close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

1524.Проектирование и анализ радиосетей Учебное пособие Кренев

код для вставкиСкачать
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Министерство образования и науки Российской Федерации
Ярославский государственный университет имени П.Г. Демидова
К.Е. Виноградов, М.Ю. Захаров,
А.Н. Кренев, Н.И. Лашков,
В.А. Тимофеев, Н.И. Фомичев, Е.Г. Цыганок
ПРОЕКТИРОВАНИЕ И АНАЛИЗ РАДИОСЕТЕЙ
Учебное пособие
Ярославль 2004
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ББК
УДК
3841.01я73
К 79
621.371.32:621.396.6
Рецензенты: кафедра электрорадиотехники
Ярославского зенитно-ракетного института ПВО;
Захаров А. С., канд. физ.-мат. наук
Кренев А.Н. Проектирование и анализ радиосетей: Учебное пособие
/ Виноградов К.Е., Захаров М.Ю., Кренев А.Н., Лашков Н.И., Тимофеев В.А.,
Фомичев Н.И., Цыганок Е.Г.; Науч. ред. А.Н. Кренев; Яросл. гос. ун-т.
Ярославль, 2004. 104 с.
ISBN 5-8397-0345-1
Содержатся основные сведения о частотно-пространственном ресурсе и
его структуре, критериях эффективности его использования. Даны теоретические основы и описание структуры и основных составляющих геоинформационной системы, предназначенной для проектирования и анализа радиоэлектронных средств (РЭС) и сетей РЭС, функционирующих на приземных трассах.
Подробно рассмотрены вопросы, связанные с моделированием распространения радиоволн вблизи земной поверхности для реальных трасс, РЭС и анализа
электромагнитной совместимости (ЭМС). Приведены методики определения
напряженности электромагнитного поля, оценки ЭМС и основные вопросы
анализа ЭМС постов радиоконтроля с электромагнитной обстановкой.
Учебное пособие предназначено для студентов, обучающихся по специальности 013800 Радиофизика и электроника (дисциплина “Радиотелекоммуникации”, блок ДС) и направлению 550400 Телекоммуникации (дисциплины “Радиотелекоммуникации”, блок ДС; "Основы построения телекоммуникационных
систем и сетей", блок ОПД), очной формы обучения.
Может быть полезно для студентов и аспирантов радиофизических и радиотехнических специальностей.
ISBN 5-8397-0345-1
2
© Ярославский государственный
университет, 2004
© Виноградов К.Е., Захаров М.Ю., Кренев А.Н.,
Лашков Н.И., Тимофеев В.А., Фомичев Н.И.,
Цыганок Е.Г., 2004
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
СОДЕРЖАНИЕ
СПИСОК ПРИНЯТЫХ СОКРАЩЕНИЙ........................................................5
ВВЕДЕНИЕ ...................................................................................................6
1
ЧАСТОТНО-ПРОСТРАНСТВЕННЫЙ РЕСУРС КАК ОБЪЕКТ
АНАЛИЗА И УПРАВЛЕНИЯ................................................................7
1.1 Информационные сигналы и помехи.................................................... 7
1.2 Понятие ЧПР и его структура................................................................ 8
1.3 Оценка эффективности использования ЧПР...................................... 10
1.4 Управление использованием ЧПР....................................................... 13
1.5 Роль и место радиоконтроля в задачах управления ЧПР ................. 14
2
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ГИС ПИАР ..........................................16
2.1 Понятие о геоинформационных системах, их структура и
классификация ....................................................................................... 16
2.1.1
2.1.2
2.1.3
2.1.4
2.2
3
Представление пространственных данных ................................................ 17
Типовая структура ГИС-проекта ................................................................ 18
Системы координат и проекции, используемые в ГИС ............................ 21
Карты, рельеф ............................................................................................... 23
ГИС ПИАР ............................................................................................. 26
2.2.1 Структура ГИС ПИАР.................................................................................. 26
2.2.2 Краткий обзор существующих ГИС ........................................................... 29
ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ РАСЧЕТА НАПРЯЖЕННОСТИ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО ПОЛЯ В ГИС ПИАР .................................30
3.1 Моделирование распространения радиоволн .................................... 30
3.1.1 Закономерности распространения радиоволн вдоль поверхности
Земли .............................................................................................................. 30
3.1.2 Влияние метеорологических условий на распространение ОВЧ-СВЧ
излучения....................................................................................................... 35
3.1.3 Моделирование распространения радиоволн на приземных трассах с
учетом рельефа местности ........................................................................... 46
3.1.4 Особенности распространения радиоволн в городских условиях ........... 56
3.2
4
Математическая модель антенны ........................................................ 61
3.2.1 Основные характеристики антенны............................................................ 61
3.2.2 Учет эффекта ближнего поля антенны. ...................................................... 66
ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ АНАЛИЗА ЭМС В ГИС ПИАР ...............68
4.1 Основные международные рекомендации и отечественные
методики анализа ЭМС РЭС ................................................................ 69
4.2 Виды радиопомех .................................................................................. 71
4.3 Математическая модель радиопередатчика ....................................... 72
4.3.1 Радиоизлучения РПД.................................................................................... 72
4.3.2 Модель основного и внеполосного радиоизлучения РПД ....................... 73
4.3.3 Модель побочного радиоизлучения на гармониках .................................. 74
4.4
Математическая модель радиоприемника.......................................... 77
3
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
4.4.1 Восприимчивость по основному, зеркальному каналам приема и
каналу на ПЧ ................................................................................................. 78
4.4.2 Восприимчивость по побочным каналам на гармониках гетеродина ..... 79
4.5
4.6
Математическая модель антенны и фидера ....................................... 80
Математическая модель шумовых воздействий ................................ 82
4.6.1
4.6.2
4.6.3
4.6.4
Собственные шумы РПМ............................................................................. 82
Естественные внешние шумы ..................................................................... 83
Индустриальные помехи .............................................................................. 84
Оценка суммарного воздействия шумов .................................................... 85
Оценка воздействия помех по основному и побочным каналам
приема от основного и внеполосных излучений ............................... 85
4.8 Оценка воздействия помех блокирования.......................................... 87
4.9 Оценка воздействия помех интермодуляции ..................................... 89
4.10 Критерий ЭМС ...................................................................................... 91
4.7
4.10.1
4.10.2
4.10.3
4.10.4
4.10.5
Защитное отношение .................................................................................... 91
Критерий ЭМС .............................................................................................. 92
Критерий ЭМС при воздействии нескольких помех на РПМ .................. 93
Критерий ЭМС для РПД, воздействующего на совокупность РПМ ....... 93
Зоны помех .................................................................................................... 93
4.11 Анализ воздействия ЭМО на комплекс радиоконтроля ................... 95
ЗАКЛЮЧЕНИЕ ............................................................................................99
ЛИТЕРАТУРА ........................................................................................... 100
4
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
СПИСОК ПРИНЯТЫХ СОКРАЩЕНИЙ
АМ — амплитудная модуляция
АРУ –– автоматическая регулировка усиления
АФУ –– антенно-фидерное устройство
АЧХ –– амплитудно-частотная характеристика
БД –– база данных
ВЧ –– высокие частоты
ГИС –– геоинформационная система
ГИС ПИАР –– геоинформационная система проектирования и анализа радиосетей
ДН –– диаграмма направленности
ИТ –– информационные технологии
МН –– минимальная напряженность
МСЭ –– международный союз электросвязи
ОВЧ –– очень высокие частоты
ПЧ –– промежуточная частота
РК –– радиоконтроль
РПД –– радиопередатчик
РПМ –– радиоприемник
РЭС –– радиоэлектронное средство
СПГ –– супергетеродинный
СПР –– сети подвижной радиосвязи
СС –– сотовая связь
ТВ –– телевидение
ТТХ –– тактико-технические характеристики
УВЧ –– усилитель высокой частоты
УКВ –– ультракороткие волны
УМ –– угловая модуляция
ФМ –– фазовая модуляция
ЧМ –– частотная модуляция
ЧПР –– частотно-пространственный ресурс
ЧТП –– частотно-территориальное планирование
ЧТР –– частотно-территориальный разнос.
ЭМО –– электромагнитная обстановка
ЭМС –– электромагнитная совместимость
5
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ВВЕДЕНИЕ
Радиоизлучения, создаваемые радиоэлектронными средствами (РЭС), занимают не только частотный спектр, но и определенный пространственный
объем, что позволяет говорить об использовании системами радиосвязи частотно-пространственного ресурса (ЧПР), а с учетом временной компоненты ––
частотно-пространственно-временного ресурса (ЧПВР). Это важнейший природный ресурс, который является основой индустрии радиотелекоммуникаций,
одного из наиболее интенсивно развивающихся секторов мировой экономики.
Развитие систем радиотелекоммуникаций приводит к росту интенсивности
эксплуатации ЧПР. Этот ресурс ограничен, и его эффективное использование
требует решения постоянно усложняющихся задач оптимизации систем и сетей
радиосвязи и перспективного планирования.
Управление ЧПР осуществляется, в частности, на основе информации о
текущем состоянии ЧПР, а также информации по результатам проектирования
систем и сетей радиосвязи. Первая обеспечивается, в основном, системами технического радиоконтроля, вторая – геоинформационными системами проектирования и анализа радиосетей (ГИС ПИАР).
Радиоконтроль проводится в условиях воздействия внешней, в условиях
города достаточно сложной, электромагнитной обстановки (ЭМО), поэтому получаемые результаты зависят не только от технических характеристик оборудования, но и от параметров внешней ЭМО. Прогноз влияния внешней ЭМО на
результаты радиоконтроля также можно получить методами математического
моделирования.
Таким образом, роль геоинформационных систем в решении задач рациональной эксплуатации ЧПР становится все более значимой. Одновременно с
развитием систем радиосвязи, усложнением ЭМО возрастает и сложность решаемых при помощи ГИС ПИАР задач.
6
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
1 ЧАСТОТНО-ПРОСТРАНСТВЕННЫЙ РЕСУРС
КАК ОБЪЕКТ АНАЛИЗА И УПРАВЛЕНИЯ
1.1 Информационные сигналы и помехи
Одной из распространенных энергетических характеристик электромагнитной обстановки в ВЧ и ОВЧ диапазонах является напряженность электромагнитного поля. ЭМО в некоторой точке пространства pi образуется электромагнитными полями полезных сигналов (для некоторой рассматриваемой
системы радиосвязи или другой радиоэлектронной системы), помех и шумов. В
предположении статистической независимости данных компонент можно записать:
∑E
E ( pi , f , t )=
m
2
S ,m
( pi , f , t ) + ∑ EI2, j ( pi , f , t ) + ∑ EN2 ,k ( pi , f , t ) ,
j
(1.1)
k
где
ES ,m ( pi , f , t ) - напряженность электромагнитного поля m -го полезного информационного сигнала, в точке pi .
EI , j ( pi , f , t ) - напряженность э. м. поля j -го помехового сигнала, в точке pi .
EN ,k ( pi , f , t ) - напряженность э. м. поля k -го шумового сигнала.
Выражение (1.1) позволяет характеризовать энергетические параметры
электромагнитной обстановки как функции пространственных координат частоты и времени. Если известная (например, полученная экспериментально)
функция E ( pi , f , t ) представлена в виде (1.1), то можно говорить о том, что в
точке pi проведен структурный анализ ЭМО.
Рассмотрим определенный частотный канал f 0 , используемый некоторой
системой радиосвязи, и зафиксируем момент времени. В этом случае (1.1)
представить в виде
E ( pi f 0 , t0 ) = ES2 ( pi , f 0 , t0 ) + ∑ EI2, j ( pi , f 0 , t0 ) + ∑ EN2 ,k ( pi f 0 , t0 ) .
j
k
ES2 ( pi , f 0 , t0 )
— текущее отношение сигОбозначим hi =
∑ EI2, j ( pi , f0 , t0 ) + ∑ EN2 ,k ( pi , f0 , t0 )
2
j
k
нал/(шум+помеха) (С/Ш+П), тогда значение напряженности э. м. поля в i-й
точке пространства может быть представлено в виде:
=
Ei ES ,i 1 + 1 hi 2
(1.2)
Анализ множества значений напряженностей э. м. поля Ei , представленных в виде (1.2), позволяет судить о выполнении необходимых энергетических
условий для функционирования радиотехнической системы передачи информации в заданной точке пространства, для заданного частотного канала в опреде7
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ленный момент времени, и является одной из основных целей в ходе решения
задач управления ЧПР.
1.2 Понятие ЧПР и его структура
Процесс передачи информации системами радиосвязи обеспечивается посредством электромагнитных излучений, которые характеризуются занимаемой
полосой частот ∆F , занимаемым объемом пространства V и рабочим интервалом времени T . Если рассматривать весь частотный диапазон, пригодный для
передачи информации, интересующий объем пространства и временной интервал, свободные от полезных сигналов и помех, то получим частотнопространственный ресурс, который может быть использован системами радиосвязи.
ЧПР –– это природный ресурс, однако в отличие от других природных ресурсов не является исчерпаемым, он может быть только занят. Реально ЧПР
“заполнен” естественными электромагнитными излучениями: космическими
излучениями, тепловыми радиоизлучениями земной поверхности, излучениями,
образованными в результате различных электромагнитных процессов в атмосфере и т.д. На этот естественный шумовой фон, который также зависит от
времени суток, солнечной активности, электрической активности атмосферы,
наслаивается фон искусственного происхождения, генерируемый техногенной
деятельностью человека. Интенсивность этого фона наиболее высока в индустриально развитых районах и также зависит от времени.
В отечественной научно-технической литературе не дано четкого определения частотно – пространственному ресурсу. В зарубежных источниках используется понятие спектра (spectrum) [86],[103],[69], при этом, как следует из
текста, часто понимается именно ЧПР.
Из приведенных выше рассуждений следует, что ЧПР можно характеризовать множеством значений напряженности электромагнитных полей как функцией координат ( x, y , z ) частоты и времени t : E ( x, y, z , f , t ) .
Функция E ( x, y, z , f , t ) — определяет пятимерную поверхность сечения,
которой представляют различные характеристики электромагнитной обстановки. Ограничимся рассмотрением части ЧПР, определяемой диапазоном радиочастот, и объемом пространства, занимаемыми приземными каналами радиосвязи. Структура функции E ( x, y, z , f , t ) рассмотрена в разделе 1.1.
Множество значений {Ei } , определенное для заданной частоты f 0 (частотного канала), высоты над поверхностью рельефа местности z и в момент времени t представляет собой мгновенную карту распределения э. м. поля. Пример совокупность таких карт, полученных путем обработки результатов
измерений в рабочей полосе частот системы сотовой связи (СС) NMT450 представлен на рис. 1.1. Технология их получения рассмотрена в [23],[25].
Информация от трех составляющих э.м. поля здесь просуммирована и в целом
характеризует состояние ЧПР. Структурный анализ состояния ЧПР может быть
проведен путем специальной обработки исходной информации.
8
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
дБмкВ/м
fn
70
f0,m
…
65
60
55
f0,3
50
f0,2
f0,1
Y
45
40
35
30
25
20
X
Рис. 1.1 Карты напряженности Э. М. поля
Если рассматривать множество значений {Ei (t )} при фиксированных значениях координаты z0 и частоты, то можно говорить о временной зависимости
или флуктуациях карты распределения напряженности поля для заданного частотного канала.
Ei ( f ) — является мгновенным спектром в некоторой точке пространства.
Пример спектра частотных каналов системы сотовой связи NMT-450 в мгновенной полосе 7 МГц представлен на рис. 1.2. Мгновенный спектр содержит
информацию обо всех компонентах функции (1.1), которые могут быть получены путем надлежащей обработки спектра. Исключение составляет величина
помеховой компоненты в информационных каналах, которая может быть получена путем временного анализа.
Рис. 1.2 Мгновенный спектр
Ei ( f , t ) — определяет эволюцию спектра электромагнитного поля во времени в заданной точке пространства. Пример временной зависимости спектра
(спектрограммы) приведен на рис. 1.3.
9
Уровен ь, дБ
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Гц
а, М
тот
с
а
Ч
Вр
ем
я, м
ин.
Рис. 1.3 Эволюция спектра во времени (спектрограмма)
Обработка спектрограммы (сечение пороговой поверхностью для обнаружения сигнальных компонент, разделение результата сечения на частотные каналы и вычисление загрузки частотных каналов) дает информацию о загрузке
данного фрагмента частотного спектра, которая определяется интенсивностью
работы конкретных РЭС рис. 1.4. Методы анализа загрузки частотного спектра
рассмотрены в [43].
В [28] рассмотрены методы разделения источников радиоизлучений путем
обработки спектрограммы. После адаптивного уровня
20.00
-35.00
-40.00
Время сканировани ,
15.00
-45.00
-50.00
-55.00
10.00
-60.00
-65.00
5.00
-70.00
-75.00
0.00
463.00
-80.00
463.50
464.00
464.50
465.00
465.50
466.00
466.50
Рис. 1.4 Сечение спектрограммы
Таким образом, состояние ЧПР может характеризоваться набором ряда сечений: картами распределения напряженностей электромагнитных полей, спектром и характеристиками временной загрузки РЭС.
1.3 Оценка эффективности использования ЧПР
Для того чтобы оценить, насколько эффективно используется ЧПР, рассчитывается коэффициент эффективности использования ЧПР. В зарубежных
источниках применяется термин “spectrum efficiency” – спектральная эффективность.
Количественная характеристика ЧПР, используемого системами радиосвязи, может быть определена как [86]:
10
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
U =∆F ⋅ V ⋅ T ,
(1.3)
где
U - используемый ЧПР;
∆F - занимаемая системой полоса частот;
V - занимаемый системой пространственный объем;
T - время.
Различают пространственные объемы, занимаемые системами передачи и
приема. РПД занимают пространственный объем в смысле возможности создания помех находящимся внутри данного объема РПМ. РПМ используют пространственный объем в смысле создания условий, препятствующих размещению РПД внутри данного объема, которые могут нарушить работу данного
РПМ.
Эффективность использования ЧПР определяется как отношение скорости
передачи информации M к используемому ЧПР [86]:
=
Q
M
M
=
U ∆F ⋅ V ⋅ T
(1.4)
В ряде источников [69],[103] указывается на то, что вместо значения M в
выражении (1.4) можно использовать другой макроскопический показатель, характеризующий функции данной системы радиосвязи, например число радиоканалов, площадь зоны обслуживания, экономические показатели и др.
Для функционально схожих систем удобно применять относительный коэффициент эффективности использования ЧПР:
Q=
QA
QB ,
(1.5)
где QA, QB — коэффициенты эффективности для некоторых систем А и В соответственно.
В качестве эталонной можно использовать идеализированную систему радиосвязи, например основанную на модели Шеннона для канала связи с Гауссовским шумом. В данном случае связь между теоретически достижимой скоростью передачи M для заданной полосы частотного канала ∆F и отношением
С/Ш имеет вид:
M=
∆F ln(1 + S / N )
(1.6)
Для радиорелейных линий радиосистем целесообразно определить коэффициент эффективности как [103]:
=
Q
M ⋅D M ⋅D
,
=
U
∆F ⋅ V
(1.7)
где
M - скорость передачи данных, б/с;
D - расстояние, м.
11
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Для систем, обеспечивающих доступ к услугам в определенном территориальном районе, коэффициент эффективности использования ЧПР определяется
как [103]:
=
Q
M ⋅ Sобс M ⋅ Sобс
,
=
U
∆F ⋅ V
(1.8)
где
M - скорость передачи данных, б/с;
Sобс - площадь зоны обслуживания, м2.
Коэффициент эффективности использования ЧПР для систем сотовой связи (CC) [69]:
Q=
M ⋅ N обс
,
∆F
(1.9)
где
M - скорость передачи данных, б/с;
N обс - потенциальное количество обслуживаемых абонентов;
∆F - общая занимаемая полоса частот, Гц.
Вводя эффективную полосу частот, приходящуюся на один канал, получим:
Q=
M
N обс
M N обс
⋅
=
⋅
=QF ⋅ QV ,
∆Fэ ∆F ∆Fэ ∆Fэ k
(1.10)
где
QF –– коэффициент частотной эффективности;
QV –– коэффициент пространственной эффективности.
Это означает, что оценка эффективности использования ЧПР системой СС
состоит из оценки частотной и пространственной эффективности.
Альтернативной является методика оценки эффективности использования
ЧПР системой СС, представленная в [103]:
Q=
T
∆F ⋅ S
(1.11)
где
T - полный трафик в системе, б/с;
S - площадь рассматриваемой области обслуживания, км2;
∆F - полная занимаемая полоса частот, Гц.
Таким образом, выбор метода оценки эффективности использования ЧПР
определяется спецификой конкретной задачи.
Применительно к задачам ЧТП необходимо учитывать, что в процессе
проектирования системы радиосвязи можно варьировать ограниченным числом
параметров. Например, невозможно изменить технические характеристики
оборудования. Используя методы оптимального назначения частот [60], можно
уменьшить общую используемую полосу частот. Подбором энергетических па12
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
раметров системы (излучаемая мощность, высоты подвеса антенн) и применением эффективных антенных систем можно добиться более эффективного использования ЧПР. Оптимизируя конфигурацию сети можно максимизировать
количество абонентов и т. д.
Таким образом, критерий эффективности использования ЧПР применительно к задачам ЧТП можно определить как:
Q=
Uи
,
Uз
(1.12)
где
U и — используемый ЧПР — часть ЧПР, которая используется системой радиосвязи для обеспечения своих функциональных возможностей,
U з — занимаемый ЧПР — часть ЧПР, которую система радиосвязи потенциально отбирает у других систем в смысле возможности мешающего воздействия со стороны данной системы либо мешающего воздействия со стороны других систем на данную.
1.4 Управление использованием ЧПР
Постоянно нарастающая потребность в ЧПР вследствие увеличения количества радиоэлектронных средств обусловливает необходимость эффективного использования ЧПР.
В настоящее время широко распространенным является термин “управление радиочастотным спектром”, а не частотно-пространственным ресурсом, хотя понимается именно последнее.
Управление использованием ЧПР представляет собой совокупность административных, научных и технических процедур, основанных на законодательно-нормативных национальных актах и международных соглашениях,
обеспечивающих развитие РЭС и систем РЭС в соответствии с государственными приоритетами и гарантирующих, что работа радиостанций различных
служб радиосвязи не будет сопровождаться недопустимыми помехами между
РЭС как в пределах одной радиослужбы, так между РЭС различных радиослужб [61].
Целью управления ЧПР является максимизация количества пользователей
выделенной части ЧПР при условии, что обеспечивается требуемое качество
работы РЭС.
Управление использованием ЧПР включает:
•
определение долговременной политики и планирование использования ЧПР путем совершенствования существующих и развития и внедрения новых радиосистем;
•
разработку национального регламента и таблицы распределения частот;
•
частотно — территориальное планирование и присвоение частот
вновь вводимым средствам и сетям связи;
•
лицензирование и сертификацию РЭС, а также учет использования ЧПР;
13
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
разработку технических стандартов и другой нормативной документации и поддержку технических средств радиоконтроля;
•
инспекцию оборудования в местах его установки;
•
контроль использования спектра (анализ реальной загрузки ЧПР и ее
соответствие условиям лицензии).
Информационной основой технологии управления ЧПР являются данные о
реальной загрузке спектра частот. На сегодняшний день это единственный измеряемый параметр работающих радиосетей, имеющий непосредственное отношение к эффективности использования ЧПР. На рис. 1.5 схематично представлено взаимодействие различных технологий управления ЧПР.
•
Технологии
проектирования и анализа радиосетей
Технологии
управления
ЧПР
Системы
и сети радиосвязи
Экология
Базы данных,
справочники
Технологии
радиоконтроля
Рис. 1.5 Взаимодействие технологий управления ЧПР
Управление ЧПР осуществляется на основе информации, получаемой как
методами экспериментального анализа состояния частотно-пространственного
ресурса, так и путем моделирования, при помощи ГИС ПИАР.
1.5 Роль и место радиоконтроля в задачах управления ЧПР
Система управления ЧПР, как любая система управления, должна быть
замкнутой. Система радиоконтроля (РК) и инспекции является важным информационным звеном в процессе управления. Цель РК — способствовать выполнению и совершенствованию функций управления использованием ЧПР.
Основой оперативного управления использованием ЧПР служат результаты процедур РК относительно реального использования спектра, предоставляемые администрации. Эти результаты содержат сведения о фактической занятости спектра в сравнении с планируемой, данные об отклонениях от заявленных
параметров радиоизлучений; информацию о местоположении и параметрах
санкционированных и несанкционированных излучений РЭС, данные о взаимных помехах. РК обеспечивает анализ степени использования отдельных каналов и полос частот. Результаты РК позволяют оценить эффективность административных и технических мероприятий по управлению использованием ЧПР.
14
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Взаимодействие между системой РК и управлением использованием ЧПР
можно характеризовать следующим образом.
Организация по управлению использованием ЧПР:
— предоставляет системе РК официальные перечни частотных присвоений;
— направляет системе РК общие рекомендации и пожелания по исследованию полос частот, где могут возникнуть проблемы по их использованию, а
также информацию о будущих требованиях к РК.
Она обращается с конкретными рабочими запросами к системе РК:
— в конфликтных ситуациях;
— по проведению конкретных измерений при решении особых проблем по
ЭМС;
— по проведению измерений электромагнитной обстановки на частотах,
которые предполагается присвоить;
— по проведению измерений, требуемых МСЭ.
Система РК:
— предоставляет организации по управлению использованием ЧПР данные о неиспользуемых или малоиспользуемых частотах, которые могут быть
присвоены другим РЭС, а также данные по общей оценке загрузки полос частот;
— предоставляет информацию относительно общего состояния технической и административной дисциплины в использовании ЧПР;
— определяет области, в которых могут возникнуть проблемы с использованием ЧПР, в частности проблемы ЭМС;
— способствует выполнению решений по использованию ЧПР, выявляя
РЭС, нарушающие установленные правила, и давая тем самым возможность
принимать соответствующие меры.
Основные задачи службы РК определены в ряде международных и отечественных документов [61],[43],[87].
15
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
2 ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ГИС ПИАР
2.1 Понятие о геоинформационных системах,
их структура и классификация
Основной целью создания географических информационных систем (ГИС)
является решение разнообразных задач по обработке географических данных.
Каждая ГИС, так или иначе, связана с некоторой географической картой и способна работать с пространственно распределенными объектами. Единого общепринятого определения ГИС в настоящее время пока не существует. Вот некоторые краткие формулировки данного понятия [31,33]:
• ГИС – это такая система, в состав которой входят компоненты для сбора,
передачи, хранения, обработки и выдачи информации о территории.
• ГИС – это система, проектируемая для сбора, хранения, манипулирования, поиска и отображения географически определенных данных.
• ГИС – это система, которая манипулирует и управляет данными, хранящимися в виде тематических слоев, географически определенных относительно карты-основы.
ГИС описывает объекты реального мира через:
• их расположение по отношению к определенной системе координат;
• их свойства, не связанные с местоположением (такие, как цвет, форма,
название и др.);
• их пространственные взаимосвязи друг с другом (топологические связи).
Географические данные в ГИС – это не просто набор информации, это –
модель реального мира.
При всем многообразии операций, целей, областей информационного моделирования, проблемной ориентации и иных характеристик ГИС, в них можно
выделить следующие конструктивные блоки, называемые также модулями или
подсистемами: подсистемы
• сбора данных;
• обработки данных;
• моделирования и анализа;
• использования геоданных в процессах принятия решений.
Существует несколько подходов к классификации ГИС. Классификация
ГИС с точки зрения проблемной ориентации имеет следующий вид [32]:
• инженерные;
• имущественные, предназначенные для обработки кадастровых данных;
• ГИС для тематического и статистического картографирования, имеющие
целью управление природными ресурсами и планирование окружающей
среды;
• библиографические, содержащие каталогизированную информацию о
географических документах;
• географические данные о функциональных и административных границах;
16
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
• системы обработки изображений (фотоснимков).
2.1.1 Представление пространственных данных
Географическая информация представлена в базах данных ГИС в двух основных формах: растровой (набором клеток-пикселов, ориентированных относительно выбранной системы координат, каждая из которых имеет определенное значение) и векторной (набором взаимосвязанных точек, которые
соотнесены с соответствующими географическими объектами). Растровый и
векторный способы организации структур пространственных данных представляют собой совершенно разные подходы к моделированию географической информации, но не взаимоисключающие друг друга.
Ранние ГИС ориентировались преимущественно на растровые структуры
представления данных. Это объяснялось непопулярностью векторных форматов по чисто техническим причинам (отсутствие или недоступность средств
векторной оцифровки картографических источников и адекватных им средств
машинной графики) и из-за недостаточной развитости алгоритмических процедур манипулирования векторными данными. Но даже по мере разрешения указанных проблем растровые ГИС, хотя и значительно потеснены векторными, не
утратили своей популярности. Основное преимущество растровых представлений – слияние позиционной и семантической (т. е. смысловой) информации в
единой прямоугольной матрице. Положение элементов этой матрицы определяется номером столбца и строки, а значение элемента (например, цвет) является
непосредственным указателем ее семантической определенности. Таким образом, становится не столь обязательным разделение данных на позиционную и
семантическую составляющие, отпадает необходимость в особых средствах
хранения и манипулирования семантикой пространственных данных, как это
принято в векторных системах, существенно упрощаются аналитические операции, многие из которых сводятся к попиксельным операциям растровых слоев [32].
Появление сравнительно недорогих технических средств сканирования
(цифровых сканеров) бумажных носителей картографической информации дало
новый толчок развитию растрового направления ГИС. В основе растровых ГИС
обычно лежит набор отсканированных географических карт того или иного
масштаба. Выведенная на экран компьютера, растровая карта служит подложкой (фоном), на которой отображается другая, в том числе и векторная, информация, относящаяся к решаемой с помощью ГИС задаче.
Большинство географических объектов может быть сведено к трем видам:
точки, линии и площади (площадные объекты в виде многоугольников). Любая
карта представляет собой набор точек, линий и площадей, характеризующихся
как своим положением в пространстве, так и рядом непространственных
свойств. Все это делает естественным использование векторного формата хранения картографических данных. В этом случае точечные объекты представляются в виде записей, содержащих три числа: уникальный номер объекта (идентификатор) и две его координаты. Линейные объекты имеют вид ломаной
линии. Помимо идентификатора, запись в базе данных должна содержать коор17
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
динаты точек, образующих ломаную, а также признак окончания записи (это
может быть либо число точек в линии или специальный набор символов, указывающий на конец записи).
Площадные объекты представляются в виде замкнутой ломаной линии, являющейся границей этого объекта. В векторных ГИС существуют два основных
способа хранения границы площадного объекта. Один из них (наиболее простой) рассматривает все объекты изолированно друг от друга. Это приводит к
тому, что общие участки границ повторяются для каждого объекта в соответствующих им записях, следствием чего является увеличение объема базы данных.
Другой подход основан на формировании границы объекта в виде последовательности дуг (дуга – это тоже ломаная), причем если дуга является границей
сразу нескольких объектов, то она не дублируется и при формировании объектов автоматически включается в соответствующие границы. Таким образом,
выигрыш в памяти достигается ценой некоторых дополнительных вычислительных затрат на сборку объектов.
Очевидны многие преимущества векторных карт по сравнению с растровыми. Пожалуй, главное из них состоит в том, что векторные объекты (точки,
линии, многоугольники) являются своего рода кирпичиками, из которых можно
построить “здание” карты на любой “вкус и цвет”. Действительно, ведь объекты можно группировать по слоям, масштабировать, применять к ним всевозможные раскраски, заливки, штриховки, изменять вид проекции, и это лишь
малый список тех возможностей, которые предоставляются векторными ГИС.
Все это и многое другое свидетельствует о том, что за векторными ГИС большое будущее. По-видимому, постепенно они будут вытеснять растровые системы. Среди факторов, пока еще сдерживающих широкое распространение векторных форматов, как упоминалось выше, можно отметить более высокую
стоимость векторных карт и сложность алгоритмов обработки векторных объектов.
Отметим также, что кроме растров, представляющих собой отсканированные карты, ГИС может использовать растровый формат для хранения трехмерных объектов. Чаще всего используются матрицы высот рельефа местности или
значений какой-то иной двумерной функции, например, температуры воздуха
или уровня загрязнения окружающей среды и т. п. [31 - 33].
В современных ГИС существуют объекты и других типов, отличных от
растровых и векторных. К ним относятся объекты, представленные в виде графов. Это могут быть, например, триангуляции, используемые в частности для
построения трехмерной модели поверхности Земли, сети или деревья, моделирующие структуру дорог, трубопроводов и других аналогичных объектов. Наличие объектов данного типа связано с решением специфических задач, ориентированных на использование именно структуры объектов в виде графов.
2.1.2 Типовая структура ГИС-проекта
Обычно ГИС работают с проектами. Проект включает в себя не только
географические данные, но и всевозможную вспомогательную информацию,
позволяющую решать те или иные задачи. Рассмотрим более подробно струк18
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
туру проекта, часто используемую в векторных ГИС. Она не претендует на исчерпывающую полноту, но дает некоторое представление о сути обсуждаемой
здесь темы. На рис. 2.1 приведена схема ГИС-проекта.
Проект имеет обычно сложную иерархическую структуру. Кратко опишем
основные его элементы, изображенные на схеме.
Проект
Внешние задачи
Конфигурации
Математическая основа
(система координат)
Слои
Базы данных
Объекты
Векторные
Точки
Линии
Растровые
изображения
Матрицы
Графы
Рельеф
Растровые
карты
Фотоснимки
Многоугольники
Рис. 2.1 Структура ГИС-проекта
Математическая основа. Поскольку любая ГИС работает с пространственными данными, важной ее составной частью является такое свойство, как
система координат, к которой относятся все пространственные объекты. Понятие математической основы как раз включает в себя систему координат проекта
и все связанные с ней атрибуты, например, масштаб, рамка карты и т. п. Сюда
же можно отнести и тип проекции, используемой для отображения карты. Естественно, сама ГИС обладает блоком управления элементами математической
основы. Обычно все пространственные данные (координаты) проекта хранятся
в одной общей системе координат. Но система иногда имеет возможность преобразования координат из одной системы в другую, изменения проекции для
карты и другие аналогичные функции. Узко специализированные ГИС, как
правило, работают в одной системе координат и используют одну проекцию.
Более развитые системы обладают способностью гибко подстраиваться под потребности решаемой задачи и менять соответствующим образом математическую основу проекта.
19
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Объекты. Объектами являются неделимые элементы географических данных. Они могут быть векторные (точки, линии, многоугольники), растровые
(здесь отдельно указаны растровые изображения и матрицы) и графы. Последние используются реже, чем первые два типа объектов. Как указывалось ранее,
в основе ГИС рассматриваемого класса лежат векторные объекты. Некоторые
из них соответствуют реальным объектам на поверхности Земли. Например,
точки – населенным пунктам, линии – дорогам или рекам, многоугольники –
домам, лесным массивам. Отметим, что в разных масштабах представление
объектов на карте может меняться. Скажем, широкая река на картах крупного
масштаба из линейного объекта превращается в площадной. Такой процесс изменения вида объекта называется генерализацией. Каждый объект имеет свои
атрибуты. К ним могут быть отнесены координаты включенных в него точек,
название, элементы раскраски, идентификатор и т. п. Дополнительная информация об объекте может храниться в других базах данных, с которыми ГИС
может установить связь, используя для доступа к нужным записям, как это
обычно делается, идентификатор объекта.
Слои. Слой – это элемент проекта, состоящий из объектов, обладающих
некоторыми общими признаками. Примеры слоев: слой населенных пунктов,
слой жилых зданий, слой водоемов и т. п. Слой может содержать объекты как
одного типа, так и нескольких. В разных ГИС принципы формирования слоев
могут отличаться. Каждый слой имеет свои атрибуты. К ним могут относится
идентификатор, название, раскраска, общая для всех объектов слоя, и т. п. Важной особенностью векторных ГИС является то, что они обладают гибкой структурой отображения слоев на экране компьютера или при печати. Так, пользователь по своему желанию может временно исключать некоторые слои при
визуализации или поставить эту возможность в зависимость от масштаба карты. Порядок отображения слоев также подвергается изменению.
Конфигурации. Конфигурации являются тем элементом ГИС, в котором
сохраняются все необходимые параметры и настройки проекта. Каждый проект
может иметь несколько конфигураций. Каждая из них способна содержать
лишь часть той информации, которая заключена во всем проекте. Эта возможность также позволяет сравнительно быстро перестраивать проект в соответствии с требованиями пользователя.
Внешние задачи. Более или менее мощные ГИС строятся для решения довольно широкого класса задач. При этом может оказаться, что некоторая ГИС
является лишь частью другого программного комплекса. Возникает потребность в установке взаимодействия приложения пользователя, условно названного здесь внешней задачей, с самой ГИС. Другими словами, ГИС должна
уметь выполнять команды, посылаемые ей не только внутри своей оболочки, но
и извне, в частности из других программ. Или, наоборот, она посылает команды
управления другим программам. Существует несколько протоколов обмена информацией между внешними приложениями и ГИС. Один из самых простых
способов – установка DDE связи, где ГИС и другое приложение выступают в
роли клиента и/или сервера. Отметим также, что достаточно развитые ГИС обладают специальным языком (называемым иногда скриптом), на котором мож20
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
но написать программы, выполняемые непосредственно внутри ГИС. Это позволяет извне управлять проектом, запуская на выполнение те или иные внутренние программы-скрипты ГИС.
Базы данных. Помимо пространственных данных ГИС включают в себя и
другую информацию, которую обычно называют семантической или просто
семантикой. Действительно, любому объекту могут быть присвоены некоторые
дополнительные данные (например, жилому дому список его жильцов, количество квартир, этажность и т. п.). Как правило, эти вспомогательные атрибуты
хранятся в обычных базах данных. Сама же ГИС содержит специальный блок
взаимодействия с такими базами. Связь с таблицами базы данных устанавливается через идентификаторы объектов. Пользователю предоставляется ряд полезных функций. Например, выбрать несколько записей в таблице (по какомуто признаку) и выделить на карте соответствующие им объекты; или наоборот,
выбрать объекты на карте, а затем найти соответствующие им записи в таблице
базы данных.
2.1.3 Системы координат и проекции, используемые в ГИС
Картографируемая поверхность Земли имеет сложную форму. Эту поверхность называют геоидом. Геоид – это поверхность, совпадающая в океане с невозмущенной поверхностью воды, мысленно продолженной под материками
таким образом, чтобы направления отвесных линий пересекали эту поверхность
во всех точках под прямым углом. Данная поверхность является непрерывной,
замкнутой, всюду выпуклой. Поскольку фигура геоида зависит от неизвестного
нам распределения масс внутри Земли, то она, строго говоря, неопределима.
Для того чтобы отобразить поверхность Земли на плоскости, необходимо
от физической поверхности перейти к математической, которая наиболее близка к физической (геоиду) поверхности и может быть описана уравнениями. В
математической картографии в качестве модели поверхности Земли используют эллипсоид вращения (иногда сферу), малая ось которого совпадает с осью
вращения Земли. Весьма желательно, чтобы такой эллипсоид имел наибольшую
близость к фигуре Земли в целом. Поэтому для определения параметров эллипсоида необходимо провести геодезические измерения по всей поверхности
Земли. Это весьма трудная задача. В отдельных странах (или группе стран)
принимаются эллипсоиды, выведенные по результатам геодезических работ,
охватывающих территорию данной страны (или ее части) или нескольких
стран. Такие “рабочие” эллипсоиды называются референц-эллипсоидами. Референц-элипсоиды отличаются от общего земного эллипсоида. С какой бы степенью точности ни были определены их параметры, поверхность этих эллипсоидов никогда не совпадет с поверхностью Земли или геоида. Расстояния
между поверхностями эллипсоидов и геоида достигают в отдельных точках
150 м, а высоты точек земной поверхности относительно эллипсоидов – сотен и
тысяч метров. В России для проведения геодезических работ с 1946 года используется референц-эллипсоид, получивший название эллипсоида Красовского. Параметры этого эллипсоида можно найти в справочной литературе, например в [22].
21
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
При создании карт эллипсоид вращения или сфера должны быть отображены на плоскости. Ни одна из этих поверхностей не может быть развернута на
плоскости без складок или разрывов, поэтому при создании карт прибегают к
картографическим проекциям, в которых отображение поверхности на плоскости происходит по определенным математическим законам. Эти законы выражают функциональную связь координат точек картографируемой поверхности
и плоскости. В основу такого отображения положена географическая (геодезическая) система координат, координатными линиями которой являются меридианы и параллели.
Положение меридианов и параллелей на картографируемой поверхности
определяется криволинейными географическими координатами: долготой L и
широтой B. Помимо географических координат, в геодезии используются и
другие. В качестве примера рассмотрим прямоугольные геоцентрические координаты – (X, Y, Z). Начало координат этой системы совмещено с центром эллипсоида вращения (референц-эллипсоида). Ось OZ направлена на северный
полюс, ось OX – в точку пересечения Гринвичского меридиана с экватором, ось
OY – на восток. Формулы преобразования координат [22]:
X = N cos B cos L
Y = N cos B sin L ,
(2.1)
=
Z N (1 − e 2 )sin B
где
N – радиус кривизны нормального меридианного сечения в точке (B, L),
e
a 2 − b2 a 2
e – первый эксцентриситет, который вычисляется по формуле=
(a, b – большая и малая полуоси эллипсоида вращения).
На рис. 2.2 показано, как определяются географические координаты
точки A.
Z
A(B,L)
L
O
B
Y
X
Рис. 2.2 Координаты точки A
Существует множество картографических проекций, позволяющих выполнить отображение (B, L) → (x, y), где (x, y) – плоские прямоугольные координаты на карте. Даже краткое описание различных способов получения картографических проекций заняло бы много места в данном пособии. Остановимся
22
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
подробнее на одной из самых широко известных проекций, а именно проекции
Гаусса-Крюгера.
В проекции Гаусса-Крюгера отображение эллипсоида вращения на плоскости осуществляется по меридианным зонам, ширина которых равна шести
градусам (для карт масштабов 1: 10 000 – 1: 1000 000) и трем градусам (для
карт масштабов 1: 2 000 – 1: 5 000), а высота – четырем градусам. Меридианы и
параллели изображаются кривыми, симметричными относительно осевого меридиана зоны и экватора. При этом кривизна меридианов настолько мала, что
западная и восточная рамки карты, с которыми они совпадают, изображаются
прямыми линиями. Параллели, совпадающие с северной и южной рамками
карт, изображаются прямыми только на картах крупных масштабов (1: 2 000 –
1: 50 000), на картах более мелких масштабов они изображаются кривыми. Начало прямоугольных координат каждой зоны находится в точке пересечения
осевого меридиана зоны с экватором (см. рис. 2.3).
Рис. 2.3 Проекция Гаусса-Крюгера
2.1.4 Карты, рельеф
Для построения математических моделей распространения радиоволн необходима различная топографическая информации
Топографические данные используют в основном две координатные системы:
• Угловые координаты (широта и долгота) действуют в глобальном
масштабе без нарушения непрерывности, но с нелинейным соотношением между значением координат и расстояниями на поверхности
Земли. Масштабный фактор между долготой и расстоянием зависит
от широты.
23
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
• Прямоугольная проекция является линейной и масштабноинвариантной между координатами и расстояниями на Земной поверхности для определенной географической области и должна быть
переопределена для других областей с целью уменьшения значительных искажений.
Требования к минимальному расстоянию между двумя точечными объектами, которые используются в топографической базе данных, зависят от используемой модели распространения и варьируются от 20 м до 1 км. Далеко не
всегда увеличение горизонтального разрешения приводит к увеличению точности предсказания для данной модели.
В то же время точность предсказания модели распространения сильно зависит от точности высоты рельефа местности в топографической базе данных.
Точность высоты рельефа обычно характеризуется среднеквадратичным отклонением. Для большинства детерминированных моделей распространения требуется значительное разрешение и точность топографических данных.
Основные принципы хранения данных о рельефе.
Многие современные топографические базы данных, используемые для
моделирования распространения радиоволн и планирования радиосетей, применяют 2-мерные массивы данных с одинаковым интервалом в заданной координатной системе, т. е. данные с географической привязкой ("gridded data").
Здесь большим преимуществом является то, что горизонтальные координаты
нужны только для обеспечения ссылок на точки с данными, представляющими
собой массив значений высот. Для прямоугольной проекции интервал в горизонтальной плоскости одинаков для всей базы высот. Для координат широтадолгота интервал по долготе иногда увеличивают скачком, для того, чтобы сохранить масштабный фактор по долготе постоянным для всей базы данных высот.
Значение данных о высоте рельефа в случае матричного вида рельефа
представляется, во-первых, как наибольшее, наименьшее и среднее значение в
некоторой прямоугольной (квадратной) области и, во-вторых, как значение высоты в некоторой конкретной точке (используя билинейную интерполяцию).
Таким образом, извлеченные данные о высоте можно использовать для построения профиля рельефа между двумя произвольными точками.
Требуется специальное рассмотрение применения топографической базы в
случае предсказания распространения в городе, особенно для частот свыше
1000 МГц, когда отражения от поверхности строений становятся существенными. В этом случае может потребоваться детальная информация, включая высоту, форму строений и, возможно, ширину и расположение улиц.
На рис. 2.4 представлен фрагмент поверхности рельефа местности в районе
г. Ярославля. Исходным материалом для оцифровки послужила топографическая карта масштаба 1:200000 с горизонталями рельефа, на основе которых рассчитана поверхность на сетке с шагом 200 м по широте и долготе. В промежутках между узлами сетки высота определяется при помощи билинейной
интерполяции.
24
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 2.4 Поверхность рельефа
Растровые карты. Топографической основой ГИС ПИАР являются карты
масштаба 1:200000 (в одном см 2 км). Степень детализации и точность информации, представленные на этих картах, являются достаточными для анализа радиосетей. Это касается в первую очередь рельефа местности, (горизонтали проводятся через 10 метров) и детализации населенных пунктов. На картах такого
масштаба с достаточной точностью представлены леса (с указанием средней
высоты деревьев) и водные поверхности. Все это имеет значение при анализе
распространения радиоволн, как на трассах прямой видимости, так и на закрытых трассах. Во всех случаях учитывается сферичность поверхности Земли.
Данные карты после сканирования хранятся и используются как растровые (совокупность точек-пикселей составляющих изображение). Объем памяти, занимаемой такими растровыми картами, зависит от разрешения сканирования (количества точек на дюйм) и от количества цветов.
Из других масштабов следует упомянуть карты масштаба 1:1000000 (в одном см 10 км), используемые, в основном, как обзорные при построении зон
уверенной связи. Для большей степени детализации применяются карты масштаба 1:100000 (в одном см 1 км) и менее. Все карты в ГИС ПИАР привязаны
по координатам, т. е. можно определять широту и долготу в градусах любой
точки на карте, а также длину произвольных трасс и площадь поверхности, ограниченную произвольным многоугольником (без самопересечений).
Векторные карты. Кроме растровых карт в ГИС ПИАР используются и
создаются векторные карты, в которых объекты хранятся со своими координатами. Например, точечный объект (РЭС, населенный пункт) имеет одну пару
координат X и Y — долготу и широту, а произвольный контур представляет собой набор точечных объектов. Примером такой векторной карты является карта
населенных пунктов с их названиями или контура, ограничивающие зоны уве25
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ренного приема. Основным преимуществом векторных карт является их масштабируемость, а недостатком — высокая ресурсоемкость.
Различные векторные карты составляют так называемые слои, комбинируя
которые, можно создавать сложные карты, например, карту напряженности поля на фоне карты населенных пунктов и РЭС.
Другим преимуществом векторных карт является то, что они по сути своей
— цифровые, что и определяет гибкость их использования. Например, над векторными картами напряженности поля можно производить различные действия: вычитать одну из другой, находить максимум или минимум из нескольких
карт и т. д.
2.2 ГИС ПИАР
2.2.1 Структура ГИС ПИАР
Эффективное использование ЧПР невозможно без предварительного оптимизационного проектирования сети радиосвязи. Оптимальной будем считать
такую сеть, которая выполняет свои задачи, и при этом максимально эффективно использует ЧПР, а также обеспечивается ЭМС с существующими радиосистемами.
Инструментами, предназначенными для оптимизационного проектирования систем радиосвязи, являются ГИС ПИАР.
Большинство данных систем обеспечивает решение следующих задач:
• задачи ГИС (цифровые карты местности, отображение различных
объектов, измерение расстояний и т.д.);
• построение зон уверенной радиосвязи;
• исследование электромагнитной обстановки (ЭМО);
• назначение частот и анализ ЭМС;
• учетные задачи (базы данных);
Ресурсы
ГИС
ГИС
РАСЧЕТНЫЕ
ИСТРУМЕНТЫ
Базы
данных
Математические
модели
Рис. 2.5 Обобщенная структура ГИС ПИАР
ГИС ПИАР, как правило, включают в себя (рис. 2.5):
• блок ГИС, который обеспечивает визуализацию различной информации (ресурсы ГИС: карты, РЭС; результаты расчета: отображение зоны покрытия, зоны помех и др. объекты);
• расчетные инструменты, обеспечивающие решение различных задач
ЧТП (построение зон покрытия, анализ ЭМС, назначение частот, расчет трафика) с использованием различных математических моделей;
26
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
• математические модели (модели распространения радиоволн, радиопередающих, радиоприемных устройств, модели воздействия помех, антенно-фидерных устройств и т. п.);
• базы данных, содержащие справочники ТТХ РЭС, частотных присвоений, а также информацию о ГИС объектах;
• ресурсы ГИС – карты, рельеф, и другая геоинформация.
В табл. 2.1 приведены основные объекты математического моделирования
в ГИС ПИАР и необходимые для этого данные.
Табл. 2.1
Модель
Комментарий
Необходимые данные
Моделирование линии связи
Спутниковые радио- Распространение радиоволн в ионо- Параметры атмосферы
линии
сфере
Приземные радиоли- Одномерное моделирование рас- Сечение рельефа, параметры
нии
пространения вдоль трассы.
подстилающей поверхности,
наземные объекты вдоль
трассы распространения радиоволн.
Распространение ра- Модель многолучевого распростра- Рельеф, подстилающая подиоволн в условиях нения. Используется трехмерная верхность, наземные объекты
городской застройки
геометрия объектов в окрестности в окрестности трассы переприемника и передатчика.
датчик приемник.
Распространение ра- Модель многолучевого распростра- Используется геометрия (ардиоволн внутри зда- нения. Используется трехмерная хитектура) помещений.
ний
модель среды распространения.
Моделирование антенно-фидерного тракта
Фидер
Вычисление затухания в фидере на Справочник фидерных устзаданной частоте
ройств (кабелей)
Антенна. Дальняя зо- Вычисление КУ антенны в задан- Справочник антенн
на.
ном направлении на заданной частоте
Антенна.
Ближняя Вычисление излучаемой мощности Справочник антенн
зона.
антенны в заданном направлении и
на заданном расстоянии
Моделирование РПД
Основное радиоизлу- Излучение в необходимой полосе Справочник типов РПД и
чение
частот
классов излучений
Внеполосное радио- Излучение примыкающее к основ- Справочник типов РПД и
излучение
ной полосе частот
классов излучений.
Побочное радиоизлу- Излучение на гармониках, комби- Справочник типов РПД и
чение
национное, интермодуляционное, классов излучений.
паразитное излучения.
Моделирование РПМ
Основной и соседние Определяются
характеристикой Справочник типов РПМ
каналы приема
восприимчивости по основному и
зеркальному каналам
Побочные
каналы Каналы приема на гармониках гете- Справочник типов РПМ.
приема
родина, канал на ПЧ
Восприимчивость к Определяется динамическим диапа- Справочник типов РПМ.
помехам блокирова- зоном по блокированию
27
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ния
Восприимчивость к
помехам интермодуляции
Минимальная напряженность поля
Определяется динамическим диапа- Справочник типов РПМ.
зоном по интермодуляции
Определяется внутренними, внешними шумами и индустриальными
помехами
Определение защит- Определение минимального отноного отношения
шения уровня полезного радиосигнала к уровню помехи.
Справочник типов РПМ, карта распределения индустриальных помех.
Справочник типов РЭС, и
стандартов радиосвязи.
Универсализация ГИС ПИАР обеспечивается возможностью выбора и
конфигурирования модели линии радиосвязи.
Точность входных данных, полнота и адекватность модели канала радиосвязи определяют технические характеристики ГИС ПИАР.
Функциональные возможности ГИС ПИАР определяются набором предоставляемых методов и алгоритмов.
Результаты, получаемые с помощью ГИС ПИАР делятся на:
• геометрические (расстояние, просвет, углы, характеристики препятствий);
• энергетические (напряженность, мощность сигнала (помехи) на входе
РПМ, плотность потока мощности);
• аналитические (результаты, полученные при использовании определенного критерия анализа: количество обслуживаемого РЭС населения, трафик).
Основные этапы ЧТП, реализуемые системами автоматизированного проектирования, изображены на рис. 2.6:
Территориальное
планирование
Частотное планирование
Планирование
трафика
Рис. 2.6 Этапы ЧТП
Этап территориального планирования включает в себя: выбор места установки РЭС, подбор энергетических параметров, выбор высот установки антенн
с целью обеспечения заданной области покрытия.
В процессе частотного планирования производится назначение частот
РЭС, при этом желательно обеспечить наиболее эффективное использование
выделенного частотного ресурса. Также на данном этапе производится анализ
ЭМС, в процессе которого определяются запрещенные к назначению частоты
из выделяемого частотного ресурса.
28
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Планирование трафика подразумевает расчет вероятной нагрузки в сети.
Данный этап имеет значение при проектировании сетей СС.
Как правило, все составляющие процесса ЧТП тесно взаимосвязаны, и зачастую невозможно их разделить, поэтому одной из задач стоящей перед разработчиками ГИС ПИАР является обеспечение оптимального взаимодействия
между данными компонентами.
2.2.2 Краткий обзор существующих ГИС
К ГИС общего назначения относятся:
• MapInfo – компактная мощная ГИС с обширной базой имеющихся карт
для различных регионов.
• Arc View – очень мощная ГИС для создания систем вплоть до масштаба
государства.
• Панорама – отечественная ГИС общего назначения, имеет собственный
формат карт.
В настоящее время на рынке ИТ представлено порядка 20 зарубежных и
отечественных ГИС ПИАР. Зарубежные представители (Win Prop, Decibel
Planner, SignalPro, WRAP) отличаются высокой ценой и высокой требовательностью к аппаратным ресурсам.
В табл. 2.2 приводятся наиболее известные ГИС ПИАР, используемые в
них модели распространения радиоволн и основные функциональные возможности [106]-[114].
№
Табл. 2.2
1.
ГИС ПИАР 4.5 (НПФ “Яр”, Россия)
Модели линии связи
1
2.
RADIUS ("Силикон Телеком Софт", Россия).
3
1,2,3,5,6
3.
RPS-2 ("Силикон Телеком Софт", Россия).
3
1,2,5,6
4.
5.
6.
1,3
1,3
1,2,3
1,2,3,5,6
1,2,3,5,6
1,2,3,6,10
1,3
1,2,3
8.
САПР "Балтика" (ЛОНИИР, Россия)
“ОнегаПлан” (“ИнфоТел”, Россия)
SignalPro (EDX, США)
DeciBelPlanner (NorthWood Technologies,
Канада)
ICS Telecom (ATDI, Великобритания)
1,2,3
1,2,3,5,6
9.
WinProp (AWE Communications, Германия)
2,3
1,2,3,5,6
10.
WRAP (AerotechTelub, Швеция)
1,2,3
1,2,3,4,5,6,7
7.
Название системы ПИАР (разработчик)
Основные функциональные возможности
1,2,3,4
Здесь цифрами обозначены:
Модели распространения радиоволн
1.
Статистические модели.
2.
Детерминированные модели.
3.
Эмпирические модели
Основные функциональные возможности
1.
Функции ГИС.
2.
Справочно-учетные функции
3.
Построение зон уверенной радиосвязи.
4.
Анализ ЭМС.
5.
Частотное планирование.
6.
Планирование трафика.
7.
Обработка экспериментальных данных.
29
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
3 ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ РАСЧЕТА НАПРЯЖЕННОСТИ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО ПОЛЯ В ГИС ПИАР
3.1 Моделирование распространения радиоволн
При проектировании различных радиотелекоммуникационных систем необходима информация о влиянии среды (канала передачи) на процессы распространения радиоволн. В целом ряде ситуаций это влияние может быть очень
существенным и даже приводить к фундаментальным ограничениям потенциальных возможностей РЭС [35]. В пределах ОВЧ-СВЧ диапазонов значительны
эффекты взаимодействия излучения с атмосферой и земной поверхностью, и
для каждой конкретной системы любое из них может быть доминирующим.
В общем случае влияние условий распространения принято характеризовать относительно поля в свободном пространстве E 0 с помощью так называемого множителя ослабления V [63,37]:
(3.1)
=
V E=
E 0 V exp(− jϕV ) ,
где E — напряженность поля в реальных условиях.
3.1.1 Закономерности распространения радиоволн вдоль поверхности Земли
Задача нахождения поля при распространении волны вдоль Земной поверхности в общем случае не имеет точного решения в связи с рядом обстоятельств, которые не позволяют использовать строгие методы электродинамики.
В зависимости от частотного диапазона для каждой радиолинии существуют
свои определяющие факторы, характеризующие специфики конкретной трассы.
Однако использование разумных приближений позволяет выделить некоторые
наиболее типичные ситуации, для которых могут быть получены приемлемые
для практики оценки значений напряженности поля.
В наиболее строгом виде напряженность поля (множитель ослабления) при
произвольном расположении точек передачи и приема может быть получена на
основе решения задачи дифракции электромагнитной волны на Земном шаре.
Решение, применимое для численных расчетов и справедливое для любых расстояний, было получено В. А. Фоком в предположении, что Земля является
идеально гладкой, электрически однородной сферой радиуса aзм , с относительной комплексной диэлектрической проницаемостью εзм . Приведем окончательную формулу для расчета множителя ослабления [63,64]:
∞
exp( jxts ) w(ts − y1 ) w(ts − y2 )
 π
,
(3.2)
⋅
V ( x, y1 , y2 , q=
) exp  j  ⋅ 2 π x ⋅ ∑
2
−
t
q
w
t
w
t
(
)
(
)
 4
s =1
s
s
s
где
w(t ) — функция Эйри,
ts — s - й корень уравнения, dw(t ) dt − qw(t ) =
0,
x = M α — приведенное расстояние по поверхности земли ( α — геоцентрический угол),
yi = khi M — приведенные высоты передающей и приемной антенн,
30
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
M = 3 kaзм 2 — безразмерный параметр задачи,
k = 2π λ — волновое число,
q — параметр, учитывающий электрические свойства Земли. При вертикальной
поляризации его величина определяется формулой
q = j M εзм ,
(3.3)
а при горизонтальной ––
(3.4)
q = jM εзм .
Структура вышеприведенной дифракционной формулы такова, что поле в
произвольной точке представляется в виде бесконечной суммы элементарных
дифракционных волн. Расчеты показывают, что по мере возрастания номера
элементарной волны (индекса s ) ее амплитуды убывают. Однако степень убывания такова, что чем меньше приведенное расстояние, тем больше элементарных волн имеют соизмеримые амплитуды и тем большее число членов ряда необходимо суммировать при определении V . В результате на разных удалениях
от источника получаются различные закономерности изменения поля. Такие
свойства позволяют разделить весь путь распространения волны на несколько
зон и в пределах каждой из них использовать свой аппарат для расчета. Кроме
того, такое выделение отдельных зон позволяет в каждой из них учесть конкретные условия распространения, которые не использовались в идеализированной дифракционной формуле.
При практическом применении сантиметровых, дециметровых и частично
метровых волн часто реализуются условия, когда приведенные высоты антенн
достаточно велики y1,2 >> 1. В этом случае весь путь распространения удобно
разбить на три зоны: освещенную (1), полутени (2) и тени (3) (см.рис. 3.1).
Приближенно освещенная зона ограничивается расстоянием 0,8 Rпр , где
расстояние прямой видимости определяется формулой:
(3.5)
Rпр = 2aзм ⋅ ( h1 + h2 ) .
Для таких трасс характерно, что первая зона Френеля не перекрывается
выпуклостью Земли.
A
B
h1
1
a зм
h2
2
3
Рис. 3.1 Зоны: освещенная, полутени и тени
31
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Зона полутени и тени характеризуются следующими расстояниями:
0,8 Rпр ≤ R ≤ 1,2 Rпр ,
R > 1,2 Rпр .
(3.6)
(3.7)
Для освещенной зоны (приведенное расстояние x < xпр , где xпр - расстояние
прямой видимости, выраженное в безразмерных переменных) поле имеет
структуру, практически совпадающую с той, которая может быть получена с
помощью отражательной трактовки влияния Земли [63]. Рассмотрим ее более
подробно.
Согласно отражательной трактовке [63,64] поле в точке приема представляет собой суперпозицию прямой волны, распространяющейся как в свободном
пространстве, и отраженной от границы раздела "воздух — поверхность" волны. Отраженная волна зависит от свойств поверхности. При плоской границе
множитель отражения может быть представлен в следующем виде:
 ⋅ exp(− j 2π∆r λ ) ,
(3.8)
V = 1 + Φ
где
 = Φ exp(− jϑ ) — коэффициент отражения,
Φ
∆r — разность хода между прямой и отраженной волной (определяется геометрией задачи).
Из приведенной формулы следует, что зависимость модуля V носит немонотонный характер, и поэтому величину V называют интерференционным множителем.
В случае гладкой границы раздела "воздух-поверхность" коэффициент отражения может быть определен на основе коэффициентов Френеля [64]. Для
вертикальной поляризации он имеет вид:
εзм sin θ − εзм − cos 2 θ

.
(3.9)
Φв =
εзм sin θ + εзм − cos 2 θ
В случае горизонтальной поляризации выражение для коэффициента отражения может быть представлено формулой:
sin θ − εзм − cos 2 θ

.
(3.10)
Φг =
2

sin θ + ε зм − cos θ
В вышеприведенных формулах θ — угол скольжения луча. Значение относительной диэлектрической проницаемости ε=
ε зм + j 60λσ зм зависит от
зм
типа подстилающей поверхности, вдоль которой проходит трасса распространения, и частоты излучения. В табл. 3.1 приведены частотные зависимости относительной диэлектрической проницаемости ε зм и удельной проводимости
σ зм для некоторых типов земных покровов [12]. Как следует из приведенных
значений, для волн УВЧ и СВЧ диапазонов все виды земной поверхности можно считать диэлектриками. Исключение составляет морская вода для дециметровых волн.
32
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Вид поверхности
ε зм σ зм [Cм м]
Морская вода (сред.
солен.), 20°С
Пресная вода, 20°С
Обычная земля
Очень сухая земля
Влажная земля
Табл. 3.1
Частота, МГц
100
1000
10000
70/5
70/5
70/5
50/17
80/0,003
15/0,001
3/0,0001
30/0,01
80/0,005
15/0,018
3/0,0001
30/0,017
80/0,18
15/0,033
3/0,0015
30/0,15
70/14
11/1,7
3/0,044
11/3
10
Необходимо отметить, что приведенные коэффициенты Френеля получены
в предположении о гладкости границы раздела. В реальных ситуациях она не
является гладкой. Степень неровности поверхности можно оценить с помощью
критерия Релея [63,64]. Согласно этому критерию поверхность считается гладкой, если для среднеквадратичного значения высоты неровностей ∆h в пределах пересечения существенной для распространения области с поверхностью
выполняется следующее неравенство: ∆h < λ (8cos θ ) .
Для шероховатых поверхностей вместо коэффициентов Френеля необхо . Величина
димо использовать эффективные коэффициенты отражения Φ
эфф


 . Методы определения Φ
всегда меньше зеркальных коэффициентов Φ
Φ
эфф
эфф
приведены, например, в [64].
Для реальных приземных трасс необходимо также учитывать сферичность
Земли. Это можно сделать путем соответствующих изменений амплитуды и фазы отраженной волны по сравнению со случаем плоской Земли.
Фазовые изменения приводят к модификации разности хода ∆r между
прямой и отраженной волнами, что можно сделать путем введения приведенных высот антенн (рис. 3.2)
R2
hi′ =−
hi
2aзм
2
 hi 
⋅
 .
h
+
h
 1 2
(3.11)
Рис. 3.2 Расчет приведенных высот антенн
33
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
С учетом сферичности Земли выражение для разности хода имеет вид:
(3.12)
∆r =2 h1′h2′ R .
Изменение амплитуды отраженной волны за счет сферичности будет обусловлено двумя явлениями. Во-первых, изменением угла скольжения θ и соответственно изменением коэффициента отражения. Угол скольжения при этом
будет определяться соотношением
(3.13)
sin θ ≈ (h1′ + h2′ ) R .
Во-вторых, выпуклость земной поверхности приводит к расхождению отраженного пучка лучей. Это можно учесть путем введения коэффициента расходимости D :
(3.14)
D= 1 1 + (2 R 2 h1′h2′ ) (a ⋅ (h1′ + h2′ )3 ) .
В результате выражение для модуля множителя ослабления имеет вид:
2
(3.15)
1 + (ΦD) + 2ΦD cos((4π h1′h2′ ) (λ R) + ϑ )  .
Рассмотрим поведение поля в области полутени ( x ≈ xпр ) и тени ( x > xпр ) в
случае высокоподнятых антенн. В этих областях множитель ослабления можно
представить в более простом виде [63]:
 1 + Q 2 +при
2Q cos φ0
ξ<
,
(3.16)
V =
при
ξ
0
>
Q

V=
где Q
=
(
x
4
)
y1 y2 Ψ
(ξ , µ , q) , µ
=
y1 y2 ( y1 + y2 ,
φ= 2( y13 2 + y23 2 ) + arcΨ (ξ , µ , q) + x3 12 − x( y1 + y2 ) 2 − ( y1 − y2 ) 2 4 x ξ= x − xпр .
Функции Ψ (ξ , µ , q) и arcΨ (ξ , µ , q) связаны с параметрами трассы и могут
быть получены с помощью численных расчетов. Вычисления показывают, что в
зоне тени (за пределами прямой видимости) поле быстро затухает по экспоненциальному закону, причем с уменьшением длины волны это затухание увеличивается. На рис. 3.3 представлены результаты расчетов модуля множителя ослабления для гладкой сферической поверхности.
Рис. 3.3 Множитель ослабления для гладкой
сферической поверхности
34
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Перейдем к рассмотрению ситуации, когда излучение и прием происходит
в условиях, когда высоты поднятия антенн h1 и h2 < λ . В этих условиях существенная для распространения область значительно пересекается с границей раздела и работа радиосистем осуществляется на дифракционной волне, скользящей вдоль поверхности Земли. В этом случае также выделяют три зоны:
приближение плоской Земли, полутени и тени [63].
В зоне приближения плоской Земли влияние поверхности проявляется в
виде утечки энергии в Землю, увеличиваясь при укорочении длины волны и
изменяясь в зависимости от вида поляризации (формула Шулейкина — Вандер-Поля) [63,64].
В зоне полутени ослабление за счет сферичности не очень велико и доминируют потери, связанные с полупроводящими свойствами почвы.
В зоне тени поле быстро затухает по экспоненциальному закону и расчет
может быть выполнен с учетом первого члена ряда в дифракционной формуле.
Результаты расчетов модуля множителя ослабления приведены на рис. 3.4.
Рис. 3.4 Множитель ослабления
3.1.2 Влияние метеорологических условий на распространение ОВЧ-СВЧ
излучения
Процессы распространения радиоволн рассматриваемого диапазона в приземном слое атмосферы (тропосфере) в определенной степени зависят от метеорологических условий на трассе, которые определяются такими физическими характеристиками, как температура, давление и влажность.
Атмосферные процессы, с одной стороны, обусловлены меняющимся режимом нагревания тропосферы поверхностью Земли, в результате чего в атмосфере имеют место перемещения воздуха в вертикальном направлении. С другой стороны, в силу различия температур в разных областях Земного шара,
происходит циркуляция воздушных масс и в горизонтальных направлениях.
Все эти процессы сопровождаются конденсацией паров воды, появлением облаков, выпадением осадков. При этом наряду с упорядоченным слоистым движением воздуха имеет место и беспорядочное турбулентное движение воздуха
большей или меньшей интенсивности.
35
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Совокупное влияние на распространение радиоволн атмосферных процессов (метеорологических условий) является весьма сложным. Это влияние сказывается в одновременном проявлении эффектов, действие каждого из которых
зависит от длины волны излучения. К этим эффектам относятся следующие:
— искривление направления распространения радиоволн (рефракция);
— рассеяние радиоволн неоднородностями тропосферы;
— рассеяние радиоволн гидрометеорами;
— поглощение радиоволн.
Рассмотрим каждый из этих эффектов в отдельности.
Как и любую среду распространения, атмосферу принято характеризовать
комплексной диэлектрической проницаемостью. Тропосфера состоит из смеси
электрически нейтральных газов. Во всех диапазонах радиоволн, за исключением коротковолновой части УКВ, проводимость этих газов практически равна
нулю. В диапазоне СВЧ и короче начинает сказываться дисперсия вещества —
зависимость электрических параметров от частоты — и в связи с этим проводимость газов тропосферы отличается от нуля и имеет место поглощение энергии поля.
Как показывают многочисленные измерения, относительная диэлектрическая проницаемость в любой точке тропосферы во всем диапазоне частот, за
исключением коротковолнового участка УКВ диапазона, незначительно превышает единицу. В результате экспериментов установлено, что показатель преломления тропосферы в зависимости от метеопараметров, кроме оговоренного
выше участка электромагнитного спектра, может быть представлен в виде
[63,64]:
77,6 
4810e  −6
(3.17)
⋅ p +
n = ε =+
1
 ⋅ 10 ,
T 
T 
где
T — температура в  K ,
p — давление в мб,
e — давление водяного пара в мб.
Наблюдающиеся в тропосфере явления рефракции можно объяснить изменением диэлектрической проницаемости (показателя преломления) с высотой
( dn dh ). В зависимости от метеорологических условий параметры T , p, e в
нижней части тропосферы могут весьма сложным образом меняться с высотой
и во времени. Это, в свою очередь, приводит к сложному характеру изменений
n с высотой и с течением времени, а следовательно, и к различным видам рефракции. Теоретические исследования рефракции могут быть выполнены на основе метода геометрической оптики [64]. Приведем основные результаты этого
анализа.
Параметрами, характеризующими рефракцию радиоволн в тропосфере, являются: радиус кривизны луча, эквивалентный радиус Земли и ряд других [64].
Радиус кривизны луча определяется с помощью следующего соотношения:
(3.18)
ρ = −1 (dn dh cosθ ) ,
36
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
а выражение для эквивалентного радиуса Земли имеет вид:
aзм
.
(3.19)
aэкв =
1 + aзм dn dh
Введение эквивалентного радиуса Земли позволяет свести криволинейную
траекторию распространения волны к прямолинейной. Выпрямленный луч проходит над земным шаром эквивалентного радиуса на той же высоте, что и криволинейный луч над реальной поверхностью. Так, расстояние прямой видимости с учетом рефракции может быть получено заменой в формуле (3.5)
реального радиуса на aэкв
(3.20)
=
Rпр
2aэкв ( h1 + h2 ) .
В зависимости от знака и величины градиента dn dh , которые определяются соответствующими градиентами температуры, давления и влажности, можно
выделить несколько характерных ситуаций или видов рефракции. На рис. 3.5
приведены траектории распространения радиоволны для различных условий, а
в табл. 3.2 - классификация видов рефракции.
Рис. 3.5 Траектории луча для различных
видов рефракции
Вид рефракции
ρ aзм
Нормальная
4
4÷∞
−∞ ÷ 0
4 ÷1
1÷ 0
Пониженная (2)
Отрицательная (1)
Повышенная (3)
Сверхрефракция (4)
Табл. 3.2
dn dhк,м
−1
−4 ⋅ 10−5
−4 ⋅ 10−5 ÷ 0
0÷∞
−5
−4 ⋅ 10 ÷ −1,57 ⋅ 10−4
−1,57 ⋅ 10−4 ÷ −∞
aкм
экв ,
8470
8470 ÷ 6370
6370 ÷ 0
8470 ÷ ∞
−∞ ÷ 0
Так называемая нормальная рефракция наблюдается в случае, когда
dn dhкм=−4 ⋅ 10−5 ⋅ −1 . Такой ход кривой показателя преломления имеет место,
когда на каждый километр высоты температура убывает на 6,5 K , а давление
водяного пара — на 3,5 мб . Нормальная рефракция наблюдается в пасмурную
погоду, когда слои воздуха хорошо перемешаны. Обычно такую ситуацию принимают за стандарт при расчете дальности действия радиолинии.
37
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
рефракция имеет место при dT dh км
< −6,5 K ⋅ −1 и
⋅ −1 , что обычно наблюдается в пасмурную холодную погоду.
de dhмб> −км
3,5
Дальность прямой видимости в этом случае меньше, чем при нормальной рефракции.
Отрицательная рефракция наблюдается в случае, когда показатель преломления возрастает с высотой ( dn dh > 0 ). Траектория волны обращена выпуклостью вниз ( ρ < 0 ). Эта ситуация возможна при dT dh км
<< −6,5 K ⋅ −1 ,
−3,5
⋅ −1 , причем влажность даже может возрастать. Погода с таde dhмб>>км
кими метеорологическими данными бывает редко, например, во время снегопада. Расстояние прямой видимости значительно меньше, чем при нормальной
рефракции.
Повышенная рефракция имеет место, когда с высотой температура убывает медленнее ( dT dh км
> −6,5 K ⋅ −1 ), а давление водяного пара — быстрее, чем
при нормальной рефракции ( de dhмб< −км
3,5
⋅ −1 ). Она обычно наблюдается
при инверсии температуры, которая бывает в хорошую ясную погоду, после захода Солнца, когда нижний слой воздуха, примыкающий к поверхности, вследствие радиации тепла поверхностью успевает охладиться, в то время как более
высокие слои остаются еще теплыми.
Сверхрефракция наблюдается в тех случаях, когда с высотой температура
убывает значительно медленнее, а влажность — значительно быстрее, чем при
нормальной рефракции, т. е. dT dh км
>> −6,5 K ⋅ −1 , de dhмб<<км
−3,5
⋅ −1 .
Сверхрефракция обычно бывает при наличии инверсии температуры при пониженной влажности атмосферы. В случае распространения над сушей такая ситуация может иметь место в хорошую ясную погоду, чаще в утренние часы, когда у поверхности воздух значительно более холодный и влажный по
сравнению с воздухом на больших высотах. Над морем в ясную погоду в течение целых суток воздух у поверхности воды оказывается более холодным по
сравнению с воздухом высоко расположенных слоев. Поэтому над морем
сверхрефракция представляет собой более частое явление, чем над сушей.
Дальность действия радиотехнических устройств при сверхрефракции может
значительно возрасти благодаря тому, что распространение здесь происходит
вдоль поверхности, как по волноводу — атмосферному волноводу. Однако инверсия температуры, при которой возникает атмосферный волновод, на протяжении больших участков высот менее вероятна, чем на малых. Поэтому более
вероятно появление атмосферных волноводов, захватывающих более короткие
волны. Сравнительно часто такие ситуации возникают для СВЧ диапазона и
более редко — для УВЧ диапазона.
Поскольку в реальных условиях кроме медленного изменения n(h) с высотой имеют место подвижные локальные вариации показателя преломления,
взаимодействие поля волны с ними приводит к переизлучению (рассеянию)
первоначальной энергии. При распространении радиоволн в пределах прямой
видимости рассеяние на случайных неоднородностях приводит к случайным
Пониженная
38
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
флуктуациям или замираниям сигнала. Различают следующие основные виды
замираний в зависимости от причин их возникновения.
Так называемые субрефракционные замирания характерны для сухопутных равнинных трасс, особенно в летнее время и весной, когда часто метеоусловия таковы, что ситуация близка к сверхрефракции, т. е. имеет место значительное затенение трассы и ослабление поля за счет дифракционных потерь.
Такого вида ослабления имеют обычно большую продолжительность — от нескольких десятков минут до нескольких часов, т. к. обусловлены инерционными метеорологическими процессами, например приземными туманами. Глубина субрефракционных замираний может достигать 20—30 дБ и более в
широком частотном диапазоне.
Второй вид флуктуаций, наблюдающийся на открытых трассах, имеет интерференционное происхождение. В зависимости от градиента показателя преломления может иметь место как синфазное, так и противофазное сложение
прямой и отраженной от поверхности волн. Это и является причиной замираний. Глубина их зависит от соизмеримости амплитуд волн. Отраженная волна
наиболее интенсивна на сухопутных плоских трассах, проходящих в слабопересеченной, лишенной лесного покрова местности, а также на трассах, проходящих над большими водными поверхностями. Продолжительность замираний
такого типа составляет секунды — десятки секунд при глубине 25-30 дБ. Эти
замирания характерны для волн сантиметрового и дециметрового диапазонов и
обладают пространственной и частотной избирательностью.
Третий вид флуктуаций, также интерференционного происхождения, связан с появлением в точке приема волн, отраженных от слоистых неоднородностей типа инверсных слоев, метеорологических фронтов, облаков и т. п. Волны,
отраженные от таких неоднородностей, интерферируют с прямой волной и друг
с другом. Малейшие изменения высоты неоднородностей приводят к резким
изменениям фазовых соотношений между интерферирующими волнами. Эти
флуктуации относятся к классу быстрых замираний с частотной и пространственной избирательностью. При глубине замираний 25-30 дБ их средняя продолжительность составляет доли секунды. Чем короче длина волны и больше
протяженность трассы, тем более вероятны эти замирания. Они чаще наблюдаются на волнах СВЧ диапазона в приморских районах, а также в горной местности.
Как показали экспериментальные исследования для метровых и более коротких волн для трасс протяженностью более 100 км, когда точка приема находится в области тени, напряженность поля систематически превышает значения, полученные в соответствии с дифракционной теорией с учетом
нормальной рефракции. Это явление получило название дальнего тропосферного распространения радиоволн, и связано оно с взаимодействием излучения с
неоднородностями показателя преломления. Отражение от достаточно протяженных и стабильных слоистых неоднородностей и рассеяние на мелкомасштабных неоднородностях турбулентного происхождения являются причинами
более высокого уровня сигнала за линией радиогоризонта. Оба эти фактора
действуют одновременно, и результирующее поле имеет весьма сложную
39
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
структуру. Приведем инженерный метод расчета множителя ослабления
[63,64], основанный на экспериментальных данных, для трасс протяженностью
свыше 100 км и частотного диапазона от 30 до 10000 МГц.
(3.21)
V [ дБ] =
−20 − 10lg( f ) − 0,06 R ,
где частота f выражена в МГц, а расстояние R в км.
Рассмотрим процессы, которые приводят к ослаблению радиоволн при
распространении на приземных трассах. Сразу необходимо отметить, что практическое значение ослабление приобретает лишь в СВЧ диапазоне. Ослабление
радиоволн в тропосфере γ обусловлено двумя причинами — поглощением радиоволн, т. е. превращением электромагнитной энергии в тепло, и рассеянием
радиоволн частицами гидрометеоров. Поэтому множитель ослабления в приземном слое может быть представлен в виде:
(3.22)
V=
−(γ g + γ h ) R ,
где
γ g — коэффициент поглощения в атмосферных газах,
γ h — коэффициент ослабления в гидрометеорах.
Поглощение радиоволн в атмосферных газах носит резко выраженный селективный характер. Это связано с тем, что любая молекула, как квантовомеханическая система, обладает дискретным набором энергетических состояний (уровней). Переход с одного уровня на другой сопровождается либо излучением, либо поглощением энергии. В целом, для молекул, входящих в состав
воздуха тропосферы, поглощение в радиодиапазоне определяется переходами
между вращательными уровнями (например, для паров воды, окиси углерода,
окиси азота), а также уровнями тонкой и сверхтонкой структуры (для кислорода, гидроксила) и зависит от распределения метеорологических параметров.
Эти распределения подвержены значительным вариациям и связаны со многими факторами: временем года и суток, географическими условиями местности,
типом подстилающей поверхности и т. д. Изменчивость ослабления в чистой
атмосфере по диапазону радиоволн в пространстве и во времени значительно
осложняет сопоставление экспериментальных данных между собой и с теоретическими расчетами. Однако к настоящему времени у нас в стране и за рубежом выполнено значительное количество работ, на основании которых можно
достоверно оценить молекулярное поглощение радиоволн в тропосфере.
Ослабление, вносимое нижним слоем атмосферы при отсутствии гидрометеоров, для волн УКВ диапазона практически полностью определяется молекулярным поглощением в кислороде и водяном паре, поскольку ослабление в
примесных газах ( O3 , NO, NO2 , N 2O, CO, SO2 и др.) мало либо из-за их малой
концентрации, либо из-за слабости линий поглощения в рассматриваемом участке электромагнитного спектра [35,58,5].
Молекула H 2O представляет собой асимметричный волчок, вращательный
спектр которого состоит примерно из 900 линий. Почти все они лежат в области субмиллиметровых и инфракрасных волн. Учет всех этих составляющих
представляет собой достаточно трудоемкую задачу, поэтому для практических
40
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
оценок поглощения в водяном паре были разработаны инженерные методики
расчетов для различных спектральных диапазонов. Молекула O2 не имеет электрического дипольного момента, однако, благодаря наличию не спаренного
электрона обладает значительным магнитным моментом. В результате резонансное поглощение в кислороде происходит вследствие взаимодействия этого
магнитного момента с полем излучения. Основной вклад в величину γ вносит
спектр O2 , обусловленный переходами между компонентами тонкой структуры
одного и того же вращательного уровня, возникающей благодаря взаимодействию вращательного момента молекулы со спином электрона. Как показали результаты расчетов, наиболее близкие резонансные частоты поглощения, которые дают основной вклад в ослабление сигнала для СВЧ диапазона, находятся в
районе частот около 60 ГГц и одна отдельная линия на частоте 118.75 ГГц. В
области от 48 до 72 ГГц расположено 45 резонансных линий поглощения, которые на малых высотах над земной поверхностью “замываются” главным образом вследствие давления и образуют непрерывную область поглощения. На
рис. 3.6 приведены зависимости погонного поглощения в приземной атмосфере
от частоты для среднестатистических значений метеорологических параметров
тропосферы, характерных для средней полосы России [10].
Для практического применения в УВЧ-СВЧ диапазонах можно использовать следующие приближенные формулы [83] для расчета погонного поглощения (дБ/км) в водяном паре и кислороде:
(3.23)
γ H 2O (дБ / км) = Α ⋅ f 2Wrp rt ⋅ 10−4 .
где
7
3,79
−2
−3 Wrt
A = 3,27 ⋅ 10 rt + 1,67 ⋅ 10
+ 7,7 ⋅ 10−4 f 0,5 +
rp
( f − 22,235) 2 + 9,81rp2 rt
+
11,73rt
4,01rt
+
для fГГц
≤ 350
2
2
( f − 183,31) + 11,85rp rt ( f − 325,153) 2 + 10,44rp2 rt

 2 2 2
7,27 r
7,5
f rp rt ⋅ 10−3
+
2 2
2
2 2
( f − 57) + 2,44rp rt 
 f + 0,351rp rt
t
γ O (дБ км) =
 2
2
.
(3.24)
для fГГц
,
≤ 57
rp = p 1013 , p — давление в ( hPa ),
=
rt 288 (273 + t ) , t — температура (  C ),
f — частота ( ГГц ),
W — влажность ( г м3 ).
Наиболее сильными факторами, воздействующими на процессы распространения радиоволн в приземной атмосфере, являются различные гидрометеоры и в первую очередь такие, как дождь и снег. В отличие от молекулярного
поглощения появление гидрометеоров на трассе носит случайный характер, поэтому при проектировании радиосистем необходимы сведения о пространственных и временных характеристиках осадков.
41
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 3.6 Зависимости погонного поглощения в приземной атмосфере от частоты
42
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Большинство теоретических и экспериментальных работ (см. обзоры [35,
58, 83, 52]) по определению ослабления в гидрометеорах посвящено изучению
этого вопроса применительно к дождю, оказывающему, как оказалось, наиболее сильное влияние на процессы распространения волн и наиболее часто
встречающемуся виду осадков.
В предположении о сферичности капель, оценки коэффициента ослабления
можно выполнить на основе результатов строгой теории Ми для решения задачи дифракции электромагнитной волны на сфере произвольного радиуса. Выражение для расчета ослабления в дожде представляет собой бесконечный ряд,
коэффициенты которого выражаются через функции Рикатти-Бесселя комплексного аргумента. На рис. 3.7 представлены зависимости погонного ослабления γ [дБ/км] в дождях различной интенсивности от частоты.
В настоящее время рядом авторов (см. [58, 52]) предложены инженерные
методики оценки ослабления в дожде по выражениям типа:
γ h =υIα ,
(3.25)
где
γ h — ослабление в дБ/км,
I — интенсивность осадков в мм/ч.
Сопоставление теоретических расчетов и экспериментальных исследований показало, что на коротких трассах данные по ослаблению в дождях хорошо
совпадают с результатами вычислений, однако для протяженных трасс может
иметь место их существенное расхождение. Причинами такого несовпадения
могут быть пространственная неоднородность осадков, изменение функции
распределения частиц осадков во времени и в пространстве.
В настоящее время для наземных трасс разработан ряд методик, позволяющих с определенной долей вероятности оценить ослабление в дождях с
учетом его пространственно-временных характеристик [52, 84].
43
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 3.7 Зависимости погонного ослабления в дождях
Еще одной причиной расхождения теории и эксперимента может быть отличие реальной формы элементарных рассеивателей от сферической. Дождевые
капли, главным образом крупные, при падении сплющиваются и принимают
форму сфероидов с вогнутым дном [48]. Как следствие этого эффекта, γ для такой среды будет зависеть от поляризации излучения. В этом случае параметры
в формуле (3.25) определяются в зависимости от частоты и поляризации. Их
численное значение представлено в [84]. Ниже приведены формулы, которые
могут быть использованы для аналитических расчетов ослабления в дожде в
рассматриваемом спектральном участке электромагнитного спектра [40].
(3.26)
υ = υ г + υв + (υ г − υв )Cos 2ϕCos 2τ  2 ,
(3.27)
α = υ гα г + υвα в + (υ гα г − υвα в )Cos 2ϕ Cos 2τ  2υ .
Индексы г и в относятся к случаю горизонтальной и вертикальной поляризации излучения, ϕ — угол возвышения трассы, τ — угол наклона поляризации относительно горизонтали (для круговой поляризации τ = 45о).
44
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Для частот fГГц
< 10
:
=
υ г 0,000353 + 1,5 ⋅ 10−6 f 3,815 ,=
υв 0,000326 + 1,42 ⋅ 10−6 f 3,773 ,
α г =1,32 − 0.018( f − 7,4) 2 + 162 (12100 − f 4 ) ,
α в = 1,262 − 0.0195( f − 7,4) 2 + 515 (13800 − f 4 ) .
Для частот 10 ГГц ≤ f ≤ 40 ГГц :
(3.28)
1,785
, υв 0,000789( f − 5,8)1,686 ,
=
υ г 0,000614( f − 5,2)
=
(3.29)
αг =
1,195 − 0,0066 f + 0,45 ( f − 7) ,
αв =
1,172 − 0.0066 f + 0,45 ( f − 7) .
Следует заметить, что эффект несферичности частиц осадков более существенен для систем, использующих одну несущую и поляризационное разделение каналов. Как показали расчеты [72], деполяризация излучения в дождях
может приводить к уменьшению поляризационной развязки систем до 10 дБ
при использовании круговой поляризации излучения.
Исследований, посвященных ослаблению в снегопадах, существенно
меньше, что связано, по-видимому, с тем, что выпадение этого вида осадков —
более редкое явление, чем дождь. В результате немногочисленных экспериментов (см.[5,52]) установлено, что для СВЧ диапазона ослабление в сухом снеге
на порядок меньше, чем в дожде той же интенсивности. Влажный и обводненный снег вызывает более сильное ослабление.
Еще одним типичным представителем гидрометеоров, которые наиболее
часто встречаются на практике, являются туманы. Для них характерно то, что
размер капель воды не превышает 80-100 мкм. Содержание воды q в реальных
условиях может колебаться от 0.03 г/м3 слабом тумане до 2 г/м3 в сильном тумане. Для практических расчетов ослабления в туманах могут быть использованы формулы, приведенные в [84]. В табл. 3.3 приведены значения ослабления
для ряда частот СВЧ диапазона в туманах ( T = 10 C ) при различных значениях
оптической видимости S (водности q ).
Табл. 3.3
Частота,
ГГц
Ослабление в тумане, дБ/км
слабый
Sм= 1000
qг= м
0.005
20
15
10
1
1.35 ⋅ 10−3
8.5 ⋅ 10−4
5.5 ⋅ 10−5
1.35 ⋅ 10−5
умеренный
3
Sм= 500
qг= м
0.02
5.4 ⋅ 10−3
3.4 ⋅ 10−3
2.2 ⋅ 10−4
5.2 ⋅ 10−5
сильный
3
Sм= 200
qг= м
0.1
2.7 ⋅ 10−2
1.7 ⋅ 10−2
1.1 ⋅ 10−3
2.6 ⋅ 10−4
очень сильный
3
Sм= 50
qг= 1.4
м
3
3.78 ⋅ 10−1
2.38 ⋅ 10−1
1.54 ⋅ 10−2
3.64 ⋅ 10−3
45
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Как следует из приведенной таблицы, туманы оказывают практическое
влияние лишь на достаточно протяженных трассах в СВЧ диапазоне.
3.1.3 Моделирование распространения радиоволн на приземных трассах с
учетом рельефа местности
Приведенные выше формулы для расчета ослабления поля при распространении радиоволн вблизи поверхности Земли получены в приближении
"квазигладкой" поверхности, т. е. когда неровности пологие, их горизонтальный размер значительно превышает дальность прямой видимости. Для реальных трасс необходимо учитывать наличие различных встречающихся в естественных условиях возвышенностей, холмов, гор и т. п. Неровности земной
поверхности существенно влияют на распространение радиоволн. Чем короче
длина волны, тем это влияние выражено резче. С укорочением λ уменьшаются
поперечные размеры существенной для распространения области пространства,
и все меньшие неровности становятся причиной заметного отклонения условий
распространения от случая гладкой подстилающей поверхности.
Для определения условий распространения с учетом рельефа местности
строят профиль трассы, представляющий собой вертикальный разрез от точки
передачи до точки приема с учетом кривизны Земли и рефракции (см. рис. 3.8).
По этому профилю определяется просвет линии H n , как расстояние между наиболее высокой точкой профиля и линией, соединяющей центры антенн. Если
рефракция отсутствует, то эта линия представляет собой прямую, при dn dh ≠ 0
она искривлена. Для заданного градиента показателя преломления величину
просвета можно представить в виде [63]:
(3.30)
H n= H (dn dh= 0) + ∆H (dn dh) ,
где ∆H (dn dh) =
−0,25 R1 ( R − R1 ) ⋅ dn dh .
При расчетах обычно полагают, что значение градиента показателя преломления соответствует нормальной рефракции. Однако для более точных оценок (особенно для протяженных радиотрасс) можно использовать среднестатистические данные о значениях dn dh , приведенных в [84] для ряда регионов.
Рис. 3.8 Профиль трассы
46
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В условиях пересеченной местности величина просвета служит критерием
оценки степени затенения трассы рельефом и дальнейшего выбора метода расчета поля. Степень затенения трассы оценивают не абсолютным значением H n ,
а сравнением его с некоторым эталонным просветом H 0 . Если H n = H 0 , то поле
в точке приема равно полю в свободном пространстве ( V = 1 ). Такие условия
могут наблюдаться только в случае интерференции прямой и отраженной волн
при сдвиге фаз π 3 , что соответствует разности хода λ 6 . Эталонный просвет
H 0 (малая полуось эллипса минимальной зоны распространения [63]) определяется следующим выражением:
H 0 = (λ R1R2 ) (3R) .
(3.31)
При H n ≥ H 0 земная волна имеет интерференционную структуру, трасса
называется открытой и расчет поля можно вести по интерференционной формуле. Неровности рельефа при этом могут быть учтены путем их аппроксимации телами правильной геометрии (например, сферой, цилиндром и т. п.). В
этом случае множитель ослабления (модуль) может быть представлен в виде:
2
где Φ ter i
2
l

  l

V = 1 + ∑ Φ ter i cos φi  +  ∑ Φ ter i sin φi  ,
=
i 1=

 i1

2π
=
Φ i Di , φi=
∆ri + ϑi , l — количество препятствий.
(3.32)
λ
При сферической аппроксимации коэффициент расходимости излучения
определяется выражением
=
Di
1
=
2
2
3 R2(
i R − Ri ) ∆yi
1+
rbi2 H i R 2
1
4 Ri2 ( R − Ri ) 2
1+
bi H i R 2
,
(3.33)
rbi 2
— радиус кривизны аппроксимирующей сферы.
где bi =
8∆yi
В формуле (3.32) должны быть использованы эффективные значения модулей коэффициентов отражения, учитывающие мелкомасштабные неровности
поверхности. В табл. 3.4 приведены усредненные значения модуля коэффициентов отражения Φ i при углах скольжения 10′ ÷ 30′ для некоторых видов поверхностей.
Вид поверхности
Водная
Равнина, пойменные
луга, солончаки
Ровная лесистая
местность
Среднепересеченная
лесистая местность
Коэффициент отражения при длинах волн
λ , см
Табл. 3.4
15 ÷ 18
0,9 ÷ 0,99
7 ÷8
0,8 ÷ 0,95
5
0,65 ÷ 0,85
1,5 ÷ 3
0,2 ÷ 0,45
0,8 ÷ 0,99
0,6 ÷ 0,95
-
-
0,6 ÷ 0,8
0,4 ÷ 0,6
0,3 ÷ 0,5
0,1 ÷ 0,3
0,3 ÷ 0,5
0,2 ÷ 0,3
-
-
47
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
При H 0 > H n ≥ 0 трасса называется полуоткрытой, а при H n < 0 — закрытой и расчет необходимо вести по дифракционным формулам. Отметим, что в
последнем случае H n часто называют величиной закрытия.
Условия распространения вдоль неровной поверхности можно оценить количественно с некоторой степенью приближения в связи с многообразием реальных рельефов. Для оценки ослабления проводят аппроксимацию неровностей телами правильной геометрической формы.
Препятствия могут быть различного типа. Первым типом препятствия может быть гладкая поверхность Земли. Эта ситуация возможна для волн ОВЧ
диапазона при распространении над морем и над равнинной местностью. В
этом случае поле может быть рассчитано по обычным дифракционным формулам с учетом рефракции волны путем введения эффективного радиуса Земли.
Необходимо отметить, что в случае, когда детали рельефа трассы неизвестны,
расчет дифракционного поля также производится для гладкой сферической
Земли. В зоне тени это можно сделать на основе следующего аналитического
выражения [82]:
(3.34)
VдБ
( )=
F x( ) +G y( 1 ) +G y( 2 ) ,
1
где F ( x) =
11 + 10lg( x) − 17.6 x; x = 2,2 f 3 aэфф −2 3 R;
 17,6( y − 1,1) 2 − 5lg( y − 1,1) − 8
y≥2

20lg( y + 0,1 y 3 )
10 Z < y < 2

G( y) = 
2 + 20lg Z + 9lg( y Z ) ⋅ ( lg( y Z ) + 1) Z 10 < y < 10Z
2 + 20lg Z
y < Z 10

2
1 + 1,6 Z 2 + 0,75Z 4
− 13
−3
3
,
=
y 9.6 ⋅ 10 β f aэфф h , β =
1 + 4,5Z 2 + 1,35Z 4
1
Zг
0,36(aэфф f ) −1 3 (ε зм − 1) 2 + (18000σ зм f ) 2 
−1 4
,
12
Z в Z H ε зм 2 + (18000σ зм f ) 2  ,
=
aэф — эффективный радиус Земли в км ,
f — частота в МГц ,
R — протяженность трассы в км ,
h1 и h2 — высоты антенн передающего и приемного пунктов в м .
При горизонтальной поляризации волны для всех частот и при вертикальной поляризации для fМГц
над Землей и fМГц
над морем пара> 20
> 300
метр β можно считать равным 1.
Второй тип затеняющих препятствий — это препятствия с нерегулярной
шероховатой поверхностью, такие, как горные кряжи, холмы, покрытые лесом
и т. п., или резкие с круто поднимающимися сторонами — такие как здания,
промышленные сооружения. Для этого типа препятствий характерно наличие
значительных неровностей по сравнению с длиной волны. В этом случае расчет
48
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
целесообразно вести по методу, основанному на теории дифракции электромагнитной волны, например, на полуплоскости (ребре) [82]:
VдБ
( ) =−6,9 − 20lg
(
)
(ν − 0,1) 2 + 1 + ν − 0,1 ,
(3.35)
где
ν = H n 2 R (λ R1R2 ) ,
R1 и R2 — расстояния от вершины до передатчика и приемника.
Для оценки ослабления можно также использовать приближенную формулу при аппроксимации препятствия клином с закругленной вершиной, приведенную в [36]:
(3.36)
V =−6,4 − 20lg  2ϕ 2 x + 1 + 1,41ϕ x  − K (6,6 x 0,75 y1,5 + ψ ) ,


где
3,1 ⋅ 10 −4 R
13


,
=
K exp −0,5 ( f a ) , x =


fL1L2
yϕ >0 ϕ
 18,3при
,
y = 14,9(af )1 3 , Ψ =
0,25 1,5
11,7при
x
y
0
ϕ
<

L1 и L2 — расстояния от конечных точек трассы до пересечения касательных к
препятствию в км,
a - радиус кривизны вершины препятствия,
ϕ — угол дифракции в рад,
f - частота в ГГц.
Можно использовать результаты дифракции волны на трехгранной поглощающей призме [40]. Вершина реального препятствия аппроксимируется при
этом тремя поглощающими полуплоскостями. По профилю трассы, построенному с учетом нормальной рефракции, определяются параметры призмы
(см.рис. 3.9.). Множитель ослабления такого препятствия имеет вид [40]:
(3.37)
V (дБ) = F (u0 ) + F (u1) + F (u2 ) ,
С
∆1
∆2
H
А
d1
R1
d2
R2
В
Рис. 3.9 Определение параметров призмы
где
49
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
u0 =u00 − δ 0 m + δ 0 n , u=
u10 − δ1 , u=
u20 − δ 2 , u00 = H
1
2
2R2
,
R1R2λ
 R1 − d1 R2 − d 2  R1R2
 ∆1 ∆ 2  2 R1R2
, δ 0n =
exp(u00 − δ 0 m ) ,
+
+



R2 d 2  π R
 R1d1
 d1 d 2  Rλ
2 R1
2 R2
, u20 = ∆ 2
,
u10 = ∆1
d1 ( R1 − d1 )λ
d 2 ( R2 − d 2 )λ
δ=

0m
( R1 − d1 ) R2
4
1 ( R2 − d 2 ) R1
4
exp(− (u00
=
− δ 0 m )) , δ 2
exp(− (u00 − δ 0 m )) .
π
Rd1
π
π
Rd 2
π
Функция F (u ) определяется с помощью соотношения (3.35) при u ≥ −0.7 .
Если u < −0.7 , то F (u ) = 0 . В формуле должно выполняться условие u0 ≤ u00
или −δ 0 m + δ 0 n ≤ 0 . Если u0 > u00 , то следует принять u0 = u00 .
Третий тип препятствий — препятствия со сравнительно гладкой поверхностью. К таким препятствиям можно отнести безлесные холмы на частотах
ниже 1000 МГц с плавными очертаниями. В этом случае целесообразно использовать результаты решения задачи дифракции на диэлектрическом цилиндре,
аппроксимируя вершину препятствия круговым цилиндром радиуса a . Множитель ослабления может быть представлен следующим соотношением [82]:
(3.38)
V=
(дБ) F (u00 ) + T ( µ ,η ) .
=
δ1
1
2R
2 R1R2
,
Здесь F (u00 ) определяется как в (3.37),
=
u00 H= ϕ
R1R2λ
Rλ
13
 R  πa 
T ( µ ,η ) = αµ , =
α 8,2 + 12,0η , µ = a 
 ,
 
 R1R2   λ 
23
H πa 
η =   , β = 0,73 + 0,27(1 − exp(−1,43η )) .
a λ 
Выше была рассмотрена ситуация, когда на трассе имеется одиночное
препятствие. При наличии нескольких препятствий ситуация существенно усложняется. Часто профиль трассы заменяется последовательностью неоднородностей. Экспериментальные данные свидетельствуют о том, что только некоторые из них вносят существенный вклад в формирование поля в точке приема.
Наиболее часто используются методы Эпштейна-Петерсона [66], Гиованелли
[74] и Дейгоута [68], в которых используется аппроксимации препятствий системой полуплоскостей (ребер) с оценкой влияния их друг на друга. Однако все
они, как показывают экспериментальные данные, применимы для трасс с ограниченным количеством препятствий (обычно не больше трех).
Все вышеприведенные формулы расчета напряженности поля при распространении над земной поверхностью относятся к так называемым детерминированным методам. Их использование для целого ряда задач не совсем удобно.
В частности, например для построения зон уверенного приема, при проектировании радиосетей и оценки электромагнитной совместимости РЭС, поскольку
β
50
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
они требуют знания очень большого числа параметров для больших площадей.
Детерминированные методы целесообразно применять для расчета характеристик какой-либо отдельной линии.
Для практической оценки величины ослабления поля очень часто используют эмпирические зависимости, полученные на основе аппроксимации экспериментальных данных более простыми формулами. Однако область их применения ограничивается, как правило, достаточно узким диапазоном частот и
расстояний. Из подобного сорта работ следует выделить эмпирическую модель,
представленную в [102]. Она применима в диапазоне от 40 МГц до 10 ГГц и дает, по утверждению авторов, среднеквадратичную погрешность не более 18 дБ.
Имеет место и другой, так называемый статистический подход к определению напряженности поля при распространении радиоволн вдоль поверхности
Земли. Он базируется на экспериментальных результатах измерений поля в
различных районах Земного шара. Обобщенные данные являются базой для вероятностных оценок условий приема в различных регионах.
Основой расчета напряженности поля для статистической методики являются медианные значения напряженности электрического поля E (50,50) , которые означают, что в 50 % мест и для 50 % времени измеряемая напряженность
будет превышать указанную величину. Эти значения зависят от высот передающей и приемной антенн, несущей частоты и протяженности трассы и получены в результате усреднения экспериментальных результатов в различных регионах при различных условиях. В документах МСЭ [80,85] содержатся данные
о E (50,50) для сухопутных и морских трасс для ОВЧ-УВЧ диапазонов. Отметим, что в этих данных автоматически учитываются неровность поверхности,
кривизна Земли, влияние рефракции и различные замирания. Они получены для
так называемых типовых радиолиний. Рекомендация [85] является заменой
просуществовавшей в различных редакциях около 50 лет рекомендации [80] и
позволяет выполнить моделирование для более широкого диапазона параметров радиолиний. На рис. 3.10 в качестве примера таких данных представлены
зависимости напряженности электромагнитного поля от расстояния для суши
при различных высотах передающей антенны для частоты 2000 МГц при излучаемой мощности 1 кВт на уровне поверхности.
Эти данные целесообразно использовать для моделирования распространения радиоволн. Напряженность поля (в дБ (мкВ/м)) в точке приема может
быть определена по формуле:
(3.39)
=
E E (50,50) + ∆Eh +пер
∆EP +пе∆Eθ + ∆Eat + G − L р ,
где
E (50,50) — напряженность поля, создаваемая передатчиком с фиксированной
мощностью с антенной, расположенной на заданной эффективной высоте, в
точке приема, находящейся на расстоянии R и высоте h2 ;
∆Eh — поправка, учитывающая другое значение высоты приемной антенны;
∆EP — поправка на другую мощность передатчика;
∆Eθ — поправка на величину угла препятствия на местности;
51
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
∆Eat — поправка на ослабление в атмосфере;
Gпер и Lпер определяются коэффициентом усиления и потерями в фидере передающей антенны.
Рис. 3.10 Зависимости напряженности электромагнитного поля от расстояния
Исходными данными для расчета являются географические координаты
приемника и передатчика, диапазон частот, мощность передатчика и высоты
установки антенн. По географическим координатам РЭС определяется сечение
рельефа местности по трассе радиолинии.
Информативными параметрами сечения рельефа местности по трассе распространения, учитываемыми при расчете напряженности электромагнитного
поля, являются: угол на препятствие на местности и неровность рельефа.
Для определения эффективной высоты h1эф антенны передатчика определяется в зависимости от протяженности трассы. В случае если расстояние между корреспондирующими пунктами не превосходит 15 км, то
(3.40)
h1эф = hb ,
52
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
где hb — высота антенны над средним уровнем поверхности на расстоянии от
0,2R до R . Для трасс протяженностью 15 км и более эффективная высота антенны передатчика определяется как
(3.41)
h1эф = heff ,
где heff — высота антенны над средним уровнем поверхности, определяемым
по фрагменту трассы с расстояния от 3 км до 15 км в направлении от передатчика к приемнику.
В случае, если значение heff отрицательное, то вводится дополнительная
корректирующая поправка ∆En на эффективный угол закрытия θ eff , определяемый как максимальный угол на препятствие для первых 15 км трассы (но не
более) в направлении на приемник. Величина ∆En определяется как
(3.42)
∆EдБ
)=
J v( ′) −
J v( ) ,
n(
(
)
где J(ν=
) 6.9 + 20log (ν − 0.1) 2 + 1 + ν − 0.1  , v′ = 0.036 f , ν = 0.065θ eff f ,


угол θ eff — в градусах, f — в МГц .
Первое слагаемое в формуле (3.39) E (50,50) определяется для конкретного
значения h1эф в соответствии с табличными значениями в зависимости от частотного диапазона. В случае несовпадения параметров, например, значения
протяженности трассы, применяется интерполяция по соседним узлам.
Поправка ∆Eh , учитывающая конкретное значение высоты приемной антенны, определяется в зависимости от соотношения h2 и высоты неровностей
рельефа (характерной высоты местных помех hn ) в окрестности точки приема.
Для трассы находится модифицированная высота hn′ :
(1000 Rhn ) (1000
при R − 15
6,5
h1 ≥
R + hn
)
,
(3.43)
hn′ = 
hn
при h1 < 6,5 R + hn

где высоты h1 и hn определены в м , а протяженность трассы R — в км . Значение ∆Eh (в дБ) находится по формуле:
(3.44)
∆Eh =
K h 2 log ( h2 hn′ ) ,
где K=
3,2 + 6,2log( f ) .
h2
Поправка на величину угла на препятствие на местности ∆Eθ (в дБ) определяется с помощью следующей зависимости:
(3.45)
∆Eθ= J (v′) − J (v) ,
arctg ( (h1 − h2 ) 1000 R ) ⋅ 180 π .
где v′ = 0.036 f , v = 0.065θtca f , θtca= θ − θ r , θ r =
Величины, входящие в формулу (3.45), определены аналогично, как и в выражении (3.42).
Поправка на ослабление излучения в атмосфере определяется по формулам, приведенным в предыдущем разделе.
Поправочный коэффициент ∆EP , учитывающий реальное значение мощности передатчика P (в Вт), вычисляется по формуле
53
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
(3.46)
∆EдБ
)=
10lg(
P 1000) .
P(
Параметры Gпер и Lпер задаются коэффициентом усиления и потерями в
фидере передающей антенны исходя из условий задачи.
В качестве примера реализации статистического метода на рис. 3.11 приведена рассчитанная карта напряженности поля, создаваемая радиопередатчиком мощностью 50 Вт. Частота излучения 4500 МГц, высота подвеса антенны
50 м. Из рис. 3.11можно определить зоны затенения, отражающие структуру
рельефа местности. Здесь же изображены населенные пункты (отдельный слой
из базы данных населенных пунктов). Заливка соответствует летней ясной погоде, толстыми линиями проведены контуры для летней погоды с сильным дождём.
Ильинское
Борисоглеб
Артемьево
57.9
Тутаев
Лом
ГостиловоИвановское
57.8
80
Глебовское
Горки Варегово
Бабаево
Левцово
Мешково
Бекренево Кузнечиха
Прусово
Дорожаево
Миглино
Байково
Медведково
Мордвиново
57.6
Пестрецово
Красный Бор
Еремино
Красный Профинтерн
70
Некрасовское
60
50
Красное
Вощино
Курба
Ширинье
Раменье
Дубки
РЭС РЭС1
Иванищево
Каблуково
Козьмодемьянск
Кормилицыно
57.5
Сигарь
Титово
Филиппово
Ильинское-Урусово Шопша
Юркино
Бор
Ярославка
Григорьевское
57.7
57.4
90
Вятское
Толбухино
Константиновский
30
Заячий Холм
Бурмакино
Бурмакино-село
Коромыслово
Вышеславское
Великое
Митино
Плещеево
Макарово
Гаврилов-Ям
Пружинино Остров
Вощажниково
Яковцево
57.3Осипово
Борисоглебский
Белогостицы
Ишня
Ростов
57.2
Покровское
39.0
39.2
39.4
Калинино
20
10
0
-10
Осенево
-20
Заречный
39.6
40
39.8
40.0
40.2
40.4
-30
Рис. 3.11 Карта напряженности поля
Принципиальное значение имеет адекватность результатов моделирования
экспериментальным измерениям. На рис. 3.12, приведены статистически обработанные погрешности [67,27] между результатами моделирования и экспериментальными измерениями, выполненные специалистами региональных УГНСИ и РЧЦ для ряда систем связи.
54
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
8
6
4
2
Расхождение, дБ
СКО, дБ
0
-2
-4
-6
1
2
3
4
5
6
7
8
9 10 11 12 13 14 15 16
Рис. 3.12 Погрешности моделирования
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
Владимир, сотовая связь (463-936 МГц)
Владимир, ТВ вещание (199,25 МГц)
Тверь, ТВ вещание (77,258 МГц)
Тверь, ТВ вещание (533,75 МГц)
Ярославль, ОВЧ ЧМ (167,45 МГц)
Ярославль, ОВЧ ЧМ (34,375 МГц)
Ярославль, ТВ вещание (567,25 МГц)
Иваново, пейджинг (159,64 МГц)
9.
10.
11.
12.
13.
14.
15.
16.
Иваново, ТВ вещание (519,25 МГц)
Иваново, ТВ вещание (559,25 МГц)
Томск, ОВЧ ЧМ (107,1 МГц)
Томск, РРЛ (70 МГц)
Пенза, ТВ вещание (49,75 МГц)
Пенза, ТВ вещание (215,25 МГц)
Пенза, ОВЧ ЧМ (102,8 МГц)
Пенза, ТВ вещание (77,25 МГц)
7,00
6,00
5,00
4,00
3,00
Расхождение, дБ
СКО, дБ
2,00
1,00
0,00
-1,00
-2,00
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10 11 12 13 14 15
Рис. 3.13 Погрешности моделирования
55
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
Брянск, пейджинг (159 МГц)
Брянск, технологическая (167 МГц)
Брянск, сотовая (463 МГц)
Брянск, транкинг (863 МГц)
Киров, ОВЧ ЧМ (72,4 МГц)
Киров, ТВ вещание (519,25 МГц)
Киров, ОВЧ ЧМ (70,85 МГц)
Киров, ОВЧ ЧМ (73,97 МГц)
9.
10.
11.
12.
13.
14.
15.
Киров, ОВЧ ЧМ (102,2 МГц)
Киров, ОВЧ ЧМ (103,4 МГц)
Киров, ТВ вещание (607,25 МГц)
Киров, AMPS (872,1 МГц)
Пенза, ОВЧ ЧМ (72,5 МГц)
Пенза, пейджинг (159,2 МГц)
Ярославль, РРЛ (5,5-5,7 ГГц)
Смещение ошибки обусловлено особенностями трасс радиолиний, и наличие достоверных экспериментальных измерений позволит проводить местную
корректировку значений напряженности поля.
3.1.4 Особенности распространения радиоволн в городских условиях
Городская среда создает для распространения радиоволн условия, значительно отличающиеся от тех, которые наблюдаются на приземных трассах.
Крупные строения, размеры которых во много раз превышают длину волны
УКВ излучения, создают обширные теневые зоны, а рассеянные и отраженные
волны придают процессу распространения существенно многолучевой характер
и формируют сложную структуру поля с глубокими и резкими пространственными замираниями. Это создает значительные трудности как для прогноза условий работы радиосредств, так и для обеспечения надежной радиосвязи, особенно в системах широкополосной цифровой связи и при связи с подвижными
объектами. К настоящему времени накоплен большой объем экспериментальных данных и выполнены определенные теоретические исследования, на основе которых с определенной вероятностью можно выполнить оценки влияния
городских условий на процессы распространения радиоволн ОВЧ-СВЧ диапазонов.
По условиям распространения радиоволн в городе целесообразно выделить
три случая:
• связь между пунктами, когда антенны подняты над городской застройкой;
• связь между пунктами, когда в одном из них антенна поднята над городом, а в другом — находится ниже уровня верхних этажей (базовая станция — подвижный объект);
• связь между объектами, антенны которых расположены внутри городской застройки.
В первом случае потери при передаче сигнала рассматривают как потери
при распространении радиоволн над неровной поверхностью. Такой подход
лежит в основе целого ряда эмпирических формул [57,101]. Чтобы учесть различия между экспериментальными данными и расчетными соотношениями, в
теоретические формулы вводят корректирующие множители, зависящие от расстояния, частоты, неровностей рельефа, характера застройки и высот поднятия
антенн.
К настоящему времени накоплен обширный экспериментальный материал
для второго случая. Пространственное поле у поверхности земли отличается
56
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
крайней нерегулярностью. Сигналы в этом случае подвержены глубоким замираниям (до 40 дБ относительно среднего уровня), причем соседние минимумы
могут находиться на расстоянии порядка длины волны несущего колебания.
Обширные затенения, создаваемые строениями, практически исключают возможность прямого прохождения сигнала, поэтому его затухание значительно
больше, чем в свободном пространстве. Например, согласно [50] ослабление
сигнала в городе относительно его уровня в свободном пространстве составляет
15-25 дБ на частоте 836 МГц и 26-56 дБ — на частоте 11,2 ГГц.
При связи между пунктами, когда обе антенны расположены на высоте 35 м у поверхности земли, экранирующее влияние строений проявляется в полной мере. Так, на дальности 1 км согласно [50] ослабление уровня сигнала в городе относительно свободного пространства составляет от 20 до 60 дБ в диапазоне 0,4-0,9 ГГц и сильно зависит от ближайшего окружения пунктов,
ориентации улиц, высоты и материала зданий.
В целом, моделирование распространения радиоволн в городских условиях
можно выполнить различными методами: детерминированными, статистическими, а также на основе эмпирических формул с использованием теоретических поправок. В первом случае расчет уровня сигнала осуществляется на основе методов физической и геометрической теории дифракции и включает в
себя в той или иной мере учет эффектов отражения от зданий и земной поверхности, дифракции на элементах городской застройки и свободного распространения радиоволн в случае наличия прямой видимости. Обзор этих методов
применительно к современным мобильным системам связи приведен в [51,70].
Все они основаны на учете вышеперечисленных эффектов и поэтому требуют
достаточно точной цифровой карты города с высотностью отдельных строений
и их материала. Для этих методов характерно большое время моделирования и
ограниченный диапазон расстояний (как правило, Rкм
). При больших
≤1− 2
значениях протяженности трассы существенно возрастает погрешность моделирования и поэтому на практике они используются лишь для расчета микро- и
пикосотовых структур подвижной связи.
Статистические методы моделирования применяются на практике для расчета макросотовых зон и основаны на случайном характере неоднородностей,
встречающихся на пути распространения излучения, что приводит к вероятностному характеру распределения поля. С помощью этих методов обычно определяется среднее значение напряженности поля в точке приема. В монографии
[50] на основе метода Гюйгенса — Кирхгофа рассмотрено распространение радиоволн в городских условиях. На основе модельного описания городской среды как множества крупных, случайно размещенных на поверхности Земли объектов приведены выражения для расчета средней интенсивности поля в точке
приема для первых двух случаев в приближении однократного рассеяния. Отдельные здания моделировались амплитудно-фазовыми экранами с равномерно
распределенной фазой на интервале [ 0,2π ] и масштабами корреляции в горизонтальном lг и вертикальном lв направлениях. Взаимодействие городской среды, представляющей совокупность таких случайно и независимо распределен57
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ных амплитудно-фазовых экранов, с волной определяется с помощью модернизированного метода Кирхгофа для учета эффекта затенения зданий.
В соответствии с результатами, полученными в [50], средняя интенсивность поля над городом (пропорциональная квадрату напряженности поля) равна сумме интенсивности 〈 I 〉 рассеянных зданиями волн и интенсивности когерентной волны 〈 I к 〉 , приходящей непосредственно от излучателя. В случае
статистически однородного городского района со средней высотой застройки
hз эти выражения имеют следующий вид:
Iк =
exp ( − ρ0 R(hз − h2 ) (h1 − h2 ) ) [sin(kh1h2 R) (2π R) ] ,
2
(3.47)
1
lв λ
Γ
 λR
2
.
(3.48)
(
)
I =
h
h
⋅ 2
⋅
+
−
1
з

2 
3
8π λ + [ 2lвπρ0 (hз − h2 ) ]  4π 3
 R
Здесь ρ0 — величина, характеризующая интенсивность застройки, Γ — среднее
значение коэффициента отражения излучения по мощности от поверхности
зданий [50].
Приведенные выше формулы справедливы для случая, когда поверхность
можно считать плоской. Для расстояний, когда необходимо учитывать сферичность Земли, если точка приема находится в освещенной зоне, вместо разности
h1 − hз необходимо использовать ее эффективное значение:
12
(3.49)
H = (h1 − hз ) − R 2 (2aз ) .
В области тени и полутени сферичность может быть учтена добавлением в
формулы сомножителя, полученного как и для обычного дифракционного множителя ослабления Земли для области тени и полутени с отсчетом высоты передающей антенны относительно уровня hз при высоте приемной антенны равной нулю.
В [9] предлагается статистическая модель, учитывающая многолучевое
распространение УКВ в городе, которая учитывает вероятность ориентации отражателей (зданий), вероятность прохождения луча к приемнику в зависимости
от плотности застройки, а также случайность фазы пришедших в точку приема
лучей.
В настоящее время существует много разнообразных эмпирических формул, позволяющих выполнить оценки ослабления сигнала в городе применительно для случая высоко поднятой антенны базовой станции и наземной приемной антенны подвижного объекта (см, например, [51,70]). Однако все они
имеют ограниченный диапазон применения. Наиболее известная эмпирическая
формула приведена в [104], полученная на основе экспериментальных данных
[9]:
(3.50)
E = 65,55 − 6,16lg f + 13,82lg h1 + α (h2 ) − (44,9 − 6,55lg h1 )lg R ,
где
α (h2 ) = (1,1lg f − 0,7)h2 − (1,56lg f − 0,8) — для средних и малых городов,
 8,29(lg1,54h2 ) 2 − 1,1МГцf ≤ 200
α (h2 ) = 
2
4,97 f ≥ 400
3,2( lg11,75h2 ) − МГц
58
— для больших городов.
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Она применима для диапазона частот от 100 до 1500 МГц, расстояний 120 км при высотах подъема антенн базовой станции от 30 до 200 м и подвижных объектов от 1 до 10 м.
Эти результаты послужили основой для создания моделей, имеющих более
широкий диапазон применения. Наиболее известные из них приведены в [70]. В
рамках обозначений, принятых в этом документе, напряженность поля определяется через потери передачи (базовые потери) Lb . В случае эффективной излучаемой мощности передатчика 1 кВт эта связь имеет вид:
(3.51)
EдБ
( (мкВ /м )) = 139 −L b + 20lgf ,
где частота f определена в МГц , а потери Lb — в дБ .
Согласно модели ″COST-Hata″ [70] выражение для потерь имеет вид:
(3.52)
Lb =64,3 + 33,9lg f − 13,82lg h1 − α (h2 ) + (44,9 − 6,55lg h1 )lg R ,
где параметр α определяется, как и в (3.50) для средних и малых городов. В
случае большого города к результатам следует добавить 3 дБ. Формула (3.52)
справедлива для частотного диапазона 1500-2000 МГц.
В целом соотношения (3.50) и (3.52) применимы для расчета макросотовых
зон в случае расположения передающей антенны выше уровня крыш зданий города.
В [70] приведена уточненная модель, позволяющая более детально учесть
структуру городской застройки, а именно: высоту зданий hз , ширину улиц w ,
расстояние между зданиями b , ориентацию трассы относительно улицы ϕ . Она
базируется на теоретических работах [73,105] и называется моделью ″COSTWI″. На ее основе напряженность поля определяется в зависимости от наличия
или отсутствия прямой видимости между передающей антенной и точкой
приема. В первом случае
.
(3.53)
Lb =
42,6
км + 26lg R + 20lg f , R ≥ 0,02
Для закрытых трасс (отсутствие прямой видимости) выражение имеет вид:
 L0 + Lrts + Lmsd , для Lrts + Lmsd > 0
,
(3.54)
Lb = 
,
для
0
+
≤
L
L
L
rts
msd
 0
где
L0 =
32,4 + 20lg R + 20lg f — потери в свободном пространстве;
Lmsd — потери, возникающие вследствие многократной дифракции на вершинах
зданий [73];
Lrts — описывает дифракционные потери на кромке здания и учитывает ширину
и ориентацию улицы [105].
(3.55)
Lrtsз =
−16,9 −ori10lg w + 10lg f + 20lg(h − h2 ) + L
Коэффициент, учитывающий ориентацию направления угла падения луча
в точку приёма от базовой станции относительно улицы (см.рис. 3.14), имеет
вид:
59
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
−10 + 0,354ϕ для 0

Lori= 2,5 + 0,075(ϕ −
для
35)35
4 − 0,114(ϕ − 55)
для 55


ϕ≤
≤ 35


55
≤ϕ ≤


90
≤ϕ <

(3.56)
Рис. 3.14 К определению угла падения луча
как:
Потери из-за многократной дифракции на вершинах зданий определяются
Lmsd = Lbsh + ka + k R lg R + k f lg f − 9lg b ,
(3.57)
где
h1 − hз )
hb > hз
−18lg(1 +для
,
Lbhs = 
0
для
h
h
≤
bз

для hbз > h
54

kaз =
h)
Rз ≥и
0,5
км
54 − 0,8(h1 − для
b
54 − 1,6(hдля
1 − hз ) R0,5 кмRи<

h ≤h ,
hb ≤ hз
для hbз > h
18
,
kR = 
18
15(
для
)
−
−
≤
h
h
h
h
h
з
з
b
з
1

925малого
− 1) города
−4 + 0,7 ( f для
.
kf = 
−
4
+
1,5
f
для
925
большого
−
1
города
(
)

Слагаемое ka представляет увеличение потерь для случая расположения
базовой станции ниже уровня крыши близлежащих домов. Слагаемые k R и k f
описывают зависимость дифракционных потерь от расстояния и частоты соответственно.
Данная модель может быть применена при следующих условиях: диапазон
частот от 800 до 2000 МГц, расстояние от 0,02 до 5 км, высота подъема антенн
базовой станции от 4 до 50 м, высота подъема точки приема от 1 до 3 м.
Как следует из формулы (3.57), модель ″COST-WI″ может быть использована для расчета как в случае высоко поднятых антенн передатчика, так и в
случае расположения источника ниже уровня крыш, т. е. для моделирования
макро- и микросотовых зон. Однако использовать эту информацию надо с
большой осторожностью, поскольку в модели не учитывается дифракция на боковых ребрах зданий и не принимаются во внимание возникающие при этом
60
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
дифракционно-отраженные компоненты поля. Кроме того, она предназначена
для расчета потерь на трассе, когда имеет большое количество препятствий,
при этом число самих препятствий явно не учитывается. Еще одним недостатком следует считать то обстоятельство, что все параметры городской застройки
являются усредненными.
В целом следует отметить, что, несмотря на многочисленные исследования, выполненные при изучении распространения радиоволн в городских условиях, до сих пор не существует единой методики, позволяющей с высокой степенью точности определить значение напряженности поля в различных
участках трассы.
Статистические методы моделирования не обеспечивают возможности
учета индивидуальных особенностей радиотрасс. Кроме того, точность этих
методов зависит от ряда субъективных факторов [51]. Детерминированные методы, несмотря на их потенциально более высокие возможности, вследствие
своей сложности и громоздкости могут быть использованы для расчета в относительно малых по размеру зонах. Очевидным недостатком эмпирических моделей является отсутствие учета подстилающей поверхности. Они могут быть
использованы для территориальных условий, сходных с теми, в которых были
получены базовые экспериментальные данные. Кроме того, эмпирические модели неприменимы для трасс с большими нерегулярностями рельефа.
3.2 Математическая модель антенны
Антенна — неотъемлемое звено любой радиотелекоммуникационной системы.
Построение адекватной математической модели является одной из важнейших задач, решаемых в ходе разработки ГИС ПИАР.
3.2.1 Основные характеристики антенны
Диаграмма направленности (ДН) ( F (ϑ ,φ ) )
ДН характеризует зависимость поля излучения антенны от угловых координат. Различают амплитудную и фазовую ДН:
f=
(ϑ ,φ ) E (ϑ ,φ ) ⋅ eiΨ (ϑ ,φ ) ,
,
(3.58)
f (ϑ ,φ )
Fамплитудная
(ϑ ,φ=
)
фазовая, Ψ (ϑ ,φ ) −
−
f max (ϑ ,φ )
и диаграмму направленности по мощности:
f 2 (ϑ ,φ )
2
(3.59)
F (ϑ ,φ ) = 2
f max (ϑ ,φ )
ДН представляются в нормированном виде, т. е. отнесены (нормированы) к
максимальному значению и могут быть выражены в дБ:
(3.60)
Fdb (ϑ ,φ ) =
2 0lg
⋅ F (ϑ ,φ ) =
1 0lg
⋅ F 2 (ϑ ,φ )
Диаграммы направленности обычно задаются в 2-х главных сечениях —
горизонтальной и вертикальной плоскостях. Горизонтальная и вертикальная
61
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ДН задаются линейной интерполяцией по характерным точкам в логарифмическом масштабе.
На рис. 3.15 показан пример сечений ДН для антенны сотовой связи стандарта GSM 900.
Рис. 3.15 Горизонтальное и вертикальное сечения ДН
Математическая модель трехмерной ДН антенны может быть построена по
сечениям в горизонтальной и вертикальной плоскостях Fг (ϕ ) , Fв (ϑ ) [71]:
F (ϑ ,ϕ ) =
ϑ1ϑ2
ϕ1ϕ2
2 + [ϑ1 Fϑ 2 + ϑ2 Fϑ 1 ]
2
(ϑ1 + ϑ2 )
(ϕ1 + ϕ2 ) ,
ϑϑ
ϕϕ
(ϕ1 + ϕ2 ) 1 2 2 + (ϑ1 + ϑ2 ) 1 2 2
(ϑ1 + ϑ2 )
(ϕ1 + ϕ2 )
ϕ1Fϕ 2 + ϕ2 Fϕ1 
(3.61)
π
 Fпри
ϑ >0
π − ϑ , при ϑ > 0
 в ( 2 ),
; Fϑ1 = 
;
где ϕ1 = ϕ ; ϕ2= π − ϕ1 ; ϑ1 = ϑ ; ϑ2 = 
π
,
0
при
π
ϑ
ϑ
+
<

),
ϑ<0
 Fпри
в (−
2
Fϑ 2 = Fг (ϕ ) ; Fϕ1 = Fв (ϑ1 ) ; Fϕ 2 = Fв (ϑ2 ) ; ϑ ∈ [ −π , π ] , ϕ ∈ [ −π , π ] – вертикальный и
горизонтальный углы относительно направления главного лепестка.
На рис. 3.16 показана трехмерная визуализация приведенной математической модели ДН для панельной антенны сотовой связи GSM и радиолокационной антенны [46].
62
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 3.16. 3D ДН антенн
Ширина ДН ( 2ϑ )
Ширина ДН — это угол в пределах главного лепестка по определенному
уровню. Как правило, это угол по первым нулям ДН — 2θ 0 , по половинной
мощности — 2ϑ0.5 , по уровням 3dB, 10dB, 20 dB или по уровню боковых лепестков.
Так, для прямоугольного раскрыва
λ
λ
H

E
(3.62)
=
2ϑ0.5
67
=
; 2ϑ0.5
51
a
b
Уровень боковых лепестков
Уровень боковых лепестков определяется как относительный (по отношению к уровню основного излучения) уровень первого бокового лепестка, максимального бокового лепестка или средний уровень боковых лепестков.
Коэффициент направленного действия (КНД)
КНД определяется отношением интенсивности поля излучения антенны в
данном направлении к интенсивности поля излучения некоторой эталонной антенны при условии одинаковой подводимой мощности. В общем случае это
функция угловых координат, но, как правило, используют только максимальное
значение D , которое для любой антенны определяется как:
−1
 2π π2

(3.63)
=
D 4π F 2 (0) ⋅  ∫ ∫ F 2 (ϑ , φ )sin ϑ dφ dϑ 
 0 − π2

В качестве эталонной антенны используются: изотропный излучатель, диполь Герца и полуволновый вибратор.
Коэффициент направленного действия диполя Герца по отношению к изотропному излучателю: D = 1.5, полуволнового вибратора: D = 1.64, излучателя
Гюйгенса: D = 3.
Коэффициент направленного действия также может быть определен через
ширину ДН в главных плоскостях. Например, для прямоугольного раскрыва
63
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
32700
(3.64)
E
H
4ϑ0.5
ϑ0.5
Коэффициент полезного действия — КПД (η )
Коэффициент полезного действия определяется отношением излученной
мощности к полной мощности, питающей антенну:
PΣ
(3.65)
η=
PΣ + Pn
где Pn — мощность потерь.
Для конкретных типов антенн есть известные значенияη , которые следует
использовать вместе с D для определения коэффициента усиления G .
Коэффициент усиления антенны
Коэффициент усиления антенны определяется через КПД —η и коэффициент направленного действия антенны D :
(3.66)
G =ηD
Определение коэффициента усиления G проводят, как правило, экспериментально, методом сравнения с эталонной антенной.
Антенны по значению коэффициента усиления разделяют на три группы:
— остронаправленные G > 25 dB;
— средненаправленные G = 10 — 25 dB;
— слабонаправленные G < 10 dB.
Связь между значением КУ относительно полуволнового вибратора и КУ
заданным
относительно
изотропного
излучателя
имеет
вид
(дБ): G=
Gи .и . − 2.15 .
п .в
Эффективная поверхность антенны ( Se ) и коэффициент использования площади — КИП ( qa ).
Эффективная поверхность антенны Se определяется отношением максимальной мощности, которая может быть отдана в согласованную нагрузку, к
плотности потока мощности в плоской волне. Коэффициент использования
площади qa — отношение эффективной площади к геометрической площади
раскрыва
S
(3.67)
qa = e
S
Величина qa используется в инженерных формулах для определения других основных характеристик антенн (апертурных антенн) и учитывает влияние
амплитудного распределения в раскрыве (табл. 3.5).
Например, величина D для апертурных антенн определяется через площадь раскрыва S и qa как:
4πS
(3.68)
D = 2 qa
D=
λ
Ниже, в качестве примера, приводятся данные для зеркальной и цилиндрической спиральной антенн.
64
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Табл. 3.5
В случае зеркальной антенны
4π S
=
D
qΣ , η ≈ 0,9
2
(3.69)
λ
где qΣ - результирующий коэффициент использования площади антенны: qΣ = qa ⋅ q1 ⋅ q2 ,
qa — определяется амплитудным распределением в раскрыве.
q1 — коэффициент перехвата. q1 = PΣ Pобл ,
Pобл — мощность облучателя,
(1 − q1 ) =
β 1 — коэффициент рассеяния зеркала,
q2 — учитывает затенение зеркала ( q=
0.6 ÷ 0.7 ).
Σ
Для цилиндрической спиральной антенны при заданной геометрии: L —
длина витка, n — количество витков, S — шаг спирали, a — радиус витка, α —
угол наклона спирали, диаграмма направленности в двух главных плоскостях:
 kn  c

sin   L − S cosϑ  

 2 v
(3.70)
fφ (ϑ ) ≈ fθ (ϑ ) =
k  c

sin   L − S cosϑ  

2 v
Расчетные формулы для основных характеристик, при n > 3, α =
12 ÷ 15 , в
диапазоне 0,75 ≤ ka ≤ 1,33 :
115
52
2ϑ0 =
; 2ϑ0.5
;
=
L nS
L nS
(3.71)
λ λ
λ λ
2
 L   nS 
D ≈ 15     ;
λ  λ 
Поляризация антенны
L
R=
140 .
λ
65
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Определяется по поляризации поля излучения. Различают линейную, круговую и эллиптическую. Линейная поляризация, если плоскость поляризации с
течением времени не меняет положения в пространстве. Вращающаяся поляризация (эллиптическая, круговая), если плоскость поляризации вращается с течением времени. Различают поляризации правого и левого вращения.
В радиотелекоммуникационных системах используются, как правило, линейная поляризация (вертикальная, горизонтальная, наклонная) и круговая поляризация (левого и правого вращения).
Учет поляризационных свойств антенн используется в определении коэффициента связи
D ⋅ D ⋅ χ ⋅ ξ ⋅η
(3.72)
χ= 1 2 п 2
4π R
(
)
λ
и коэффициента развязки χ р = 1 χ — (в решении задач ЭМС) между антеннами
через поляризационный коэффициент связи χ п .
3.2.2 Учет эффекта ближнего поля антенны.
При работе антенны в ближней зоне необходимо корректировать ее характеристики. Для определения дальней зоны можно пользоваться общим критерием, накладываемым на расстояние:
2L2
,
(3.73)
R>
где L — размеры излучателя.
λ
Рис. 3.17. Зоны излучения антенны
При переходе от дальней к ближней зоне происходит “размывание” ДН,
уменьшение коэффициента усиления и снижение помехозащищенности. Оценку изменения коэффициента усиления производят на этапе исследования конкретных антенн. Пример для линейного излучателя на рис. 3.18.
66
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 3.18. ДН линейного источника
На графике x = R /
2 L2
λ
— приведенное расстояние от облучателя.
67
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
4 ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ АНАЛИЗА ЭМС В ГИС ПИАР
Обеспечение электромагнитной совместимости (ЭМС) радиоэлектронных
средств (РЭС) с каждым годом приобретает всё большее значение. Многие аспекты ЭМС имеют межрегиональный характер.
Под ЭМС РЭС понимается способность РЭС работать с требуемым качеством в существующей электромагнитной обстановке (ЭМО) и не создавать
при этом недопустимых помех другим РЭС. Задача анализа ЭМС требует комплексного подхода. Необходимо учитывать множество различных факторов,
рассматривая совокупность РЭС как единую, большую физическую систему.
В основе методов анализа ЭМС РЭС, как правило, лежат математические
модели радиопередатчиков (РПД), радиоприемников (РПМ), антенно-фидерных
устройств (АФУ), каналов радиосвязи и различных шумовых воздействий, математические модели процессов взаимовлияния РЭС друг на друга с учетом основных, внеполосных и побочных радиоизлучений, основных и побочных каналов приема, эффектов блокирования и интермодуляции.
Рассмотрим типичную ситуацию, показывающую объем вычислений, требуемых для проведения анализа ЭМС. Пусть количество РЭС, размещенных в
пределах крупного города, характеризуется числом n ≅ 104. Допустим, что каждая РЭС может использовать десятки частотных каналов (k ≅ 10). Тогда количество анализируемых дуэльных ситуаций (взаимодействие между парами
РЭС) составит порядка N =n(n − 1)k 2 ≈ n 2 k 2  10 10 . Кроме этого передатчики
создают различные побочные излучения, а приемники обладают побочными
каналами приема, свойства которых определяются техническими характеристиками аппаратуры. Если положить количество побочных излучений и побочных
каналов равными: l ≅ 10, то количество возможных дуэльных ситуаций составит N =
n(n − 1)k 2l 2 ≈ n 2 k 2l 2  10 12 .
В процессе анализа ЭМС необходимо также учитывать помехи блокирования и интермодуляции. Для анализа последних необходимо перебрать всевозможные комбинации, образуемые группами частот. Для приведенной выше ситуации количество возможных двухсигнальных интермодуляционных
комбинаций (комбинаций образованных двумя частотами передачи и одной
частотой приема) составит N =
n(n − 1)k 2l 2 ≈ n 2 k 2l 2  10 12 . При этом в определенной части анализируемых комбинаций требуется энергетический расчет (расчет
напряженности поля создаваемой РПД в заданной точке пространства) с учетом
множества факторов.
Данная задача включает в себя вопросы распространения радиоволн, учёта
характеристик передающих, приёмных устройств и антенно-фидерных трактов,
оценки уровня внешних и внутренних шумов, оптимального распределения
частотного ресурса и многие другие.
Поскольку анализ ЭМС является функциональной задачей ГИС ПИАР,
рассмотрим более подробно ее структуру.
68
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Этапы анализа
Используемые математические модели
Уровни полезного и мешающих излучений
Расчет
потерь распространения в
канале радиосвязи
Модель
РПД
Модель канала
радиосвязи
Модель
антенны
Уровни полезного
сигнала, помех и шумов
на входе РПМ
Модель
РПМ
Модель шумов
и индустриальных помех
Проверка условия ЭМС
Защитные
отношения
Рис. 4.1 Структура анализа ЭМС
На первом этапе определяются возможные источники нежелательных излучений, определяются частотные и энергетические характеристики данных излучений согласно математической модели РПД. Далее рассчитываются уровни
мешающих сигналов в месте расположения рецептора помехи –– РПМ. Для
этого используется математическая модель линии радиосвязи. Выбор данной
модели определяется требованиями к скорости расчета, требованиями к входным данным, требованиями к точности расчета. Расчет уровня мешающего сигнала на входе РПМ производится согласно математической модели антенны, с
учетом ДН антенны, ослабления сигналов других поляризаций, зависимости
ДН от частоты. Анализ изменения качественных характеристик РПМ при воздействии помех производится с использованием математической модели РПМ.
Для учета воздействия различных шумов необходимо построение математической модели собственных шумов РПМ, внешних естественных и индустриальных шумов. Знание защитного отношения необходимо для проверки выполнения условия ЭМС.
4.1 Основные международные рекомендации и отечественные
методики анализа ЭМС РЭС
Сектор МСЭ-Р является правопреемником Международного консультативного комитета радиосвязи (МККР), образованного в 1927 г., и играет важную роль в координации международного взаимодействия между национальными структурами управлении ЧПР.
69
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Международные методики анализа ЭМС представлены в ряде рекомендаций, разработанных сектором радиокоммуникаций международного союза
электросвязи (МСЭ-Р) [86] - [100] (рис. 4.2.)
РЕКОМЕНДАЦИИ МСЭ-Р ДЛЯ АНАЛИЗА ЭМС
Модели РЭС
Модели
взаимодействия
РЭС
Модели
РПД
Модели
РПМ
Модели
антенн
Основное и
внеполосное
излучение
SM.328, M.853
SM.1138,
SM.1541
M.478, F.1191
Чувствительн
ость
SM.331,
M.478
SM.852
ДНА
Антенн
BS.705
BS.1195
Побочные
излучение
SM.329,
SM.1540
M.478, F.1191
Избирательно
сть
SM.332,
M.478
SM.852
BS.1386
Воздействие основного
внеполосного и
побочных излучений
РПД в основной и
побочные каналы
приема РПМ
SM.337
Интермодуляция в РПМ
SM.1134, М.1072
Интермодуляция в РПД
SM. 1134
Модели шумов и
индустриальных помех
P.372
Защитные отношения
SM.669, M.358, BS.560
F.240, M.589, M.631
M.441, BS.638, BS.641
BS.412, BT.655, BT.565
Модели
распространения
радиоволн
Вещательные
службы
P.1147, P.368, P.533
P.534, P.843,
P.1546, P.1146
Фиксированные
службы
P.684, P.368, P.533
P.534, P.843, P.617,
P.530
Подвижные
службы
P.368, P.533, P.534,
P.843, P.530,
P.1146,P.1546
Спутниковые
службы
P.368, P.680, P.681,
P.682, P.452, P.618,
P.620, P.676
Рис. 4.2 Рекомендации МСЭ-Р, касающиеся анализа ЭМС
В рекомендации [91] рассмотрены методы расчета необходимой и занимаемой полос радиоизлучения, методы оценки уровня внеполосных излучений
для различных типов модуляции.
В рекомендации [92] приводятся нормы на побочные радиоизлучения.
Предлагаются пять категорий требований к уровням побочных радиоизлучений. Приводятся методики измерений уровней побочных радиоизлучений.
В рекомендации [93] предложены определения и методики измерения таких характеристик РПМ, как: коэффициент шума, шумовая температура, чувствительность. Приводятся формулы для расчета чувствительности по известным
параметрам РПМ: шумовой температуры, коэффициента шума РПМ.
В [94] даются определения: избирательности по основному каналу, соседнему каналу, зеркальному каналу, каналу на промежуточной частоте, избирательности к блокированию и интермодуляции. Рассмотрены методы измерений
данных характеристик.
В рекомендации [95] предложена методика расчета норм частотнотерриториального разноса мешающих систем радиосвязи. Рассматривается мешающее воздействие от основного (внеполосного) излучения по основному и
соседним каналам приема. Предложена методика оценки воздействия интермодуляционных помех 3-го порядка.
70
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В [81] приводятся методы оценки воздействия внешних естественных и
индустриальных шумов, расчета эффективной шумовой температуры по эмпирическим формулам. Содержатся результаты экспериментальных исследований
по спектральному и пространственному распределению шумов.
Основные отечественные методики анализа ЭМС и расчета норм частотнотерриториального разноса, приведены на рис. 4.3 и рассмотрены в [45].
Методика расчета
радиальных сетей
систем подвижной
радиосвязи (СПР)
Методика анализа
ЭМС для передающих устройств СПР
Методика анализа
ЭМС для приемных
устройств СПР
Методика расчета
ЧТР между передающими устройствами СС СПР и
приемными устройствами других
РЭС, работающих в
общей полосе радиочастот
Методика расчета
ЧТР приемных устройств СС СПР с
передающими устройствами других
РЭС, работающих в
общей полосе радиочастот
Методика расчета
внутриобъектовой
ЭМС РЭС
Методика расчета
интермодуляционных помех, блокирования в сетях
СПР, ТВ и звукового ОВЧ ЧМ вещания
Рис. 4.3 Отечественные методики анализа ЭМС
4.2 Виды радиопомех
Электромагнитной помехой называется нежелательное воздействие электромагнитной энергии, которое ухудшает (или может ухудшить) качество
функционирования средств [16].
Радиопомеха — электромагнитная помеха, соответствующая диапазону
радиочастот 9 кГц…3000 ГГц. Радиопомехи могут быть как естественного, так
и искусственного происхождения [16].
Естественные помехи (шумы) вызваны электромагнитными процессами,
объективно существующими в природе: электрические атмосферные процессы
(газовые разряды, северные сияния,…); тепловые радиоизлучения земной поверхности, тропосферы и ионосферы; шумовые радиоизлучения космических
источников (солнце, звезды,…). По своим свойствам естественные радиопомехи представляют собой непрерывный или импульсный широкополосный случайный процесс, который в пределах полосы пропускания большинства приемников можно считать близким к нормальному белому шуму.
Помехи искусственного происхождения вызваны деятельностью человека
и обусловлены различными электромагнитными процессами в технике. Среди
них различают преднамеренные помехи и непреднамеренные. Проблема ЭМС
РЭС обусловлена непреднамеренными помехами.
Непреднамеренные помехи разделяют на помехи, вызванные радиоизлучением РЭС, и индустриальные помехи (шумы), возникающие при работе различных электронных и электротехнических устройств. К непреднамеренным
помехам также можно отнести внутренние шумы (собственные) радиоприем71
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ных устройств (РПМ), объективно присущие любым электрическим цепям. Они
также носят случайный характер и проявляются в совокупности как нормальный процесс со спектральной плотностью излучения, практически равномерной
в полосе пропускания РПМ
Характер воздействия помех на РПМ различен в зависимости от структуры, спектрального состава и мощности помехи. Например, если в результате
воздействия мощной помехи происходит насыщение активных элементов, то в
этом случае существенную роль играют свойства этих элементов, их нелинейные характеристики. Вследствие этого качественные показатели РПМ ухудшаются даже в том случае, если частота помехи существенно отличается от частоты настройки приемника.
Воздействие помех соизмеримых по мощности с полезными сигналами
может быть охарактеризовано как аддитивное.
Результатом воздействия тех или иных непреднамеренных помех является
ухудшение качественных показателей функционирования РЭС –– нарушение
условия ЭМС.
4.3 Математическая модель радиопередатчика
4.3.1 Радиоизлучения РПД
Создаваемые РПД электромагнитные поля можно разделить на основные,
определяемые функциональным назначением данного РПД и нежелательные,
обусловленные его техническим несовершенством.
Основное радиоизлучение — это радиоизлучение в необходимой полосе
частот, предназначенное для передачи радиосигнала. Все радиоизлучения за
пределами необходимой полосы частот относятся к нежелательным излучениям, которые делятся на внеполосные излучения и побочные излучения [16].
Необходимая ширина полосы частот радиоизлучения — минимальная полоса частот данного класса радиоизлучения, достаточная для передачи сигнала
с требуемым качеством и скоростью [16].
Занимаемая ширина полосы частот радиоизлучения — ширина полосы
частот радиоизлучения, за пределами которой излучается заданная часть
(обычно 0,5 %) от средней мощности излучения РПД. Если занимаемая и необходимая полосы частот совпадают, то такое излучение называется совершенным [16].
Внеполосное радиоизлучение — это нежелательное радиоизлучение через
антенну радиопередатчика (РПД) в полосе частот, примыкающей к необходимой полосе частот, и являющееся результатом модуляции радиосигнала. Все
остальные нежелательные излучения относятся к побочным радиоизлучениям
[16].
Побочное радиоизлучение — это нежелательное радиоизлучение через антенну РПД, возникающее в результате любых нелинейных процессов в РПД,
кроме процесса модуляции. К побочным излучениям относятся: радиоизлучение на гармониках, радиоизлучение на субгармониках, комбинационное радио72
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
излучение, интермодуляционное радиоизлучение, паразитное радиоизлучение
[16].
Радиоизлучение на гармониках — это побочное радиоизлучение на частотах, в целое число раз больших частот основного радиоизлучения [16].
Радиоизлучение на субгармониках — это побочное радиоизлучение на частотах, в целое число раз меньших частот основного радиоизлучения [16].
Комбинационное радиоизлучение — это побочное радиоизлучение на частотах, формирующих несущую, их гармониках и различных комбинациях этих
частот, возникающих в результате взаимодействия колебаний на нелинейных
элементах РПД [16].
Интермодуляционное радиоизлучение — это побочное радиоизлучение,
возникающее в результате воздействия на нелинейные элементы РПД генерируемых радиоколебаний и внешнего электромагнитного поля или радиоколебания [16]. Чаще всего такой эффект возникает в том случае, когда несколько передатчиков работают на одну антенну или их антенны расположены в
непосредственной близости друг от друга.
Паразитное радиоизлучение — это побочное радиоизлучение, возникающие в результате самовозбуждения РПД из-за паразитных связей в генераторных и усилительных приборах РПД или его каскадах [16]. Причина возникновения данных излучений часто носит случайный характер.
4.3.2 Модель основного и внеполосного радиоизлучения РПД
Основное радиоизлучение мешающего РПД имеет наибольший уровень и
поэтому является наиболее опасным с точки зрения образования непреднамеренных помех.
Для описания основного и внеполосного радиоизлучений будем использовать характеристику класса радиоизлучения и требования к ширине полосы радиочастот и внеполосным излучениям радиопередатчиков [18], а также рекомендации [91].
Класс радиоизлучения – это совокупность характеристик радиоизлучения,
выраженная условными обозначениями видов модуляции, модулирующего
сигнала и передаваемых сообщений, а также при необходимости дополнительных характеристик сигнала [17].
Классы излучения должны обозначаться в соответствии с их необходимой
шириной полосы частот и их классификацией. Полное обозначение класса содержит 9 знаков. Первые 4 из них характеризуют необходимую полосу частот,
остальные обозначают основные характеристики излучения.
Необходимая ширина полосы обозначается тремя цифрами и одной буквой. Буква занимает положение запятой, отделяющей целую часть от дробной в
десятичной дроби и указывает единицу измерения ширины полосы частот 1.
0.001- 999 Гц должна выражаться в герцах (буква H);
1.00 — 999 кГц должна выражаться в килогерцах (буква K);
1.00 — 999 МГц должна выражаться в мегагерцах (буква M);
1
Первый знак не должен быть ни нулем, ни буквой K, M или G
73
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
1.00 — 999 ГГц должна выражаться в гигагерцах (буква G).
После необходимой ширины полосы частот идет классификация в соответствии с основными характеристиками излучения. Основными характеристиками являются:
пятое обозначение — тип модуляции основной несущей;
шестое обозначение (цифра) — характер сигнала, модулирующего основную несущую;
седьмое обозначение — тип передаваемой информации;
восьмое обозначение — подробные данные о сигнале;
девятое обозначение — характер разделения каналов;
Однако нормы [18] и [91] не дают полной картины спектра излучения РПД.
Для анализа ЭМС РЭС представляет интерес ширина спектра по уровню выше
–30 дБ, т. к. в этом диапазоне сосредоточена основная мощность передатчика
РЭС.
Для построения более адекватной модели излучения РПД предлагается дополнить нормы для излучений соответствующих классов шириной спектра излучения по уровню –3 и –6 дБ. Для некоторых классов излучения используются
нормы, указанные в соответствующих ГОСТах на разработку РЭС. На рис. 4.4
приведен пример модели характеристики основного и внеполосного излучения
для класса 16K0F3E
Рис. 4.4. Модель характеристики излучения для класса
16K0F3E
4.3.3 Модель побочного радиоизлучения на гармониках
Относительные уровни побочных радиоизлучений на гармониках даже для
однотипных передатчиков имеют значительный разброс [49]. При построении
модели излучений на гармониках используется тот факт, что средние уровни
мощностей излучений передатчика на гармониках уменьшаются с увеличением
номера гармоники n логарифмически линейно (рис. 4.5). Исходя из этого,
мощность побочного радиоизлучения на гармониках Pпоб (n) (дБмВт) предлагается рассчитывать следующим образом:
Pпоб (n) =
Pосн + A lg n() + B , n ≥ 2
74
(4.1)
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
где Pосн — мощность основного радиоизлучения (дБмВт).
0
B
A
-100
2
3
1
9 10
n
Рис. 4.5 Относительные уровни побочного радиоизлучения на гармониках
Если в технических характеристиках (ТХ) РПД приводится максимальный
уровень побочных излучений на гармониках (дБ), то он принимается равным
относительному уровню второй гармоники Pпоб (2) . В этом случае коэффициент
= Pпоб (2) − Pосн − A lg(2) . Коэффициент A определяется по
B можно найти как: B
табл. 4.1.
Если данные об уровнях излучений на гармониках отсутствуют, то значения параметров A и B определяются по табл. 4.1. Она получена путем статистической обработки результатов измерений в [21].
Табл. 4.1
Диапазон частот (МГц)
f < 30
30 < f <300
f >300
Усредненные данные
A (дБ/дек)
–70
-80
-60
-70
B (дБ)
-20
-30
-40
-30
Ширина спектра излучения на гармониках принимается равной ширине
спектра основного излучения для РПД сигналов с амплитудной модуляцией.
Для РПД сигналов с угловой модуляцией (ЧМ, ФМ), а также комбинированных видов модуляции (КАМ) учитывается изменение ширины спектра побочных излучений на гармониках, обусловленное изменением индекса модуляции. В этом случае ширина спектра излучения на гармониках определяется по
формуле:
∆f (n) =
n∆f осн ,
(4.2)
где
∆f осн - ширина спектра основного радиоизлучения;
n – номер гармоники.
Коэффициенты A и B также могут быть найдены по результатам экспериментальных измерений путем линейно-логарифмической регрессии для конкретного РПД. В предположении, что проводится N измерений для однотипного РПД:
75
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
N
N
N
N ∑ PПОБ ,i lg( ni ) − ∑ PПОБ ,i ∑ lg( ni )
A=
= i1
=i 1 =i 1
 N

N ∑ lg 2 (ni ) −  ∑ lg( ni ) 
=i 1 =
i1

N
(4.3)
2
где
ni –– номер гармоники соответствующий i -му измерению;
PПОБ ,i –– значение уровня излучения на гармонике относительно основного для
i -го измерения, дБ.
N
B=
N
∑ PПОБ ,i − A∑ lg(ni )
=i 1 =i 1
(4.4)
N
Значение СКО при определении уровня побочных излучений на гармониках можно рассчитать по остаточной дисперсии регрессионной модели [38]:
2
1 N
PПОБ ,i − A lg( ni ) − B )
(
∑
N − 2 i =1
2
σ=
РПД , Г
(4.5)
Значения коэффициентов A = −8 и B = −49 рассчитаны по формулам (4.3)
и (4.4) соответственно для N = 29 –– числа экспериментальных точек. На рис.
4.6 показаны точки экспериментальных измерений и регрессионная модель
(4.1).
Ìîäåëü ÐÏÄ Ëåí-Â
0
10
20
Óðîâåíü, äÁ
30
40
50
60
70
80
90
100
2
3
4
5
6
7
¹ ãàðìîíèêè
8
9
10
11
Рис. 4.6 Результаты экспериментальных измерений
уровней побочных излучений на гармониках для
РПД Лен-В и регрессионная прямая.
Обычно побочные радиоизлучения на гармониках основной частоты передатчика имеют наибольший уровень по сравнению с другими побочными радиоизлучениями [49]. Поэтому, в большинстве случаев, остальными побочными радиоизлучениями можно пренебречь. Следует отметить, что для
определения частоты этих радиоизлучений необходимо знать, каким образом
формировалась частота основного излучения: умножением, смешением или
76
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
другим способом. Прочие радиоизлучения учитываются для РПД мощностью
свыше 100 Вт при наличии информации о частотах и уровнях излучений в технических характеристиках РПД. Ширина спектра этих радиоизлучений принимается равной ширине спектра основного излучения.
4.4 Математическая модель радиоприемника
РПМ предназначен для выделения сигналов из радиоизлучений с заданной
избирательностью по полосе частот и времени.
Идеальный, с точки зрения ЭМС, РПМ должен принимать полезные сигналы только в пределах необходимой полосы частот. Любой реальный РПМ
обладает способностью к приему сигналов за пределами необходимой полосы
частот.
Свойство РПМ и его составных частей реагировать на радиопомехи в виде
электромагнитного, электрического, магнитного полей через антенну или помимо нее, или в виде напряжений, или токов в фидере, в цепях питания, управления, передачи информации, коммутации и заземления называется восприимчивостью [16].
Наряду с восприимчивостью по основному каналу реальный РПМ обладает восприимчивостью по побочным каналам приема.
К побочным каналам приема относятся каналы, включающие промежуточные частоты, зеркальные частоты, комбинационные частоты и частоты, в целое
число раз меньшие частоты настройки РПМ, промежуточных и зеркальных частот.
На рис. 4.7 показана типовая динамическая характеристика РПМ Интервал,
отделяющий точку пересечения IP3 от уровня мощности собственных шумов,
определяет такие характеристики РПМ как: динамический диапазон по блокированию (отношение уровня восприимчивости к блокированию к чувствительности) и динамический диапазон по интермодуляции (отношение уровня восприимчивости к интермодуляции к чувствительности) [56].
Нижней границей обоих динамических диапазонов является уровень мощности собственных шумов.
Pвых
IP3
PБЛ
IP3
Уровень блокирования
РИНТ
PБЛ
Динамический
диапазон по блокированию
Динамический
диапазон по интермодуляции
РШ
0
Уровень интермодуляции
Уровень
шумов
Pв
Рис. 4.7 Динамическая характеристика РПМ
77
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Структурная схема супергетеродинного приёмника (СПГ), лежащая в основе математической модели РПМ, изображена на рис. 4.8. СПГ приёмник обладает наибольшей восприимчивостью к тем помехам, частоты которых могут
смешаться с частотой гетеродина или его гармониками и попасть в полосу
фильтра ПЧ.
Входной
фильтр
ВЧ
усилитель
Смеситель
Фильтр
ПЧ
Усилитель
ПЧ
Детектор
Гетеродин
Рис. 4.8 Структура РПМ
Исследования в [56] показывают, что в СПГ РПМ, имеющих несколько
ступеней преобразования, следует учитывать помехи, обусловленные первым
смесителем, поскольку они усиливаются следующими ступенями преобразования. Таким образом, согласно предлагаемой математической модели РПМ учитываются побочные каналы на гармониках первого гетеродина, а характеристика восприимчивости РПМ определяется последним фильтром ПЧ.
4.4.1 Восприимчивость по основному, зеркальному каналам приема и каналу
на ПЧ
Характеристика восприимчивости РПМ K ( f ) (дБ) определятся как [54]:
 P( f ) 
K ( f ) = 10lg 
,
(
)
P
f
0 

(4.6)
где
P ( f 0 ) - мощность сигнала на входе приемника на центральной частоте приема,
P ( f ) - мощность сигнала на произвольной входной частоте, вызывающей отклик на выходе приемника, равный отклику на центральной частоте.
Характеристика восприимчивости является обратной по отношению к характеристике избирательности S ( f ) (дБ), т. е. K ( f ) = − S ( f ) .
В математической модели РПМ используется кусочно-линейная интерполяция характеристики восприимчивости в логарифмическом масштабе на основании данных об АЧХ фильтра ПЧ (последней ступени преобразования, в случае, когда РПМ содержит многократное преобразование частоты). Например,
интерполяцию проводим по следующим точкам: 1) по уровню –3 дБ (полоса
фильтра ПЧ –– ∆f3 ); 2) по некоторому заданному значению X дБ –– ∆f x ; 3) средняя точка между 1) и 2); 4) по уровню –60 дБ –– ∆f 60 ; 5) По уровню –100 дБ.
Минимальными данными, достаточными для построения модели характеристики восприимчивости РПМ является ∆f3 , при этом считается, что отноше78
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ние полосы пропускания фильтра ПЧ по уровню –60 дБ к ширине полосы по
уровню –3 дБ равно 8 (для 80 % РПМ этот коэффициент менее 8 и почти не зависит от частотного диапазона [56]).
Аналогичным образом строится модель амплитудной характеристики преселектора (УВЧ). Используется тот факт, что ослабление помехи по зеркальному каналу определяется амплитудной характеристикой преселектора (УВЧ)
РПМ. Центральная частота зеркального канала равна f 0 ± 2 f ПЧ , где f 0 — частота основного канала приема, f ПЧ - промежуточная частота. Как правило, в технических характеристиках РЭС приводится значение избирательности по зеркальному каналу S ЗК . На рис. 4.9 приведен пример моделирования
характеристик фильтров ПЧ и преселектора для РПМ 1Р21В-3 (Лен-В).
Рис. 4.9 Характеристики фильтров ПЧ и преселектора для РПМ Лен-В
В случае высокой первой промежуточной частоты (ПЧ) приёмника возникает необходимость учитывать возможность проникновения помехи по данному побочному каналу приёма, например, для телевизионных приёмников. Полосу пропускания в данном канале принимаем равной полосе основного канала
приёма. Данный побочный канал в модели приёмника учитывается, если в технических характеристиках РЭС задано значение избирательности по побочному
каналу на ПЧ S ПЧ .
4.4.2 Восприимчивость по побочным каналам на гармониках гетеродина
Супергетеродинный приёмник обладает восприимчивостью к тем помехам,
которые могут смешаться с гармониками гетеродина mf Г и попасть в полосу
фильтра ПЧ. Уровень восприимчивости к данным помехам будет определяться
избирательностью входного фильтра, характеристиками смесителя и гетеродина. Центральные частоты побочных каналов приёма на гармониках гетеродина
определяются по формуле:
f ПОБ
= mf Г ± f ПЧ ,
(4.7)
где
f Г - частота гетеродина;
79
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
f ПЧ - промежуточная частота, m ≥ 2 .
Предполагаем, что с ростом номера гармоники гетеродина уровни восприимчивости по данным побочным каналам приема уменьшаются. Восприимчивости по каналам с одним m , определяемые как сумма и разность, равны (рис.
4.10). Это справедливо в том случае, если промежуточная частота значительно
меньше частоты гетеродина. Выражение для восприимчивости по данным каналам приёма имеет вид:
K ПОБ=
(m) I lg m + J .
(4.8)
Если в характеристиках РЭС приводится значение избирательности по побочным каналам приёма S ПОБ , то, полагая, что дано ослабление побочных каналов для второй гармоники гетеродина можно найти J : J =
− S ПОБ − I lg 2 .
K(f)
(дБ)
Основной канал
0
J
Побочные каналы приёма на
гармониках гетеродина
Зеркальный
канал
I
-100
fПР
fГ - fПР
fГ+ fПР
2fГ-fПР
2fГ+fПР
3fГ-fПР 3fГ+fПР
f
fГ - частота гетеродина, fПР - промежуточная частота.
Рис. 4.10. Побочные каналы приема
Значение I определяется по табл. 4.2. Если в характеристиках РЭС отсутствует S ПОБ , то и параметр J также определяется по табл. 4.2 [21]. Полосы побочных каналов на гармониках гетеродина принимаются равными полосе основного канала приёма.
Табл. 4.2
Диапазон частот (МГц)
f < 30
30 < f < 300
f > 300
I (дБ/дек)
- 25
- 35
- 40
J (дБ)
- 85
- 85
- 60
Параметры I и J могут быть найдены по результатам натурных измерений уровней восприимчивости РПМ по побочным каналам на гармониках гетеродина методом линейно – логарифмической регрессии аналогично параметрам A и B в модели РПД (см. раздел 4.3.3).
4.5 Математическая модель антенны и фидера
Рассмотрим математическую модель антенны, используемую в геоинформационной системе проектирования и анализа радиосетей (ГИС ПИАР) в зада80
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
чах анализа электромагнитной совместимости (ЭМС). Антенна рассматривается как устройство, состоящее из двух частей. Первая является устройством,
преобразующим электромагнитные колебания в напряжение на входе радиоприемника (РПМ). Вторая –– устройство формирования диаграммы направленности (ДН) и поляризации.
Математическая модель первой части представлена зависимостью уровня
сигнала на входе РПМ от напряженности поля в месте расположения приемной
антенны [1]:
P =ПSЭФ
,
(4.9)
где
эффективная поверхность антенны SЭФ = λ 2G /(4π ),
λ – длина волны, м;
G – коэффициент усиления антенны.
Тогда мощность сигнала на входе РПМ P можно найти как:
=
P ПS=
E
ЭФS
2
R=
/S0 E
ЭФ
ЭФ
2
/(120
=
π )GEλ 2
2
(480π 2 ) ,
(4.10)
где
П – плотность потока мощности, Вт/м2;
R0 – сопротивление свободного пространства, равно 120 π Ом.
В логарифмическом виде и с учетом потерь в фидере (4.10) примет вид:
P = E − 20lg f + G − η − 77 ,
(4.11)
где
P – уровень на входе РПМ, дБ(мВт);
f – частота, МГц;
E – медианное значение напряженности электромагнитного поля в месте расположения антенны РПМ, дБ(мкВ/м), рассчитанное по методам, рассмотренным в разделе 3.1;
G – коэффициент усиления антенны относительно полуволнового излучателя,
дБ;
η – потери в фидере, дБ.
В общем случае коэффициент усиления антенны РПМ может быть представлен в виде:
G = G0 + C + H ,
(4.12)
где
G0 = G (ϑ ,ϕ , f 0 ) – значение коэффициента усиления антенны РПМ для рабочей
полосы частот антенны и заданной поляризации с учетом ДН антенны (см. раздел 3.2);
C – поправка на частотную зависимость ДН антенны (для частот побочных излучений на гармониках и побочных каналов приема на гармониках гетеродина).
Значения данного коэффициента приведены в табл. 4.3 [21];
81
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Тип антенны
Высоко направленные (G0>25 дБ)
Средне направленные (10<G0<25 дБ)
Слабо направленные (G0<10 дБ)
Табл. 4.3
С (дБ)
-13
-10
-G0
H – поправка для различных поляризаций передающей и приемной антенн.
Значения H приведены в табл. 4.4 [21].
Табл. 4.4
Поляризация передающей антенны
Горизонтальная
Вертикальная
Круговая
G0<10 д G0≥10 G0<10 д G0≥10 д
Б
дБ
Б
Б
0
0
-16
-16
-3
0
0
-16
-20
-3
Поляризация приемной
Антенны
Горизонтальная
G0<10 дБ
G0≥10 дБ
Вертикальная
G0<10 дБ
G0≥10 дБ
-16
-16
-16
-20
0
0
0
0
-3
-3
4.6 Математическая модель шумовых воздействий
4.6.1 Собственные шумы РПМ
Рассмотрим методику оценки уровня собственных (внутренних) шумов
РПМ. Величина, которая показывает, во сколько раз уменьшается отношение
С/Ш на выходе системы по сравнению с отношением С/Ш на входе, называется
коэффициентом шума [56]
K Ш = 10lg(hвх hвых )
(4.13)
Коэффициент шума связан с эффективной шумовой температурой соотношением [55]:
=
K Ш 10lg(1 + Tэф 290)
(4.14)
Таким образом, если известен коэффициент шума РПМ или эффективная
шумовая температура, то мощность собственных шумов приемника PШ ВН
(дБмВт) рассчитывается по формуле [55]:
PШ ВН =−144 + 10lg ∆f3 + K Ш ,
(4.15)
где ∆f3 — полоса фильтра ПЧ по уровню 3 дБ, кГц (полосу фильтра ПЧ по
уровню 3 дБ можно принимать в качестве эффективной шумовой полосы РПМ
[81]).
Значения K Ш (дБ) для РПМ по условной качественной градации и рабочих
частотных диапазонов приведены в табл. 4.5 [56].
Табл. 4.5
диапазон
F<30 МГц
30<F<300 МГц
0.3<F<3 ГГц
F>3 ГГц
82
низкокач.
7
10
10
15
средние
5
7
10
15
высококач.
3
4
6
10
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Если известна чувствительность РПМ U 0 (мкВ) и отношение сигнал/шум
на входе приемника при определении чувствительности h0 (дБ), то уровень
собственных шумов приёмника PШ ВН (дБмВт) рассчитывается по формуле:
PШ=
20lg U 0 − 10lg Z ВХ − h0 − 90 ,
ВН
(4.16)
где Z ВХ — входное сопротивление РПМ, Ом.
4.6.2 Естественные внешние шумы
Как правило, естественные шумы обусловлены электромагнитными колебаниями, наведенными в антенне электромагнитными волнами, приходящими к
Земле из космоса, тепловыми электромагнитными излучениями атмосферы
Земли и самой Земли. Флуктуационный характер всех этих шумов позволяет
рассматривать их совместно.
Одним из принятых методов оценки суммарного воздействия естественных внешних шумов является расчет эффективной шумовой температуры антенны [1],[37]. Шумовой температурой антенны Ta называют значение температуры, при которой тепловые шумы сопротивления, равного сопротивлению
излучения антенны ra , оказываются такими же, как и действительные шумы антенны. Это позволяет выразить мощность шумов естественных внешних шумов
PШ А (дБмВт):
PШ А =−144 + 10lg ∆f3 + TA* ,
(4.17)
где
∆f3 — полоса фильтра ПЧ РПМ по уровню 3 дБ,
TA* — относительная шумовая температура антенны, дБ. TA* = 10lg (TA T0 ) ,
T0 =290К.
Предположим, что вход приемника согласован и R =75 Ом. Зависимость
*
TA от частоты представлена кривой (рис. 4.11), причем эффективная температура антенны определена с учетом тепловых шумов окружающей среды, шумов
радиоизлучения Галактики и шумов сопротивления потерь антенны [37]. Более
полная информация по значениям относительной шумовой температуры для
различных естественных источников шума в диапазоне радиочастот приведена
в [81].
83
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 4.11. Относительная шумовая
температура антенны.
Таким образом, воздействие естественных внешних шумов целесообразно
учитывать в диапазоне частот до 200 МГц.
4.6.3 Индустриальные помехи
Среди различных источников индустриальных помех можно выделить
следующие [49]:
— устройства, которые для выполнения своих основных функций генерируют непрерывные электромагнитные колебания (промышленные ВЧ установки, генераторы разверток ЭЛТ, и т. д.);
— электротехнические устройства, вырабатывающие хаотические импульсные последовательности (ДЭП, системы зажигания, контактно – коммутирующие устройства, двигатели и генераторы постоянного электрического тока);
— процессы, связанные с преобразованием механической энергии в электрическую (электризация корпусов движущихся, трибоэлектрический и пьезоэлектрический эффекты);
— контакты элементов конструкции, сопротивление которых в процессе
движения меняется.
Следует отметить, что общий фон индустриальных помех (шумов) зависит
от степени индустриализации местности в районе расположения антенны РПМ,
а основным фактором является близкое расположение автомагистралей.
Значения напряжённости индустриальных шумов (помех), нормированные
  мкВ  
на полосу приёмника 1 кГц ЕШ И дБ 
в зависимости от места уста м кГц  
 
 
новки антенны (село, пригород, город) и рабочего частотного диапазона РПМ
приведены в табл. 4.6. Результаты, представленные в табл. 4.6, основаны на
экспериментальных исследованиях в [56],[21],[81].
Табл. 4.6
Город
пригород
Село
84
До 0.1 МГц
0,1…1 МГц
1…10 МГц
30
23
17
12
1
-13
5
-5
-19
10…100 МГ
ц
3
-7
-21
Более
100 МГц
1
-9
-24
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Значение мощности индустриальных шумов PШ И с учётом полосы приёмника определяется следующим выражением (дБмВт):
PШ=
EШ И + 10lg ∆f3 + 20lg f − η − 77 ,
И
(4.18)
где
∆f3 — полоса приёмника по уровню 3 дБ, кГц,
f - рабочая частота РПМ, МГц,
η - потери в фидере на рабочей частоте РПМ, дБ.
При этом предполагаем, что источники индустриальных помех распределены изотропно в пространстве относительно антенны РПМ.
4.6.4 Оценка суммарного воздействия шумов
Поскольку источники различных шумовых воздействий можно считать независимыми, их суммарное воздействие может быть оценено как аддитивное,
т. е. суммарная мощность внутренних и внешних шумов на входе приемника
будет равна (дБмВт):
(
=
PШ Σ 10lg 10
PШ ВН 10
+ 10
PШ
А
10
+ 10
PШ И 10
),
(4.19)
где
PШ ВН — мощность внутренних (собственных шумов) на входе РПМ, дБмВт;
PШ А –– мощность естественных внешних шумов на входе РПМ, дБмВт;
PШ А –– мощность индустриальных шумов (помех) на входе РПМ, дБмВт;
4.7 Оценка воздействия помех по основному и побочным каналам
приема от основного и внеполосных излучений
Частотное условие возникновения помех от основного, внеполосного и побочных излучений РПД по основному и побочным каналам РПМ имеет вид:
f РПД + ∆f РПД 2 > [ f РПМ − ∆f РПМ 2] , f РПД ≤ f РПМ
f РПД − ∆f РПД 2 < [ f РПМ + ∆f РПМ 2] , f РПД > f РПМ ,
(4.20)
где
f РПД , f РПМ — центральные частоты основного или побочных излучений РПД и
центральные частоты основного или побочных каналов приема РПМ соответственно;
∆f РПД , ∆f РПМ - полосы рассматриваемого излучения РПД и рассматриваемого канала приема РПМ по уровню –100 дБ.
Для того чтобы найти уровень сигнала помехи на входе РПМ, необходимо
вычислить свертку нормированной характеристики восприимчивости приём-
85
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ника k ( f ) и спектральной плотности мешающего излучения передатчика
pПОМ ( f ) , выраженных в абсолютных единицах (рис. 4.12).
p(f),K(f)
p(f)
K(f)
1
0
fПРД
fПРМ
f
Рис. 4.12 Расчет уровня помехи
*
В общем случае мощность сигнала помехи PПОМ
, попадающего в приемник,
равна [7]:
∞
*
ПОМ
P
=
∫p
ПОМ
( f )k ( f )df .
(4.21)
−∞
Поскольку при задании характеристики излучения РПД и характеристики
восприимчивости РПМ используется линейно-логарифмическая интерполяция,
мощность помехи, попадающей в приемник, будет равна (дБмВт):
*
P=
PПОМ + W ,
ПОМ
(4.22)
где
PПОМ — мощность помехи на входе приемника, дБмВт;
W - коэффициент, характеризующий ослабление помехи за счет селективных
свойств РПМ, дБ.
Коэффициент ослабления W , в случае линейной интерполяции характеристик спектральной плотности излучения и восприимчивости, будет равен (дБ):
 1 NP + NK

=
W 10lg  ∑ ( pПОМ ( fi ) + pПОМ ( fi +1 ))(k ( fi ) + k ( fi +1 ))( fi +1 − fi )  ,
 4 i =1

(4.23)
где
fi — частота в i-й точке, Гц.
N P , N K — количество точек в характеристиках радиоизлучения и восприимчивости,
k ( fi ) - абсолютное значение уровня восприимчивости приемника на частоте fi ,
pПОМ ( fi ) — абсолютное значение характеристики спектральной плотности мешающего излучения РПД на частоте fi .
86
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Таким образом, в случае попадания основного излучения от мешающего
РПД в основной канал приема РПМ величина превышения помехой суммарного уровня внутренних и внешних шумов, что эквивалентно ухудшению отношения С/Ш+П, определяется выражением (дБ):
dhОО = PO + W − PШ Σ ,
(4.24)
где
W — коэффициент ослабления помехи, дБ,
PO — мощность основного излучения передатчика, дБмВт,
PШ Σ — суммарный уровень внешних и внутренних шумов, дБмВт.
В случае попадания побочного излучения на гармониках в основной канал
приема снижение чувствительности определяется выражением (дБ):
dhПО= PПОБ + W − PШ Σ ,
(4.25)
где PПОБ — мощность побочного излучения передатчика (дБмВт), определяется
выражением (4.1).
В случае попадания основного излучения в побочный канал приема ухудшение отношения С/Ш определяется выражением:
dhОП = PO + W + K ПОБ − PШ Σ ,
(4.26)
где K ПОБ - уровень восприимчивости по побочным каналам приема.
В случае попадания побочного излучения в побочный канал приема ухудшение отношения С/Ш определяется выражением:
dhПП= PПОБ + W + K ПОБ − PШ Σ .
(4.27)
4.8 Оценка воздействия помех блокирования
Если приёмник подвергается воздействию достаточно мощных мешающих
излучений на частотах, близких к частоте основного канала, то нелинейности
входного усилителя или смесителя могут привести к уменьшению усиления полезного сигнала — эффекту блокирования. Он наступает в том случае, если
уровень помехового сигнала после входного фильтра превышает уровень блокирования, то есть уровень насыщения входных каскадов приёмника. Степень
уменьшения усиления зависит также от уровня полезного сигнала.
Частотное условие возникновения помехи блокирования имеет вид:
f РПД + ∆f РПД 2 > [ f РПМ − ∆f РПМ 2] , если f РПДУ ≤ f РПУ ,
f РПД − ∆f РПД 2 < [ f РПМ + ∆f РПМ 2] , если f РПД > f РПМ ,
(4.28)
где
f РПД , f РПМ — центральные частоты основного излучения мешающего РПД и
входного фильтра РПМ соответственно, Гц.
87
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
∆f РПД , ∆f РПМ - полосы основного излучения РПД и входного фильтра РПМ по
уровню –60 дБ, Гц.
*
(дБмВт)
Мощность помехи с учетом ослабления входным фильтром PПОМ
можно записать следующим образом:
*
P=
PПОМ + WВФ ,
ПОМ
(4.29)
где
PПОМ — мощность помехи до входного фильтра, дБмВт,
WВФ –– коэффициент ослабления помехи блокирования, рассчитываемый по
формуле (4.23), дБ, где в качестве характеристики приемника k ( f ) берется линейно-интерполированная характеристика входного фильтра.
Уменьшение отношения С/Ш dhБЛ зависит от степени превышения помехой уровня блокирования и исходного отношения С/Ш [49] и определяется:
*
=
dhБЛ ( PПОМ
− PБЛ ) R (h)
(4.30)
где
dhБЛ — изменение отношения С/Ш при воздействии помехи блокирования, дБ.
*
–– мощность помехи с учетом ослабления входным фильтром, дБмВт,
PПОМ
R (h) - коэффициент, характеризующий степень уменьшения усиления в зависимости от исходного отношения С/Ш. Значения коэффициента R приведены в
табл. 4.7.
Табл. 4.7
С/Ш, дБ
R
0
0
10
0,7
20
0,9
40
0.95
50
0,96
100
1
Уровень полезного сигнала
(частота 81 Мгц), дБмкВ
В качестве примера на рис. 4.13 представлены экспериментальная и теоретическая зависимости уровня полезного сигнала от уровня блокирующей помехи для измерительного приемника ICOM-8500
50
40
30
Эксперимент.
20
Теоретическ.
10
0
90
100
110
120
Уровень помехи (частота 70,6 МГц) дБмкВ
Рис. 4.13 Зависимость уровня полезного сигнала от уровня помехи
Анализируя зависимость, полученную в ходе эксперимента, можно выделить два участка. На первом увеличению уровня помехи блокирования соответствует значительно меньшее уменьшение уровня полезного сигнала. На втором,
88
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
напротив, несколько большее. Вид данной зависимости во многом определяется схемотехникой конкретного РПМ.
4.9 Оценка воздействия помех интермодуляции
Интермодуляционные помехи возникают из-за нелинейных эффектов во
входных каскадах РПМ при воздействии двух и более сигналов. Уровень этих
помех зависит от уровней мешающих излучений, избирательности входных
фильтров, нелинейности амплитудных характеристик входных каскадов приёмника (УВЧ, смесителя) и коэффициента усиления входного усилителя, если он
охвачен системой АРУ.
Частотное условие помех интермодуляции имеет вид:
f 0 − nf ПОМ 1 − mf ПОМ 2 < ∆f100 2 , f 0 − f ПОМ 1 < ∆F60 2 , f 0 − f ПОМ 2 < ∆F60 2 ,
(4.31)
где
f 0 — центральная частота основного канала приема, Гц;
∆f100 — полоса фильтра ПЧ приемника по уровню –100 дБ;
∆F60 - полоса входного фильтра приемника по уровню –60 дБ;
f ПОМ 1 , f ПОМ 2 - частоты мешающих сигналов, Гц;
n, m - целые числа, определяющие номер гармоники сигнала.
Порядок интермодуляции при воздействии двух сигналов равен: n + m . Условие возникновения помехи интермодуляции запишется следующим образом
[21]:
*
*
nPПОМ
1 + mPПОМ 2 + DПЧ ( f ПОМ ) − ( n + m) PИНТ 2 > 0 ,
(4.32)
где
*
*
PПОМ
1 , PПОМ 2 — уровни мешающих сигналов (дБмВт) c учётом ослабления входным фильтром;
PИНТ — уровень восприимчивости к интермодуляции (дБмВт) ( P=
S ИНТ + P0 ,
ИНТ
где S ИНТ - интермодуляционная избирательность, дБ, а P0 — чувствительность
приемника, дБмВт);
=
f ПОМ nf ПОМ 1 − mf ПОМ 2 –– частоты образующихся интермодуляционных продуктов, m , n - целые числа.
DПЧ ( f ПОМ ) — коэффициент ослабления продуктов интермодуляции фильтром
ПЧ, находится путем линейной интерполяции по характеристике фильтра ПЧ в
логарифмическом масштабе:
DПЧ ( f ПОМ )= K ПЧ ( fi ) + ( f ПОМ − fi )( K ПЧ ( fi +1 ) − K ПЧ ( fi )) ( fi +1 − fi ) , fiПОМ
≤ f
i
≤ f +1 .
(4.33)
где K ПЧ ( f ) - линейно-логарифмически интерполированная характеристика
восприимчивости РПМ (характеристика фильтра ПЧ).
89
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Мощности мешающих сигналов, имеющих частоты f1 и f 2 , с учетом ослабления входным фильтром находятся как:
*
*
PПОМ
PПОМ 1 + DВХ ( f ПОМ 1 ), PПОМ
PПОМ 2 + DВХ ( f ПОМ 2 ) ,
1 =
2 =
(4.34)
где DВХ ( f ПОМ 1 ), DВХ ( f ПОМ 2 ) — коэффициенты ослабления помехи входным
фильтром находятся путем линейной интерполяции по характеристике входного фильтра в логарифмическом масштабе.
Наибольший уровень имеют такие интермодуляционные помехи, частоты
которых находятся вблизи частоты основного излучения приёмника и меньше
остальных ослабляются входным фильтром.
Превышение помехой интермодуляции уровня шумов, что эквивалентно
изменению отношения С/Ш dhИНТ (дБ) РПМ, можно записать следующим образом:
*
*
dhИНТ
= nPПОМ
1 + mPПОМ 2 + DПЧ ( f ПОМ ) − ( n + m) PИНТ 2 .
(4.35)
При воздействии на РПМ трех мешающих сигналов одновременно, возможно возникновение трехсигнальной интермодуляции. Для этого должны одновременно выполняться следующие частотные и энергетическое условия:
f 0 − nf ПОМ 1 − mf ПОМ 2 + kf ПОМ 3 < ∆f100 2 ,
f 0 − f ПОМ 1 < ∆F60 2 ,
f 0 − f ПОМ 2 < ∆F60 2 ,
f 0 − f ПОМ 3 < ∆F60 2 ,
(4.36)
*
*
*
nPПОМ
1 + mPПОМ 2 + kPПОМ 3 + DПЧ ( f ПОМ ) − ( n + m + k ) PИНТ 3 > 0 ,
(4.37)
где
f П 1 , f П 2 , f П 3 - частоты помеховых сигналов;
n, m, k - целые числа, определяющие номер гармоники сигнала.
Соответственно превышение помехой трехсигнальной интермодуляции
уровня шумов, что эквивалентно изменению отношения С/Ш dhИНТ РПМ, можно найти следующим образом (дБ):
*
*
*
dhИНТ
= nPПОМ
1 + mPПОМ 2 + kPПОМ 3 + DПЧ ( f ПОМ ) − ( n + m + k ) PИНТ 3 .
(4.38)
В случае оценки воздействия помех двухсигнальной (трехсигнальной) интермодуляции уровень восприимчивости к интермодуляции определяется на
основании информации о двухсигнальной (трехсигнальной) избирательности в
технических характеристиках РЭС S ИНТ 2,3 .
Приведенные выражения (4.32), (4.34), (4.37), (4.38) справедливы в том
случае, если сигналы, вызывающие взаимную модуляцию, не превышают уровень блокирования PБЛ , а уровень интермодуляционной помехи не превышает
уровень автоматической регулировки усиления (АРУ) PАРУ (наиболее часто
встречающийся случай).
90
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
В случае, когда уровень мешающих сигналов, участвующих в образовании
интермодуляционных продуктов, превышает известное из технических характеристик РЭС пороговое значение PАРУ , то выражения (4.35) и (4.38) примут
вид:
*
*
dhИНТ
= nPПОМ
1 + mPПОМ 2 + DПЧ ( f ПОМ ) − ( n + m) PИНТ 2 + ( n + m) ∆PАРУ
(4.39)
*
*
*
dhИНТ
= nPПОМ
1 + mPПОМ 2 + kPПОМ 3 + DПЧ ( f ПОМ ) − ( n + m + k ) PИНТ 3 + ( n + m + k ) ∆PАРУ
.
(4.40)
Уровень, дБмкВ
где (n + m)∆PАРУ , (n + m + k )∆PАРУ –– поправки, характеризующие степень
уменьшения коэффициента усиления АРУ.
Если уровни мешающих сигналов превышают PБЛ , то их значения принимается равными PБЛ .
На рис. 4.14 показан пример влияния эффекта блокирования на эффект интермодуляции 3-го порядка для измерительного приемника ICOM-8500.
80
70
60
50
40
30
20
10
0
90
100
110
120
Уровень помехи (Частота 70,6 МГц), дБмкВ
1-й сигнал
2-й сигнал
Продукт интермодуляции
Рис. 4.14 Влияние блокирования на эффект интермодуляции
4.10 Критерий ЭМС
4.10.1 Защитное отношение
Защитное отношение A представляет собой минимальное отношение
уровня полезного сигнала к уровню мешающего сигнала, при котором обеспечивается требуемое качество приема. Защитные отношения определяются на
входе приемника и обычно выражаются в децибелах.
Защитное отношение в совмещенном канале — защитное отношение при
условии, когда частотная расстройка между полезным и мешающим сигналами
меньше или равна разности половин полос пропускания приемника и спектра
мешающего передатчика.
Защитное отношение на звуковой частоте – согласованное минимальное
значение отношения (дБ) напряжения полезного сигнала к напряжению помехи
на радиочастоте, измеренное при заданных условиях на выходе приемника на
звуковой частоте, которое считается необходимым для достижения субъективно определенного качества приема.
91
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Защитное отношение по радиочастоте — величина отношения (дБ) напряжения полезного сигнала к напряжению помехи на радиочастоте, измеренная на входе приемника при заданных условиях, позволяющая достичь на выходе приемника защитное отношение на звуковой частоте.
Требуемое качество приема должно обеспечиваться в течение определенного процента времени, т. е. при планировании радиосетей руководствоваться
установленными нормами допустимого времени появления помех – времени, в
течение которого отношение полезного сигнала к мешающему допускается
меньше величины защитного отношения.
В международных документах защитные отношения, рекомендуемые для
целей планирования, задаются для двух типов помех: тропосферной помехи,
время действия которой считается от 1 % до 10 %, и длительной (или постоянной) помехи, время действия которой специально не ограничиваются, но можно
считать его равным 50 %.
Тропосферная помеха возникает вследствие тропосферного распространения радиоволн, ее значение сильно меняется во времени.
Длительной считается помеха, действующая более чем в 50 % времени. В
этом случаи требуется большая степень защиты, по сравнению с тропосферной
помехой.
4.10.2 Критерий ЭМС
Условие ЭМС РЭС выполняется тогда, когда выполняется неравенство:
PС − PП ≥ A ,
(4.41)
где
PС - мощность полезного сигнала на входе приемника, дБмВт;
PП - мощность помехового сигнала на входе приемника, дБмВт;
A - защитное отношение для данного типа РЭС и для данной помехи, дБ.
Данное условие не пригодно для оценки воздействия помех интермодуляции блокирования. Поэтому представим (4.41) в виде:
PС − PШ Σ − dh ≥ A ,
(4.42)
где
PШ Σ - суммарная мощность внешних и внутренних шумов на входе приемника;
dh - изменение отношения С/Ш при воздействии на РПМ помех. Методы расчета dh при воздействии различных типов помех были рассмотрены выше.
Отметим, что в наихудшем случае мощность полезного сигнала на входе
РПМ равна чувствительности РПМ: PС = P0 .
Таким образом, если уровень полезного сигнала превышает суммарный
уровень внутренних и внешних шумов на величину защитного отношения, то
любое превышение мешающего сигнала суммарного уровня шумов PШ Σ (4.19)
приводит к нарушению ЭМС.
92
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Величина dh показывает, на сколько децибел необходимо увеличить уровень полезного минимального сигнала (равный чувствительности РПМ), чтобы
выполнялось условие ЭМС (4.42).
=
dh PПОМ − PШ Σ .
(4.43)
4.10.3 Критерий ЭМС при воздействии нескольких помех на РПМ
Как правило, РПМ подвергается воздействию множества помеховых сигналов, приводящих к возникновению помех по основному и побочным каналам
приёма, интермодуляционных помех и помех блокирования. При расчете суммарного воздействия данных помех на приёмник считается, что они воздействуют одновременно. Тогда превышение суммарной помехой суммарного уровня внешних и внутренних шумов (эквивалентно изменению отношения С/Ш)
можно найти, пользуясь выражением:
L
P
dh=
10lg(∑10dhi 10 + ∑10
Σ
=i 1 =j 1
dhБЛ
j
10
T
+ ∑10
dhИНТ k 10
),
(4.44)
k 1
=
где L , P , T — количество помех по основному и побочным каналам приёма,
блокирования, интермодуляции соответственно.
Таким образом, условие ЭМС (4.42) примет вид:
PС − PШ Σ − dhΣ ≥ A .
(4.45)
4.10.4 Критерий ЭМС для РПД, воздействующего на совокупность РПМ
Условие ЭМС для данного передатчика будет выполняться, если оно выполняется для всех приемников, подвергаемых воздействию этого передатчика.
Максимальное ухудшение отношения сигнал/шум для каждого i-го приемника:
dhМАКС i = max {dhi , dhБЛ i , dhИНТ i } ,
(4.46)
где
dhi — ухудшение отношения С/Ш при воздействии помехи по основному или
побочным каналам приема при воздействии данного РПД на i-й РПМ;
dhБЛ i - ухудшение отношения С/Ш при воздействии помехи блокирования данного ПРД на i-e ПРУ;
dhИНТ i - ухудшение отношения С/Ш при воздействии помех интермодуляции.
Таким образом, условие ЭМС для передатчика воздействующего на совокупность РЭС, которое должно выполняться для каждого i-го РПМ имеет вид:
PС i − PШ Σ i − dhМАКС i ≥ Ai ,
(4.47)
4.10.5 Зоны помех
Одной из важнейших задач, возникающих в процессе ЧТП различных систем радиосвязи, является определение зон уверенной связи. В рамках данной
93
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
задачи актуальным является построение пространственных зон помехового
воздействия, для различных систем радиосвязи.
Зоной помех будем называть множество возможных мест расположения
исследуемой РЭС, для которой (либо при воздействии которой на другие РЭС
из исследуемой группировки) при заданных её параметрах, в существующей
электромагнитной обстановке, создаваемой всеми окружающими техническими
средствами не выполняется условие ЭМС (4.42).
Таким образом, используя средства ГИС и реализуя проверку условий
ЭМС для каждой точки некоторой области, можно получить карты помех для
данной системы радиосвязи.
На рис. 4.15 в качестве примера изображена зона помех по совмещенному
и соседнему каналам для базовой станции (БС) NMT-450.
Рис. 4.15 Зоны помех по совмещенному и соседнему каналам от
БС NMT-450 f 0 =463,075МГц
На рис. 4.16 показаны зоны помех от РПД Лен-В от основного излучения и
от побочного излучения на 2-й гармонике, построенные при помощи ГИС ПИАР.
94
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 4.16 Зоны помех от РПД Лен-В от основного излучения (частота 50 МГц) и
от побочного излучения на 2-й гармонике (частота 100Мгц,)
4.11 Анализ воздействия ЭМО на комплекс радиоконтроля
Эффективное управление частотно пространственным ресурсом (ЧПР) невозможно без информации о фактическом состоянии ЧПР. Основным источником этой информации являются комплексы радиоконтроля (РК). Качество информации, получаемой от них, зависит как от технических характеристик и
функциональных возможностей оборудования, так и от условий размещения
станции, обеспечивающих ее нормальное функционирование. В [61] приводятся рекомендации по выбору мест размещения станций РК.
К сожалению, на данный момент в России выполнение данных международных рекомендаций является скорее исключением, чем правилом, и задачи
анализа воздействия электромагнитной обстановки (ЭМО) на аппаратуру РК
возникают на этапе ее эксплуатации или ввода в эксплуатацию по факту возникновения помех.
Рекомендуемые предельные значения напряженности поля в месте расположения антенн комплекса радиоконтроля приведены в табл. 4.8 [61]. Если эти
предельные значения превышаются, то необходимо их тщательно оценить с
точки зрения вероятности создания помех.
Табл. 4.8
Основная частота
Максимальна
я
напряженност
ь поля (мВ/м)
9 кГц<f<174 МГц
10
Максимальное значение
корня квадратного из
Мощность
Минимально
суммы квадратов
передатчик
е расстояние
уровней напряженности
а
разноса (км)
полей основных
(кВт)
сигналов (мВ/м)
1
<1
30
5
1-10
10
>10
95
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
174 МГц<f<3 ГГц
50
1
2
5
150
<1
1-10
>10
Значение корня квадратного из суммы квадратов уровней напряженности
поля применимо к нескольким сигналам тогда, когда все они находятся в полосе пропускания измерительного РПМ.
Приведенные рекомендации позволяют предупредить основные проблемные ситуации, которые могут возникнуть в процессе эксплуатации комплекса
РК. Однако существующие и постоянно развивающиеся системы автоматизированного анализа ЭМО – ГИС ПИАР, позволяют решать задачи выбора мест
расположений комплексов РК и анализа воздействия ЭМО на более качественном уровне.
В соответствии с рассмотренными рекомендациями, информация по всем
источникам радиоизлучений в радиусе до 1 км, излучений радиопередатчиков
мощностью от 1 кВт до 10 кВт в радиусе до 2 км и излучений РПД мощностью
свыше 10 кВт в радиусе до 5 км помещается в БД ГИС ПИАР. Также вводятся
параметры измерительного радиоприемника (РПМ) комплекса РК.
С помощью ГИС ПИАР производится анализ ЭМС для комплекса РК в исследуемом диапазоне частот. В ходе анализа моделируется процесс сканирования рассматриваемого участка частотного диапазона измерительным комплексом с заданным шагом. Результаты анализа, представленные графически,
позволяют судить о прогнозируемых значениях отношений уровней основных и
побочных излучений, попадающих в основной или побочные каналы приема, и
уровней интермодуляционных продуктов 3-го и 5-го порядков к суммарному
уровню шумов, рассчитанному с использованием математической модели собственных, естественных внешних и индустриальных шумов на входе измерительного РПМ, в рассматриваемом диапазоне частот.
90
80
70
дБ
60
50
40
30
20
10
0
40
60
80
100 120 140 160 180 200 220 240 260 280 300 320 340 360 380 400 420 440 460 480 500
Частота, МГц
Дуэль
Интермодуляция
Блокиров ание
Рис. 4.17 Отношение С/Ш (П/Ш)
96
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
65
60
55
50
45
дБ
40
35
30
25
20
15
10
5
0
500
550
600
650
Дуэль
700
750
Частота, МГц
Интермодуляция
800
850
900
950
1000
Блокиров ание
Рис. 4.18 Отношение С/Ш (П/Ш)
В качестве примера на рис. 4.17, рис. 4.18 представлены результаты анализа для комплекса РК, размещенного в г. Челябинске в диапазоне частот 30 МГц
– 1000 МГц. В диапазоне частот 30-200 МГц прогнозируется возникновение
интермодуляционных составляющих от излучений мощных РВ и ТВ РПД, превышение которых над суммарным уровнем составит до 60 дБ, а также возникновения эффекта блокирования РПМ, что делает практически невозможной работу комплекса в любом из режимов, включая и радиопеленгацию.
Воздействие интермодуляционных помех на пеленгационную систему может проявиться в получении ложных пеленгов на несуществующие источники
излучения.
На рис. 4.19 показаны результаты детального анализа воздействия излучений РВ станций УКВ диапазона (69,5 –– 76,5 МГц), на комплекс РК. Расчет интермодуляционных составляющих проводился с учетом полос основных излучений в соответствии с классами данных излучений.
60
55
50
45
40
дБ
35
30
25
20
15
10
5
0
69,5
70,5
71,5
72,5
73,5
74,5
75,5
76,5
Частота, МГц
Дуэль
Интермодуляция
Блокиров ание
Рис. 4.19 Результаты анализа на интервале частот 69,5 – 76,5 МГц
97
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
На рис. 4.20 показано пространственное распределение отношения П/Ш
для интермодуляционной помехи 3-го порядка, образованной излучением на
частоте 73,97 участвующим в формировании интермодуляционной помехи в
РПМ ICOM –IC-R8500 на частоте 74,42 вместе с излучением РПД с частотой
73,52, размещенного в другой точке пространства, для соответствующей высоты подвеса измерительных антенн. Данное распределение получается в ходе
моделирования размещения комплекса РК в точках некоторой области.
Рис. 4.20 Распределение отношения П/Ш для помехи
интермодуляции
Средства ГИС ПИАР позволяют производить оценку зоны “обслуживания”
РКП. На рис. 4.21 показаны зоны обслуживания РКП в режиме пеленгации, полученные для значений отношения С/Ш 10 дБ (узкополосный режим пеленгатора) и 25 дБ (широкополосный режим пеленгатора) в полосе сигнала 12,5 кГц.
В данном примере использованы следующие данные: параметры РКП – высота
пеленгационной антенны – 67 м, фидер RG213, длиной 40 м; параметры мобильного РПД – частота 167,450 МГц, мощность - 10 Вт, антенна - четверть
волновой штырь, высота 4.5 метра, длина фидера 12 метров, тип фидера RG58X
98
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
Рис. 4.21 Зоны обслуживания РКП в режиме пеленгации. Больший контур соответствует
узкополосному режиму пеленгации, меньший –– широкополосному.
Таким образом, использование автоматизированных средств анализа воздействия ЭМО на комплекс РК – ГИС ПИАР позволяет существенно улучшить
качество оценки возможностей комплекса в реальных условиях эксплуатации.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Рассмотренный материал в течение ряда лет читается в лекционной части
спецкурса “Радиотелекоммуникации” и является теоретической основой ГИС
ПИАР. Он основан на систематизированных литературных источниках и оригинальных исследованиях авторов. Однако объем учебного пособия не позволяет детально осветить многие рассматриваемые вопросы, поэтому мы настоятельно рекомендуем пользоваться дополнительной литературой из
прилагаемого списка.
Авторы выражают благодарность сотрудникам НПФ ЯР, преподавателям
кафедры радиофизики Ярославского государственного университета им
П. Г. Демидова, аспирантам и студентам, не вошедшим в авторский коллектив,
но работа которых способствовала появлению этой рукописи. Мы также благодарим региональные Управления Государственного надзора за связью, предоставившие материалы экспериментальных измерений и Радиочастотные центры,
работа которых с ГИС ПИАР способствовала улучшению теоретического и методического материала.
99
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
ЛИТЕРАТУРА
1. Айзенберг Г. З. и др. Антенны УКВ. М.: Cвязь, 1977.
2. Алексеев С.М., Альтер Л.Ш., Каганер М.Б., Рубинштейн Г.Р. Электромагнит-
ная совместимость при частотно-территориальном планировании сотовых сетей
радиотелефонной связи // Электросвязь 1993. 43
3. Анджан С. Э., Кренев А. Н., Королев Н. И., Лашков Н. И. Методика анализа
электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств//Современные проблемы радиофизики и электроники: Юбил. сб. науч. тр. преп. и сотр. кафедр радиофизики и динамики электронных систем/ Яросл. гос. ун-т. Ярославль, 1998,
4. Анджан С. Э., Кренев А. Н., Королев Н. И., Лашков Н. И., Цыганок
Е. Г. Геоинформационная система проектирования и анализа радиосетей// Современные проблемы радиофизики и электроники: Сб. науч. тр. Ярославль, 1998.
С.81—87.
5. Андреев Г. А., Зражевский А. Ю., Кутуза Б. Г., Соколов А. В., Сухонин
Е. В. Распространение миллиметровых и субмиллиметровых волн в тропосфере
/Проблемы современной радиотехники и электроники. М.: Наука, 1980. С.139-163,
6. Бабков В. Ю., Вознюк М. А., Михайлов П. А. Сети мобильной связи. Частотнотерриториальное планирование / СПб ГУТ. СПб, 2000.
7. Баскаков С. И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец.
“Радиотехника”/С.И. Баскаков. 4-е изд., перераб. и доп. М.: Высш. шк., 2003.
8. Быховский М. А. Методика анализа ЭМС сотовых систем сухопутной подвижной связи с кодовым разделением каналов и РРЛ // Электросвязь. 1997. 7. С.17-19,
9. Варакин Л. Е. // Радиотехника. 1989. № 12. С.56-61.
10. Васищева М. А., Щукин Г. Г. Экспериментальное исследование водности облаков. Статистические модели атмосферы. Обнинск: ВНИИГМИ – МЦД, 1976.
11. Виноградов К. Е., Захаров М. Ю. Автоматизированный анализ электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств// Всерос, научно-практич. конф.
«Электромагнитная совместимость и безопасность при эксплуатации мобильных
средств связи, телекоммуникаций и компьютерной техники». Пенза, 2001
12. Виноградов К. Е., Кренев А. Н., Лашков Н. И. Расчет минимальной защищаемой напряженности поля // Сб. докл. VII Междунар. научно-технич. конф. “Радиолокация, навигация, связь”, г. Воронеж, 24-26 апреля 2001 г. Том 2, с. 983-991.
13. Виноградов К. Е., Лашков Н. И. Основные принципы анализа электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств, используемые в автоматизированной системе проектирования сетей радиосвязи// Сб. тезисов VIII Междунар. конф.
“Радиолокация навигация и связь”, Воронеж, 23-25 апреля 2002 г., Том 1, с.446457.
14. Виноградов К. Е., Захаров М. Ю. Системы проектирования и анализа радиосетей// Сб. материалов IV областной научно-практич. конф. студентов, аспирантов и
молодых ученых вузов Ярославской области «Ярославский край. Наше общество в
третьем тысячелетии», 13-14 мая, 2003. С 17.
15. Винтер И. А., Королев Н. И., Кренев А. Н., Лашков Н. И., Тимофеев В. А., Цыганок Е. Г. Геоинформационная система проектирования и анализа радиосетей,
Ярославль, 1999.
16. ГОСТ 23611-79 “Совместимость радиоэлектронных средств электромагнитная.
Термины и определения”.
100
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
17. ГОСТ 24375-80 “Радиосвязь. Термины и определения”.
18. ГОСТ Р 50016-92 “Совместимость технических средств электромагнитная.
Требования к ширине полосы радиочастот и внеполосным излучениям радиопередатчиков. Методы измерений и контроля.”
19. ГОСТ Р 8.563-96 “Методики выполнения измерений.”
20. Громаков Ю. А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. М., 1996.
21. Дональд Р. Ж. Уайт. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных
средств и непреднамеренные помехи. М.: Советское радио, 1977.
22. Закатов П.С. Курс высшей геодезии. М.: Недра, 1976.
23. Захаров М. Ю. Адаптация модели распространения радиоволн к результатам
измерений в ограниченном числе точек // Сб. докл. VIII научно-технич. конф. «Радиолокация, навигация, связь», Том 2, г. Воронеж, 23—25 апреля 2002 г.
24. Захаров М. Ю. Сравнительный анализ методов моделирования каналов распространения приземных радиоволн УКВ диапазона.// Актуальные проблемы физики:
Сб. научн. тр. молодых ученых, аспирантов и студентов / Яросл. гос. ун-т. Ярославль, 1997. 180 с.
25. Захаров М. Ю., Кренев А. Н. Алгоритм адаптации модели распространения радиоволн к результатам измерений в ограниченном числе точек // Телекоммуникации. 2002. 2.
26. Захаров М.Ю., Кренев А.Н., Лашков Н.И., Тимофеев В.А., Цыганок Е.Г., Якунин А.В. Геоинформационная система проектирования и анализа радиосетей //
Всероссийский форум “Интеллектуальные ресурсы регионов России на рубеже
тысячелетий”: Тез. докл. 2-й Межрегиональной конференции “Интеллектуальные
технологии двойного применения”, часть 1, Ярославль, 11-13 апреля 2000 г., с. 2628.
27. Захаров М. Ю., Кренев А. Н., Лашков Н. И., Тимофеев В. А., Цыганок Е. Г. Тез.
докл. и сообщений VI Междунар. конф. "Электроника и техника СВЧ и КВЧ",
1999, Т.7, вып. 3(24). С.61.
28. Захаров М. Ю., Кренев А. Н., Мазалецкий А. В. Анализ состояния частотнопространственного ресурса // Сб. докл. научно-технич. семинара «Синхронизация,
формирование и обработка сигналов», г. Ярославль, 3-5 июля 2003 г.
29. Захаров М. Ю., Кренев А. Н., Шиманский В. Э. Развитие технологий радиомониторинга // Развитие системы радиомониторинга в России. Методы, разработки,
аппаратно-программное обеспечение.: Тез. докл. 2-ой Междунар. конф. “Радиомониторинг-2002”, 18-19 сентября 2002 г, Москва. С.71-72
30. Калашников Н. И. Системы связи и радиорелейные линии. М.: Связь, 1977
31. Картография. Вып. 4. Геоинформационные системы: Сб. перев. статей / Сост.,
ред. и предисл. А.М. Берлянт и В.С. Тикунов. М.: Картгеоцентр – Геодезиздат,
1994
32. Кошкарев А.В., Тикунов В.С.. Геоинформатика. М.: Картгеоцентр – Геодезиздат, 1993
33. Кошкарев А.В., Каракин В.П. Региональные геоинформационные системы. М.:
Наука, 1987
34. Кренев А. Н., Якунин А. В., Захаров М. Ю. Расчетно-аналитический и пеленгационно-измерительный комплекс радиоконтроля “ПИАР-ИКАР-2”/Использование
радиочастотного спектра для радиосвязи, радиовещания и телевидения; правовые
аспекты регулирования деятельности операторов связи в России // Сб. тез. докл. 3-
101
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
й Международной конференции “СПЕКТР-2001”, 25-27 сентября 2001 г., Звездный городок, Москва, с. 125-129.
35. Крейн Р. К. // ТИИЭР. 1981. Т.69. № 2. С.64-80.
36. Ларин Е. А. //Электросвязь. 1997. № 1. С.17-20.
37. Локшин М. Г., Шур А. А., Кокорев А. В., Краснощеков Р. А. Сети телевизионного и звукового ОВЧ ЧМ вещания. М.: Радио и связь, 1988.
38. Львовский Е.Н. Статистические методы построения эмпирических формул.
М.:Высш. шк., 1988.
39. Методика выполнения измерений напряженности (плотности потока мощности) электромагнитного поля и прогнозирования зон радиовидимости в диапазоне
частот 30 –– 18000 МГц, аттестована в соответствии с ГОСТ Р 8.563 – 96.
40. Методика расчета статистических характеристик мешающих сигналов в диапазоне 60 МГц — 40 ГГц для географических и климатических условий различных
регионов России (НИР “Помеха-2”). М.: ГНИИР, 1996.
41. Методика расчета статистических характеристик полезных и мешающих сигналов в диапазоне 0,14 ГГц — 20 ГГц. М.: ГНИИР, 1989.
42. Методика частотно территориального планирования сетей подвижной и стационарной радиосвязи метрового и дециметрового диапазонов. М. 1989.
43. Методические основы оценки загрузки радиочастотного спектра в территориальных районах. Научно-методические материалы 5 ЦНИИ МО РФ, 1999
44. Методические указания по планированию частот для сетей сухопутной подвижной радиосвязи метрового и дециметрового диапазонов. ., МС СССР, 1988
45. Методы расчета электромагнитной совместимости и частотного планирования сетей сухопутной подвижной службы, ТВ и ОВЧ ЧМ вещания. М., ГНИИР,
1994.
46. Моделирование
в
радиолокации.
А. И. Леонов
В. Н. Васенев,
Ю. И. Гайдуков и др.; Под. ред. А. И. Леонова М.: Сов. Радио, 1979.
47. Немировский М. С. Помехоустойчивость радиосвязи. М.; Л.: Энергия, 1966.
48. Огути Т. //ТИИЭР. 1983. Т.71. № 9. С.6-65.
49. Петровский В.И., Седельников Ю.Е. Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств: Учеб. пособие для вузов. М.: Радио и связь, 1986.
50. Пономарев Г. А., Куликов А. Н., Тельпуховский Е. Д. Распространение УКВ в
городе. Томск: МП "РАСКО", 1991.
51. Пономарев Л. И., Манкевич Т. Л. //Успехи современной радиоэлектроники.
1999. № 8. С.45-58.
52. Потапов А. А. // Зарубежная радиоэлектроника. 1992. 9. С.4-28.
53. Проектирование и анализ радиосетей (ПИАР). Описание и инструкция по эксплуатации пакета программ (версия 4.53). Ярославль, 2002.
54. Радиоприемные устройства / Под общей редакцией чл.-корр. Академии наук
СССР, докт. техн. наук, проф. В.И. Сифорова.: Учебник для вузов. М.: Советское
радио,1974.
55. Радиоприемные устройства / Под ред. А. Г. Зюко. М.: Связь, 1975.
56. Ред Э. Т. Схемотехника радиоприёмников. М.: Мир, 1989
57. Связь с подвижными объектами в диапазоне СВЧ./ Под ред. У. К. Джейкса. М.:
Связь, 1979.
102
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
58. Соколов А. В., Сухонин Е. В. Ослабление миллиметровых волн в толще атмо-
сферы //Итоги науки и техники. Сер. Радиотехника, Т.20. М: ВИНИТИ, 1980.
С.107-205
59. Соловьев А. А., Смирнов С. И. Техническая энциклопедия пейджинговой связи. М. 1996.
60. Соловьев В. В. Методы оптимального присвоения частот. М., 2000
61. Справочник по радиоконтролю / Под ред. Ж. Жоржена. МСЭ, 1995.
62. Феоктистов Ю.А Теория и методы оценки электромагнитной совместимости
радиоэлектронных средств. М.: Радио и связь, 1988
63. Черенкова Е. Л., Чернышев О. В. Распространение радиоволн. М.: Радио и
связь, 1984
64. Черный Ф. Б. Распространение радиоволн. М.: Сов. Радио, 1972
65. Электромагнитная совместимость технических средств.: Справочник. М., 2001.
401 с.
66. Epstein J., Peterson D. W. // Proc. IRE. 1953. Vol.41. No.5.
67. Zakharov M.Yu., Korolev N.I., Krenev A.N., Lashkov N.I., Timofeev V.A., Foursov
M.G., Cyganok E.G. Application of Statistical Method for Simulation Near-Earth RadioWave Propagation. //The Third International Symposium "Application of the Conversion
Research Results for International Cooperation SIBCONVERS`99". IEEE, Tomsk,
1999, V.2
68. Deygout J. //IEEE Trans. 1966. Vol. AP-14. No.4.
69. Digital mobile radio towards future generation systems. COST 231 Final Report.
Chapter 1. Frequency allocations and spectrum efficiency.
70. Digital mobile radio towards future generation systems. COST 231 Final Report.
Chapter 4. Propagation prediction models
71. F. Gil, A. Claro, J. Ferreira, A 3D Interpolation Method for Base-Station-Antenna
Radiation Patterns, Antennas & Propagation, No. 2, April 2001
72. Fedi F. //Radio Science. 1981. Vol.16. No.5. P.731-734.
73. Hata M. //IEEE Trans. 1980. Vol. VT-29. No.3. P.317-325.
74. Giovanelli C. L. // IEEE Trans. 1984. Vol. AP-32. No.3.
75. ITU-R Recommendation F.1191
76. ITU-R Recommendation M.358
77. ITU-R Recommendation M.411
78. ITU-R Recommendation M.478
79. ITU-R Recommendation M.589
80. ITU-R. Recommendation P.370
81. ITU-R. Recommendation P.372
82. ITU-R. Recommendation P.526
83. ITU-R. Recommendation P.676.
84. ITU-R. Recommendation P.838
85. ITU-R. Recommendation P.1546
86. ITU-R Recommendation SM.1046
87. ITU-R Recommendation SM.1050
88. ITU-R Recommendation SM.1134
89. ITU-R Recommendation SM.1540
90. ITU-R Recommendation SM.1541
103
Copyright ОАО «ЦКБ «БИБКОМ» & ООО «Aгентство Kнига-Cервис»
91. ITU-R Recommendation SM.328
92. ITU-R Recommendation SM.329
93. ITU-R Recommendation SM.331
94. ITU-R Recommendation SM.332
95. ITU-R Recommendation SM.337
96. ITU-R Recommendation SM.575
97. ITU-R Recommendation SM.629
98. ITU-R Recommendation SM.852
99. ITU-R Recommendation SM.853
100. ITU-R. Recommendation SM.378
101. Longley A. G. // 28-th IEEE Veh. Technol. Conf. N. Y. 1978. P.503-511.
102. Lustgarten M., Madison A. //IEEE Trans. 1977. Vol. EMC-8. No.13. P.301-308.
103. NTIA Report 94-311. A Survey of Relative Spectrum Efficiency of Mobile Voice
Communication Systems. R. J. Matheson, 1994
104. Okumura Y., Ohmori E., Kawano T. et al. // Rev. Elec. Commun. Lab. 1968.
Vol.16. No.9-10. P.825-873.
105. Walficsh J., Bertoni H. L. //IEEE Trans. 1988. Vol. AP-36. No.12. P.1788-1796.
106. Официальный сайт: НПФ «ЯР», ГИС ПИАР, http://dsplab. uniyar. ac. ru/
107. Официальный сайт: ATDI Ltd, HerzTZ mapper, http://www. atdi. co.
uk/products. htm
108. Официальный сайт: AWE Communications GmbH, WinProp, http://www. awecommunications. com
109. Официальный сайт: Marconi Corporation plc., deciBel Planner, http://www.
northwoodtec. com
110. Официальный сайт: ЛОНИИР, САПР «Балтика», http://www. loniir. ru
111. Официальный сайт: ОнегаПлан, http://www. lps. da. ru
112. Официальный сайт: Comarco Wireless Technologies, EDX Signal Pro,
http://www. edx. com
113. Официальный сайт: SoftWright LLC, Terrane Analisys Package, http://www.
softwright. com
114. Официальный сайт: AerotechTelab, Wrap, http://www. wrap. nu
Учебное издание
Виноградов Кирилл Евгеньевич, Захаров Михаил Юрьевич
Кренев Александр Николаевич, Лашков Николай Иванович
Тимофеев Владимир Авенирович, Фомичев Николай Иванович
Цыганок Евгений Георгиевич
Проектирование и анализ радиосетей
Учебное пособие
Редактор, корректор А.А. Аладьева
Подписано в печать 25.04.2004 г. Формат 60x84/16. Бумага тип.
Усл. печ. л. 6,04. Уч.-изд. л. 7,85. Тираж 150 экз. Заказ
Оригинал-макет подготовлен в редакционно-издательском отделе ЯрГУ.
Ярославский государственный университет. 150000 Ярославль, ул. Советская, 14.
Отпечатано ООО «Ремдер» ЛР ИД № 06151 от 26.10.2001.
г. Ярославль, пр. Октября, 94, оф. 37 тел. (0852) 73-35-03.
104
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
153
Размер файла
2 950 Кб
Теги
кренев, анализа, 1524, учебно, проектирование, пособие, радиосети
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа