close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

1511.Электромагнитная совместимость радиотехнических и телекоммуникационных систем Учебное пособие Ярмоленко

код для вставкиСкачать
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Министерство образования и науки Российской Федерации
Федеральное агентство по образованию
Ярославский государственный университет им. П.Г. Демидова
В.И. Ярмоленко, А.Л. Приоров
ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ
РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ И ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ
СИСТЕМ
Учебное пособие
Рекомендовано
Научно-методическим советом университета
для студентов, обучающихся по специальности
Радиофизика и электроника
Ярославль 2005
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
УДК 621.396.6: 621,391,827
ББК З 841-017я73
Я 75
Рекомендовано
редакционно-издательским советом университета
в качестве учебного издания. План 2005 года.
Рецензенты:
научно-производственное предприятие
«Ярославское конструкторское бюро радиоприборов»;
кандидат физико-математических наук, доцент А.И. Чегодаев
Ярмоленко, В.И., Приоров, А.Л. Электромагнитная совместимость
радиотехнических и телекоммуникационных систем: Учебное пособие /
В.И. Ярмоленко, А.Л. Приоров; Яросл. гос. ун-т. – Ярославль: ЯрГУ, 2005.
– 173.
ISBN 5-8397-0423-7
Рассматриваются вопросы электромагнитной совместимости (ЭМС)
радиотехнических и телекоммуникационных систем (РТС). Дана общая
характеристика проблемы, приведены анализ электромагнитной
обстановки (ЭМО) таких систем и ее статистическая модель, пути решения
проблемы ЭМС. Подробно изложены характеристики и модели
непреднамеренных помех с учетом направленности антенн и затухания
при распространении в задачах ЭМС. Изложены характеристики
восприимчивости рецепторов и их модели.
Часть материала, использованного в пособии, включая критерий
оценки ЭМС радиотехнических и телекоммуникационных систем,
методику оценки ЭМС РТС и оптимизацию модулирующей функции ЧМн
сигналов с учетом уровня внеполосных излучений и помехоустойчивости,
является оригинальной, имеющей научный и практический интерес.
Пособие
предназначено
для студентов, обучающихся
по
специальности
Радиофизика
и
электроника
(дисциплина
«Электромагнитная совместимость РТС», блок СД), очной и заочной форм
обучения.
ISBN 5-8397-0423-7
© Ярославский
государственный
университет, 2005
© Ярмоленко В.И.,
Приоров А.Л., 2005
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ВВЕДЕНИЕ
Электромагнитной совместимостью (ЭМС) радиотехнических и телекоммуникационных систем (РТС) можно назвать
способность РТС одновременно функционировать в реальных
условиях эксплуатации с требуемым качеством при действии на
них непреднамеренных радиопомех и не создавать недопустимых
радиопомех другим РТС.
Проблема
ЭМС
возникла
вследствие
широкого
использования радиотехники и электроники во многих областях
человеческой деятельности. Она очень важна, поскольку
улучшение качества работы РТС зависит во многих случаях не
только от новых системных и схематических решений, но и от
организации совместной работы средств, излучающих и
воспринимающих электромагнитную энергию.
Решение проблемы ЭМС путем освоения новых частотных
диапазонов не потеряло своей актуальности в настоящее время.
Вместе с тем возросла роль интенсификации использования
хорошо освоенных и удобных для эксплуатации участков
спектра. Но частотный диапазон не бесконечен. Появилась задача
разработки методов и создания технических средств защиты от
помех в месте приема или снижения их уровня в месте
излучения.
Технические методы применяются на отдельных РТС. При
анализе и проектировании РТС, как единой сложной системы,
применяется сложный подход, целью которого является
эффективное использование выделенного участка спектра. Здесь
анализируется существующая организационная структура
совокупности РТС для определения рекомендаций по улучшению
совместимости и создания прогрессивных систем управления
совокупности РТС, обеспечивающих возможность доступа в
заданный участок спектра максимального числа пользователей.
В настоящее время довольно мало выходит научнотехнической литературы по ЭМС РТС. Известные монографии и
учебные пособия, вышедшие в свет в 70-е и 80-е годы прошлого
столетия, имели небольшой тираж. К тому же они отсутствуют в
наших библиотеках.
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В основу данного учебного пособия положен материал
учебного пособия Е.М. Виноградова, В.И. Винокурова,
И.П. Харченко «Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств» (Л., 1986); книги А.Ф. Апоровича «Статистическая теория электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств» (М., 1984), материал лекций, в течение ряда лет
читавшихся авторами студентам физического факультета
Ярославского университета, обучающимся по специальности
«Радиофизика и электроника», публикации авторов пособия.
Из-за ограниченного объема в пособие не включены
материалы по выбору модуляторов для получения амплитудноманипулированных, частотно-манипулированных, фазо-манипулированных сигналов с ограниченным уровнем внеполосных
излучений и удовлетворяющих заданной помехоустойчивости.
Часть материала из программы курса «Электромагнитная
совместимость радиотехнических и телекоммуникационных
систем» вынесена на лабораторные работы. Разработанные
авторами пособия описания лабораторных работ, программы
позволяют выбрать любую модулирующую функцию и на экране
монитора увидеть спектр и вероятность ошибочного приема
такого сигнала.
4
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
1. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ ОБСТАНОВКА
В СОВОКУПНОСТИ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ
При разработке современных радиоэлектронных средств
(РЭС) необходимо учитывать условия их эксплуатации, включая
электромагнитную обстановку, в которой надлежит работать
РЭС. Электромагнитная обстановка (ЭМО) - это совокупность
электромагнитных излучений в точке или районе, где размещается (или предполагается разместить) РЭС. Электромагнитные излучения могут серьезно нарушить качество работы РЭС,
вплоть до полной невозможности выполнить им свою основную
функцию. В то же время появление нового РЭС меняет ЭМО в
точках, где уже расположены работающие средства. Это изменение может ухудшить качество функционирования некоторых
из них. Решение задач обеспечения удовлетворительного
функционирования РЭС в окружающей ЭМО, без оказания
недопустимого воздействия на нее и другие средства, составляет
существо проблемы электромагнитной совместимости (ЭМС).
1.1. История и причины возникновения проблемы
электромагнитной совместимости
Менее 100 лет прошло с тех пор, как человечество начало использовать электромагнитные волны для своих потребностей. Радиовещание, телевидение, радиосвязь, радиолокация, радионавигация,
судовождение,
радиоуправление
летательными
аппаратами и подвижными средствами - наиболее широко
известные области применения электромагнитных волн.
Использование электромагнитных колебаний находит все
новые и новые применения в самых различных областях
промышленности, науки и техники. Медицина, химия, геология,
метеорология и многие другие области человеческой
деятельности все шире внедряют для своих нужд достижения
современной радиотехники и электроники. Освоение Мирового
океана и использование искусственных спутников Земли (ИСЗ)
открыли новые возможности радиоэлектроники.
Достижения в технологии производства элементной базы
основных
компонентов
радиоаппаратуры,
теоретические
исследования новых возможностей ее построения, широкое
5
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
внедрение радиоэлектроники в различные области народного
хозяйства привели к резкому количественному и качественному
росту радиосредств. Если, например, в 1936 г. в США
насчитывалось всего 600 радиовещательных станций с
амплитудной модуляцией, то к концу 60-х годов их количество
превысило 6 тыс., число станций, работающих с частотномодулированными сигналами, достигло 1400, а число
телевизионных передатчиков - 600. К 1972 г. в США
насчитывалось
около
18
тыс.
радиовещательных
и
телевизионных станций с мощностями от 500 Вт до 5 МВт. В
среднем в 10 км2 пригородно-городской зоны находилось по
одной станции. Только за 5 лет (с 1961 по 1966 г.) число РЛС
выросло в пять раз - с 3 тыс. до 15 тыс. станций. Особенно
значителен рост подвижных служб радиосвязи. В 1950 г. в США
насчитывалось около 100 тысяч подвижных служб радиосвязи, а
в 1970 г. их было уже 3,3 млн., в 1975 - 5,8 млн. и к 1980 г.
ожидалось увеличение до 7 млн., что было превышено. Только в
диапазоне метровых и дециметровых волн к началу 1981 г.
насчитывалось более 9 млн. передатчиков, установленных в
основном на подвижных объектах. Стремителен рост
радиостанций частного пользования. Так, за 16 лет (с 1958 по
1974 г.) в США был выдан один миллион лицензий на право
пользования частной радиостанцией; второй миллион был выдан
за восемь месяцев 1975 г., а третий - за последний месяц того же
года.
В 1965 г. Япония насчитывала около 300 тыс.
радиоэлектронных средств, а к 1981 г. только число подвижных
средств в метровом и дециметровом диапазонах составило около
2 млн.
В ФРГ число передатчиков наземных подвижных служб за
десятилетие (60-70-е годы) возросло в 7 раз, а в Великобритании
за тот же период в 5 раз. Этот рост продолжается и в настоящее
время. Количество радиостанций, устанавливаемых на
подвижных объектах ФРГ и Великобритании, увеличивается на 5
% ежегодно.
Диапазон длин волн 10...100 м занимает полосу 27 МГц. Если
принять ширину полосы радиочастотного канала равной 3 кГц
(например, при однополосной амплитудной модуляции), то в нем
6
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
можно разместить 9000 каналов. Однако уже сейчас во всем мире
в этом диапазоне работает около 1 млн. передатчиков, из которых
более 1 тыс. имеют мощность 100 кВт и более. По данным
Международного
комитета
регистрации
частот
число
передатчиков в этом диапазоне продолжает ежегодно
увеличиваться на 20 тыс., несмотря на перегрузку и
возрастающий уровень помех, вызванный этими передатчиками.
Помимо роста числа РЭС усложнились осуществляемые ими
функции. Многие РЭС работают совместно, выполняя общие задачи. Электромагнитная обстановка в таких комплексах определяется числом РЭС, расстояниями между ними, мощностями и
спектральным составом излучений в комплексе. Особенно
сложная ЭМО возникает в комплексах, размещенных на
ограниченной территории. Такая ситуация наблюдается на судах,
самолетах и других подобных объектах, где широкое
использование радиоэлектроники для выполнения объектами
своих задач сопровождается ростом объема радиоаппаратуры и
числа устанавливаемых РЭС.
Число антенн, с которыми связаны радиоэлектронные
средства на объекте, может достигать нескольких десятков, в то
время как площадь, пригодная для их размещения, ограничена. В
результате возникает ситуация, при которой расстояния между
антеннами различных систем составляют от нескольких десятков
до нескольких метров. Большое количество РЭС и скученность
антенн приводят к значительным временным помехам, когда
высокочастотные ЭДС, наведенные на антенны со стороны
соседних работающих передатчиков, достигают десятков вольт.
Это вызывает перегрузки входных каскадов радиоприемников и,
если не принять специальных мер, может вывести из строя
чувствительную аппаратуру.
Особенно
значительные
помехи
могут
создавать
радиолокационные
станции
и
мощные
передатчики
коротковолнового диапазона.
Не менее опасны и наводки между антеннами передатчиков.
В результате их взаимодействия между собой или с основной
частотой излучения передатчика могут возникать помехи на
частотах, отличных от рабочих частот передатчиков, и тем самым
усложнить работу других средств.
7
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Возможности обеспечения достигнутой величины развязки
между антеннами за счет разноса по расстоянию и их
рационального размещения сильно ограничены. Это связано как с
размерами самого объекта, так и с наличием на нем различного
вида надстроек, вызывающих дополнительные помехи
радиоприемным устройствам за счет переотражений излучений
передатчиков, а также приводит к искажению диаграмм
направленности антенн, в результате которых возникают зоны
затенения, в которых излучаемый (или принимаемый) сигнал
сильно ослаблен и может даже практически отсутствовать.
Решение вопроса о размещении антенн на объекте так, чтобы,
с одной стороны, радиоэлектронные средства выполняли свое
основное функциональное назначение, а с другой - чтобы между
ними была достигнута величина развязки, достаточная с точки
зрения обеспечения их электромагнитной совместимости,
является сложной технической задачей. Поскольку на этом пути
не всегда может быть получен нужный эффект, то для
обеспечения ЭМС РЭС объекта приходится прибегать и к другим
организационным и техническим мероприятиям, приводящим к
снижению помех между средствами.
Аналогичные задачи возникают и для средств, размещенных
на разных объектах, хотя здесь эффективность мероприятий по
обеспечению ЭМС более высока.
Рост плотности стационарных и подвижных радиосредств
сопровождается уменьшением территориального разноса между
ними. При ограниченном частотном ресурсе радиодиапазонов, в
которых эти средства работают, уровень помех на входах приемников растет и нормальная работа РЭС нарушается.
Таким образом, рост числа РЭС при ограниченных
возможностях частотного разделения радиоканалов является
одной из причин возникновения проблемы ЭМС количественные изменения привели к изменениям качественным.
Успехи в технологии производства радиоаппаратуры
позволили существенно увеличить мощности радиоизлучений,
повысить чувствительность радиоприемников и увеличить
коэффициент усиления радиоантенн. Передатчики могут
генерировать мощности в сотни киловатт в непрерывном режиме,
и уже имеются клистроны со средней мощностью 1 МВт. В
8
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
импульсном режиме мощность составляет десятки мегаватт. В то
же время чувствительность современных приемников достигает
значений 10-22 Вт. Рост мощности передатчиков и повышение
чувствительности приемников усложняют их совместную работу.
С ростом мощности, предназначенной для выполнения
основной функции РЭС, растет мощность нежелательных
излучений, которыми сопровождается работа передатчика. Так,
например, в США широко используется РЛС мощностью в
импульсе 5 МВт. Мощность четвертой гармоники этой РЛС
составляет 200 Вт и лежит в диапазоне частот, отведенном для
воздушной навигации. Мощности же большинства средств,
работающих в навигации, составляют менее 200 Вт. В результате
работы мощной РЛС ее сигнал может создать значительную
помеху работе навигационных средств.
У ряда РЛС в США зарегистрированы излучения на первых
четырех гармониках с мощностями 63, 10, 3, 13 Вт
соответственно. Некоторые магнетроны, предназначенные для
РЛС, имеют уровни мощности второй и третьей гармоник более
киловатта. В отдельных случаях зарегистрирована мощность
третьей гармоники 65 кВт.
Увеличение мощности РЛС в последние годы достигалось
разработкой и использованием в выходных каскадах
передатчиков магнетронов, клистронов, многорезонаторных
клистронов и других сложных приборов. Эти приборы
отличаются в силу специфики своей работы значительными
уровнями нежелательных излучений. В первую очередь это
относится к магнетронам, которые наряду с излучениями на
гармониках способны генерировать широкополосные помехи.
Поэтому в начале семидесятых годов начались поиски
возможности замены магнетронов в мощных РЛС, импульсные
мощности которых составляют 5 МВт и более, другими
приборами с пониженными уровнями нежелательных излучений.
Наряду с разработкой приборов с низким уровнем
нежелательных излучений, снижение уровня мощности в
радиосвязи и радиолокации может быть достигнуто
использованием сложных сигналов, т.е. сигналов, база которых
намного больше единицы (под базой понимают произведение
длительности сигнала на ширину полосы занимаемых ими
9
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
частот). Поскольку возможность выделения сигналов на фоне
белого шума при оптимальной обработке определяется
отношением энергии сигнала к спектральной плотности шума, то,
увеличивая длительность сигнала, можно уменьшить его
мощность при сохранении величины излученной энергии.
Сложные сигналы могут занимать значительную полосу частот,
но специфика их обработки такова, что в одной полосе может
быть размещено несколько таких сигналов. Однако число
сигналов, размещаемых в одной полосе, ограничено, и это
обстоятельство должно учитываться при рассмотрении ЭСМ
средств со сложными сигналами.
Большинство современных приемников, кроме основного
канала, предназначенного для приема полезного сигнала,
обладают нежелательными каналами приема, такими, как
зеркальный, канал приема промежуточной частоты и т.п.
Возрастание чувствительности приемников по основному каналу
обычно
сопровождается
ростом
чувствительности
нежелательных каналов, в которые может попадать излучение
передатчика.
Наличие нежелательных излучений передатчиков и каналов
приема у приемников, возрастание уровня первых и увеличение
чувствительности вторых явилось еще одной причиной,
породившей проблему ЭМС.
Особо следует отметить проблему контактных помех.
Источниками таких помех являются элементы, которые в поле
облучения ведут себя как параметрические и нелинейные.
Подобные элементы преобразуют спектр падающего на них
излучения в более широкий. Контактные помехи возникают на
подвижных средствах, у которых при движении образуются
контакты с переменным сопротивлением, попадающие в поле
установленных на них передатчиков. Например, контактные
помехи возникают при размещении радиопередатчиков на
автомашинах, поездах и т.п. Серьезную проблему они составляют
на судах и самолетах.
Увеличение мощности РЭС, использующих направленное
излучение, имеет следствием еще один эффект, затрагивающий
проблему ЭМС, - увеличение мощности, излученной в
нежелательных направлениях. Хотя усиление современных
10
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
направленных антенн по главному лепестку может достигать 50
дБ, уровень боковых и задних лепестков диаграмм
направленности остается высоким. Для параболических антенн,
например, типичными значениями по отношению к главному
лепестку являются: для первого бокового - (- 20 дБ), для заднего
лепестка - (- 40 дБ). Это означает, что РЛС с мощностью
излучения 10 МВт в импульсе излучает в направлении,
противоположном основному, мощность 1 кВт.
Существенный вклад в формирование электромагнитной
обстановки вносят излучения со стороны различного рода
энергетических и промышленных установок, которые в силу
специфики
своей
работы
являются
источниками
непреднамеренных помех. Это так называемые индустриальные
помехи. К устройствам, создающим индустриальные помехи,
относятся генераторы и двигатели постоянного и переменного
тока, линии электропередач, сварочные аппараты, системы
зажигания, бытовые электроприборы и многие другие. Наличие
индустриальных помех часто не позволяет полностью
реализовать потенциальные возможности радиоаппаратуры и
усложняет совместную работу РЭС. Влияние индустриальных
помех особенно заметно в крупных промышленных городах и на
подвижных объектах, в частности, на судах и самолетах [1].
1.2. Основные термины и определения
Определение совместимости, которое рекомендует ГОСТ
23011-79,
формулируется
следующим
образом.
Под
электромагнитной
совместимостью
радиоэлектронных
средств понимают способность этих средств одновременно
функционировать в реальных условиях эксплуатации с
требуемым качеством при воздействии на них непреднамеренных
радиопомех и не создавать недопустимых радиопомех другим
радиоэлектронным средствам. При этом непреднамеренной
считают любую радиопомеху, создаваемую источником
искусственного происхождения, не предназначенную для
нарушения функционирования радиоэлектронных средств. Часто
вместо радиопомех говорят об электромагнитных помехах.
Электромагнитная помеха определяется как нежелательное
11
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
воздействие электромагнитной энергии, которое ухудшает или
может ухудшить показатели качества функционирования РЭС.
Можно считать, что радиопомеха - это электромагнитная помеха
в диапазоне радиочастот.
Под радиоэлектронным средством понимают техническое
средство, состоящее из одного или нескольких радиопередающих
и (или) радиоприемных устройств и вспомогательного
оборудования. К радиоэлектронным средствам относят
радиостанции, радиолокаторы и т. д. Такое определение РЭС
подразумевает, что все компоненты, входящие в это средство,
находятся территориально в одном месте. Приведенное
определение электромагнитной совместимости выделяет в
качестве основного фактора, вызывающего проблему ЭМС,
помехи между средствами. Задачу снижения уровня помех можно
решать не только путем улучшения качества излучений
радиопередатчиков
и
повышения
помехоустойчивости
приемников, но и путем совершенствования организации работы
РЭС и, в частности, рационального распределения частот между
средствами.
Поэтому
в
настоящее
время
проблему
совместимости часто рассматривают с позиций эффективного
использования спектра, а совокупность РЭС - как некоторую
искусственно созданную человеком большую радиосистему.
В дальнейшем будем использовать также понятие
«радиоканал», поскольку его часто удобно рассматривать в
качестве элемента большой радиосистемы. Радиоканал,
например, образует линия связи (передатчик - пространство
распространения - приемник). Один передатчик может
образовывать несколько радиоканалов, если он предназначен для
передачи информации нескольким приемникам. Типичным
примером является радиовещательная станция, обслуживающая
множество абонентов - приемников. Основной задачей
радиоканала является передача и извлечение информации с
заданным качеством.
Работающая совокупность РЭС образует набор радиоканалов,
между которыми могут образовываться помехи. Для обозначения
этого класса непреднамеренных помех будем использовать
термин «системная помеха». В литературе можно также
12
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
встретить эквивалентные термины: станционная помеха,
взаимная, межканальная.
В более широком смысле используются понятия «источники»
и «рецепторы» помех. Источники электромагнитной помехи класс
любых
устройств,
которые
могут
создавать
электромагнитное излучение. Сюда включают устройства, не
предназначенные для излучения электромагнитных волн
(например, двигатели, системы зажигания и т. д.).
Рецепторы электромагнитной помехи - все устройства,
которые изменяют (обратимо или необратимо) значения своих
параметров под влиянием электромагнитных помех.
При рассмотрении проблемы совместимости в глобальном
масштабе под радиочастотным ресурсом понимают весь
диапазон частот, пригодный для связи, локации и т.д. Его
потребителями выступают регионы, страны, области и т.д., а
также радиослужбы, радиосистемы. Поясним, что согласно
ГОСТу радиослужба осуществляет передачу и (или) прием
радиоизлучения в определенных целях. К радиослужбам относят
радионавигацию, радиолокацию, радиовещание и т.д. Весь
радиочастотный ресурс условно разбит на диапазоны. Каждый
частотный диапазон соответствует полосе частот 0,3·10n…3·10n
Гц и включает верхнюю границу. Номера частотных диапазонов
соответствуют показателям степени n для каждого диапазона.
Частотные диапазоны имеют частотное и метрическое
наименования и представлены в табл. 1.1. К числу не
рекомендуемых к употреблению терминов относятся сверхдлинные волны (СДВ), длинные волны (ДВ), средние волны (СВ),
короткие волны (КВ), ультракороткие волны (УКВ), субмиллиметровые волны.
Вопросы использования частот решаются на международном
уровне. Высшим органом является Международный союз
электросвязи (МСЭ) при ООН.
При рассмотрении вопросов использования частот различают
три понятия: распределение, выделение частот или полос частот
и присвоение. Понятие «распределение» относится к службам,
«выделение» - к зонам или странам, «присвоение» - к системам и
станциям.
13
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 1.1
Классификация диапазонов радиочастот и радиоволн
Номер Диапазон Диапазон
диапа частот, радиоволн
зона
Гц
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
14
0,3.10 …
3.10
0,3.102 …
3.102
0,3.103 …
3.103
0,3.104 …
3.104
0,3.105 …
3.105
0,3.106 …
3.106
0,3.107 …
3.107
0,3.108 …
3.108
0,3.109 …
3.109
0,3.1010…
3.1010
0,3.1011…
3.1011
105 … 104
км
104 …103
км
103 … 102
км
102 … 10
км
10 … 1 км
103 … 102
м
102 … 10м
10 … 1 м
102 …
10см
10 … 1 см
10 … 1мм
0,3.1012… 1 … 0,1
3.1012
мм
Наименования и обозначения
диапазонов
частотное
метрическое
(волны)
Крайне низкие Декаметровые
частоты (КНЧ)
волны
Мегаметровые
Сверхнизкие
волны
частоты (СНЧ)
Инфранизкие Гектокилометро
вые волны
частоты (ИНЧ)
Очень низкие Мириаметровые
волны
частоты (ОНЧ)
Низкие частоты Километровые
волны
(НЧ)
Гектометровые
Средние
волны
частоты (СЧ)
Декаметровые
Высокие
волны
частоты (ВЧ)
Метровые
Очень высокие
волны
частоты (ОВЧ)
Ультравысокие Дециметровые
волны
частоты (УВЧ)
Сверхвысокие Сантиметровые
волны
частоты (СВЧ)
Миллиметровые
Крайне
волны
высокие
частоты (КВЧ)
Гипервысокие Децимиллиметр
овые волны
частоты (ГВЧ)
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
1.3. Источники и рецепторы электромагнитных помех,
их классификация
Источники непреднамеренных электромагнитных помех
можно разделить на две группы: естественные и искусственные.
Их классификация представлена на рис. 1.1.
Источники естественных помех могут быть земными и
внеземными. Земные - это, в первую очередь, атмосферные
помехи и статические разряды. Источниками атмосферных помех
являются электрические разряды во время гроз. Спектр помех,
создаваемый этими источниками, очень широкий, и они
распространяются на большие расстояния. В северных широтах
источниками помех являются полярные сияния. Накопление
электрических зарядов в осадках и последующий их разряд на
элементах антенны, заземления или вблизи антенны также
приводят к электромагнитным помехам. К числу естественных
источников помех следует отнести также внутренние шумы
каналообразующей аппаратуры и искажения сигналов в среде
распространения.
К внеземным источникам помех относят помехи,
обусловленные электромагнитными излучениями солнца, планет,
звезд и других небесных тел. В период высокой активности
солнца на нем происходят вспышки с большой энергией, которые
приводят к резкому увеличению электромагнитных помех на
Земле. Радиоизлучения планет солнечной системы, звезд и
других небесных тел являются источниками дополнительных
космических помех, и их следует учитывать при определении
характеристик приемников, особенно работающих в диапазонах
УВЧ, СВЧ и на более высоких частотах.
Источниками искусственных электромагнитных помех являются радиоэлектронные устройства, принцип работы которых
связан с излучением электромагнитной энергии. Некоторые из
них указаны на рис. 1.1.
15
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Источники
электромагнитных помех
Естествен
ные
Искусственные
Внеземные
Земные
Радиоэлектронные
Электроэнергия
Оборудование и
машины
Системы
зажигания
Аппаратура
промышленная
и
широкого потребления
Солнце
Атмосфера
Средства
радиовещания
Генераторы
электроэнергии
Мощные
сооружения и
устройства
Двигатели
Сварочные
аппараты
Космические
объекты
Разряды в
осадках
Радиорелейные
линии
Преобразователи
Приборы
средства
оргтехники
Транспортные
средства
Ультразвуковые устройства
Радиозвезды
Среда
распространения
Средства
навигации
Линии
электропередач
Промышленное
оборудование
Станки
и
инструменты
Медицинское
оборудование
РЛС
Средства
радиосвязи
Средства
распределения
электроэнергии
Конвейеры
Осветительные
устройства
Системы
контроля
и производства
Аппарат
ура ИСЗ
Рис. 1.1. Источники помех
16
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Электромагнитные помехи радиоэлектронным средствам
создают также устройства, не предназначенные для излучения
электромагнитной энергии: источники электрической энергии,
оборудование и машины, системы зажигания двигателей,
аппаратура промышленного и широкого потребления (см. рис.
1.1). Помехи, создаваемые этими объектами, образуют широкий
класс индустриальных помех, с которыми нельзя не считаться
при
оценке
эксплуатационных
характеристик
РЭС.
Интенсивность индустриальных помех и ширина спектра
различны для разных источников. С индустриальными помехами
приходится считаться до частот в несколько сотен мегагерц.
Расстояния от источника, на которых радиоприемники ощущают
воздействие помехи, могут достигать нескольких километров.
Уровень помех измеряют либо в единицах напряженности
поля (В/м, мкВ/м, дБмкВ/м и т. д., где дБмкВ означает измерение
в децибелах относительно 1 мкВ), либо в единицах плотности
мощности (Вт/м2, дБВт/м2 и т.д.). Здесь дБВт/м2 означает поток
мощности, измеренной в децибелах относительно ватта, через
площадку в 1 м2. Для характеристики загрузки спектра частот
помехой ее измеряют также в единицах, показывающих
распределение уровня помехи по частоте, например,
дБмВт/м2 · кГц.
Классификация, приведенная на рис. 1.1, учитывает связь
помехи с ее источником. По спектральным и временным
характеристикам выделяют сосредоточенные, импульсные,
флюктуационные помехи. Сосредоточенная помеха представляет
собой узкополосное колебание, параметры которого медленно
меняются (по сравнению с центральной частотой колебаний) или
остаются постоянными во времени. Ее спектр сосредоточен в
узкой полосе частот. Источниками помех такого рода являются
многие средства связи, например, связные передатчики АМколебаний.
Импульсная и флюктуационная помехи - широкополосные.
Источниками импульсных помех являются РЭС, работающие с
импульсными сигналами; некоторые источники индустриальных
помех, молнии во время грозы и т.п. Флюктуационную помеху
можно рассматривать как предельный случай импульсной
помехи, когда происходит наложение во времени случайного
17
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
числа импульсов со случайными амплитудами. Следовательно,
флюктуационная помеха - случайный процесс. Такой помехой
могут быть космические шумы и внутренние шумы
радиоаппаратуры.
Помехи воздействуют на различные системы и устройства,
объединенные
обобщенным
понятием
«рецепторы
электромагнитных помех».
На рис. 1.2 представлены рецепторы электромагнитных
помех. Их так же, как и источники помех, можно разделить на
естественные и искусственные. В разряд естественных
рецепторов входят: человек, животные, растения. Учитывать
восприимчивость естественных рецепторов к электромагнитным
помехам важно как с точки зрения сохранения здоровья человека,
так и для защиты окружающей среды. В СССР были установлены
нормы для уровней радио- и СВЧ-облучения. Советские нормы
ориентировались на недопустимость психофизиологических и
биологических изменений в организме [9].
Искусственные рецепторы можно разбить на две группы:
рецепторы, работающие на принципах извлечения полезной
информации из окружающего электромагнитного поля, и
рецепторы, которые по принципу своей работы не должны
реагировать на внешние электромагнитные поля. Первую группу
составляют радиоприемные устройства. Для приемников
наиболее труднозащитимым от помех является антенный тракт,
поскольку поля всех работающих передатчиков создают в
антенне приемника токи своих сигналов. Однако антенна и
приемное устройство обладают избирательными свойствами:
реагируют на сигналы, занимающие определенную полосу
частот. Сигналы, лежащие вне полосы пропускания, сильно
подавляются и, если их мощность невелика, практически не
проходят на выход. Одними из основных характеристик
приемников являются: полоса пропускания, чувствительность по
основному и восприимчивость по нежелательным каналам
приема. Чувствительность определяется значением минимально
необходимой мощности (мкВт, мВ и т. п.) сигнала на входе
приемника (выходе приемной антенны), при котором на выходе
приемника обеспечивается требуемое превышение сигнала над
шумом. Под восприимчивостью нежелательных каналов
18
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
понимают чувствительность приемника к уровням помех,
частоты которых не попадают в полосу частот, занимаемых
полезным сигналом. Измеряют ее в децибелах по отношению
чувствительности приемника к полезному сигналу.
Источники
электромагнитных
помех
Естественные
Искусственные
Человек
Животные
Радиоэлектронные приемные
устройства
Усилители
Радиовещание
Промежуточной
частоты
Растения
Радиорелейная Видеочассвязь
тоты
Навигация
РЛС
Звуковых
частот
Аппаратура
промышленного и
широкого
потребления
Пиротехнические
приборы
(детонаторы)
Контроля и
управления
Биомедицинское
оборудование
Вещательная
аппаратура
Связные системы
Телефоны
ЭВМ
Средства отображения
Чувствительные элементы
Рис. 1.2. Рецепторы помех
19
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Помехи могут проникать не только через антенный тракт, но
и вследствие наводок на элементы устройства, а также по цепям
питания и управления. Снижение уровня таких помех
осуществляется экранированием и фильтрацией цепей питания.
1.4. Пути решения проблемы электромагнитной
совместимости
Первый этап решения проблемы предполагает всесторонний
анализ ЭМС, основанный на измерениях и моделировании.
Наиболее актуальным является анализ ЭМС на стадии
проектирования и разработки аппаратуры. Он проводится с
целью определения основных требований к аппаратуре с точки
зрения ЭМС. Эти требования не должны вступать в противоречие
с основным назначением аппаратуры, а лишь корректировать
основные параметры РЭС с учетом конструктивных и
технологических возможностей. Наиболее перспективный метод
анализа ЭМС - математическое моделирование на ЭВМ, что
обусловлено сложностью явлений и большим объемом
информации, которую приходится учитывать при исследовании
вопросов совместимости.
Этап анализа ЭМС позволяет определить пораженные
помехой рецепторы и наиболее опасные источники помехи, а
также каналы проникновения помех в аппаратуру; оценить
совместимость совокупности РЭС как большой радиосистемы по
ряду показателей и, в частности, с точки зрения эффективного
использования спектра.
Чтобы
анализ
был
достоверным,
необходимы
предварительные измерения параметров по множеству РЭС
данного или, если это невозможно, предшествующего поколения
аппаратуры. Эти измерения трудоемки и дорогостоящи,
поскольку параметры РЭС, влияющие на ЭМС, требуют
специальной методики измерений и измерительной аппаратуры,
таким
обладающей
повышенными
требованиями
к
характеристикам, как стабильность, шумовые свойства,
нелинейные характеристики и т. д. Автоматизация является
также непременным условием при том объеме измерений,
которые требуются в задачах ЭМС. Результаты измерений
должны систематизироваться, обрабатываться, быть доступными
20
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
специалистам, что вызывает необходимость создания «банка»
данных параметров и характеристик аппаратуры, влияющих на
совместимость. В настоящее время накоплен материал,
позволяющий анализировать задачи ЭМС на математических
моделях.
Второй этап решения проблемы заключается в обеспечении
совместимости (этап синтеза). На этом этапе обычно выделяют
технические и организационные мероприятия, способствующие
решению проблемы ЭМС.
Технические мероприятия осуществляются обычно на уровне
отдельных РЭС и сводятся к улучшению характеристик
аппаратуры с точки зрения ЭМС. К ним относятся в основном
такие мероприятия, как снижение нежелательных излучений
передатчиков и повышение помехозащищенности приемников по
отношению к непреднамеренным помехам, которые реализуются
традиционными радиотехническими методами. Наиболее
распространенными из них являются фильтрация, экранирование,
создание специальных схем защиты от помех, увеличение
динамического диапазона тракта РЭС и т.д. Эти методы
разрабатывались с момента появления первых приемников и
передатчиков и продолжают совершенствоваться до настоящего
времени. Отметим, что технические мероприятия желательно
реализовать на стадии разработки аппаратуры в соответствии с
требованиями ЭМС, поскольку в готовых образцах возможности
схемных изменений ограничены.
Организационные мероприятия осуществляются на уровне
совокупности РЭС и сводятся к созданию такой структуры
рассматриваемой большой радиосистемы, при которой
обеспечивается эффективное использование участка спектра,
выделенного для данной совокупности РЭС, и удовлетворяются
требования с точки зрения качества работы. К организационным
мероприятиям
следует
отнести:
присвоение
частот,
пространственное размещение РЭС, управление временным
режимом работы и т.д. Организационные мероприятия сводятся к
координированию работы средств, которое заключается в
управлении параметрами и структурой сигналов в совокупности
РЭС, и согласованию целевых функций.
21
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Организационные
мероприятия
также
целесообразно
разрабатывать на стадии проектирования радиоаппаратуры, так
как они могут потребовать изменений некоторых технических
решений. Например, могут вызвать необходимость быстрой
перестройки частоты РЭС или в общем случае допустить
возможность управления, в том числе адаптивного, структурой
сигнала.
Даже выбор вида модуляции следует осуществлять с учетом
работы РЭС в совокупности, поскольку от этого существенно
зависит эффективность использования выделенного для работы
участка частот. Чем больше возможностей управления сигналом,
а также характеристиками устройств заложено в аппаратуру, тем
более гибкой оказывается организационная структура управления
в совокупности РЭС, тем больше возможностей обеспечить ЭМС.
Поскольку организационные мероприятия требуют определенных
изменений в аппаратуре и, возможно, значительных капитальных
вложений,
необходимы
тщательные
предварительные
исследования эффективности и целесообразности их.
Если организационные мероприятия на уровне совокупности
РЭС сводятся к интенсификации использования выделенного
участка спектра, то на более высоком уровне (региональном или
международном) в основном - к экстенсивным методам
использования спектра. Здесь ставится вопрос об освоении новых
участков спектра в связи с достижениями науки и технологии.
Для этих целей созданы специальные международные службы,
периодически
созываются
всемирные
административные
конференции по радиосвязи (ВАКР). На таких конференциях
перераспределяются полосы частот для отдельных радиослужб,
например, для морской подвижной службы, телевидения и
радиовещания, космической радиосвязи и др. На заседании ВАКР
в Женеве в 1979 г. принята таблица радиочастот, которая введена
в действие с 1982 г. и охватывает частоты вплоть до 400 ГГц.
Однако частоты выше 15 ГГц в настоящее время осваиваются
медленно.
Во-первых,
радиоволны
этого
диапазона
распространяются только в пределах прямой видимости. Это
характерно для всех частот выше 50 МГц. Во-вторых, в
диапазонах СВЧ, КВЧ и более высоких частот характерным
является сильное ослабление сигналов в случае дождя и других
22
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
осадков. Аппаратура этих диапазонов стоит значительно дороже
аналогичных устройств, работающих в интенсивно используемых
диапазонах. Делаются попытки стимулировать освоение новых
диапазонов как законодательными решениями, так и введением
рыночного
механизма
регулирования
использования
спектрального ресурса. Предполагается, что введение «платы» за
пользование спектром и назначение более низких цен за
пользование малоосвоенными диапазонами будет стимулировать
исследования и разработку аппаратуры, работающей в
высокочастотной части частотного диапазона.
Таким образом, решение проблемы совместимости возможно
при разумном сочетании технических и организационных
мероприятий на базе натурных измерений и математического
моделирования.
1.5. Статистическая модель электромагнитной
совместимости
1.5.1. О моделях электромагнитной совместимости
Для изучения закономерностей мешающего взаимодействия
совместно работающих радиосредств необходимо составить
модели, позволяющие выявить эти закономерности (анализ) и на
их основе разработать полезные рекомендации (синтез). По
методологии теория ЭМС имеет большое сходство с теорией
исследования операций, получившей широкое развитие и
признание. Вопрос построения моделей в указанной научной
дисциплине бурно обсуждался. Опираясь на это обсуждение [5],
приведем некоторые соображения о моделях.
Требования к модели противоречивы. С одной стороны,
модель должна быть достаточно полной, содержащей все
важнейшие факторы, от которых зависит правильность конечного
результата. С другой стороны, модель должна быть простой,
допускающей решение задачи на уровне современных
математических и технических средств и представление
результатов в виде, удобном для продолжения исследований или
практического использования. Р. Беллман применил в этом
отношении весьма образное сравнение исследователя с
23
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
путником, который должен пройти по узкой тропинке между
«болотом переусложнений» и «западнями переупрощений».
Можно дополнить это сравнение: тропинка имеет ряд
ответвлений, тупиков, не ведущих к цели; могут быть также и
параллельные ветви, так что путнику желательно было бы найти
кратчайший путь к цели, не попадая в тупики, которые приводят
к частичным решениям, не позволяющим видеть исследование в
целом.
Возвращаясь к современному состоянию ЭМС, можно
отметить,
что
исследования
отдельных
вопросов
совершенствования ее характеристик, если их постановка не
вытекает из общей ЭМС, являются тупиковыми и не приводят к
построению теории на системном уровне. Развиваемая в данной
работе теория также не претендует на окончательность; она
является этапом в построении теории, общей для ведущихся в
настоящее время исследований, и пытается охватить проблему
на системном уровне.
В условиях массового использования радиосредств только
вероятностно-статистический аппарат может быть адекватным
задаче, т. е. только он пригоден для проведения объективных
исследований. Известно также, что статистические исследования
не дают ответов на конкретные вопросы для конкретных
ситуаций. Поэтому общая ЭМС, оперирующая статистическими
категориями, указывает на возможности и должна стать опорой
при планировании массового использования радиосредств, а
также при разработке и проектировании новых радиосредств,
предназначенных для работы в прогнозируемой ЭМС.
Существенную помощь в понимании вопросов составления
моделей можно получить из настоящей работы.
1.5.2. Первичная модель электромагнитной обстановки
При изучении общей ЭМС в первую очередь следует
интересоваться
совокупностью
мешающих
излучений,
созданных одновременно работающими радиосредствами в
точке расположения радиоприемного устройства (РПУ)
исследуемой РТС. Понятно, что полное описание всех излучений
невозможно. Можно говорить лишь о приблизительной копии,
24
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
отражающей наиболее существенные черты ЭМО, - ее модели.
Модель ЭМО будем строить как совокупность функциональных
зависимостей, средних величин, вероятностных распределений и
целесообразных ограничений, характеризующую основные
свойства сигналов от одновременно работающих радиосредств.
Рис. 1.3. Первичная модель общей ЭМС
Для составления модели ЭМО надо знать ряд существенных
факторов: относительное расположение источников мешающего
излучения; энергетические характеристики мешающих сигналов;
параметры помех, определенные в интересующих нас
диапазонах; число источников, создающих непреднамеренные
помехи и т. д.
Математические операции над элементами модели ЭМО и
РПУ должны по замыслу привести к оценке возможностей
приема полезного сигнала в условиях помех, определению
степени
снижения
тактико-технических
характеристик
исследуемой
РТС,
к
выработке
рекомендаций
по
совершенствованию аппаратуры и методов ее максимального
использования. В этом состоит цель исследования, для
достижения которой составляется, в частности, модель ЭМО.
Первичная модель общей ЭМС представлена на рис. 1.3.
Исследуемая РТС состоит из радиопередающего ПРД и
радиоприемного ПРМ устройств, разнесенных на расстояние D.
При этом предполагается, что D имеет произвольное значение,
однако близкое к дальности DМАКС действия исследуемой РТС,
25
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ПРМ устройство принимает сигнал своего ПРД устройства на
фоне мешающего действия, исходящего от N радиопередающих
устройств и источников с аналогичным излучением, отмеченных
на рисунке точками. Совокупность N сигналов в точке
расположения ПРМ характеризуется некоторым набором
важных с точки зрения ЭМС свойств, данные о которых
сводятся в модель ЭМО. Задача ПРМ устройства –
минимизировать мешающее влияние одновременно работающих
источников излучения, ПРД устройства - обеспечить
генерирование и излучение полезного сигнала с минимальными
помехами другим РТС. В задачу эксплуатационников и
разработчиков радиоаппаратуры входит создание таких систем и
такая организация работы, при которых обеспечивалась бы
ЭМС. Таким образом, обеспечение ЭМС выступает как
двуединая задача защиты от непреднамеренных помех и
уменьшения их интенсивности.
1.5.3. Модель неэнергетических параметров помех
К неэнергетическим параметрам относят несущую частоту
излучения, направление прихода радиоволны, поляризационные
параметры, параметры модуляции и т.п.
Многомерная система случайных точек может быть принята
в качестве модели неэнергетических параметров непреднамеренных помех. В этой модели предполагается, что каждый
мешающий сигнал в точке приема характеризуется набором
существенных для ЭМС параметров х1, х2, … хn.. В конкретных
условиях при изучении ЭМС представляют интерес параметры в
определенных диапазонах - соответственно Dx1, Dx2, ..., Dxn. Эти
сигналы удобно представить в виде точек в n-мерном
прямоугольном
параллелепипеде,
измерения
которого
соответствуют диапазонам. Каждому мешающему сигналу в
таком
параллелепипеде
будет
соответствовать
точка,
координаты которой - параметры сигнала. В параллелепипеде,
таким образом, должно быть N точек от N источников
мешающих излучений.
Но параллелепипед в общем случае заполнен неравномерно.
Для учета неравномерности приведем в соответствие с
26
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
плотностью заполнения плотность вероятностей ωn(х1, х2, … хn).
При условии статистической взаимной независимости
параметров
ωn(х1, х2, … хn) = ω(х1)ω(х2)…ω(хn)
(1.1)
Допущение
о
независимости
практически
всегда
оправдывается, поскольку диапазоны изменения параметров
обычно берутся узкими, т. е. DXi‹‹Xi и в этом случае зависимость
между отдельными параметрами ослабевает; технические
средства селекции, модуляции, демодуляции, обработки
сигналов и т.д. обычно строятся без учета взаимных связей
параметров, так что наличие связей не реализуется в
современных системах и может не учитываться в модели ЭМО.
Если справедливо утверждение (1.1), то возникает
возможность изучать распределения параметров сигналов
независимо для каждого параметра Xi. Познакомимся с
некоторыми
примерами
использования
модели
неэнергетических параметров мешающих радиоизлучений.
Пример 1. Пусть известны распределение ω(х) параметра
помех и число N источников излучений, для которых составлено
данное распределение. Нужно найти среднее число NМИ,
приходящееся на полосу параметра ΔХ, если ΔХ‹‹Dx, а также
определить, какой должна быть требуемая полоса ΔХТР
пропускания, чтобы число NМИ не превысило некоторого
граничного значения NМИ ГР.
Рис. 1.4. Определение среднего числа мешающих излучений NМИ по
известному распределению и числу источников излучения N
27
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
На рис. 1.4 изображены все упомянутые в примере
элементы. Среднее число NМИ мешающих излучений найдем как
произведение общего числа N излучений на вероятность
попадания в полосу ΔХ, равную произведению полосы ΔХ на
плотность вероятности ω(х'). Получим при условии, что ω(х) в
полосе ΔХ гладкая кривая,
NМИ = Nω(х’) ΔХ.
(1.2)
Требуемая полоса рассчитывается с помощью (1.2), если
ограничить NМИ некоторым граничным значением NМИ ГР.
Найдем
ΔХТР ≤ NМИГР /Nω(х’).
Пример
2.
Известно
многомерное
распределение
ωn(х1,х2,…хn), характеризующее распределение координат N
точек
в
n-мерном
прямоугольном
параллелепипеде,
отображающих параметры мешающих сигналов. Имеется
радиоприемное устройство, содержащее идеальный фильтр,
обеспечивающий избирательность по п соответствующих
параметров. Обобщенная полоса п-мерного фильтра
ΔV = ΔХ1 ΔХ2 … ΔХn.
Требуется найти число NМИ мешающих излучений,
способных проникнуть через обобщенный фильтр, и требуемое
значение ΔVТР обобщенной полосы пропускания приемника, при
котором число проникающих помех не превосходило бы
граничное значение NМИ ГР. Решение аналогично приведенному в
примере 1.1. Если верно (1.1), получим
n
N МИ = N ΔV ωn ( x1' , x2' ...xn' ) = N П ΔX ii ω( xi' ),
i =1
ΔVТР ≤
N МИЗАД
n
N П ω( x )
i =1
При этом предполагается, что
28
.
'
i
(1.3)
(1.4)
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
⎛ n
⎞
ΔVТР = ⎜ П ΔX i ⎟ .
⎝ i =1
⎠ТР
В приведенных примерах ставятся две задачи: задача анализа,
сводящаяся к нахождению числа NМИ мешающих излучений, и
задача синтеза, приводящая к постановке требований к
параметрам аппаратуры. Здесь очень хорошо прослеживается
системный подход, из которого следует, что изучать объект
необходимо с учетом требований, вытекающих из условий его
использования.
Несущая частота непреднамеренной помехи является
наиболее важным параметром, поскольку главным видом
селекции в радиотехнике была и остается частотная.
Распределение частот - международная проблема; функционирует ряд международных и национальных органов,
занимающихся регламентацией использования частотных
диапазонов. В основу их деятельности положена необходимость
устранения непреднамеренных помех, поэтому рекомендации,
исходящие от этих органов, обычно выполняются. Таким
образом, прослеживается основная тенденция к равномерному
распределению несущих частот.
Однако есть тенденции, противостоящие основной. Трудно
регламентировать работу радиосредств по времени, почти
невозможно определить порядок работы подвижных средств,
велики разбросы частот, обусловленные нестабильностью
частоты передатчиков и гетеродинов приемников, и т. д. С одной
стороны, используется весь диапазон, и вместе с тем образуются
провалы, положение которых на оси частот непредсказуемо.
Можно утверждать, что неравномерность распределения частот
неизбежна; конкретное значение частоты излучения отдельного
источника помех - случайная величина.
Задачи, которые возникают в связи с изучением тенденций
распределения частот, направленные на обеспечение ЭМС, в
первом приближении сводятся к следующим:
1) в процессе эксплуатации радиосредств целесообразно
производить измерения помех с целью уточнения рабочих
частот;
2) целесообразно развитие РТС с адаптацией по несущей
частоте, что равноценно выполнению пункта 1) автоматически;
29
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
3) необходимо продолжать работу по повышению
стабильности частот;
4) по возможности следует применять жесткую
регламентацию использования частот по времени и месту,
особенно для подвижных РТС.
Выполнение этих задач в конечном итоге ведет к
установлению равномерного распределения несущих частот
РТС. Поэтому в дальнейшем в примерах часто будет
использоваться равномерное распределение несущих частот
помех,
соответствующее
основной
непреднамеренных
тенденции, направленной на обеспечение ЭМС. Эта же
тенденция определяет распределение азимутов, параметров
поляризации и т. д. Особое положение занимает вопрос о
распределении углов места. Если в простейшем случае считать,
что рассматриваемая РТС расположена на поверхности Земли, то
в отношении распределений ω(ε) углов места источников помех
можно высказать следующие соображения:
- остается в силе стремление к равномерному
распределению;
- возникают энергетические трудности, связанные с
подъемом носителей РТС на большие высоты; в этом отношении
большие углы места менее вероятны, чем малые;
- большинство объектов, несущих радиосредства при
больших углах места, являются подвижными.
Рис. 1.5. Геометрическая связь геоцентрических координат R3+h и γ с
координатами r и ε
На рис. 1.5 изображена геометрическая связь геоцентрических координат R3+h и γ с координатами r и ε, центр
которых перенесен в точку О' расположения РПУ
30
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
рассматриваемой РТС. Распределения ω(R3+h) и ω(γ) можно
определить или достаточно правдоподобно постулировать.
Поскольку имеются функциональные связи r=f1(R3+h, γ) и
ε=f2(R3+h, γ), то можно рассчитать ω2(r, ε), а далее найти ω(ε).
Однако этот путь нахождения ω(ε) здесь не конкретизируется,
поскольку требуются громоздкие преобразования. Ясно, что при
равномерном распределении ω(γ) кривая ω(ε) должна быть
быстро падающей, а это значит, что при работе с большими
углами места (в частности, при связи через спутникиретрансляторы) создаются определенные преимущества с точки
зрения ЭМС, если обеспечена хорошая избирательность по углу
места. Влияние этих преимуществ будет постепенно падать по
мере увеличения числа источников радиопомех, имеющих
большие значения углов места.
1.5.4. Распределения энергетических параметров
непреднамеренных помех
К энергетическим параметрам непреднамеренных помех
относят энергию как отдельных помех, так и совокупности
мешающих сигналов на входе РПУ, а также мощность,
плотность потока мощности, напряжения, токи, отношение
сигнал/шум и т.д. Удобными энергетическими параметрами
являются мощность Р и плотность потока мощности П, которые
будут широко использоваться в дальнейшем.
Определению вероятностных распределений энергетических
параметров посвящен ряд работ, среди которых следует
отметить статью А.П. Биленко. Ограничим свое рассмотрение
условиями «идеальной радиосвязи».
В точке расположения РПУ изучаемой РТС можно рассчитать плотность потока мощности, обусловленную работой
передатчика одиночной мешающей РТС. Получим
П=РИGу (φ, ε)/4πR2 = АРоб /R2,
(1.5)
где Роб – обобщенная мощность излучения передатчика, в
направлениях φ и ε на РПУ; у(φ,ε) - нормированная, снятая по
мощности двумерная диаграмма направленности передающей
31
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
антенны; R - дальность до источника излучения; А= 1/4πкоэффициент пропорциональности.
Чтобы воспользоваться формулой (1.5), надо иметь сведения
о случайных величинах R и Роб. В первом приближении можно
воспользоваться их вероятностными распределениями, в виде
ω(R) и ω(Роб) соответственно. Выражение (1.5) представим в
виде
П = х у,
(1.6)
где х = АРоб; у = 1/R2.
По известному ω(R) можно найти ω(у). Воспользуемся
известной из теории вероятностей формулой и получим искомое
распределение
∞
dx
ω( П ) = ∫ ω( x)ω( П / х) .
(1.7)
x
0
Операция (1.7) довольно сложна в вычислительном
отношении для величин х и у, заданных в ограниченных
диапазонах. Выполним вычисления для ряда упрощенных
случаев.
Ситуация 1. Для источника сигнала, расположенного
равномерно по прямой, проходящей через РПУ, получено
распределение дальностей. Мощность Роб источника излучения,
установленного на самолете, занимающего случайное
положение, будем считать постоянной и равной РП. Таким
образом, для расчета по (1.7) имеем
ω(r ) = 1/ Dr (rМИН ≤ r ≤ rМАКС ),
ω( РОБ ) = δ( РП ).
После вычислений получим
ω( П ) =
32
П МАКС П МИН
1
2( П МАКС − П МИН ) П 3
( П МИН ≤ П ≤ П МАКС ).
(1.8)
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В большинстве случаев r МИН ‹‹ rМАКС, следовательно,
П МИН ‹‹ П МАКС . Поэтому (1.8) можно заметно упростить:
ω( П ) = П МИН / 2 П 3 ( П МИН ≤ П ≤ П МАКС ).
(1.8а)
Формула (1.8) представляет собой один из вариантов
гиперболического распределения (т=3/2).
Ситуация 2. Примем распределение дальностей
и
распределение обобщенной мощности, считая ее для данной
ситуации случайной величиной с большим диапазоном. Для
плотности П потока мощности
ω(П) = 1/[П ln(Пмакс / Пмин)] (Пмин ≤ П ≤ Пмакс).
(1.9)
Получено шенноновское распределение, являющееся
частным случаем гиперболического распределения при m=l.
Ситуация 3. Практическое значение могут иметь два случая:
3а) случай, когда сигналы в точке расположения РПУ
создаются одной и той же станцией последовательно, а
положение этой станции равновероятно в кольце, ограниченном
rмин ≤ r ≤ rмакс; аналогичный результат получается при
рассмотрении равновероятного расположения однотипных
радиосредств в этом кольце, использующих ненаправленное
излучение;
3б) случай, когда помехи создаются paдиосредствaми с
большим разбросом обобщенной мощности.
Расчет для ситуации 3а весьма прост. Поскольку
распределение обобщенной мощности имеет вид дельта функции, то распределение плотности П потока мощности
зависит только от дальности, для которой известно
распределение. Формула (1.7) может быть заменена простым
функциональным преобразованием, соответствующим (1.5). В
результате вычислений
ω( П ) =
П МИН П МАКС 1
( П МИН ≤ П ≤ П МАКС ).
П МАКС − П МИН П 2
(1.10)
33
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Если считать, что ПМАКС ›› ПМИН, то (1.10) упростится.
Получим
ω(П) = ПМИН /П2 (Пмин ≤ П ≤ Пмакс).
(1.10а)
Распределение (1.10а) отличается простотой и может иметь
широкое применение, поскольку ситуация 3а может быть
моделью часто встречающейся реальной обстановки.
В случае общей ситуации 3б для расчета ω(П) надо
применить формулу (1.7). Для упрощения записей используем
обезличенные переменные х и у, при этом П=ху.
Формула ω(Роб) = 1/Роб ln(Роб макс / Робмин) (Р обмин ≤ Р ≤ Р обмакс)
будет иметь вид
ω( x) = a / x( xМИН ≤ х ≤ хМАКС ) ,
(1.11)
где х – АРоб; а = 1/ln(Робмакс/Робмин).
Поскольку у=1/R2, то можно найти ω(у):
ω(у) = β/у2(умин ≤ у ≤ умакс),
(1.12)
где β=умакс умин/(умакс – умин) = 1/(R2макс – R2мин).
Ось переменной П=ху разобьется на следующие участки:
а) при хмин умакс < хмакс умин получим: 1) от 0 до хмин умин; 2) от
хмин умин до хмин умакс; 3) от хмин умакс до хмакс умин; 4) от хмакс умин до
хмакс умакс; 5) от хмакс умакс до ∞ ;
б) при хмакс умин < хмин умакс получим: 1) от 0 до хмин умин; 2) от
хмин умин до хмакс умин; 3) от хмакс умин до хмин умакс; 4) от хмин умакс до
хмакс умакс; 5) от хмакс умакс до ∞ ;
Приведем окончательное выражение распределения ω(П)
только для случая а), полагая, что для случая б) ω(П) сводится к
формальной перестановке пределов
Для упрощения восприятия систему формул (1.13)
проиллюстрируем на примере с последующим графическим
построением.
34
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
⎧ 0 ( П < уМИН хМИН );
⎪ П / У МАКС
⎞
а βх 2
aβ ⎛ П
⎪
dx
х
=
−
⎜
⎟
МИН
2
⎪ Х ∫ х2 П 2
П
у
МИН
⎝
⎠
⎪ МИН
⎪ ( хМИН уМИН ≤ П ≤ хМИН уМАКС );
⎪ П / У МИН
1 ⎞
αβ dx αβ ⎛ 1
⎪
=
−
⎜
⎟
⎪
П ⎝ уМИН уМАКС ⎠
ω( П ) = ⎨ П / У∫МАКС П 2
⎪
⎪ ( хМИН уМАКС ≤ П ≤ хМАКС уМИН );
⎪ Х МАКС αβ dx αβ ⎛
П ⎞
⎪ ∫
х
=
−
⎜
⎟
МАКС
2
П2 ⎝
уМИН ⎠
⎪ П / У МИН П
⎪
⎪ ( хМАКС уМИН ≤ П ≤ хМАКС уМАКС );
⎪⎩ 0 ( П > хМАКС уМАКС ).
(1.13)
Пример 3. Зададимся граничными значениями обобщенной
мощности источников помех: Робмин=10-10Вт, Робмакс=1010Вт.
Дальность от источников до РПУ меняется в пределах от 100 м
до 50 км. Требуется найти распределение ω(П) плотности потока
мощности в точке расположения РПУ. Найдем необходимые для
расчета величины. Для использования формулы (1.11) рассчитаем
а=1/ln(Робмакс/Робмин)=2,2·10-2, хмин=0,8·10-11Вт, хмакс=0,8·109Вт.
Для использования (1.12) рассчитаем β=4·10-10 м-2,
умин=4·10-10 м-2, умакс=10-4 м-2. Проверим вариант разбиения оси
абсцисс. Поскольку хмин умакс <хмакс умин, то подходит вариант а),
т.е. можно применить формулу (1.13). Границы участков
разбиения между I и II – 3,2·10-21 Вт·м-2, между II и III – 0,8·10-15,
между III и IV – 3,2·10-1 и между IV и V – 0,8·105
Вт·м-2.
Пользуясь (1.13), рассчитаем аналитические выражения для ω(П)
в каждом участке, на основании чего построим график (рис. 1.6).
Кривая, представленная на графике, - набор гипербол. Если
исключить из рассмотрения небольшую начальную часть, то в
целом можно отметить, что ω(П) – быстро падающая кривая, а
случайная величина П имеет большой динамический диапазон.
35
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 1.6. Распределение W(П) плотности потока мощности
Ситуация 4. В простейшем случае при использовании
формулы (1.5) зададимся одинаковой мощностью источников
помех, т.е. ω(Роб)=δ(Рмакс). Это самый тяжелый случай с точки
зрения ЭМС. Выполнив необходимые преобразования, получим
ω( П ) =
3
3
3 П МАКС
П МИН
3
2( П МАКС
1
( П МИН ≤ П ≤ П МАКС ). (1.14)
5/ 2
3
П
− П МИН )
В практических расчетах можно считать, что Пмакс » ПМИН. Тогда
выражение (1.14) упростится:
3
ω( П ) = 3 П МИН
/ 2 П 5/ 2 ( П МИН ≤ П ≤ П МАКС ).
(1.14а)
Это распределение относится также к классу гиперболических со
степенью гиперболы m=5/2.
Ситуация 5. Если распределение ω(R) дальностей R
подчиняется релеевскому закону и если задаться шенновским
распределением мощности источников помех, то в результате
преобразований, методика которых изучена в предыдущих
ситуациях, получим
⎡
⎛ РОБМИН ⎞
⎛ РОБМИН ⎞ ⎤
1
ехр
ехр
ω( П ) =
−
−
⎜
⎟
⎜−
⎟ ⎥ . (1.15)
2
2
РОБМАКС ⎢⎣
R
П
R
П
π
π
8
8
0
0
⎝
⎠
⎝
⎠⎦
П ln
РОБМИН
36
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 1.7. Вероятностное распределение плотности потока мощности
На рис. 1.7. изображен график ω(П), построенный по
формуле (1.15). Для определенности расчетов кривой принято R0
= 32км, Rоб мин = 1Вт, Роб макс = 1010Вт. Ход кривой в основном
такой же, как в ситуации 3б. Можно придумать ряд других
ситуаций с довольно простыми в расчетном отношении
элементами. Можно, например, подправить формулу (1.5), а
также подобрать более точное описание ω(R) в данном
конкретном случае или сразу постулировать ω(П) с нужными
параметрами с тем, чтобы наилучшим образом приблизить
модель к обстановке, в которой предстоит работать РТС.
Основной задачей данной главы было показать, что
вероятностные расчеты возможны. Рассмотренные ситуации
показывают, как это можно делать, и, наконец, простейшие
ситуации могут служить контрольными точками и ориентиром
при более детальном теоретическом или экспериментальном
исследовании. Так же, поступают например, при определении
эффективной площади рассеяния целей в радиолокации:
простейшие тела типа шара, плоской пластинки, уголка или
полуволнового вибратора, почти не имеющих реального аналога,
тщательно изучают в качестве опорных точек в теории и
эксперименте.
37
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И МОДЕЛИ
НЕПРЕДНАМЕРЕННЫХ ПОМЕХ
Источники непреднамеренных помех делят на две группы. К
первой относят радиопередающие устройства. Являясь по своему
назначению излучателями электромагнитных колебаний, они
могут создавать помехи радиоэлектронным устройствам и
системам, не предназначенным для приема сигнала данного
передатчика. Поэтому при решении задач обеспечения
электромагнитной совместимости необходимо передатчики
рассматривать как потенциальные источники электромагнитных
помех, прогнозировать уровни мощности и учитывать весь
спектр их излучений.
Источники помех второй группы по своему функциональному
назначению не всегда связаны с излучением электромагнитной
энергии в окружающее пространство. В эту группу входят,
например, электроэнергетическое оборудование промышленных
и подвижных объектов и многочисленные коммутационные
устройства. Резкие изменения тока в электрических цепях
приводят к изменению электромагнитного поля в окружающем
пространстве и возникновению токов и ЭДС в металлических
конструкциях. Эти токи и ЭДС могут служить источниками
радиопомех. Причиной возникновения помех могут быть
многочисленные механические контакты, характерные для
подвижных объектов. Помехи второй группы относят к
индустриальным помехам.
2.1. Классификация излучений передатчиков,
основное и внеполосные излучения
Основной
функцией
радиопередатчиков
является
генерирование
высокочастотной
энергии.
Излучения
передатчиков делят на классы. Класс радиоизлучения - это
совокупность
характеристик,
выраженная
условными
обозначениями видов модуляции, модулирующего сигнала и
передаваемых сообщений, а также при необходимости
дополнительными характеристиками сигнала [2]. Каждому
38
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
передатчику в зависимости от класса излучений отводится
некоторая полоса частот.
Минимальная полоса частот данного класса радиоизлучения,
достаточная для передачи сигнала с требуемыми скоростью и
качеством, называется необходимой полосой радиочастот [4].
Излучение передатчика в необходимой полосе радиочастот,
предназначенное для передачи сигнала, называется основным
излучением.
Однако наряду с основным излучением работа передатчиков
сопровождается
многочисленными
нежелательными
излучениями, которые лежат за пределами необходимой полосы
радиочастот и не требуются для передачи полезной информации.
Примерный спектр, который в общем случае может иметь
одиночный передатчик, показан на рис. 2.1. В спектре выделено
основное
излучение
и
нежелательные
излучения,
сопровождающие основное. Нежелательные излучения делят на
внеполосные и побочные.
Внеполосные радиоизлучения - это нежелательные
радиоизлучения в полосе частот, непосредственно примыкающей
к необходимой полосе, являющиеся результатом модуляции
сигналa [5]. Внеполосные излучения, с одной стороны,
обусловлены спектральными свойствами передаваемых сигналов,
которые в силу своей конечной продолжительности во времени
имеют, строго говоря, бесконечный спектр, а с другой стороны,
могут возникать вследствие паразитной модуляции напряжением
шума спектральных компонент сигнала и высокочастотных
колебаний (несущих, поднесущих и т.п.) в каскадах передатчика.
На рис. 2.1 условно показаны внеполосные сигнальные и
шумовые излучения.
Побочные излучения - это широкий класс нежелательных
излучений,
вызванных
нелинейными
процессами,
происходящими в передатчике при формировании несущей
частоты и усилении высокочастотных колебаний. В этот класс
входят: излучения на гармониках, на субгармониках,
комбинационные и паразитные излучения. При работе
нескольких передатчиков может возникать еще один вид
побочных излучений - интермодуляционные.
39
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 2.1. Спектр излучений передатчика
1 – основные излучения; 2 – нежелательные излучения;
3 – паразитные излучения; 4 – комбинационные излучения;
5 – излучения на гармониках; 6 – излучения на субгармониках;
7 – внеполосные сигнальные излучения; 8 – внеполосные
шумовые излучения
Радиоизлучения
на
гармониках
это
побочные
радиоизлучения на частотах, в целое число раз больших частоты
основного радиоизлучения. Так, если fОТ - основная частота
передатчика, а fN - частота N-й гармоники, то fN=NfОT, где N = 1,
2, 3, ...
При N = 1 частота f = fOT, т.е. рабочая частота передатчика,
является первой гармоникой излучения.
Если рабочая частота передатчика получается путем
умножения на целое число частоты задающего генератора, то у
такого передатчика могут присутствовать нежелательные
излучения на субгармониках - частотах, в целое число раз
меньших основной частоты излучения, т.е. на fSN = fOT / N
(N=1, 2 ...). Субгармоники передатчика являются гармониками
задающего генератора, поэтому число субгармоник ограничено
коэффициентом умножения частоты задающего генератора.
Комбинационные излучения возникают в передатчиках, в
которых основное излучение формируется путем частотного
преобразования вспомогательных колебаний. Они характерны
для
диапазонных
передатчиков,
возбудители
которых
обеспечивают требуемую сетку частот на основе системы
диапазонно-кварцевой стабилизации частоты, содержащей один
или несколько опорных кварцевых генераторов.
40
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Паразитные излучения - это побочные излучения,
возникающие в результате самовозбуждения радиопередатчика
из-за паразитных связей в генераторных и усилительных
приборах или в его каскадах [5]. Частоты паразитных излучений
не связаны с основной частотой передатчика или с частотами,
получающимися в процессе ее формирования и модуляции.
Значения частот и мощности паразитных излучений носят
случайный
характер
и
обусловлены
конструкторскотехнологическими особенностями отдельных каскадов и
передатчика в целом.
При одновременной работе нескольких передатчиков
возможно возникновение интермодуляционных излучений.
Интермодуляционное
радиоизлучение
это
побочное
радиоизлучение, возникающее в результате воздействия на
нелинейные
элементы
высокочастотного
тракта
радиопередающего устройства генерируемых колебаний и
внешнего электромагнитного поля [5]. Особенно велика
вероятность появления интермодуляционных излучений при
совместной работе передатчиков на одну антенну или на близко
расположенные антенны. В этих случаях часть мощности одного
передатчика будет проникать в оконечные каскады усилителей
мощности другого передатчика, работающие в нелинейном
режиме.
Вследствие этого в спектрах излучений передатчиков можно
обнаружить компоненты, частоты которых представляют собой
линейные комбинации (с целочисленными коэффициентами)
частот работающих передатчиков. Эти компоненты и являются
интермодуляционными
излучениями.
Возможные
виды
излучений
передатчиков
можно
представить
схемой,
приведенной на рис. 2.2. Основными параметрами любого
излучения передатчика с точки зрения ЭМС являются мощность,
частота и спектр излучения.
Основное излучение - наиболее мощное из всех излучений радиопередатчика. Источником информации о параметрах
основного излучения может служить техническое описание, в
котором указываются номинальная мощность излучения, рабочие
частоты передатчика, вид модуляции сигнала.
41
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 2.2. Классификация излучений передатчиков
При детерминистическом подходе к решению задач ЭМС
номинальная мощность передатчика является параметром,
определяющим мощность возможного источника помех.
Реальная мощность передатчика может отличаться от
номинальной, оговоренной для передатчиков данного типа.
Отклонение мощности основного излучения от номинала может
быть следствием как ошибок измерения мощности, так и
разброса
параметров
электронных
приборов
(ламп,
транзисторов), используемых для формирования и усиления
колебаний. Кроме того, выходная мощность передатчика при
перестройке рабочей частоты не остается постоянной. Это
связано с изменением степени согласования передатчика с
нагрузкой и физическими процессами работы генераторов.
Последнее особенно относится к генераторам СВЧ.
Статистический подход к описанию основного излучения
предполагает, что его мощность является случайной величиной,
которая, будучи выражена в децибелах относительно милливатта
(дБмВт) или ватта (дБВт), имеет нормальный закон
распределения со средним значением, равным номинальной
мощности передатчика, и среднеквадратическим отклонением,
определяемым допустимым разбросом мощности. Рекомендуют
42
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
брать среднеквадратическое отклонение номинальной мощности
передатчика σТ = 2дБ [6].
Модуляция
высокочастотных
колебаний
передатчика
является не только средством передачи информации (связь) или
извлечения ее из окружающей среды (радиолокация), но и
средством защиты передаваемых сигналов от искажений и помех
как в процессе формирования радиосигнала, так и при
распространении его во внешней среде и выделении при приеме.
Энергетический спектр модулированных колебаний зависит от
спектральных свойств передаваемых сигналов и способа
модуляции. Используемые в радиотехнических системах сигналы
имеют конечную длительность. Теоретически спектр таких
сигналов бесконечен. Однако наибольшая доля их энергии
сосредоточена в относительно узкой полосе частот. Различают
необходимую и занимаемую ширину полосы радиочастот.
Необходимая ширина - это минимальная ширина полосы
частот для данного класса излучения, достаточная для
обеспечения передачи сигнала с требуемыми скоростью и
качеством. Скорость и качество передачи сигнала определяются
функциональным назначением передатчика.
Занимаемая ширина полосы радиочастот определяется как
такая полоса, за верхним и нижним пределом которой средние
излучаемые мощности составляют β % всей средней мощности
излучения данного передатчика, где значение β для каждого
конкретного класса излучения определяется отдельно.
Классы излучений обозначают кодом, который в
действующих стандартах состоит из трех символов - буквы цифры - буквы. Первая буква дает сведения о типе используемой
модуляции: А - амплитудная, F - частотная или фазовая и Р импульсная модуляция. Цифра означает тип передачи
информации: 0 - отсутствие модуляции для передачи
информации; 1 - телеграфия без использования модулирующей
звуковой частоты; 2 - телеграфия посредством амплитудной
манипуляции; 3 - телефония (включая радиовещание); 4 факсимиле; 5 - телевидение (изображение); 6 - четырехчастотная
двухканальная телеграфия; 7 - одноканальная телеграфия; 8 - все
другие случаи. Вторая буква означает дополнительные
характеристики излучения: А - одна боковая полоса частот с
43
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ослабленной несущей; Н - излучение с полной несущей; J излучение с подавленной несущей; В - две независимые боковые
полосы; С - частично подавленная боковая полоса; D импульсная модуляция по амплитуде; Е – модуляция по ширине
(или длительности) импульса; F - модуляция по фазе (или
положению) импульса; G - кодово-импульсная модуляция. При
двух боковых полосах не ставится никакого знака. Так, код A3J
означает телефонию с одной боковой полосой частот и подавленной несущей, А3 - радиовещание, две боковые полосы частот
и т.д.
В 1979 г. Всемирной административной конференцией по
радио (ВАКР-79) были предложены новые буквенные
обозначения
видов
излучений
и
рекомендовано
их
использование, начиная с 1982 г. Цель новой системы
обозначений состоит в том, чтобы повысить общую точность
обозначения класса радиоизлучений; обеспечить полноту
классификации и возможность обозначения излучений, которые
могут быть разработаны в будущем; обеспечить преемственность
в условном обозначении наиболее употребительных классов
радиоизлучений, таких как А1, F1 и т.п.; упростить обработку на
ЭВМ данных о классе радиоизлучения, являющихся основной
частью заявки на присвоение частоты, включаемой в
международный регистр частот. По новой системе обозначение
излучения должно содержать информацию о необходимой
ширине полосы излучения и его классификацию. Для
обозначения полосы используется следующая символика: для
диапазона 0,001...999 Гц обозначение Н (международное Н),
1...999 кГц - К (KHz), 1...999 МГц - М (MHz), 1...999 ГГц G(GHz). Полоса представляется трехзначным числом. Единица
измерения Н, К, М, G ставится на место запятой. Таким образом,
полоса 0,5 Гц будет записана в виде Н500, а 25,4 Гц в виде 25Н4,
полоса 2МГц как 2М00, а 525МГц- 525 М и т. д.
Классификация излучения производится пятисимвольным
кодом, причем три первых символа являются обязательными, а
два последних дополнительными и включаются при
необходимости уточнения особенностей данного излучения. Если
дополнительные символы не используются, то вместо них в
индексе проставляются два тире. Первые три символа образуют
44
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
последовательность буква - цифра - буква, причем первая буква
характеризует вид модуляции несущей, цифра - характер
модулирующего сигнала, а вторая буква - вид информации,
который передается.
Дополнительные символы означают: первый - особенности
передаваемых сигналов (типы кода, телевизионного сигнала,
телефонной передачи и др.), второй - вид уплотнения (частотное,
временное, кодовое, комбинированное). Кроме термина
«уплотнение» употребляется термин «разделение».
Хотя новая система обозначений и обеспечивает преемственность старой по наиболее широко используемым классам
излучений, тем не менее она довольно сильно отличается. Полное
обозначение радиоизлучения в новой системе строится
следующим образом: сначала размещается информация о
необходимой ширине полосы излучения, затем символьная часть,
содержащая первые три основные символа и два дополнительных
символа (или два тире). Так, в старой классификации А3 означало
радиовещание с амплитудной модуляцией с двумя боковыми
полосами, в новой классификации это обозначение может иметь,
например, такой вид 10К0А3Е ― ―, что означает двухполосное
радиовещание с амплитудной модуляцией и необходимой
шириной полосы излучения 10 кГц (А - амплитудная модуляция,
цифра 3 - один канал аналоговой информации, Е - телефония,
включая звуковое вещание). При необходимости повысить
точность
определения
могут
быть
добавлены
два
дополнительных символа, например, 10К0А3ЕНN, где символ Н
означает стерео- (или квадро-) фоническое вещание, а N
отсутствие уплотнения [1]. В приводимых ниже обозначениях
классов излучений в тексте и таблицах использована
классификация,
соответствующая
существующим
на
сегодняшний день стандартам, где пока еще рекомендации
ВАКР-79 отражения не нашли.
В зависимости от класса излучения устанавливаются
общесоюзные нормы на необходимую ширину полосы частот для
каждого класса. Для многих классов излучений значение β задано
равным 1 %.
Численное значение необходимой ширины полосы частот Вн
зависит от параметров используемого сигнала - скорости
45
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
телеграфирования, Бод; максимальной девиации частоты, Гц;
длительности импульса, мкс и т.п. И может быть получено
расчетным путем по формулам, рекомендуемым в общесоюзных
нормах [7]. Некоторые из них приведены в табл. 2.1. Если
обозначить через β0 (в %) долю мощности, которая для данного
класса излучения может находиться за пределами необходимой
полосы частот, а через β - долю мощности, которая в
действительности там находится, то возможные соотношения
между занимаемой и необходимой полосами частот для разных β
имеют вид, показанный на рис. 2.3.
На практике излучения передатчиков, как правило, занимают
более широкую полосу частот, чем необходимая. Согласно
общесоюзным нормам ширина занимаемой полосы всех классов
излучения (за исключением специально оговоренных) не должна
превышать необходимую ширину полосы частот более, чем на
20 %. С этой целью вводится понятие контрольной полосы
частот, т.е. полосы, превышение которой при испытаниях
передатчика недопустимо (см. табл. 2.1). На практике ширину полосы частот, занимаемой основным излучением, определяют по
значениям граничных частот, за пределами которых мощность
спектральных составляющих сигнала не превышает ХдБ,
относительно некоторого исходного уровня, принятого за 0дБ,
зависящего от вида модуляции. Так, для излучений в режимах Al,
А2, А2Н, A2J, Fl, Р3 (радиовещание) Р4, Р6, А4, А4А нулевой
уровень устанавливается по амплитуде несущей при
выключенной модуляции (манипуляции).
Для импульсных сигналов за нулевой уровень принимают
максимальное значение огибающей спектра, а при измерении
полосы частот передатчиков, модулированных шумовыми
сигналами, нулевой уровень определяется по максимальному
уровню спектральной плотности мощности в пределах боковой
полосы частот. При этом уровень несущей или ее остатка не
учитывают. Измерение занимаемой полосы по значениям
граничных частот на уровне ХдБ удобно на практике, поскольку
позволяет использовать обычные спектроанализаторы. За
основную нормируемую и контролируемую величину принята
ширина контрольной полосы частот для всех классов излучений
на уровне - 30 дБ. Отсчитываемая на этом уровне ширина
46
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
контрольной полосы частот хорошо отражает качественные
показатели излучения радиопередающего устройства и может
быть связана с необходимой шириной полосы излучения.
Использование же нескольких измерительных уровней позволяет
проводить контроль внеполосных излучений. Эти уровни и
допустимые значения полос на них приведены в табл. 2.1. [7].
Рис. 2.3. Соотношения между занимаемой и необходимой полосами:
1 – ширина занимаемой полосы меньше необходимой; 2 – ширина
занимаемой полосы равна необходимой; 3 – ширина занимаемой полосы
больше необходимой
Важно то, что наличие норм на внеполосные излучения позволяет построить огибающую спектра мощности для любого класса
излучения. Сведения об огибающей спектра мощности используются на этапе анализа ЭМС радиоэлектронных средств. Обычно
точная форма огибающей существенной роли не играет, что
позволяет использовать ее аппроксимации различного вида.
Наиболее часто на практике используется аппроксимация
огибающей отрезками прямых при логарифмической оси частот,
что соответствует математической записи в виде
M(Δf) = M(Δfi)+Milg (Δf / Δfi),
(2.1.)
47
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
где М (Δf ) – значение огибающей при расстройке относительно
центра спектра на величину Δf; Δfi ≤ Δf ≤ Δfi+1 - номер
аппроксимируемого участка огибающей; Δfi - ширина
аппроксимируемого участка; Mi – скорость изменения
огибающей на i-м участке аппроксимации, дБ/дек.
Таблица 2.1
Классы основных излучений и формулы для расчета
Вн, Вк, и ограничительной линии спектра
Класс излучения
1
Телеграфия,
незатухающие
колебания, А1
Тональная
телеграфия, А2
Тональная
телеграфия, одна
боковая полоса
частот, подавленная несущая
A2J
48
Ширина
необходимой
полосы Вн
Ширина
контроль
ной
полосы
частот Вк
Формулы для расчета
координат
ограничительной оценки
По оси
По оси
уровней
частот
(минус дБ)
2
3
4
5
I. Амплитудная модуляция
ВХ1 =
Вн = кВ
Вк=Вн
Х1 = 40
Значения к (3 или
1,3Вн*
5)
Х2 = 50
ВХ2 =
Х3 = 60
устанавливаются
1,6Вн
в за-висимости от
ВХ3 =
назна-чения
2,0Вн
передатчика
и
диапазона
используе-мых
частот: к=5 для
линий,
подверженных
замираниям; к=3
для линий без
замирания
Вн = 2F+В
Вк=2F+6,
Х1 = 35
ВХ1 =
8В
2F+10В
Вн = 5В
Вк=1,20В
н**
Х1 = 40
Х2 = 50
Х3 = 60
ВХ1 =
1,3Вн
ВХ2 =
1,6Вн
ВХ3 =
2,0Вн
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Продолжение таблицы 2.1
Класс излучения
Ширина
необходимой
полосы Вн
1
Радиовещание,
две боковые
полосы частот,
А3
Радиовещание,
одна боковая
полоса час-тот,
подавленная несущая, А3J
Факсимиле с модуляцией
сигнала неущей
частотой,
поднесущей,
одна боковая
полоса частот,
ослабленная
несущая, А4А
Многоканальная
то-нальная
телеграфия, одна
боковая полоса
частот
подавленная
несущая, А7J
Сложное
излучение в двух
независимых
полосах частот,
подавления или
ослабленная
несущая, А9В
2
Вн = 2FВ
Ширина
Формулы для расчета
контроль координат ограничительной
ной
оценки
полосы
По оси
По оси
частот Вк
частот
уровней
(минус дБ)
3
4
5
ВХ1 = 1,35Вн
Вк =
Х1 = 40
1,2Вн
Х2 = 45
ВХ2 = 1,4Вн
Х3 = 50
ВХ3 = 1,9Вн
Х4 = 60
ВХ4 = 3,3Вн
Вн = Fв - Fн
Вк
=1,20Вн**
Х1 = 40
Х2 = 50
Х3 = 60
ВХ1 =
2,2Вн**
ВХ2 = 4,0Вн
ВХ3 = 6,9Вн
Вн = Fн + 1,5Fв
Вн = Вв +
Fв
Х1 = 40
Х2 = 50
Х3 = 60
ВХ1 = Вн+
2Fв
ВХ2 = Вн+
3Fв
ВХ3 = Вн+
4Fв
Вн = Fв - Fн
Вк =
1,2Вн
Х1 = 40
Х2 = 50
Х3 = 60
ВХ1 = 2,1Вн
ВХ2 = 4,0Вн
ВХ3 = 6,9Вн
Вн = 2Fв
Вк =
1,1Вн
Х1 = 40
Х2 = 50
Х3 = 60
ВХ1 = 2,0Вн
ВХ2 = 3,7Вн
ВХ3 = 6,4Вн
49
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Продолжение таблицы 2.1
Класс излучения
Формулы для расчета
координат
ограничительной оценки
По оси частот
По оси
уровней
(минус
дБ)
1
2
3
4
5
II. Частотная модуляция
Телеграфия, F1
Вн = 2,6Д + B = 4,3 mB Х1 = 40 B = 5,8 mB
K
Х1
0,55В
для 1,5≤m<5,5
1,5≤m<5
для 1,5 ≤ m <
ВХ1 = (1,2m+7)В
Вк = (m+7)В
5,5
m≥7
для 5,5≤m≤20
Вн = 2,1Д +
1,9В
Х2 = 50 BХ 2 = 8,1 mB
для 5,5 ≤ m <
1,5≤m<12
20
ВХ2 =(1,2m+15)В
Вн = 2Д + 5В
m≥12
для m > 20
BХ 3 = 11 mB
Х3 = 60
1,5≤m<16
ВХ3 =(1,2m+23)В
m≥16
Радиовещание, F3
Вн = 2Д +
Вк = 1,15Вн
2Fв
Телефония, F3
Вн = 2,4Д +
Вк = Вн
Х1 = 40 ВХ1=(7,8m″+3)Fв
2Fв
0,25≤m″≤1.3
ВХ1=(7,8m″+4)Fв
m″>1,3
Х2 = 50 ВХ2=(8,4m″+4,)Fв
0,25≤m″≤13
BX2=(8,4m″+6)Fв
0,25≤m″≤1,3
Х3 = 60 ВХ3=(8,8m″+8)Fв
m″>1,3
Аналоговые
Вн = (2m +
Вк = 1,45Вн
факсимиле F4
1,7)Fв
Четырехчастотная
двухканальная
Вн = 2,2Д +
Вк = Вн
телеграфия, F6
2В
50
Ширина
необходимой
полосы Вн
Ширина
контрольной
полосы частот
Вк
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Продолжение таблицы 2.1
Класс
излучения
1
Немодулир
ованная
импульсная
не-сущая,
РО
Ширина
необходимой
полосы Вн
Ширина
контрольной
полосы
частот Вк
Формулы для расчета
координат ограничительной
оценки
По оси частот
По оси
уровней
(минус
дБ)
2
3
4
5
III. Импульсная модуляция
3 2
Вн = 0,86 / θτ B = 41,9θ τ B
ВХ 1 = 89,7θ τ ВН
R
для τ ≤ 0,5
Вк = 29,1θВн
для τ > 0,5
Х1 = 40
Х2 = 50
τ < 0,32
ВХ 1 = 74,1θ τ ВН
0,32 ≤ τ < 1,6
ВХ1 = 93,3θВн
τ ≥ 1,6
ВХ 2 = 132θ 3 τ2 ВН
1<τ
Х3 = 60
ВХ 2 = 132θ τ ВН
1≤τ≤5
ВХ2 = 295θВн τ > 5
ВХ 3 = 197,7θ 3 τ2 ВН
_____________
* Для передатчиков фиксированной и подвижной служб
** Для передатчиков подвижной службы
Обозначения: В – скорость телеграфирования, Бод; F – частота
модуляции, Гц; Fв – максимальная частота модуляции, Гц; Fн – минимальная
частота модуляции, Гц; D – максимальная девиация частоты, m – индекс
частотной модуляции (манипуляции); mn = 0,33 DНОМ/Fв, DНОМ –
номинальное значение девиации частоты, определяемое при синусоидальном
модулирующем сигнале и задаваемое в ТУ на передатчик; τ – длительность
импульса мкс; θ – относительное время установления телеграфного сигнала;
Х1, Х2, Х3, Х4 – уровни, на которых производится измерение полосы
излучения передатчика; ВХ1, ВХ2, ВХ3, ВХ4 – ширина полосы излучений на
соответствующем уровне.
51
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Покажем (рис. 2.4), как, пользуясь табл. 2.1, построить модель
огибающей (2.1) для конкретного класса излучения, например,
А3А.
Рис. 2.4. Огибающая спектра мощности класса А3А, радиовещание
Огибающую строим относительно центральной частоты
спектра,
полагая
спектральную
плотность
мощности
симметричной относительно этой частоты.
Определим границы участков аппроксимации. Граница
первого участка определится через необходимую полосу
излучения Вн, а именно Δf1 = Вн/2. Для Δf < Δf1 спектральную
плотность мощности считаем постоянной и М (Δf)= 0 дБ.
Аппроксимирующие кривые (2.1) проведем через точки,
заданные в табл. 2.1. Для одного отрезка выберем в качестве
таких точек X1, BXI/2 и Х2, ВХ2/2, для другого Хз, Вхз/2 и Х4 ВХ4/2.
Поскольку ВХ2/2=0,7 Вн, а Вх3/2= 1,2 Вн, то очевидно, что
граница начала следующего участка аппроксимации будет где-то
между 0,7 Вн и 1,2 Вн.
Полагая в (2.1) Δf1 ≤ Δf ≤ Δf2 и приравнивая сначала Δf=BХ1/2,
а затем Δf=ВХ2/2, а также, учитывая, что M(BХ1/2) =Х М(ВХ2/2)
=Х2, получаем систему уравнений:
⎧ Х 1 = М (Δf1 ) + M 1 lg( BX 1 / 2Δf1 );
⎨
⎩ X 2 = M (Δf1 ) + M 1 lg( BX 2 / 2Δf1 ).
52
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Решая ее, найдем
M1 =
M (Δf1 ) =
X1 − X 2
,
lg( BX 1 / BX 2 )
X 2 lg( BX 1 / 2Δf1 ) − X 1 lg( BX 2 / 2Δf1 )
.
lg( BX 1 / BX 2 )
Подставляя числовые значения Х1 и Х2, и значения ВХ1, ВХ2,
Δf1 в долях Вн, получаем
М1=-75дБ/дек; М (Δf1) = -29Б.
Таким образом, на участке Δf1 ≤ Δf ≤ Δf2
М (Δf) = -29 -75 lg (2 Δf/Вн) = -51,5 -75 lg (Δf/Вн),
Для следующего участка аппроксимации (Δf ≥ Δf2) найдем М2
= -38дБ/дек. Далее, из системы уравнений, аналогичной
используемой для вычисления параметров аппроксимации на
участке Δfi ≤ Δf ≤ Δf2, и из условия, что значения огибающей
соседних участков аппроксимации при Δf = Δf2 совпадают,
найдем выражение для вычисления Δf2:
M (Δf1 ) − X 3 + M 2 lg( BX 3 / 2) − M 1 lg Δf1
lg Δf 2 =
.
M 2 − M1
Подставляя числовые значения известных величин, получаем
−29 + 50 − 38lg(1, 2 ВН ) + 75lg( ВН / 2)
lg Δf 2 =
= −0,124 + lg ВН ;
−38 + 75
М (Δf2) = -29 -75 lg (0,75Вн /0,5Вн) = -42 дБ
Тогда на участке Δf ≥ Δf2
М (Δf) = -42 –38 lg (Δf/0,75Вн) = -46,7 –38 lg (Δf/Вн)
Окончательно модель огибающей имеет вид (см. рис. 2.4.)
⎧ 0, дБ ; Δf ≤ ВН / 2
⎪
В
⎪
M (Δf ) = ⎨−51,5 − 75lg(Δf / ВН ), дБ ; Н < Δf ≤ 0,75ВН
2
⎪
⎪−
⎩ 46,7 − 38lg(Δf / ВН ), дБ ; Δf ≥ 0,75ВН .
53
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В случае, если задана контрольная полоса Вк, то
аппроксимацию, аналогичную рассмотренной, можно провести и
между точками (0, Вк/2) u (-30, Вк/2). В этом случае огибающая
будет непрерывной (пунктир на рис. 2.4).
Огибающая спектра мощности в рассмотренном примере
получена на основе норм на ограничительную линию спектра.
Такой подход закономерен, когда отсутствуют сведения о
результатах натурных измерений. Если данные натурных
измерений имеются, то аналогичная методика может быть
использована для аппроксимации реального спектра, Оценка
значений огибающей спектра для конкретных видов сигналов
может быть получена и путем теоретического анализа
преобразований Фурье этих сигналов. При оперативной оценке
ЭМС большого числа РЭС удобнее пользоваться аппроксимацией
вида (2.1) не для класса излучения, а для вида модуляции.
Значения коэффициентов моделей, полученные на основе
аппроксимации натурных измерений и теоретических оценок для
основных видов модуляции, приведены в табл. 2.2, а огибающие
спектров показаны на рис. 2.5.
Максимальное ослабление спектральных составляющих,
определяемое выражением (2.1), принимается равным 100 дБ.
Спектр основного излучения обусловлен видом модуляции.
Та часть спектральной мощности сигнала, которая лежит за
пределами необходимой полосы частот, образует внеполосное
излучение. Так, на рис. 2.4 внеполосные излучения образуют все
составляющие спектра с Δf >Вн/2 и Δf < -Вн/2. Сигнальные
внеполосные излучения могут быть обусловлены неоптимальным
(с точки зрения сосредоточения средней мощности передатчика в
необходимой полосе частот) выбором формы модулирующего
сигнала, нелинейностями модуляционной характеристики
передатчика или тракта формирования модулирующего
напряжения, перемодуляцией.
Заметим, что во многих случаях параметры сигналов
выбирают неоптимальным образом с точки зрения согласования
выполнения основной задачи РЭС и обеспечения ЭМС. Так,
например, стремясь повысить точность измерения координат
цели в импульсной РЛС, добиваются большой близости формы
54
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
излучаемых сигналов к прямоугольной. Это приводит к резкому
расширению полосы частот, занимаемой излучением станции.
Полоса частот, в которой сосредоточено 99% излучаемой
мощности
для
идеального
прямоугольного
импульса
длительностью τ, составляет Вт ≈ 20/τ, в то время как приемники
РЛС высокой точности имеют полосу пропускания BR ≈ (3...5)/τ.
Рис. 2.5. Огибающие спектров; а – АМ-сигнала; б – АМ-телефония;
в – ЧМ-сигнала; г – ИМ-сигнала
Для некоторых типов РЛС и импульсно-кодовых систем
близость формы импульсов к прямоугольной непринципиальна.
В этом случае можно использовать более узкополосные формы
импульсов.
Так,
полоса,
занимаемая
импульсом
колоколообразной формы, составляет В ≈ (1...3) /τ. К расширению
занимаемой полосы частот приводит увеличение индекса модуляции рабочей частоты передатчика. В современных условиях
выбор формы сигнала, вида и глубины модуляции должен
осуществляться с учетом как основного назначения РЭС, так и
обеспечения ЭМС с окружающими средствами.
55
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 2.2
Параметры математических моделей
огибающей спектра основного излучения
Ширина
Вид
Номер
модуляции аппрокс аппроксим
имируе ируемого
участка
мого
Δfi, Гц
участка
i
АМ
АМтелефония
ЧМ
Импульсн
ый сигнал
(ИМ)
0
1
2
0
1
2
3
0
1
2
0
1
2
0,1Вт
0,5Вт
Вт
1
10
100
4000
0,1Вт
0,5Вт
Вт
1/(10τ)
1/π (τ+Δτ)
1/πΔτ
Уровень
мощности в
начале i-го
участка по
отношению к
максимальному
излучению М
(Δfi), дБ
0
0
- 40
- 28
- 28
0
- 11
0
0
- 100
0
0
- 20 lg (1 + τΔτ)
Скорость
изменения
огибающей
на i-м
участке Мi,
дБ/декада
0
- 133
- 67
0
28
-7
- 60
0
- 333
0
0
- 20
- 40
Вт – полоса частот, занимаемая спектром сигнала передатчика; τ –
длительность импульса на уровне 0,5; Δτ – длительность фронтов
импульса. Если информация о величине Вт отсутствует, то при
расчетах ее можно принять равной необходимой полосе
излучения.
2.2. Излучения на гармониках и субгармониках
После основного излучения передатчика наиболее мощными
являются излучения на гармониках. Радиоизлучение на
гармонике - это побочное радиоизлучение на частотах, кратных
частотам основного.
56
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В радиопередающих устройствах метрового и более
длинноволнового диапазонов источником излучений на
гармониках служат каскады усиления мощности, работающие с
углами отсечки анодного тока θ < 1800.
В более высокочастотных передатчиках (дециметровые и
более короткие волны) излучения на гармониках формируются в
выходных электровакуумных приборах. Они являются
следствием нелинейных процессов, возникающих в этих
приборах. Уровень колебаний на гармониках, возникающих в
приборах СВЧ, может быть значительным. Например, уровень
мощности второй гармоники магнетронов достигает -(30...40) дБ
относительно мощности основного колебания. Уровень
мощности второй гармоники ЛБВ ниже уровня мощности
основного колебания на 20...30 дБ, а у широкополосных ЛБВ - на
5...10 дБ [4]. Уровни мощности гармоник зависят как от режима
работы ламп (транзисторов) усилителей мощности, так и от
степени их фильтрации в промежуточных и антенных контурах, а
также от характеристик антенно-фидерного тракта на частотах
гармоник. Ослабление излучений на гармониках осуществляют
схемным путем (применение в каскадах передатчика
двухтактных схем, использование отрицательной обратной связи
и т.п.) и фильтрацией нежелательных колебаний. При
правильном конструировании передатчика снижение уровня
излучения на гармониках на 40...60 дБ относительно уровня
основного излучения не встречает особых технических
трудностей.
В передатчиках с умножением частоты задающего генератора
возможно появление побочных излучений на субгармониках.
Подавление излучений на субгармониках осуществляется путем
их фильтрации в промежуточных и антенных контурах
передатчика.
57
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 2.3
Нормы на величину мощности побочных излучений
Диапазон основных
частот передатчиков
Ниже 30 МГц
30…235 МГц
Свыше 235 МГц до
960 МГц
Свыше 235 МГц до
470 МГц
Свыше 470 МГЦ до
960 МГц
Нормы на допустимые уровни побочных
излучений передатчиков, разработка которых
начата после 01.01.1972 г.
На 40 дБ ниже мощности основного излучения
для передатчиков мощностью на основных
частотах до 500Вт. Не более 50 мВт для
передатчиков
мощностью
на
основных
частотах более 500Вт* **
На 40 дБ ниже мощности основного излучения,
но не более 25 мкВт для передатчиков
мощностью на основных частотах 25 Вт и
менее. На 60 дБ ниже мощности основного
излучения для передатчиков мощностью на
основных частотах 25 Вт и до 1 кВт.
На 60 дБ ниже мощности основного излучения
для передатчиков мощностью на основных
частотах более 25 Вт до 20 кВт. Не более 20
мВт для передатчиков мощностью на основных
частотах более 20 кВт.
Не более 25 мкВт для передатчиков
мощностью на основных частотах 25 Вт и
менее
В передатчиках мощностью на основных
частотах 25 Вт и менее должны быть приняты
меры по максимальному снижению уровня
побочных излучений
__________
* Для подвижных передатчиков любое побочное излучение должно
быть на 40 дБ ниже мощности основного излучения, но не должно
превышать 200 мВт, когда практически трудно снизить мощность до
50 мВт.
** Для передатчиков со средней мощностью выше 50 кВт в
диапазоне частот порядка октавы или выше снижение побочных
излучений до 50 мВт не обязательно. Однако необходимо обеспечить
минимальное затухание 60 дБ и стремиться к тому, чтобы не был
превышен редел в 50 мВт.
58
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Уровни побочных излучений передатчиков, в том числе на
гармониках и субгармониках, зависят от многих факторов,
которые практически невозможно учесть при аналитическом
расчете. Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений
установлены до частот 960 МГц и ограничивают их сверху.
Нижняя граница не устанавливается, так как полное подавление
побочных излучений не влияет на выполнение основной задачи
РЭС и только улучшает электромагнитную совместимость.
Полного подавления побочных излучений на практике добиться
не удается. Представление о допустимых уровнях мощности
побочных излучений дает табл. 2.3 [9]. При аналитических
исследованиях
уровень
мощности
побочной
помехи,
выраженный в децибелах относительно милливатта (дБмВт),
считается случайной величиной с нормальным законом
распределения.
В задачах оценки ЭМС среднее значение мощности побочных
излучений описывается упрощенной кривой вида
Рт (f) = Рт (foт) +А lg (f/foт) +В,
(2.2)
где Рт (f) - средний уровень мощности побочного излучения
на частоте f, дБмВт;
Рт(fот) - средний уровень мощности
основного излучения на рабочей частоте передатчика fОТ, дБмВт;
А, В - коэффициенты, причем А описывает спад побочных
излучений по мере отстройки от основной частоты, дБ/дек, а В постоянное ослабление побочных излучений по отношению к
основному, дБ.
Коэффициенты А, В, входящие в (2.2), определяются методом
наименьших квадратов на основе статистики измерений
побочных излучений. Напомним, что если между случайными
величинами ξ и η существует зависимость, то одной из форм
представления этой зависимости «в среднем» является условное
математическое ожидание случайной величины η при условии,
что случайная величина ξ приняла значение х:
у = у (х) = Е (η / ξ = х).
(2.3)
Эту кривую называют уравнением регрессии η на ξ.
59
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Простейшая функция, отражающая
линейная функция
у = аО + а1х.
зависимость
у(х) (2.4)
Если обозначить результаты измерений случайных величин
(ξ, η) через (хi, yi), а объем выборки через n, то формулы для
расчета коэффициентов аО, а1 полученные методом наименьших
квадратов, имеют вид
⎛ n ⎞⎛ n 2 ⎞ ⎛ n ⎞⎛ n
⎞ ⎫
y
x
x
x
y
−
⎜ ∑ i ⎟⎜ ∑ i ⎟ ⎜ ∑ i ⎟⎜ ∑ i i ⎟ ⎪
i =1
⎠ ;⎪
aO = ⎝ i =1 ⎠⎝ i =1 ⎠ ⎝ i=1 ⎠⎝
2
n
⎪
⎛ n ⎞
2
n∑ xi − ⎜ ∑ xi ⎟
⎪
i =1
⎝ i =1 ⎠
⎪
(2.5)
⎬
n
n
n
⎛
⎞⎛
⎞
⎪
n∑ xi yi − ⎜ ∑ xi ⎟⎜ ∑ yi ⎟
⎪
⎝ i =1 ⎠⎝ i =1 ⎠ .
a1 = i =1
⎪
2
n
n
⎛
⎞
⎪
n∑ xi2 − ⎜ ∑ xi ⎟
⎪
i =1
⎝ i =1 ⎠
⎭
Положим в (2.3) у = Рт (f) – Рт (fОТ), х = lg (f/fОТ). Тогда из
сравнения (2.2) и (2.3) следует В = аО, А = а1, а из (2.4)
A=
n
n
n
i =1
i =1
i =1
n∑ ( PT ( fi ) − PT ( fOT ))lg( fi / fOT ) − ∑ lg( fi / fOT )∑ ( PT ( fi ) − PT ( fOT ))
⎛
⎞
n∑ (lg( fi / fOT )) 2 − ⎜ ∑ lg( fi / fOT ) ⎟
i =1
⎝ i =1
⎠
n
=
n
n
n
n
i =1
i =1
i =1
n∑ PT ( fi )lg( fi / f OT ) − ∑ PT ( fi )∑ lg( fi / fOT )
⎛
⎞
n∑ (lg( fi / fOT )) 2 − ⎜ ∑ lg( fi / fOT ) ⎟
i =1
⎝ i =1
⎠
n
n
Аналогично можно определить
60
2
2
.
(2.6)
=
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
n
B=
n
∑ P ( f ) − A∑ lg( f / f
i =1
T
i
i =1
i
OT
)
n
(2.7)
В (2.6), (2.7) i означает номер измерения на частоте f, а n –
общее число измерений.
Измерения могут выполняться на однотипных или
разнотипных передатчиках. Чем по более узкому классу РЭС
производится выборка, тем более точно описывает модель (2.2)
этот класс РЭС. Более того, для каждого вида побочного
излучения коэффициенты А, В в общем случае различные и при
их определении в качестве fi выбирают характерные для этого
вида излучения частоты. Поскольку речь идет об излучениях на
гармониках и субгармониках, то такими характерными частотами
являются: для гармоник fi = Nfотi, для субгармоник – fi = fотi/N
(i - номер используемого передатчика, N - номер гармоники или
субгармоники). Однако модель (2.2) носит более общий характер
и может быть использована для описания и других побочных
излучений.
Как отмечалось, Рт (f) - величина случайная и формула (2.2)
определяет ее среднее значение. На основании выборочных
значений Рт (fi) можно определить среднеквадратическое
отклонение
1 n
σ (f)=
( PT ( f i ) − PT ( f )) 2 .
∑
n − 1 i =1
2
T
(2.8)
В тех случаях, когда отсутствуют сведения о параметрах
модели (2.2) для конкретного типа передатчика, можно
использовать данные табл. 2.4 [10], в которой приведены
значения коэффициентов А, В и σТ (f) для передатчиков,
разделенных на три категории по частотному признакудиапазону рабочих частот.
61
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 2.4
Коэффициенты математических моделей излучений на
гармониках и частотах ниже рабочей частоты
Рабочая частота
передатчика
fОТ ≤ 30 МГц
Коэффициенты и СКО модели
f = fОТ
f < fОТ
f > fОТ
А,
В,
А,
В,
σТ,
дБ
дБ/дек дБ
дБ/дек дБ
20
- 70
-80 10 А = 0
- 20
σТ,
дБ
10
30 МГц < fОТ ≤
20
-80
10
В=0
- 80
- 30
15
300 МГц
20
-80
10
σТ = 2
- 60
- 40
20
- 70
- 30
20
fОТ > 300 МГц
В целом по всем
дБ
20
-80
10
средствам
Если передатчик удовлетворяет требованиям норм на уровни
побочных излучений, то коэффициент В по абсолютной величине
не меньше значения ослабления побочных излучений (в дБ),
оговоренного в нормах для данного вида передатчика. Поэтому
при грубых подсчетах В можно положить равным нормативному
значению ослабления, а А =0.
Вопрос об огибающей спектра излучений на гармониках и
субгармониках, как и вообще об огибающей спектра
внеполосных излучений, сложен. В общем случае огибающая
спектра отличается от огибающей основного излучения. Так, для
частотно-модулированных колебаний девиация частоты на k-й
гармонике возрастает в k раз, что приводит к соответствующему
расширению ее спектра.
Для фазоманипулированных сигналов ширина спектра на
гармонике может изменяться по-разному. Так, если основное
излучение представляет собой сигнал с манипуляцией фазы
между элементарными посылками вида (0...π), то на четных
гармониках
фазовая
манипуляция
будет
исчезать
и
нежелательное излучение станет более узкополосным, чем
полезный сигнал, а на нечетных гармониках форма спектра
62
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
сохранится такой же, как и для полезного сигнала. При других
видах манипуляции картина изменений спектра сложнее. Для
простых импульсных сигналов (без внутриимпульсной
модуляции) огибающую спектра мощности на гармониках в
первом приближении можно считать такой же, как и для
основного
излучения. Изменения
огибающей
вызваны
спецификой процессов, происходящих в усилителях мощности и
СВЧ-приборах и могут быть выявлены только в процессе
натурных измерений.
Поскольку умножение частоты в передатчике чаще всего
производится при отсутствии модуляции (хотя в ЧМпередатчиках для увеличения, девиации частоты может
производиться умножение ЧМ-колебания с небольшим индексом
модуляции), то спектр побочного излучения на субгармонике
часто полагают имеющим вид дельта-функции.
2.3. Комбинационные, интермодуляционные, паразитные и
шумовые излучения
Комбинационные
радиоизлучения
характерны
для
передатчиков, имеющих диапазонные возбудители частоты с
фиксированной сеткой частот. Формирование сетки частот в
таких возбудителях производится методом синтеза или методом
анализа. Метод синтеза базируется на использовании опорного
кварцевого генератора (иногда двух и более) и схем деления,
умножения, сложения и вычитания частоты этого генератора.
Операции преобразования частот производят с использованием
нелинейных элементов. При поступлении на вход нелинейного
элемента одного или двух колебаний на его выходе получают
богатый спектр, содержащий гармоники и линейные комбинации
частот исходных сигналов, из которых нужную частоту выделяют
с помощью фильтров. При неудачном выборе исходных частот
или недостаточной избирательности фильтров на выходе
смесителей некоторые из нежелательных комбинаций могут
попадать в полосу пропускания фильтров. Частоты этих
составляющих удовлетворяют неравенству
63
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
│± ρf1 ± qf2│≤ fФ ± ВФ/2,
где ρ, q = l, 2,3, целые числа; f1, f2 - частоты входных
сигналов; fФ - частота настройки фильтра смесителя; ВФ – полоса
пропускания фильтра смесителя.
В этом случае в спектре излучения передатчика будет
наблюдаться значительный уровень комбинационных излучений.
Метод анализа основан на схемах, в которых рабочая частота
возбудителя создается генератором с плавной перестройкой
частоты и стабилизируется с помощью систем фазовой или
частотной автоподстройки (ЧАП) по датчику опорных частот.
Метод анализа отличается малым уровнем комбинационных
частот по сравнению с методом синтеза.
Теоретически оценить уровень комбинационных излучений
сложно. Это объясняется тем, что уровень мощности
определяется не только степенью нелинейности активных
элементов синтезатора, но и фильтрующими свойствами каскадов
формирования и усиления полезного сигнала. Измерения
показывают, что побочные комбинационные колебания,
попадающие в полосу задержания, ослабляются на 50...80 дБ в
зависимости от конструкции фильтра. Для передатчиков с
синтезаторами, построенными по методу анализа, ослабление
уровней мощности комбинационных излучений относительно
уровня мощности основного составляет 80 дБ для
коротковолновых передатчиков при частотной отстройке от
несущей частоты более 10% [4].
Для аналитического описания уровней комбинационных
помех используется модель (2.2). Для передатчиков
коротковолнового диапазона при 1,001 ≤ f/fОТ ≤ 1,1 где f - частота
комбинационного канала, можно считать А= - 160 дБ/дек, В= - 39
дБ. Структура энергетического спектра комбинационных
излучений зависит от структуры спектра задающего генератора и
характера нелинейных преобразований. В большинстве случаев
его можно считать близким к дельта-функции.
Учет интермодуляционных излучений особенно важен для
объектов
с
ограниченной
площадью
размещения
радиоаппаратуры и большим числом передатчиков, в частности,
для подвижных объектов (судно, самолет), на которых разные
64
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
передатчики работают на близко расположенные друг от друга
антенны или на одну широкополосную антенну. Наличие связи
между выходными каскадами передатчиков приводит к
взаимодействию высокочастотных колебаний в этих каскадах и
образованию широкого спектра частот, поскольку выходной
каскад представляет для этих колебаний нелинейный активный
четырехполюсник. Уровень интермодуляционных излучений
зависит как от степени связи между взаимодействующими
передатчиками, так и от их мощности. Интермодуляционные
колебания образуются по тем же законам, что и комбинационные
излучения.
Теоретически
число
интермодуляционных
составляющих может быть большим. Так, 10 излучающих
передатчиков могут генерировать около 100 составляющих
второго порядка, 800 - третьего, 4000 - четвертого и 15000 составляющих пятого порядков. Рис. 2.6 показывает рост числа
интермодуляционных составляющих до пятого порядка включительно с ростом числа одновременно работающих передатчиков.
Рис. 2.6. Связь числа передатчиков с числом возможных интермодуляционных колебаний; N-порядок интермодуляционного колебания
65
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Этот же график можно использовать и для определения числа
комбинационных излучений, если по оси абсцисс рассматривать
число колебаний, взаимодействующих на нелинейном элементе
преобразователя, а по оси координат – число образующихся
комбинационных частот.
Конечно,
не
все
интермодуляционные
излучения
представляют одинаковую опасность для приемников. Эта
опасность определяется как мощностью интермодуляционного
излучения, так и величиной расстройки интермодуляционного
колебания относительно резонансной частоты приемника. С
повышением порядка интермодуляционного колебания его
мощность, как правило, быстро убывает. Общей аналитической
формулы для расчета мощности интермодуляционных излучений,
пригодной для инженерной практики, в настоящее время нет.
Мощность излучаемых интермодуляционных продуктов зависит
от многих факторов - вида характеристики нелинейности
выходного каскада передатчика, полосы пропускания выходного
контура, частоты и уровня мешающего сигнала и ряда других.
Большое
число
факторов,
определяющих
уровень
интермодуляционной помехи, затрудняет его прогнозирование на
теоретической основе. Однако замечено, что наиболее опасными
являются интермодуляционные излучения нечетного порядка, в
первую очередь те, которые расположены ближе к несущей
частоте передатчика. Эти наиболее опасные частоты
определяются выражениями
f I = fOT +
( N + 1)
( fi − fOT )
2
(2.9)
f I = fOT −
( N − 1)
( fi − fOT )
2
(2.10)
где fI - частота интермодуляционной помехи; fOT - рабочая
частота передатчика;
fi - частота мешающего передатчика;
N - порядок интермодуляционного колебания, целое нечетное
число.
Интермодуляционные частоты четного порядка в общем
случае значительно расстроены по отношению к рабочей частоте
66
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
передатчика, и их уровни сильно ослаблены. Равенства (2.9) и
(2.10) дают две интермодуляционные частоты, одна из которых
выше, а другая ниже частоты полезного сигнала. Измерения
показывают, что уровень продуктов интермодуляции нечетных
порядков может быть описан посредством формулы
РI = СI + кРi,
(2.11)
где РI - мощность интермодуляционной помехи, дБмВт;
СI постоянная
интермодуляции,
дБ;
k
коэффициент
пропорциональности; Рi - мощность, поступающая от
мешающего передатчика, дБмВт.
Числовые значения величин СI и k различны для разных типов
передатчиков и зависят от величины расстройки мешающего сигнала относительно рабочей частоты исследующего передатчика.
Замечено также, что СI и k различны для интермодуляционных
частот, лежащих выше и ниже рабочей частоты передатчика.
Для интермодуляционного продукта третьего порядка,
частота которого ближе к рабочей частоте передатчика, можно
принять k = 1, а для частоты, расположенной ближе к частоте
помехи, k = 2 для разных типов передатчиков. Значения k для
интермодуляционных излучений более высокого порядка сильно
меняются от передатчика к передатчику.
Оценка параметров СI и k при заданной расстройке по
результатам измерений мощности помехи и мощности
интермодуляционного излучения производится по формулам
к = (РI 1 – PI 2) / (Pi1 – Pi2);
(2.12)
СI = PI 1 – kPi1,
(2.13)
где индексы 1 и 2 означают номер измерения.
пример,
связанный
с
вычислением
Рассмотрим
коэффициентов и использованием формулы (2.10). В передатчик,
работающий на частоте fOT = 161 МГц, попадает мешающее
излучение частоты fi = 163,25 МГц. Наиболее опасные частоты
интермодуляции третьего порядка, возникающие в передатчике,
как следует из (2.8) и (2.9), равны
67
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
f I = 161 +
3 +1
(163,25 − 161) = 165,5 МГц;
2
f I = 161 −
3 −1
(163, 25 − 161) = 158,75 МГц.
2
Эксперимент по измерению интермодуляции на нижней,
более несущей, интермодуляционной частоте дал следующие
результаты:
Pi1 = 2,39 дБмВт;
РI 1 = 4,6 дБмВт;
Рi2 = 12,9 дБмВт;
PI 2 = - 5,9 дБмВт.
Используя (2.11) и (2.12), найдем
k = (4,6 + 5,9)/(23,9 -12,9) = 0,995;
СI = 4,6 - 0,995·23,9 = - 18,2 дБ.
Если теперь предположить, что мощность, поступающая от
мешающего передатчика на fi = 163,25 МГц, Pi = 3 дБмВт, то
мощность возникающей интермодуляционной помехи на
f1=158,75 МГц равна РI = - 18,2 + 0,995·3 = - 15,2 дБмВт.
Если значения СI и k определены для ряда расстроек, то,
используя методы интерполяции, можно рассчитывать
интермодуляционные излучения на частотах, отличных от тех, на
которых производились измерения.
В ряде случаев, когда возникает необходимость в расчетах
интермодуляционных излучений, пользуются эмпирическими
зависимостями, полученными для некоторых частных условий.
Например, для группы одиночных передатчиков, работающих в
диапазоне частот 200...400 МГц на однотипные ненаправленные
антенны (коэффициент усиления антенн 0 дБ), на основе анализа
экспериментальных и теоретических данных установлена
следующая зависимость уровня интермодуляционных излучений
от расстояния между антеннами, частот интермодуляционных
излучений и их порядка:
68
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
4πdij ⎤
⎡
PI = mPTi + n ⎢ PTj − 20lg
⎥ − ( PTi + 10)(m + n − 1),
λ
⎣
⎦
где РI - уровень мощности интермодуляционного излучения,
дБмВт; PTi, PTj - мощности основных излучений i-гo и j-гo
передатчиков, дБмВт; т, п - номера гармоник основного
излучения i -гo и j-гo передатчиков; dij - расстояние между i-м и
j-м передатчиками, м; λ - длина волны интермодуляционного
излучения, м.
Интермодуляционные излучения учитывают прежде всего в
радиосвязи. В радиолокации, где вероятность совпадения во
времени импульсов РЛС мала, обычно интермодуляционными
излучениями пренебрегают.
Основными методами борьбы с интермодуляционными
излучениями являются фильтрация и повышение коэффициента
развязки между передающими антеннами путем рационального
размещения антенн на объекте.
Паразитные излучения возникают, если вследствие
неудачного конструкторского решения или технологических
особенностей производства между каскадами передатчика
появляется положительная обратная связь и выполняются
условия самовозбуждения. Паразитные колебания значительной
величины могут возникать в схемах нейтрализации выходных
каскадов передатчика, в цепях с отрицательным сопротивлением.
Причиной может быть динатронный эффект выходных ламп, а
также свойство некоторых электровакуумных приборов
генерировать, кроме основного, колебания других видов, что
характерно, например, для мощных многорезонаторных
магнетронов. Частоты паразитных излучений могут быть как
ниже, так и выше частот основного излучения и определяются
параметрами контуров, входящих в электронный прибор.
Уровни излучений могут быть значительными, и с ними
необходимо считаться в задачах ЭМС. Поскольку частоты
появления паразитных излучений носят непредсказуемый
характер, то для их описания применяют вероятностную модель.
Для построения такой модели требуется значительный
статистический материал о распределении частот паразитных
излучений различных типов передатчиков, который в настоящее
69
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
время отсутствует. Поэтому в теоретических исследованиях
часто ограничиваются гипотезой о равномерной плотности
распределения частот паразитных излучений в некотором
интервале рабочих частот РЭС и, исходя из этой гипотезы,
оценивают вероятность возникновения паразитных излучений в
совокупностях РЭС.
Основными способами борьбы с паразитными излучениями
являются рациональное выполнение конструкции и монтажа как
отдельных каскадов, так и всего передатчика в целом, введение
дополнительного
затухания
в
выявленные
цепи
самовозбуждения, изменение их параметров с целью нарушения
условий самовозбуждения и т.п.
Шумовые излучения - это внеполосные излучения,
создаваемые
модуляцией
несущей
напряжением
шума
передатчика. В общем случае спектр шума на выходе
передатчика определяют три фактора: усиление сигнала и шумов;
нелинейные преобразования спектров сигнала и шумов;
возникновение шумов в каскадах передатчиков, обусловленное
собственными элементарными источниками шумов, такими как
шумы дробового эффекта, токораспределения, наведенные шумы
в высокочастотных генераторах, связанные с соизмеримостью
времени пролета электронов и периода генерируемых колебаний
и т.п. Поскольку энергетический уровень шумовых излучений в
полосе полезного сигнала мал по сравнению с уровнем несущей,
на качество полезного сигнала они не влияют. Однако эти шумы
занимают широкий спектр частот, в десятки и даже сотни раз
более широкий, чем спектр сигнала. Экспериментальные
исследования показывают, что для передатчиков декаметрового
диапазона уровень шумов на границе полосы основного
излучения ослаблен на 80 дБ относительно несущей и убывает с
увеличением частотной расстройки со скоростью 7 дБ/октава.
Для передатчиков метрового диапазона в полосе 30 кГц вблизи
несущей он лежит в пределах 70...100 дБ и падает с увеличением
расстройки ориентировочно со скоростью 10 дБ/октава. Однако
даже при расстройке до 10 МГц (измеренная относительная
расстройка для передатчиков составляла 6...7%) уровень шумов
передатчика был выше уровня собственных шумов современных
приемников, пересчитанных к их входам. Поэтому, попадая на
70
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
вход приемника, шумы передатчика могут создавать ему
значительную помеху по соседнему каналу. Избавиться от этой
помехи можно разносом передатчика и приемника по
расстоянию, однако для близко расположенных средств в задачах
оценки ЭМС эта помеха должна приниматься во внимание.
2.4. Контактные помехи
При оценке ЭМС следует учитывать контактные помехи.
Контактной называют помеху, созданную в результате
воздействия электромагнитного поля радиопередатчика на
токопроводящий механический контакт.
Рассмотрим механизм образования контактной помехи на
примере морского судна. На нем имеется большое число
верхнепалубных конструкций, которые постоянно находятся под
воздействием
электромагнитной
энергии,
излучаемой
передатчиками, расположенными в непосредственной близости.
Электромагнитная энергия судового радиопередатчика
приводит к возникновению ЭДС высокой частоты во всех
металлических конструкциях, расположенных на верхней палубе
судна. Значения наведенных ЭДС находятся в зависимости от
характера распределения электромагнитного поля, взаимно
расположенных излучающих антенн и геометрических размеров
конструкций.
Значительная разность потенциалов между различными
точками верхнепалубных конструкций и металлической палубой
судна, обладающей нулевым потенциалом, вызывает во всех этих
конструкциях токи, частоты которых будут соответствовать
рабочей частоте передатчика. Следствием протекания токов
высокой частоты является то, что располагаемые на открытых
частях палубы конструкции представляет собой вторичные
излучатели электромагнитной энергии, не отличающиеся по
частотным свойствам от излучений передатчика.
При попадании контактных помех в полосу приемного
устройства прослушиваются характерные трески. Применительно
к судам контактные помехи часто называют такелажными,
поскольку они образуются в такелаже судна. Такие помехи
вносят существенный вклад в общую электромагнитную
71
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
обстановку в таких подвижных объектах, как самолеты,
автомашины, поезда и т.д., т.е. в территориально
сосредоточенных группировках РЭС, подверженных к тому же
различным переменным механическим нагрузкам типа вибрации,
тряски.
Экспериментально установлено, что контактные помехи
возникают на частотах ниже 30 МГц, хотя могут быть
ощутимыми и в диапазоне 300 МГц.
Борьба с контактными помехами в месте их возникновения
может осуществляться по следующим основным направлениям:
- устранение переменных контактов и причин их
возникновения;
- уменьшение величины наведенного тока, протекающего
через переменное контактное сопротивление, и напряжения,
прикладываемого к контактному промежутку;
- экранирование источников контактных помех.
Уменьшение числа переменных контактов между деталями,
корпусами можно уменьшить за счет сварки, пайки,
шунтирования контактов с помощью специальных перемычек,
пружин, щеток.
72
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
3. УЧЕТ ХАРАКТЕРИСТИК НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕНН
И ЗАТУХАНИЯ ПРИ РАСПРОСТРАНЕНИИ В ЗАДАЧАХ
ЭМС
Уровень помех, проникающих на вход приемника, зависит от
направленных свойств антенных устройств РЭС и потерь
электромагнитной энергии при распространении радиоволн. В
задачах анализа и обеспечения ЭМС важное значение
приобретает описание диаграммы направленности антенны
(ДНА) не только в области главного, но и боковых лепестков и в
ближней зоне антенны.
Потери распространения зависят от характеристик среды
между передатчиком и приемником, частоты электромагнитных
колебаний, расстояний, неровностей местности, проводимости
подстилающей поверхности и многих других факторов. Расчет
потерь распространения является трудной и сложной задачей и
обычно вносит наибольшую ошибку при прогнозировании
уровней ожидаемых помех.
3.1. Особенности описания диаграмм
направленности антенн в задачах ЭМС
Восприимчивость
к
помехам
антенн,
обладающих
направленной диаграммой, в большей степени зависит от
структуры
боковых
и
задних
лепестков
диаграммы
направленности
антенны
(ДН).
Примерный
вид
экспериментальной ДН показан на рис. 3.1.
Для конкретного типа антенны главный лепесток имеет
относительно постоянную форму и размер. Формы и размеры
боковых и задних лепестков зависят от конструктивных
особенностей и технологии изготовления индивидуальных
антенн. На величину и форму боковых лепестков влияют допуски
и точность обработки поверхностей антенны, изменения
окружающей температуры, местные предметы, перемещение
антенны в пространстве и другие факторы.
73
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 3.1. Диаграмма направленности антенны РЛС в горизонтальной
плоскости
Форма диаграммы направленности и коэффициент усиления
антенны зависят от частоты. Кроме того, на величину
коэффициента усиления влияют такие факторы, как поляризация
сигнала, расстояние до антенны (дальняя и ближняя зона). Учет
всех факторов в детерминированной модели ДН практически
невозможен. Поэтому в задачах ЭМС всю область,
охватывающую антенну, разбивают на две: область главного
лепестка, где коэффициент усиления антенны относительно
постоянен, и область бокового и заднего излучения, где форма
диаграммы направленности и величина коэффициента усиления
сильно зависят от перечисленных выше факторов. В области
главного лепестка возможно как детерминированное, так и
вероятностное описание коэффициента усиления антенны. В
области боковых и задних лепестков предпочтение отдается
вероятностному описанию. В этом случае в задачах
распределения коэффициента усиления антенны, в первую
очередь, среднее значение и дисперсия.
74
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
3.2. Диаграмма направленности антенны
в области главного лепестка
Основными параметрами, характеризующими направленные
свойства антенны в области главного лепестка в диапазоне
рабочих частот, являются коэффициент усиления антенны G0,
ширина ДНА в горизонтальной (α0) и вертикальной (β0)
плоскостях, измеренная на уровне 0,5 (3 дБ) по излучаемой
мощности. Эти параметры указываются в технических
документах на антенну и могут быть использованы при
аналитических расчетах.
В задачах ЭМС область основного направления излучения и
приема определяется обычно на уровне 10 дБ. Если ширина
главного лепестка ДНА на этом уровне неизвестна, то ее можно
принять равной удвоенному значению ширины лепестка на
уровне 3 дБ.
Направленные свойства антенных устройств определяются
конструкцией, назначением и диапазоном используемых рабочих
частот. Так, средства радиосвязи в диапазонах НЧ, СЧ, ВЧ, как
правило, используют ненаправленные в горизонтальной
плоскости антенны.
Направленные антенны используются в радиосвязи в
диапазонах СВЧ и УВЧ, в радиорелейных линиях, в спутниковой
связи; высокими направленными свойствами и большим
усилением по главному лепестку отличаются антенны
радиолокационных станций. Для антенн с относительно узкой
диаграммой направленности (α00, β00 < 20о) и большим
коэффициентом усиления (G0 > 20 дБ) приближенное значение
коэффициента усиления можно получить по формулам
GO ≈ 32000 / a00β00
или в децибелах
GO = 45 − 10lg(a00β00 ) .
(3.1)
При детерминированном описании коэффициента усиления
по главному лепестку диаграммы направленности антенны
пользуются аппроксимацией главного лепестка какой-либо
удобной для расчетов аналитической функцией. Наиболее
75
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
употребительные виды аппроксимации представлены в табл. 3.1.
К ним относятся равномерная, тригонометрическая и
колоколообразная аппроксимации.
При независимой концентрации потока мощности в двух
взаимно перпендикулярных плоскостях, проходящих через
направление максимального усиления,
G (θ, φ) = G1 (φ) · G2 (θ),
где G1 (φ), G2 (θ) – ДНА в горизонтальной и вертикальной
плоскостях соответственно.
Хотя при решении задач ЭМС можно использовать любую из
аппроксимаций, приведенных в табл. 3.1, наибольшее
практическое
применение
имеет
аппроксимация,
соответствующая равномерной концентрации потока мощности в
пределах главного лепестка ДНА (см. формулу 1, табл. 3.1). При
этом коэффициент усиления в пределах главного лепестка может
быть взят равным G или
G O = γ GO,
(3.2)
где 0 < γ ≤ 1 – коэффициент, учитывающий непостоянство
усиления в пределах главного лепестка. Например, если в
качестве G O взять среднее арифметическое крайних значений
коэффициента усиления, то G O =0,5 (G0 + 0,5 G0) = 0,75 G0, что
соответствует γ = 0,75. Если область главного излучения
определена на уровне 10 дБ (по отношению к G0), то
γ = 0,5 и
G0 = G0 – 3 (дБ). Коэффициент усиления антенны в области
главного лепестка, ширина ДНА в вертикальной и
горизонтальной плоскостях зависят от частоты и поляризации
поступающих сигналов. Для изучения этих зависимостей
антенны делят на три группы по коэффициенту усиления на
рабочих частотах: антенны с малым (G0 < 10 дБ), со средним (10
≤ G0 < 25 дБ) и с большим (G0 > 25 дБ) усилениями. В пределах
каждой области характеристики направленности антенн
достаточно близки между собой.
76
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 3.1
Формулы аппроксимации ДН остронаправленных антенн
№
Аппроксимирующее выражение
формулы
⎧GO − 0,5 x0 ≤ x ≤ 0,5 x0
G
(
x
)
=
⎨
1
⎩0 для других х
x⎞
2⎛
sin
2,81
⎜
⎟
2
x0 ⎠
⎝
G ( x) = G0
2
⎛
x⎞
⎜ 2,81 ⎟
x0 ⎠
⎝
3
4
⎛
x⎞
G ( x) = G0 cos 4 ⎜1,14 ⎟
x0 ⎠
⎝
2
⎧⎪
⎛ x ⎞ ⎫⎪
G ( x) = G0 exp ⎨−2,78 ⎜ ⎟ ⎬
⎝ x0 ⎠ ⎪⎭
⎪⎩
Примечание
х
–
угол
в
плоскости
(горизонтальной
или
вертикальной), для
которой
используется
аппроксимация;
х0 – ширина ДНА в
плоскос-ти
аппроксимации
на
уровне 3ДБ
Для описания частотной зависимости усиления по главному
лепестку в задачах ЭМС используют модель, построенную на
основе статистических измерений коэффициента усиления на
частотах вне рабочего диапазона антенн каждой группы и
имеющую форму, аналогичную описанию побочных излучений
передатчиков:
(3.3)
G0 (f) = G0 (f0) + C lg (f/f0) + D,
где f0 – рабочая частота антенны; f – частота помехи.
Коэффициенты С, D вычисляются по результатам измерений
аналогично коэффициентам А, В в формулах (2.5), (2.6).
При статистическом описании коэффициент усиления
антенны в диапазоне рабочих частот полагают случайной
величиной, значения которой, выраженные в децибелах, имеют
нормальный закон распределения со средним G0 (или G O ) и
среднеквадратическим σG= 2дБ отклонениями. Выражение (3.3)
используют для расчетов среднего коэффициента за пределами
рабочего диапазона частот. Отметим, что достаточный набор
77
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
статистики для вычисления коэффициентов модели (3.3) не
всегда имеется. Поэтому часто используют пороговую модель, в
которой в рабочем диапазоне частот усиление антенны считают
постоянным и равным G0 (или G O ), и вне этого диапазона в (3.3)
полагают С = 0, а D определяют экспериментально или
теоретически. Аналогичную пороговую модель используют для
описания изменения ширины главного лепестка ДНА в
горизонтальной и вертикальной плоскостях для нерабочих частот
и поляризации поступающих в антенну сигналов.
Для ориентировочных расчетов можно воспользоваться
данными табл. 3.2 [10]. Поправки, учитывающие несовпадение
поляризации антенн источника и рецептора помех, для главного
лепестка ДН и рабочих частот приведены в табл. 3.3.
Таблица 3.2
Параметры моделей антенн при изменении рабочих условий
Группа
(тип)
антенны
Рабочие условия
Частота
Поляризация
α
β
D,
дБ
σG,
дБ
⎧
Рабочая ⎨
⎩
Нерабочая
β0
0
Рабочая
α0
Ортогональная 10α0 10β0 0
4α0 4β0 - 13
Любая
2
3
3
10 < G0 ≤ 25
⎧
Рабочая ⎨
дБ
⎩
β0
0
Рабочая
α0
Ортогональная 10α0 10β0 - 20
2
3
3β0 - 10
0
β0
3
3
0
β0
Рабочая
α0
0
Ортогональная 6α0 6β0
о
о
360 180 - G0
Любая
1
2
2
G0 > 25 дБ
Резонанс⎧
Нерабочая
⎨
ная
⎩
Нерезонанс
ная
G0 ≤ 10 дБ
⎧
Рабочая ⎨
⎩
Нерабочая
78
Любая
Любая
3α0
α0
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 3.3
Поправочный коэффициент при несовпадении поляризаций
антенн источника и рецептора помех (дБ)
Поляризация
Поляризация антенны источника помех
антенны рецептора Горизонтальна Вертикальная
Круговая
помех
я
G0
G0 ≤
G0
Лева Прав
G0 ≤
10дБ >10дБ 10дБ >10дБ
я
ая
ГоризонG0 ≤
0
0
- 16
- 16
-3
-3
тальная
10дБ
G0
0
0
- 16
- 20
-3
-3
>10дБ
G0 ≤
- 16
- 16
0
0
-3
-3
Вертикал
10дБ
ьная
G0
- 16
- 20
0
0
-3
-3
>10дБ
-3
-3
-3
-3
0
- 16
Круговая Левая
Правая
-3
-3
-3
-3
- 16
0
В задачах прогнозирования уровня помех и оценки ЭМС
часто требуется знать характеристики излучения антенны в
ближней зоне. Известно, что коэффициент усиления антенн в
области главного лепестка, форма главного лепестка и первых
боковых в ближней зоне отличаются от аналогичных
характеристик дальней зоны. Характеристики излучения в
ближней зоне являются не только функциями угловых координат,
но и расстояния от антенны. Вопросы, связанные с определением
характеристик антенн в ближней зоне, возникают при оценке
ЭМС РЭС, установленных на подвижных объектах. Если
обозначить l – максимальный геометрический размер антенны, λ
– рабочую длину волны и R – расстояние до точки приема, то для
антенн с высокой и средней направленностью (в этом случае
l » λ) дальняя зона определяется неравенством
R > l2/λ
(3.4)
79
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Для слабонаправленных антенн критерием дальней зоны
является неравенство R>3λ.
С увеличением отклонения от оси основного излучения
расстояние до границы дальней зоны существенно уменьшается.
В ближней зоне коэффициент усиления с уменьшением
расстояния может испытывать значительные колебания, но имеет
общую тенденцию к уменьшению. Главный лепесток диаграммы
направленности расширяется. Для антенн с круговой диаграммой
направленности в горизонтальной плоскости и небольшим
коэффициентом усиления (штыревые и рамочные антенны,
диполи, коэффициент усиления которых G0 = 2…3 дБ)
изменением усиления в ближней зоне в первом приближении
можно пренебречь. В общем случае коррекция коэффициента
усиления в ближней зоне должна осуществляться либо на основе
экспериментальных
исследований,
либо
на
основе
теоретического анализа, который учитывал бы конфигурацию
антенны и распределение токов в апертуре антенны.
Для антенны с высоким коэффициентом усиления в дальней
зоне оценку усиления в децибелах в ближней зоне дает
выражение
G = 11 + 20 lg A – 10 lg A,
(3.5)
где R – расстояние, м; А – площадь апертуры антенны, м2.
Формула (3.5) приближенная.
Для стационарных антенн, диаграммы направленности
которых не меняют своего положения в пространстве, могут быть
измерены коэффициенты развязки антенн. Коэффициент развязки
равен отношению мощности, подведенной к антенне
передатчика, к мощности, наведенной на нагрузке приемной
антенны сигналом этого передатчика, и показывает во сколько
раз ослабляется излучение передатчика при попадании на вход
приемника через его антенный тракт. Коэффициент развязки
позволяет учесть не только направленные свойства антенн, но и
потери в антенном тракте приемника, потери на распространение,
наличие экранирующих препятствий и т.п. При построении
расчетных
алгоритмов прогнозирования
уровня помех
наибольший интерес представляет зависимость коэффициента
развязки от частоты. На сегодняшний день основным методом
получения коэффициентов развязки является их измерение. По
80
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
результатам измерений на типовых объектах могут быть
построены эмпирические модели, которые в дальнейшем
используются в расчетных методиках.
3.3. Диаграмма направленности антенны в области бокового
излучения
Большинство антенн, используемых в радиосвязи, имеют
круговую диаграмму направленности в горизонтальной
плоскости
и
достаточно
широкую
в
вертикальной.
Взаимодействие между антеннами во многих случаях происходит
по главным лепесткам. Антенны РЛС обладают высокой
направленностью. Для РЛС, осуществляющих круговой обзор
или
наблюдение
за
некоторой
зоной
пространства,
взаимодействие по главным лепесткам если и имеет место, то
носит характер очень кратковременный (наличие ДБВ на входе
станций предохраняет чувствительные элементы от выгорания).
Основным становится взаимодействие по боковым и задним
лепесткам и определяется их структурой. Структура и уровень
боковых лепестков зависят от конструкции антенны,
распределения поля по апертуре и других факторов. Для
некоторых типов апертур и распределения поля можно
теоретически оценить уровень первого бокового лепестка по
отношению к главному. Ряд таких оценок представлен в табл. 3.4.
Если более подробной информации об антеннах нет, то можно
предполагать худший случай, использовав данные этой таблицы.
Однако, как показывает практика, среднее значение усиления
по боковым и задним лепесткам ниже указанных в таблице.
Структура боковых лепестков изменяется при изменении рабочей
частоты антенны, поляризации сигнала, наличия вблизи
металлических конструкций, а также от образца к образцу даже
для одного типа антенн. Поэтому наиболее правильным является
статистическое описание характеристик антенн, в первую
очередь, коэффициента усиления.
81
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 3.4
Уровень боковых лепестков ДНА
относительно главного лепестка
Форма
апертуры
Распределение поля по
апертуре
Равномерное
Параболическое (1 – х2)
Косинусоидальное (cos х)
Прямоугольная
Треугольное
По закону косинус квадрат
Круглая
Равномерное
Параболическое (1 – r2)
Уровень первого
бокового лепестка
относительно
основного, дБ
- 13,2
- 20,6
- 23
- 26
- 32
- 17,6
- 24,6
При статистическом описании усиления по боковым
лепесткам используют или функцию распределения F (G),
определяемую соотношением
F (G) = p {g < G},
(3.6)
где p {g < G} – вероятность того, что значение коэффициента
усиления g имеет величину меньшую некоторой фиксированной
G, или функцию F1 (G1), дополнительную к F (G) и определяемую
как
F1 (G) = 1 – F (G).
Многочисленные измерения усиления по боковым лепесткам
направленных антенн показали, что распределение усиления
хорошо описывается нормальным законом и отличается хорошей
статистической
устойчивостью.
Проведенные
в
США
исследования антенн поисковых РЛС воздушных целей (диапазон
рабочих частот 1250…1350 МГц) и надводных целей (частота
5640 МГц) показали, что функция распределения усиления по
боковым лепесткам повторялась в разные дни в пределах ± 2 дБ.
82
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Более того, изменение частоты внутри диапазона рабочих частот
(в том числе установка крайних по диапазону частот) не меняло
вида и параметров функции распределения, так же как и
изменение расстояния от антенны передатчика до приемной
антенны. На рис. 3.2, а), б) сплошной линией представлена
функция распределения гауссовской случайной величины с
mG = 13дБ и σG = 6 дБ. На этих же рисунках штриховой линией
показаны пределы изменения функций распределения для
усиления по боковым лепесткам рабочего диапазона и
расстояний, включающих ближнюю зону. Кривые являются
экспериментальными. ДНА РЛС в вертикальной плоскости имели
форму вида косеканс-квадрат. Незначительные изменения
параметров функций распределения при изменении рабочей
частоты и расстояний до антенн позволяют в данном случае
утверждать, что усиление исследованных антенн по боковым
лепесткам для всех частот рабочего диапазона РЛС и всех
расстояний до антенны могут быть описаны одним гауссовским
распределением с параметрами mG = - 13дБ и σG = 6 дБ.
Характеристики усиления по боковым лепесткам (УБЛ)
антенн мало изменяются при изменении частоты (даже за
пределами рабочего диапазона частот) и поляризации. Однако
потери во вращающихся сочленениях сильно зависят от частоты,
особенно когда частоты лежат за пределами проектного
диапазона. Поскольку эти сочленения часто включают в состав
антенны, то параметры распределений за пределами рабочего
диапазона частот в такой ситуации оказываются частотнозависимыми. Эксперимент показывает, что на среднее значение
бокового усиления некоторое влияние оказывают окружающие
предметы. При наличии плотного окружения среднее
распределение несколько возрастает, но не более, чем на 3 дБ.
Для ориентировочных и оперативных расчетов при
прогнозировании уровней помех можно использовать данные
табл. 3.5 [5], полученные усреднением по множеству антенн.
83
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 3.2. Функции распределения для коэффициентов усиления
антенны РЛС в горизонтальной плоскости при рабочих частотах:
а – f = 5640 МГц; б – f = 1250…1350 МГц. Поляризация
горизонтальная
Таблица 3.5
Параметры распределений бокового усиления антенн
Тип антенны
G0 > 25 дБ
Частота
Рабочая
Побочная
10 < G0 ≤ 25
дБ
Рабочая
G0 ≤ 10дБ
Рабочая
Побочная
Побочная
84
Рабочая
Ортогональная
Любая
mG,
дБ
- 10
- 10
- 10
σG,
дБ
14
14
14
Рабочая
⎧
⎨ Ортогональная
Любая
- 10
- 20
- 10
11
13
10
Рабочая
⎧
⎨ Ортогональная
⎩
Любая
0
- 13
-3
6
8
6
Поляризация
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 3.3. Функции распределения
бокового усиления антенны с ДН
игольчатого типа до (1) и после
(2) модернизации (поляризация
горизонтальная)
Рис. 3.4. Аппроксимация
непрерывной случайной
величины дискретной
Меры по совершенствованию конструкций антенн и
облучателей позволяют снизить уровень излучений по боковым
лепесткам. На рис. 3.3 представлены функции распределения
УБЛ антенны РЛС с игольчатой формой ДНА. Кривая 1
соответствует распределению УБЛ до модернизации антенны.
Его параметры mG = -11 дБ, σG = 7 дБ. После модернизации
распределение УБЛ соответствовало кривой 2 с параметрами
mG= -21дБ, σG = 8 дБ, т.е. средний уровень усиления по боковым
и задним лепесткам снизился до 10 дБ. Аналогичные результаты
были получены после модернизации антенны, распределение
усиления которой приведено на рис. 3.2, а): среднее значение
УБЛ снизилось с -13 дБ до -23 дБ при сохранении
среднеквадратического отклонения. Рассмотренные примеры
характеризуют эффективность технических методов обеспечения
совместимости, а также подтверждают, что в задачах
прогнозирования ЭМС желательно использовать статистику,
отвечающую определенным типам средств. При этом возможно
использование как непрерывных функций распределения, так и
их аппроксимаций или только моментов распределений.
На рис. 3.4 представлена одна из возможных аппроксимаций
функции F1 (G) усиления по боковым лепесткам, приводящая к
замене непрерывной случайной величины дискретной.
Коэффициент усиления антенны в этом случае принимает лишь
85
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
конечное число значений {Gi} с вероятностями pi = F1 (Gi-1) – F1
(Gi). Такое представление в ряде случаев упрощает расчеты ЭМС.
Описанные результаты имеют место, когда расстояния между
направленными антеннами превышают размеры этих антенн.
Если расстояния становятся сравнимы с размерами антенны, то
расширение главного лепестка и снижение усиления по главному
лепестку приводят к тому, что распределение бокового усиления
отличается от гауссовского. В этих случаях при расчетах
пользуются медианным значением усиления. Если расстояние
уменьшается дальше, вплоть до физического контакта с
антенной, то, как показывает эксперимент, медианное усиление
имеет тенденцию убывать, а СКО возрастать.
Если распределение усиления по боковым лепесткам каждой
из антенн РЭС, взаимное влияние которых оценивается, является
гауссовским, то распределение взаимного усиления антенн по
боковым лепесткам будет оставаться гауссовским со средним,
равным сумме средних и СКО, равным корню квадратному из
суммы квадратов СКО каждого из распределений. Отклонение
распределений от гауссовского может вызывать необходимость
использовать свертку функций плотности распределения
усиления, чтобы предсказать взаимное усиление антенн.
86
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
4. ХАРАКТЕРИСТИКИ ВОСПРИИМЧИВОСТИ
РЕЦЕПТОРОВ И ИХ МОДЕЛИ В ЗАДАЧАХ ЭМС
ЭМС
совокупности
излучателей
и
рецепторов
электромагнитного
поля
определяется
не
только
электромагнитной
обстановкой
в
точках
размещения
чувствительных
элементов
рецепторов,
но
и
их
восприимчивостью к полю. Восприимчивость радиоприемного
устройства - это свойство устройства реагировать на
радиопомехи, воздействующие через антенну и помимо нее, в
том числе через экран, по цепям питания и коммутации [4]. К
параметрам, определяющим восприимчивость радиоприемного
устройства, относятся чувствительность основного и побочных
каналов приема, избирательность; нелинейные эффекты
блокирования, перекрестных искажений и интермодуляции, а
также коэффициента сетевых радиопомех, электрической
индукции и переноса радиопомех.
Оперативная оценка ЭМС совокупностей, содержащих
большое число РЭС, требует простого описания радиоприемного
устройства. При этом, как правило, высокая точность
представления характеристик не нужна, поскольку в задачах
ЭМС многие характеристики, влияющие на оценку ЭМС, не
могут быть точно определены, и оценка носит приближенный
вероятностный характер.
Широкое применение в настоящее время находит
математическая модель приемника на основе его внешних
характеристик, которые могут быть получены путем измерений
без анализа внутренней структуры приемника. Некоторые из
характеристик должны определяться в широкой полосе частот
(до декады и больше в обе стороны относительно рабочей
частоты приемника), что является характерной особенностью
задач ЭМС. Характеристики приемника, представленные в виде
совокупности измерений, после статистической обработки
формируют в виде математических моделей, совокупность
которых и является моделью приемника, характеризуя как его
линейные, так и нелинейные свойства. Такое представление
приемника позволяет строить гибкие алгоритмы оценки ЭМС,
включая в них каждый раз те элементы, которые отражают
87
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
эффекты, представляющие
исследования.
интерес
на
данном
этапе
4.1. Восприимчивость радиоприемных устройств по
основному и побочным каналам приема
На рис. 4.1 показана упрощенная структурная схема главного
тракта супергетеродинного радиоприемника, отражающая
основные операции и преобразования: выделение полезного
сигнала из помех в заданной полосе частот, преобразование
несущей частоты, усиление, выделение информационного
сигнала (детектирование), его усиление и выдачу на выходное
устройство. Способность приемника выделить полезный сигнал
из
совокупности
составляющих
напряженности
электромагнитного поля, в котором находится антенна, называют
избирательностью.
Рис. 4.1. Упрощенная структурная схема главного тракта приемника
Различают
несколько
видов
избирательности.
Пространственную избирательность обычно выполняет антенна.
Приемник может обладать временной, амплитудной, фазовой,
частотной избирательностью. Последняя имеет особое значение.
В отличие от ранее перечисленных видов избирательности она
присуща
каждому
супергетеродинному
приемнику.
Характеристика частотной избирательности - это зависимость
уровня сигнала на входе радиоприемника от частоты при
заданном отношении сигнал/шум или уровне сигнала на выходе.
Измерение
характеристики
частотной
избирательности
производится одно- или многосигнальными методами [4].
На рис. 4.2 представлена типовая характеристика частотной
избирательности приемника, измеренная односигнальным мето88
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
дом. Она описывает избирательные свойства приемника в линейном или близком к линейному режимах работы. На ней можно
выделить основной и неосновные каналы приема, которые
делятся на соседние и побочные.
Рис. 4.2. Характеристика односигнальной частотной избирательности
супергетеродинного приемника
f0R – частота сигнала (настройки) приемника; fГ – частота гетеродина;
fПЧ – промежуточная частота
Основным каналом приема называют полосу частот, находящуюся в полосе пропускания приемника, предназначенную для
приема сигнала [20]. На рис. 4.2 полоса частот основного канала
обозначена BR. Обычно ее определяют на уровне 3 дБ по
отношению к значению частотной характеристики на частоте
настройки приемника. Другой характеристикой основного канала
является
коэффициент
прямоугольности
частотной
характеристики: Коэффициентом прямоугольности по уровню а,
дБ, называют отношение полосы частот на уровне а, дБ, к полосе
на уровне 3 дБ, т.е. Па = Ва/BR. Обычно а = 30 или 60 дБ.
Приемник имеет хороший коэффициент прямоугольности, если
П60 = 3, ..., 5, и низкий, если П60 ≥ 8.
Побочные каналы приема составляют полосы частот, находящиеся за пределами основного канала приема, в которых сигнал
проходит на выход радиоприемника. К побочным каналам
относят зеркальный, каналы комбинационных частот и
89
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
субгармоник частоты настройки приемника; канал приема,
средняя частота которого равна промежуточной частоте
приемника, и т.п. Нормы ослабления по зеркальному каналу в
современных приемниках высокого класса 70...80 дБ, нормы
ослабления на промежуточной частоте 80.. .100 дБ.
Побочные каналы приема образуются в смесителях. Они
определяются
недостаточной
избирательностью
предшествующих каскадов и характеристикой нелинейности
смесителя. Предполагается, что при переносе спектра в смесителе
искажения отсутствуют. В этом смысле операция преобразования
частоты - линейная. Составной частью преобразователя частоты
является перемножитель напряжений. Но даже в идеальном
перемножителе обязательно есть побочный канал, называемый
зеркальным, отличительная особенность которого состоит в том,
что он имеет одинаковую чувствительность с основным каналом
приема, если измерять ее со входа преобразователя.
В
реальных
преобразователях
частоты
идеального
перемножения не происходит. Они, как правило, работают по
принципу косвенного перемножения, осуществляемого с
помощью нелинейного элемента, что приводит к появлению
новых побочных каналов.
Центральная частота побочного канала fП.К. в общем случае
удовлетворяет равенству
mfП.К. + nfГ = fП.Ч.,
где m, n - целые числа, положительные и отрицательные, включая
нуль; fГ, fП.Ч. - соответственно частота гетеродина и промежуточная частота.
Величина N=|m| + |n| называется порядком комбинационного
канала. Отсюда можно получить, что
1
n
f П . К . = f П .Ч . − f Г .
(4.1)
m
m
Соотношение (4.1) определяет частоты побочных каналов в
самом общем виде.
Сведения о частотах побочных каналов приема РЭС играют
существенную роль при назначении рабочих частот
радиопередающим устройствам. В задачах оценки ЭМС не
требуется определять все побочные каналы приема. Для каждого
мешающего излучения обычно нужно знать конкретный канал,
90
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
по которому помеха может проникнуть на выход приемника. В
общем случае для каждого преобразователя частоты со своим
УПЧ и для помехи с частотой fП порядок комбинационного
канала, по которому возможно прохождение помехи, определяют
из соотношения
|| mfП ± nfГ| - |fП.Ч. | ≤ ВП.Ч. /2,
(4.2)
где m, n - целые неотрицательные числа; Вп.ч. - полоса УПЧ.
N = m + п.
Левая часть (4.2) определяет расстройку, с которой помеха
попадает в побочный канал порядка N. Избирательность
побочных каналов приема, так же как и основного, определяется
полосой
пропускания
и
прямоугольностью
частотной
характеристики канала. В задачах ЭМС характеристика
избирательности по побочным каналам обычно принимается
такой же, как и по основному. Однако от основного побочные
каналы существенно отличаются своей чувствительностью.
Чувствительность
по
основному
каналу
называют
чувствительностью
радиоприемника.
Количественно
чувствительность определяют напряжением или мощностью
сигнала на входе, при котором на выходе приемника обеспечивается заданное отношение сигнал/шум при номинальной
мощности выходного сигнала.
Различают реальную чувствительность, предельную и
чувствительность, ограниченную внутренними шумами или
помехами.
При оценке ЭМС исходят из реальной чувствительности,
определяемой минимальным напряжением или мощностью
сигнала в антенне приемника, при котором обеспечивается
заданное отношение сигнал/шум при номинальных значениях
напряжения
или
мощности
на
выходе.
Измеряют
чувствительность обычно в микровольтах, ваттах или в
децибелах относительно микровольта, ватта или милливатта. В
технических условиях или в стандартах оговаривается отношение
сигнал/шум,
при
котором
происходит
измерение
чувствительности. Так, для радиовещательных приемников
91
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
работающих в диапазонах НЧ, СЧ и ВЧ, это отношение
установлено равным 20 дБ, а для приемников более высоких
частот 26 дБ. В некоторых случаях чувствительность
определяется при отношении сигнал/шум 0 дБ. Если данные о
чувствительности отсутствуют, что возможно, например, на
стадии
разработки
приемника,
то
чувствительность,
соответствующую отношению сигнал/шум 0 дБ, вычисляют по
формуле
(4.3)
P(f0R) = FkTBR ,
где Р (fOR) - чувствительность приемника на рабочей частоте fOR.
Вт; F – коэффициент шума приемника (в разах); k =1,38·10-23
Вт/К/Гц - постоянная Больцмана; Т-температура в градусах
Кельвина; BR - полоса приемника, Гц. Полагая Т = 290К и
выражая Р (fOR) в децибелах относительно милливатта, найдем
P(fOR) = - 174 + 10 lg BR + F.
(4.4)
Коэффициент шума приемника определяется в основном
коэффициентом шума УВЧ или при отсутствии УВЧ первым
смесителем. Если известен тип электронного прибора (лампы,
полупроводникового триода, ЛБВ, параметрического усилителя,
кристаллического смесителя и т. д.), на котором построены УВЧ
или смеситель, то значения коэффициента шума F можно
получить из справочных данных о приборе. При отсутствии
таковых ориентировочные значения можно получить из рис. 4.3.
Рис. 4.3. Коэффициент шума типовых УВЧ
1 – электронная лампа; 2 – кристаллический смеситель;
3 – малошумящий триод; 4 – параметрические усилители; 5 - мазеры
Поскольку побочные каналы - это каналы, по которым на
приемное устройство воздействуют внешние помехи, то для
92
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
оценки воздействия помех по этим каналам используют термин
восприимчивость
вместо
чувствительности,
которая
характеризует реакцию приемника на полезный сигнал в
отсутствие помех.
Восприимчивость побочных каналов приема измеряют в
децибелах относительно чувствительности основного канала.
Этот параметр показывает, насколько чувствительность
побочного
канала
хуже
чувствительности
основного.
Восприимчивость по побочным каналам определяется двумя
факторами: ослаблением мешающего сигнала на частоте
побочного канала в преселекторе приемника (во входной цепи и
УВЧ) и видом характеристики нелинейности смесителя. Чем
больше расстройка побочного канала относительно основного,
тем больше (при прочих равных условиях) влияние преселектора.
С ростом порядка комбинационного канала его восприимчивость
падает. Однако быстрое падение восприимчивости по побочным
каналам с ростом N происходит только при сравнительно
невысоких порядках канала. В области больших значений N
ослабление восприимчивости по побочному каналу мало зависит
от его порядка. Следует заметить, что при больших расстройках
ослабление преселектора также меняется незначительно.
Ослабление по побочным каналам для приемников нормируется.
Некоторые нормы на радиовещательные приемники и приемники
диапазона
магистральной
радиосвязи
декаметрового
представлены в табл. 4.1. В тех случаях, когда дополнительные
сведения о восприимчивости побочных каналов отсутствуют, в
задачах исследования ЭМС используют нормы, оговоренные в
стандартах и технических условиях на анализируемый тип
приемника.
Восприимчивость побочных каналов приема в принципе
может быть получена путем измерений. Однако эта процедура
требует большого объема точных экспериментов, так как число
побочных каналов с ростом порядка N растет, в то время как их
восприимчивость падает, хотя и не очень сильно при больших N.
Так, если рассматривать комбинационные каналы до десятого
порядка включительно, то их число равно 54.
93
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таблица 4.1
Нормы на ослабление побочных каналов приема для
некоторых типов приемных устройств
Радиовещательные приемники (стационарные / переносные)
Параметр
Нормы по классам
Высш
1
2
3
4
ий
Ослабление по
зеркальному каналу, дБ,
не менее в диапазонах:
60/60 46/40 40/34 34/26 34/20
ДВ (на частоте 250 кГц)
54/54 34/36 34/30 34/20 30/20
СВ (на частоте 1 МГц)
26/26 16/16 12/12 10/10 10/10
КВ (на частоте 12 МГц)
50/50 40/40 32/32 26/26 22/20
УКВ (на частоте 69 МГц)
Ослабление по каналу
промежуточной частоты,
дБ, не менее, на
30/15 26/10
частотах:
40/30 30/26
370 и 560 кГц
40/34 34/30 34/26
60 МГц
60/50 50/46 50/40
Ослабление по
соседнему каналу (при
55/50 40/40 35/30 30/22 26/20
расстройке ± 9 кГц) в
диапазонах ДВ, СВ, дБ,
не менее
Приемники магистральной КВ радиосвязи (3 класса)
Ослабление симметричных
90
70
60
помех, дБ, не менее
Ослабление
помех
на 100
80
60
промежуточных частотах, дБ, не
менее
Ослабление других посторонних 80
66
60
каналов приема, дБ, не менее
94
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 4.4. Структурная схема для анализа побочных каналов приема
При оценке восприимчивости побочных каналов может быть
использована структурная схема, представленная на рис. 4.4, где
линейный инерционный фильтр Ф1 соответствует преселектору,
Ф2 - линейному УПЧ, а безынерционный нелинейный элемент
НЭ
отображает
смеситель.
Частотная
характеристика
преселектора может быть предварительно измерена или
рассчитана теоретически. Поэтому остается задача оценки
подавления побочных каналов приема в смесителе. Так как
смеситель построен на нелинейных элементах, то спектр выходного тока при короткозамкнутых выходных зажимах полностью определяется видом его вольт-амперной характеристики.
Аппроксимируем вольт-амперную характеристику нелинейного
элемента полиномом степени N:
N
i = ∑ a jui .
(4.5)
i =1
Если положить u =uС (t) + uГ (t)=UС cos ω C t + UГ cos ω Г t
(индексы «с» и «г» относятся соответственно к сигналу и
гетеродину) и подставить это значение напряжения в (4.5), то
можно рассчитать уровни всех составляющих спектра на выходе
нелинейного элемента до N-гo порядка включительно. При этом
амплитуда составляющей k-го порядка сбудет зависеть не только
от k-гo члена выражения (4.5), но и от всех последующих членов
с номерами k+2j (j ≥ 0, целое).
Основная трудность такого рода вычислении состоит в
получении коэффициентов полинома (4.5), которые адекватно
отображают
характеристику
нелинейности
исследуемого
преобразователя, так как вольт-амперные характеристики
электронных приборов, используемых в преобразователях
частоты, не нормируются. Кроме того, обычно трудно получить
значения коэффициентов полинома при высоких степенях с
необходимой степенью точности.
95
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
n
1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
a1U C
a2U CU Г
2
a2U
3
2
C
a3U С2U Г
a3U
m
5
4
3
C
a4U С3U Г
a4U
4
C
a5U
a5U С4U Г
5
C
a6U С5U Г
6
a6U
7
6
C
a7U С6U Г
a7U
8
7
C
a8U С7U Г
a3U CU Г2
a4U С2U Г2
a5U С3U Г2
a6U С4U Г2
a7U С5U Г2
a8U С6U Г2
a9U С7U Г2
a4U CU Г3
a5U С2U Г3
a6U С3U Г3
a7U С4U Г3
a8U С5U Г3
a9U С6U Г3
a10U С7U Г3
a5U CU Г4
a6U С2U Г4
a7U С3U Г4
a8U С4U Г4
a9U С5U Г4
a10U С6U Г4
a6U CU Г5
a7U С2U Г5
a8U С3U Г5
a9U С4U Г5
a10U С5U Г5
a7U CU Г6
a8U С2U Г6
a9U С3U Г6
a10U С4U Г6
a8U CU Г7
a9U С2U Г7
a10U С3U Г7
a9U CU Г8
a10U С2U Г8
a8U
9
8
C
a9U С8U Г
a9U C9
a10U С9U Г
a10U С9U Г2
a10U CU Г9
Рис. 4.5. Комбинационные составляющие на выходе смесителя
Для упрощения анализа полагают, что амплитуда колебания
k-гo порядка определяется только k-м членом полинома (4.5), а
вкладом в конечный результат слагаемых более высокого
порядка можно пренебречь. Тогда множество амплитуд всех
порядков можно представить в виде рис. 4.5, где взято N = 10. На
рисунке весовые множители амплитуд k-го порядка, равные
2-(к-1)Сnк (к = n + m), опущены. Из рисунка можно установить, что
члены, лежащие на одной диагонали, связаны зависимостью вида
U n ,m
U n + p ,m − p
⎛U ⎞
=⎜ C ⎟
⎝UГ ⎠
P
(4.6)
Это позволяет ограничить число измерений некоторым
минимумом, который включает по одной составляющей каждого
порядка и двух соседних в одном порядке. Соседние
составляющие одного порядка позволяют оценить отношение
Uc/UГ , после чего, зная одну составляющую любого порядка и
используя
формулу
(4.6),
можно
рассчитать
любую
составляющую того же порядка.
96
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
При окончательных вычислениях нужно учитывать и весовые
коэффициенты, опущенные на рис. 4.5. Эти вычисления могут
быть приведены отдельно. В принципе могут быть использованы
и другие составляющие, однако, рекомендуемые обеспечивают
наименьшую погрешность расчетов в связи с тем, что из всех
возможных комбинаций они имеют наименьшее ослабление и,
следовательно, могут быть более точно измерены.
Такой подход позволяет оценить восприимчивость всех 54
каналов путем измерения восприимчивости только девяти
каналов.
На практике измерения подавления комбинационных составляющих в преобразователе производят при постоянном уровне
сигнала не на входе преобразователя, а на его выходе, а величину
подавления выражают в децибелах относительно чувствительности приемника или нелинейной системы, для которой производят
измерения. Обозначим Dm,n - ослабление составляющих порядка
m + n , d = D1,2/D221. Тогда уровни множества составляющих, пересчитанные на вход преобразователя при постоянном уровне
выхода, выраженные через уровни выбранного минимума комбинаций и величину d с учетом весовых коэффициентов составляющих, имеют вид, представленный на рис. 4.6. Точность расчета
уровней составляющих по этой методике достаточно высокая:
среднеквадратическое
отклонение
составляет
3,5
дБ,
максимальная ошибка ± 6 дБ. Если известно ослабление
исследуемой составляющей в преселекторе, то можно оценить
восприимчивость приемника по побочному каналу.
Пример. Пусть в результате измерений подавления
комбинационных составляющих в смесителе получены
следующие результаты: D1,2 = 20дБ, D2,1 = 40 дБ, D1,4 = 30 дБ.
Нужно найти восприимчивость канала с m=3, n=2 по отношению
к основному каналу приема, если ослабление сигнала на частоте
этого канала в преселекторе составляет 30 дБ.
Из рис. 4.6 получим
1/ 3
D2,3
⎛ 1 D1,4 ⎞
=⎜
2 ⎟
⎝2 d ⎠
или в децибелах
97
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
3D2,3 = D1,4 – 2d – 6;
d = D1,2 – 2D2,1 = 20 – 2 · 40 = - 60 дБ;
3D2,3 = 30 + 2 · 60 – 6 = 144 дБ;
D2,3 = 48 дБ,
а полное ослабление по каналу (2,3) = 48 + 30 = 78 дБ, или
восприимчивость канала (2,3) составляет - 78 дБ по отношению к
чувствительности приемника по основному каналу.
Если частота помехи отличается от центральной частоты
побочного канала, по которому она поступает в приемник, то при
анализе ее влияния на рабочие характеристики РЭС необходимо
учесть ослабление помехи в тракте УПЧ, вызванное расстройкой
по частоте.
При расчетах по рассмотренной методике следует соблюдать
определенную осторожность. Полученные результаты будут
хорошо отображать реальность, если уровень помехи таков, что
преселектор можно считать линейным. Если в каскадах,
предшествующих смесителю, имеют место нелинейные
искажения, то ошибки вычислений возрастут.
Мерой линейности приемного тракта является его
динамический диапазон. Динамическим диапазоном называют
отношение амплитуды радиосигнала, при которой нелинейные
искажения равны допустимому значению, к амплитуде сигнала,
при которой отношение сигнал/шум на выходе равно заданной
величине.
Кроме помех по основному и побочным каналам, в
приемнике могут возникать помехи по соседнему каналу (см. рис.
4.2), которые в литературе называют также внеполосными
каналами приема. Эти каналы примыкают непосредственно к
основному, образуются в усилителях высокой и промежуточной
частот и обусловлены недостаточной избирательностью трактов,
предшествующих усилителям, а также нелинейными процессами
взаимодействия напряжений мешающих и полезного сигналов.
98
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
n
1
Канал
ПЧ
1 Основ
ной и
зеркал
ьный
канал
2 D1,2
2
3
4
1/ 3
1/ 2
m
5
⎛2⎞
⎜ ⎟
⎝d ⎠
⎛ 3D1,2 ⎞
⎜ 2 ⎟
⎝ d ⎠
D2,1
⎛ D1,2 ⎞
⎜ 2 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 3
1/ 2
1/ 3
⎛ 2 D1,3 ⎞ ⎛ 1 D1,4 ⎞
⎜
⎟ ⎜
2 ⎟
⎝3 d ⎠ ⎝2 d ⎠
3
D1,3
⎛ 1 D1,4 ⎞ ⎛ 3 D1,5 ⎞
⎜
⎟ ⎜
2 ⎟
⎝ 2 d ⎠ ⎝ 10 d ⎠
4
D1,4
⎛ 2 D1,5 ⎞ ⎛ 1 D1,6 ⎞
⎜
⎟ ⎜
2 ⎟
⎝5 d ⎠ ⎝5 d ⎠
5
D1,5
⎛ 1 D1,6 ⎞ ⎛ 1 D1,7 ⎞
⎜
⎟ ⎜
2 ⎟
⎝3 d ⎠ ⎝7 d ⎠
6
D1,6
⎛ 2 D1,7 ⎞ ⎛ 3 D1,8 ⎞
⎜
⎟ ⎜
2 ⎟
⎝ 7 d ⎠ ⎝ 28 d ⎠
7
D1,7
⎛ 1 D1,8 ⎞ ⎛ 1 D1,9 ⎞
⎜
⎟ ⎜
2 ⎟
⎝ 4 d ⎠ ⎝ 12 d ⎠
8
D1,8
⎛ 2 D1,9 ⎞
⎜
⎟
⎝9 d ⎠
9
D1,9
1/ 2
1/ 3
1/ 4
⎛ 4D1,3 ⎞
⎜ 3 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 4
⎛ D1,4 ⎞
⎜ 3 ⎟
⎝ d ⎠
⎛ 1 D1,7 ⎞
⎜
4 ⎟
⎝7 d ⎠
1/ 3
⎛ 2 D1,7 ⎞
⎜
3 ⎟
⎝ 19 d ⎠
1/ 2
1/ 3
⎛ 1 D1,8 ⎞
⎜
3 ⎟
⎝ 14 d ⎠
1/ 3
1/ 2
1/ 3
1/ 5
1/ 4
⎛ 1 D1,6 ⎞
⎜
3 ⎟
⎝5 d ⎠
⎛ 6D1,5 ⎞
⎜ 5 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 6
⎛ D1,5 ⎞
⎜ 4 ⎟
⎝ d ⎠
⎛ 1 D1,6 ⎞
⎜
4 ⎟
⎝3 d ⎠
7
1/ 6
⎛ 5D1,4 ⎞
⎜ 4 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 4
⎛ 2 D1,5 ⎞
⎜
3 ⎟
⎝5 d ⎠
1/ 2
1/ 2
6
1/ 5
⎛ D1,6 ⎞
⎜ 5 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 5
⎛ 2 D1,7 ⎞
⎜
5 ⎟
⎝7 d ⎠
1/ 6
1/ 5
⎛ 3 D1,8 ⎞
⎜
5 ⎟
⎝ 28 d ⎠
1/ 4
⎛ 1 D1,8 ⎞
⎜
4 ⎟
⎝ 14 d ⎠
1/ 5
1/ 4
⎛ 5 D1,9 ⎞
⎜
4 ⎟
⎝ 136 d ⎠
1/ 6
8
1/ 7
⎛ 7D1,6 ⎞
⎜ 6 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 7
9
1/ 8
⎛ 8D1,7 ⎞
⎜ 7 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 8
⎛ D1,7 ⎞
⎜ 6 ⎟
⎝ d ⎠
⎛ D1,8 ⎞
⎜ 7 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 7
1/ 9
⎛ 9D1,8 ⎞
⎜ 8 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 9
⎛ D1,9 ⎞
⎜ 8 ⎟
⎝ d ⎠
1/ 8
⎛ 1 D1,8 ⎞ ⎛ 2 D1,9 ⎞
⎜
⎜
6 ⎟
7 ⎟
⎝4 d ⎠ ⎝9 d ⎠
1
⎛ 1 D1,9 ⎞
⎜
6 ⎟
⎝ 12 d ⎠
1/ 6
⎛ 1 D1,9 ⎞
⎜
5 ⎟
⎝ 21 d ⎠
1/ 5
1/ 4
⎛ 1 D1,9 ⎞
⎜
3 ⎟
⎝ 21 d ⎠
1/ 2
Рис. 4.6. Ослабление комбинационных составляющих
(при постоянном выходе)
99
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Поскольку в полосах частот, непосредственно примыкающих
к основному каналу приема, располагаются рабочие частоты соседних по частоте средств, то отсюда их название помехи по
соседнему каналу. Полосы и средние частоты соседних каналов
соответствуют принятому для службы распределению частот.
Так, в радиовещании первый соседний канал соответствует
расстройке 9 кГц, в телевидении - 8 МГЦ, однако, учитывая
значительную широкополосность входных цепей и трактов УВЧприемников (по сравнению с трактом УПЧ), влияние на качество
приема могут оказывать помехи не только по первому, но и по
другим соседним каналам. Если уровень помехи по соседнему
каналу небольшой и в приемнике не возникает нелинейных
явлений, то представление об избирательности по соседнему
каналу дает односигнальная характеристика частотной
избирательности.
При увеличении уровня помех по соседнему каналу в приемнике возникают нелинейные искажения полезного сигнала. В
этом случае для оценки избирательных свойств приемника
применяют многосигнальные методы измерения частотной
избирательности. Кроме того, учитывая, что нелинейные
искажения могут возникать как при больших уровнях полезного
сигнала, так и при больших уровнях помехи по соседнему каналу,
кроме динамического диапазона приемника по основному каналу,
определение которого приведено выше, вводится понятие
динамического диапазона приемника по соседнему каналу.
Динамическим диапазоном по соседнему каналу называют
отношение максимальной амплитуды мешающего сигнала в
соседнем канале, при которой нелинейные искажения полезного
сигнала (нелинейные переходы) равны допустимому значению, к
минимальной амплитуде полезного сигнала, при которой
выходное отношение сигнал/шум равно заданной величине.
Обычно динамический диапазон по соседнему каналу
рассматривают в связи с каждым нелинейным эффектом,
обусловленным действием помехи в соседнем канале. К таким
эффектам относятся блокирование, перекрестная модуляция и
интермодуляция.
100
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
4.2. Блокирование, интермодуляция и перекрестная
модуляция в радиоприемных устройствах
При достаточно большом уровне помеха, действующая по
одному из соседних каналов приема и не проходящая на выход
приемника, может вызвать эффект блокирования полезного
сигнала.
Блокирование в радиоприемнике - это изменение уровня
сигнала или отношения сигнал/шум на выходе при действии
радиопомехи, частота которой не совпадает с частотами
основного и побочных каналов приема [5]. Полоса частот, в
которой имеет место блокирование, называется полосой
блокирования Вбл.
При блокировании под воздействием радиопомехи, частота
которой не совпадает с рабочей частотой, уменьшается усиление
приемника. Уменьшение усиления обычно происходит в первых
каскадах, которые из-за недостаточной избирательности
преселектора находятся
в
наихудших
условиях
по
помехозащищенности. Эффект блокирования проявляется тем
сильнее, чем больше уровень помех и чем ближе ее частота к
основному каналу приемника. Допустимое уменьшение уровня
сигнала при блокировании обычно составляет 3...6 дБ.
Количественной
характеристикой
блокирования
служит
коэффициент блокирования, численно равный отношению
изменения амплитуды сигнала на выходе приемника под действием помехи к амплитуде сигнала при отсутствии помехи, т.е.
kбл= (Uвых - Uвых.бл)/Uвых, где Uвых, Uвых.бл - амплитуды сигналов на
выходе приемника при отсутствии и наличии помехи соответственно. При отсутствии блокирования kбл=0, при полном
блокировании kбл = 1. Значения коэффициента блокирования,
соответствующие допустимому изменению уровня сигнала на
выходе приемника, лежат в пределах 0,3. . .0,5.
Характеристикой
частотной
избирательности
по
блокированию является зависимость уровня радиопомехи на
входе приемника от частоты при постоянном коэффициенте
блокирования. Ее снимают двухсигнальным способом.
Измерительная установка, используемая для получения
характеристик
избирательности
радиоприемников
101
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
двухсигнальным методом, представлена на рис. 4.7. Генератор Г1
имитирует полезный сигнал, а Г2 - помеху. При измерениях
уровень напряжения с генератора Г1 и коэффициент усиления
приемника устанавливают такими, чтобы сигнал на выходе
приемника в отсутствие помехи принимал номинальное значение.
Частота генератора Г2 устанавливается за пределами полосы
основного канала приема. Включив генератор Г2, для различных
расстроек относительно рабочей частоты приемника определяют
уровень помехи, при котором полезный сигнал на выходе
уменьшается на допустимую величину. Примерный вид
характеристики частотной избирательности по блокированию и
сравнение с характеристикой односигнальной избирательности
приведены на рис. 4.8. Из рисунка видно, что сильная помеха
приводит к ухудшению избирательных свойств приемника расширению полосы пропускания и ухудшению коэффициента
прямоугольности частотной характеристики. Это явление
присуще и другим нелинейным эффектам: перекрестной
модуляции и интермодуляции.
Рис. 4.7. Схема измерения
характеристик приемника
двухсигнальным способом. Г1, Г2
– генераторы сигнала и помехи;
ЭА – эквивалент антенны
Рис. 4.8. Приемный вид
односигнальной (1) и
двухсигнальной (2) (по
блокированию) характеристик
избирательности
Параметром, характеризующим относительную частотную
избирательность приемника по блокированию, служит
динамический диапазон по блокированию Dбл. Количественно
он оценивается отношением амплитуды гармонической помехи
102
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
на входе приемника UП,ВХ к чувствительности
UС.ВХ при
заданных коэффициенте блокирования и частотной расстройке
помехи по отношению к средней частоте основного канала
приема: Dбл = 20 lg (UП.Вх/ UС.ВХ). На некоторые типы
приемников
государственными
стандартами
установлен
динамический диапазон по блокированию 60…80 дБ. Для
приемников магистральной радиосвязи декаметрового диапазона
установлен уровень блокирующей помехи при отстройке на
± 20кГц не менее 60…90 дБмкВ (в зависимости от класса
приемника) и при отстройке на ± 6% не менее 130 дБмкВ
(только для 1-го и 2-го классов приемников).
Явление блокирования сопровождается уменьшением уровня
полезного сигнала на выходе и ухудшением отношения
сигнал/шум. Однако мощная помеха по соседнему каналу может
вызывать также и искажения структуры спектра сигнала на
выходе приемника. Такого рода искажения называют
перекрестными. Перекрестные искажения - это изменение
структуры спектра сигнала на выходе радиоприемника при
действии сигнала и модулированной радиопомехи, частота
которой не совпадает с частотами основного и побочных каналов.
Перекрестные искажения являются результатом взаимодействия
на нелинейностях приемника спектральных составляющих
полезного сигнала и модулированной помехи. Перекрестные
искажения проявляются в том, что модуляция мешающего
сигнала, у которого все составляющие спектра находятся вне
полосы пропускания приемника, переносится на полезный сигнал. Различимость полезного сигнала при этом ухудшается, а при
значительных уровнях перекрестной модуляции нормальный
прием полезного сигнала становится невозможным. Сам
мешающий сигнал при этом на выход приемника не проникает.
в
Коэффициент
перекрестных
искажений
kпер
радиоприемнике определяется отношением уровня спектральных
составляющих UВЫХ.ПЕР, возникших в результате перекрестных
искажений, к уровню сигнала на выходе приемника Uвых.с при
заданных параметрах радиопомехи и сигнала: kпер= Uвых.пер/Uвых.с.
Характеристика частотной избирательности по перекрестным
искажениям
представляет
собой
зависимость
уровня
103
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
модулированной помехи от частоты на входе приемника при
фиксированном коэффициенте перекрестных искажений.
Динамический диапазон радиоприемника по перекрестным
искажениям
определяется
как
отношение
уровня
модулированной помехи к чувствительности приемника при
заданных коэффициенте перекрестных искажений и частотной
расстройке помехи относительно центральной частоты основного
канала приема.
Измерение
перекрестных
искажений
производится
двухсигнальным методом по схеме, приведенной на рис. 4.7. При
измерении коэффициента перекрестных искажений в приемнике
АМ-сигналов генератор Г1 немодулирован и настроен на частоту
приемника. Генератор Г2 расстроен относительно рабочей
частоты приемника. Его частота лежит за пределами основного
канала приема. Сигнал Г2 имеет амплитудную модуляцию,
обычно частотой 400 или 1000 Гц, коэффициент модуляции 0,3.
При заданном уровне мешающего сигнала и фиксированной
расстройке относительно частоты приемника измеряют уровень
сигнал на выходе. Затем модуляцию помехи снимают и
включают модуляцию полезного сигнала. Коэффициент
модуляции полезного сигнала регулируют до получения
прежнего значения сигнала на выходе приемника. Полученный
коэффициент равен коэффициенту перекрестной модуляции
помехи с заданными амплитудой, глубиной модуляции и
расстройкой относительно частоты настройки приемника.
Коэффициент перекрестных искажений определяется
отношением
измеренного
коэффициента
перекрестной
модуляции mпер к коэффициенту полезной модуляции mc.
Характеристику частотной избирательности по перекрестным
искажениям измеряют, используя эту же методику. Различие состоит в том, что в каждой точке измерения путем изменения амплитуды мешающего сигнала устанавливают заданный коэффициент перекрестных искажений, а снимают значения уровня помехи, при котором возникают эти искажения. Динамический
диапазон по перекрестным искажениям можно получить из рассмотренной характеристики избирательности, если уровень
помехи при заданной расстройке выразить в децибелах
относительно чувствительности приемника.
104
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Измерения перекрестных искажений в приемниках с
частотной
модуляцией
производят
аналогично.
В
радиоприемниках обычно нормированы параметры или по
блокированию, или по перекрестным искажениям.
Еще одним видом нелинейного взаимодействия, который
надо учитывать при анализе ЭМС, является интермодуляция.
Интермодуляция в радиоприемнике – это возникновение помех
на выходе при действии на входе двух или более сигналов
радиопомех, частоты которых не совпадают с частотами
основного и побочных каналов приема [6]. Интермодуляция
является результатом взаимодействия на нелинейностях
приемника нескольких сигналов. При этом возникает новый
сигнал с частотой fИНТ = а1f1 + a2f2 + … + anfn, где f1,…fn - частоты
взаимодействующих сигналов, а a1,… an - целые положительные
и отрицательные числа. Если частота интермодуляционного
сигнала попадает в полосу пропускания приемника, то такой
сигнал проходит на выход и создает помеху приему полезного
называется порядком
сигнала. Число N=|а1|+…+|аn|
интермодуляционного сигнала.
Интермодуляционные помехи могут возникать в усилителях
высокой частоты при больших уровнях помех, когда входные
каскады нельзя рассматривать как линейные, так и в смесителях
приемника.
Наиболее
вероятно
образование
интермодуляционной помехи в первых каскадах приемника.
Поэтому, оценивая ЭМС, часто ограничиваются анализом
интермодуляционной помехи только в этих каскадах. Число
образующихся интермодуляционных составляющих очень велико
и быстро растет с увеличением числа входных сигналов и
порядка интермодуляционного сигнала (см. пример, рис. 2.6).
Амплитуда интермодуляционного колебания зависит от
характера нелинейности и амплитуд взаимодействующих
сигналов. С ростом порядка N уровни интермодуляционных
сигналов быстро падают. Поэтому при исследовании эффектов
интермодуляции обычно рассматривают третий, реже пятый,
седьмой или более высокие порядки интермодуляционных
сигналов.
Восприимчивость
приемника
к
интермодуляции
характеризуют
коэффициентом
интермодуляции,
105
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
характеристикой частотной избирательности приемника по
интермодуляции
или
динамическим
диапазоном
по
интермодуляции.
Коэффициент интермодуляции в приемнике kI определяется
как отношение уровня помехи на выходе приемника, возникшей
в результате интермодуляции, к номинальному сигналу на
выходе, когда на вход приемника подан сигнал, равный его
чувствительности: кI = UВЫХ.ИНТ / UВЫХ, где UВЫХ.ИНТ – уровень
помехи, возникшей в результате интермодуляции; UВЫХ –
номинальный уровень сигнала на выходе приемника.
Характеристика частотной избирательности радиоприемника
по интермодуляции представляет собой зависимость уровня
сигналов на входе приемника, создающих интермодуляцию, от
частоты одного их них при заданном коэффициенте
интермодуляции. Заметим, что и коэффициент интермодуляции,
и характеристику частотной избирательности снимают для
случая, когда сигналы, образующие интермодуляционную
помеху, имеют равные амплитуды.
Экспериментально
установлено,
что
характеристики
частотной избирательности приемника по интермодуляции мало
меняются в широком диапазоне частот его настройки. Поэтому
характеристики приемника, измеренные, скажем, на частоте
10 МГц, применимы для оценки интермодуляции с хорошей
точностью в диапазоне 5…20 МГц. Однако для разных
приемников эти характеристики различаются. На рис. 4.9 показан
по
примерный
вид
характеристик
избирательности
интермодуляции для двух приемников для двухсигнальной
интермодуляции 3-го порядка вида 2f1 – f2. По оси абсцисс
отложена расстройка ближней частоты помехи относительно
рабочей частоты приемника. Из кривых, в частности, видно, что
при малых расстройках приемник 1 более восприимчив к
интермодуляционной помехе, чем приемник 2; при больших
расстройках наоборот.
Пунктирной линией показана удобная практическая
аппроксимация кривых избирательности, которую можно
получить по трем точкам кривой.
Динамический диапазон по интермодуляции можно
определить из характеристики частотной избирательности, так
106
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
как он равен отношению численного значения этой
характеристики на частотах возникновения интермодуляции к
чувствительности приемника. Его значение установлено равным
50…70 дБ при kI = 0,5.
Рис. 4.9. Сравнительные характеристики избирательности по
интермодуляции для двух приемников:
f1 – частота помехи, ближайшая к частоте настройки приемника fOR
Динамический диапазон и коэффициент интермодуляции по
своей природе являются трехсигнальными параметрами (два
мешающих сигнала и полезный). Избирательность по
интермодуляции приемников радиостанций подвижных служб
измеряют трехсигнальным методом. Однако параметры
интермодуляции можно измерить и с помощью двух генераторов
сигналов (см. рис. 4.7). Сначала один из генераторов используют
для подачи на вход полезного сигнала, равного чувствительности
приемника, и установки усиления в положение, обеспечивающее
номинальный уровень сигнала на выходе. Затем настраивают
генераторы
на
частоты,
обеспечивающие
образование
интермодуляционной помехи нужного порядка в полосе
приемника. Эти частоты могут быть оговорены в условиях
испытаний. Изменяя уровни сигналов на выходах обоих
генераторов и поддерживая их равными, добиваются получения
приемника
интермодуляционного
сигнала,
на
выходе
соответствующего выбранному коэффициенту интермодуляции.
Отношение уровня напряжения на выходе одного их генераторов
к чувствительности приемника определит динамический
диапазон по интермодуляции.
107
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Важно отметить, что если побочные каналы приема присущи
только супергетеродинным радиоприемникам, то рассмотренные
нелинейные эффекты возникают в приемниках всех типов, и
супергетеродинных, и прямого усиления.
При этом эффекты блокирования и перекрестной модуляции
проявляются только в присутствии полезного сигнала, а
интермодуляционная помеха может возникать как при наличии,
так и при отсутствии полезного сигнала.
Математический
анализ
нелинейных
явлений
в
радиоприемных устройствах можно вести различными методами.
Например, каскад радиоприемника можно представить
последовательным соединением безынерционного нелинейного
элемента (электронного прибора) и инерционного линейного
фильтра (нагрузки). Аппроксимируя характеристику нелинейного
элемента (НЭ) в окрестности рабочей точки отрезком ряда
Тейлора и рассматривая возникающие на выходе НЭ
составляющие полезного сигнала и помех, попадающие в полосу
пропускания фильтра, когда на входе НЭ действует аддитивная
смесь полезного и мешающего сигналов, можно оценить
значения коэффициентов блокирования, перекрестной модуляции
и интермодуляции каскада [10].
Анализ нелинейных явлений может осуществляться на
основе применения к эквивалентному радиотехническому звену
принципа сжимающих отображений [11] или путем включения
фильтров, связанных с НЭ, в нелинейный оператор
преобразования сигнала и помех и использования его
представления в форме рядов Вольтера.
Такой анализ полезен с точки зрения уяснения физики
явлений, происходящих в радиоприемнике при действии на его
входе полезного сигнала и сигналов мешающих излучателей. Он
позволяет выяснить, какие параметры приемника в наибольшей
степени определяют тот или иной нелинейный эффект и в каком
направлении совершенствовать характеристики радиоприемных
устройств с целью улучшения их параметров ЭМС. Однако для
оценки ЭМС совокупности РЭС требуются более простые модели
приемников, чем даваемые перечисленными методами анализа, и
не связанные по возможности с необходимостью иметь
детальную структуру приемника.
108
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
4.3. Математические модели восприимчивости и
избирательности радиоприемных устройств в задачах ЭМС
Радиопомехи могут проникать в приемник через побочные
каналы приема. Поэтому при оценке работоспособности РЭС в
условиях непреднамеренных помех сведения о восприимчивости
и избирательности побочных каналов имеют важное значение.
Это приводит к необходимости определять чувствительность
приемников весьма широкой полосе частот. Точное значение
чувствительности
приемника
по
основному
каналу
регламентируется техническим заданием или стандартами и
контролируется в процессе приемо-сдаточных испытаний. Для
побочных каналов приема обычно устанавливается верхняя
граница восприимчивости и только она и проверяется при
приемке радиоприемного устройства. Точное значение
восприимчивости побочных каналов приема, как правило, не
измеряют. Конструкторско-технологические отклонения в
изготовлении, разброс электрических параметров используемых
электронных приборов, качество настройки, различия в условиях
эксплуатации приемников приводят к тому, что восприимчивость
по побочным каналам не остается постоянной и меняется от одного образца к другому. Чувствительность по основному каналу
также колеблется в некоторых пределах от образца к образцу,
однако процесс настройки и регулировки позволяет добиться
того, что пределы изменений невелики.
Обработка
результатов
измерений
восприимчивости
побочных каналов приемников показывает, что результаты
обладают статистической устойчивостью, поэтому при решении
практических задач ЭМС восприимчивость считают случайной
величиной.
Если она выражена в децибелах относительно милливатта, то
ее закон распределения принимают нормальным. Для описания
такой случайной величины достаточно указать ее среднее значение и среднеквадратическое отклонение (СКО). По аналогии с
описанием побочных излучений передатчика (4.2) для среднего
значения огибающей восприимчивости приемника используют
выражение
(4.7)
PR (f) = PR (fOR) + I lg (ffOR) + J,
109
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
где PR(f) - среднее значение огибающей восприимчивости приемника на частоте f, дБмВт; fOR - частота настройки приемника; I, J постоянные коэффициенты, где I описывает спад восприимчивости побочных каналов приема по мере отстройки от
основной частоты, дБ/дек; J - постоянное ослабление
восприимчивости побочных каналов по отношению к основному,
дБ. Вычисления коэффициентов I, J можно произвести по
формулам (4.5), (4.6), если в них заменить А на I, В на J и все
индексы Т на R, а СКО по формуле (4.7), если в ней также
заменить индекс Т на R. Таким образом, необходимые данные
для вычисления среднего значения восприимчивости и ее СКО
можно получить только путем измерений характеристик
приемника с последующей их статистической обработкой. При
этом чем более узкий класс приемников oхватывает эта
обработка (разумеется, при достаточным объеме статистики), тем
точнее полученная модель описывает восприимчивость
побочных каналов приема этого класса. Поскольку на практике
довольно часто отсутствуют необходимые данные для вычисления параметров I, J, σR(f), то для предварительных расчетов
можно воспользоваться результатами статистической обработки
измерений, охватывающих широкий класс приемников и
сведенных в табл. 4.2. В этой таблице все испытуемые приемники
разбиты на три категории по диапазонам их рабочих частот.
Приведенные в ней коэффициенты определяют модель
восприимчивости в диапазоне частот независимо от типа
приемника. Более точные результаты для конкретных
приемников
могут
быть
получены,
если
измерения
восприимчивости побочных каналов приема и вычисление
коэффициентов I, J и СКО произведены по выборке из
приемников нужного типа. Данные табл. 4.2 применимы для
комбинационных каналов, образуемыx гармониками входного
сигнала с основной частотой гетеродина. Для комбинационных
каналов, образуемых второй гармоникой гетеродина, J
увеличивается на 15 дБ, а для третьей гармоники – на 20 дБ.
Модель (4.7) может быть использована на стадии
проектирования радиотехнических систем. При отсутствии
априорных данных о восприимчивости побочных каналов приема
упрощенную модель получают, полагая в (4.7) I = 0, а J равным
110
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
границе восприимчивости побочных каналов по техническим
условиям на приемник.
Таблица 4.2
Коэффициенты математической модели чувствительности
приемника в широкой полосе частот
Диапазон рабочих
частот
приемников
f0R ≤ 30 МГц
30 МГц < f0R ≤ 300
МГц
f0R > 300 МГЦ
В целом по всем
средствам
I,
дБ/д
ек
-20
-20
-20
-20
Коэффициенты и СКО модели
f < f0R
f > f0R
f = f0R
I,
J, дБ
J, дБ σR,
дБ
дБ/д
ек
80
10
25
85
80
10 I = 0
35
85
J=0
80
10 σR = 2
40
60
дБ
80
10
35
75
σR,
дБ
15
15
15
20
Основная частотная избирательность радиоприемного
устройства
определяется
избирательностью
наиболее
узкополосного его тракта, обычно усилителя промежуточной
частоты после последнего преобразователя. Преселектор
осуществляет предварительную избирательность. Прохождение
помехи на выход приемника зависит как от характеристики
основной,
так
и
предварительной
избирательности.
Характеристика предварительной избирательности определяет
также возможность воздействия помех по соседнему каналу.
Поэтому при оценке ЭМС РЭС необходимо располагать
удобными моделями частотной избирательности приемников.
В зависимости от сведений об избирательности приемника на
промежуточной частоте можно предложить различные математические модели избирательности тракта УПЧ. Наиболее часто
встречается модель, представляющая амплитудно-частотную
характеристику (АЧХ) УПЧ S(∆f) в виде кусочно-линейной функции логарифма частотной расстройки ∆f:
S (∆f) = S(∆fi) + Si lg (∆f /∆f i),
(4.8)
111
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
где S (∆f) - ослабление сигнала при расстройке ∆f относительно
центральной частоты УПЧ, дБ; i - номер участка аппроксимации
АЧХ; Si - наклон i-гo участка аппроксимации, дБ/дек; ∆f i ширина i-гo участка аппроксимации; ∆fi<∆f <∆f i+l.
Эта модель используется, когда известны значения частотной
характеристики в некоторых точках, отстоящих от центральной
частоты на величину ∆fi. На практике часто бывают известны
значения частотных расстроек ∆f на уровнях 3, 20 и 60 дБ.
Обозначим расстройки, связанные с этими уровнями,
соответственно ∆f1, ∆f2, ∆f3. Тогда ∆f1 =В3/2, ∆f2 =В20/2, ∆f3
=В60/2, где Ва - ширина полосы УПЧ на уровне а. Поскольку в
полосе пропускания фильтров УПЧ затухание предполагается
отсутствующим, то характеристика частотной избирательности
УПЧ, соответствующая выражению (4.8), имеет вид,
представленный на рис. 4.10.
Рис. 4.10. Модель избирательности по частоте тракта УПЧ
Кривая симметрична относительно частоты настройки
фильтров УПЧ. Значения коэффициентов
Si (i = 1, 2) в
рассматриваемом случае определяются выражениями
S1 =
S2 =
112
S ( B20 / 2)
;
lg( B20 / B3 )
S ( B30 / 2) − S ( B20 / 2)
.
lg( B60 / B20 )
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Замечено, что обеспечить подавление в приемнике за счет
частотной избирательности более 100 дБ очень трудно, поэтому
расчет по (4.8) производят только до значений S (∆f), равных 100
дБ. Если в результате расчета подавление оказывается большим
100 дБ, его следует принять равным 100 дБ.
В некоторых случаях при отсутствии исходных данных об
избирательности УПЧ на уровнях, отличных от 3 дБ, характеристику избирательности аппроксимируют, как показано на рис.
4.l0, штрих-пунктирной линией, с параметрами, приведенными в
табл. 4.3.
Показателем, характеризующим избирательность тракта,
может служить его коэффициент прямоугольности на уровне 60
дБ, П60. Если этот коэффициент известен, то модель
избирательности для ∆f > В3/2 имеет вид
S (Δf ) = 60
lg(2Δf / B3 )
.
lg П60
При расчетах, связанных с оценкой уровня помех по
побочным каналам приема, вид характеристики избирательного
побочного канала по частоте принимают таким же, как и для
основного. Аппроксимированная характеристика односигнальной
избирательности
супергетеродинного
приемника
при
использовании моделей (4.7) и (4.9) приобретает вид, показанный
на рис. 4.11.
Таблица 4.3
Параметры модели избирательности УПЧ
i
‫∆ ׀‬fi ‫׀‬
0,1ВR
S (∆fi), дБ по отношению к основной
частоте
0
Si,
дБ/дек
0
0
1
0,5BR
0
100
113
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Характеристика частотной избирательности по высокой
частоте определяет область частот, в которой возможен
нелинейный режим работы входных каскадов приемника. В
моделях оценки ЭМС не обязательна полная характеристика
избирательности по высокой частоте. Часто достаточно знать
только размер области частот, в которой могут иметь место
нелинейные явления. Эта область частот и служит обобщенной
характеристикой избирательности приемника по высокой
частоте. Ее задают величиной ∆fmax - максимальной расстройкой
между частотой настройки приемника и частотой помехи, при
которой еще возможно влияние по соседнему каналу. Когда
частота помехи отличается от рабочей частоты приемника
больше, чем на ∆fmax, считают, что такая помеха не вызывает
нелинейных эффектов.
Рис. 4.11. Модель
характеристики
избирательности приемника
Рис. 4.12. Распределение
вероятностей для максимальной
расстройки между частотой
настройки приемника и ближайшей
частотой интермодуля-ционного
сигнала третьего порядка
Если
сведения
об
избирательности приемника по высокой частоте отсутствуют, то
значения ∆fmах можно получить из графиков, приведенных на
рис. 4.12, или из табл. 4.4.
На рис. 4.12 представлена функция, дополнительная к функции распределения вероятностей максимальной частотной расстройки ближайшего из двух мешающих сигналов, образующих
интермодуляционную помеху третьего порядка. Она получена в
результате статистической обработки экспериментальных данных
об интермодуляции для различных приемников. Из нее можно
114
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
получить, что если расстройка по частоте ближайшего
мешающего сигнала составляет 20 % от рабочей частоты
приемника, то для приемника УВЧ вероятность того, что этот
сигнал создает интермодуляционную помеху третьего порядка,
будет меньше 7 %. Значения ∆fmах в табл. 4.4 получены из этих
кривых для вероятности образования интермодуляционных
помех третьего порядка, не превышающей 0,25. Для других
вероятностей можно пользоваться непосредственно кривыми.
Таким образом, основными элементами, определяющими
восприимчивость приемника к внешним помехам, выступают:
математическая модель восприимчивости приемника в широкой
полосе частот; область частот, в которой возможны нелинейные
эффекты по соседнему каналу; модель избирательности по
промежуточной частоте. Первые две модели являются
вероятностными
и
описываются
своими
функциями
распределения, третья модель - детерминированная.
Таблица 4.4
Область, в которой возможен нелинейный режим приемника
Диапазон рабочих
частот приемника
f0R ≤ 30 МГц
Максимальная расстройка для помех по
соседнему каналу, ∆fmax
Половина частоты настройки приемника
30 МГц < f0R ≤ 300
Одна треть частоты настройки приемника
МГц
f0R > 300 МГц
Одна десятая частоты настройки
приемника
115
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
5. МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ
СОВМЕСТИМОСТИ
При решении проблемы совместимости используют два
связанных между собой подхода. Исторически первым является
подход, который заключается в улучшении качественных
характеристик РЭС, влияющих на совместимость, и реализуется
путем снижения нежелательных излучений передатчиков,
увеличения помехоустойчивости приемников в отношении
активных помех и т.д., и обычно называется техническим.
Второй подход, сформировавшийся позднее, заключается в
такой организации управления совокупностью средств, при
которой можно наиболее эффективно использовать выделенный
участок частотного спектра. Методы, которые здесь используют,
называют часто организационными. Они требуют рассмотрения
проблемы ЭМС на уровне совокупности средств.
5.1. Организационно-технические методы обеспечения
совместимости
Используем феноменологическую модель системы –
совокупности РЭС (см. рис. 5.1 – 5.3) и понятие «идеальной»
совместности (5.2), (5.3) для определения общего подхода к
методам обеспечения ЭМС. Из рис. 5.1 – 5.3 следует, что
очевидным методом обеспечения совместимости является
снижение коэффициентов передачи по связующим каналам К ( A) .
Обеспечить идеальную совместимость, т.е. полностью исключить
нежелательное взаимодействие и выполнить условие К ( A) =0, не
представляется возможным. Однако можно снизить коэффициент
передачи до определенного уровня. Практическое решение этой
задачи сводится к применению технических методов –
экранированию, фильтрации и т.д.
116
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 5.1. Модель
системы:
S – развязанная
система;
К – связывающие
блоки
Рис. 5.2. Модель
развязанной системы:
∑ - сумматор;
R1, Rn – приемники с
номерами 1, n
Рис. 5.3. Модель
связующего блока
Технические
методы затрагивают
внутреннюю
структуру системы - совокупности РЭС. Поэтому их применение
требует фактически изменений на уровне элементов системы и
связей. Если аппаратура уже создана и эксплуатируется,
применение технических методов ограничено. Технические
методы, следовательно, рекомендуется применять на стадии
разработки аппаратуры. Они сводятся к улучшению качества
аппаратуры в соответствии с требованиями ЭМС. Сами же
требования
вырабатываются
в
процессе
эксплуатации
аппаратуры предыдущего поколения или, что предпочтительнее,
на основе результатов анализа с помощью системы моделей
ЭМС.
Технические методы, таким образом, должны использовать
разработчики аппаратуры, что и имеет место на практике.
Уровень рассмотрения, используемый в книге, касается
сложившейся (сформированной) совокупности РЭС, что
oтраженo моделями, приведенными на рис. 5.1 – 5.3. На этом
уровне применение технических мер ограничено.
В связи с этим задачу обеспечения совместимости на уровне
совокупности
РЭС
следует
решать
в
основном
организационными
методами,
которые
заключаются
в
согласовании целевых функций системы и управления
параметрами сигналов, основными из которых являются несущая
частота, время, пространственные параметры, форма сигнала,
мощность и т.д. Управление параметрами сигнала предполагает
117
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
наличие
соответствующих
технических
возможностей.
Обращаясь к модели системы 5.1 – 5.3, видим, что
организационные методы сводятся к управлению на множестве
входных сигналов А при заданной структуре системы, т.е.
операторах S.
Обсудим вопрос о возможности достижения идеальной
совместимости путем управления параметрами сигналов. В
общем виде не удается получить ответ на этот вопрос однако для
одного частного случая, соответствующего предельной ситуации,
результаты могут быть получены и они позволяют сделать некоторые обобщения. Этот частный случай соответствует предположению о линейности радиоканалов. Отметим, что на первом
этапе анализа такое предположение часто делается для получения
результатов при исследовании сложных систем, хотя на самом
деле система может быть сугубо нелинейной. Это замечание
полностью относится к совокупности РЭС, где условия
линейности являются скорее исключением, чем правилом.
Назовем линейной моделью системы совокупность линейных
радиоканалов (ЛРК). В совокупности ЛРК предполагается, что
все операторы системы линейные, а для сигналов выполняется
свойство аддитивности, или более конкретно считаем, что
оператор si (a, u, η) осуществляет операцию вида
(5.1)
∫ xi (t , τ)ai (t )dt = yi (τ)
T
где xi (t, τ)=Kiiai(t – τ) + ui (t) + ηi(t), Т – время существования
сигнала ai(t); Kii – масштабный коэффициент, имеющий смысл
коэффициента затухания полезного сигнала на трассе
распространения; τ – параметр, характеризующий задержку
сигналов
на
трассе
распространения.
Приемник,
осуществляющий операцию (5.1), называют оптимальным
линейным приемником, решающим задачу обнаружения сигнала
на фоне белого шума. Оптимальный линейный приемник
является простейшей теоретической моделью. Алгоритмы работы
многих систем обработки близки к (5.1) и реализуются в виде
коррелятора или согласованного фильтра.
Отметим, что модель совокупности ЛРК наиболее адекватно
описывает работу асинхронных адресных систем.
118
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Приняв такую модель системы, можно сформулировать
утверждение: для того чтобы совокупность ЛРК была идеально
совместимой, необходимо и достаточно, чтобы связующие
сигналы ui были ортогональны сигналу ai для всех i = 1, n .
Напомним, что ортогональность ui(t, τ) и ai(t) означает
выполнение равенства
(5.2)
∫ ui (t )ai (t )dt = 0
Т
всех i = 1, n .
Для доказательства достаточности представим (5.1) в виде
∫ (kii ai (t − τ) + ηi (t ))dt + ∫ ui (t )ai (t )dt = yi .
Т
T
Для того чтобы выполнялось условие идеальной совместимости
(5.3), достаточно обеспечить равенство нулю второго слагаемого
для всех i = 1, n , т.е.
∫ ui (t )ai (t )dt = 0 .
Т
Поскольку ранее предполагалось, что ui(t, τ) ≠0, равенство
выполняется при ортогональности сигналов ui (t, τ) и ai(t) на
интервале Т, как следует из определения ортогональности.
Необходимость также легко доказать. Пусть
si (ai , ui , ηi ) = s (ai , ηi ) ,
(5.3)
но ортогональность между ui и ai не выполняется хотя бы для
одного i = p, т.е. ∫ uP (t )aP (t )dt ≠ 0 при up(t)≠0. Для р-го канала,
T
основываясь на (5.3), можно записать
∫ (k
T
PP
a P (t − τ ) + η P (t ))a P (t )dt + ∫ u P (t )a P (t )dt = ∫ (k PP a P (t − τ ) + η P (t ))a P (t )dt.
T
T
Как видно, последнее равенство справедливо при
∫ uP (t )aP (t )dt = 0 .
T
Так как up(t)≠0, то для выполнения этого равенства требуется
наличие ортогональности, что противоречит исходной
предпосылке. Следовательно, необходимость ортогональности
119
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
up(t) и аp(t) доказана и, таким образом, доказано
сформулированное выше утверждение.
Поскольку связующие сигналы ui(t) являются отображением
множества сигналов А, интересно выяснить некоторые
требования к ним, гарантирующие идеальную совместимость
ЛРК. Это можно сделать в случае, когда оператор К(А) линеен и
имеет вид
n
Ki ( A) = ∑ kij a j (t − τi ), i, j = 1, n .
(5.4)
j ≠i
В формуле (5.4) коэффициенты Кij имеют смысл
коэффициентов затухания сигнала на трассе j-й излучатель
i - приемник. Суммирование ведется по всем сигналам соседних
радиоканалов, которые рассматриваются в качестве мешающих.
Допущение (5.4) позволяет сформулировать следующее
утверждение, являющееся следствием первого.
При выполнении условия (5.4) совокупность ЛРК обладает
идеальной совместимостью, если все сигналы ai(t – τ),
i = 1, n взаимно ортогональны, т.е.
∫ a (t − τ)a (t )dt = 0 для всех j ≠ I.
i
i
(5.5)
T
Доказательство этого утверждения прямо следует из (5.2), если
вместо ui(t) подставить его значение (5.4):
⎛ n
⎞ n
kij a j (t − τ)ai (t )dt ⎟ = ∑ ∫ kij a j (t − τ)ai (t )dt = 0 .
∫T ⎜⎝ ∑
j =i
⎠ j =i T
Как видно, равенство удовлетворяется при выполнении (5.5).
Следовательно, идеальная совместимость может быть
достигнута в совокупности ЛРК при ортогонализации всех
сигналов системы. Сформулированное утверждение требует,
таким образом, выполнения двух условий линейности системы и
ортогональности сигналов. В реальных совокупностях РЭС ни
одно из этих условий в полной мере не выполняется по
следующим причинам.
120
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
1. Каждый сигнал из множества А поступает на вход различных радиоканалов с различной задержкой, которая определяется
случайными факторами. Это исключает в большинстве случаев
возможность точного знания фазы сигнала и, следовательно,
нарушает ортогональность.
2.
Плохая
предсказуемость
(неопределенность)
функционального вида оператора К ( A) , который к тому же
является во многих случаях нелинейным.
3. Отличие реальных сигналов, излученных передатчиками,
от идеальных по ряду технических и технологических причин.
4. Отличие алгоритмов обработки реального приемника от
оптимального.
5. Нестационарность условий работы и технологический
разброс параметров РЭС.
Все перечисленные причины обуславливают значительную
неопределенность системы, т.е. невозможность описать ее
детерминированно даже без учета внешних (несистемных) помех.
Системы, в которых невозможно установить однозначное
соответствие между входными и выходными величинами,
называют в теории систем «открытыми».
Для преодоления неопределенности системы, т.е. для
восстановления «предсказуемости» выхода системы по ее входу,
обычно переходят к вероятностному описанию, причем
основанием для задания законов распределения вероятностей
является натурный эксперимент. Открытую систему, в которой
используется вероятностное описание, называют в теории систем
почти предсказуемой системой. В виде почти предсказуемой
системы чаще всего представляют совокупности РЭС. Используя
терминологию теории сложных систем, сформулируем
следующее утверждение: идеальная совместимость не достижима
в РЭС поскольку система открыта.
Отсюда следует, что для реальных РЭС некорректно ставить
задачу достижения идеальной совместимости. Более правильно
говорить о задаче улучшения совместимости путем снижения
влияния системных помех на качество работы радиоканалов.
Такая задача может решаться организационными методами на
уровне совокупности. РЭС и техническими - на уровне
отдельного РЭС.
121
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Поскольку уровень рассмотрения настоящего пособия
касается организационных методов, обсудим некоторые общие
их свойства.
Анализ этих свойств потребует использования
G
G оценки
качества функционирования системы λ , где λ имеет
размерность,
равную числу радиоканалов в системе, т. е.
G
λ = (λ1, …, λi, … , λn), где λi - локальный показатель качества
системы. Как отмечалось, одним из наиболее часто
используемых показателей качества радиоканала является
величина отношения сигнал/(шум плюс система помеха) или
некоторая функция от этой величины.
Будем использовать в качестве показателя качества
обратную величину, т.е. (шум+помеха)/сигнал, для которой
удается получить в явном виде необходимую зависимость в
случае ЛРК и определить интересующие нас свойства.
Используя (5.1) и (5.4), можно записать
n
yi (τ) = ∫ kii ai (t − τ)ai (t )dt + ∫ ηi (t )ai (t )dt + ∫ ∑ kij a j (t − τ)ai (t )dt .
T
T i≠ j
T
Первое слагаемое характеризует полезную составляющую,
второе – шумовую, третье – помеховую. Полагаем случайными
ηi(t) и параметр τ. Тогда отношение (шум+помеха)/сигнал по
мощности в i-м канале удобно представить в виде
⎧
⎫ n
⎧
⎫
M 2 ⎨ ∫ ηi (t )ai (t )dt ⎬ + ∑ M 2 ⎨ ∫ kij a j (t − τ)ai (t )dt ⎬
⎩T
⎭ j ≠i
⎩T
⎭ , (5.6)
λi =
⎧
⎫
M 2 ⎨ ∫ kii ai (t − τ)ai (t )dt ⎬
⎩T
⎭
где М2 – второй момент случайной величины, заключенной в
фигурной скобке.
Выражение (5.6) можно переписать в виде
n
λi =
Pшi + ∑ kij2 Pj M 2 {rij (τ)}
j ≠i
2
ii i
,
(5.7)
k PM 2 {rii (τ)}
где Рj и Pi – мощности излученных сигналов с номером j и i; rij(τ),
rii(τ) – нормированные корреляционные функции.
122
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Как видно из (5.7), качество функционирования i-гo канала
определяется двумя составляющими. Первая составляющая
характеризует качество работы в отношении несистемных помех;
вторая - качество работы в отношении системных помех, и
определяет совместимость канала. В случае идеально
совместимой системы второе слагаемое должно быть равно нулю
для всех i = 1, n . Поскольку для реальных совокупностей РЭС
идеальная совместимость не может быть достигнута, всегда
найдутся такие λi, у которых второе слагаемое не равно нулю.
Правильно организованное управление должно обеспечивать
уменьшение λi в условиях теоретических и технических
ограничений, наложенных на систему.
Рассмотрим случай управления сигналами с целью
улучшения совместимости. Из выражения (5.7) видно, что
варьирование видом сигналов (или их параметрами) отражается
на виде взаимно-корреляционной функции rij(τ)., Учитывая, что
rij(τ) = rji(τ) можно путем подстановки выразить λi как функцию
от некоторых (в общем случае от всех) λp, где р≠j и p = 1, n , т.е.
λj – f(λ1,…, λj-1, λj+1, … λn). Это означает, что радиоканалы
оказываются взаимосвязанными между собой. В частности,
может оказаться, что улучшение качества работы одного из
каналов может привести к ухудшению качества работы другого.
Такое свойство системы носит название «склеенность».
Систему называют
JG «склеивающей» относительно оценки λ
при управлении по A , если не все возможные комбинации
компонент λ1, …, λn можно реализовать одновременно, т. е. если
некоторое заданное значение одной из компонент, скажем λ ,
может быть достигнуто лишь в сочетании с некоторыми (а не
всеми) значениями остальных компонент. Между различными
компонентами оценки как бы существует внутренняя
взаимосвязь, чем и объясняется термин «склеивающая».
Таким образом, РЭС, входящие в совокупность, образуют
систему, которая является «склеивающей» относительно
векторной оценки λ при управлении входными сигналами (или
их параметрами).
Следствием склеенности системы является следующее
утверждение, характеризующее ее управляемость: реальная
123
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
совокупность РЭС не может быть вполне управляемой по
входным сигналам.
Это означает, что управляя сигналами (и параметрами), мы
не можем гарантировать получение заранее заданного вектора λ? .
Найдутся такие комбинации компонент, которых нельзя
реализовать одновременно.
Свойство «склеенности» системы необходимо учитывать
при разработке практических мер по улучшению совместимости.
Эту мысль поясним следующим образом. Действительно, если
модель системы – совокупности РЭС определена и сохраняется
постоянной, варьирование сигналами или параметрами сигналов
следует осуществлять с осторожностью. Изменение параметра
даже одного сигнала может привести к ухудшению работы
соседних каналов.
Показательным примером в этом отношении является такой
параметр, как мощность. Увеличение мощности сигнала в одном
из каналов, улучшая качество работы данного канала, может
привести к ухудшению качества работы соседних каналов (см.
5.7). Следовательно, управление сигналами можно осуществлять
только с учетом всей совокупности РЭС как единой системы.
В заключение еще раз подчеркнем, что далее основное
внимание
уделяется
уровню
рассмотрения,
который
соответствует совокупности РЭС. При этом предполагается, что
внутренняя структура совокупности РЭС задана и каждое
конкретное
РЭС
характеризуется
своими
внешними
характеристиками.
5.2. Иерархическая структура управления
в совокупности РЭС
Задача обеспечения ЭМС в большинстве случаев не может
быть представлена в виде одной (скалярной) задачи принятия
решения из-за сложности системы и автономности задач, решаемых отдельными радиоканалами. Поэтому приходится ставить
общую задачу обеспечения ЭМС совокупности РЭС путем формулировки частных (локальных) задач и далее координировать
эти локальные задачи с целью обеспечения совместимости в совокупности. Такая организация процедуры решения общей за124
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
дачи в теории сложных систем носит название координации. Рассмотрим организационную структуру принятия решения более
подробно на примере двухуровневой координации совокупности
РЭС.
На рис. 5.1 дано условное изображение двухуровневой
структуры. В самом общем виде она состоит из п элементов,
связанных с соответствующими радиоканалами и решающих
локальные задачи D1 – Dn. Очевидно, что выделение решающих
элементов за пределы радиоканала имеет условный характер, так
как при технической реализации они составляют единое целое с
радиоэлектронным средством.
Решением локальной задачи Di ( i = 1, n ) является оптимальное значение аi (например, параметр сигнала в i-м радиоканале).
При решении локальных задач может использоваться информация zi ( i = 1, n ), поступающая по каналу обратной связи. Внешние
JJG
помехи H обусловливают неопределенность задач и являются
неуправляемыми величинами. Каждая из задач D1 – Dn координируется параметрами γ1-γn с той целью, чтобы решения локальных
задач ( a?1 , ..., a?n ) являлись оптимальным решением так
называемой глобальной задачи D. Глобальная задача D формулируется исходя из весьма общих соображений и лежит, как правило, вне сферы управления системой.
Рис. 5.1. Модель двухуровневой координации:
D – глобальная задача; D0 – задача координатора;
D1-Dn – локальные задачи
125
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В качестве локальной задачи может выступать задача
минимизации отношения (п+ш)/с в каждом радиоканале или
поддержание его на уровне не выше порогового (путем,
например, выбора рабочей частоты).
С другой стороны, глобальной задачей может являться
минимизация величины, характеризующей эффективность
использования спектрального ресурса. Желательно, чтобы
решения локальных задач являлись одновременно решением
глобальной задачи. Видно, однако, что задачи существенно
отличаются по постановке, хотя между ними имеется и связь.
Конечно, если глобальная задача D может быть решена, и в
качестве
решения
получены
значения
оптимального
уравнения a?1 , ..., a?n , то рассматриваемая структура вырождается
в одноуровневую. Одноуровневость здесь понимается с точки
зрения принятия решения. Организационно же одноуровневая
структура принятия решения реализуется обычно как
централизованная двухуровневая. На рис. 5.2 представлен
вариант централизованной организации работы совокупности
РЭС для низовой связи для случая одноуровневости принятия
решения. Работа может быть организована следующим образом.
Рис. 5.2. Модель централизованной системы
ЦС1, ЦС2 – центральные станции;
Абк, Абm – абоненты с номерами к и m
Абонент с номером k (Абk), находящийся в зоне центральной
станции № 1 (ЦС1), делает заявку на организацию канала связи с
объектом m (Абm), который находится в зоне обслуживания
станции № 2 (ЦC2). Центральные станции назначают рабочие
частоты абонентам k и т, исходя из задачи экономного
использования спектра с учетом общей ЭМО. Между станциями
126
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
№ 1 и № 2 информация может передаваться по кабельному
телефонному каналу.
Таким образом, глобальная задача решается на уровне центральной станции и решения сообщаются абонентам, хотя организационно имеются два уровня – уровень центральных станций
и уровень абонентов. Чаще всего автономность работы
отдельных РЭС, сложность решаемых задач, невозможность
создания каналов управления и т.д. не позволяют реализовать
идеальную одноуровневую систему принятия решений. В этом
случае ответственность за конкретные решения возлагается на
локальные решающие органы D1 – Dn,, которые координируются
элементом, называемым координирующим или координатором
(см. рис. 5.1).
Координирующий элемент решает упрощенную задачу Do, в
качестве решения которой выступают координирующие
параметры (сигналы) γ1 – γn локальных задач D1 – Dn. Если
задача координирующего элемента Do поставлена правильно, то
ее решением являются такие параметры локальных задач D1 –
Dn, при которых локальные решения a?1 , a?2 , ..., a?n представляют
собой одновременно решение глобальной задачи D. Такая
структура фактически предполагает расчленение сложной
глобальной задачи D на ряд более простых. Общее управление
или правильная координация возлагается на элемент Do, роль
которого заключается не в решении конечной задачи, а в
правильной постановке локальных задач с тем, чтобы решения
задач D1 – Dn отвечали конечной цели, т.е. являлись решением
глобальной задачи D. Реализовывать такую структуру можно
поразному. Например, координирующий элемент может
подавать периодически сигналы локальным элементам, которые
играют роль стимулов. В качестве исходной информации для
принятия решений координирующий элемент использует
сигналы обратной связи ω1 – ωn (см. рис. 5.1), которые могут
поступать периодически или по мере необходимости. В
предельном
случае
координирующие
сигналы
могут
вырабатываться перед началом работы системы и далее не
меняться. Организационно последний случай приводит к
децентрализованной системе.
127
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Асинхронные адресные системы (ААС) связи являются
типичным примером децентрализованной системы. На стадии
разработки ААС осуществляется координация путем выбора
сигналов и режимов работы с целью эффективного
использования спектрального участка, а в процессе работы
управляющий орган отсутствует. Абоненты самостоятельно,
используя код вызова, связываются с требуемым абонентом, как
показано на рис. 5.3.
Таким образом, иерархия принятия решений в совокупности
РЭС с целью обеспечения совместимости определяет, в свою
очередь, иерархичность организационной структуры управления,
которая может быть централизованной, децентрализованной или
занимать промежуточное положение (частичная централизация),
причем последний случай наиболее часто встречается на практике. Каждая из организационных структур имеет свои достоинства и недостатки.
Рис. 5.3. Модель децентрализованной системы:
Абк, Абm – абоненты с номерами к и m
Централизованная структура позволяет по крайней мере в
принципе реализовать оптимальное управление совокупностью
средств, если используется весь объем информации о состоянии
РЭС в каждый момент времени. Однако такая организация требует передачи в центр и переработки больших массивов информации, что приводит к необходимости введения специальных
информационных каналов и каналов управления и усложнения
системы управления в целом. Кроме того, централизованная
система имеет низкую «живучесть», так как повреждение каких128
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
либо элементов может вызвать выход из строя всей системы
управления.
Сложность, а зачастую и невозможность создания
централизованной системы, заставляет переходить к частичной и
полной децентрализации. Полностью децентрализованная
структура может не обеспечить оптимальное управление, а лишь
близкое к нему (квазиоптимальное), что объясняется
невозможностью учета всей информации о состоянии РЭС.
Однако такая структура обладает высокой надежностью и
живучестью, а реализация ее может оказаться проще.
На практике отыскивают компромисс и обычно используется
частично
централизованная
система,
соответствующая
иерархической структуре принятия решений.
5.3. Координация работы совокупности
радиоэлектронных средств
Иерархическая структура принятия решений в том или ином
виде встречается на практике. Для того чтобы эта структура
была работоспособна, необходимо координировать задачи,
поставленные перед отдельными РЭС с общей глобальной
задачей.
Теория координации посвящена разработке соотношений
между глобальной задачей, задачей координирующего элемента и
локальными задачами (см. рис. 5.1), т.е. фактически теория
координации посвящена организации управления в системе.
Остановимся на определении термина координируемости,
который складывается из двух понятий - координируемости по
отношению к задаче, решаемой координирующим элементом, и
координируемости по отношению к глобальной задаче.
Координируемость
относительно
задачи,
решаемой
координирующим элементом, требует, чтобы задача имела
решение γ и для данного γ множество задач D1 ( γ ) , решаемых
нижестоящими
элементами,
также
имели
решение.
Координируемость относительно глобальной задачи означает,
что координатор, т.е. вышестоящий элемент, может влиять на
нижестоящие
решающие
элементы
так,
чтобы
их
129
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
результирующее воздействие в целом давало решение
глобальной задачи.
Двухуровневая система координируема, если задачи,
решаемые на уровне нижестоящих элементов, могут быть
скоординированы относительно поставленной глобальной задачи.
Таким образом, координация связана с тремя типами
решаемых задач – глобальной и задачами, решаемыми на
вышестоящем и нижестоящем уровнях. Основная причина
возникновения «конфликтов» в такой двухуровневой структуре
связана с тем, что каждый из локальных элементов находится в
неведении
относительно
решений,
принятых
другими
решающими элементами того же уровня. Задача координатора
состоит в оказании на нижестоящие решающие элементы такого
влияния, которое приводит к желательным в некотором заранее
установленном смысле результирующим воздействиям. Можно
выделить следующие принципиальные подходы к рассмотрению
взаимодействия
между
координатором
и
решающими
элементами нижнего уровня.
1.
Принцип
прогнозирования
взаимодействия.
Координирующие сигналы могут содержать в себе прогноз
связующих сигналов u. Например, в нашем случае, это может
быть прогноз системных помех в каждом радиоканале при
определенных значениях управляемых сигналов. Если при этом
оказывается,
что
выбранные
локальными
решающими
элементами значения сигналов a?1 , ..., a?n обеспечивают прогнозные
значения системных помех u?1 , ..., u?n , то координация имеет место.
В задачах ЭМС более удобно сравнивать не прогнозные
значения, а величины, характеризующие качество работы
радиоканалов λ . Другими словами, прогноз системных помех
является правильным, если он приводит к таким решениям a?1 , ...,
a?n , которые обеспечивают прогнозируемое качество.
2. Принцип согласования взаимодействий. Каждый
нижестояший решающий элемент получает право принимать
решение независимо (автономно). Если оказывается, что решения
существуют и достигаются в процессе работы радиоканалов при
заданном качестве, то задача координации считается решенной.
Этот принцип предполагает координацию локальных функций
качества таким образом, что решение находится при независимой
130
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
работе радиоканалов. Роль координирующего элемента сводится
к согласованию глобальной и локальных функций качества так,
чтобы решения локальных элементов существовали и давали
решение глобальной задачи.
Координация, таким образом, связана с тремя типами
решаемых задач: глобальной задачей и задачами, решаемыми на
вышестоящем и нижестоящем уровнях. При осуществлении
координации в сложной системе возникают четыре различных
проблемы, которые сформулируем в следующем виде:
1. Синтез координирующего элемента. Даны глобальная
задача и задачи, решаемые нижестоящими элементами, нужно
найти такую задачу Do, решаемую на уровне координирующего
элемента, чтобы система была координируема на основе Do.
2. Методы, или процедуры, координации. Дана
двухуровневая система, координируемая по отношению к задаче
Do. Требуется найти алгоритм получения координирующего
сигнала, который координировал бы всю систему.
3. Проблема модификации. Дана двухуровневая система, не
координируемая по отношению к задаче Do; необходимо найти
такую модификацию задач, решаемых на нижестоящем уровне,
чтобы эти модифицированные задачи были координируемы
относительно задачи Do.
4. Декомпозиция. Поставлена только глобальная задача,
нужно найти задачи, подлежащие решению на вышестоящем и
нижестоящем уровнях, с тем чтобы двухуровневая система была
координируемой по отношению к задаче, решаемой на
вышестоящем уровне Do. В задачах ЭМС могут встретиться
любые из перечисленных проблем.
Обсудим некоторые подходы к осуществлению координации.
Применим ли тот или иной принцип координации и приводит ли
его использование к оптимальному координирующему
воздействию, зависит, как уже отмечалось, от соотношения
между глобальными и локальными функциями качества.
Стремление локальных решающих элементов минимизировать
(максимизировать) свои целевые функции, вообще говоря, не
приводит к достижению глобального оптимума. В связи с этим
может возникнуть конфликт (несогласованность) между локально
принимаемыми решениями, Координация как раз служит для
131
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
введения некоторых условий согласования. Осуществление таких
условий «согласования» является реально достижимым лишь в
том случае, когда система обладает определенными свойствами.
В случае двухуровневой структуры системы возникают два
вида
конфликтов:
межуровневый
и
внутриуровневый.
Межуровневый конфликт есть конфликт между двумя смежными
уровнями. Так, глобальная цель может состоять в минимизации
суммарных затрат, а локальные цели - в минимизации локальных
затрат. Если глобальные и локальные цели несовместимы в том
смысле, что достижение минимальных локальных затрат
препятствует минимизации суммарных, возникает конфликт
между уровнями.
Внутриуровневый конфликт представляет собой конфликт в
пределах одного уровня. Если локальные цели несовместимы в
том смысле, что достижение минимальных локальных затрат
одним локальным решающим элементом препятствует другому
элементу в достижении минимальных локальных затрат, налицо
конфликт внутри данного уровня. При рассмотрении
совокупностей РЭС, как правило, имеют место как
межуровневые,
так
и
внутриуровневые
конфликты.
Действительно, если в качестве глобальной цели, например,
рассматривать минимизацию участка спектра, занимаемого
радиоканалами, а в качестве локальной цели - минимизацию
уровня системных помех в канале, то очевиден конфликт, так кaк
при более «плотной» расстановке станций по частоте помехи от
соседних каналов возрастают. Внутриуровневый конфликт здесь
также имеет место, поскольку перестройка по частоте какоголибо канала с целью снижения в нем уровня помех может
вызвать увеличение уровня помех в соседних каналах. Таким
образом, успех координации зависит от взаимосвязи между
целевыми функциями, отражающими разнообразие целей в
двухуровневой системе, которые можно назвать «целевыми
свойствами» системы.
Выясним некоторые общие свойства целевых функций,
являющиеся предпосылкой к их согласованности. Будем считать,
что целевые функции заданы и имеют вид: λ = q (а1, ..., аn) глобальная целевая функция, связывающая управляемые
величины aj, ..., ап, и глобальный показатель качества системы λ;
132
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
λiγ = qiγ (ai) - локальная целевая функция, где γ координирующий сигнал - параметр функции. Будем считать
также, что локальные целевые функции связаны с глобальной с
помощью межуровневой функции качества q(a1, ..., ап) = φγ
(q1γ(a1), …, q1γ(an)).
Способ
координации
во
многом
определяется
«согласованностью» между этими функциями, которую
определим следующим образом.
Семейство функций qi, i = 1, n , обладает свойством
согласованности, если существует общий элемент, который
принадлежит к области определения каждой из функций qi и
минимизирует каждую функцию qi в области ее определения.
Такой элемент назовем элементом, согласующим функции qi.
Семейство функций qi, i = 1, n является согласованным с
функцией q, если каждый элемент, согласующий qi, содержится в
области определения q и минимизирует q на ее области
определения. На рис. 5.4 дается пояснение введенных
определений.
Рис. 5.4. Согласованные функции
Координирующий сигнал приводит к безусловной локальной
согласованности, если соответствующее семейство локальных
функций
качества
qiv
( i = 1, n )
обладает
свойством
согласованности. Следовательно, координирующий сигнал
влечет за собой безусловную локальную согласованность, если
133
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
существует такое управление a? , которое минимизирует
(максимизирует) каждую из локальных функций качества.
Координирующий
сигнал
порождает
безусловную
межуровневую
согласованность,
если
соответствующее
семейство локальных функций качества qiv оказывается
согласованным с глобальной функцией качества q.
Двухуровневая система обладает безусловной межуровневой
согласованностью,
если
управляющее
воздействие
а,
минимизирующее глобальную функцию качества, одновременно
минимизирует и локальные функции качества при некотором
координирующем сигнале γ. Одно из условий, приводящих к
безусловной согласованности, опирается на понятие монотонно
связанных функций. Понятие монотонно связанных функций
является расширением понятия монотонности функции в
обычном понимании.
Напомним, что монотонность в обычном смысле
определяется следующим образом:
1) если q (a')≥ q (а″) и a'≥ а″, то функция q(a) – монотонная;
2)
если
q
(а')
>q
(а″)
и
а'>а″,
то функция q (а) - строго монотонна.
Определим теперь монотонно связанные функции. Пусть
функции q(а) и q2(a) имеют общую область определения, тогда
функция q1 монотонно связана с q2, если q1(а') ≥ q1(a″) при
q2(a')≥q2(a″) и q1 строго монотонно связана с q2, если неравенства
строгие.
Можно показать, что q1 монотонно связана с функцией q2,
если существует такая монотонная функция φ, что q1(а) = φ
(q2(a)) для всех а в соответствующих областях определения.
Применим введенное понятие монотонности к рассматриваемой
двухуровневой структуре принятия решений. В частности, будем
считать, что двухуровневая система обладает свойством
монотонности, если ее межуровневые функции представляют
собой монотонности. Другими словами, если двухуровневая
система обладает свойством монотонности, то для каждого
координирующего сигнала γ существует монотонная функция φγ,
переводящая вектор qiγ(а) i = 1, n в q(a), где q(a) – глобальная
функция качества.
134
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Используя введенные понятия, можно сформулировать
следующее утверждение: если двухуровневая система обладает
свойством монотонности и γ - координирующий сигнал, то
q(a) = min q всякий раз, когда управляющее воздействие а из А
таково, что qiγ (a) = min qiγ , i = 1, n
Докажем это утверждение. Так как система обладает
свойством монотонности, условие
q(a)=φγ(q1γ(a), …, qnγ(a))
выполняется для каждого а из А. А так как φγ монотонна, то
отсюда вытекает справедливость утверждения: действительно,
уменьшение каждой из фактических локальных функций
качества не вызывает увеличения суммарных затрат. Отсюда
вытекает следствие, связывающее понятие монотонности и
согласованности. Если рассматриваемая двухуровневая система
обладает свойством монотонности, она обладает также
межуровневой согласованностью.
Для иллюстрации введенных понятий рассмотрим пример
межуровневой согласованности показателей ЭМС. Пусть
глобальной целевой функцией является количество передаваемой
информации в системе связи.
Для случая статистической независимости информации,
передаваемой по отдельным радиоканалам, общее количество
информации равно
n
I = ∑ Ii ,
(5.8)
i= j
где Ii - количество информации, передаваемое по i-му
радиоканалу и i = 1, n . Используя формулу Шеннона, можно
оценить максимальное количество информации, которое может
быть передано по i-му каналу при наличии гауссовской помехи:
⎛
Pi ⎞
I i = FT
lg
1
+
⎜
⎟,
i i
P
шi ⎠
⎝
(5.9)
135
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
где Pi - средняя мощность сигнала аi; Ршi - средняя мощность
гауссовской помехи η в полосе Fi.
В случае воздействия системной помехи иi использовать
формулу (5.9) нельзя, поскольку помеха существенно может
отличаться от гауссовской. Однако и в этом случае можно
оценить
количество
информации,
используя
понятие
энтропийной
мощности
Рiэ.
Энтропийная
мощность
определяется как мощность белого шума, ограниченного той же
полосой частот, что и рассматриваемая реальная помеха, и
имеющего ту же самую энтропию. Для Рэi справедливо
неравенство
Pэi ≤ Pшi + Pui,
(5.10)
где Pui - мощность системной помехи ui.
В случае, если ηi – белый шум, Рэi=Ршi+Рэui, где Рэui энтропийная мощность системной помехи ui. Тогда для i-го
канала
⎛
⎞
Pi
(5.11)
I = Ti Fi lg ⎜1 +
⎟.
+
P
P
шi
эui ⎠
⎝
Тогда, используя (5.8), можно выразить глобальную функцию
качества через локальные, т. е. определить межуровневую функцию качества:
n
⎛
⎞
Pi
(5.12)
I = ϕ( I i ) = ∑ Ti Fi lg ⎜1 +
⎟.
+
P
P
i =1
шi
эui ⎠
⎝
Как видно, межуровневая функция является аддитивной и,
следовательно, монотонной функцией, поскольку члены суммы
положительны. Следовательно, система обладает также
межуровневой
согласованностью.
Это
означает,
что
максимизация глобальной функции качества сводится к
максимизации отдельных слагаемых.
Максимальное значение выражения (5.12) дает теоретически
предельное
значение
передаваемой
информации
по
радиоканалам. В связи с этим не всегда удобно использовать в
качестве локальных показателей ЭМС величину (5.9). Роль
координатора как раз и заключается в удобной модификации
136
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
локальных показателей и введении ограничений на управляемые
параметры. Например, локальные функции (5.9) можно
модифицировать, учитывая монотонность функции и тот факт,
что Pэui≤Pui. Действительно, часто удобно ставить локальную
задачу как задачу максимизации величины отношения
сигнал/(шум + помеха) Pi/(Ршi + Рui), где уже Рui - мощность
собственно системной помехи в i-м канале. На практике
локальный показатель такого вида используется постоянно. Он
оказывается удобным при расчетах и допускает возможность
измерения стандартными измерительными приборами. Таким
образом, если удается максимизировать величину отношения
сигнал/(шум+помеха) в каждом из каналов, окажется
максимальным и глобальный показатель качества системы.
Однако для получения такого результата требуется локальная
согласованность. Покажем, что локальная согласованность не
всегда имеет место. Пусть управляемым параметром сигнала
является мощность. Тогда для модели совокупности ЛРК (см.
параграф 5.l) можно записать
aii Pi
,
(5.13)
qi =
n
Pшi + ∑ aij Pj
j =i
n
где qi - отношение сигнал/ (шум+помеха); Pшi = ∑ aij Pj ; aiiPi –
j ≠1
мощность полезного сигнала на входе приемника i-го канала; аii,
aij - коэффициенты затухания сигналов на трассах распространения.
Видно, что для максимизации функции (5.13) следует
увеличивать мощность сигнала Pi. Однако если так будут
поступать в каждом канале, произойдет одновременное
увеличение знаменателя выражения (5.13). Результат таких
действий не очевиден в том смысле, что максимизация величины
q1 в i-м канале может сопровождаться уменьшением qi в j-м
канале. Этот факт указывает на отсутствие локальной
согласованности. В то же время здравый смысл подсказывает может существовать оптимальное распределение мощностей
между каналами. Задачей координирующего элемента как раз и
137
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
является правильная формулировка локальных задач с целью их
согласования.
5.4. Математические методы в задачах обеспечения
совместимости
Сложность и разнообразие задач, возникающих в области
совместимости
радиоэлектронных
средств,
заставляют
использовать для их решения различные математические методы.
Среди них есть методы, традиционно используемые при анализе
радиотехнических устройств, а также и относящиеся к области
системных
исследований.
Последняя
группа
методов
используется для решения проблем ЭМС организационными
методами. На рис. 5.5 эти методы разбиты на четыре группы системология,
теория
исследования
операций,
теория
адаптивного управления и математическое моделирование.
Дадим краткую характеристику методам и определим их
место при решении задач ЭМС.
Теория больших систем как научная дисциплина ставит
своей целью создание и изучение наиболее общих способов
описания законов функционирования, методов анализа и синтеза
больших систем вне зависимости от их физической природы. В
отличие от конкретных естественных и технических наук,
изучающих отдельные процессы, объекты и устройства,
системология изучает поведение больших совокупностей
определенным образом взаимосвязанных процессов, объектов и
устройств.
Рис. 5.5. Классификация математических методов, используемых
в области ЭМС
138
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В основу теории больших систем положено предположение о
том, что чем выше уровень сложности системы, тем меньше
информации о законах ее функционирования можно извлечь,
исследуя сколь угодно детально отдельные ее части физикотехническими методами. Более того, на определенном уровне
сложности системы начинают проявляться новые, системные
закономерности, не обусловленные (или слабо обусловленные)
физическими свойствами отдельных частей данной системы, но,
возможно, общие для систем разной природы.
Широко применяемыми при централизованном управлении
являются методы теории исследования операций.
Общая постановка задачи исследования операций в
детерминированном случае выглядит следующим образом. Пусть
имеется зависимость глобального показателя ЭМС от параметров
системы
G
λ = F(a1, a2, …, η1, η2, …),
где a1, а2 - управляемые параметры; η1, η2- неуправляемые.
Тогда задачу исследования операций можно математически
сформулировать так: при заданныx условиях η1, η2 ... найти такие
G
элементы решения a1, а2..., которые обращают показатель λ в
минимум (максимум).
Перед нами - типичная задача на поиск экстремума функции.
В простейших случаях она решается путем взятия производной
по аргументам, приравнивания ее нулю и решения полученной
системы уравнений. Однако этот проcтой метод в задачах
исследования операций имеет ограниченное применение,
поскольку число аргументов может быть велико. На элементы
решения часто наложены ограничения и, наконец, производные,
о которых идет речь, могут не существовать из-за дискретности
аргумента или особенностей функции F.
Общих математических методов нахождения экстремумов
функций любого вида при наличии произвольных ограничений
не существует. Однако для случаев, когда функция и ограничения
обладают определенными свойствами, теория исследования
операций предлагает ряд
G специальных методов.
Если показатель λ зависит от элементов решения a1, а2...
линейно, и ограничения, наложенные на a1, а2.., имеют вид
139
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
G
линейных равенств (или неравенств), экстремум λ находится с
помощью специального аппарата, так называемого линейного
программирования. Если эти функции обладают другими
свойствами (например, квадратичны), применяется аппарат
выпуклого или квадратичного программирования, который также
позволяет найти решение.
Теорию массового обслуживания также обычно включают
как раздел в теорию исследования операций. Основными
понятиями
теории
массового
обслуживания
являются:
обслуживающие единицы или каналы обслуживания, поток
заявок или требований на обслуживание и характеристики
эффективности обслуживания, такие, как среднее число заявок,
которое может обслужить система, вероятность отказа в
обслуживании и т. д.
Если под каналами обслуживания понимать частотные
каналы, а под заявками - вызовы абонентов радиосети, то методы
теории массового обслуживания позволяют эффективно
организовать работу совокупности РЭС по времени.
Делают попытки решать задачи ЭМС с привлечением таких
специфических методов, как теория графов, теория игр. Так,
задача раскраски графов оказалась близко связанной с задачей
присвоения частот при телевизионном вещании. В некоторых
случаях проблема ЭМС стимулирует появление новых
математических методов, которые также можно отнести к теории
исследования операций. Была разработана теория однородных
сетей, используемая для разработки оптимального плана
использования
УКВ-каналов
при
покрытии
вещанием
определенного района земного шара. В 1963 г. с помощью этой
теории были разработаны планы по радио- и телевизионному
вещанию в метровом диапазоне волн для африканской зоны.
Как отмечалось, методы исследования операций оказываются
наиболее продуктивными при централизованной структуре
управления или в качестве задачи, решаемой координатором.
При рассмотрении децентрализованной организации
совокупности РЭС находит применение теория адаптивного
управления. Существует несколько подходов к разработке
адаптивных методов управления.
140
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Подход, близкий к классической теории управления,
предполагает достаточно полное описание системы (например, в
линейных разностных или дифференциальных уравнениях), а
неизвестные коэффициенты уравнений определяются в процессе
управления. Этот подход называют идентификационным, он
заключается в соединении оценок характеристик объекта с
классическими способами решения задач управления.
Более предпочтительным в задачах ЭМС может оказаться
подход, не требующий полного описания системы. Он основан
на понятии «управляемые случайные процессы», задаваемые,
например, семейством условных распределений вероятностей,
зависящих от управления и обучаемых систем. В случае
дискретного времени адаптивное управление представляется
автоматом специального вида или «коллективом» автоматов.
Представление
совокупности
РЭС,
как
«коллектива
взаимодействующих автоматов» позволяет отказаться от
централизованного управления. Если локальные целевые
функции качества автоматов сформулированы правильно, т.е.
обладают согласованностью, то автоматы должны в процессе
адаптации перейти к устойчивому состоянию, при котором
гарантируются оптимальные (квазиоптимальные) условия
совместимости.
Приведенный выше перечень не охватывает всего
разнообразия математических методов, которые могут
применяться в задаче организации работы РЭС с целью
обеспечения совместимости. Однако почти все они требуют
использования математического моделирования для поучения
количественных результатов. В ряде случаев моделирование
является единственным средством сравнительного анализа
различных вариантов организации работы совокупности РЭС.
141
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
6. УМЕНЬШЕНИЕ УРОВНЯ ВНЕПОЛОСНЫХ
ИЗЛУЧЕНИЙ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
6.1. Критерии оценки электромагнитной совместимости
радиотелекоммуникационных средств
Критерии
электромагнитной
совместимости
(ЭМС)
радиотелекоммуникационных средств (РТС) необходимы для
оценки соответствия их требованиям, удовлетворяющим
стандартным условиям работы [5, 12]. Эти критерии
используются при технической приемке. Другая группа
критериев [13, 14] применяется при оценке качества
функционирования
РТС
в
условиях
конкретной
электромагнитной обстановки (ЭМО) и на этапах их
проектирования. Однако в них не прослеживается связь с
общепринятыми эксплуатационными характеристиками РТС, не
учитываются потери в потенциалах РТС в условиях ЭМО.
Наконец, часто встречающаяся категорийность в оценке ЭМС (по
двухбалльной системе «удовлетворяет» или «не удовлетворяет»)
лишает гибкости сравнения с помощью этих критериев качества
работы РТС в условиях различной ЭМО.
При выборе критерия будем учитывать: а) его связь с
привычными эксплуатационными характеристиками РТС; б)
выполнение требования нормального функционирования РТС в
условиях ЭМО; в) фиксирование уровня допустимых потерь в
пороговом сигнале.
При определенной ЭМО может наблюдаться ухудшение
функционирования РТС, проявляющееся прежде всего в
ситуации приема слабых сигналов на границе чувствительности
РТС, когда качество R приема информации уже равно
предельному R0. Тогда работа РТС с выполнением требования
R ≥ R0 в условиях такой ЭМО может быть обеспечена только в
части рабочего диапазона частот ΔFp и исключения из него
участка ΔFn, где это требование нарушается. При этом
предполагается, что функционирование РТС в диапазоне
ΔF=ΔFp-ΔFn происходит в меньшем радиусе действия или в
прежнем, но за счет увеличения мощности излучения.
142
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Выполнение последних двух условий эквивалентно
увеличению мощности принимаемого сигнала на δPc или
снижению потенциала РТС в η0 раз
η0 = (Рс min + δРс) / Рс min,
(6.1)
где
Pc min
–
мощность
сигнала,
соответствующая
чувствительности приемного устройства РТС при отсутствии
непреднамеренных (НП) помех.
Чем больше допустимое η 0 и меньше R0, тем меньше ΔFn и
лучше использование частотного диапазона.
Обратим внимание, что ΔFn (или ΔFn/ΔFp) характеризует РТС
с системной позиции, важной для планирования эксплуатации его
организатором передачи сообщений, параметр R оценивает
действие РТС с точки зрения получателя сообщения, наконец η 0
позволяет оценить проектировщику РТС затраты (в потенциале),
которые необходимо вложить в РТС, функционирующее в
условиях ЭМО с целью обеспечения необходимых ΔF0 и R0.
Качество ЭМС РТС будем оценивать значением пораженной
непреднамеренной помехой полосой частот ΔFn части рабочего
диапазона (или ее значением, отнесенным к полосе всего
рабочего диапазона частот), в которой не обеспечивается
требуемое качество приема сообщения (R<R0) при максимально
допустимой величине снижения потенциала (η 0) РТС. Если
ΔFК – полоса частот, занимаемая одним каналом, ΔFП
эквивалентно числу пораженных каналов связи NП = ΔFП/ΔFК.
Введенный критерий отличается использованием комплекса
взаимосвязанных параметров. С его помощью можно сравнивать
эффективность различных РТС, ЭМС которых оценивается
поразному [14]. Применение этого критерия особенно удобно при
проектировании РТС, когда необходимо прогнозировать
ухудшение его эксплуатационных качеств за счет ЭМО и
особенно в экстремальных условиях, известных заранее, и тем
самым правильно сформулировать требование к потенциалу РТС.
Обозначим следующие мощности на выходе частотноизбирательного тракта радиоприемного устройства (РПУ) РТС:
Pc min – сигнала, соответствующая чувствительности РПУ;
Рш – собственных шумов РПУ и антенны;
143
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
PНП - мешающего воздействия, обязанного НП.
Примем обозначение
h0= Pc min /Рш – как отношение,
соответствующее заданному R0 (для дискретных систем R0 –
вероятность правильного приема).
Будем под Рш понимать мощность флуктуационного шума,
действие которого на выходе тракта, определяющего частотную
избирательность, эквивалентно мешающему эффекту НП с
мощностью Pнп.
Обозначим b = Pш / Pнп R =const - коэффициент шумовой
0
эквивалентности НП. Величина обратная b может быть
определена теоретически [13] и экспериментально.
В случае воздействия n помех, не нарушающих линейность
тракта РПУ,
n
Pш = ∑ bi Pнп i .
/
(6.2)
i =1
При воздействии НП при сохранении заданного R0
необходимо увеличить мощность сигнала на выходе тракта так,
чтобы
Pс min + δPc Pс min + δPc
h0 =
=
= h0 .
(6.3)
Pш + P 'ш
Pш + bPнп
Используя (6.3) согласно
увеличение потенциала РТС:
η0 = 1 +
(6.1),
получим
δPc
bP
= 1 + нп .
Pc min
Pш′
Из (6.2)-(6.4) получим условие, когда
функционирование РТС нарушается (R≤R0)
n
pш = ∑ bi Pнп i ≥ (η0 − 1) Pc min / h0 .
требуемое
(6.4)
нормальное
(6.5)
i =1
Значение мощности Р′ ш - при равенстве в (6.5) назовем
пороговым (Р′шп). Оно является функцией частоты, на которой
144
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
работает РТС при фиксированных параметрах ЭМО ρ = [l1 ,..., lk ] .
Здесь l – параметр ЭМО. Для каждого ρ может быть найдена
полоса пораженных частот ΔFП( ρ ), в которой
P 'ш ( f , ρ) ≥ P 'шп ( f , ρ) = (η0 − 1) Pc min / h0 .
(6.6)
Когда известна совместная плотность распределения W( ρ ),
то математическое ожидание полосы пораженных частот может
также служить оценкой ЭМС
< ΔFп >= ∫ ...∫ ΔFп (ρ)W (ρ)dl1...dlk .
l1
lk
Продемонстрируем методику определения ΔFп для
различных частных случаев при заданной ЭМО, предполагая, что
известна или могут быть получены (экспериментально [15] или
моделированием [4]) ХЧИ в смысле, которые используются в
расчетах ЭМС [5, 12].
1. Оценка ЭМС при воздействия НП по основному, соседнему
и побочному каналам приема.
Пусть ξ∀i ( f ', f ) – ХЧИ РПУ по основному (i=1), соседнему
(i=2) и побочному (i=3) каналу приема [11], где f’ – текущая
частота, ξ 2 ( f ', ρ) - энергетический спектр НП на входе в РПУ; в ρ ,
например, входят такие параметры, как частота основных и
побочных излучений передатчиков - источников НП, их
диаграммы направленности антенн передатчика и приемника.
Согласно (6.2)
n
fв
i =1
fн
P 'ш ( f , ρ) = ∑ bi ∫ ξ2 ( f ', ρ)ξ2∀i ( f ', f )df ' ,
где fв и fн – верхняя и нижняя частоты диапазона настройки
РПУ; bi - коэффициент шумовой эквивалентности, зависящий от
вида НП. Пользуясь последней зависимостью из условия (6),
определим ΔFП( ρ ).
2. Оценка ЭМС при воздействии НП, приводящей к
блокированию.
При блокировании происходит увеличение коэффициента
шума (Ш) РПУ [11]. В случае блокирования ШП > Ш в отсутствии
145
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
НП. Оценка ΔFП может быть получена для НП с амплитудой АП,
если известны ХЧИ по блокированию. С их помощью можно
получить ХЧИ, приведенные к частоте сигнала, (рис. 6.1)
Aп ( f ) = Фбл [ K бл ;
f п и A0 = const ;
f = var] ,
где Кбл = Ш/Шп – коэффициент блокирования; Aп(f) амплитуда помехи с частотой fп на входе приемника, на которой
достигается заданный Кбл при настройке РПУ на сигнал с
частотой
f0
и
амплитудой
А0 = 2 РС min 0 η0 PCmin
чувствительность РПУ.
Рис. 6.1. Полоса поражения при блокировании
Выразим h0 через мощности, пересчитанные на вход РПУ.
Тогда мощность шумов [15], пересчитанных на вход
приемника Pш вх = kT0 ΔFш ( Ш + t A − 1) ,
где k – постоянная Больцмана; T0 - температура окружающей
среды; ΔFш – эквивалентная шумовая полоса РПУ; tA –
относительная шумовая температура антенны. При воздействии
НП согласно (6.1) и (6.3)
Pc min η0
h0 =
.
(6.7)
kT0 ΔFш ( Ш / K бл + t A − 1)
Откуда допустимый коэффициент блокирования
K бл д =
где L = kT0 Ш / Pc min 0 .
146
h0 L
,
η0 − h0 L(t A − 1) / Ш
(6.8)
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
С помощью (6.7) и (6.8) для любой амплитуды помехи Aп0
может быть определена полоса поражения при блокировании (в
которой Кбл<Кбл доп) ΔFп=ΔFп1-ΔFп2 (рис. 6.1), где ΔFп0 – полоса
ТРЧ.
3. Оценка ЭМС при воздействии НП, образующей
перекрестные искажения (ПИ).
Рассмотрим случай отсутствия автомодуляции сигнала [15],
когда амплитуда НП не превышает 10-2…10-3В, и эффективность
борьбы НП может быть обеспечена путем увеличения мощности
сигнала.
ПИ
характеризуется
коэффициентом
перекрестных
искажений K пи = σ п 2 / P0 , где σ п 2 и P0 – мощности составляющих в
спектре выходного сигнала, обязанных действию НП и при их
отсутствии, когда фиксированы коэффициент модуляции помехи
mn и P0.
Полагая P0 = Pc min η0 и σ пор 2 = Pпи , найдем
P 'ш = bпи Pc min K пи η0 и h0 =
Pc min η0
Pш + bпи Pc min K пи η0
.
Отсюда
получается
уравнение
для
допустимого
коэффициента перекрестных искажений K пи доп = (η0 − 1) / η0 h0bпи ,
где bпи определяется, например, экспериментально для конкретного значения амплитуды помехи Aп.
Для определения ΔFп необходимо иметь ХЧИ по ПИ, с
помощью которых построить ХЧИ по ПИ, приведенные к частоте
сигнала с амплитудой на входе А0 (рис. 6.2).
Aп ( f , mn ) = Фпи [ K пи , f п , A0
и
mn = const ;
f = var] .
(6.9)
Для заданных Aп0 и Kпи доп прочих фиксированных
параметрах полоса пораженных частот ΔFп=ΔFп1+ΔFп2+ΔFп3, где
ΔFп1 – полоса пропускания входного фильтра РПУ [11].
147
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 6.2. Полоса поражения при перекрестных искажениях
4. Оценка ЭМС при воздействии НП, приводящей к
интермодуляции.
При интермодуляции происходит преобразование частотных
составляющих в виде аддитивной комбинации гармоник частот
непреднамеренных помех, равных, в общем случае, частотам,
лежащим в полосе пропускания ХЧИ по основному, соседнему и
побочному каналам приема. Интермодуляция (ИМ) оценивается
коэффициентом ИМ [11,12] K им = σим 2 / P0 , где σим 2 = Pнп –
мощности составляющих НП, обязанных эффекту ИМ в
отсутствие сигнала.
Обозначим bим = P 'ш σим 2
. Тогда по аналогии со случаем
R0 =const
оценки
ЭМС
ПИ
получим
допустимое
значение K им доп = (h0 − 1) / h0 η0bим , где bим определяется так же, как
и bим (см. п.3).
Зафиксируем параметры ЭМО, т.е. частоту и амплитуду НП
на входе РПУ. Для данной ЭМО ρ мощность σ2им(f) может быть
получена экспериментально и рассчитана по семействам ХЧИ по
интермодуляции, а затем получена ΔFп(ρ i). Из условия
σим 2 > K им доп P0 (рис. 6.3) ΔFп( ρ i) = ΔF1 + ΔF2.
148
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 6.3. Полоса поражения при интермодуляции
Рассмотренная методика может быть использована для
любого числа интермодуляционных помех и их порядков
преобразования.
Таким образом, введен критерий оценки ЭМС РТС,
увязывающий полосу пораженных частот, качество передачи
сообщения
и
потенциал
РТС.
Критерий
позволяет
сформулировать требование к потенциалу РТС с учетом
нормальной его работы в прогнозируемой ЭМО. Использование
критерия особенно эффективно в процессе проектирования РТС
при прогнозировании его характеристик в условиях ожидаемой
ЭМО.
Предложенная методика оценки ЭМС РТС, основанная на
использовании ХЧИ по разным видам помех (общепринятых
ГОСТом), позволяет оценить полосу пораженных частот с учетом
чувствительности РПУ и допустимых потерь в потенциале.
6.2. Методика оценки электромагнитной совместимости
радиотелекоммуникационных систем
Данному вопросу посвящены работы [11, 13, 16]. Так,
методика оценки электромагнитной совместимости комплекса
радиоэлектронных средств (РЭС) одним качественным
показателем изложена в [16], где вводится «коэффициент ЭМС».
Например, для комплекса одинаковых РЭС
Ксп = Nсп/(Nn),
где n – общее число РЭС; Nсп – число совместных сочетаний
рабочих частот; N – число ситуаций сочетаний частот.
149
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Под совместными понимают те сочетания работающих РЭС,
при которых взаимные помехи не приводят к недопустимому
снижению эффективности работ РЭС.
Коэффициент ЭМС характеризует частотные возможности
комплекса РЭС в условиях непреднамеренных помех. Поэтому
использование такой методики целесообразно в том случае, если
имеется возможность обеспечения ЭМС РЭС путем
соответствующего выбора их рабочих частот.
Методика оценки ЭМС РЭС с помощью вероятности ЭМС v0
и коэффициента непреднамеренных помех КН.П приведена в
работе [11]. По смыслу эта вероятность характеризует ЭМС
системы в целом:
n
⎡
⎤
v0 = exp ⎢ − N ∏ ΔX i ω( xi ) ⎥ ,
i =1
⎣
⎦
n
где N ∏ ΔX i ω( xi ) - среднее число сигналов на выходе фильтра,
i =1
которое приходится на эффективную полосу ΔХЭ, если фильтр
имеет прямоугольную характеристику избирательности шириной
ΔХЭ; хi – значение параметра непреднамеренных помех внутри
ΔХЭ; N – число источников непреднамеренных помех; n – число
фильтров радиоприемных устройств (РПУ).
Значение v0 зависит от электромагнитной обстановки (ЭМО),
параметров РПУ и эффективности мешающего воздействия
помех на полезный сигнал, а следовательно, на возможность
выполнения РЭС своих функций. При принятых моделях эта
вероятность характеризует отсутствие непреднамеренных помех
на выходе РПУ, в котором нет полезного сигнала.
Коэффициентом непреднамеренных помех называется число
КН.П, которое показывает, во сколько раз в среднем надо
повысить
порог
приема
в
условиях
воздействия
непреднамеренных помех, чтобы сохранить необходимое
превышение порогового уровня сигнала над уровнем помехи
таким же, каким оно было без непреднамеренных помех. Для
приемника с большим динамическим диапазоном и мощностью
непреднамеренных
помех,
имеющих
гиперболическое
распределение 2-й степени, КН.П можно представить в виде [11]
150
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
⎛ P max ⎞ n
К Н . П = 1 + Na ln ⎜
⎟ ∏ ω( xi )ΔX эi ,
P
0
⎝
⎠ i =1
где N – число источников непреднамеренных помех; а –
отношение сигнал/шум; ΔХэi – эффективная полоса i-го фильтра;
ω( xi ) - плотность вероятности; Рmax/P0 – динамический диапазон
входных сигналов.
Сопоставление v0 и КН.П, полученных в результате расчетов, с
требуемыми заданными величинами v0ЗАД и КН.П зад позволяет
сделать выводы о работоспособности РЭС. ЭМС обеспечена,
если удовлетворены требования по двум (вероятностному и
энергетическому) показателям [13].
Коэффициент ЭМС Ксп является довольно общим критерием.
Он наиболее полный и характеризует ЭМС всего объекта связи.
Однако при использовании такого критерия необходимо
выполнить громоздкие расчеты. Кроме того, имеется большое
количество неопределенностей, которые могут возникнуть при
таких расчетах.
Ни вероятность ЭМС v0, ни коэффициент непреднамеренных
помех КН.П не дают комплексной оценки ЭМС РЭС даже для
одного вида помех.
В [13] приведены критерии оценки ЭМС РЭС, основанные на
детерминистическом,
вероятностном
и
информационном
подходах. Непосредственно в работе используется оценка ЭМС
РЭС по порогу восприимчивости и нормируемым показателям,
что позволяет лишь формально судить о выполнении или
невыполнении условий ЭМС.
Такие критерии оценки не дают возможности провести
количественную оценку ЭМС РТС. Например, могут встретиться
самые разные ситуации, когда уровень непреднамеренной помехи
намного меньше порогового уровня (Рн.п « Pпор), меньше
(Рн.п. < Рпор) и незначительно меньше порогового уровня. В этом
примере на основе приведенного критерия оценки ЭМС можно
дать один ответ – условия ЭМС выполняются, хотя степень
влияния непреднамеренных помех на характеристики РТС
разная.
Применение информационного критерия оценки ЭМС РТС
предполагает учет потерянной информации при воздействии
151
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
непреднамеренных помех. Здесь могут оказаться трудности в
определении потерянной информации и возможно появление
ряда неопределенностей. Такой критерий является слишком
общим, и трактовка качества ЭМС при его использовании в ряде
случаев может быть затруднительной. В данных критериях почти
не прослеживается связь с эксплуатационными характеристиками
систем связи в условиях ЭМС, что может не удовлетворять
специалистов, занимающихся эксплуатацией РТС.
Желательно ввести такой критерий оценки ЭМС РТС,
который при допустимом ухудшении качества связи за счет
влияния ЭМО радиостанции (допустимом снижении потенциала
радиолинии) характеризовал бы снижение эксплуатационных
характеристик радиолинии.
Так как воздействие соседних радиостанций приводит к
ухудшению связи по многим радиоканалам, то в качестве
критерия оценки ЭМС РТС может быть принята оценка
пораженного диапазона радиочастот или числа пораженных
радиоканалов. Использование такого критерия позволяет за счет
неопределенных
помех
определить
эксплуатационные
характеристики, например диапазон пораженных частот.
В соответствии с принятой моделью теории ЭМС [13] работа
РЭС также обеспечивается с некоторым допустимым снижением
потенциала при воздействии непреднамеренных помех. Пусть
задано минимальное отношение сигнал/шум на входе РПУ или
максимальная дальность связи при заданном качестве приема и
допустимое снижение потенциала радиолинии или допустимое
уменьшение дальности радиосвязи в условиях эксплуатации РПУ
совместно с другими радиосредствами. Будем оценивать качество
ЭМС с заданной ЭМО числом пораженных каналов приема v, для
которых потенциал радиолинии становится меньше допустимого
или дальность связи меньше заданной. В качестве
непреднамеренных помех будем использовать внеполосные
излучения соседних РТС.
Итак, критерий оценки ЭМС РТС выбран. Теперь
необходимо разработать методику оценки ЭМС РТС с помощью
предложенного критерия. Суть методики заключается в
следующем.
152
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Пусть
на
вход
РПУ
воздействует
множество
непреднамеренных помех. По условию при наличии Рвн ≠ 0 и при
ее отсутствии должно обеспечиваться требуемое отношение
сигнал/помеха h0, при котором Рош = const.
Тогда
P
Pc min + ΔP1 + ΔP2 + ... + ΔPN
,
(6.10)
h0 = c min =
PШ
PШ + ΔРШ 1 + ΔРШ 2 + ... + ΔРШN
где Рcmin – минимальная мощность сигнала, обеспечивающая Рош
= const при отсутствии внеполосных излучений; Рш – мощность
собственных шумов приемника; ∆Р1, ∆Р2, … ∆РN – увеличение
мощности сигнала, обусловленное воздействием 1,2,…,N-го
источников внеполосного излучения (для обеспечения заданной
вероятности Рош = const); ∆Рш1, ∆Рш2, … ∆РшN – мощность
шумов, эквивалентная мощностям 1, 2, …, N-го источника
внеполосных излучений.
Воспользовавшись выражением (6.10), определим мощность
шумов. Для этого сделаем некоторые преобразования:
Рcmin (Рш+∆Рш1+∆Рш2+ … +∆РшN) = Рш (Рcmin+∆Р1 +∆Р2,+… +∆РN). (6.11)
В выражении (6.11) левую и правую части разделим на Рcmin,
в результате чего получим
(ΔP1 + ΔP2 + ... + ΔPN ) PШ
. (6.12)
ΔРШ 1 + ΔРШ 2 + ... + ΔРШN =
Pc min
Затем, умножив числитель и знаменатель выражения (6.12)
на Рcmin, найдем
(ΔP1 + ΔP2 + ... + ΔPN ) РШ
ΔРШ 1 + ΔРШ 2 + ... + ΔРШN =
Pc min . (6.13)
Pc min
Pc min
Дробь в выражении (6.13) представим следующим образом:
ΔP1 + ΔP2 + ... + ΔPN
= aΣ ,
Pc min
где а∑ - допустимое снижение потенциала РЭС за счет действия
внеполосных излучений.
Подставив ∆Р1 + ∆Р2 + … + ∆Р, найдем
аΣ = ∆Р/Рcmin.
(6.14)
Подставив (6.14) в (6.13), получим
153
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ΔРШ 1 + ΔРШ 2 + ... + ΔРШN =
aΣ
Pc min .
h0
Выразим мощность шумов, эквивалентную
внеполосных излучений, следующим образом:
(6.15)
мощности
∆Рш1 = b1P1, ∆Рш2 = b2P2, …, ∆РшN = bNPN,
(6.16)
где b1, b2, …, bN - коэффициенты шумовой эквивалентности
внеполосных излучений 1, 2, …, N-го источников; P1, P2, …,PN –
мощность внеполосных излучений.
Воспользовавшись выражениями (6.15) и (6.16), получим
b1 P1 + b 2 P2 + ... + bN PN =
aΣ
Pc min .
h0
(6.17)
Выражение (6.17) можно представить по-иному:
N
a
bi Pi = Σ Pc min .
(6.18)
∑
h0
i =1
При большом числе источников непреднамеренных помех
значение b может быть принято равным 1. При числе источников
помех, примерно равном 3…4, коэффициенты b1, b2, …, bi для
каждого источника непреднамеренных помех определяют
экспериментально (bi ≈ 2,7 [11]). В остальных случаях b находят
экспериментально или теоретически.
Представим коэффициент шумовой эквивалентности b
следующим образом:
b = ∆Рш/PВН ,
(6.19)
где ∆Рш – мощность шумов, эквивалентная мощность
внеполосных излучений; РВН – мощность внеполосных излучений
в полосе частот сигнала.
Подставив (6.19) и (6.18), найдем суммарную мощность
внеполосных излучений, соответствующую допустимому
снижению радиолинии:
154
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
aΣ
(6.20)
Pc min .
bh0
Из выражения (6.20) можно получить еще одно соотношение:
PBH 0 aΣ
.
=
Pc min bh0
PBH 0 =
Более
образом:
общее
выражение
РВН
представим
следующим
∞
PBH ( f 0 ) =
2
G
(
f
)
Y
( f 0 , f )df ,
∫
(6.21)
−∞
где G(f) – спектральная плотность внеполосных излучений;
Y2(f0, f) – характеристика частотной избирательности приемника.
Мощность внеполосных излучений в заданной полосе ∆f,
определяемая при наличии графика спектральной плотности G(f),
PBH(f) = G (f) ∆FШ,
где ∆FШ – шумовая полоса приемника.
Обратим внимание, что спектральную мощность помех,
являющуюся суммой мощностей непреднамеренных излучений
PBH(f), корректно определять с учетом взаимного расположения
диаграммы направленности (ДН) передающей и приемной антенн
каждого источника помех и приемника. Мощность i-го
излучателя непреднамеренных помех на стороне приемного
устройства, где определяется ЭМС, выражается следующим
образом:
PBH . BX (ϕ Aϕ∀ , f ) = GΔf ( f ) K ЗАТ а А (ϕ А )а∀ (ϕ∀ ) ,
где G∆f(f) – спектральная плотность мощности непреднамеренных
излучений на стороне РПУ; а А (ϕ А ), а∀ (ϕ∀ ) - ДН передающей и
приемной антенн соответственно; Кзат – коэффициент затухания
непреднамеренных излучений при распространении от источника
к РПУ.
Пусть W (ϕ А , ϕ∀ ) - совместная плотность вероятности
расположения направлений излучения передающей и приемной
155
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
антенн. Тогда среднюю мощность на входе РПУ можно
определить как
2π 2π
PВН . ВХ (ϕ А , ϕ∀ , f ) =
∫ ∫G
Δf
( f ) K ЗАТ а А (ϕ А )а∀ (ϕ∀ )W (ϕ А , ϕ∀ )d ϕ А d ϕ∀ .
0 0
Подобную операцию необходимо проводить для каждого i-го
излучателя непреднамеренных помех, а затем складывать для
получения суммарной мощности.
Предлагаемая методика расчета PBH(f0) дает нестрогое
значение Pвн > Pвн порог. Однако вблизи порога Pвн > Pвн порог
вследствие нелинейности амплитудных характеристик каскадов
за счет перегрузки.
Практически значения Pвн порог, Pвн определяются по данной
методике точно, так как перегрузка РПУ при этих параметрах
(Pвн порог, Pвн) не происходит. Покажем это.
Суммарная мощность на входе РПУ при воздействии
непреднамеренных помех имеет вид
N
N
i =1
i =1
PBX Σ = Pc min + ∑ ΔP + ∑ PBHi .
(6.22)
С учетом выражений (6.14) и (6.22) запишем максимальную
мощность на входе РПУ:
N
PBX max = Pc min + aPc min + ∑ PBHi .
(6.23)
i =1
Преобразуем выражение (6.23) к удобному виду. Для этого
воспользуемся выражением (6.18):
⎛
a
a ⎞
Pc min = Pc min ⎜1 + a +
⎟
bh0
bh0 ⎠
i =1
⎝
. (6.24)
Как будет показано ниже, значения b и h0 примерно
одинаковы. Тогда выражение (6.24) можно записать следующим
образом: PBXmin ≈ Pcmin (1+2a)
При входном динамическом диапазоне, равном 20 дБ,
PBXmin ≈ Pcmin (1+2a)=100.
Отсюда a ≈ 50.
Аналогичная методика может быть использована для оценки
ЭМС РЭС по побочным каналам приема. В этом случае для
N
PBX max = Pc min (1 + a ) + ∑ PBHi = Pc min (1 + a ) +
156
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
определения распределения мощности Рп.к по побочным каналам
приема в фиксированной ЭМО необходимо получить
произведение
aн.п.к (f0)Pвн.доп(f0) = Pп.к ,
где ан.п.к – нормированная АЧХ по побочным каналам приема
(нормированная к мощности, проходящей через основной канал
приема); Рвн.доп (f0) – допустимая мощность внеполосных
излучений, при которой ухудшение потенциала радиолинии не
превышает допустимого.
Тогда число пораженных каналов за счет побочного канала
приема определяют по превышению уровня мощности
относительно Рп.к.доп.
При определении общего числа пораженных каналов по
основному и побочному каналам приема их число нужно сложить
и исключить одноименные пораженные каналы.
Аналогичная оценка ЭМС РЭС может быть использована при
наличии характеристик частотной избирательности (ХЧИ) по
блокированию, перекрестным искажениям и интермодуляции.
Дадим методику оценки качества ЭМС по предложенному
критерию на примере оценки по всем возможным каналам
приема. Известно, что тактико-технические характеристики РЭС,
влияющие на их ЭМС, для приемного устройства включают
характеристики частотной избирательности по: основному
каналу Nо.к, побочным каналам Nп.к, по блокированию Nб,
перекрестным искажениям Nп.и, интермодуляции Nим.
Будем рассматривать Nк как сумму числа пораженных
каналов связи за счет каждого вида упомянутых выше
характеристик частотной избирательности:
Nk = No.k + Nп.к + Nб + Nп.и + Nим
при условии, что общие пораженные каналы учитываются только
один раз. В отдельных частных случаях оценка характеристики
ЭМС может быть сделана не по всем, а по одному виду
избирательности приемного устройства.
Использование данного критерия оценки ЭМС может быть
обобщено на случай усредненной ЭМО. Пусть диапазон
пораженных каналов Nk(L) соответствует конкретной ЭМО L.
157
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Если известная W(L), то ЭМС может быть оценена средним
значением.
N K = ∫ N K ( L)W ( L)dL
L
или максимальным числом пораженных каналов N kLMAX ,
соответствующим наиболее неблагоприятной ЭМС.
Предложенный критерий оценки может быть использован и
для характеристик ЭМС в дуэльной ситуации для выявления
свойств ЭМС приемопередающих устройств, участвующих в
работе. Это предложение используется ниже для оценки ЭМС за
счет уменьшения внеполосных излучений сигналов с угловой
модуляцией.
Задавшись
различными
значениями
а∑ ,
получим
неодинаковые диапазоны пораженных частот. Этим могут
воспользоваться разработчики аппаратуры радиосвязи для
определения ее тактико-технических характеристик.
Так как коэффициент шумовой эквивалентности b
непреднамеренных помех может иметь самые различные
значения, то, применив моделирование, можно определить
диапазон пораженных частот для разных ситуаций.
В процессе эксплуатации комплекса РЭС предложенный
критерий позволяет провести оценку пораженного диапазона
частот, выраженную непосредственно в денежной форме.
6.3. Оптимизация модулирующей функции частотноманипулированных сигналов с учетом уровня внеполосных
излучений и помехоустойчивости
Частотноманипулированные (ЧМн) сигналы при мгновенном
переходе от одной частоты «нажатия» к другой частоте
«отжатия» имеют большой уровень внеполосных излучений
(ВИ), что отрицательно сказывается на электромагнитной
совместимости радиоэлектронных средств (ЭМС РЭС). При
передаче дискретных сигналов с угловой модуляцией для
уменьшения уровня ВИ используются скругления фронтов
модулирующей функции (МФ) [17]. При этом улучшается ЭМС,
особенно при воздействии ВИ по основному каналу приема [18]
158
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
совместно
работающих
РЭС,
однако
ухудшается
помехоустойчивость приема сигналов со скруглением МФ.
Решение поставленной задачи для сигналов с ЧМн в
известной научно-технической литературе авторами не
обнаружено. Однако она решена авторами для сигналов с
фазовой манипуляцией (ФМн) [18]. Используем методику,
изложенную в работе [18], применительно к ЧМн сигналам. Для
этого сначала определимся с модулирующими функциями, затем
рассчитаем спектры ЧМн сигналов с выбранными МФ и
параметрами
скругления
фронтов
манипуляции
и
удовлетворяющими нормам на ширину полосы частот (НШПЧ) и
внеполосным
излучениям
[7,9].
Далее
рассчитаем
помехоустойчивость таких сигналов. После этого найдем так
называемый коэффициент скругления, по величине которого
можно судить о близости к оптимальной МФ и параметрам
скругления.
В качестве МФ сигнала выберем две крайние:
прямоугольную и синусоидальную, как одну из наиболее гладких
функций, а также трапецеидальную. Изменяя параметры
скругления трапецеидальной МФ, можно приблизиться, с одной
стороны, к прямоугольной, а с другой стороны, к синусоидальной
МФ.
В соответствии с [17] ЧМн сигнал с прямоугольным законом
изменения частоты можно представить (рис. 6.4а)
S(t) = sin [ωt + φ(t)],
(6.25)
d
для которого ϕ представлена прямой линией. При этом φ(0) = 0.
dt
Обозначим частоту повторения импульсов, соответствующую
периоду повторения 2τ, через Ω, индекс частотной манипуляции
m = φ’/Ω.
Поскольку ω и Ω в общем случае находятся в рациональном
соотношении, то f(t) нельзя представить в виде ряда Фурье. Но
мы можем представить эту функцию (6.25) в виде [17]
f (t ) = sin(ωt ) + cos ϕ(t ) + cos(ωt ) + sin ϕ(t )
или
159
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
a0
1 ∞
f (t ) = sin ωt + ∑ {an [sin(ω + nΩ)t + sin(ω + nΩ)t ] + bn [sin(ω + nΩ)t − sin(ω −
2
2 n=1
a2
1 ∞
= sin ωt + ∑ [ (an + bn )sin(ω + nΩ)t + ( an − bn )sin(ω − nΩ)t ]. (6.26)
2
2 n=1
Опуская промежуточные вычисления, получаем
2
(6.27)
(m sin an ) ,
Cn =
π( n 2 + m 2 )
π
где an = (n − m) .
2
Если частота ЧМн сигнала при переходе от одного значения к
другому изменяется по трапецеидальному закону (рис. 6.4б), или
dϕ
определяется
синусоидальному (рис. 6.4в), для которых
dt
ломаной линий или плавной линией соответственно, то,
используя такой же подход, как и в [17], получим сложные
аналитические выражения для расчета амплитудных спектров
таких сигналов.
Так для ЧМн сигналов с трапецеидальным законом изменения
частоты в соответствии с выражением (6.26) [22] имеем
2
⎧
π⎤
π⎤
⎫
⎡
⎡
cos
(1
)
sin
sin
(1
)
cos
m
n
a
n
n
a
−
ξ
−
−
−
ξ
⎨
n
n ⎬,
⎢⎣
⎢⎣
2 ⎥⎦
2 ⎥⎦
π(n 2 − m 2 ) ⎩
⎭
τ
где Аn – амплитуда п-го компонента; ξ = 1 . В соответствии с [17]
τ
общая амплитуда п-го компонента будет Cn = An + Bn .
Подобным образом можно поступить для определения
аналитического выражения ЧМн сигнала с синусоидальным
законом изменения частоты [22].
МФ
с
синусоидальным
законом
отличается
от
⎛ τ 2τ − τ1 ⎞
трапецеидальных лишь на интервале ⎜ 1 ,
⎟ . Поэтому общая
2
2
⎝
⎠
амплитуда
п-го
компонента
будет
иметь
вид En = E− n = An + Dn = An − Dn .
An =
160
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 6.4. Модулирующие функции: прямоугольная – а;
трапециидальная- б; синусоидальная - в
По разработанным алгоритмам и программам с помощью
изменения частоты, которые представлены на рис. 6.5 – 6.7.
Рис. 6.5. Огибающие спектров ЧМн сигналов с различными законами
(прямоугольному – 1; трапецеидальному – 2; синусоидальному – 3) и
параметрами изменения частоты δ = 0,05, m = 10
161
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 6.6. Огибающие спектров ЧМн сигналов с различными законами
(прямоугольному – 1; трапецеидальному – 2; синусоидальному – 3) и
параметрами изменения частоты δ = 0,25, m = 10
Рис. 6.7. Огибающие спектров ЧМн сигналов с различными законами
(прямоугольному – 1; трапецеидальному – 2; синусоидальному – 3) и
параметрами изменения частоты δ = 0,05, m = 10
Как видно из рис. 6.5 – 6.7 наибольшую скорость спадания
огибающей спектра имеет ЧМн сигнал с синусоидальным
законом скругления фронтов манипуляции, а наименьшую –
прямоугольный закон. Нас интересуют ЧМн сигналы, которые
удовлетворяют общесоюзным нормам на ширину полосы частот
и внеполосным спектрам излучений радиопередающих устройств
гражданского назначения. С учетом этого были определены такие
ЧМн сигналы.
162
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Следующим шагом в решении поставленной задачи является
оценка помехоустойчивости ЧМн сигналов с упомянутыми выше
законами
и
параметрами
скругления
ξ = τ1 / τ0 фронтов
манипуляции. При этом учитываются только те ЧМн сигналы,
которые обладают помехоустойчивостью не хуже Рош = 10-3.
Расчет помехоустойчивости осуществляется в соответствии с
выражением
⎛ a2 ⎞
1
exp ⎜ − ⎟ ,
PОШ ≈
2πa
⎝ 2 ⎠
E
где a 2 = 0 (1 − ρ S ) = h02 (1 − ρ S ) , Е0 – энергия сигнала; N0 –
N0
спектральная плотность мощности шума; h02 - энергетическое
отношение сигнал/шум; ρs – коэффициент взаимной корреляции
между сигналами на интервале анализа (0, τ0).
Величина коэффициента взаимной корреляции характеризует
различие между сигналами, поэтому значение ρs можно
рассматривать как меру этого различия, а границы возможных
значений ρs – как предел этой меры. Для случая двух
ортогональных сигналов ρs =0, что соответствует ЧМн сигналу с
прямоугольным законом изменения частоты. Значения (1 - ρs) для
трапецеидального и синусоидального законов изменения частоты
и различных значений ξ представлены в табл. 6.1.
Таблица 6.1
Численные значения (1- ρs) при различных значениях ξ
ξ
Закон
измерения
частоты
Прямоугольный
0,1
0,3
(1 - ρs)
0,5
0
0
0
0
0
Трапецеидальный
0,32
0,46
0,67
0,82
0,88
Синусоидальный
0,26
0,39
0,63
0,75
0,85
0,7
0,8
163
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Результаты расчета помехоустойчивости ЧМн сигналов с
различными законами и параметрами скругления фронтов
манипуляции представлены на рис. 6.8.
Как видно из рис. 6.8, наилучшей помехоустойчивостью
обладают сигналы с прямоугольным законом изменения частоты
(кривая 1), за ней следует кривая 2, соответствующая
трапецеидальному закону изменения частоты с параметром
скругления ξ = 0,9. Кривая 3 соответствует синусоидальному
закону изменения частоты ξ=0,9.
Помехоустойчивость ЧМн сигналов с трапецеидальным
законом изменения частоты выше помехоустойчивости таких
сигналов с синусоидальным законом изменения частоты при
одних и тех же значениях ξ. Кроме того, помехоустойчивости
Рош=10-3 не удовлетворяют ЧМн сигналы с трапецеидальным и
синусоидальным законом изменения частоты при ξ=0,3 и ξ=0,1
(кривые 8 – 11).
Для удобства согласования в обозначениях настоящей
работы и работы [18], в дальнейшем будем пользоваться
обозначениям δ=(1- ξ).
Рис. 6.8 Помехоустойчивость ЧМн сигналов с различными
изменениями частоты: прямоугольному – 1;
трапецеидальному – 2 (ξ = 0,9); синусоидальному – 3 (ξ = 0,9);
трапецеидальному – 4 (ξ = 0,7); синусоидальному – 5 (ξ = 0,7);
трапецеидальному – 6 (ξ = 0,5); синусоидальному – 7 (ξ = 0,5)
Оценим влияние ВИ (улучшение ЭМС) за счет введения
скругления относительным уменьшением Кξ мощности
спектральных составляющих излучаемого сигнала, лежащих за
164
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
пределами необходимой ширины полосы частот Вн [18],
ограниченными полосой частот ВИ (Вни)
(6.28)
Кδ = (Sδ=0 – Sδ>0) / Sδ=0,
где Sδ=0 и Sδ>0 – мощности ВИ при δ=0 и δ>0. Чем больше Кδ, тем
меньше ВИ; Вн и Вни определяются для сигнала без скругления.
С ошибкой, не превышающей 15%, в большинстве
практических случаев вместо (6.28) удобно пользоваться
выражением
(6.29)
Kδ = [(G1 – G1’) + (G2 – G2’)]/(G1 + G2),
где G1 и G’ – значения огибающих спектров ВИ соответственно
для δ=0 и δ>0; G1 и G1’ и G2 и G2’ – ординаты огибающих
спектров, отсчитываемых на частотах f0+Вн/2 и f0-Вн/2 (f0 –
несущая частота, Вн – необходимая ширина излучения сигнала).
Уровень отсчета Вни следует устанавливать отдельно для
каждого класса излучений [12].
Снижение помехоустойчивости за счет скругления фронтов
МФ оценим относительным ухудшением энергетического
отношения сигнал/помеха
Vδ = (hδ>0 – hδ=0) / hδ=0,
(6.30)
где hδ>0 и hδ=0 – энергетические отношения сигнал-помеха,
требующие для получения одной и той же вероятности ошибки
Рош в случае скругления фронтов МФ и без него соответственно;
Vδ определяет относительное снижение потенциала радиолинии
за счет использования сигналов со скругленными МФ (чем
больше δ, тем больше Vδ).
Оценка качества скругления фронтов МФ r(δ) = Kδ/ Vδ.
Назовем это отношение критерием скругления. Согласно (6.29) и
(6.30)
( S − Sδ>0 )hδ=0
rδ = δ=0
(hδ>0 − hδ=0 ) Sδ=0
или
⎡⎣(G1 − G1' ) + (G2 − G2' ) ⎤⎦ hδ=0
r ( δ) =
(6.31)
(hδ>0 − hδ=0 )(G1 − G2 )
Так как с увеличением δ наблюдается уменьшение
составляющих спектра ВИ и ухудшение помехоустойчивости
приема сигналов со скругленными МФ, rδ может иметь
165
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
максимум, соответствующий δ= δ*. При изменении параметра
скругления в сторону δ* относительное приращение уменьшения
мощности ВИ (Кδ - Кδ*)/Кδ меньше относительного приращения
снижения потенциала радиолинии (Vδ - Vδ*)/Vδ. Чем больше r(δ),
тем лучше в смысле выбранного критерия скругления. По
значениям r(δ) можно сравнивать между собой разные законы
скругления фронтов манипуляции ЧМн сигналов.
Спектры сигналов с разными МФ и методы их вычисления
приведены в [22], а значения h можно получить из [18]. В
соответствии с выражением (6.31) были проведены расчеты,
результаты которых приведены на рис. 6.9.
Рис 6.9. Зависимость обобщенного коэффициента скругления от
законов и параметров скругления фронтов манипуляции ЧМн
сигналов: синусоидальный закон – 1, 3, 5; трапецеидальный закон – 2,
4, 6; кривые 1, 2 – при m = 10; кривые 3, 4 – при m = 15; кривые 5, 6 –
при m = 20
Как видно из рис. 6.9, наибольшее значение r(δ) получилось
при параметре скругления δ=0,35 при трапецеидальном законе
скругления, разных индексах модуляции. Кроме того, r(δ)
увеличивается с увеличением индекса модуляции, но его
максимальное значение остается при δ=0,35
Модулирующую
функцию
любого
вида
нетрудно
реализовать технически.
166
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Обеспечение электромагнитной совместимости в настоящее
время формируется в самостоятельное научно-техническое
направление со своими специфическими идеями, методами
прогноза, исследования и конструирования. Необходимость
изучения в вузах основных вопросов, относящихся к проблеме
электромагнитных средств, вытекает из практики инженерной
деятельности и неоднократно подтвердилась на симпозиумах,
конференциях, семинарах различного уровня.
В учебном пособии рассмотрены вопросы электромагнитной
обстановки в совокупности средств, характеристики и модели
непреднамеренных помех, характеристики направленности
антенн и затухания при распространении в задачах ЭМС,
характеристики восприимчивости рецепторов и их модели в
задачах
ЭМС,
методы
обеспечения
электромагнитной
совместимости,
уменьшения
уровня
электромагнитной
совместимости радиотехнических и телекоммуникационных
систем.
Из-за ограниченного объема пособия не удалось рассмотреть
такие вопросы, как распределение частот в совокупности РТС,
применение сложных сигналов в задаче эффективного
использования
спектра,
повышение
эффективности
использования радиочастотного ресурса путем управления
характеристиками сигнала.
Рассмотренные вопросы составляют лишь основу, на которой
может базироваться курс ЭМС РТС.
Авторы надеются, что пособие окажется полезным для
студентов,
изучающих
вопросы
электромагнитной
совместимости РТС.
167
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ЛИТЕРАТУРА
1. Виноградов Е.М., Винокуров В.И., Харченко И.П.
Электромагнитная
совместимость
радиоэлектронных
средств. Л.: Судостроение, 1986. 264 с.
2. Князев А.Д. Элементы теории и практики обеспечения
электромагнитной
совместимости
радиоэлектронных
средств. М.: Радио и связь, 1984.
3. ГОСТ 24375-80. Связь. Термины и определения.
4. Михайлов А.С. Измерение параметров ЭМС РЭС. М.:
Связь, 1980.
5. ГОСТ 23611-79. Совместимость радиоэлектронных
средств электромагнитная. Термины и определения.
6. Электромагнитная совместимость и непреднамеренные
помехи / Пер. с англ. под ред. Сапгира И.П. М.: Сов.
радио, Т.1, 1975.
7. Общесоюзные нормы на ширину полосы частот и
внеполосных
излучений
радиосигналов
устройств
гражданского назначения / Нормы, 1986. – М.:
Государственная комиссия по радиочастотам СССР.
8. Егоров Е.И. Новая система обозначения радиоизлучений //
Электросвязь, 1981. № 12.
9. Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений
радиопередатчиков всех категорий и назначений
(гражданских образцов). М.: Связь, 1972.
10. Голубев
В.Н.
Эффективная
избирательность
радиоприемных устройств. М.: Связь, 1978.
11. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных
средств и систем / Под ред. Н.М. Царькова. М.: Радио и
связь, 1985.
12. ГОСТ 50016-92. Совместимость технических средств
электромагнитная. Требования к ширине полосы
радиочастот
и
внеполосным
излучениям
радиопередатчиков.
13. Апорович А.Ф. Статистическая теория электромагнитной
совместимости радиоэлектронных средств. М.: Наука и
техника, 1984.
168
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
14. Егоров Е.И., Калашников Н.И., Михайлов А.С.
Использование радиочастотного спектра и радиопомехи.
М.: Радио и связь, 1986.
15. Комиссаров Ю.А., Родионов С.С. Помехоустойчивость и
электромагнитная
совместимость
радиоэлектронных
средств. Киев: Техника, 1978.
16. Михин
Н.Д.
Электромагнитная
совместимость
спутниковых
и
традиционных
радиотехнических
устройств связи на судах морского флота: Дис. канд. техн.
наук. Л., 1982.
17. Гуревич М.С. Спектры радиосигналов. М.: Связь, 1963.
18. Соколов М.А., Ярмоленко В.И. Выбор закона скругления
фронтов манипулиующей функции при передаче сигналов
с угловой модуляцией // Радиотехника. 1990. № 2.
С. 50-53.
19. Цыкин С.Б., Цыкин И.А. Передача дискретных
сообщений по радиоканалам с ограниченной полосой
пропускания. М.: Сов. радио, 1988.
20. Соколов М.А., Ярмоленко В.И. Критерий оценки
электромагнитной совместимости радиотелекоммуникационных средств // Телекоммуникации. 2004. № 2.
21. Ярмоленко В.И. Методика оценки электромагнитной
совместительности радиотелекоммуникационных систем //
Телекоммуникации. 2004. № 1.
22. Ярмоленко В.И. Оптимизация модулирующей функции
ЧМн сигналов с учетом уровня внеполосных излучений и
помехоустойчивости // Радиотехника. 2004. № 4.
169
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Оглавление
Введение …………………………………………………....…
3
1. Электромагнитная обстановка в совокупности
радиоэлектронных средств ………………………………...…
5
1.1. История и причины возникновения проблемы …....…
5
1.2. Основные термины и определения ………………....…
11
1.3. Источники и рецепторы электромагнитных помех, их
классификация ……………………………………….......……
15
1.4. Пути решения проблемы электромагнитной
совместимости …………...........................................................
20
1.5. Статистическая модель электромагнитной
совместимости ………………………………………...………
23
1.5.1. О моделях электромагнитной совместимости …....
23
1.5.2. Первичная модель электромагнитной обстановки .
24
1.5.3. Модель неэнергетических параметров помех ….....
26
1.5.4. Распределения энергетических параметров
непреднамеренных помех ……………………...…….
31
2. Характеристики и модели непреднамеренных помех ...…
38
2.1. Классификация излучений передатчиков, основное и
внеполосные излучения …………………………......…..
38
2.2. Излучения на гармониках и субгармониках ……...…..
56
2.3. Комбинационные, интермодуляционные, паразитные
и шумовые излучения ………….......................…………
63
2.4. Контактные помехи ……………………..……………..
71
170
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
3. Учет характеристик направленности антенн и затухания
при распространении в задачах электромагнитной
совместимости …………………...................................……
73
3.1. Особенности описания диаграмм направленности
антенн в задачах электромагнитной совместимости .....
73
3.2. Диаграмма направленности антенн в области
главного лепестка ……......................................................
75
3.3. Диаграмма направленности антенны в области
бокового лепестка ……………………………………......
81
4. Характеристики восприимчивости рецепторов и их
модели в задачах электромагнитной совместимости ….....
87
4.1. Восприимчивость радиоприемных устройств по
основному и побочным каналам приема ………….....…
88
4.2. Блокирование, интермодуляция и перекрестная
модуляция в радиоприемных устройствах ………….....
101
4.3. Математические модели восприимчивости и
избирательности радиоприемных устройств в задачах
электромагнитной совместимости …………………..…
109
5. Методы обеспечения электромагнитной совместимости .. 116
5.1. Организационно-технические методы обеспечения
совместимости ………………………………………..…. 116
5.2. Иерархическая структура управления в совокупности
РЭС …………...........................................
5.3. Координация работы совокупности РЭС ………….....
124
129
171
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
5.4. Математические методы в задачах обеспечения
совместимости …...…………………………………...….
138
6. Уменьшение уровня внеполосных излучений
радиопередающих устройств ……………………………...…
142
6.1. Критерий оценки электромагнитной совместимости
радиотелекоммуникационных средств ……………..….
142
6.2. Методика оценки электромагнитной совместимости
радиотелекомму-никационных систем ……………..….
149
6.3. Оптимизация модулирующей функции частотноманипулированных сигналов с учетом уровня
внеполосных излучений и помехоустойчивости …..….
158
Заключение ………………………………………………..…..
167
Литература ………………………………………………..…...
168
172
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Учебное издание
Ярмоленко Валентин Иванович
Приоров Андрей Леонидович
ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ
РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ И
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
Издание второе, переработанное и дополненное
Учебное пособие
Редактор, корректор А.А. Аладьева
Подписано в печать 25.12.05. Формат 60х84/16. Бумага тип.
Бумага типографская. Усл. печ. л. 10,06. Уч.-изд. л. 8,65
Тираж 150 экз. Заказ
Оригинал-макет подготовлен
в редакционно-издательском отделе ЯрГУ.
Ярославский государственный университет
150000, Ярославль, ул. Советская, 14.
Отпечатано
ООО “Ремдер” ЛРИД № 06151 от 26.10.2001
г. Ярославль, пр. Октября, 94, оф. 37. Тел. (0852) 73-35-03.
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа