2000. У других образцов
кроме 4 и 5 (продукция фирмы Maxim)
данный показатель существенно ниже.
Что касается этих образцов, для них не
нормирован важнейший показатель
57
АЦП и ЦАП
58
1 мВт мощность шума преобразователя
на единицу полосы пропускания, т.е. 1 Гц.
При этом выходной ток ЦАП LTC 2000
устанавливается равным его номинальному значению 40 мА (0 дБм) для
полномасштабного сигнала. Единица
измерения NSD обозначается как дБм/Гц.
В справочных данных по микросхеме LTC2000 [1] для спектральной
плотности шумов (см. рис. 4) приведены значения NSD при двух значениях
частоты производимых выборок – 2,5
и 1,25 млрд выб/с. Сравнивая показанные диаграммы, можно сделать вывод
о почти линейной зависимости спектральной плотности шумов от частоты
выходного сигнала. По мере увеличения частоты выходного сигнала с минимального до максимально возможного
значения плотность шумов снижается
с 168 до 155 дБм/Гц. Также видно, что
плотность шумов примерно одинакова
на разных частотах выборок. Однако
если в ходе исследования изменить
номинальный ток выходного сигнала
(см. рис. 5), становится очевидным, что
при увеличении выходного тока плотность шумов снижается, а при уменьшении тока – увеличивается.
В настоящее время в связи с повсеместным переходом с аналогового
на цифровое телевидение высокой
четкости (HD) разработчики телекоммуникационного оборудования вынуждены уделять самое серьезное внимание
фазовой стабильности передаваемых
сигналов. При этом различают два рода
нестабильности, которые иллюстрирует рисунок 6. Прежде всего, это т.н.
джиттер (см. рис. 6а), или сравнительно
медленное дрожание фазы выходного
сигнала ЦАП, которое представляет
собой измеряемое динамическое отклонение фазы сигнала в пикосекундах (пс)
от среднего значения, измеренного за
продолжительный период времени.
Основной вклад в такую нестабильность
вносит тактовый генератор синхронизации ЦАП, задающий частоту производимых выборок. Если учесть, что на частоте
2,5 ГГц период составляет всего лишь
400 пс, вполне очевидным становится
требование, чтобы джиттер в тактовом
генераторе не превышал 10–20 пс. Однако дополнительный вклад могут вносить
также сильные внешние электрические
и магнитные поля и помехи по питающим проводникам.
В отличие от джиттера, фазовый
шум является мерой нестабильности
фронта либо спада тактовых импульсов синхронизации ЦАП на коротких
промежутках времени (см. рис. 6б),
поскольк у такой высокочастотный
ш у м в о сп р и н и м а е тс я к ак « ш у м о вая дорожка». Поскольк у природа
его происхождения в большей мере
www.elcomdesign.ru
Рис. 4. Частотная зависимость спектральной плотности шумов в выходном сигнале
Рис. 5. Зависимость спектральной плотности шумов от выходного тока
Рис. 6. Фазовая нестабильность выходного сигнала ЦАП
Рис. 7. Изменение фазового шума выходного сигнала при отстройке от центральной частоты выходного
сигнала
Рис. 8. Функциональная схема скоростного цифро-аналогового преобразователя LTC2000
Функциональная схема
ЦАП LTC2000
На рисунке 8 представлена функциональная схема ЦАП LTC2000, состоящего из двух частей – аналоговой
и цифровой. Напряжение питания
1,8 и 3,3 В подается на соответствую-
Рис. 9. Принцип работы LVDS-интерфейса
АЦП и ЦАП
связана с температурными шумами,
фазовый шум присущ абсолютно всем
электронным компонентам, входящим
в состав и тактового генератора ЦАП,
и самого ЦАП. Измеряется фазовый
шум в единицах удельной плотности
дБн/Гц по отношению к основному
выходному сигналу в полосе частот
1 Гц при различной величине частотной отстройки. Воздействие джиттера
и фазового шума на выходной сигнал
ЦАП иллюстрирует рисунок 6в.
На рисунке 7 показана зависимость
фазового шума выходного сигнала
частотой 65 МГц в ЦАП LTC2000 с производительностью 2,5 млрд выб/с.
При относительной отстройке с 10 Гц
до 1 МГц фазовый шум почти линейно снижается с –110 до –165 дБн/Гц,
что является хорошим результатом.
Для большинства ЦАП других производителей фазовый шум при отстройке
на 1 кГц от основной частоты, равный –
130 дБн/Гц, считают отличным показателем. Из рисунка 7 видно, что в нашем
случае результат даже лучше на 5 дБн/Гц.
Из ложенные выше сведения об
основных параметрах ЦАП LTC2000
позволяют перейти к более детальному знакомству с функционированием
микросхемы.
Рис. 10. Временные диаграммы регистрации информации по LVDS-интерфейсу
щие выводы AVDD18 (Analog Voltage),
AVDD33, DVDD18 (Digital Voltage),
DVDD33 относительно общего заземляемого проводника GND (Ground).
В составе микросхемы можно выделить несколько крупных функцио нальных блоков. Это порты приема
входных цифровых данных с каналом
их так тирования, у з лы обработки
и выборки входных данных, собственно ЦАП с отдельным каналом тактовых
импульсов и цепями регулирования
выходного тока, последовательный
п ер и ф ер ийный ин тер ф е й с (S e r ial
Peripheral Interface, SPI) для конфигу-
рирования и контроля состояния внутренних регистров, тестовый вывод
данных ( Test Output Pins, TS TP/N)
по некоторым внутренним параметрам
микросхемы. Рассмотрим алгоритм
функционирования микросхемы.
Обработка информации
в режиме одиночного
входного порта
В режиме одиночного входного порта все входы порта А
заземляют и используют порт В. Упрощенная функциональная схема работы Ц АП в таком режиме показана
электронные компоненты №6 2015
59
АЦП и ЦАП
60
на рисунке 9. При этом ЦАП осуществляет обработку цифровых кодов со
скоростью до 1,25×109 выб/с, частота тактовых импульсов для входной
и н ф о р м а ц и и D CK I P/ N со с т а в л я е т
625 МГц, частота тактовых импульсов
CKP/N вдвое больше – 1,25 МГц. Временные диаграммы обработки информации в режиме одиночного входного
порта иллюстрирует рисунок 10.
В таком режиме регистр записи
и считывания цифровых кодов образован двумя группами триггеров, причем
первая тактируется фронтом тактирующих импульсов DCKIP/N, а вторая –
спадом (см. рис. 11), о чем свидетельствует условное графическое обозначение
инверсии на входе тактовых импульсов
нижней пары групп триггеров.
При появлении фронта тактового
импульса DCKIP/N в верхнюю группу
триггеров записывается информация
байта N, а в нижнюю группу по спаду
так тового импульса – информация
байта N+1.
После того как информация из двух
байтов выбрана и записана в группу
регистров, мультиплексор по тактовым импульсам CKP/N, частота которых
вдвое больше DCKIP/N, производит
перевыборку входной информации,
объединяя биты из двух соседних байтов и передавая этот 16-бит код для
обработки в ЦАП. В результате через
несколько циклов тактовых импульсов
CKP/N, необходимых ЦАП для обработки преобразованного цифрового кода,
на выводах IOUTP и IOUTN появится аналоговый эквивалент тока, соответствующий
полученной по линиям связи цифровой
информации.
Затем, аналогично по фронту и спаду
следующего тактового импульса, записывается информация N+2, N+3 байтов
и т.д. Как видно из рисунка 12, запаздывание между полученным через порт
В цифровым кодом и возникновением
его аналогового эквивалента на выходе ЦАП составляет 7,5 тактового цикла
CKP/N.
Обработка информации
в режиме сдвоенного входного
порта
Рассмотрим процесс обработки
поступающей информации в режиме
сдвоенного входного порта по упрощенной функциональной схеме (см. рис. 11).
На временных диаграммах обработки информации (см. рис. 12) показано, что на порт А поступают четные
(N, N+2, N+4 … N+10) байты из 16 бит
входной информации, и одновременно
с этим на порт В – комплементарные
к четным нечетные (N+1, N+3 … N+11)
байты. Запись в регистры хранения и
выборка входной информации син-
www.elcomdesign.ru
Рис. 11. Упрощенная функциональная схема обработки информации в режиме одиночного порта
Рис. 12. Временные диаграммы обработки информации в режиме одиночного порта
хронизованы тактовыми импульсами
DCKIP/N, а подаваемая в ЦАП выборка из регистров и их преобразование
в аналоговый сигнал синхронизованы
тактовыми импульсами CKP/N.
При появлении фронта тактового
импульса DCKIP/N в регистр, состоящий
из четырех групп триггеров (см. рис. 13),
в верхнюю пару записывается информация байтов N и N+1, а в нижнюю пару
по спаду тактового импульса – байты
N+2 и N+3, поскольку для них тактовые
импульсы инвертируются.
После того как информация из двух
комплементарных потоков по портам А и В выбрана и записана в группу
регистров, мультиплексор по тактовым
импульсам CKP/N, частота которых всегда в четыре раза превышает DCKIP/N,
производит перевыборк у входной
информации, объединяя предшествующие данные порта А с последующими данными порта В и передавая этот
«конвейерный» поток для последующей
обработки в ЦАП. В режиме сдвоенного порта при максимальной скорости
преобразования в ЦАП 2,5×109 выб/с
тактовую частоту CKP/N устанавливают равной 2,5 ГГц, а частоту DCKIP/N –
625 МГц. Однако отправка цифровых
кодов в порты А и В осуществляется со
скоростью 1,25×109 выб/с для каждого
из них. Таким образом, регистр записи
и считывания цифровых данных в режиме сдвоенного порта характеризуется
удвоенной скоростью обработки данных
(Double Data Rate, DDR), как это показано
на рисунке 8.
В результате через несколько циклов
тактовых импульсов CKP/N, необходимых ЦАП для обработки преобразованного цифрового кода, на выводах I OUTP
и IOUTN появится аналоговый эквивалент
тока, соответствующий полученной по
линиям связи цифровой информации.
Затем аналогично по фронту и спаду
следующего тактового импульса записывается информация N+4, N+5 и N+6,
N+7 байтов и т. д. Из рисунка 12 видно,
что запаздывание между полученным
через порт А цифровым кодом и возникновением его аналогового эквивалента
на выходе ЦАП составляет 10 тактовых
циклов CKP/N. Для порта В такое запаздывание составляет 11 циклов.
На рисунке 13 представлен генератор шаблонов, предназначенный для
отладки и совершенствования аппаратного комплекса на основе микросхемы
LTC2000. Независимо от присутствия
на входных портах сигналов DAP/N
[15:0], DBP/N [15:0] и DCKIP/N в любой
произвольный момент времени программные средства могут включить
генератор шаблонов, перехватывающий управление мультиплексором по
его логической структуре «ИЛИ», входы
которой обозначены символом «1».
Для реализации такой возможности
потребуется предварительно в один
из регистров хранения и считывания
цифровой информации последовательного периферийного интерфейса SPI
по указанному в спецификации адресу
записать 128 байт цифровой информации, соответс твующих заданно му образу генерируемого шаблона.
Отправка записанного кода данных
в Ц АП и воссоз дание требуемого
выходного тестового сигнала инициируется по команде включения генератора шаблона, а через 1 мс происходит
синхронизация мультиплексора, после
чего исполняетс я команда чтения
64 двухбайтных выборок. Это всего
лишь одна полезная и важная особенность функционирования интерфейса
SPI. Рассмотрим его подробнее.
Рис. 13. Упрощенная функциональная схема обработки информации в режиме сдвоенного порта
ЦАП
Рис. 14. Временные диаграммы обработки информации в режиме сдвоенного порта
Рис. 15. Упрощенная функциональная схема синхронизации тактовых импульсов мультиплексора
ную копию образцового тока с коэффициентом масштабирования равным 16,
что составляет 2,5×16 = 40 мА. Как некоторую вербальную модель, отражающую
суть процесса генерирования требуемого значения тока, в [1] предлагается считать, что с помощью дифференциальных
переключателей к выводам микросхемы
внутри нее подключится такое число
элементарных источников тока, чтобы
вытекающий и втекающий ток в сумме
соответствовал требуемому значению
40 мА.
На рисунке 8 показаны внутренние
нагрузочные резисторы 50 Ом, подключенные к выводам микросхемы.
Они необходимы для согласования
с дву хпроводной линией связи,
к которой с другой стороны подключена внешняя нагрузка (см. рис. 14 [1]).
Как правило, ее эквивалентное сопротивление также составляет 50 Ом. Если
нагрузка несимметрична, применяется ее трансформаторное включение
(см. рис. 15 [1]), устраняющее рассогласование. При таких условиях общая
нагрузка ЦАП по каж дому выводу
составит 50:2 = 25 Ом, из чего следует, что максимальное напряжение на
выводах относительно общего провода составит 40×25 = 1 В. При другой внешней нагрузке полученный
результат необходимо дополнительно
уточнить.
Коэффициент усиления в контуре
регулирования выходного тока может
быть программно скорректирован как
в большую, так и в меньшую сторону
в интервале 89–114 %, что составляет
35,7–45,7 мА. Еще большую возможность
регулирования предоставляет внешний источник опорного напряжения,
подключаемый к выводу REFIO, но устанавливать выходной ток вне интервала
10–60 мА не рекомендуется.
Разумеется, приведенные расчеты показывают лишь максимальные
энергетические возможности ЦАП по
формированию выходного комплементарного тока. Фактически его значение определяется цифровым кодом,
принимаемым через LVDS-интерфейс.
Причем, разрешающая способность
по установке программируемого значения тока, зависящая от разрядности
кода (в нашем случае – 16 бит), не хуже
0,2% от полномасштабного значения
40 мА, что составляет 80 мкА.
Внутренняя синхронизация
тактовых импульсов
мультиплексора
На рисунке 15 представлена упрощенная функциональная схема внутреннего синхронизатора тактовых
импульсов. Синхронизатор контроли-
электронные компоненты №6 2015
АЦП и ЦАП
Сф о р м и р о в а н н ы й м ул ьт и п л е ксором цифровой код со скоростью
до 2,5×109 выб/с поступает на вход ЦАП
и обрабатывается таким образом, чтобы
в нагрузочной токовой петле, подключенной к дифференциальным выходам
IOUTP и IOUTN, генерировался соответствующий цифровому коду переменный ток,
значение которого задается программно-аппаратными средствами.
К аппаратным средствам можно
отнести внутренний контур регулирования выходного тока, который
включает следующий ряд элементов
(см. рис. 8): источник образцового напряжения ИОН 1,25 В, соединенный через
резистор 10 кОм с выводом микросхемы REFIO (Reference In Out – «вход
и выход образцового напряжения»);
компаратор выходного тока КВТ, управляющий следящим транзистором Q1
и регулируемым усилителем тока РУТ;
набор элементарных источников тока
в микросхеме. Вариант типового применения микросхемы, показанный
на рисунке 13 [1], предполагает заземление вывода для подстройки полномасштабного режима (Full Scale Adjust,
FSADJ) через резистор 500 Ом и шунтирование вывода REFIO конденсатором
0,1–10 мкФ, улучшающим шумовые параметры выходного сигнала.
Компаратор КВТ устанавливает ток
транзистора Q1 по выводу микросхемы FSADJ таким, чтобы создаваемое
им падение напряжения на этом выводе через резистор 500 Ом сравнялось
с образцовым, т.е. 1,25:500 = 2,5 мА.
Одновременно с этим такой же управляющий сигнал поступает на вход регулируемого усилителя тока РУ Т. При
программно установленном по умолчанию единичном значении коэффициента усиления в контуре регулирования
полномасштабный образ вытекающего
и втекающего по выходным выводам
IOUTP и IOUTN тока представляет собой точ-
61
АЦП и ЦАП
Таблица 2. Справочные данные для управления синхронизатором в ручном режиме
62
SYNC_PH
03
04
05
15
25
35
45
55
54
53
52
51
50
40
30
20
10
00
01
02
SYNC_PS
10
10
10
10
10
00
00
00
00
00
01
01
01
01
01
11
11
11
11
11
рует фазу входных тактовых импульсов DCKIP/N с помощью компараторов
фазы КФ1 и КФ2. В режиме сдвоенного входного порта (см. рис. 14) частота повторения тактовых импульсов
входной информации вчетверо меньше, чем у тактовых импульсов мультиплексора CKP/N. Выборка информации
в регистр входных данных осуществляется как по фронту, так и по спаду
тактовых импульсов DCKIP/N, что соответствует их фазовому сдвигу относительно фронта (0º) и спада (180º).
По мере прогревания кристалла ЦАП
после включения питания, а также при
колебаниях температуры окружающей
среды неминуемо возникнет медленный фазовый дрейф между тактовыми
импульсами DCKIP/N и CKP/N, который
может привести к некорректной записи входной информации в регистр
данных и ее ошибочному считыванию
мультиплексором. Синхронизатор по
мере необходимости автоматически
подстраивает фазу сигналов управления мультиплексора, что гарантирует
достоверность поступающей в ЦАП
информации.
Рассмотрим работу синхронизатора
(см. рис. 15). Из таблицы 11 в официальном техническом описании [1] видно,
что работа синхронизатора возможна
как в автоматическом, так и в ручном
режимах. В автоматическом режиме
после включения напряжения питания
происходит программный сброс (обнуление) всех регистров, а затем параметру DCKI_EN (DCKIP/N Clock Receiver
Enable – «включить приемник входных
тактовых импульсов») в регистре SPI по
адресу 0x03, бит 0, присваивается значение «1». В течение 1 мс входные тактовые
импульсы CKP/N и DCKIP/N стабилизируются, инициируется синхронизатор,
после чего LVDS-приемник начинает
принимать входные данные.
Компараторы фазы КФ1 и КФ2 оценивают фазовый сдвиг тактовых импульсов
входных данных DCKIP/N относительно
выхода делителя импульсов CKP/N,
управляющих мультиплексором. Выходы этих фазовых компараторов SYNC_PH
(Synchronizer Phase Comparator Outputs)
можно наблюдать в регистре 0x06, причем компаратор КФ1 отражает результат
сравнения в младших битах байта [0:3],
а КФ2 – в старших [4:7]. Данный параметр
доступен только для чтения и не корректируется.
Для автокоррекции фазы тактовых
импульсов, управляющих работой мультиплексора, выходы КФ1 и КФ2 работа-
www.elcomdesign.ru
ют на вход арифметико-логического
устройства (АЛУ), которое формирует
сигнал SYNC_PS (Synchronizer Phase
Select – «выбор фазы синхронизатора»).
В автоматическом режиме работы синхронизатора биты SYNC_PS (регистр
0х05, биты [1:0]) доступны только для
чтения и автоматически подстраиваются синхронизатором по мере необходимости с учетом степени расфазировки
входных тактовых импульсов DCKIP/N,
о чем свидетельствует значение параметра SYNC_PH.
Выбор автоматического или ручного
режима работы осуществляется по сигналу SYNC_MSYN (Synchronizer Manual
Mode Select – «выбор ручного режима
синхронизатора»). В автоматическом
режиме SYNC_MSYN = 0.
При необходимости можно отключить автоматический режим синхронизатора, установив SYNC_MSYN = 1
(регистр 0х05, бит 2) и принудительно
записав значения SYNC_PS в зависимости от аргумента SYNC_PH в соответствии с таблицей 2.
Тестовый вывод данных TSTP/N
Встроенный в микросхему LTC2000
тестовый мультиплексор с выходом,
подключенным к выводам TSTP/N (см.
рис. 8), может использоваться для измерения температуры кристалла либо
контроля расфазировки между LVDSвходами тактовых импульсов и цифровых данных.
Чтобы включить контроль над температурой кристалла, тестовый мультиплексор должен быть отк лючен,
о чем в регистре 0x18, бит 6, будет свидетельствовать параметр LMX_EN = 0
(LVDS Test Mux Select Enable – «тестовый
мультиплексор по интерфейсу LVDS
недоступен»). Взамен этого в регистре
0x19, бит 0, потребуется активировать
параметр TDIO_EN = 1 (Temperature
Diode Enable – «доступен температурный измерительный диод»). В результате к выводам TSTP/N подключится
внутренний диод, измеряющий температуру кристалла. Причем, в зависимости от выбора в регистре 0х19,
бит 1, значения параметра TDIO_SEL
(Temperature Diode Select – «выбор
температурного диода») будет реализован один из дву х возможных
способов измерения. Если этот параметр установить равным 1, температурно-зависимое напряжение можно
непосредственно наблюдать между
выводами TSTP и TSTN. При этом температуру кристалла можно рассчитать как TJ = 25°C + (2,02 В – VTSTP)/
(5,5 мВ/°C). Типичная некалиброванная
точность равна ±5°C. При параметре
выбора TDIO_SEL = 0 температура кристалла измеряется с помощью внешних температурных датчиков LTC2991
или LTC2997.
При отладке комплекса, использующего ЦАП LTC2000, необходимо
убедиться, что входы LVDS (DCKIP/N,
DAP/N, DBP/N) достаточно точно синхронизованы. Расфазировка меж ду
тактовыми импульсами и цифровыми
данными, формируемыми, как правило,
блоком ПЛИС, или из-за несоразмерности длины печатных проводников
на плате может привести к ошибочному вводу цифровых кодов. Для контроля фазировки входных тактовых
импульсов и цифровых кодов в микрос хе м е н е о бход и м о ак т и в и р о в ат ь
встроенный тестовый мультиплексор
(см. рис. 8), позволяющий через выводы микросхемы TSTP/N проверить единовременно согласование одной пары
входных сигналов LVDS.
Для управления тестовым мультиплексором используется регистр SPI
0x18. Поскольку тестовый мультиплексор применяется также для контроля
над температурой кристалла, вначале следует убедиться, что эта опция
не используется в текущий момент,
на что указывает значение параметра TDIO_ EN = 0. Затем в регис тре
0x18, бит 6, устанавливается параметр LMX _ EN = 1, благодаря чему
к в ы в о д а м T S T P/ N п о д к л ю ч а е т с я
тестовый мультиплексор. Сигнал от
входных данных LVDS направляется к выводам TSTP/N дифференциальной парой NMOS-транзисторов,
поддерживая вытекающий ток
6,6 мА на внешней нагрузке,
в качес тве которой используютс я
соединенные с источником питания
Рис. 16. Входной тестовый сигнал ЦАП при измерении расфазировки сигнала синхронизации и цифровых
кодов
3,3 В резисторы 50 Ом. Такое соединение позволяет оценивать временные
параметры наблюдаемых сигналов
на высокоскоростном осциллографе.
Для измерения подаются входные
тактовые импульсы CKP/N и DCKIP/N,
а затем в режиме сдвоенного порта
подается входной сигнал с цифровыми
кодами (см. рис. 16). Этот шаблон упрощает сравнение временных сдвигов
от фронта к фронту и от спада к спаду
для каждой входной пары сигналов, что
становится вполне очевидным после
сравнения 16 бит преобразованного
шестнадцатеричного кода к двоичному:
АААА=1010101010101010
5555=0101010101010101
Алгоритм проведения измерений
предполагает установку цифрового
кода в регистре 0х18, причем значение
бита 0 определяет содержание параметра LMX_MSEL («0» – выбрать первый
сигнал из анализируемой пары, «1» –
выбрать второй сигнал с его инверсией).
Значение битов [5:1] определяет содержание параметра LMX_ADR, который
устанавливает тестовую пару входных
сигналов для сравнения их временных
параметров в соответствии с таблицей 3.
Бит 6 задает значение параметра
LMX_EN, как указывалось выше.
Например, чтобы сравнить DB15P/N
с DCKIP/N, сначала необходимо записать 0x60 в регистр 0x18, что соответствует LMX_EN = 1, LMX_ADR = 10000
и LMX _ SEL = 0. Сигнал от DB15P/N
н а п р а в л я е т с я н а в ы в о д ы T S T P/ N
и становится доступным для анализа.
На втором этапе потребуется записать
Таблица 3. Выбор пары тестируемых соседних LVDS-сигналов по содержимому битов [5:0]
в регистре 0х18 интерфейса SPI
LMX_ADR
LMX_MSEL = 0
LMX_MSEL = 1
00000
DA14P/N
DA15N/P
00001…01001
DA[13:5]P/N
DA[14:6]N/P
01010
DA4P/N
DA5N/P
01011
DA3P/N
DA4N/P
01100
DA2P/N
DA3N/P
01101
DA1P/N
DA2N/P
01110
DA0P/N
DA1N/P
01111
DCKIP/N
DA0N/P
10000
DB15P/N
DCKIN/P
10001
DB14P/N
DB15N/P
10010…11010
DB[13:5]P/N
DB[14:6]N/P
11011
DB4P/N
DB5N/P
11100
DB3P/N
DB4N/P
11101
DB2P/N
DB3N/P
11110
DB1P/N
DB2N/P
11111
DB0P/N
DB1N/P
0x61 в регистр 0x18, что установит
LMX_SEL = 1 и заставит DCKIP/N появиться на выводах TSTP/N с обратной
полярностью. Это позволяет заре гистрировать расфазировк у меж ду
так товыми импульсами и входами
DB15P/N. Затем измерения повторяются для входов DB15P/N и DB14P/N,
позволяя вычислить его расфазировку по отношению к DCKIP/N. Эти операции повторяются для каждой пары
входов. Таким способом определяется
расфазировка всех входных данных
LVDS (DAP/N, DBP/N) относительно
DCKIP/N с точностью до 100 пс.
При нормальном функционировании
микросхемы рекомендуется поддерживать значение параметра LMX_EN
равным 0, чтобы исключить влияние
тестового мультиплексора.
Бесплатные образцы и отладочные
платы описанных в статье изделий
можно заказать по адресу Aleksandr.
Fedorov@ptelectronics.ru.
Литература
1. h t t p : // c d s . l i n e a r . c o m / d o c s / e n /
datasheet/2000f.pdf.
2.www.linear.com/demo/DC2085.
3.www.linear.com/solutions/5137.
СОБЫТИЯ РЫНКА
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
кварцевые резонаторы;
кварцевые генераторы (часовые, VCXO, VCSO,
TCXO, OCXO);
генераторы радиочастотного диапазона (VCO);
синтезаторы сетки частот (PLL);
буферы и делители;
программируемые конденсаторы;
драйверы коаксиальных кабелей;
эмиттерно-связанная логика;
керамические моноблочные фильтры;
керамические моноблочные дуплексеры;
волноводные фильтры ClearPlex;
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
•
пьезоэлектрические керамические компоненты;
резисторные сборки;
токоизмерительные шунты;
резисторы сверхвысокого сопротивления;
потенциометры;
датчики положения;
оптические и механические энкодеры;
триммеры;
DIP-переключатели;
кнопки, мини-джойстики;
акселерометры;
радиаторы и т.д.
С 2008 г. в состав компании CTS Corporation входит компания Tusonix. Продукция компании включает керамические
резонаторы, переменные конденсаторы, фильтры EMI/RFI и фильтровые сборки.
http://ptelectronics.ru
электронные компоненты №6 2015
АЦП и ЦАП
| Заключен контракт между PT Electronics и CTS Corporation |
PT Electronics и американская корпорация CTS заключили дистрибьюторский контракт на поставку электронных
компонентов.
Основанная более 100 лет назад компания CTS в настоящее время является глобальным лидером в разработке
и производстве широкой номенклатуры электронных компонентов, датчиков и исполнительных устройств. Продукция
компании хорошо диверсифицирована и предназначена для различных отраслей применения: автомобильной промышленности, железнодорожного транспорта, систем безопасности, беспроводных коммуникаций, медицинской
аппаратуры, компьютерной техники, промышленного оборудования, авионики и высоконадежных применений.
Основные виды продукции CTS Corporation:
63
Требования
к системам генерации
высокоскоростных сигналов
Кларенс Майот (Clarence Mayott), Linear Technology
Г е н е рат о р ы , та й м е р ы и с и н т е з ат о р ы с и г н а л о в
В статье рассмотрено влияние фазового шума и полосы пропускания
на качество генерируемого схемой сигнала. Даны рекомендации по расположению компонентов на плате и их соединению.
64
В генераторах высокоскоростных
сигналов важнейшими критериями
являются полоса пропускания и разрешение. В современных электронных
генераторах используются быстродействующие ЦАП, с помощью которых
получают сигналы различной формы –
от однотоновых до сложных многоканальных сигналов с полосой несколько сотен МГц. В большинстве случаев
количество каналов и допустимое расстояние между ними ограничивается
фазовым шумом (джиттером).
Основными источниками фазового шума, как правило, являются тактовый генератор на входе ЦАП и сам
преобразователь. Соответственно, при
выборе ЦАП помимо высокого быстродействия следует ориентироваться
на линейность, малый вносимый шум
и джиттер. Если какое-либо из перечисленных свойств отсутствует, форма
генерируемого сигнала не будет отвечать предъявляемым требованиям.
Рис. 1. Схема соединения LTC2000 и LTC6946
www.elcomdesign.ru
Полоса пропускания
Д л я лю б ой сис те м ы генерации
сигнала главным параметром является полоса пропускания. Согласно
критерию Найквис та, полоса про пускания (ƒs , частота выборки) ЦАП
должна быть, по крайней мере, в два
раза шире полосы вырабатываемого
сигнала. Система вырабатывает сигнал с частотой от 0 Гц до ƒs /2. Наложения возникают на частотах N•ƒs ± ƒout ,
где ƒout – частота вырабатываемого сигнала. Отраженные сигналы ослабляют
с помощью восстанавливающего фильтра. Однако если частота вырабатываемого сигнала близка к предельной
(ƒs /2), то отражения сложно отфильтровать из-за неидеальности фильтра.
Как правило, чем выше порядок фильтра, тем больше искажений и потерь
он вносит, в т.ч. из-за допусков компонентов. Чем ближе полоса вырабатываемого сигнала к предельной, тем
более высокий порядок должен иметь
фильтр. Чем выше частота выборки
ЦАП, тем шире используемая полоса
и тем меньше требований предъявляется к фильтру, поэтому можно использовать простой фильтр.
Частота выборки LTC2000, 16-разрядного ЦАП 2,5 Гбит/с ƒs/2 = 1,25 ГГц. Таким
образом, при частоте сигнала 800 МГц
наложения появятся, начиная с 1,7 ГГц.
Между полезным сигналом и отражением остается 900 МГц, поэтому достаточно использовать простой ФНЧ. Если
преобразователь будет иметь более
низкую частоту выборки, то отражения будут ближе к полезному сигналу,
и будет сложнее от них избавиться.
Получить сигнал выше ƒs /2 нельзя
еще по одной причине. Дело в том,
что АЧХ преобразователя убывает по
закону SINC (sin(x)/x), т.е. вырабатываемый сигнал слабеет по мере роста
частоты. Данный закон имеет ноль на
частоте выборки ƒs , поэтому невозможно генерировать сигнал с частотой
Рис. 2. Общий фазовый шум LTC2000 и LTC6946 при ƒout = 80 МГц
Фазовый шум
Выходной фазовый шум накладывает
ограничения на зазор между сигналами и порядок модуляции. Чем больше
фазовый шум, тем меньше отношение
сигнал-шум, и выше BER вырабатываемого сигнала.
Джиттер является мерой точности
пересечений нуля сигналом во вре-
менной области. Идеальный сигнал
пересекает нулевую отметку в одной
и той же точке ка ж дого периода.
Всегда есть погрешность, и если ее
перевести в частоту, то фазовый шум
будет выглядеть как утечка спектра
в окрестности основной частоты. Если
есть несколько тонов, близко расположенных, то отношение сигнал-шум
тона будет уменьшено за счет спектральной утечки соседних сигналов.
Потери целостности можно избежать
за счет уменьшения фазового шума
в вырабатываемом сигнале.
Самым простым способом уменьшения фазового шума является
использование тактового генератора с очень малым фазовым шумом.
Заметим , что фазовый шум так то вого сигнала будет ос лаблен про -
Г е н е рат о р ы , та й м е р ы и с и н т е з ат о р ы с и г н а л о в
выборки – на выходе получится постоянный сигнал.
На практике используют менее 60%
зоны Найквиста, от 0 Гц до ƒs/2, без ослабления SINC. На 60% этого диапазона
сигнал убывает на 6 дБ. Для коррекции
убывания АЧХ применяется цифровая
инверсия SINC. Это позволяет вырабатывать с помощью ЦАП сигнал с постоянной амплитудой.
порционально отношению частоты
вырабатываемого сигнала к тактовой
частоте, т.е. фазовый шум будет минимален, если вырабатывается низкочастотный сигнал, а тактовый имеет
высокую частоту. Широкополосные
сигналы на верхней границе спектра
имеют больше фазового шума, чем
низкочастотные.
С и н т е з а т о р ч а с т о т LT C 6 9 4 6
вырабатывает сигналы с час тотой
370 МГц…5,7 ГГц без внешнего осциллятора. Он обладает очень малым
фазовым шумом и содержит ма ло
паразитных составляющих в спектре,
поэтому его рекомендуется использовать в качестве источника тактового сигнала для систем генерации
сигналов. В сочетании с ЦАП LTC2000
общий фазовый шум получается
достаточно низким для большинства
систем. Типичная схема применения
показана на рисунке 1. На рисунке 2
п о к а з а н ф а з о в ы й ш у м LT C 6 9 4 6
и LTC 20 0 0. В LTC69 4 6 используе тс я вну тр енний Г У Н. Еще м еньший
фазовый шум обеспечивает LTC6945
с в н е ш ни м Г У Н. В о б о и х си н тез а тора х LTC69 45 и LTC69 4 6 главным
ис точнико м ф азового ш ум а яв л я ется Г УН. Аддитивный шум LTC2000
равен –165 дБс/
при отк лонении
на 1 МГц от вырабатываемого сигнала 65 МГц. Таким образом, фазовый
шум осциллятора преобладает над
а д д и т и в н ы м ш у м о м LTC 20 0 0. Д л я
иск лючения остальных источников
ш у м а с л е д уе т в н и м ате л ьн о о т н е стись к расположению аналоговых
компонентов на плате.
65
Рис. 3. Схема подключения LTC2000
электронные компоненты №6 2015
Г е н е рат о р ы , та й м е р ы и с и н т е з ат о р ы с и г н а л о в
66
в выходной. От появления паразитных сигналов избавляются с помощью
переходных отверстий и посредством
соблюдения правил разводки платы.
Особое внимание необходимо уделить
тактовому входу и входу данных ЦАП,
а также его выходному сигналу. Если
линия входных данных проходит близко к выходной или к тактовому сигналу,
то входной сигнал проникает в эти
линии, и в выходном спектре появляются помехи. Аналогично, если тактовый сигнал проникает в выходной
из-за плохой разводки, может быть
нарушена целостность генерируемого сигнала.
Для получения наилучших характеристик следует разграничивать цифровую часть, тактовый сигнал и выходной
аналоговый каскад. Часто их проводят
по разным слоям платы для ослабления взаимодействия. На рисунке 4 на
примере LTC2000 показано, как изолировать эти три сигнала. По внутреннему слою проведены цифровые линии,
и они проходят в контактные площадки только через переходные отверстия. Линия тактового сигнала очень
короткая, она окружена отверстиями
для изоляции. Выходные линии проведены по мере возможности симметрично и защищены барьерами. Такая
схема обеспечивает чистый выходной
сигнал, подходящий для генераторов
с высокими требованиями.
Заключение
Рис. 4. Пример расположения компонентов на плате
Расположение компонентов
Преимущества использования
быстродействующих ЦАП и источников тактового сигнала будут нивелированы в случае нарушения правил
проек тирования, расположения
компонентов на плате и трассировки
печатной платы. Для получения наиболее чистого сигнала без искажений
необходимо соблюдать симметрию
соединительных линий, а также устанавливать обводы и защитные зазоры
на аналоговых линиях. На рисунке 3
показана типичная схема подключения LTC2000. Плотность спектрального шума не превышает 158 дБм/
для сигналов с частотой до 500 МГц
и высоким отношением сигнал-шум
в широком диапазоне генерируемых
частот.
www.elcomdesign.ru
Свободный от помех динамиче ский диапазон составляет не менее
74 дБ на частотах до 500 МГц и более
6 дБ на час тоте 1 ГГц. Д ля получе ния наилучших показателей работы
LTC2000 необходимо соблюдать прави ла р асположени я ко м понен тов
на плате. Выходы ЦАП должны рассматриваться как дифференциальная
пара и трассироваться симметрично,
даже переходные отверс тия необ ходимо располагать симметрично.
Н а ру ш е н и е с и м м е т р и и п р и в е д е т
к появлению разности напряжений
в паре, которое будет проявляться
в виде синфазного смещения в выходном сигнале. Пример расположения
элементов показан на рисунке 4.
Переходные отверстия ослабляют
паразитный сигнал, проникающий
В генераторах сигналов требуется высокая скорость выборки, чтобы
отражения не попадали в полосу сигнала, а схема фильтра упростилась.
Однако высокая час тота выборки
ограничивает убывание АЧХ, присущее всем ЦАП. При частоте выборки
2,5 Гвыб/с LTC2000 обеспечивает достаточную полосу для генерации сигнала, сохраняя хорошие спектральные
и шумовые характеристики. Преобразователь LTC2000 с тактовым сигналом,
обеспечиваемым LTC6946, обладает
малым джиттером и не требует внешнего ГУН.
Аддитивный фазовый шум LTC2000
п р а к т ич е с к и н е о б н а ру ж и в а е т с я
в выходном спектре. При грамотной
разводке и обеспечении защитных
барьеров для критических сигналов
LTC2000 спек тральные и шумовые
характеристики схемы отвечают наиболее высоким требованиям систем
генерации сигналов. Выходной сигнал
не содержит паразитных составляющих и требует минимальную фильтрацию. Данный ЦАП подходит для
генерации мало зашумленных сигналов с чистым спектром до нескольких
сотен МГц.
РЕКЛАМА
Датчики положения
для электропривода
Николай Сухов, Niswork48@list.ru
Датчик положения – один из основных элементов замкнутой системы
управления электроприводом. Существует много подобных датчиков,
основанных на разных принципах действия. В этой статье речь пойдет
о двух типах таких датчиков, используемых в аналоговых сигнальных
цепях, – о датчиках угла поворота и вращающихся синусно-косинусных
преобразователях.
Д ат ч и к и
Вращающийся синуснокосинусный преобразователь
68
Принцип действия вращающегося
синусно-косинусного преобразователя схематично показан на рисунке 1.
В рассматриваемом случае синуснокосинусный преобразователь играет
роль датчика положения. Он состоит
из трех отдельных катушек: базовой,
косинусной и синусной. Базовая катушка является основной. Она включена во
вторичную цепь вращающегося трансформатора, на первичную обмотку
которого подается опорное переменное
напряжение. Поскольку вращающийся
трансформатор напрямую передает
напряжение во вторичную цепь, не
требуется применения ни щеток, ни
колец, что повышает общую надежность
и прочность вращающегося синуснокосинусного преобразователя.
Базовая кат ушка устанавливаетс я на валу элек тродвигателя. При
вращении двигателя напряжение на
выходах SIN и COS катушек меняется
в соответствии с угловым положением вала. SIN- и COS-катушки монтируются относительно вала под углом
90° друг к другу. Следовательно, их
выходные напряжения сдвинуты на
90°. Поскольку происходит вращение
базовой кат ушки, меняетс я угол θ
между SIN/COS-катушками и базовой
кат ушкой (см. рис. 1). Напряжения,
индуцируемые в SIN- и COS-катушках,
определяются произведением опорного напряжения на SIN или COS угла
вращения θ, соответственно.
На рисунке 2 показаны формы сигналов индуцированных выходных напряжений. Эти сигналы представляют собой
нормализованные сигналы выходных
напряжений на SIN- и COS-катушках,
деленных на опорное напряжение. Как
правило, опорные напряжения выби-
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Упрощенная механическая схема вращающегося синусно-косинусного преобразователя
Рис. 2. Нормализованные сигналы выходных напряжений на SIN- и COS-катушках
AC/DC
Инвертор
U
V
Нагрузка
Электродвигатель
ADS1205/9
AMC1210
Син.-кос.
преобразователь
ШИМ-возбуждение
Контроллер реального
времени TMS320F280xx
W
Рис. 4. Пример диска трехразрядного датчика
абсолютного значения угла поворота
Рис. 3. Упрощенная структурная схема замкнутого контура регулирования синусно-косинусного
преобразователя
дит цифровой сигнальный процессор (DSP) или контроллер реального
времени для синхронизации всех сигналов. В качестве такого устройства
можно использовать микроконтроллер C2000 Piccolo F2806x на базе ядра
C28x компании Texas Instruments.
На рисунке 3 представлено типовое
решение для сигнальной цепи.
С л е д у е т з а м е т и т ь , ч т о с и н у сн о - ко си н усн ы й п р е о б р а з о в а т е л ь
я в л я е тс я д л я си с т е м у п р ав л е н и я
элек тр одвигате ле м очень на де жным датчиком положения, который
характеризуется высокой точностью
и длительным сроком службы. К недос т ат к а м т ак и х пр е о б р а з о в ате л е й
относятся ограничения по максимальной скорости вращения. Поскольку
частота сигналов синусно-косинусного преобразователя, как правило, не
превышает 5 кГц, скорость вращения
электродвигателя должна быть меньше 5000 об/мин.
Датчики угла поворота
Рассмотрим устройство оптического датчика угла поворота. В состав
этого датчика входит диск, с нанесенным определенным образом шаблоном рисунка, смонтированный на валу
электродвигателя. Отдельные сегменты
рисунка блокируют прохождение лучей
света, тогда как другие их пропускают.
Таким образом, совместное использование светоизлучающего устройства и
фотоэлемента, установленных напротив
друг друга с двух сторон диска, позволяет измерять скорость его вращения.
Сигнал на выходе приемного фотоэлемента всегда соответствует угловому
положению электродвигателя.
Существуют три типа датчиков угла
поворота: датчики абсолютного значения угла поворота, датчики угла пово-
Рис. 5. Пример диска датчика угла поворота
с TTL-сигналом
рота с T TL-сигналом и датчики угла
поворота с синусоидальным сигналом.
Для датчиков абсолютного значения
угла поворота рисунок на диске разбивается на заданное количество сегментов, каждый из которых имеет свой
оригинальный шаблон, определяющий
угол поворота вала двигателя. Так, если
датчик абсолютного значения угла
поворота является трехразрядным, его
диск разбивается на восемь одинаковых сегментов с разными шаблонами
(см. рис. 4). Поскольку сектора на диске
одинаковы, величина угла каждого из них
составляет 360°/8 = 45°. Очевидно, что и
угол поворота двигателя в данном случае
может определяться в пределах 45°.
Поскольку выходной сигнал датчиков
абсолютного значения угла поворота
оптимизирован под цифровые интерфейсы, аналоговую сигнальную цепь
можно исключить.
У датчиков угла поворота после диска
с нанесенным шаблоном сигнал имеет
только два уровня – высокий и низкий,
который преобразуется в TTL-сигнал. Как
видно из рисунка 5, шаблон такого диска
имеет сравнительно простой рисунок
по сравнению с рисунком диска датчика абсолютного значения угла поворота,
поскольку его назначение заключается
в формировании сигнала только с
двумя значениями – 0 или 1. Кроме того,
шаблон диска датчиков угла поворота
электронные компоненты №6 2015
Д ат ч и к и
раются в диапазоне 1–26 В, а частота –
в диапазоне 800 Гц…5 кГц [1].
Цепь формирования сигнала датчика должна быть биполярной, поскольку выходные сигналы отклоняются в
обе с тороны от уровня зем ли (см.
рис. 2). Необходимо одновременно
производить замер напряжений в
двух каналах, преобразовывать их в
5-кГц сигналы и подавать переменное
напряжение на вход вращающегося
синусно-косинусного преобразователя для запитывания базовой катушки. Оптимальным решением является
применение двух дельта-сигма модуляторов, по одному на каждый канал.
Дельта-сигма модуляторы работают
на очень больших частотах (в диапазоне 10–20 МГц), что обеспечивает приемлемое разрешение за счет
осреднения и фильтрации модулированных выходных сигналов.
В качес тве ис точника опорного
напряжения, как правило, используется сигнал ШИМ, подаваемый напрямую
на синусно-косинусный преобразователь. Существуют готовые решения для
реализации схемы. Например, компания Texas Instruments предлагает такие
решения для указанных приложений.
В качестве дельта-сигма-модуляторов
рекомендуется использовать преобразователи данных типа ADS1205 или
ADS1209, специально предназначенные
для прямого подключения к обмоткам
катушек синусно-косинусного преобразователя. Преобразователи данных,
в свою очередь, подключаются к четырехканальному синхронному блоку
фильтров/интеграторов, например
АМС1210, в который так же встроен
ШИМ-генератор, выходной сигнал
которого подается на обмотку базовой катушки. И, наконец, в систему
управления электродвигателем вхо-
69
Д ат ч и к и
с TTL-сигналом имеет опорную метку,
необходимую для определения текущего угла поворота двигателя. Опорная
метка может рассматриваться как угол
поворота, равный 0°. Таким образом,
простой подсчет цифровых импульсов
позволяет определять точное угловое
положение электродвигателя.
На рисунке 5 показан пример диска
датчика угла поворота с TTL-сигналом,
позволяющего получить за один оборот вращения двигателя множе ство выходных импульсов. Серийно
выпускаются датчики угла поворота
с TTL-сигналом (а также датчики с синусоидальным сигналом), периодичность
выходных сигналов которых составляет 50–50000 за один поворот двигателя.
Как и в случае датчиков абсолютного значения угла поворота, выходной сигнал датчиков угла поворота
с TTL-сигналом имеет цифровой формат.
И в этом случае аналоговую сигнальную
цепь можно исключить.
Диск датчика с синусоидальным сигналом очень похож на диск датчика угла
поворота с TTL-сигналом, но на их выходе формируется не TTL-сигнал, а синусоидальный сигнал. Реальные датчики
имеют два выходных сигнала – синусоидальный и косинусоидальный, а также
сигнал, определяющий положение
опорной метки (см. рис. 6). Поскольку
все выходные сигналы таких датчиков
являются аналоговыми, при использовании таких датчиков требуется разработка аналоговой сигнальной цепи.
Как и в случае датчиков угла поворота с TTL-сигналом, в этих датчиках
за один оборот двигателя выходной
сигнал претерпевает множество периодических изменений. Например, если
выбрать датчик, периодичность выходного сигнала которого составляет 4096
периодов за один оборот двигателя, и
подсоединить его к двигателю со скоростью вращения 6000 об/мин, результирующая частота синусоидального и
косинусоидального сигналов составит:
70
В данном случае полоса пропускания сигнальной цепи должна быть выше
410 кГц. Поскольк у рассматривае мая система имеет замкнутый контур
управления, все задержки должны быть
сведены к минимуму или полностью
устранены. Как правило, выходной сигнал датчика составляет 1 В (пик-пик),
а синусоидальный и косинусоидальный
выходы являются дифференциальными.
К аналоговым сигнальным цепям, как
правило, предъявляются следующие
требования:
www.elcomdesign.ru
Рис. 6. Выходные сигналы датчика угла поворота с синусоидальным сигналом
Рис. 7. Упрощенная схема сигнальной цепи для датчика с синусоидальным сигналом
-- наличие двух синхронизированных
АЦП – по одному для синусоидального и косинусоидального выходов;
-- исключение всех задержек в системе: поскольку полоса пропускания
превышает 400 кГц, частота дискретизации АЦП должна быть не меньше 800 Квыб/с;
-- обеспечение входного дифференциального сигнала 1 В (пик-пик) с полным диапазоном изменения порядка
1 В, что необходимо для оптимизации диапазона преобразования
АЦП; или усиление входного сигнала, чтобы обеспечить максимальный
диапазон преобразования АЦП;
-- наличие компаратора для сигнала,
определяющего положение опорной метки.
Д ля реализации с хемы измере ния можно воспользоваться изде лиями Texas Instruments, например
АЦП последовательного приближения семейства ADS7854 (см. рис. 7).
Это решение отвечает всем предъявленным требованиям за счет реализ ац ии д ву х вход ны х к ана л о в с
синхронной выборкой, встроенной
схемы формирования опорной метки
и обеспечения скорости дискретизации
1 Мвыб/с на каждый канал выходных
данных. Для управления АЦП можно
использовать компаратор и дифференциальный усилитель.
Поскольку ADS7854 является 14-разрядным АЦП, а периодичность выходного
сигнала датчика составляет 4096 периодов за один оборот двигателя, общее
число шагов измерений составляет:
Такое решение обеспечивает разрешение системы равное 26 разрядам. При
этом точность определения углового
положения двигателя составляет около
5,36∙10 –6 градуса.
Литература
1. Advanced Micro Controls, Inc. (AMCI).
What is a Resolver?//www.amci.com/tutorials/
tutorialswhat-is-resolver.asp.
2. Texas Instruments. Dual Channel Data
Acquisition System for Optical Encoders, 12 Bit,
1MSPS. TI Prevision Verified Design. 06 June
2013//www.ti.com/2q14-tipd117.
3. Delta Computer Systems. Resolver
Fundamentals//www.deltamotion.com/support.
4. HEIDENHAIN Brochure. Rotary Encoders.
November 2013www.heidenhain.com.
РЕКЛАМА
Новые требования
к силовым конденсаторам
для шин постоянного тока
Дж. Конрад (J. Konrad), М. Коини (M. Koini), М. Шоссман (M. Schossmann), М. Пафф (M. Puff), EPCOS OHG
Пассивные компоненты
В соответствии с современными тенденциями в силовой электронике автомобильным и промышленным системам необходимы надежные
и недорогие компоненты, позволяющие реализовать главные цели –
увеличить плотность энергии и уменьшить размеры. В настоящее время
широкое распространение получили ключевые технологии, способствующие повышению рабочей частоты коммутации силовых каскадов.
72
Поскольк у элек тронные компо ненты и их характеристики усложняются, требуются решения на уровне
системы. Кроме того, следует хорошо
понимать, как взаимодействуют между
собой активные и пассивные устройства. Конденсаторы для шины постоянного тока (DC-link) как часть контура
коммутации оказывают существенное воздействие на характеристики
и эффективность приложений. В разных системах силовой электроники
применяютс я полупроводниковые
сборки с небольшой индуктивностью
и конденсаторы в цепи шины постоянного тока, чтобы уменьшить скачки напряжения при отк лючении
устройств [4]. В большинстве случаев
разработчикам приходится иметь дело
с конденсаторами большой емкости
и с большими коммутационными контурами. Конденсаторная технология
CeraLink , описанная в этой статье,
а ранее – в [1–2], обеспечивает высокую плотность емкости и очень малую
собственную индуктивность, что минимизирует индуктивность коммутационного контура.
Конденсаторы DC-link
для силовой электроники
Конденсаторы DC-link, использующиеся в большинстве силовых преобразовате лей д ля с табилизации
постоянногонапряженияшины,выравнивают разность между входным источником
и выходной нагрузкой. Пульсацию
напряжения необходимо минимизировать во избежание воздействия импульсных напряжений и токов повышенной
амплитуды на полупроводники, а также
для соблюдения требований по электромагнитной совместимости. Кроме того,
эти конденсаторы работают в качестве
накопителей энергии в течение време-
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Структурная схема и сравнительные размеры компонентов в инверторе двигателя
ни удержания. Помимо своей основной
функции конденсаторы для шины постоянного питания обеспечивают быстрое
и эффективное переключение полупроводника, минимизируя используемое
пространство.
Поскольку во многом размеры корпуса и габариты инвертора определяются размерами конденсаторов для
шины постоянного тока [3] (см. рис. 1),
высокая плотность емкости является
основным параметром при уменьшении габаритов инвертора и увеличении
плотности энергии. Благодаря высокой
допустимой нагрузке по току, малой
собственной индуктивности и оптимизированному методу соединения
компактные конденсаторы для шины
постоянного тока являются востребованными компонентами. То же требование распространяется и на другие
силовые преобразователи, где используются миниатюрные конденсаторы.
Кроме того, эти компоненты должны
обладать высокой механической прочностью, чтобы противостоять механическим и климатическим воздействиям
(тепловому, электрическому, механическому и со стороны окружающей среды,
со от в е тс т в енн о). Так и м о бр аз о м ,
при совершенствовании конденсаторной технологии DC-link необходимо
учитывать требования силовой электроники следующего поколения.
Характеристики устройств:
керамический материал
В конденсаторах, созданных по
н о в о й те х н о л о г ии Ce r a Link [1–2] ,
в качестве диэлектрика применяются
керамические пластины с пленкой из
цирконата-титаната свинца, легированного лантаном (lead-lanthanumzirconate-titanate, PLZT). Поскольку
химический состав этих пластин имеет
антисегнетоэлек трическое состояние, их емкость растет с увеличением
напряжения и достигает максимального значения равного напряжению
шины постоянного тока. Это состояние позволяет нивелировать эффект
уменьшения емкости, свойственного
сегнетоэлектрическим керамическим
материалам класса 2, которые приме-
няются в многослойных керамических
конденсаторах, и, следовательно, увеличить плотность емкости на уровне
рабочего напряжения.
Более того, эквивалентное последовательное сопротив ление (ESR)
уменьшается с ростом частоты и температуры, обеспечивая эффективное
функционирование при температурах
до 150°C и высокую частоту коммутации
до нескольких мегагерц.
Материал электродов
Материал и конструкция внутренних
электродов оказывает большое влияние на характеристики конденсаторы,
поскольку электро- и теплопроводность
непосредственно связаны со свойствами материала и внутренней конструкцией конденсатора. Таким образом,
в качестве материала для внутреннего
электрода была выбрана медь, которая,
как известно, обладает превосходными
характеристиками.
Поскольку новые устройства в сфере
силовой электроники становятся более
компактными и эффективными, их рабочая частота, ток и температура увеличиваются. Чтобы избежать появления
дополнительного источника саморазогрева конденсатора и его соединений,
используемые материалы должны
обеспечить минимальное удельное
электрическое сопротивление в предпочтительно широком диапазоне температур и частот.
(2)
Переписав выражение (2) для тока
пульсаций ICrms в явной форме (3), становится очевидным, что допустимая
токовая нагрузка в амперах обратно
пропорциональна длине тракта с отводимым теплом:
(3)
Высокая токовая нагру зка обе спечиваетс я не только размерами
конденсатора, что, главным образом,
зависит от используемой технологии, но
и большей теплопроводностью, малым
ESR и высокими допустимыми температурами.
В зависимости от требуемой теплопроводности технология CeraLink в той
или иной мере обеспечивает упомянутые выше характеристики:
-- компактную конструкцию с низким
профилем и короткими электрическим и тепловым трактами (l);
-- высокую теплопроводность (λth);
-- высокую допустимую разность
температур ΔT;
-- малое ESR.
Номинальный ток
Благодаря малым тепловым потерям
и высокой теплопроводности, которую
обеспечивает новая технология, достигаются высокие значения номинального
тока.
Рис. 2. Типовые значения допустимого тока в зависимости от условий охлаждения (температура
окружающей среды – 85°C, емкость – 1 мкФ, 500 В); допустимый ток протекает при температуре устройства 125°C
Как видно из рисунка 2, дальнейшее
увеличение допустимого тока примерно на 25% реализуется на частоте
100 кГц с помощью принудительного
охлаждения. Даже в отсутствие теплоотвода и принудительного воздушного
охлаждения конденсатора обеспечиваются высокие значения номинального
тока. Современные печатные платы для
устройств силовой электроники имеют
достаточную теплопроводность, позволяющую конденсатору работать при
больших токах пульсаций.
Благодаря своей конструкции большие сборки керамических кристаллов
CeraLink (>1 мкФ) также обеспечивают
высокую теплопроводность всего модуля. Следовательно, допускаются номинальные токи выше 1 A/мкФ в больших
конфигурациях, в которых применение
других технологий страдает от недостаточной теплопроводности из-за размеров, длины тепловых трактов, а также от
выбора материалов.
Плотность энергии
Сравнение разных конденсаторных
технологий выявляет следующие технические преимущества, которыми обладают миниатюрные конденсаторы для
шин постоянного тока (см. рис. 3):
-- у алюминиевых электролитических конденсаторов – очень высокая плотность емкости, благодаря
чему они обеспечивают экономичное решение в приложениях, где не
требуются высокие номинальные
токи;
-- пленочные конденсаторы обеспечивают приемлемые значения
номинального тока, но имеют
малую плотность емкости. У пленочных и алюминиевых конденсаторов – равные отношения
доп ус ти м ого ток а п уль с аций
к объему;
-- керамические конденсаторы – единственная технология, которая обеспечивает и высокую плотность емкости,
и высокий номинальный ток;
-- конденсаторы CeraLink превосходят другие стандартные керамические конденсаторы по такому
показателю как плотность емкости и отношение допустимого тока
к объему компонента. Большие
сборки, насчитывающие до 100
керамических кристаллов, обеспечивают требуемую высокую
емкость.
Конденсаторы CeraLink применяются
без принудительного охлаждения при
больших номинальных токах, тогда как
в случае конденсаторов других типов
для теплового расчета необходимо
использовать данные из технических
описаний.
электронные компоненты №6 2015
Пассивные компоненты
Теплопроводность
Температура конденсатора в работающем устройстве – важный параметр,
определяющий срок службы и максимально допустимый ток. Поскольку
температура устройства зависит от ESR
и тока пульсаций, генерируемое тепло
должно отводиться от конденсатора как
можно эффективнее.
В установившемся режиме температура конденсатора является постоян-
ной величиной, а тепло, генерируемое
в результате резистивных потерь (Ploss),
равно теплу, которое отводится от конденсатора (Pth).
Ploss=Pth (1)
Значение Ploss рассчитывается из произведения суммы ESR и квадрата тока
пульсации ICrms, протекающего через конденсатор. Тепло определяется правым
членом выражения (2), где λth – тепловое сопротивление модуля; ΔT – разность температур; V – объем устройства,
а l – длина теплового тракта:
73
Пассивные компоненты
Прочность при высокой
температуре
74
Еще одним различием между конденсаторными технологиями является
тепловая устойчивость. Как правило,
ток утечки диэлектрических материалов
растет с температурой. Для сравнения
нескольких конденсаторных технологий
(см. рис. 4) была выбрана постоянная
времени τ(T) в соответствии с уравнением (4), которая описывает время саморазряда конденсатора:
τ(T) = Rins(T)•C(T) (4)
Она рассчитываетс я как произведение сопротивления изоляции
при заданных значениях температуры R ins (T ) и емкости. Поскольку τ(T )
зависит от материала, то при сравнении конденсаторов разных емкостей
и размеров, выполненных по одинаковой технологии, эту постоянную можно
не учитывать – она корректируется
в зависимости от размеров и величины
номинального напряжения конденсатора.
Ма л о е з нач е ни е вр е м е ни это й
константы соответствует высокому
току утечки, т.к. он пропорционален
сопротивлению изоляции. В этом случае нельзя пренебречь дополнительным повышением температуры из-за
тока утечки и риском возникновения
отказов из-за ухода параметров или
лавинного пробоя. Постоянная времени конденсаторов CeraLink остается сравнительно большой в широком
диапазоне температур, что повышает
запас прочности компонентов при
резких скачках температуры. В отличие от других технологий, применение
CeraLink может лишь сократить срок
службы конденсаторов, но во множестве случаев позволит избежать ухода
параметров.
В наиболее широко используемой
и хорошо описанной модели для расчета срока слу жбы конденсаторов
применяется электрическое и тепловое напряжения конденсаторов [5].
Срок с лу жбы в ус тановившемс я
режиме определяется при испытаниях с использованием повышенных
уровней напряжения и температуры.
Сравнение керамических конденсаторов с одинаковой номинальной
емкостью, напряжением и температурой показывает, что многослойные
керамические конденсаторы разрушаются уже через несколько десятков
минут. Рассматриваемое испытание
было прекращено спустя 50 тыс. мин,
после того как отказали четыре из
30 образцов конденсаторов CeraLink.
Из графика распределения Вейбулла
(см. рис. 5) видно, что срок службы
конденсаторов CeraLink гораздо больше, чем у двух разных многослойных
www.elcomdesign.ru
а)
б)
Рис. 3. Сравнение отношений а) емкости к объему; б) тока к объему конденсатора.
Сравниваются только конденсаторы с одинаковым номинальным напряжением
Рис. 4. Зависимость изоляционных свойств конденсаторов от температуры;
сравниваются компоненты с одинаковым номинальным напряжением
метров для материала CeraLink, даже
если превышена номинальная температура 125°C. Поскольку в конденсаторной матрице через самый разогретый
конденсатор протекает минимальный
ток, появляется возможность создать
саморегулирующуюся систему, обеспечивающую высокую устойчивость
устройств CeraLink к перепадам температур и сопутствующим проблемам.
Конструктивные особенности
устройств
Рис. 5. Срок службы конденсаторов при высокой температуре
Рис. 6. Расчет срока службы при высоких
температурах
с малыми пульсациями, а емкость при
большом сигнале пульсаций измеряется с использованием больших сигналов
пульсаций величиной 20 В (СКЗ). Емкость
увеличивается с ростом напряжения
пульсаций, но этот эффект нивелируется с ростом температуры. Большие
значения емкости требуются при низких температурах, особенно в тех приложениях, где проводятся испытания на
запуск холодного двигателя.
При высоких температурах требуется
отрицательная характеристика емкости,
чтобы минимизировать риск ухода пара-
Сб о р к и соз д а ю т с я с п о м о щ ь ю
устойчивых к высоким температурам
металлокерамических межсоединений
на основе спекшегося серебра. Основной частью этих сборок является керамический кристалл, на базе которого
изготавливаются модули. Например,
на рынке предлагаются конденсаторы
емкостью 20 мкФ с паяными и запрессованными выводами. Эти устройства
позволяют использовать две конфигурации выводов на 20 мкФ, 500 В и 5 мкФ,
1000 В.
Поскольку номенклатура изделий
CeraLink (см. таблицу) оптимизирована под большие значения емкости для
напряжений шины постоянного тока
350–450 В, эти конденсаторы предназначены для использования с полупроводниками с номинальным напряжением
600–650 В [1–2]. В соответствии с совре-
Пассивные компоненты
керамических конденсаторов класса 2
с диэлектриком из оксида титаната
бария (BTO 1 и 2).
При параллельном соединении конденсаторов необходимо учитывать
температурную зависимость емкости.
Поскольку импеданс Zn обратно пропорционален току In через конденсатор,
параллельное соединение описывается
следующим образом:
(5)
(6)
Из рисунка 6 видно, что суммарный ток I tot разделяется между конденсаторами. В случае если емкость
конденсатора зависит от температуры,
необходимо учитывать уменьшение
емкости с ростом температуры. Если же
эта зависимость отсутствует, емкость
конденсатора повысится до максимального значения при самой высокой
температуре, а импеданс Zn станет минимальным, что приведет к протеканию
максимального тока I n и риску ухода
параметров. На рисунке 7 представлена
емкостная характеристика конденсаторов CeraLink при большом и малом сигналах [1–2]. Емкость при малом сигнале
измеряется при напряжении 0,5 В (СКЗ)
75
Рис. 7. Зависимость емкости от температуры (VDC = 400 В)
Таблица. Номенклатура конденсаторов CeraLink
Емкость (ном.), мкФ
1
0,5
5
20/5
100
Напряжение (ном.),
ВDC
500
700
500
500/1000
500
Собственная
индуктивность, нГн
2,5
2,5
3,5
3/6
6,6
Длина × ширина ×
высота
10,84×7,85×4,25
10,84×7,85×4,25
13,25×14,24×9,35 33×22×11,5
85×65,7×9,5
электронные компоненты №6 2015
паразитной индуктивностью [4]. Интеграция конденсатора CeraLink в полупроводниковый модуль приносит
самые большие преимущества.
Первые испытания со встроенными полупроводниками и конденсатором, установленным непосредственно
в переходе коллектор–эмиттер биполярных транзисторов, показали, что
броски напряжения минимальны.
Банк гибридных
конденсаторов
Рис. 8. Индуктивность коммутационного контура с идеальными полупроводниками в трехфазной
конфигурации
менной тенденцией к росту напряжений
шины в дальнейшем предполагается
пополнить эту линейку конденсаторами
следующих классов напряжения.
Пассивные компоненты
Механическая прочность
76
Одной из наиболее острых проблем
при использовании керамических
конденсаторов является стойкость
к механическому и термомеханическому напряжению и его уменьшение
при транспортировке, монтаже и функционировании. Как правило, отказы
керамических SMD -конденсаторов
возникают в результате растрескивания керамического материала из-за
теплового удара при пайке или механической перегрузке из-за деформации
печатной платы. Чтобы предотвратить
эти нежелательные явления, конденсаторы CeraLink оснащаются выводными
рамками, которые уменьшают воздействие на керамический материал, связанное с механическим или тепловым
напряжением.
Внешние выводы многослойных
керамических конденсаторов классического типа часто выполняются
в виде металлических насадок, которые
обеспечивает паяемое соединение.
Недостатком такого способа защиты от
воздействия высокой температурной
нагрузки при пайке является возможность появления трещин в керамике,
которые распространяются от насадки и проходят через область изоляции
в активную зону керамического материала. По этой причине в конденсаторах CeraLink насадка не применяется,
а внешний элек трод соединяетс я
с двумя противоположными поверхностями на керамическом кристалле.
В компонентах CeraLink реализована еще одна функция защиты: внутренний электрод расположен так, чтобы
о б р а з о в а л о с ь п о с л е д о в а т е л ьн о е
соединение диэлектрических слоев
(подобно соединению слоев в многослойном керамическом конденсаторе),
www.elcomdesign.ru
что обеспечивает дополнительную
устойчивость к любым отказам в активной зоне. В отличие от хорошо известной встречно-штыревой конструкции
электродов с противоположной полярностью, в данном случае создается еще
одна группа т.н. «плавающих» электродов в средней части устройства. Преимущество такого расположения в том,
что даже если два электрода соприкоснутся, вторая часть последовательного
соединения по-прежнему будет работать как конденсатор, не пропуская
тока.
Необходимо учитывать и внутреннюю конструкцию керамических слоев,
чтобы внутреннее расширение ее элементов, вызванное электрострикционной и пьезоэлектрической силами
в активной зоне, полностью компенсировалось, и даже в самых сильных полях
не возникало механических повреждений в керамике. Напряжение пробоя
устройств CeraLink более чем в два раза
превышает их номинальное напряжение, что дает большой запас прочности
системе при ее эксплуатации.
Общие параметры
проектирования
Во избежание бросков напряжения
при быстрой коммутации полупроводниковых устройств необходимо обеспечить высокое соотношение между
емкос тью конденсатора д ля шины
постоянного тока и индуктивностью
коммутационного контура. Другими
словами, требуется малая собственна я инд ук тивно с ть конденсатора
(ESL) и малая паразитная индуктивность соединения (L σ ) в сочетании
с высокой емкостью (см. рис. 8). Более
того, устойчивость к высоким температурам позволяет устанавливать
конденсаторы CeraLink очень близко
к полупроводникам. Таким образом,
создается соединение между конденсатором и полупроводником с минимальной длиной, а значит, и с малой
При м ини м из ации напря жени я
пульсаций на шине постоянного тока
некоторое количество энергии необходимо з апасать в конденсатор е.
В ряде приложений емкость конденсатора требуется увеличить в связи
с уменьшением частоты коммутации.
При больших мощностях частоту коммутации силовых полупроводниковых
компонентов невозможно увеличить,
т.к. это может привести к уменьшению
эффективности и эксплуатационной
надежности. Однако ситуация меняется, если используются полупроводниковые ключи с широкой запрещенной
зоной и топологии преобразователей
с децентрализованными конденсаторами для шины постоянного тока.
Применение керамических конденсаторов в этих с лучаях обходитс я
дешевле при большей мощности приложений.
В настоящее время разработчики
преобразователей все чаще создают
банки из гибридных конденсаторов,
что позволяет использов ать пре имущес тва разных конденсатор ных технологий. Например, в 3,6-кВ
AC/DC-преобразователе с корректором коэффициента мощности (ККМ)
(см. рис. 9) для зарядных устройств
применяется конденсатор CeraLink,
установленный параллельно группе
из четырех алюминиевых конденсаторов. Такая комбинация конденсаторов
позволяет увеличить частоту коммутации до 60 кГц, задействовав магнитные
компоненты меньшего размера. Броски напряжения при переключениях
минимизируются в коммутационном
ВЧ-контуре с очень малой индуктивностью благодаря конденсатору CeraLink,
который заглушает ВЧ-составляющую
тока пульсаций. Дальнейшее исключение алюминиевых конденсаторов
из схем силовых полупроводниковых
каскадов уменьшит выделение тепла,
позволив увеличить срок службы компонентов.
Выводы
Такие задачи современной силов о й эл е к т р о ник и к ак п о в ыш е ни е
плотности мощности, эффективности
выми компонентами в будущих высокоэффективных и компактных решениях
для шин постоянного тока.
Рис. 9. Демонстрационный макет AC/DC-преобразователя с ККМ (конденсатор CeraLink – синего цвета, четыре
алюминиевых конденсатора – черного цвета)
и надежности выдвигают новые требования к конденсаторам шин постоянного тока. Большая плотность емкости
наряду с высокими номинальными
токами и высокой теплоустойчивостью позволяют уменьшить габариты
изделий и найти новые решения при
проек тировании силовой элек троник и . З нач е ни е ко м м у т ац и о н н ы х
контуров с малой индуктивностью,
позволяющих повысить эффек тивность переключения полупроводнико-
НОВОСТИ СВЕТОТЕХНИКИ
вых устройств, увеличивается с ростом
использов ани я полу пр оводников
с широкой запрещенной зоной.
Технология CeraLink уже обеспечивает те характеристики, которые
отвечают требованиям современных
систем и будущих приложений. Благодаря тому, что миниатюрные силовые модули обладают исключительно
высокой тепловой ус тойчивос тью
и очень хорошо защищены от помех,
конденсаторы CeraLink станут ключе-
Литература
1. G . F. Engel, M. Koini, J. Konrad, M.
Schossmann. A new technology for ceramic
power capacitors. PCIM. Nuremburg. Germany.
2012.
2. G .F. Engel, M. Koini, J. Konrad, M.
Schossmann. New high current – high voltage
ceramic power capacitors. Automotive power
electronics conference. Paris. France. 2013.
3. R. Plikat, C. Mertens, I. Koch. Does further
electrification bring new challenges in power
electronics? Automotive power electronics
conference. Paris. France. 2013.
4. K. Vogel, D. Domes. IGBT inverter with
increased power density by use of a hightemperature and low-inductance design. PCIM.
Nuremburg. Germany. 2012.
5. H. Wang, F. Blaaberg. Reliability of
capacitors for DC-link applications – an overview.
978-1-4799-0336-8/13 IEEE. 2013.
6. EPCOS AG. Power capacitor chip for 650-VR
semiconductors.
(Продолжение. Начало на с. 41)
www.elcomdesign.ru
электронные компоненты №6 2015
Пассивные компоненты
| 3-й Всероссийский светотехнический форум с международным участием |
В своем мастер-классе Ремир Мукумов показал возможности системы управления освещением. Иерархический
принцип построения позволяет строить подобные системы как на уровне управления освещением района, так и на
уровне управления освещением многих городов с одного центрального пульта. Для управления могут использоваться
либо беспроводные каналы, либо проводные линии, по которым осуществляется питание осветительных приборов.
На примере двух светильников были продемонстрированы возможности системы управления.
На круглом столе «Состояние и тенденции рынка светотехники в кризис» специалисты компании Lighting Business
Consulting вкратце рассказали о положении дел в экономике России. Их доклад был достаточно информативен
и насыщен статистическими данными. Затем в беседу вступили представители светотехнических компаний. Все они
согласились, что спрос на светодиодную светотехнику снизился, и потребитель предпочитает покупать более дешевые
изделия. Кто-то оценивал ситуацию со сдержанным оптимизмом, полагая, что пик кризиса будет пройден в августе или
сентябре. Свою позицию они аргументировали возросшим числом обращений, но нашлись и пессимисты, не разделяющие эту точку зрения. Что ж, поживем – увидим.
И, наконец, наша конференция «Современная светотехника». На нее было заявлено 18 докладов. Вначале, когда мы
только формировали программу, нам казалось, что это слишком большое число. Было желание даже отказаться от части
докладов, но все доклады выглядели достаточно интересно, и мы решили не отказываться ни от одного из них. Как оказалось, мы были правы. Хотя нам, ведущим конференцию, пришлось нелегко – порой приходилось настойчиво напоминать
докладчикам о регламенте и даже прекращать поток вопросов к докладчикам. Наверное, если бы человек, незнакомый
с особенностями светодиодной светотехники, попал на конференцию, то за шесть проведенных в зале часов он смог бы
ликвидировать пробелы в своих познаниях. Практически ни один из аспектов светодиодного освещения не остался в тени.
Кроме того, участники конференции получили представление о предстоящей выставке Interlight Moscow.
Была подробно описана технологическая цепочка производства филаментных светодиодных ламп. Мы узнали
о перспективах развития отечественных светодиодных технологий и о том, что светодиоды OLED обретают вторую
жизнь о тенденциях развития светодиодов.
Немало внимания докладчики уделили и блокам питания светодиодных осветительных приборов. На сегодня их стоимость весьма высока, отчего и велика цена конечного изделия. Следовательно, уменьшение стоимости источников
питания – задача весьма актуальная. В докладах были представлены упрощенные варианты источников тока, позволяющие снизить стоимость светильника в целом.
Также были проанализированы причины отказов светильников из-за неправильной конструкции. Разумеется,
не остались в стороне и вопросы энергосбережения и управления освещением. И, конечно, были рассмотрены вопросы светодизайна. Выступали и представители известных брендов (CREE и LEDIL) с рассказом о новинках компаний.
Конечно, участники делились опытом по продвижению своей продукции и сетовали на проблемы, среди которых
помимо кризиса часто упоминалась недобросовестная конкуренция со стороны компаний-однодневок, непонимание
потенциальными пользователями специфики светодиодного освещения.
Увы, невозможно, описать подробно доклады конференции, поэтому мы, образно говоря, лишь бросили беглый взгляд
на прошедший форум и умышленно не стали скороговоркой перечислять фамилии докладчиков и компании, которые они
представляли. Более подробное описание читатель найдет в нашем журнале «Современная светотехника».
77
Мощные СВЧ LDMOS импульсные
транзисторы для авиационных
и радарных применений
Владимир Дикарев, зам. начальника отдела; Владимир Кожевников, начальник отдела, к.т.н.,
Андрей Цоцорин, начальник лаборатории, к.ф.-м.н.; Сергей Грищенко, начальник лаборатории;
Владимир Горохов, ведущий специалист, к.т.н., ОАО «НИИЭТ»
Дискретные силовые компоненты
В статье представлены основные эксплуатационные и электрические
параметры мощных СВЧ LDMOS кремниевых транзисторов разработки ОАО «НИИЭТ», предназначенных для работы в импульсных режимах
в диапазонах частот до 500 МГц (серия 2П9120) и 1030…1090 МГц (серии
2П9115 и 2П9116). В этой группе транзисторов следует особо отметить
2П9120ВС с рекордными для отечественной электронной отрасли выходными характеристиками: РВЫХ = 1200 Вт на частоте 500 МГц при К УР более
16 дБ. Описаны также некоторые особенности поведения транзисторов
в импульсном режиме.
78
Мощные ВЧ- и СВЧ-транзисторы на
основе кремниевой LDMOS-технологии
являются, пожалуй, наиболее востребованными по сравнению с другими
транзисторами этого к ласса среди
разработчиков приемопередающей
аппаратуры. Основные преимущества
СВЧ LDMOS-транзисторов по сравнению с биполярными, DMOS- и VDMOSприборами описаны в [1]. Конечно,
на мировом и отечественном рынках
представлены еще и перспективные,
не уступающие LDMOS-транзисторам,
GaN СВЧ мощные транзисторы, однако
их доля в общей номенклатуре изделий рассматриваемого направления
пока невелика.
Как уже отмечалось, в данной статье речь пойдет о новых отечествен-
ных мощных СВЧ LDMOS-транзисторах,
работающих в импульсном режиме
в Р- и L-диапазонах частот. Транзисторы Р-диапазона – 2П9120АС, 2П9120БС
и 2П9120ВС обеспечивают выходную
импульсную мощность 500…1200 Вт
на частоте до 500 МГц при напряжении
питания 50 В и КПД свыше 45%. Транзисторы L-диапазона серий 2П9115,
2П9116 имеют значения выходной
мощности от 30 Вт (2П9116А) до 500 Вт
( 2 П 9115 А С ) в д и а п а з о н е ч а с т о т
103 0…10 9 0 М Гц п р и н а п р я ж е н и и
питания 50 В и разных параметрах
импульсов, которые указаны в спецификации на конкретные транзисторы.
Все транзисторы собраны в надежных
металлокерамических корпусах без
использования бериллиевой керамики
(вывод истока транзисторов выведен
на фланец корпуса).
Основными областями применения
представленных транзисторов являются радиолокационные станции гражданского и специального назначения,
радиопередающая бортовая и наземная
аппаратура систем радиосвязи, средства
опознавания, системы управления воздушным движением и инструментальной посадки самолетов.
Основные технические
характеристики
транзисторов серий 2П9115,
2П9116 (1030…1090 МГц)
К числу основных эксплуатационных
(выходных) параметров мощных ВЧи СВЧ-транзисторов относятся, как
Таблица 1. Значения параметров транзисторов серий 2П9115, 2П9116
Тип
транзистора
РВЫХ И, Вт
2П9115АС
К УР, дБ
ŋС, %
RСИ ОТК, Ом
С11И, пФ
С12И, пФ
С22И, пФ
RT П К И, °С/Вт
S, А/В
1250
0,2
7,0
норма ТУ
типовое
значение
500
13
18
2П9116А
30
12
21
40
0,9
30
0,2
16,5
1,2
1,3
2П9116Б
110
12
18
40
0,29
200
0,6
610
0,33
3,9
2П9116В
300
12
18
40
0,19
425
2,6
1500
0,15
6,8
Режим измерения РВЫХ И, КУР, ŋС: f = 1090 МГц, UСИ = 50 В, τИ = 13мс, Q = 3
40
0,18
420
1,1
Режим измерения РВЫХ И, КУР, ŋС: f = 1030…1090 МГц, UСИ = 50 В, τИ = 320 мкс, Q = 50
* Для параметров RСИ ОТК, С11И, С12И, С22И, RT П К И, S указаны типовые значения.
www.elcomdesign.ru
Таблица 2. Значения параметров транзисторов серии 2П9120
Тип
транзистора
РВЫХ И, Вт
2П9120АС
К УР, дБ
ŋС, %
RСИ ОТК, Ом
С11И, пФ
С12И, пФ
С22И, пФ
RT П К И, °С/Вт
S, А/В
норма ТУ
типовое
значение
500
21
21
45
0,25
262
2,6
170
0,20
4,7
2П9120БС
1000
18
19
45
0,17
492
6
296
0,10
6,9
2П9120ВС
1200
16
18
45
0,14
486
6
295
0,08
9,9
Режим измерения РВЫХ И, КУР, ŋС: f = 500 МГц, UСИ = 50 В
* Для параметров RСИ ОТК, С11И, С12И, С22И, RT П К И, S указаны типовые значения.
Рис. 1. Электрическая принципиальная схема транзисторов 2П9116Б, 2П9116В
Дискретные силовые компоненты
известно, выходная импульсная мощность РВЫХ И, коэффициент усиления по
мощности К УР и коэффициент полезного
действия стока ŋ С. К числу важнейших
электрических и электрофизических
параметров транзисторов, которые
интересуют разработчиков аппаратуры, относятся сопротивление сток-исток
в открытом состоянии RСИ ОТК, тепловое
сопротивление переход-корпус R T П К И,
максимально допустимая мощность рассеивания в импульсном режиме РИ МАКС,
входная, проходная и выходная емкости
(С11И, С12И, С22И), крутизна характеристики
S, а также значения максимально допустимого напряжения сток-исток UСИ МАКС
и максимально допустимый импульсный
ток стока I С И МАКС. Бóльшая часть перечисленных параметров для транзисторов серий 2П9115, 2П9116 представлена
в таблице 1.
Транзистор 2П9115АС, так же как
и транзисторы 2П9120АС, 2П9120БС,
2П9120ВС (их параметры будут представлены ниже), относится к числу так
называемых балансных или push-pullтранзисторов и представляет собой
сборку из двух приборов, выполненных в одном корпусе с общим истоком.
Для таких транзисторов значения параметров RСИ ОТК, С11И, С12И, С22И, S приведены
для каждой половины балансного транзистора.
Значение максимально допустимого
постоянного напряжения сток-исток
для всех перечисленных транзисторов
составляет 100 В (при t = 25°С). Следует отметить, что транзистор 2П9115АС
относитс я к категории д линноим пульсных транзисторов – параметры
импульса для него составляют: длительность импульса τИ = 13мс, скважность Q = 3, т.е. тепловой режим его
работы в классе АВ близок к непрерывному. Аналогичный состав параметров
для транзисторов серии 2П9120 представлен в таблице 2.
Значения длительности импульсов τИ
для транзисторов серии 2П9120 различны и составляют 25 мс для группы А; 5 мс
для группы Б и 2 мс для группы В, соответственно. Скважность Q для всех трех
типов (групп) транзисторов равна 10.
Большинство мощных транзисторов
представленных серий, работающих
Рис. 2. Схема размещения и разварки транзисторных кристаллов прибора 2П9116В
Рис. 3. Схема определения импеданса источника ZS и нагрузки ZL для транзистора VT1
в L диапазоне частот, имеют встроенные
входные и выходные согласующие цепи
(исключение составляют транзисторы
малой и средней мощности, например,
2П9116А). Использование встроенных
цепей согласования позволяет увеличить входные и выходные импедансы
транзисторов до значений, приемлемых
для разработчиков аппаратуры при осуществлении настройки и согласовании
транзистора в усилительном тракте.
В качестве примера на рисунке 1 приведена принципиальная электрическая
схема транзисторов 2П9116Б и 2П9116В
со встроенными цепями согласования,
а в таблице 3 – номиналы элементов
в этой цепи.
Конс т ру к т ивно и те х нологиче ски реализация входных и выходных
согласующих цепей осуществляется
Таблица 3. Номиналы элементов в электрической принципиальной схеме транзисторов 2П9116Б, 2П9116В
Тип
транзистора
С1, пФ
С2, пФ
LЗ1, нГн
LЗ2, нГн
LС1, нГн
LС2, нГн
LИ, нГн
2П9116Б
115
600
0,2
0,5
0,5
0,9
0,03
2П9116В
230
1200
0,2
0,4
0,5
0,45
0,03
электронные компоненты №6 2015
79
Рис. 4. Типовые зависимости РВЫХ И, К УР и ŋС от входной импульсной мощности РВХ И для транзистора 2П9116В на частоте 1090 МГц (tК = 25±10°С)
Дискретные силовые компоненты
с помощью монта жа соответс твующих М ДП - конденсаторов (С 1 , С 2 )
в непосредственной близости от транзисторных кристаллов и выбранной
последовательности разварки проволочных выводов. Схема размещения
транзис торных крис та ллов, М ДП конденсаторов и разварки проволочных выводов для транзистора 2П9116В
приведена на рисунке 2.
Для потребителей наиболее полезной информацией являются данные
Таблица 4. Результаты Source и Load Pull теста
для транзисторов 2П9116Б
f, МГц
ZS
ZL
1030
2,53 – j5,79
4,54 – j3,46
1090
3,76 – j5,46
3,76 – j3,08
Рис. 5. Электрическая принципиальная схема измерительного усилителя для проверки РВЫХ И, К УР и ŋС транзисторов 2П9116В на частоте 1090 МГц
(спецификация элементов указана в технических условиях)
80
Рис. 6. Импульсно-периодический режим работы СВЧ-транзистора (а) и характер изменения температуры поверхности кристалла (б)
www.elcomdesign.ru
Рис. 7. Типовая зависимость импульсного теплового сопротивления переход-корпус от длительности импульса для транзисторов типа 2П9116Б при Q = 50
исходит циклический процесс разогрева
и ос тывания транзис торного кристалла, а также всего сборочного узла,
включающего сами кристаллы, МДПконденсаторы, проволочные выводы
и области непосредственных контактов
выводов к кремнию и различным металлам. В конце прохождения импульса
температура достигает максимального
значения (ТМАКС), а в паузе между импульсами – минимального (Т МИН ), см. [4].
Для наглядности на рисунке 6 приведена иллюстрация импульсно-периодического режима работы СВЧ-транзистора
и показан характер изменения температуры на поверхности кристалла [4].
Разница температур ΔТ= ТМАКС – ТМИН
может достигать 60…120°С. Величина
этой разницы зависит от параметров
импульсов – длительности и скважн о с т и , а т ак же у р о в н я в ы ход н о й
импульсной мощности Р ВЫХ И , отдаваемой транзистором в нагрузку. При
увеличении длительности импульсов
и уменьшении скважности увеличивается разогрев кристалла, возрастает тепловое сопротивление R T П К И
(см. рис. 7) и, как следствие, снижается уровень максимально допустимой
импульсной рассеиваемой мощности
РИ МАКС. В результате происходит снижение (ограничение) и величины выходной импульсной мощности РВЫХ И.
Разработчикам радиопередающей
аппаратуры следует учитывать особенности работы мощных импульсных
транзисторов, т. е. при проектировании
усилителей мощности необходимо следить за тем, чтобы для каждого режима
применения транзистора не превышалась максимально допустимая импульсная рассеиваемая мощность, а рабочая
точка не выходила за пределы области
безопасной работы (ОБР) – по величине
максимально допустимого импульсного
тока стока IС И МАКС.
Литература
1. Кожевников В., Дикарев В., Горохов В.,
Цоцорин А. Мощные СВЧ LDMOS транзисторы ОАО «НИИЭТ» для средств радиосвязи и
радиолокации//Электронные компоненты
№ 4, 2015.
2 . Б о ш н а к о в И . Ра з р а б о т к а С ВЧ усилителей мощности класса А за один цикл
проектирования с использованием только
S-параметров//Chip News ≠ 1 (94), 2005.
3. Дьяконов В., Максимчук А., Ремнев
А., Смердов В. Энциклопедия устройств
на полевых транзисторах – М.:
Солон-Р-2002.
4. Гришаков М., Синкевич В. Физика отказов мощных СВЧ-транзисторов при работе
в импульсных режимах//Электронная техника. Серия 2. Полупроводниковые приборы,
выпуск 2, 2007.
Некоторые особенности
применения транзисторов
в импульсном режиме
РЕКЛАМА
Су щ е с т в у е т д о с т а т о ч н о м н о г о
о п у б л ико в ан н о й и н ф о р м ац и и о б
импульсных усилителях мощности
и об особенностях применения в них
полевых, в т.ч. ВЧ- и СВЧ-транзисторов.
Например, подробный материал представлен в работе [3] под общей редакцией профессора В.П. Дьяконова.
В режиме мощных радиоимпульсов про-
электронные компоненты №6 2015
Дискретные силовые компоненты
о фактических значениях импедансов
источника ZS и нагрузки ZL, полученные
для транзистора в реальных условиях
при измерении выходных параметров.
В качестве примера на рисунке 3 приведена схема, поясняющая определение Z S и ZL, а в таблице 4 – результаты
Source и Load Pull теста для транзисторов 2П9116Б.
Значения импедансов источника Z S
и нагрузки ZL вместе с S-параметрами [2]
обеспечивают разработчикам приемопередающей радиоаппаратуры достаточную первоначальную информацию
для проектирования усилителей мощности и их последующей доработки.
Важную информацию для разработчиков аппаратуры представляют
также различные типовые зависимости
параметров, которые обычно приводятся в справочных данных на каждый
транзистор. К ним относятся типовые
зависимости Р ВЫХ И , К УР, ŋ С от входной
импульсной мощности, от напряжения
сток-исток или от частоты; типовые
зависимости С11И, С12И, С22И от напряжения
сток-исток; типовые зависимости максимально допустимой импульсной рассеиваемой мощности от температуры
корпуса и другие. В качестве примера на
рисунке 4 представлены типовые зависимости выходных параметров РВЫХ И, К УР
и ŋС от РВХ И для транзистора 2П9116В на
частоте 1090 МГц. Измерения выходных
параметров осуществлялись на специальном тестовом усилителе (см. рис. 5).
81
Простые нужные вещи.
8-разрядный микроконтроллер
EM Microelectronic-Marin
Игорь Голышев, iggorr12@mail.ru
Швейцарская компания EM Microelectronic-Marin специализируется на производстве полупроводниковых микросхем с очень малым потреблением,
предназначенных для систем с батарейным питанием. В этой статье
рассматривается новейшая разработка компании – 8-разрядный микроконтроллер семейства EM6819. Публикация не является дословным пересказом руководства по эксплуатации – автор выделяет лишь ключевые
особенности устройства, по которым разработчик сможет определить, насколько ему интересна эта новинка.
Микроконтролеры и микропроцессоры
Введение
8-разрядные микроконтроллеры (МК) EM6819 предназначены для использования в системах с батарейным питанием.
Их «изюминка» заключается в широком диапазоне напряжений питания, минимальное значение которого составляет
0,9 В. При этом некоторые микросхемы семейства могут стар-
82
рис. 1. Функциональная схема МК
www.elcomdesign.ru
товать уже при напряжении питания равным 0,6 В. Последнее
возможно благодаря встроенному DC/DC-преобразователю.
В семейство МК EM6819 входят 15 микросхем. Они различаются:
-- напряжением питания: 0,9–3,6 В; 1,8–3,6 В; 1,8–5,5 В;
-- наличием встроенного DC/DC-преобразователя;
------
наличием 10-разрядного АЦП;
объемом флэш-памяти: 5,6; 11,5; 16,9 Кбайт;
объемом ОЗУ; 256; 512 байт;
числом вводов/выводов общего назначения: 4–24;
корпусом: SO8; TSSOP16 (6,4×5 мм); TSSOP20 (6,4×6,4 мм);
TSSOP28 (7,8×6,4 мм); QFN20 (4×4 мм); QFN32 (5×5 мм).
Тактовая частота ядра варьируется в пределах 7,5–15 МГц,
производительность МК составляет 7,5 MIPS при 15 МГц
(команда выполняется за два периода тактовой частоты). Интересен и другой показатель, характеризующий энергопотребление: 4000 MIPS/Вт. На рисунке 1 показана функциональная
схема МК. В следующем разделе рассматривается МК с максимальным набором функциональных блоков и максимальным
объемом памяти.
Основные функциональный узлы МК EM6819
Микроконтролеры и микропроцессоры
Ядро CoolRISC CR816L базируется на Гарвардской архитектуре. Трехступенчатый конвейер выполнения команд позволяет избежать задержек при выполнении команд и переходах.
В состав процессора входят восемь аппаратно реализованных
подпрограмм, аппаратный умножитель 8×8 бит и 16 регистров.
Команды процессора делятся на пять групп:
-- команды перехода (Branch Instructions);
-- команды переноса (Transfer Instructions);
-- арифметические и логические команды (Arithmetic and
Logical Instructions);
-- специальные команды (Special Instructions).
Всего 39 команд, каждая из которых занимает 22 бита.
В отличие от большинства RISC-архитектур, CR816L может
выполнять арифметические и логические операции с операндами, хранящимися и в памяти данных, и во внутренних
регистрах.
Энергонезависимая память (NVM) предназначена для хранения пользовательского ПО, но может использоваться и для
хранения данных – констант или переменных. Чтение данных
из NVM осуществляется так же, как и чтение из регистра. Однако запись данных в NVM происходит сложнее: сначала необ-
ходимо записать данные в кэш ОЗУ, а оттуда подпрограмма
пользователя перепишет их в NVM.
Чтение данных из NVM осуществляется за два цикла.
В первом из них происходит доступ к памяти, а во втором
– чтение. Во время цикла доступа процессор находится
в режиме ожидания. Собственно команда состоит из 2 байт,
они и считываются из памяти, а остальные шесть битов служат для защиты данных. В область памяти МК входит ПЗУ
для подпрограмм (ROM API ROUTINES). В нем содержатся
подпрограммы загрузчика, стирание/чтение NVM, выгрузка содержимого столбца NVM в кэш ОЗУ, циклической контроль избыточности (CRC), функции внутрисистемного
программирования (ISP). Благодаря использованию ROM
API время выполнения указанных процедур сокращается.
ОЗУ объемом 512 байт разбито на две области. При обращении в первую из них размером 128 байт используется
прямая адресация, а при обращении в верхние 384 байта
прямая адресация запрещена.
Система тактирования (см. рис. 2) довольно-таки сложна.
Она содержит.
-- три независимых внутренних RC-осциллятора: 15-, 2-МГц
осцилляторы (подстраиваются изготовителем) и 8-кГц
осциллятор;
-- внешние источники: 32-кГц резонатор; 2-МГц резонатор;
внешний генератор высоко- или низкочастотной тактовых последовательностей.
Запуск МК всегда происходит с 2-МГц осциллятором.
Осцилляторы можно менять «на лет у» (без остановки
процессора). 8-кГц осциллятор не подстраивается изготовителем, а используется для сторожевого таймера для
пробуждения МК, но может применяться в качестве источника сверхнизкой тактовой частоты. Внутренние 2- и 15-МГц
осцилляторы находятся в активном состоянии, если только
они инициализированы. Для задания частоты могут использоваться предварительные делители частоты. У одного из
них коэффициент деления находится в диапазоне 1–32К,
у другого – в диапазоне 1–1К.
83
рис. 2. Система тактирования
электронные компоненты №6 2015
Микроконтролеры и микропроцессоры
84
При инициализации каждый источник частоты проходит
через фазу холодного старта (ColdStart). Величины задержек
составляют:
-- 15-МГц RC-осциллятор: четыре периода;
-- 2-МГц RC-осциллятор: два периода;
-- 8-кГц RC-осциллятор: 32 периода;
-- внешний 32-кГц осциллятор: 32К периодов по умолчанию, или программируется задержка 24К, 16К или 8К
периодов.
В МК предусмотрены прерывания от 13 внешних и 12
внутренних источников. По приоритетам они разделены
на два уровня: высший (уровень 0); средний (уровень 1);
низший (уровень 2). Источниками прерываний могут быть:
предварительный делитель тактовой частоты 1 (см. рис. 2);
порты ввода/вывода; таймер; АЦП; операционный усилитель; детектор уровня напряжений; счетчик режимов
пониженного энергопотребления. Помимо прерываний
в отношении МК используется «событие». По событию происходит выход из режима пониженного энергопотребления.
При этом не требуется переход по вектору прерывания.
Существуют две группы событий.
-- EV0: последовательные порты;
-- EV1: АЦП, SPI, счетчик режимов пониженного энергопотребления.
8-разрядные порты ввода/вывода A, B, C можно конфигурировать для подключения аналоговой и цифровой периферии. Все входы портов A и C оснащены антидребезговыми
устройствами с индивидуальным выбором временных установок. Существуют два режима работы входов портов:
-- прозрачный режим (Transparent Mode): сигнал с входа
порта без задержки поступает на его выход;
-- режим с временной задержкой: сигнал с входа порта
поступает на его выход, если в течение двух периодов
частоты опроса порта состояние его входа не меняется.
В состав МК входят четыре 8-разрядных таймера, которые
можно сконфигурировать как два 16-разрядных таймера. Каждый таймер настраивается отдельно. Можно выбрать один
из шести внутренних источников частоты или один из двух
внешних источников. Среди настроек – выбор прерываний,
автозагрузка, захват входного сигнала, ШИМ, в т.ч. комплементарный ШИМ, или частотный выход. Выход таймера можно
также настроить под протокол последовательного интерфейса. Запуск и остановка таймера производятся либо аппаратно,
либо программно.
В состав аналоговой периферии входят АЦП и операционный усилитель (ОУ). Входы ОУ можно подключить к
портам А или С, а ОУ может работать в режиме усилителя или компаратора. Максимальная производительность
9-канального 10-разрядного АЦП составляет 100 Квыб/с.
Поскольку выборка осуществляется в течение 22 периодов
тактовой частоты, максимальная частота тактирования АЦП
рис. 3. Система управления питанием
www.elcomdesign.ru
составляет 2,2 МГц. В качестве опорного напряжение для
АЦП можно выбрать либо внутренний источник (напряжение программируется в пределах 1,1–1,7 В), либо внешний.
На один из входов АЦП подключается внутренний датчик
температуры. На остальные входы подаются внешние аналоговые сигналы.
АЦП может работать либо в режиме однократного
преобразования, либо в режиме периодического преобразования с заданной частотой опроса. Шум преобразования уменьшается двумя способами: можно перевести
DC/DC-преобразователь в режим ожидания или осуществлять выборку при остановке процессора. Если не требуется высокая точность преобразования, АЦП переключается
в режим 8-разрядного преобразователя; при этом упрощаетс я програм ма, т.к . требуетс я считывать 1 байт.
Максимальная дифференциальная нелинейность АЦП
не превышает ±2 МЗР, а интегральная нелинейность –
± 6МЗР.
Детектор уровня напряжений (VLD) сравнивает напряжение питания преобразователя с заданным пороговым значением и выставляет флажок или генерирует прерывание,
если напряжения питания ниже заданного уровня. Предусмотрены 32 пороговых уровня.
Встроенный в микроконтроллер повышающий
DC/DC-преобразователь может питать не только внутреннюю схему МК, но и внешнюю нагрузку на плате. При запуске
DC/DC-преобразователь выключен, а старт с низкого напряжения обеспечивается умножителем напряжения. Поскольку
его максимальный выходной ток 100 мкА невелик, при работе
от низкого напряжения сразу после старта необходимо разрешить работать преобразователю.
Его программируемое выходное напряжение принимает
следующие значения: 2,1; 2,5; 2,9; 3,3 В. Поскольку при точных
измерениях, в которых задействованы ОУ, АЦП, VLD, генерируемый преобразователем шум может внести искажения,
при проведении измерений преобразователь лучше перевести
в режим ожидания.
Время, в течение которого преобразователь может
находиться в режиме ожидания, определяется внешним
конденсатором CDCDC , подключенным к выводам V SUP, V SUP2
(см. рис. 1), т.к. при отключенном преобразователе он является
единственным источником питания. Пульсации выходного
напряжения преобразователя достигает 100 мВ. Максимальный ток, который преобразователь способен отдать во внешнюю нагрузку составляет 40 мА.
Система управления питанием схематично изображена
на рисунке 3. Внутренний регулятор напряжения и умножитель напряжения поддерживают постоянное напряжение
VREG для питания памяти, ядра ЦПУ и аналоговой периферии.
При уменьшении напряжения питания ниже 2,2 В активируется
умножитель напряжения, который поддерживает напряже-
Таблица. Энергопотребление МК EM6819 в диапазоне –40…85°С
Тактовая
частота
Активный
режим
Ожидание
(StandBy)
15 МГц
1,05/1,7 мА
72 мкА
2 МГц
0,14/0,25 мА
14 мкА
32 кГц
4,2/13 мкА
2,3/10 мкА
8 кГц
3,5 мкА
2,3/9 мкА
Отсутствует
Сон (Sleep)
Режим минимального
энергопотребления
(Power Down)
1,95/8 мкА
0,45/1,65 мкА
МК выключаются. Выход из режима сна происходит в течение 250 мкс и определяется, в основном, временем выхода
в рабочий режим аналоговой периферии. Время перехода
в рабочее состояние 2-МГц осциллятора составляет 18 мкс,
а 15-МГц осциллятора – 11 мкс.
В режиме минимального энергопотребления активными остаются только модули POR и генератор тока.
Так же м оже т з апо м инат ь с я конфиг у р аци я выв одов
портов; д ля этого пере д переходом в режим мини мального энергопотребления необходимо установить
бит в служебном регистре. Время перехода в активное
состояние составляет примерно 6 мс. В таблице показано типовое/максимальное энергопотребление МК
в различных режимах работы при напряжении питания
3,0 В и разных так товых частотах. Данные приведены
для диапазона рабочих температур –40…85°С.
Микроконтролеры и микропроцессоры
ние VREG. Поскольку максимальный выходной ток умножителя
ограничен, следует уменьшить потребление при включенном
умножителе. Для этого следует понизить тактовую частоту
до 2,5 МГц.
Ес ли ак тивирован детек тор провалов напряжения
(BrownOut), то при уменьшении напряжения ниже минимально допустимого значения происходит сброс МК. Блок
Powercheck в процессе включения питания удерживает МК
в состоянии ожидания до тех пор, пока напряжение не V REG
увеличится до безопасного значения. Это блок активизируется при включении питания после сброса МК при выходе
из состояния пониженного энергопотребления. Модуль
POR контролирует напряжение питания VSUP при старте и во
всех режимах работы. Если оно ниже порогового уровня,
МК переводится в состояние сброса, даже если BrownOut
запрещен.
В EM6819 предусмотрено четыре режима работы.
-- активный режим;
-- ожидание (StandBy);
-- сон (Sleep);
-- режим минимального энергопотребления (Power Down).
В активном режиме работают все модули МК. Этот режим
устанавливается при загрузке по умолчанию. В режиме ожидания приостанавливается выполнение программы: прекращается тактирование ядра, флэш-память отключается. Если
необходим быстрый переход из этого режима в активное
состояние, то флэш-память можно не отключать, а перевести
в режим ожидания.
В режиме сна активными остаются следующие узлы: 8-кГц
осциллятор; регулятор напряжения; умножитель напряжения (если напряжение ниже порогового); детектор провалов
напряжения; модуль POR; генератор тока. Остальные модули
85
РЕКЛАМА
электронные компоненты №6 2015
Управление дисплеями
с помощью 8-разрядных
микроконтроллеров
Мэри Тэн (Mary Tan), инженер по применению, Роджер Ричи (Rodger Richey), директор отдела
проектирования и разработки новой продукции, Microchip Technology
Микроконтролеры и микропроцессоры
В этой публикации рассматриваются 8-разрядные микроконтроллеры
PIC компании Microchip с интегрированными драйверами для управления
ЖК-дисплеями.
За последние годы жидкокристаллические дисплеи (ЖКД)
получили широкое распространение благодаря многим преимуществам над другими дисплейными технологиями. Управлять ЖК-дисплеями стало проще с помощью 8-разрядных
микроконтроллеров с интегрированными драйверами ЖКД.
К наиболее заметным функциям этих контроллеров относятся
реализации временной диаграммы сигналов ЖКД и управление напряжением смещения.
Эти контроллеры, отвечающие требованиям бюджетных
проектов, напрямую управляют сегментными индикаторами, на которых отображаются буквы, цифры, символы
и пиктограммы. Наглядным примером таких контроллеров,
86
Рис. 1. Структурная схема стандартного модуля ЖКД
www.elcomdesign.ru
исключающих необходимость во внешних компонентах,
служат МК PIC компании Microchip, поставляемые в 28-, 40-,
64-, 80- и 100-выводных корпусах.
Модуль ЖКД-драйвера управляет синхронизацией панелей со статической индикацией или мультиплексными ЖКДпанелями с поддержкой до 64 сегментов, объединенных
в блоки по четыре или восемь сегментов. На рисунке 1
представлена структурная схема типового модульного
ЖК-дисплея.
Количество регистров ЖК-дисплея меняется в зависимости
от максимального числа блоков и сегментов, которыми управляет конкретное устройство.
Рис. 2. Генерация синхронизирующих сигналов для периферии ЖКД
Блок управления синхронизацией
Блок данных
Как и блок управления синхронизацией, во всех ЖКДмодулях PIC имеется также блок данных (см. рис. 1), который состоит из регистров LCDDATAx. После инициализации
этого модуля для работы с ЖКД-панелью отдельные биты
регистров LCDDATAx сбрасываются или настраиваются так,
чтобы отображать, соответственно, светлый или темный
пикселы.
Специальные наборы регистров используются для специ­
фикации сегментов – общий анод или общий катод.
Блок генерации смещения
Известны два метода генерации напряжения смещения –
с помощью резистивной цепочки и накачкой заряда. Оба
этих метода изнутри или извне поддерживаются рассматриваемым устройством. Регистр LCDref определяет использование внешнего или внутреннего смещения с помощью
резисторов. Значение бита LCDIRE активирует внутреннее
смещение.
При использовании внутреннего источника опорного
напряжения (ИОН) контрастность изображения регулирует-
ся программным способом с помощью битов LCDCST, которые
в некоторых устройствах находятся в отдельном регистре.
Источник питания для регулировки контраста выбирается
с помощью бита LCDIRS. Регистр LCDRL обеспечивает управление разными режимами питания, устанавливаемыми
с помощью резистивной цепочки, а также временными
интервалами для каждого такого режима.
Для использования метода накачки заряда требуется
сконфигурировать только регистр LCDreg. В этом методе контраст регулируется с помощью битов смещения.
Регулятор поддерживает либо режим 1/3, либо статическое смещение пу тем установки значения или сброса
соответствующего бита. Регулятор должен оснащаться
собс твенным ис точником синхронизации с помощью
битов CLKSEL.
Частота кадров
Частота кадров ЖК-дисплея является той скоростью,
с которой изменяются сигнал на общем выводе и выходные сигналы сегментов. Выбор источника синхросигналов
зависит от сконфигурированных разрядов используемого
устройства; как правило, для ЖКД-модуля микроконтроллеры PIC позволяют выбрать один из трех источников синхронизирующих импульсов.
Частота кадров находится в диапазоне 25–250 Гц. Типовые значения этого параметра зак лючены в пределах
50–150 Гц. На более высоких частотах растет энергопотребление, и двоится изображение, а на более низких происходит мерцание дисплея.
Источники синхронизирующих импульсов
Как правило, в рассматриваемых модулях применяются
три источника синхросигналов – генератор FRC (fast internal
RC), вспомогательный генератор (SOSC) и внутренний генератор LPRC. Однако в некоторых устройствах используется системный тактовый генератор, внутренний таймер
и собственный RC-генератор. На рисунке 2 показано,
как генерируются синхронизирующие сигналы для периферии ЖК-дисплея.
Для трех источников синхросигналов выходная частота после деления равна 1 кГц. Например, если в качестве
такого источника выступает 8-МГц генератор FRC, его частота делится на 8192, чтобы на выходе получить около 1 кГц.
Поскольку этот делитель не программируется, для установки частоты синхронизации кадров применяются биты
электронные компоненты №6 2015
Микроконтролеры и микропроцессоры
Как видно из рисунка 1, в состав блока управления синхронизацией ЖКД входит регистр управления (LCDCON),
фазовый регистр (LCDPS) и регистры разрешения подключить сегменты (LCDSEx). Регистр LCDCON управляет
всей работой этого модуля. Бит LCDEn используется для
включения или отключения сконфигурированного ЖКДмодуля. Панель ЖК-дисплея может работать и в режиме
сна, устанавливая бит SLPEn в нулевое состояние. Эти биты
определяют источник синхронизации ЖКД, а конфигурация должна соответствовать управляющей схеме панели
ЖК-дисплея.
Фазовый регистр LCDPS конфигурирует предварительный
делитель частоты источника синхронизации ЖКД и тип сигнала. Поскольку коэффициент деления этого делителя напрямую
определяет частоту кадров ЖКД, его значение должно быть
таким, чтобы избежать двоения изображений или мерцания
дисплея.
Регистр LCDSEx настраивает функции выводов портов. Установка бита разрешения для конкретного сегмента настраивает
этот вывод как драйвер ЖК-дисплея. Аналогично, сброс бита
разрешения для сегмента позволяет выводу функционировать
в качестве порта ввода–вывода.
87
Микроконтролеры и микропроцессоры
Рис. 3. Сравнение сигналов типа А и В
88
регистра предварительного делителя ЖКД. С их помощью
назначается предварительный делитель, и задается его
коэффициент.
Как правило, два из трех источников синхросигналов можно применять по отдельности для управления
ЖК-дисплеем, пока процессор находится в режиме сна.
Сигналы
Помимо коэффициента мультиплексирования и напряжения смещения ЖК-дисплей характеризуется информацией об управляющих сигналах. ЖКД-сигналы генерируются
таким образом, чтобы результирующее переменное напряжение на темном пикселе было максимально возможным,
а результирующее переменное напряжение на светлом
пикселе – минимальным. Результирующее постоянное
напряжение на любом пикселе должно быть нулевым.
ЖК-дисплеи управляются сигналами типов А или В.
У сигналов типа A фаза изменяется в пределах кадра,
а у сигналов типа B она изменяется на границе каждого
кадра. Различие проиллюстрировано на рисунке 3.
Напряжение на определенном пикселе представляет
собой напряжение на выводе COM за вычетом напряжения
на выводе SEG. Если результирующее напряжение равно
или превышает значение Von, пиксел становится видимым.
Если же результирующее напряжение равно или ниже значения Voff, пиксел не виден.
Контраст ЖК-дисплея определяется с помощью соотношения между среднеквадратичной величиной (СКВ)
напряжения вк люченного пиксела и СКВ напряжения
отключенного пиксела. Схема размещения сегментов обеспечивает простой и отлаженный способ, позволяющий
определить, какие пикселы следует включить или отключить.
отображения зависит от управляющего сигнала. Поскольку панель ЖКД является емкостной нагрузкой, сигнал
искажается под воздействием токов зарядки и разрядки.
Искажение становится меньше, если уменьшить значение
сопротивления.
Однако в результате увеличивается энергопотребление
за счет увеличения тока, протекающего через эти резисторы. При увеличении размеров ЖКД-панели сопротивление необходимо уменьшать, чтобы сохранить качество
изображения.
В некоторых случаях установка конденсаторов параллельно сопротивлению позволяет уменьшить искажение, вызванное токами зарядки и разрядки. Этот эффект
имеет свои ограничения, т.к. дальнейшее повышение
емкос ти конденсатора и сопротив ления приводит к
с двиг у уровня напряжения, что отрицательно сказывается на качестве отображения дисплея. Применение
потенциометра позволяет реализовать внешнее управление контрастом.
Внутренняя схема смещения
Чтобы не добавлять внешние компоненты и исключить
использование трех выводов для генерации напряжения
питания, микроконтроллеры PIC обеспечивают внутреннее
смещение с помощью сконфигурированных резистивных
цепочек и собственное управление контрастом.
Внутренняя резистивная цепочка из трех согласованных
резисторов делит напряжение смещения ЖКД на два или
три одинаковых уровня напряжения питания для выводов
ЖКД-сегментов.
В режиме ½ напряжения смещения средний резистор
цепочки закорачивается так, чтобы генерировались только
два напряжения. Поскольку в этом режиме сопротивление
цепочки меньше, растет потребляемый ток.
Внешняя схема смещения
Резис тивная цепочка широко используетс я, ес ли
необходимо обеспечить более высокие напряжения
V DD. В этом методе применяются недорогие резисторы,
с помощью которых создается несколько уровней питания
ЖК-дисплеев. При этом ток остается неизменным независимо от числа запитываемых пикселов.
Значения сопротивлений определяются качеством
отображения дисплея и энергопотреблением. Качество
www.elcomdesign.ru
Выводы
Использование разных МК с ЖКД-контроллерами обеспечивает универсальность проектирования и упрощает
управление ЖКД-панелями. Собственная схема смещения,
управление контрастом и энергосберегающие функции
модуля ЖКД устраняют необходимость в дополнительном
оборудовании, сохраняя при этом качество отображения
дисплея.
РЕКЛАМА
Проблемы параллельного
функционирования
программ в многоядерных
микропроцессорах
Брайон Мойер (Bryon Moyer), технический писатель
В статье дается обзор принципов параллельного выполнения двух или
более программ (процессов). Для повышения производительности многоядерных систем осуществляется управление и координация параллельного выполнения ряда задач. Возможности и проблемы, свойственные
многоядерной технологии или многопроцессорным структурам любого вида, коренятся в концепции параллельного выполнения двух или
более программ. Временное совпадение выполняющихся процессов может
вызвать хаос.
Основы параллельного
выполнения программ
(процессов)
Нанесение горчицы
Существуют два разных способа
одномоментного выполнения более
одной задачи: использовать множество
процессоров для ее реализации или
поручить разным процессорам решать
разные задачи.
Охлаждение
90
линия работает быстрее, ей придется
некоторое время подождать новую
порцию булочек с первой линии. При
выполнении программ на компьютере
возникает схожая ситуация, когда два
независимых процесса осуществляются
с разными непредсказуемыми скоростями. Это ключевая проблема параллельного выполнения программ. Концепция
построения программы, порождающей
последовательность независимых процессов со случайными точками проверки, показана на рисунке 2. В зависимости
от специфики исполнения независимые
части программы могут быть «нитями»
(потоками) или процессами (см. рис. 3).
Мы будем называть их задачами.
Два вида параллелизма
Укладка котлеты
на булочку
В с т ра и в а е м о е П О
Первая и основная проблема – разделить понятия внутренне присущего
параллелизма и выполняемого параллелизма. Алгоритм или процесс имеет
много возможностей для реализации
процедур, выполняемых независимо
друг от друга. Требуемое исполнение
основано на выборе специфического параллелизма и реализуется с ним
совместно.
Однако выбранная реализация опирается на возможности алгоритма как
такового. При этом никакой параллелизм не поможет реализовать алгоритм,
в котором ограничена возможность
выполнения параллельных операций.
Это относится к набору частей программ, которые выполняются независимо и прерываются там, где им
требуется процедура проверки (check in)
при обмене данными. Данная процедура
регламентируется «точкой синхронизации» (см. рис. 1). На этом рисунке иллюстрируются два независимых процесса
в двух линиях по выпуску бургеров, на
которых происходит укладка котлеты
на булочку и покрытие ее горчицей.
Очевидно, однако, что если вторая
Параллелизм данных
Рассмотрим 4-бит вектор. Для упрощения допус тим, что необходимо
инкрементировать величину при каждом обращении к вектору. В стандартной программе это делается в режиме
цикла (Loop) для I = 1…4 (инкремент i-й
величины):
for i=1 to 4 {
increment the ith value
{
Точка синхронизации:
передача булочки,
резрезанной вдоль,
на участок покрытия
горчицей
Рис. 1. Два независимых процесса
взаимодействуют в точке синхронизации
www.elcomdesign.ru
Рис. 2. Концепция построения программы
На первый взгляд, это исключительно
простая задача по обеспечению парал-
число петлевых итераций. Петля программирования, в которой условие продолжения вычисляется каждый раз (while
loop), или такая петля, в которой концевая
точка вычисляется взамен константы (for
loop) не могут быть четко запараллелены,
т.к. для любой реализации исполнительного ПО возможное число вариантов параллелизма неизвестно.
Функциональный параллелизм
Рассмотрим пример с набором текстовых файлов, которые необходимо
зациклить для подсчета количества знаков в каждом из них. Для этого можно
воспользоваться следующей псевдопрограммой:
Рис. 3. Задачи можно организовать в виде потоков внутри программ или различных процессов
for each file {
Open the file
Count the characters
Close the file
{
Рис. 5. Образование контуров сетевых путей
в одном ядре (требуется больше циклов, чем в
многоядерных системах)
лелизма, но в действительности она
относится к т.н. «усложненному параллелизму» (см. рис. 4).
Каждый векторный элемент совершенно независим и получает совершенно независимое приращение. При
наличии четырех процессоров, каждый
из которых работает с одним из элементов, можно завершить работу с одним
вектором за ¼ времени, необходимого
для выполнения задачи на одном процессоре. В действительности, может
потребоватьс я менее ¼ времени,
т.к. больше не задействован процесс
итерации (повтор цифровых и нецифровых процессов, в которых резуль-
таты от одного или более каскадов
используются для формирования входных данных для следующего каскада)
(см. рис. 5). Такая организация процесса называется параллелизмом данных,
когда многие их источники обрабатываются одномоментно.
Два ключевых свойства этой проблемы облегчают параллелизм:
1) операция осуществляется в отношении одного элемента, не зависящего
от любого другого элемента;
2) число элементов известно и постоянно.
Если точно известно, каким образом
осуществляется параллелизм при компиляции, для этого необходимо знать
В с т ра и в а е м о е П О
Рис. 4. «Усложненное» параллельное выполнение
вычислений
На рисунке 6 с этой целью применяются три процессора: первый открывает
файл, второй подсчитывает количество
знаков, третий закрывает файл.
Имеется функциональное отличие
между этим и предыдущим примером,
иллюстрирующим параллелизм данных.
В вектор-инкрементном примере мы
исключили петлю из решения задачи.
Если во втором примере используется
только одна итерация, экономия времени не достигается из-за последовательной природы выполнения трех задач.
Выигрыш во времени появляется в том
случае, если рабочая нагрузка включает в себя повторяющиеся итерации этой
петли.
Как видно из рисунка 7, при открытии первого файла второй и третий
процессоры находятся в холостом
режиме. После открытия одного файла
в тор ой пр оце ссор может считать
количество знаков, тогда как третий
процессор по-прежнему находится в
холостом режиме. Только при откры-
91
Рис. 6. Различные ядра выполняют разные
операции
Рис. 7. Конвейер не полон, пока все ядра заняты
электронные компоненты №6 2015
тии третьего файла все процессоры
окончательно приводятся в действие;
при этом третий процессор закрывает
первый файл. Такая организация работы называется конвейерной или распределенной, т.к. функциональность
одной петли распределяется на целое
множество петель – по одной на каждый процессор.
Из рисунка 7 видно, что использование этого алгоритма только на одном
файле не обеспечивает преимуществ.
Реальные программы и алгоритмы,
как правило, содержат данные и обладают функциональным параллелизмом.
В некоторых ситуациях можно использовать и данные, и это свойство. Например, если имеются шесть процессоров,
можно создать трехпроцессорный конвейер для удвоения скорости работы с
файлами. При конвейерной организации
скорость работы определяется самым
медленным каскадом. Из рисунка 7
видно, что открытие файлов требует
большего времени, чем подсчет количества знаков. В этой ситуации убыстрение
подсчета количества знаков не улучшит
функционирование в целом, но увеличит время простоя.
В идеальном случае необходимо
так сбалансировать выполнение задач,
чтобы каждый каскад конвейера работал одинаковое время. На практике это
очень трудно или даже невозможно.
Рис. 8. Источники и потребители на тонком и грубом уровнях. Часто объектами являются не только источники,
но и потребители
Рис. 9. Потребитель не может функционировать, пока не получит данные от источника
В с т ра и в а е м о е П О
Зависимость операций
92
Решение задачи усложняется, когда
один подсчет зависит от результатов
другого. Основные случаи рассматриваются ниже.
Источники и потребители
Как видно из рисунка 8, зависимость
между операциями легче понять, если
представить, что программа состоит из
источников (производителей) и потребителей данных. Некоторая ее часть
(источник) выполняет вычисления,
результаты которого используют другие части программы (потребители).
Так, например, происходит в объектно-ориентированных приложениях.
По сути, эта зависимость означает,
что потребитель данных находится в
ожидании, когда источник их произведет (см. рис. 9). Варианты этого представления варьируются в зависимости
от языка программирования и используемого приближения. Многие компиляторы функционируют на уровне
параллелизма низкого уровня, изменяя
порядок выполнения команд, чтобы
повысить эффективность обработки
данных; при этом установленные зависимости не нарушаются.
Ситуация осложняется при использовании языков типа С, позволяющих
www.elcomdesign.ru
Рис. 10. Разные указатели указывают на одинаковое расположение в разное время
применять указатели (pointers). У компиляторов отсутствует возможность установить, как работают разные указатели,
и оптимизация становится недостижимой. Так происходит из-за совмещения
указателей (pointer aliasing) и использования арифметических указателей.
Совмещение указателей (косвенный
доступ к одному объекту через несколько различных указателей) – очень распространенное явление в программах
на языке С. Если функция использует указатель, например, на изображение как
параметр, она именует его как imagePtr.
Если программе требуется вызвать эту
функцию для двух разных изображений
leftImage и rightImage, то при ее вызове
с помощью leftImage в качестве параметра изображения leftImage и rightImage
ссылаются на одинаковые данные.
При вызове rightImage изображения
Рис. 11. Указатель арифметический относит процесс
к некоторому местоположению в памяти
rightImage и imagePtr указывают на одинаковые данные (см. рис. 10).
Совмещение указателей происходит
потому, что доступ к определенной части
данных осуществляется с помощью переменных с разными именами в разные
моменты времени. Не существует способа узнать эти зависимости не только из-за
того, что имена выглядят совершенно
Возникает и противоположная ситуация:
если источник намеревается переписать
ячейку памяти, необходимо обеспечить
готовность всех потребителей старых
данных перед их заменой новыми данными (см. рис. 13). Этот процесс называется антизависимостью. Все, что было
сказано о зависимостях, справедливо
и в отношении антизависимостей за
исключением того, что перед записью
необходимо завершить чтение.
Рис. 12. Два указателя работают на одном массиве одинаковых элементов (зависимость не очевидна при
отслеживании в статике)
Петли и зависимости
Расс матрив аем ые з ависимо с ти
усложняются, когда петли участвуют
в программе, предназначенной для
параллелизации. Мы уже увидели, как
сложно осуществляется параллелизация, когда каждый процессор выполняет
одну итерацию петли. Рассмотрим пример несколько иного кода:
for i=1 to 4 {
add the (i-1)th value to the ith value
{
Рис. 13. Второй указатель должен ждать перед перезаписью данных (антизависимость)
по-разному, но и потому, что они могут
изменяться по мере дальнейшей работы
программы. Для понимания взаимосвязи
между указателями необходим всесторонний динамический анализ.
Использование арифметического
указателя также сопряжено с очевидными проблемами, поскольку он не всегда коррелирует с тем адресом памяти,
который связан с другим указателем
(см. рис. 11).
Например, при сканировании массива с помощью одного указателя для
отслеживания изменений бывает очень
трудно понять, что для чтения данных
последующая операция использует
иной указатель, сканируя тот же массив
(см. рис. 12). Если при втором сканировании задействованы данные, которые
при первом сканировании были помещены в ячейку памяти, то параллелизация процессов как независимых
вызовет некорректное функционирование программы. Во многих случаях
эта зависимость не идентифицируется
методом статического контроля; единственный путь – не обращать внимание
во время работы исполнительного ПО
на адресацию указателями одинакового
пространства.
Упомянутая зависимость базируется на необходимости потребителя
дождаться, когда источник создаст данные: требуется запись перед чтением.
for j=1 to 4 {
for i=1 to 4 {
add the (i, j-1)th value to the (i,j)th
value
{
{
При этом петлевое расстояние для j = 2
(см. рис. 20).
электронные компоненты №6 2015
В с т ра и в а е м о е П О
Рис. 14. Период ожидания при запараллеленных итерациях
В данном примере игнорируется то,
что происходит при 1-й итерации. Это
едва заметное изменение, поскольку
каждая итерация дает результат, который используется в следующей итерации. Таким образом, вторая итерация
не начинается до тех пор, пока первая
не создаст свои данные. Это значит, что
в дальнейшем петлевые итерации не
могут выполняться строго параллельно:
каждая из них является ответвлением от
ее предшественницы (см. рис. 14).
Несмотря на то, что общее время
вычислений по-прежнему меньше того,
что требуется для выполнения цикла на
одном процессоре, оно не настолько
меньше времени, затрачиваемого в отсутствие зависимостей между итерациями.
Такие зависимости называются петлевыми (loop-carried). Ситуация усложняется,
когда выполняются вложенные циклы
с участием множества итераторов.
Предположим, необходимо просмотреть двумерную матрицу с помощью символа i для сканирования ряда
и j – для сканирования нижних рядов
(см. рис. 15).
Допустим, что содержимое определенной ячейки зависит от новой
величины (см. рис. 16), находящейся
непосредственной над этой ячейкой:
93
Рис. 17. Каждый ряд обрабатывается собственным
ядром
Рис. 15. Массив 4×4 с i в итерации вдоль ряда
(внутренняя петля) и j в итерации по нижним
рядам (внешняя петля)
В с т ра и в а е м о е П О
Рис. 19. Четыре ядра могут реализовать эту петлю
за время, которое необходимо 16 ядрам
94
Рис. 16. Каждая ячейка получает новую величину,
зависящую от величины в ячейке предыдущего
ряда
Имеется множество способов параллельного исполнения этого кода в зависимости от конкретного числа ядер.
Например, при использовании 16 ячеек
необходимы 16 ядер. При наличии четырех ядер можно назначить один ряд каждому ядру. В этом случае отсутствует
возможность перейти ко второму ряду,
пока не будет обработана первая ячейка
в первом ряду (см. рис. 17).
При полной параллелизации можно
было бы приступить к одномоментной
обработке всех данных первого ряда, но
тогда данным второго ряда пришлось бы
ждать, когда закончится расчет соответствующих им данных первого ряда
(см. рис. 18).
Использование большого чис ла
ядер, в действительности, не ускоряет
процесс: только четыре ядра работают
в любой момент времени (см. рис. 19).
www.elcomdesign.ru
Из рисунка 17 видно, что каждому
ядру назначается одна колонка, а не
один ряд. В результате этот цикл можно
обработать быстрее благодаря тому, что
ни одному ядру не приходится ждать
другие ядра. Не существует других возможностей запараллелить этот набор
вложенных циклов из-за указанных
зависимостей.
При использовании в ложенных
цик лов каж дый итератор получает
свое т.н. «петлевое расстояние». Таким
образом, в примере на рисунке 16, где
стрелки обозначают зависимость, петлевое расстояние для i = 0, т.к. зависимость отсутствует. Петлевое расстояние
для j = 1, поскольку данные в одной
ячейке зависят от верхней ячейки.
В векторном представлении петлевое расстояние для i и j определяется как [0, 1].
Для получения зависимости j-2 вместо j-1 требуется незначительно изменить код:
for j=1 to 4 {
for i=1 to 4 {
add the (i, j-2)th value to the (i, j)
th value
{
{
Рис. 18. Решение, которое назначает каждой
ячейке собственное ядро
Петлевое расстояние j для рисунка 20
равно 2.
Это значит, что второй ряд не должен ждать окончания работы над первым рядом, поскольку он больше от
него не зависит. При этом третий ряд
не должен ждать окончания работы
над первым рядом (см. рис. 21). Таким
образом, если потребуется решить
задачу за половину времени, необходимого в предыдущем варианте,
можно допустить параллелизм с большим числом ядер.
Иногда неочевидно, что увеличение
петлевого расстояния является важной мерой по синхронизации данных.
Потребляющее ядро может некоторое
время ждать, прежде чем воспользуется
данными от источника в зависимости от
конкретных параллельных процессов.
Во время ожидания источник продолжает выполнять итерации по записи
большего количества данных. Их можно,
например, записать в память типа FIFO,
емкость которой определяется петлевым расстоянием.
Вернемся к предыдущему примеру,
но воспользуемся в этом случае четырь-
Рис. 20. Петлевое расстояние j = 2
Совместно используемые
ресурсы
Рис. 21. При петлевом расстоянии, равном
двум, два ряда начинают параллельное
функционирование
мя ядрами вместо восьми, как показано
на рисунке 22.
Закончив работу с ячейкой [1, 1],
ядро 1 начинает работать с ячейкой [1, 2].
Но ячейке [1, 3] требуется результат
Вторая большая проблема параллелизации заключается в том, что при выполнении разных задач может потребоваться
одномоментный доступ к одинаковым
ресурсам. В большинстве случаев возникают в точности те же проблемы, что и
в многопоточной программе в одноядерной системе. Использование критических
сегментов и замков, а также их сочетаний,
эффективное в одноядерных системах,
неприменимо для многоядерных систем.
Другим новым элементом концепции
многоядерности является возможность
каждого ядра иметь собственный кэш.
При этом дублированные в нем глобальные данные могут оказаться несинхронизированными с самой последней
версией. Наряду со сложными метода-
Рис. 22. Четырехъядерная реализация с петлевым
расстоянием [0, 2]
Рис. 23. Первые два из четырех ядер с различными
параллельными ячейками
Рис. 24. Память FIFO для передачи результатов
между ядрами. Минимальный объем FIFO зависит
от петлевого расстояния
ми обеспечения когерентности кэша
и использованием разных схем на разных платформах это осложняет решение
рассматриваемых задач.
И хотя программист может игнорировать кэш в одноядерной системе,
это становится невозможным в многоядерных приложениях. Известно, что
управление синхронизацией зависит
от метода кэширования, реализуемого
на платформе.
Выводы
Все проблемы многоядерной вычислительной техники возникают при
одномоментной реализации разных
процессов. Однако эти проблемы можно
решить, отталкиваясь от идеи о том,
что две операции в двух параллельных
потоках могут осуществляться в любом
порядке по отношению друг к другу.
электронные компоненты №6 2015
В с т ра и в а е м о е П О
от [1, 1]. По сути, это и есть антизависимость: требуется удерживать результат [1, 1], пока его читает ячейка [1, 3].
Ячейка [1, 2] при этом может затруднить
получение результата.
В некоторых многоядерных системах ОС определяет, какие ядра получат
определенные нити. Если каждая ячейка
порождается как нить, процессы нельзя
назначить по-разному. Например, первое ядро может обмениваться данными
с последними двумя ячейками второго
ядра (см. рис. 23).
Например, если ядру 1 необходимо
передать результаты ядру 2 (допускается и обратная ситуация), ядро 1 откладывает результат [1, 1] на хранение, пока
[1, 3] готовится для этой процедуры.
Затем начинается работа с ячейкой [1,
2], результаты которой поступают в готовое к этой операции ядро 2. Поскольку
результат [1, 2] будет получен до готовности ядра 2 получить [1, 1], результат
[1, 2] нельзя будет отложить туда же, где
находится [1, 1] – иначе он перепишется.
Чтобы решить эту проблему, следует
установить память FIFO между ядрами
1 и 2 (см. рис. 24). Поскольку петлевое
расстояние для j = 2, память FIFO нуждается в объеме, достаточном для того,
чтобы избежать замедления процессов.
Использование FIFO вместо того, чтобы
определять в коде конкретные значения
переменных (hard code) при реализации
массива, является наиболее надежным
решением по сравнению с любыми
назначениями нитей с помощью операционной системы.
Мы не станем подробно рассматривать использование памяти FIFO –
важнее показать, как она соотносится
с петлевым расстоянием. Определение
этого расстояния «вручную» может оказаться достаточно сложным, поскольку
цикл может иметь много переменных
с разными петлевыми расстояниями.
95
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
Микроконтроллеры Atmel
с очень малым
энергопотреблением
96
Компания Atmel анонсировала семейство микроконтроллеров (МК) SAM L21. Образцы доступны в настоящее время,
серийное производство начнется в сентябре 2015 г. МК SAM
L21 предназначены для использования в системах батарейного питания, в т.ч. для интернета вещей.
По результатам тестов EEMBC ULPBench SAM L21 достиг
оценки 185 [1]. Это наилучший показатель среди имеющихся
на рынке аналогов. Семейство состоит из трех групп (SAM L21J,
SAM L21G, SAM L21E), в каждую из которых входит несколько
микросхем. Основные различия между этими группами представлены в таблице.
Ток потребления МК SAM L21 в активном режиме не превышает 35 мкА/МГц. Для сохранения 32 Кбайт данных в ОЗУ
необходимо, чтобы устройство потребляло ток 900 нА. В МК
предусмотрены четыре режима пониженного энергопотребления: режим малого потребления (idle); режим ожидания
(standby); режим резерва (backup) и выключение (off). В МК
поддерживается фирменная технология SleepWalking, позволяющая периферии пробуждаться по заранее установленным
событиям. Это очень удобно, т.к. выполняется ряд операций,
например, прямой доступ к памяти без пробуждения всего
МК, а также осуществляется пробуждение ядра только при
необходимости.
В SAM L21 предусмотрены два уровня производительности (PL0 и PL2), благодаря которым выбирается пониженное
напряжение питания и соответствующая тактовая частота.
Имеется возможность отключать отдельные логические блоки;
при этом их логические уровни на момент отключения запоминаются.
Программирование флэш-памяти осуществляется через
встроенный интерфейс SWD. Через этот же интерфейс осуществляется отладка кодов. Для разработки используются
оценочные платы Atmel Xplained. Всего производятся пять
модификаций таких плат, начиная с профессиональных
Xplained Pro и заканчивая экономичными Xplained Mini.
Перечислим наиболее важные параметры помимо представленных в таблице 1.
–– Процессор: ARM Cortex-M0+, тактовая частота 48 МГц.
–– Возможны внешние и внутренние источники тактирования.
–– 16 источников внешних прерываний.
–– Век торный контроллер прерываний поддерживает
до 32 линий прерывания с четырьмя уровнями приоритетов.
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
––
Одно немаскируемое прерывание.
Поддержка батарейного резервирования питания.
Встроенный LDO-регулятор.
16-канальный прямой доступ к памяти.
12-канальный контроллер событий.
До пяти 16-разрядных таймеров/счетчиков (ТС), в т.ч. один
ТС с малым энергопотреблением.
16-разрядный и два 24-разрядных таймера/счетчика управления (ТСС).
32-разрядный таймер реального времени с функциями
календаря.
Сторожевой таймер.
32-разрядный циклический контроль избыточности кода.
Полноскоростной (12 Мбит/с) USB2.0.
До шести последовательных конфигурируемых портов:
USART (дуплексный или полудуплексный при однопроводной конфигурации); I2C (до 3,4 МГц); SPI; LIN (ведомый).
Встроенная защита данных AES.
Генератор случайных чисел.
Конфигурируемая логика.
12-разрядный АЦП с производительностью 1 Мвыб/с,
автоматической регулировкой усиления и компенсацией
смещения, с дифференциальными и несимметричными
входами.
12-разрядный ЦАП с двумя выходами и производительностью 1 Мвыб/с.
Два аналоговых компаратора.
Три операционных усилителя.
Осцилляторы:
-- внешние: 32, 768 кГц и 0,4–32 МГц.
-- встроенные: 32,768 кГц; 32,768 кГц с очень малым потреб­
лением; прецизионный 16/12/8/4 МГц; 48 МГц; 96 МГц
с цифровой ФАПЧ.
До 51 программируемых ввода–вывода.
32-разрядная внутренняя шина данных с переключателем
crossbar.
Напряжение питания: 1,62–3,63 В.
Диапазон рабочих температур: –40…85°С.
Ссылки
1.www.eembc.org/ulpbench.
Таблица. Основные различия между группами МК семейства SAM L21
SAM L21J
SAM L21G
SAM L21E
Число выводов/тип корпуса
64 /TQFP64, QFN64
48/TQFP48, QFN48
32/TQFP32, QFN32
Объем флэш-памяти, Кбайт
64–256
64–256
32–256
Объем SRAM, Кбайт
8–32
8–32
4–32
Порты последовательного интерфейса
6
6
4
Каналы АЦП
20
14
10
Контроллер сенсорных датчиков (PTC),
X×Y линий
12×16 и 16×12
8×12 и 12×8
6×10 и 10×6
www.elcomdesign.ru
Интегрированные ключи
Texas Instruments
Интегрированные силовые ключи
(ИСК) Texas Instruments представляют собой электронные реле и служат,
в основном, для коммутации силовых
шин. Простейший пример использования ИСК приведен на рисунке 1. Функциональная схема ключей показана на
рисунке 2. Как видно из этого рисунка,
ИСК представляет собой ключ верхнего
плеча.
Силовой ключ может быть как N-, так
и P-канальным. Драйвер затвора управ-
ляет временем открытия и закрытия
силового ключа. Зарядовый насос не
входит в состав всех ИСК, он встроен
лишь в ИСК с N-канальными проходными силовыми ключами, т.к. для их
отпирания требуется положительная
разность напряжения между потенциалом затвора и положительной шиной
питания VOUT. Нижний ключ для быстрого разряда емкости нагрузки необходим
для сброса напряжения на нагрузке при
отключении силовой шины.
При выборе следует иметь в виду,
что в ИСК с P-канальными силовыми ключами отсутствует зарядовый
насос. Следовательно, ток собственного потребления ИСК уменьшается
по сравнению с ИСК с N-канальными
силовыми ключами. Однако последние
имеют преимущества за счет лучших
характеристик N-канальных MOSFET.
В частности, у них меньше сопротивление открытого канала.
Компания производит около 30 типов
ИСК. Параметры некоторых из них,
дающих, на наш взгляд, наибольшее
представление о возможностях ИСК,
приведены в таблице.
Литература
1. Load Switches: What Are They, Why Do
You Need Them And How Do You Choose The
Right One?//www.ti.com.
2.www.ti.com/product/LM34904/compare.
Рис. 1. Упрощенная схема включения ИСК
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
97
Рис. 2. Функциональная схема ИСК.
Таблица. Параметры ИСК некоторых типов
Наименование
Диапазон
входных
напряжений, В
Ток (макс.), мА
Сопротивление
канала в
открытом
состоянии, мОм
Ток потребления
в режиме
Shutdown, мкА
Время
нарастания
выходного
напряжения, мкс
Число каналов
Тип корпуса
LM34904
2,8–5,3
500
360
0,005
10
1
DSBGA
TPS22946
1,62–5,5
200
500
1
10
1
SC70
TPS2012A
2,7–5,5
2000
36
0,3
5000
2
SOIC8
TPS2087
2,7–5,5
700
90
0,025
3000
4
SOIC16
электронные компоненты №6 2015
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| НОВОСТИ КОМПАНИИ «ГАММА» |
Повышающе-понижающие преобразователи напряжения в исполнении μModule
в корпусе BGA от компании Linear Technology
Компания Linear Technology представляет новую серию повышающе-понижающих преобразователей напряжения в микромодульном
исполнении – LTM8055 и LTM8056. Устройства представляют собой
полностью завершенное решение, обеспечивающее стабилизированное выходное напряжение, которое меньше, больше или равно
входному напряжению. LTM8055 и LTM8056 выпускаются в корпусе
BGA размером 15×15×4,92 мм и включают в себя индуктивность,
DC/DC-преобразователь, силовые MOSFET-ключи и вспомогательные
компоненты. LTM8055 работает при входном напряжении 5–36 В, обеспечивая ток нагрузки до 8 А. LTM8056 обладает повышенным входным напряжением до 60 В, но пониженным выходным током – до 4 А.
Компактные размеры модулей позволяют экономить место на печатной плате в системах с аккумуляторным питанием,
промышленных контроллерах, авиационном оборудовании и в системах питания на солнечных элементах.
Оба преобразователя допускают установку порога входного и выходного токов, что позволяет использовать приборы в качестве зарядного устройства или прецизионного источника тока. Кроме того, доступна функция мониторинга входного и выходного тока посредством измерения напряжения на сигнальном выводе микромодуля. Рабочая
частота преобразования устанавливается в пределах 100–800 кГц и синхронизируется с внешним тактовым сигналом
в диапазоне 200–700 кГц. Выходное напряжение микромодуля задается с помощью одного резистора в пределах
1,2–36 В (LTM8055) и 1,2–48 В (LTM8056). Диапазон рабочих температур обоих преобразователей составляет –40…125°C
или –55…125°C.
Отличительные особенности:
-- полностью завершенный микромодуль повышающе-понижающего преобразователя напряжения;
-- диапазон входного напряжения: у LTM8055: 5–36 В; у LTM8056: 5–60 В;
-- диапазон выходного напряжения: у LTM8055: 1,2–36 В; у LTM8056: 1,2–60 В;
-- максимальный выходной ток: у LTM8055 – 8 А; у LTM8056 – 4 А;
-- размеры корпуса BGA: 15×15×4,92 мм;
-- функции установки ограничения и мониторинга входного и выходного токов.
НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ
Операционный усилитель с током потребления 20 мкА
и напряжением смещения нуля 30 мкВ компании Linear Technology
98
Компания Linear Technology представляет сдвоенный маломощный
операционный усилитель LT6023 с диапазоном напряжения питания
3–30 В. Максимальное входное напряжение смещения нуля устройства
составляет 30 мкВ с временем установления выходного сигнала 60 мкс
и точностью 0,01%. Специальная схема управления скоростью нарастания выходного напряжения обеспечивает быстрый отклик усилителя на
изменение входного сигнала и снижает мощность потребления. Особая
структура входного каскада позволяет поддерживать высокое входное
сопротивление прибора, уменьшающее броски тока при резком изменении входного сигнала с шагом до 5 В. Перечисленные особенности делают
LT6023 идеальным устройством для портативных измерительных приборов высокой точности, мультиплексированных
систем сбора данных, а также для буферных элементов в схемах с ЦАП.
Версия усилителя LT6023-1 поддерживает режим отключения, при котором прибор находится в неактивном состоянии, а ток потребления снижается до 3 мкА. Благодаря малому времени включения, составляющему 480 мкс, и высокому значению скорости нарастания выходного напряжения усилитель обеспечивает превосходную энергоэффективность в приложениях с постоянным рабочим режимом, например, в беспроводных сетях датчиков Dust Networks,
предлагаемых компанией Linear Technology.
Диапазон рабочих температур LT6023 составляет –40…85°C и –40…125°C. LT6023 выпускается в 8-выводном корпусе
MSOP и DFN размером 3×3 мм.
Обратноходовой преобразователь с входным напряжением до 100 В
для работы в военном диапазоне рабочих температур
Компания Linear Technology представляет новую версию высоковольтного контроллера напряжения с гальванической развязкой LT3748MP,
рассчитанного на работу в военном диапазоне температур. Применение
устройства упрощает схему преобразователей напряжения за счет исключения из цепи обратной связи развязывающих оптронов, дополнительной
обмотки или сигнального трансформатора, поскольку выходное напряжение измеряется по сигналу обратного хода на первичной стороне. Диапазон
входного напряжения устройства составляет 5–100 В. Преобразователь
управляет внешними силовыми N-канальными MOSFET-ключами, благо-
www.elcomdesign.ru
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
даря чему может успешно применяться в автомобильных и промышленных приложениях, а также в системах телекоммуникаций и передачи данных.
Особенностью LT3748 является работа в граничном режиме, представляющем собой режим управления по току
с переменной частотой переключения, который обеспечивает нестабильность выходного напряжения в пределах ±5%
при изменении уровня входного напряжения, нагрузки и температуры во всем допустимом диапазоне значений. Кроме
того, граничный режим позволяет применять трансформатор меньших размеров по сравнению с аналогичными схемами, в которых используется режим непрерывной проводимости. Уровень выходного напряжения задается с помощью двух внешних резисторов и количеством витков обмотки трансформатора. Высокая степень интеграции и наличие граничного режима позволяет преодолеть проблемы, присущие традиционным преобразователям напряжения
с гальванической развязкой.
Диапазон рабочих температур LT3748MP составляет –55…150°C. Устройство поставляется в стандартном 16-выводном корпусе MSOP с увеличенным расстоянием между выводами для работы в высоковольтных приложениях.
Инновационная технология корпусирования UBM-Free WLCSP для ПЛИС семейства MAX 10
Компании Altera и TSMC заявили об успешном завершении совместной разработки инновационной технологии корпусирования WLCSP (Wafer-Level Chip
Scale Package – размер корпуса равен размеру подложки кристалла) без слоя
металлизации в основании столбиковых выводов (Under-Bump Metallizationfree, UBM-free), позволяющей увеличить качество, надежность и степень интеграции ПЛИС семейства MAX 10 компании Altera.
Новая технология позволяет создавать очень тонкие корпуса высотой менее
0,5 мм (включая массив шариковых выводов), что идеально подходит для применения
в различных приложениях с жесткими требованиями к габаритным размерам, в таких
как датчики, компактное промышленное оборудование и портативная электроника.
К другим преимуществам технологии относится улучшенная более чем в два раза,
по сравнению со стандартным корпусом WLCSP, надежность на уровне печатной
платы, возможность использовать кристалл большей площади и увеличить число линий ввода–вывода.
ПЛИС MAX 10 компании Altera являются революционным решением в области энергонезависимых ПЛИС. В новинках
интегрируются два независимых блока конфигурационной флэш-памяти, а также блоки аналоговой и цифровой
обработки сигналов в компактных недорогих ПЛУ с минимальным временем конфигурации.
Образцы ПЛИС MAX 10 поставляются в новых корпусах WLCSP с числом выводов 36 (V36) и 81 (V81).
Система интеллектуального зрения на базе СнК ПЛИС
для реализации концепции «Умный город»
Дополнительную информацию и опытные образцы можно получить в ООО «Гамма Плюс».
Выборг: +7 (81378) 546-53;
Москва: +7 (495) 788-1292;
Санкт-Петербург: +7 (812) 321-6160;
Екатеринбург: +7 (343) 286-7512;
Ульяновск: +7 (8422) 256-939;
info@icgamma.ru, www.icgamma.ru
электронные компоненты №6 2015
НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ
Altera и компания Eutecus, являющаяся разработчиком IP-ядер, анонсировали выпуск многоканальной платформы для анализа видео высокой четкости
ReCo-Pro, выполненной на базе технологии обработки видеоданных Eutecus
MVE, а также СнК ПЛИС Cyclone V и микросхем управления питанием Enpirion
PowerSoC от компании Altera.
Система ReCo от Eutecus была выбрана компанией Sensity Systems в качестве
основы для реализации функций интеллектуальной обработки видеоданных
в своей высокоскоростной сети управления освещением NetSense, уже развернутой в нескольких мегаполисах США. Открытая мультисервисная платформа
NetSense позволяет промышленным потребителям и коммунальным службам
значительно сократить затраты на освещение. Кроме того, эта платформа
обеспечивает сервисы для систем «умный город», включая мониторинг окружающей среды и метеонаблюдения, управление парковками, общественную
безопасность и т.д.
Интеграция интеллектуальной системы обработки видеоданных и сигналов датчиков от компании Eutecus, выполненной на базе ПЛИС Altera и платформы NetSense, существенно расширяют возможности приложений, обеспечивая
более высокий уровень информированности, эффективности и безопасности.
99
НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ
НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ НА РОССИЙСКОМ РЫНКЕ
100
И С П Ы ТА Н И Е И Т Е С Т И Р О В А Н И Е
Б Е С П Р О В ОД Н Ы Е Т Е Х Н ОЛ О Г И И
Keysight Technologies представила средства
тестирования устройств для интернета вещей
Новый модуль HF-A21-SMT с поддержкой двух сетевых
интерфейсов от High-Flying
Новый модуль HF-A21-SMT оснащен несколькими аппаратными
интерфейсами – двумя последовательными портами с поддержкой проколов RS-232 и RS485, I2C,
USB2.0, Ethernet и Wi-Fi. Высокопроизводительное ядро позволяет обрабатывать данные с
минимальными задержками. Для управления модулем доступны команды АТ, а также предоставляется SDK для разработки
собственной прошивки.
Важной функцией модуля являются два сетевых интерфейса, благодаря которым модуль работает в двух различных IP-сетях, являясь маршрутизатором (режим Router) или
в одной сети с различными физическими уровнями, являясь
мостом между Wi-Fi и Ethernet (режим Bridge).
HF-A21-SMT поддерживает следующие режимы работы:
STA – подключение точки доступа и установление соединения
Link. В режиме точки доступа (AP mode) модуль поддерживает
одновременно до 20 подключенных к нему клиентов. В модуле
также реализован совмещенный режим AP + STA, при котором
модуль подключается к внешней точке доступа и одновременно является точкой доступа внутри локальной сети. В режиме
STA (клиента, или station) модуль помимо режима команд поддерживает прозрачный доступ, в котором все поступающие на
вход модуля пакеты транслируются в эфир.
Модули выпускаются со встроенной антенной и с разъемом
для подключения внешней антенны, что важно при необходимости обеспечить высокий уровень сигнала.
Сферы применения: охранные системы; телеметрия; системы сбора данных; АСКУЭ; АСУ ТП; маршрутизаторы.
Для оценки возможностей модуля доступны отладочные
платы. Плата HF-A21-SMT-1-EVK подключается к компьютеру
или ноутбуку разработчика по последовательному интерфейсу
RS-232. На плате их два, также выведены интерфейс Ethernet, USB
и разъем SMA для подключения внешней антенны. Светодиоды
сигнализируют о подачи питания и установления связи (Link).
Программное обеспечение N7617B Signal Studio для
802.11 WLAN является первым в отрасли решением для создания сигналов 802.11ah и поддерживает широкий диапазон
векторных генераторов сигналов компании Keysight. Signal
Studio позволяет создавать соответствующие стандартам
сигналы для тестирования устройств стандарта 802.11ah.
Signal Studio поддерживает все основные версии стандарта
802.11, включая 802.11a/b/g/j/p и 802.11n/ac.
IEEE 802.11ah представляет собой новый стандарт систем
WLAN, работающих в нелицензируемых диапазонах ниже
1 ГГц. Э тот новый с тандарт считаетс я основным д ля
устройств IoT, которым необходимы масштабируемые
услуги Wi-Fi, высокий КПД и большая дальность действия.
По сравнению с существующими стандартами 802.11,
использующими диапазоны 2,4 и 5 ГГц, стандарт 802.11ah
предлагает значительно большую дальность передачи.
На его основе удобно создавать крупномасштабные сети
датчиков, точки доступа большого радиуса действия, энергоэффективные устройства и наружные базовые станции
Wi-Fi, предназначенные для разгрузки трафика сотовой
сети.
ПО Keysight Signal Studio для WLAN ускоряет создание сигналов. Его специализированный интерфейс поддерживает все
параметры физического уровня, позволяя создавать и адаптировать стандартные сигналы с гарантированными характеристиками для тестирования приемников, передатчиков
и их узлов. Базовые функции ПО (опция JFP) используются для
создания частично кодированных сигналов для тестирования
передатчиков и компонентов, тогда как расширенные возможности (опция UFP) позволяют создавать полностью кодированные сигналы для тестирования приемников.
После создания соответствующих стандарту 802.11ah эталонных сигналов их можно загружать в приборы Keysight
для тестирования в условиях, близких к реальным. ПО Signal
Studio для WLAN поддерживает настольные векторные генераторы сигналов Keysight (MXG, EXG, ESG и PSG), модульный векторный генератор сигналов M9381A формата PXI
и тестер E6640A EXM. Такие возможности необходимы
производителям чипсетов WLAN, бытовой электроники,
носимых устройств и устройств домашней автоматики для
создания и проверки изделий на основе стандарта 802.11ah.
Keysight Technologies
www.keysight.ru
Дополнительная информация:
см. Keysight Technologies
www.elcomdesign.ru
Технические характеристики
Параметр
Описание
Частотный диапазон
2,412–2,484 ГГц
Стандарты
802.11 b/g/n
Интерфейсы
2хUART, Ethernet, GPIO, I2C, USB2.0
Антенна
Напряжение питания
Ток потребления
Режимы работы
Протоколы
Безопасность
Шифрование
Габариты
Управление и настройка
Температурный диапазон
Встроенная или разъем
для подключения внешней антенны
3,3 В (3,1–3,6 В)
170 мА – средний, 400 мА – в пике
STA/AP/STA + AP, Transparent mode
TCP/UDP/ARP/ICMP/DHCP/DNS/HTTP
WEP/WPA-PSK/WPA2-PSK/WAPI
WEP64/WEP128/TKIP/AES
25×40×3 мм
АТ-команды, веб-конфигурирование, SDK
–40…85°С
High-Flying
www.hi-flying.com
Дополнительная информация:
См. ПТ Электроникс
AC/DC-драйверы с функцией диммирования серий
PWM-120 для светодиодных лент от компании Mean Well
Компания ЭЛТЕХ предлагает AC/DC-драйверы
на 120 Вт для светодиодных систем с функцией
диммирования в режиме
стабилизации напряжения серии PWM-120. Это семейство
драйверов из многочисленного модельного ряда компании
обеспечивает диммирование светодиодных лент, модулей
и тому подобных светодиодных изделий, имеющих тококоограничительные резисторы и рассчитанных на питание от
источников стабилизированного напряжения. Управление
диммированием осуществляется по отдельному кабелю изменением постоянного напряжения 0…10 В DC, ШИМ-сигналом
или потенциометром.
Заливка корпуса теплопроводящим силиконом обеспечивает степень защиты источника от пыли и влаги IP67. Потребление без нагрузки составляет менее 0,5 Вт, коэффициент
мощности при полной нагрузке – не менее 0,96.
Источники серий PWM-120 найдут широкое применение
в устройствах светодиодной декоративной и архитектурной
подсветки и осветительных приборах.
Технические характеристики:
• пластиковый несгораемый корпус, IP67;
• диапазон входных напряжений: 90–305 В АС;
• режим работы: стабилизация напряжения;
• мощность: 120 Вт;
• изоляция вход–выход: 3750 В AC;
• класс изоляции II (без заземляющего контакта);
• коэффициент мощности: ≥ 0,96 при 100% нагрузке,
230 В AC;
• конвекционное охлаждение;
• диапазон рабочих температур: –40…70°С;
• КПД: до 90,5%;
• габариты: 191×63×37,5 мм.
Основные электрические характеристики
Основные электрические характеристики
PWM120-12
PWM120-24
PWM120-36
PWM120-48
Номинальное напряжение, В
12
24
36
48
Номинальный ток, А
Мощность, Вт
10
120
5
120
3,4
122,4
2,5
120
КПД, %
88
90,5
90,5
90,5
Mean Well
www.meanwell.com
Дополнительная информация:
см. ЭЛТЕХ, ООО
И С ТОЧ Н И К И П И ТА Н И Я
ADP5070/ADP5071 – двухканальные импульсные стабилизаторы для формирования биполярных напряжений
питания
Ко м пани я ЭЛ Т Е Х пр е д лагае т AD P5070/AD P5071 –
д ву х к ана л ьны е и м п ул ь сн ы е с т а б и л из ато р ы п о с т о я н н о г о н а п р я ж е н и я о т A n a l o g D e v i c e s . A D P 5 070 /
AD P5071 ф ор м иру ют нез ависи м ые полож и те ль -
Параметр
ADP5070
ADP5071
Выходной ток, А
Диапазон входного напряжения, В
Выходная частота коммутации, МГц
1
2,85–15
1,2–2,4
2
2,85–15
1,2–2,4
Частота внешнего тактового сигнала, МГц
1–2,6
1–2,6
Рабочий температурный диапазон, °C
−40…125
−40…125
Тип корпуса
20-выводной
корпус LFCSP
20-выводной
корпус LFCSP
Analog Devices
www.analog.com
Дополнительная информация:
см. ЭЛТЕХ, ООО
Новое семейство выпрямительных модулей 1U серии
GP мощностью 6000 Вт от GE Critical Power
Компания GE представила новое семейство высокомощных выпрямительных модулей для встраиваемых приложений
и распределенных энергетических систем. Серия GP предоставляет решения в наиболее компактном форм-факторе 1U.
Изделия выпускаются в одно- и трехфазной модификациях по
входному питанию.
• Преимущества:
- профиль: 1U, глубина: 17,5 дюймов;
электронные компоненты №6 2015
НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ
Стандартные функции:
–Защита от:
• короткого замыкания;
• перегрузки;
• перегрева;
• превышения напряжения на выходе.
– Соответствие международным стандартам:
UL/CUL/ENEC/CB/CE.
ное ( до +39 В) и отрицательное ( до −39 В) напряже ни я пи т ани я из входн о го напр я жени я в диапаз о н е
2,85–15 В. Они работают с внутренним генератором 1,2 МГц
или 2,4 МГц, а также поддерживают возможность синхронизации с внешним генератором частоты 1,0–2,6 МГц. Интегрированные в ADP5070 ключи на МОП-транзисторах пропускают
ток до 1 А по выходу положительного напряжения и 0,6 A –
по выходу отрицательного напряжения питания; интегрированные в ADP5071 ключи – ток до 2 A по положительному
выходу и до 1,2 A по отрицательному выходу. Стабилизаторы имеют возможность управления последовательностью
запуска, включая опции ручного управления, очередности
включения выходов. Таймер с фиксированным или программируемым при помощи внешнего резистора временем мягкого запуска предотвращает броски тока при включении.
В отключенном состоянии оба стабилизатора полностью
отключают нагрузку от цепи входного напряжения питания.
Имеется защита от перегрузки по току, защита от перегрузки по напряжению, защита от перегрева и блокировка при
просадке входного напряжения.
101
НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ
- вход: 380/480 В AC, трехфазное (без нейтрали)
или однофазное питание 208–240 В AC.
• характеристики по току постоянны;
• плотность мощности более 28 Вт/дюйм³;
• наращиваемость N + 1/горячая замена;
• шина 5 В SB при 1 A в режиме ожидания;
• интерфейсы: Dual I²C или RS485;
• активное распределение нагрузки;
• дистанционное включение/выключение;
• функция мониторинга.
Основные параметры:
• гарантированный ток: 100 A;
• выходное питание DC: 54 В;
• эффективность/КПД: 96,5%;
• универсальный вход AC;
• диапазон рабочих температур: –10…75°C;
• сертификация: NEBS GR-63-CORE, уровень 4; IEC/UL/CSA
EN60950-1, CE Mark (LVD), TUV, FCC и EN55022
на уровне стойки или с фильтром;
• несколько конструктивов масштабирования
и варианты с опцией контроллеров.
Сферы применения:
• серверы/хранение;
• энергетические системы;
• системы коммутации в головных офисах;
• PCS-установки;
• опорное питание для распределенной архитектуры;
• промышленное питание.
GE Critical Power
www.geindustrial.com
Дополнительная информация:
См. ПТ Электроникс
для E4982A обеспечивают возможность измерений импеданса
дросселей, обмоток и фильтров ЭМП на разных частотах.
В современных смартфонах и других электронных устройствах часто используются такие компоненты как дроссели
и фильтры ЭМП. Чтобы гарантировать работу этих пассивных
компонентов в соответствии с предъявляемыми к ним требованиями, необходимо измерять их импеданс в процессе
производства, а также на этапе контроля качества.
Новые опции для измерителя RLC Keysight E4982A позволяют тестировать пассивные компоненты на необходимых
частотах. Опции охватывают частотные диапазоны 1–300 МГц
(опция 030), до 500 МГц (опция 050) и до 1 ГГц (опция 100). Эти
новые опции дополняют уже имеющуюся опцию 300 с диапазоном до 3 ГГц. Также предлагаются опции для расширения
частотного диапазона.
Измеритель RLC Keysight E4982A используется в производстве пассивных компонентов, где необходимо выполнять измерение импеданса. Измеритель отличается высокой скоростью
измерений, базовой погрешностью 0,8% с непревзойденной
воспроизводимостью измерений и широким измерительным
диапазоном для всех частотных опций. Широкая функциональность делает его идеальным прибором для промышленного
производства, научных исследований и контроля качества.
Keysight Technologies
www.keysight.ru
Дополнительная информация:
см. Keysight Technologies
ПЛИС и СБИС
LX7730 – новый радиационно-стойкий 64-канальный
контроллер телеметрии от Microsemi Corporation.
И З М Е Р И Т Е Л Ь Н Ы Е С И С Т Е М Ы И П Р И БО Р Ы
Измеритель RLC от Keysight Technologies
102
Компания Keysight Technologies представила три низкочастотные опции для измерителя RLC E4982A. Новые опции
www.elcomdesign.ru
Компания Microsemi Corporation выпустила новый высоконадежный радиационно-стойкий 64-канальный контроллер
телеметрии для космических применений, который работает
в качестве дополнения к ПЛИС. Микросхема предназначена
для работы в жестких условиях эксплуатации и обеспечивает режим нормальной работы в температурном диапазоне
–55…125°C при воздействии ионизирующего излучения.
В состав LX7730 входит 64-канальный мультиплексор, который настраивается как сочетание дифференциальных или
одиночных входов оконечных датчиков. Кроме того, в состав
входит программируемый источник тока, 12-бит АЦП с частотой дискретизации 25 кГц, 8-бит АЦП.
Технические характеристики:
• 64-канальный MUX;
• 12-бит АЦП с частотой 25 Квыб/с;
• 10-бит ЦАП;
• точность установки источника тока: 2%;
• текущий контроль пороговых значений;
• SPI-интерфейс;
• гарантированная стойкость к радиационному
воздействию:
-- TID = 100 крад;
-- ELDRS = 50 крад;
-- корпус 24×24 мм.
Microsemi Corporation
www.microsemi.com
Дополнительная информация:
См. ПТ Электроникс
Г Е Н Е РАТО Р Ы , ТА Й М Е Р Ы И С И Н Т Е ЗАТО Р Ы С И Г Н А Л О В
ADF4355 – широкополосный синтезатор частоты
54–6800 МГц с ФАПЧ и встроенным ГУН от Analog
Devices
Многослойные керамические чип-конденсаторы от TDK
Компания TDK расширила серию конденсаторов CGA MLCC
для применения в автомобильной электронике. В конденсаторах используются электроды из мягкой проводящей резины,
что обеспечивает защиту от растрескивания при пайке, температурных перепадах, механических деформациях печатной
платы и повышает стойкость к вибрациям и ударам. В серии
CGA MLCC применяются диэлектрики с температурной характеристикой X8R, что обеспечивает стабильность емкости в
пределах отклонения ±15% от номинального значения в диапазоне температур –55…150°С.
По данным TDK, конденсаторы типоразмера IEC 1005 этой
серии – первые в мире MLCC с диэлектриком X8R и мягкими
выводами (по состоянию на апрель, 2015г.).
Таким образом, TDK представляет широчайшую продуктовую линейку защищенных от повреждений MLCC, отвечающих
требованиям автомобильной электроники. Эти конденсаторы
особенно хорошо подходят для электронных блоков управления (ECU), работающих при повышенных температурах:
в двигательном отсеке; в ограниченном пространстве, где
затруднено охлаждение блока, а также для цепей сглаживания
пульсаций и развязки. Серийный выпуск новых MLCC, соответствующих требованиям стандарта AEC-Q200, уже начался.
Основные особенности и преимущества:
• подходят для жестких условий эксплуатации в рабочем диапазоне температур –55…150°С.
• повышенная стойкость от повреждений при пайке,
от перепада температур, от механических повреждений,
возникающих при монтаже печатной платы,
от вибраций и ударов;
• широкий диапазон номинальной емкости:
150 пФ…10 мкФ;
• сертифицированы по стандарту AEC-Q200;
• производятся в корпусах 1005 (EIA 0402); 1608 (EIA 0603);
2012 (EIA 0805); 3216 (EIA 1206); 3225 (EIA 1210).
TDK Corporation
www.global.tdk.com
Дополнительная информация:
см. Представительство TDK в России
Keysight Technologies
115054, Москва, Космодамианская наб., 52, стр. 3
Тел.: +7 (495) 797-3928
tmo_russia@keysight.com
www.keysight.ru
Представительство TDK в России
125315, Москва, Ленинградский просп., 74А
Тел.: +7 (495) 663-2100; +7 (495) 767-7314
michail.ilyin@eu.tdk.com
www.tdk.eu
ПТ Электроникс
194214, С.-Петербург, просп. Энгельса, д. 71
Тел.: +7 (812) 324-6350
Факс: +7 (812) 324-6611
vpt@ptelectronics.ru
ЭЛТЕХ, ООО
196247, С.-Петербург, пл. Конституции, д. 3А
(бизнес-центр «Пирамида», 5 эт.)
Тел.: +7 (812) 635-5060
Факс: +7 (812) 635-5070
info@eltech.spb.ru
www.eltech.spb.ru
электронные компоненты №6 2015
НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ
Компания ЭЛТЕХ предлагает ADF4355 – синтезатор частоты
с ФАПЧ с целочисленным и дробным коэффициентом деления.
Для микросхем ADF4355 имеется программа симуляции
и программирования. Микросхема ADF4355 содержит управляемый напряжением генератор (с уровнем фазового шума
135 дБн/Гц на частоте 5 ГГц при отстройке частоты в 1 МГц
и низким уровнем искажений) и встроенные делители частоты
с коэффициентами 1; 2; 4; 8; 16; 32 и 64, позволяющие генерировать два независимых сигнала в полосе частот 54–6800 МГц.
Для работы с сигналами в полосе частот 54–4400 МГц выпускается микросхема ADF4355-2.
Радиочастотный выход микросхемы имеет функцию аппаратного и программного отключения. Управление ADF4355
осуществляется через интерфейс SPI. ADF4355 работает
с напряжением питания аналоговой/цифровой частей в диапазоне 3,15–3,45 В и напряжением питания схемы накачки
заряда/ГУН в диапазоне 4,75–5,25 В.
Микросхема выпускается в 32-выводном корпусе LFCSP
(CP-32-12). Диапазон рабочих температур: –40…85°C.
Синтезатор ADF4355 рекомендуется к применению в аппаратуре радиосвязи и широкополосного доступа (WiMAX,
W-CDMA, LTE, GSM, DCS, DECT), системах беспроводной связи
«точка-точка» и «точка – много точек», системах спутниковой
связи, контрольно-измерительном оборудовании.
Analog Devices
www.analog.com
Дополнительная информация:
см. ЭЛТЕХ, ООО
П АСС И В Н Ы Е КО М П О Н Е Н Т Ы
103
РЕКЛАМА
реклама
Фемтоамперметр/Петаомметр Keysight серии B2980A
Режим работы от аккумуляторной батареи: есть
Функция построения гистограмм в режиме
реального времени и представление сигналов во
временной области
Измерение силы тока: от 0,01 фА до 20 мА
Измерение сопротивления: до 10 ПОм
Встроенный источник напряжения: до ±1000 В
Скорость измерений: до 20 000 отсчетов/с
Режим построения гистограммы для детального отображения сигнала
Посмотрите видеоролик
8 800 500 9286 (звонок по России бесплатный)
© Keysight Technologies, Inc. 2014
РЕКЛАМА
Группа электронных измерений Agilent – теперь Keysight Technologies
Автор
Kruz
Kruz2080   документов Отправить письмо
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
604
Размер файла
11 276 Кб
Теги
elektronnye
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа