close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Транзисторные усилители-ограничители мощности в ключевых режимах с улучшенными частотными и энергетическими характеристиками.

код для вставкиСкачать
На правах рукописи
БАРАНОВ АЛЕКСАНДР ВЛАДИМИРОВИЧ
ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ−ОГРАНИЧИТЕЛИ МОЩНОСТИ
В КЛЮЧЕВЫХ РЕЖИМАХ С УЛУЧШЕННЫМИ
ЧАСТОТНЫМИ И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИМИ ХАРАКТЕРИСТИКАМИ
Специальность: 05.12.04 – Радиотехника, в том числе системы и
устройства телевидения
АВТОРЕФЕРАТ
диссертации на соискание ученой степени
доктора технических наук
Нижний Новгород – 2013
Работа выполнена на кафедре
«Компьютерные технологии в проектировании и производстве»
Института радиоэлектроники и информационных технологий
федерального государственного бюджетного образовательного учреждения
высшего профессионального образования «Нижегородский государственный
технический университет им. Р.Е. Алексеева» (НГТУ)
Научный консультант:
доктор технических наук, доцент Моругин Станислав Львович
Официальные оппоненты:
Каганов Вильям Ильич, доктор технических наук, профессор, Московский
государственный технический университет радиотехники, электроники и автоматики (МГТУ МИРЭА), профессор кафедры радиолокации и радионавигации
Самойлов Александр Георгиевич, доктор технических наук, профессор,
Владимирский государственный университет имени Александра Григорьевича
и Николая Григорьевича Столетовых (ВлГУ), декан факультета радиофизики,
электроники и медицинской техники
Ямпурин Николай Петрович, доктор технических наук, профессор, Арзамасский политехнический институт (филиал) Нижегородского государственного
технического университета им. Р.Е.Алексеева (НГТУ), заведующий кафедрой
конструирования и технологий радиоэлектронных средств
Ведущая организация:
Федеральный научно–производственный центр Открытое акционерное
общество Научно–производственное предприятие «Полет», г. Нижний Новгород
Защита состоится « 20 » июня 2013 года в 1500 часов на заседании
диссертационного совета Д 212.165.01 на базе Нижегородского государственного
технического университета им. Р.Е. Алексеева по адресу: 603950, г. Нижний
Новгород, ул. Минина, 24.
С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке НГТУ.
Автореферат разослан «_____» _______________ 2013 года.
Ученый секретарь
диссертационного совета
2
Назаров Андрей Викторович
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ
Актуальность и степень разработанности темы исследования. Энергосбережение и построение глобального информационного сообщества – это те
проблемы, которые особенно актуальны сегодня. В основе их решения лежит
уменьшение энергопотребления радиотехнической аппаратуры (РТА), которая
используется в системах передачи информации, радиолокации, установках технологического применения и силовой электронике (например, в СВЧ-печах и
источниках света с СВЧ накачкой). Основным потребителем энергии в современной РТА и, в частности, в транзисторных радиопередающих ВЧ и СВЧ
трактах с повышенными уровнями их выходной мощности являются усилители
мощности (УМ), на которые приходится значительная часть рассеиваемой
энергии. Поэтому жизнь диктует необходимость создания для РТА высокоэффективных усилителей, использующих различные схемотехнические приемы
повышения их коэффициента полезного действия (КПД). Реализация высокого
КПД усилителей предполагает принципиальную возможность достижения
100% предела, по крайней мере, при работе их на близких к нулю частотах. Для
достижения мирового лидерства в данном направлении в Европе, например,
действует программа TARGET – Top Amplifier Research Groups in a European
Team. Ее цель – разработка новых и усовершенствование существующих СВЧ
усилителей с высоким КПД. Эта программа предполагает и проведение исследований в области создания СВЧ элементов – высокоэффективных транзисторов для систем широкополосного беспроводного доступа в мобильном информационном пространстве. В нашей стране исследования в области теории и
практики построения УМ (генераторов с внешним возбуждением (ГВВ)) с высоким КПД начались в 60-е годы прошлого столетия и продолжаются до сих
пор. Заметный вклад в разработку методов анализа и синтеза таких устройств
внесли отечественные ученые. Среди них – А.Д. Артым, И.А. Попов,
Б.Е. Петров, В.В. Груздев, В.Б. Козырев, А.В. Гребенников и В.Г. Крыжановский. Так, в 1969–1971 годах в работах А.Д. Артыма, И.А. Попова,
Б.Е. Петрова, В.В. Груздева и В.Б. Козырева впервые описаны высокоэффективные усилители и генераторы мощности с различными типами формирующих контуров, которые в q-раз расстроены относительно частоты возбуждения.
А в 1975 году Н. Сокал и А. Сокал, изучая одну из модификаций подобных УМ,
предложили новое название таких устройств – усилители класса Е, которое в
зарубежной литературе закрепилось и сейчас широко используется. Большой
вклад в разработку устройств с высоким КПД внесли и другие зарубежные ученые: Ф. Рааб, Б. Молнар, М. Казимирчук, Т. Б. Мадер и З. Попович.
Анализ научных публикаций по вопросам проектирования усилителей с
высоким КПД показывает, что все они являются ключевыми, узкополосными (с
относительными полосами рабочих частот до 15%) и в большей или меньшей
степени низкочастотными устройствами с пороговой амплитудной характеристикой. Их частотные ограничения проявляются тем больше, чем выше уровень
выходной мощности или чем более мощный транзистор используется в качестве ключа. Ключевые режимы работы УМ характеризуются определенными на3
борами токов {Ik} и напряжений {Uk} транзистора на основной частоте и ее k
гармониках (или подобными наборами импедансов нагрузок ключа {Zk} и его
токов {Ik} (напряжений {Uk})). В таких режимах ток через транзистор протекает
при минимальном напряжении на нем и наоборот. Поэтому работа данных УМ
связана с коммутационными потерями или потерями мощности при переключении транзистора. Величина этих потерь PП, в основном, зависит от энергии, запасаемой на паразитных реактивных элементах эквивалентной схемы транзисторов: их выходной емкости «сток-исток» Cds и индуктивности вывода «стока» Ld:
PПи  CdsU 02 f 0 2; PП  Ld I 02 f 0 2 .
(1)
Здесь U0 – напряжение в момент включения транзистора, I0 – ток в момент его
выключения, f0=ωS/(2π) – частота входного колебания, «и» – индекс, которым
отмечены характеристики и элементы «исходных» ключевых устройства с традиционным типом потерь, связанных с разрядом Cds. Неблагоприятное влияние
элементов Cds и Ld на работу транзисторного ключа и ограничивает частотный
диапазон УМ из-за резкого возрастания коммутационных потерь с повышением
частоты. Если на высоких частотах в УМ основным является влияние емкости
Cds транзистора, то коммутационные потери определяются традиционными потерями энергии вследствие ее разряда при замыкании ключа. Если на высоких
частотах доминирует последовательная индуктивность Ld транзистора, то при
размыкании ключа в УМ существует «дуальный» тип коммутационных потерь
энергии, накопленной при протекании тока через Ld. В литературе устройства с
дуальным типом потерь относят к числу «альтернативных» или «инверсных» –
класса Eинв, в которых емкостью Cds просто пренебрегают. Устройства с полной
(в соответствии с принципом дуальности) инверсией всех основных элементов,
связей между ними и уравнений, описывающих их работу, можно назвать «дуальными» или класса Eд. В таких устройствах принцип дуальности предполагает также обязательную смену типа коммутационных потерь. Хотя в некоторых
режимах работы ключевых устройств (например, в классах Е, DE, FE) емкость
Cds и входит в состав выходной емкости их формирующего контура, но дальнейшее повышение рабочих частот данных устройств по-прежнему ограничивается ее величиной. А поскольку, особенно, для мощных транзисторов величина Cds значительна, СВЧ диапазон для ключевых устройств класса Е все еще
остается малодоступным. Поэтому разработка новых методов повышения рабочих частот и выходной мощности усилительно-ограничительных устройствах с
высоким КПД представляет на сегодняшний день весьма актуальную проблему.
Не менее важными задачами, которые необходимо решать в разрабатываемых СВЧ трактах РТА, являются стабилизация уровней их выходной мощности при воздействии дестабилизирующих факторов и подавление слабых побочных колебаний, возникающих в результате нелинейных процессов, кроме
случаев модуляции. Стабилизация уровня выходной мощности трактов необходима, например, при проектировании радиоизмерительных приборов, в основе
работы которых лежит амплитудный метод определения параметров и свойств
исследуемых материалов. Она требуется при разработке трактов формирования
колебаний и сигналов систем космической связи, телеметрии, радиоастроно4
мии, использующих такие элементы как полупроводниковые смесители, умножители и параметрические усилители, для которых высокая стабильность
уровня входных воздействий является необходимым условием их нормального
функционирования. Необходимость подавления слабых побочных колебаний в
радиопередающих и гетеродинных трактах можно пояснить следующим образом. Недостаточная фильтрация колебаний гетеродина, например, может быть
причиной просачивания сигнала передатчика в соседние частотные каналы. Если гетеродин приемника имеет повышенный уровень побочного радиоизлучения, то это может быть причиной уменьшения чувствительности соседних приемных каналов. В допплеровских радиолокационных станциях уровень побочных колебаний гетеродинов непосредственно связан с такими параметрами как
вероятность ложных тревог и максимальное расстояние до цели. Недостаточная
фильтрация сигнала радиопередатчика может нарушить условия электромагнитной совместимости с другой радиотехнической аппаратурой. Следовательно, в радиопередающих и гетеродинных СВЧ трактах разработка методов (и
устройств на их основе) стабилизации выходной мощности и подавления слабых побочных колебаний также является важной задачей.
Ряд задач, связанных с анализом прохождения многочастотных сигналов
через нелинейные устройства, решен И.С. Гоноровским, В.И. Кагановым, Ю.Л.
Хотунцевым и др. В них амплитудно-фазовая конверсия (АФК) либо не учитывается, либо ее влияние в процессе преобразования входного колебания минимизируется. Некоторые проблемы, возникающие при разработке усилителейограничителей (УО) с повышенным динамическим диапазоном ограничения по
входной мощности, рассмотрены В.И. Королевым и А.И. Кучумовым. Большинство известных методов и устройств данного класса обеспечивают невысокую
степень подавления слабых побочных колебаний, особенно, в тех случаях, когда частоты основного и побочного колебаний близки или перестраиваются.
Кроме того, они характеризуются недостаточно высокой стабилизацией уровня
выходной мощности, в частности, при изменении в широком диапазоне мощности входного колебания и температуры окружающей среды. Вопросам стабилизации выходной мощности устройств, транзисторы которых, например, работают в перенапряженных и ключевых режимах, в научном мире уделено крайне
малое внимание. Есть ряд других недостатков, которыми обладают те или иные
методы и устройства рассмотренного класса – низкий КПД, трудоемкость практической реализации в СВЧ диапазоне, возможность срыва генерации систем
фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), используемых в качестве узкополосных фильтров, и другие. Их устранение требует разработки методов и устройств, обеспечивающих стабилизацию уровня выходной мощности при изменении входной мощности и температуры окружающей среды наряду с подавлением слабых побочных колебаний с близкими к основному колебанию частотами. В связи с этим представляет интерес исследование усилителей-ограничителей,
использующих при работе в разных режимах оптимизацию регулировочных характеристик транзисторов для стабилизации уровня их выходной мощности, а
также механизмы АФК для подавления слабых побочных колебаний.
5
Таким образом, научная проблема, решаемая в данной работе, состоит в
том, что в ключевых усилительно-ограничительных устройствах необходимо
преодолеть принципиальные ограничения, связанные с паразитной емкостью
конструкции ключа, которые не позволяют этим устройствам продвинуться в
СВЧ диапазон и получать там высокие уровни выходной мощности. Кроме того, в данных устройствах необходимо устранить физические ограничения известных схемотехнических приемов и повысить стабилизацию выходной мощности при воздействии дестабилизирующих факторов и подавление слабых побочных колебаний. Для улучшения частотных и энергетических показателей
устройств требуются новые подходы, другие режимы и иная схемотехника. Решение этих задач актуально для авиационной, космической и военной техники.
Цель и задачи исследований. Целью диссертационной работы является
разработка и совершенствование теоретических и методологических основ построения ключевых усилительно-ограничительных устройств с улучшенными
частотными и энергетическими характеристиками.
Для достижения цели необходимо решить следующие основные задачи:
1.
Дать анализ современного состояния проектирования высокоэффективных
усилительно-ограничительных устройств со стабилизацией уровня их выходной мощности и с подавлением слабых побочных колебаний, выявить проблемы и новые подходы повышения рабочих частот и выходной мощности;
2.
Создать и обосновать теорию проектирования усилительно-ограничительных устройств, которые работают на высоких частотах (вплоть до середины
СВЧ диапазона) в ключевых режимах с максимальным КПД, для тех случаев,
когда в них имеют место коммутационные потери дуального типа;
3.
Разработать принципы построения дуальных устройств класса Е с улучшенными частотными и энергетическими характеристиками;
4.
Предложить для ключевых усилительно-ограничительных устройств новые методы повышения их рабочих частот, выходной мощности, стабилизации
ее уровня и подавления слабых побочных колебаний;
5.
Применить предложенные принципы и методы при проектировании новых типов усилительно-ограничительных устройств СВЧ диапазона.
Объектами исследования являются усилительно-ограничительные устройства, в основе работы которых лежат принципы усиления, ограничения и
стабилизации уровня выходной мощности (УМ, УО и ГВВ, работающие с отсечкой токов в недонапряженных, перенапряженных и ключевых режимах).
Предметами исследования являются модели, эквивалентные, принципиальные и блок-схемы, методы анализа и синтеза, методики проектирования и
расчета элементов и цепей СВЧ усилителей-ограничителей мощности.
Методология и методы исследования. Для решения поставленных задач
используются: аналитические методы, использующие математический аппарат
теории электрических цепей, теории усилителей, дифференциальных уравнений, функций комплексной переменной, уравнений в частных производных,
методы спектрального и корреляционного анализа, матричной алгебры. Применяются компьютерное моделирование, основанное на численных методах ре6
шения систем алгебраических уравнений, схемотехническое моделирование,
использующее для проверки адекватности и точности математических моделей
известные программы проектирования устройств, и экспериментальные методы
на основе измерений характеристик УО при помощи стандартной аппаратуры.
Положения, выносимые на защиту:
1.
Концепция повышения рабочих частот и выходной мощности усилительно-ограничительных устройств класса Е путем смены типа коммутационных
потерь на дуальный, при котором потери энергии на коммутацию определяются
следующим за емкостью Cds по порядку малости реактивным элементом – Ld.
2.
Принципы построения в СВЧ диапазоне дуальных усилителей мощности
(ДУМ) класса Е с повышенной выходной мощностью, включающие в себя:
 способы оптимального по КПД управления режимом транзисторного ключа;
 процедуру оценки и регулировки выходных емкостей транзисторных ключей;
 методики проектирования элементов формирующих и фильтрующих контуров.
3.
Метод стабилизации уровня выходной мощности основного СВЧ колебания усилительно-ограничительных устройств, основанный на реализации оптимальных регулировочных характеристик их транзисторов, работающих с отсечкой токов как в недонапряженных, так и в перенапряженных режимах.
4.
Метод подавления усилительно-ограничительными СВЧ устройствами
слабого гармонического или узкополосного побочного колебаний, первоначально присутствовавшего наряду с основным колебанием во входном воздействии, с помощью целенаправленного использования АФК.
5.
Принципы построения СВЧ устройств – УО со стабилизацией их выходной мощности и подавлением слабых побочных колебаний, включающие в себя:
 процедуру нахождения оптимальных (с точки зрения теоретически полной
стабилизации уровня выходной мощности амплитудных ограничителей (АО)
в диапазоне изменения входной мощности и температуры окружающей среды) регулировочных характеристик транзисторов, которые работают как в
недонапряженных, так и в перенапряженных режимах;
 порядок целенаправленного использования в УО его АФК, при котором реализуется теоретически полное подавление побочного колебания при отсутствии ближайшей комбинационной составляющей;
 выбор в АО для УО цепей согласования и фильтрации в виде кольцевого фильтра-трансформатора с высоким коэффициентом трансформации сопротивлений.
6.
Варианты реализации на основе предложенных методов и принципов
усилительно-ограничительных СВЧ устройств в виде новых подклассов:
 ДУМ класса Е с повышенной и стабилизированной выходной мощностью;
 УО с подавлением слабых побочных колебаний и стабилизацией уровня мощности на их выходе при воздействии на входе суммы гармонических или узкополосных основного и слабого побочного колебаний.
Научная новизна. Создана и обоснована теория построения новых перспективных в СВЧ диапазоне усилительно-ограничительных устройств (УМ,
УО и ГВВ) с повышенной выходной мощностью, которые работают в ключевых режимах с коммутационными потерями дуального типа. Данная теория
7
предполагает разработку системы методов и принципов, применяемых при моделировании и проектировании элементов этих устройств. В рамках системы:
1.
Сформулирован обобщенный критерий оценки частотных и энергетических свойств ключевых усилительно-ограничительных устройств с традиционным и дуальным типами коммутационных потерь, который в отличие от других
критериев определяет условия одновременного ограничения на рабочую частоту и выходную мощность. Для УМ класса Е с коммутационными потерями и
традиционного и дуального типов получены зависимости произведений максимальной рабочей частоты на выходную мощность от величин паразитных элементов, определяющих разный тип потерь в УМ. На основе оптимизации ключевых режимов устройств класса Е и сравнительного анализа их частотных и
энергетических характеристик впервые установлено, что в усилителях с дуальным типом коммутационных потерь существуют режимы, отличающиеся более
высокими значениями выходной мощности и рабочей частоты одновременно.
2.
Уточнены существующая классификация ключевых устройств и ее критерии. Сформулирован новый критерий, основанный на соотношениях импедансов нагрузок ключа на гармониках для усилителей Е, Eд, Eинв и (Eинв)д классов.
3.
Предложена концепция повышения рабочих частот и выходной мощности
усилительно-ограничительных устройств класса Е путем смены типа коммутационных потерь на дуальный, при котором потери энергии на коммутацию определяются не как в известных устройствах доминирующим по запасенной энергии
элементом – Cds, а следующим по порядку малости реактивным элементом – Ld.
4.
Сформулированы принципы построения усилительно-ограничительных устройств класса Е дуального типа – усилителей, которые в отличие от известных
работают с повышенными выходными мощностями на частотах вплоть до середины СВЧ диапазона. Эти принципы включают в себя способы оптимального
по КПД управления транзисторным ключом, процедуру оценки и регулировки
собственной выходной емкости транзисторов–ключей, и методики проектирования входных и выходных цепей на микрополосковых линиях (МПЛ) передач.
Найдены способы оптимального по КПД управления транзисторным ключом,
которые по сравнению с другими в наибольшей степени подходят для компенсации его выходной емкости на основной частоте и ее гармониках в СВЧ диапазоне. Предложена процедура оценки и регулировки собственной выходной
емкости транзисторных ключей в устройствах класса Е, отличающаяся тем, что
на основе определенного минимального начального значения Cds выполняется
подбор таких режимов ключа, в которых величина Cds поддерживается равной
данному значению, что позволяет сохранить расчетный импеданс нагрузки выходной цепи. Разработана методика проектирования входных и выходных МПЛ
цепей дуальных усилителей класса Е, основанная на оценке Cds, расчете фильтрующих цепей с учетом выбора их нагруженных добротностей, а также на применении оптимальных по КПД нагрузочных импедансов, которые необходимо
реализовать на основной частоте и ее гармониках либо непосредственно на выходе ключа, либо на выходе его емкости (индуктивности). В отличие от известных методик паразитный емкостной и компенсирующий его элементы необхо8
димо настраивать вместе с элементами выходной цепи дуальных УМ так, чтобы
сопротивления нагрузок транзисторных ключей на основной частоте и максимальном числе её гармоник совпали бы с оптимальными импедансами.
5.
На основе предложенных принципов построения усилительно-ограничительных устройств класса Е дуального типа развито новое направление разработки более мощных и высокочастотных усилителей – ДУМ класса Е или УМ
классов Eд и (Eинв)д. В частности, определен максимальный уровень резистивных
потерь в ключах, выше которого класс Eд не может быть реализован. Впервые
доказано, что существуют режимы ДУМ, отличающиеся тем, что с ростом сопротивления потерь ключа в открытом состоянии максимальная частота работы
в классе Eд может быть отодвинута в более высокочастотную область.
6.
Предложен метод стабилизации уровня выходной мощности усилительно-ограничительных СВЧ устройств, основанный на реализации оптимальных
регулировочных характеристик их транзисторов, работающих с отсечкой токов
как в недонапряженных, так и в перенапряженных режимах, где в установленных пределах изменения входной мощности и температуры окружающей среды
поддерживается постоянной амплитуда первой гармоники выходного тока.
7.
Предложен метод подавления усилительно-ограничительными СВЧ устройствами слабого гармонического или узкополосного побочного колебаний,
первоначально присутствовавшего наряду с основным колебанием во входном
воздействии, который основан на целенаправленном использовании АФК.
8.
Сформулированы принципы построения нового подкласса высокоэффективных усилительно-ограничительных СВЧ устройств – УО, обеспечивающих
стабилизацию уровня выходной мощности и подавление слабых побочных колебаний при воздействии на входе суммы гармонических (или узкополосных)
основного и слабого побочного колебаний. Для получения теоретически полной стабилизации уровня выходной мощности в диапазоне изменения входной
и температуры окружающей среды впервые определена процедура нахождения
оптимальных регулировочных характеристик транзисторов, которые работают
как в недонапряженных, так и в перенапряженных режимах. Используя новое
соотношение для динамической фазо-амплитудной характеристики в УО установлен порядок целенаправленного использования АФК, при котором реализуется теоретически полное подавление побочного колебания при отсутствии
ближайшей комбинационной составляющей. Чтобы не искажать работу УО с
АФК, в АО определена процедура расчета кольцевого фильтра-трансформатора,
отличающегося высоким коэффициентом трансформации сопротивлений.
Степень достоверности результатов. Достоверность полученных в работе результатов обеспечена выбором адекватных решаемым задачам моделей,
математическими доказательствами, выполненными в ходе исследований, и их
экспериментальной проверкой; подтверждена совпадением теоретических результатов с экспериментальными данными, полученными путем компьютерного моделирования или натурных испытаний. Достигнутые результаты согласуются с современными научными представлениями и данными отечественных и
зарубежных информационных источников, а также подтверждаются их пред9
ставительным обсуждением в научных изданиях и выступлениях на научных
конференциях разного уровня. Многие технические решения внедрены в производство, а основные из них защищены 7-ю патентами РФ на изобретения.
Теоретическая и практическая значимость работы состоит в следующем:

Теоретические исследования и научные результаты работы доведены до
инженерных методик проектирования устройств новых классов.

Концепция повышения рабочих частот и выходной мощности позволила
значительно расширить функциональные возможности устройств Е класса. На
основе нее разработаны ДУМ класса Е, которые способны работать с повышенной выходной мощностью на частотах вплоть до середины СВЧ диапазона.
Вместе с тем, для известных УМ класса Е диапазон СВЧ практически недоступен из-за избыточных величин Cds транзисторов. Частотный и энергетический
эффекты в ДУМ класса Е подтверждаются и экспериментальным путем и проведенными различными способами расчетами. Как максимальная рабочая частота fmax, так и уровень выходной мощности Р могут быть увеличены в ДУМ
более, чем в 10 раз по сравнению с аналогичными характеристиками известных
УМ класса Е. Рост этих показателей ограничивается лишь возможностью практической реализации элементов формирующих контуров, а суммарный эффект
их увеличения не превышает расчетной величины ≈22 дБ. Экспериментально
подтверждено, что при прочих равных с известными УМ условиях в ДУМ класса Е можно достичь в 6 раз больших уровней выходной мощности, и в 9 раз
больших значений рабочих частот одновременно.

Предложенный метод стабилизации уровня выходной мощности при изменении входной мощности и температуры окружающей среды, а также новый
метод подавления первоначально присутствовавших во входном воздействии
слабых побочных колебаний с близкими к основному СВЧ колебанию частотами позволяют в значительной степени улучшить характеристики разрабатываемых радиопередающих трактов и трактов формирования сигнала гетеродина
приемных устройств. Так, в гетеродинных трактах приемных устройств подавление гармонического колебания, расположенного по частоте вблизи полосы
частот полезного сигнала может быть увеличено, в среднем, на 20 дБ на каждый каскад УО. А в радиопередающих трактах при использовании одного нового УО на 15–20 дБ расширяется динамический диапазон ограничения по входной мощности и 3–5 раз повышается температурная стабильность. В разрабатываемых СВЧ трактах уменьшается количество узкополосных фильтров и отпадает необходимость применения устройств автоматической регулировки мощности, что на 25–30% улучшает габаритно-массовые показатели РТА в целом.
Результаты диссертационной работы внедрены (акты внедрения имеются):

в ООО «Эльдорадо» (г. Нижний Новгород) при разработке УМ и ДУМ
класса Е в рамках международного исследовательского соглашения № 01/05
«Микроволновое генерирующее на частоте 915 МГц устройство на транзисторах» от 14.05.2001 между LG Digital Appliance Laboratory LG Electronics Inc., г.
Сеул, Республика Корея и ООО «Эльдорадо»; при создании в каналах синтезатора усилительно-ограничительных устройств со стабилизацией уровней вы10
ходной мощности и подавлением побочных колебаний в рамках международного контракта № 02/07 «Разработка синтезатора частот» от 01.07.2001 между
LG Innotek Co., Ltd., г. Сеул, Республика Корея и ООО «Эльдорадо»;

в ОАО НИИ ТП (г. Москва) при разработке высокоэффективных УМ и
УО со стабилизацией уровня их выходной мощности в рамках ОКР «Разработка, изготовление и поставка импульсных усилителей повышенной мощности Х
диапазона» по договору № 63 от 25.05.2007 между ОАО НИИ ТП и ООО «Эльдорадо»; в рамках выполнения договоров поставок усилителей УКВ, P и L диапазонов с выходной мощностью 250–300 Вт № 02/04 от 04.02.2004, № 55 от
06.03.2006 и № 74 от 14.01.2011 между ОАО НИИ ТП и ООО «Эльдорадо»;

в ЗАО «ННПЦСТ «Берег-Волна» (г. Нижний Новгород) при проектировании усилителей с повышенными уровнями КПД и выходной стабилизированной мощности при выполнении ОКР «Разработка и изготовление опытных
образцов УКВ усилителей мощности 150 Вт» по договору № 41 от 06.02.1998
между ЗАО «ННПЦСТ «Берег-Волна» и ООО «Эльдорадо»;

в ЗАО «НПП Салют-27» (г. Нижний Новгород) при разработке УМ и УО
с повышенными уровнями их выходных мощностей при выполнении трех ОКР;

в ОАО НПП «Салют» (г. Нижний Новгород) при разработке автогенераторов и усилителей-ограничителей мощности со стабилизацией ее уровня и с
подавлением слабых побочных колебаний при выполнении пяти ОКР.
Апробация результатов работы. Основные положения и результаты
диссертационной работы докладывались и обсуждались следующим образом:

на международных научно-технических конференциях: на 16-ой, 17ой, 18-ой, 19-ой и 20-ой Международных Крымских конференциях «СВЧ техника и телекоммуникационные технологии» 11–15 сентября 2006 года, 10–14
сентября 2007 года, 8–12 сентября 2008 года, 14–18 сентября 2009 года и 13–17
сентября 2010 года, г. Севастополь, Украина. Ряд экспонатов, в которых использованы отдельные положения диссертации, демонстрировался на Международной выставке «Связь-92» г. Нижний Новгород, 1992.

на всесоюзных научно-технических конференциях: на 12-ой Всесоюзной научно-технической конференции по твердотельной электронике, г. Киев,
1990, на 6-ой Всесоюзной школе-совещании молодых ученых и специалистов
«Стабилизация частоты», г. Канев, 1989; на 6-ом Всесоюзном научно-техническом семинаре студентов и молодых ученых «Автоколебательные системы и
усилители в радиотехнических устройствах», г. Рязань, 1987; на 7-ой Всесоюзной школе-семинаре студентов и молодых ученых «Автоколебательные системы и усилители в радиопередающих устройствах», г. Симферополь, 1988; на
Всесоюзной школе-семинаре «Устройства акустоэлектроники», г. Москва,1988.

на отраслевых научно-технических конференциях и семинарах:
на отраслевой конференции в сентябре 1984 года в п. Хахалы, Горьковская область; на 5-ой и 6-ой подотраслевых научно-технических конференциях молодых специалистов, г. Саратов, 1985 и г. Горький, 1987; на 14-ом, 15-ом и 16-ом
координационных научно-технических семинарах по СВЧ технике, сентябрь
2005, 2007 и 2009 годов, п. Хахалы, Нижегородская область.
11
Публикации. Основное содержание диссертации отражено в 55 печатных
работах: в том числе в 27 статьях рецензируемых изданий, 11 работах в сборниках трудов международных и 10 работах – всесоюзных и отраслевых научнотехнических конференциях и семинарах. Новизна и практическая значимость ее
результатов подтверждены 7-ю патентами РФ на изобретения. 22 статьи опубликованы в журналах, рекомендуемых ВАК Министерства образования и науки РФ.
Личный вклад. Все выносимые на защиту результаты и положения, составляющие основное содержание диссертационной работы, разработаны и получены лично автором или при его непосредственном участии. Участие соискателя в работах, опубликованных в соавторстве, отражено в списке публикаций.
Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав,
заключения, списка литературы из 197 наименований и приложений. Общий
объем работы без учета приложений, списков сокращений и индексов составляет 374 страниц. Диссертация содержит 84 рисунка и 6 таблиц.
КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ
Во введении обоснованы актуальность темы и степень ее разработанности. Описаны объект, предметы, методология и методы исследования. Изложено краткое содержание работы. Отмечены ее научная новизна, теоретическая и
практическая значимость. Приведены положения работы, выносимые на защиту. Даны сведения о степени достоверности и апробации результатов, а также
об объеме и структуре работы, о публикациях и личном вкладе соискателя.
В первой главе рассмотрены методы повышения КПД устройств. Исследованы методы повышения рабочих частот и выходной мощности устройств с
высоким КПД. Дан анализ методов и устройств подавления побочных колебаний
и стабилизации выходной мощности. Сформулированы цель и задачи работы.
Проведенный на основе отечественных и зарубежных достижений анализ
рассмотренных методов и устройств позволяет сделать следующие выводы:
1)
Наиболее высокоэкономичными среди всех известных режимов работы
устройств являются ключевые режимы D, E, F (кроме F1) и S классов. Теоретически возможный предел КПД идеальных устройств, работающих в данных режимах на близких к нулю частотах, составляет 100%. На высоких частотах
КПД этих ключевых устройств отличаются от предельной величины. В соответствии с (1) коммутационные потери мощности в транзисторе прямо пропорциональны величинам Cds (Ld) и f0. На основе сравнительной оценки коммутационных потерь различного типа показано, что в суммарных потерях при переключении доминируют потери энергии, накопленной паразитной емкостью Cds.
Уровни других типов коммутационных потерь энергии, которые имеют место в
транзисторном ключе, более чем на порядок ниже. Среди них – потери энергии,
накопленной индуктивностью Ld, а также потери, связанные с инерционностью
транзисторных ключей. В результате, основной причиной понижения КПД
ключевых устройств является неблагоприятное влияние емкости Cds транзисторов. Работа ключевых устройств в классе Е (и в комбинированных с ним режимах – DE, FE) является наиболее действенным способом повышения их КПД на
12
высоких частотах лишь тогда, когда величины Cds транзисторов включаются в
состав емкости CS, с которой начинается формирующий контур. Такое включение возможно только при условии, когда CS≥Cds. Начиная с некоторых рабочих
частот, данное условие не выполняется. Тогда потери, связанные с разрядом
избыточной (по отношению к расчетной величине CS) емкости Cds, остаются, а
электронный (здесь и далее – стоковый) КПД исходных и дуальных устройств
η(и)=P(и)/PDС=1–PП(и)/PDС понижается (P(и), PDС – их выходные и потребляемые
мощности, PDС=IDСUDС, а UDC, IDC – постоянные составляющие напряжения и
тока их транзисторов). То есть на высоких частотах избыточные значения Cds
являются причиной низкого КПД устройств. Следовательно, требуется дальнейшее развитие методов повышения КПД устройств на высоких частотах.
2)
Избыточная выходная емкость транзисторов приводит не только к снижению КПД ключевых устройств, но является причиной ограничения их рабочих частот и уровней выходной мощности. Поскольку в мощных транзисторах
величина Cds значительна, то для работы ключевых устройств с повышенной
мощностью СВЧ диапазон по-прежнему остается малодоступным. Устранение
вредного влияния этой емкости может быть одним из путей повышения рабочих частот и выходной мощности ключевых устройств с высоким КПД. Учитывая это, поиск таких путей остается весьма актуальным. Если мощности P(и) и
максимальные рабочие частоты устройств Е класса с обычным и дуальным типом коммутационных потерь fmax(и) описать известными формулами:
2
f max и  b1I max  CSU DC  ; f max  b2U max  LS I DC  ; P(и)  b3 и U DC
R(и) , (2)
то представляет особый интерес создание оптимальных по КПД режимов ключевых устройств с высокими значениями числовых коэффициентов b1, b2 и b3(и).
В формулах (2): CS и LS – емкостной и индуктивный элементы, с которых начинаются формирующие контуры и которые могут включать в себя и собственные
паразитные выходные емкость Cds и индуктивность Ld транзисторов; Umax и Imax
максимальные (пиковые) напряжение и ток транзистора (Umax=gUUDC, Imax=gIIDC,
а gI и gU – пик-факторы тока и напряжения); Rи и R – сопротивления нагрузки.
3)
Применение известных методов (и устройств на их основе) стабилизации
выходной мощности при воздействии дестабилизирующих факторов вызывает
серьезные трудности, связанные с недостаточно эффективной стабилизацией
уровня выходной мощности основного колебания при изменении в широком
диапазоне входной мощности и, в особенности, температуры окружающей среды. Поэтому требуется разработка новых методов стабилизации уровня выходной мощности устройств, которые работали бы с отсечкой выходного тока как
в недонапряженных, так и в перенапряженных и ключевых режимах.
4)
Известные методы и устройства подавления слабых гармонических побочных колебаний, действующих на входе наряду с основным колебанием,
имеют ряд недостатков, ограничивающих их применение. Среди них: невысокая степень подавления побочных колебаний, особенно в тех случаях, когда их
частоты близки к частоте основного колебания и тем более, когда они перестраиваются, и низкий КПД. Устранение этих недостатков требует разработки
новых методов и устройств подавления слабых побочных колебаний.
13
5)
На основе сравнения известных методов анализа и синтеза УО выбраны
методы, адекватные поставленным задачам. Дана общая постановка задачи оптимизации ключевых режимов работы усилительно-ограничительных устройств
при смешанных частотно-временных ограничениях на параметры их модели на
рисунке 1, где величины Cds0 и Ld(Х)0 (см. таблицу 1). Описаны структура и содержание задачи (см. рисунок 2) и рассмотрены примеры ее частных постановок.
Таблица 1 – Постановка задачи оптимизации параметров ключевых режимов УО
Множество параметров режимов Искомые параметры Функции цели
{IDC, I1,…Ik} и {UDC, U1,…Uk};
{Ik} и {Uk}
КЦ = Pf0
либо {Z0, Z1,…Zk} и {IDC, I1,…Ik};
либо {Zk} и {Ik}
или
или {Z0, Z1,…Zk},{UDC, U1,…Uk},
({Zk} и {Uk})
КЦ = Pfmax
где Ik=I(jkωS), Uk=U(jkωS), Zk=Z(jkωS), k=1,…N
(P=Re[I1U1]/2)
Критерии поиска
КЦ({Ik};{Uk})→max
либо
КЦ({Zk};{Uk})→max
(КЦ({Zk};{Ik})→max)
Рисунок 1 – Модель
усилительно-ограничительных
устройств в режиме класса Е
(qf0 – формирующий контур;
f0 – фильтрующий контур;
СЦ – цепь согласования R с 50 Ом)
смешанные частотно–временные ограничения на параметры модели в основной задаче:
Re{Zk} ≥ 0
i(ωSt) ≤ Idmax
Rк(Uвх)OFF = ∞ а)
i(ωSt) = 0,
при
г)
t
=
tвыкл
u(ωSt) ≤ Udmax
Rк(Uвх)ON = 0
d(i(ωSt))/d(ωSt) = 0
Im{Zk}  G(p, S)
Сds ≥ Сdsmin
i(ωSt)u(ωSt) ≥ 0
tON = tOFF
б)
u(ωSt) = 0,
при
д)
t = tвкл
LX ≥ LXmin
Pупр = PВЦ = 0
tзад = 0
в)
d(u(ωSt))/d(ωSt) = 0
G(p, S) – область определения структуры выходной цепи в виде матрицы инциденций
S={S1, S1,…SM} и вектора параметров ее элементов p={pL, pC,…pM}, где М, N – числа элементов и гармоник (при М = 2: Im{Zk} < 1/(ωSСdsmink–1/(ωSLXmink))). Сdsmin, LXmin – минимальные значения Сds и LX; Idmax, Udmax – максимально допустимые в транзисторе значения тока
стока и напряжения на нем; Rк(Uвх)ON, Rк(Uвх)OFF и tON, tOFF – активные сопротивления
транзисторного ключа и интервалы времени в состояниях «включено – ON» и «выключено –
OFF»; Pупр, PВЦ – мощности потерь в цепи управления и в контурах выходной цепи;
tзад и tвкл, tвыкл – время задержки и моменты времени включения и выключения транзистора.
ограничения параметров модели в подзадачах управления ключевым режимом:
е)
безынерционность ж)
|Ω|=|ω1–ω2|<<ω1,
з)
a10/A10<<1,
и кусочная линейность ω1, ω2 – частоты основного A10, a10 – стационарные амплитуды
iвых(Uвх(ωSt)) транзистора
и побочного колебаний
основного и побочного колебаний
Задача параметрической оптимизации режимов работы ключевых устройств
подзадачи анализа
подзадачи управления режимом
подзадачи синтеза
1. определение
1. поиск условий стабилизации
1. поиск {Ik},{Uk}
условий η→100%
P при ограничениях е) табл. 1
({Zk}) при η→max
2. поиск ограничений
2. подзадача подавления побоч2. поиск {Ik}, {Uk (Zk)}
fmax и P при η→max
ных колебаний при ж), з) табл. 1
с полосой Δ→max
3. нахождение функций
3. поиск {Ik}, {Uk (Zk)}
fmaxиPи(Сds) и fmaxP(Ld)
при Pf0→max
4. поиск {Ik},{Uk} при
4. поиск {Ik},{Uk (Zk)}
Рисунок 2 – Структура и
условиях а)–д) табл. 1
при Pfmax→max
содержание основной задачи
14
Во второй главе рассматриваются вопросы повышения рабочей частоты
и уровня выходной мощности усилительно-ограничительных устройств с высоким КПД. Изучаются возможности перехода устройств класса Е на более низкий уровень коммутационных потерь энергии, запасенной только выходной индуктивностью. Показано, что дуальные усилители Е класса являются потенциально более высокочастотными и более мощными ключевыми устройствами.
В п. 2.1 определены условия ограничения максимальных рабочих частот
и уровней выходной мощности устройств, работающих в различных ключевых
режимах, в том числе и в альтернативных. Эти условия получены, используя
выражения (1) и (2), а также следующие неравенства и уравнения:
*
*
 и   0 ;
f max
 RL  2 LS  ,
(3)
f max
и  1  2 CS RС  ,
где f*max(и) – максимальные частоты исходных и дуальных им устройств, которые определяются из условий ослабления их выходных напряжений в 2 -раза;
RC, RL – сопротивления их выходных нагрузок.
Для исходных устройств с формирующими контурами, начинающимися с
параллельной емкости CS, получена система уравнений и неравенств, которым
должны удовлетворять числовые коэффициенты в формулах системы (2) b1, b3и:
*

 f max


2  f0  
2  f0 
и ; b  2
g
g
;
b

g
b1  1  2 g I b3и 
  4  . (4)
 I U
  3и
U  *
 f max и   1

f
f
 max и  

 max и 



Для альтернативных ключевых устройств также получены уравнение и неравенства, которым в системе (2) должны удовлетворять коэффициенты b2 и b3:
* 

  f 
 f max

 f 
b2  b3  2 gU 
 ; b2  2  gU g I2  0   ; b3  4  g I2  *0   . (5)

 f max  


  f
 f max  




  max  
Установлено, что в исходных ключевых усилителях и генераторах принципиально невозможно одновременное получение высоких значений b1 и b3и. В
системе (4) b1 и b3и – обратно пропорциональные величины, а их выбор – результат определенного компромисса между максимальной частотой и уровнем
выходной мощности. Вместе с тем, показано, что в ключевых устройствах с дуальным типом потерь одновременно высокие значения b2 и b3 возможны, так
как они находятся в прямо пропорциональной зависимости. Полученные соотношения (4) и (5) представляют собой обобщенный критерий оценки усилителей и генераторов, работающих в различных ключевых режимах. Они определяют общие условия ограничения на одновременный выбор их рабочих частот
и уровней выходной мощности, которые характеризуются частотными числовыми коэффициентами b1, b2 и числовыми коэффициентами мощности b3(и).
При помощи систем (4) и (5) можно определить, правильно ли были рассчитаны числовые коэффициенты b1 (b2), b3(и), gI, gU и отношения максимальных частот f*max и/fmax и (f*max/fmax) для того или иного ключевого режима работы УМ.
Для нелинейных моделей, эквивалентных идеальным устройствам с дуальным типом потерь, решена задача эффективной передачи мощности от генератора к нагрузке. Из условия получения максимальной мощности, рассеиваемой в нагрузке нелинейного дуального генератора (равенства импеданса на15
грузки и дифференциального импеданса генератора), улучшено согласование
генератора на основной частоте при генерации гармоник на его нелинейной реактивности и получен КПД η 100% при ненулевой выходной мощности.
Получены соотношения мощностей гармоник Pk для модели дуального
устройства с ключевым элементом при условиях а) – в) таблицы 1 и Сds=LX=0:
k 

k 0
k 2 Pk 
1
2
2

0
uк iк
1
dx 
x x
2
2

0
k 
U  ( x  x1 )I  ( x  x2 ) dx (6)
 k 2 Pk  0
k 1
(7)
ΔU, ΔI – изменения напряжения uк и тока iк в моменты x1 и x2 текущей фазы x=ωSt, где iк и uк
испытывают скачки, δ(x – x1) и δ(x – x2) – соответствующие x1 и x2 дельта функции Дирака
Установлено, что в дуальных устройствах с линейной или нелинейной
выходными цепями без потерь мощность, генерируемая на всех гармониках
данным ключевым элементом, имеет ненулевое значение (или выделяется)
только при наличии скачков тока iк и (или) напряжения uк на ключе. Этот результат совпадает с выводами Б. Молнара, М. Казимирчука и В.Г. Крыжановского, полученными для исходных устройств Е класса. Если создать режим
класса ЕМ без скачков тока и напряжения, то для устройств, которые характеризуются дуальным типом коммутационных потерь и которые содержат линейные или нелинейные цепи, управляемые данным ключом, и работают в режиме
без потерь с гладкими формами напряжения и (или) тока, справедливо соотношение (7). Здесь «и» относится к случаям, если цепь нелинейная, а также для
случая линейной цепи с инжекцией гармоник, «или» – если цепь линейна. Выражение (7) совпадает с соотношением, полученным другим путем А. Теледжи,
Б. Молнаром и Н. Сокалом. Оно схоже с энергетическими соотношениями Пантелла и Мэнли-Роу для случая, если нелинейный элемент модели возбуждается
мощностью колебания только одной частоты. С помощью (6), (7) подтверждено,
что и в дуальных ключевых устройствах генерация и преобразование высших
гармоник являются необходимыми условиями реализации КПД η 100%, при
которых выполняются требования минимизации потерь мощности в транзисторе.
Установлено, что для уменьшения потерь мощности в транзисторе-ключе,
который работает в дуальном режиме Е класса, его выходной импеданс ZK должен быть определенным на основной частоте: Z1=RK+jX1 и реактивным Zk=jXk
на всех ее гармониках k=2, 3…∞. Аппроксимируя Z1и, Z1 простыми эквивалентами: в виде параллельной RC- и последовательной RL-цепи в исходных и дуальных устройствах, а затем, используя выражения (1) – (4), получим формулы
расчета произведений максимальной рабочей частоты на выходную мощность:
2
2
иb1I max
ReY1и  cи ImY1и 
b2U max

 ReZ1  cImZ1  , (8)
f max и Pи 
, f max P 
g I Сds
gU Ld
где Y1=1/Z1 и Z1 – нормированные выходные проводимость и импеданс ключа
на частоте f0 при R(и)=1; c(и)=f*max(и)/f0; Cds и Ld – избыточные по отношению к CS
и LS величины выходных емкости и индуктивности транзисторного ключа. При
помощи (8) можно оценить частотные и энергетические свойства исходных и
дуальных им устройств Е класса. Кроме того, выражения (8) могут быть использованы в качестве целевых функций при синтезе их выходных цепей.
16
Чтобы устранить основную причину ограничения максимальных рабочих
частот и уровней выходной мощности ключевых устройств, предложено из общих коммутационных потерь исключить потери энергии, запасенной емкостью
Cds, заменив их меньшими потерями энергии, накопленной следующим по порядку малости реактивным элементом – Ld. Это можно сделать при помощи
компенсации сопротивления Cds на основной частоте, изменяя режим работы
транзисторного ключа. Для этого могут быть использованы различные способы
управления формами его тока iк и напряжения uк. На рисунке 3 рассмотрены
несколько способов компенсации Cds. Транзисторный ключ представлен здесь
источником тока IDC, линеаризированной в пределах выбранного режима выходной емкостью Cds и эквивалентным активным сопротивлением RК(Uвх), которое удовлетворяет условиям а) таблицы 1. Несмотря на то, что ключ является
резистивным элементом, его выходной ток и напряжение имеют реактивные
составляющие IX и UX, знак и величина которых зависят от управления транзисторным ключом. Тогда при соответствующем управлении током iк и напряжением uк ключа можно получить либо емкостную, либо индуктивную составляющие его выходного импеданса. Таких способов управления может быть много.
Волновыми формами iк и uк можно управлять, как по входу, меняя форму входного воздействия, так и по выходу – при помощи дополнительных реактивных
компенсирующих элементов, используя, например, компенсирующие индуктивности Lком и LХ. В результате, выбирая управление резистивным ключевым элементом, можно скомпенсировать выходную емкость ключа Сds и, таким образом,
изменить тип коммутационных потерь в усилителе мощности Е класса. Очевидно, что с учетом емкости Сds и компенсирующего ее элемента необходимо выбрать такое управление iк и uк, когда непосредственно на ключе установились
бы оптимальные для режима Е класса волновые формы i(ωSt) и u(ωSt), при которых значение КПД устройства максимально. Показано, что на высоких частотах в известных ключевых устройствах класса Е с формирующими контурами,
начинающимися с шунтирующей ключ емкости, практически невозможно выполнить компенсацию собственной выходной емкости транзисторов-ключей,
используя приемы управления iк и uк на рисунках 3 а) и б). В первом случае невозможно однозначно ответить на вопрос, где в распределенной структуре СВЧ
транзистора заканчивается идеальный ключ и начинается его емкость Сds, и непонятно, куда устанавливать компенсирующую индуктивность Lком. Кроме того,
вариант компенсации сопротивления емкости Cds на рисунке 3 а) приводит к
шунтированию RК(Uвх), так как при резонансе последовательного типа действующее сопротивление LС–цепи равно нулю. В случае использования приема
а)
б)
в)
Рисунок 3 – Способы компенсации выходной емкости транзисторных ключей
17
управления iк и uк на рисунке 3 б) компенсировать Cds гораздо проще, особенно
на низких частотах. Однако на высоких частотах, где величины компенсирующих элементов становятся малыми, нет возможности изготовить эти элементы
меньшими, чем паразитная индуктивность разделительного конденсатора, который необходим, чтобы избежать режима короткого замыкания транзистора
по постоянному току. Показано, что по сравнению с ДУМ в исходных усилителях конструктивные ограничения на минимальные величины Lком в выходных
цепях являются более жесткими. Так как в последовательных выходных цепях
ДУМ на рисунке 3 в) реализуются гораздо меньшие величины индуктивностей
LХ, компенсация сопротивления емкости Cds становится выполнимой на более
высоких частотах. В этом случае сопротивление емкости Cds компенсируется на
основной частоте реактивностью параллельной индуктивности Lком, величина
которой получается путем пересчета сопротивлений эквивалентной цепи, обра*
зованной индуктивностью LХ и импедансом нагрузки Z экв
. Кроме описанных
приемов управления iк и uк, можно ожидать, что оптимальное (с точки зрения
компенсации Cds) управление ключом реализуется именно в ДУМ класса Е, где
реактивные составляющие токов IX носят индуктивный характер, или имеют
противоположный исходным реактивностям знак. Тогда в ДУМ класса Е появляется возможность при помощи реактивной составляющей выходного тока
ключа IX полностью или частично скомпенсировать ток емкости Сds, величина
которой с ростом частоты становится избыточной для исходных УМ класса Е.
Предложена концепция повышения рабочих частот и выходной мощности усилительно-ограничительных устройств класса Е путем смены типа коммутационных потерь на дуальный, при котором потери энергии на коммутацию
определяются следующим за емкостью Cds по порядку малости реактивным
элементом – Ld. Ее суть заключается в следующем. После устранения коммутационных потерь энергии, накопленной выходной емкостью, в результате полной компенсации ее сопротивления на основной частоте, независимо от диапазона, общие потери уменьшаются до более низкого уровня коммутационных
потерь, причиной которых является только неблагоприятное влияние на работу
дуальных устройств класса Е паразитной последовательной к ключу индуктивности. В результате перехода ключевых устройств на работу в режимах с дуальным типом коммутационных потерь величины элементов формирующих
контуров могут быть выбраны достаточно малыми. В большей степени эти величины ограничиваются возможностью их практической реализации. В меньшей степени они определяются новыми, менее жесткими, чем ранее, конструктивными особенностями и физическими ограничениями транзисторов, связанными с реактивным элементом Ld, который является следующим за емкостью
Сds по порядку малости. Показано, что с применением устройств Е класса с дуальным типом коммутационных потерь открываются новые перспективы в проектировании более высокочастотных, более мощных устройств с высоким КПД.
В п. 2.2 представлены результаты разработки четырех новых типов ДУМ
класса Е, в которых используется предложенная концепция повышения их рабочих частот и выходной мощности (см. таблицу 2). Данные устройства 1, 2, 3
18
Таблица 2
Принципиальные схемы дуальных усилителей мощности класса Е и основные
ДУМ
формулы расчета оптимальных величин их элементов и характеристик
№
при RON=0:
8R
0.1836R
LS 

;
S
 (4   2 )S
2
2
( 2  4)UDC
1.7337UDC
R

;
8P
P
1
[23]
при RON=0: f max  U max  56.5 LSI DC  ;


  3.5695S LSe j 49.0524 для f 0
Z вых k L  
.
0 для kf 0 , k   2,3... 
 ( 2  4) 1.1525
CK 

;
16RS
RS
Q R
1
L f  L ; C  CK 
.
S
QL RS
LS 
2
[6]
f max  U max
 28.4 LS I DC 
0.273R
1.302
; CK 
;
S
S R
2
2.343U DC
R
;
P
Q R
1
Lf  L , Cf 
.
S
QL RS
 ( 2  4) 5.4466

;
8 RS
RS
16
0.2329 R
LK 

;
2
S
 (  12)
2
2
 2 ( 2  4)U DC
17.111U DC
R

;
8P
P
C f  1  QL RS  , L f  1 S2C f ,
CS 
3
[24]
f max  I max  56.5CS U DC  ,
Z вых k C
 1.2353 j 76.891
e
для f 0

  SCS
.
0 для kf , k   2,3... 
0


 R 
L  

 S 
CK 
4
[25]
 I max  22.9 CKU DC 
f max  
U max  33.1LS I DC 

 1  ( 2  12) 


;
Q
16
L


0.732
0.685R
; LS 
;
S R
S
2
0.733U DC
R
;
P
Q R
1
Lf  L ; Cf  2 .
S
S L f
19
и 4 являются дуальными по отношению к известным исходным УМ класса Е с
номерами I, II, III и IV, соответственно. В качестве исходных использованы два
УМ с шунтирующими ключ емкостями: с последовательным (УМ I) и с параллельным (УМ II) фильтрующими контурами на их выходах. Среди исходных
УМ с последовательными фильтрующими контурами – УМ III с шунтирующей
ключ индуктивностью и УМ IV с шунтирующим ключ формирующим контуром.
Анализ новых ДУМ класса Е проведен при условиях а) – в) таблицы 1 и в
предположении, что сопротивления емкостей Cds на всех гармониках предварительно скомпенсированы. Исходя из этого, все транзисторы в их эквивалентных
схемах представляются в виде переключателей, управляемых входным сигналом.
В таблице 2 также приведены формулы расчета основных элементов и
характеристик ДУМ 1–4 в оптимальных по КПД режимах. Они получены путем
решения систем интегро-дифференциальных уравнений, описывающих работу
ДУМ. Эти режимы ДУМ имеют место при выполнении к моменту размыкания
(замыкания) ключа условий г) (или д)) таблицы 1. Для ДУМ 1 и 3 на основной
частоте и ее гармониках при RON=0 в аналитическом виде получены соотношения нагрузочных импедансов на выходе ключа S с индуктивностью LS – ZвыхkL и
ключа S с конденсатором CS – ZвыхkC. Они найдены путем деления амплитуды
выходного напряжения на коэффициенты разложения i(ωSt) в ряд Фурье.
Исследован ДУМ 1 таблицы 2, формирующий контур которого начинается с последовательной к ключу индуктивности и заканчивается эквивалентной
емкостью фильтрующего контура параллельного типа, как с учетом (RON≠0),
так и без резистивных потерь (RON=0) в транзисторном ключе. Определен максимальный уровень потерь в ключах, выше которого режим класса Е в данном
2
ДУМ не может быть реализован: RON  0.09061U DC
P . В установленном диапазоне возможных потерь вычислен стоковый КПД и рассчитаны оптимальные
величины элементов и нагрузочных импедансов данного усилителя. Поскольку
с ростом уровня потерь величина LS уменьшается, сделан вывод, что частотная
граница для оптимальной реализации класса Е в таком ДУМ может быть дополнительно отодвинута в более высокочастотную область по сравнению с известным УМ, где с увеличением резистивных потерь в ключе значение шунтирующей емкости CS растет, а величина максимальной частоты fmax падает.
В таблице 2 приведены результаты разработки ДУМ класса Е еще трех
типов: с последовательными к ключу индуктивностью и фильтрующим контуром (ДУМ 2); с последовательным конденсатором (ДУМ 3); с последовательным к ключу формирующим контуром (ДУМ 4). Установлено, что три из четырех ДУМ 1, 2 и 3 обладают по сравнению с известными самыми высокими
уровнями их выходной мощности, так они имеют более высокие значения коэффициентов мощности b3. А ДУМ 4 при работе его в режиме Е класса имеет
самую высокую максимальную частоту, поскольку данному режиму соответствуют самые высокие из известных частотные коэффициенты b1 и b2.
В п. 2.3 сформулированы требования к выходным цепям четырех дуальных пар усилителей мощности Е класса по схемам 1–4 и I–IV. Рассмотрены
особенности фильтрации выходного колебания этих восьми устройств.
20
В дуальных усилителях Е класса 1–4 установлены ограничения на выбор
добротностей их нагруженных фильтрующих контуров – QL. Так, для усилителя 2 – QL>1, а для устройства 4 – QL<1. В усилителях же 1 и 3 должны выполняться более жесткие условия – QL<0.868 и QL<0.233, соответственно.
Для восьми типов УМ класса Е, выполненных по схемам 1–4 и I–IV, рассчитаны величины КПД η(и) и импедансов нагрузок непосредственно на выходе
транзисторного ключа с учетом конечного числа гармоник k≤10 (см. таблицу 3).
При вычислении данных таблицы 3 использованы формулы волновых форм тоТаблица 3
КПД и импедансы нагрузок ключей исходных усилителей мощности Е класса
I (RON=0)
k
k
Zk и
Z kни
R1и=1
1+
+j0.724
–j1.782
–j1.188
–j0.891
–j0.713
–j0.595
–j0.510
–j0.446
–j0.396
–j0.356
Rи=1
12.741–
–j9.238
j10.893
j16.34
j21.786
j27.233
j32.679
j38.126
j43.573
j49.019
j54.466
R1и=1
1–
–j0.725
j0.855
j1.282
j1.709
j2.137
j2.565
j2.992
j3.419
j3.847
j4.275
Zk и
Rи=1
1.527+
1 +j1.106
2 –j2.723
3 –j1.816
4 –j1.361
5 –j1.089
6 –j0.908
7 –j0.778
8 –j0.681
9 –j0.605
10 –j0.545
I, III
III
Z kни
Xkи 
 ( 2  4)Rи
8k
Xkи 
 ( 2  4)kRи
8
Xkни 
 ( 2  4)R1и
12.216k
Xkни 
 ( 2  4)kR1и
101.928
КПД,
%
7.9
66.6
75.6
83.8
86.3
89.5
90.6
92.4
92.9
94
IV
Zk и
Z kни
Rи=1
0.685+
+j0.463
–j1.455
–j0.624
–j0.417
–j0.317
–j0.258
–j0.217
–j0.188
–j0.166
–j0.149
R1и=1
1+
+j0.676
–j2.122
–j0.911
–j0.609
–j0.462
–j0.376
–j0.316
–j0.275
–j0.242
–j0.217
II
КПД,
%
10.8
65.2
75.3
83.4
85.5
89
90
91.8
92.2
93.5
Zk и
Z kни
Rи=1
2.304+
+j1.451
–j5.933
–j1.702
–j1.066
–j0.791
–j0.635
–j0.532
–j0.459
–j0.404
–j0.361
R1и=1
1+
+j0.63
–j2.576
–j0.739
–j0.463
–j0.343
–j0.276
–j0.231
–j0.199
–j0.175
–j0.157
КПД,
%
13.6
63.3
74.8
82.9
84.7
88.5
89.1
91.3
91.6
93
 R

 R

Xkи   и 0.732 kRи 
Xkи  
1.302 kR 
0.685
k
0.273
k



 100
100
100
k→∞
 R
 k→∞ н  R1и
 k→∞
Xkни   1и 1.067 kR1и 
Xkи  
0.565 kR1и 
0.47
k
0.629
k




КПД и импедансы нагрузок ключей дуальных усилителей мощности Е класса
(в соответствии с нумерацией таблицы 2)
k
1 (RON=0)
Zk
Z kн
R1=1
1–
–j0.725
j0.855
j1.284
j1.713
j2.139
j2.569
j2.995
j3.424
j3.851
j4.279
8kR
R=1
0.051+
+j0.037
–j0.092
–j0.061
–j0.046
–j0.037
–j0.031
–j0.026
–j0.023
–j0.02
–j0.018
R1=1
1+
+j0.724
–j1.804
–j1.196
–j0.902
–j0.725
–j0.608
–j0.51
–j0.451
–j0.392
–j0.353
8R
Zk
R=1
0.429–
1 –j0.311
2 j0.367
3 j0.551
4 j0.735
5 j0.918
6 j1.102
7 j1.285
8 j1.469
9 j1.652
10 j1.836
Xk 
k
Xkн

1, 2
3
Z kн
2
 (  4)
3.432kR1
 ( 2  4)
Xk 
Xkн

КПД,
%
7.9
66.6
75.6
83.8
86.3
89.5
90.6
92.4
92.9
94
 ( 2  4)k
100
k→∞
2
Zk
Z kн
R=1
1–
–j0.677
j0.687
j1.602
j2.398
j3.157
j3.881
j4.607
j5.306
j6.023
j6.71
R1=1
1–
–j0.677
j0.687
j1.602
j2.398
j3.157
j3.881
j4.607
j5.306
j6.023
j6.71
Xk  0.685kR 
2
 (  4)k
156.863R1
4
Xkн
R
0.732k
R1
 0.685kR1 
0.732k
КПД,
%
10.8
65.2
75.3
83.4
85.5
89
90
91.8
92.2
93.5
Zk
Z kн
R=1
0.311–
–j0.196
j0.169
j0.587
j0.938
j1.264
j1.574
j1.88
j2.177
j2.475
j2.766
R1=1
1–
–j0.63
j0.54
j1.89
j3.016
j4.064
j5.061
j6.045
j7
j7.958
j8.894
Xk 0.273kR 
100
k→∞
Xkн
R
1.302k
R
0.878 kR1  1
0.405k
КПД,
%
13.6
63.3
74.8
82.9
84.7
88.5
89.1
91.3
91.6
93
100
k→∞
21
ка i и напряжения u для устройств 1–4 и I–IV. Графики функций i(ωSt)/IDC и
u(ωSt)/UDC для ДУМ 1–4 изображены на рисунке 3 (i и u исходных устройств
I–IV имеют тот же вид, если взаимно поменять местами i и IDC на u и UDC). При
R(и)=1 нагрузочные импедансы ключей Zk(и) вычисляются путем деления друг на
друга k-тых коэффициентов разложения в ряд Фурье функций i(ωSt) и u(ωSt).
Нормируя полученные результаты на величины активных составляющих импедансов на первой гармонике, а затем, принимая новые нагрузки R1(и)=1, рассчитываются нагрузочные импедансы ключей в условиях такой нормировки – Zkн(и).
Перемножая коэффициенты разложения u, i в ряд Фурье и интегрируя результат за период, определяются потери мощности в транзисторном ключе PП(и), а с
их помощью – электронный КПД всех типов устройств Е класса при учете конечного числа k гармоник. Аналитические выражения для вычисления реактивных сопротивлений Xk(и) при R(и)=1 и Xkн(и) при R1(и)=1 на высших гармониках
(k≠1) получены в таблице 3 с использованием формул расчета основных элементов устройств 1–4 и I–IV. Отмечено, что выходные импедансы ключей исходного усилителя I в таблице 3 полностью соответствуют полученным Ф. Раабом результатам. Если на выходах ключей создать нагрузки, которые характеризуются приведенными в таблице 3 импедансами (или Zвыхk L и Zвыхk C в ДУМ 1
и 3), то в усилителях в полной мере будет реализован режим Е класса. Причем
это недостаточно сделать только на основной частоте. Режим класса Е выполняется, если в работе ключей участвуют несколько гармоник. Так, КПД устройств Е класса при k=3, 5 и 10 составляет ≈75%, 86% и 94%, соответственно.
В п. 2.4 дан анализ частотных и энергетических свойств УМ 1–4 и I–IV.
Графическим методом проведена оценка относительных рабочих полос
исходных и дуальных устройств Е класса I–IV и 1–4. Допуская на графиках
η(и)(x) при k=10 снижение КПД на 3÷4% (или выбирая η=90%), их максимальная
относительная полоса рабочих частот ограничивается 5%. Ее значения находятся в интервале величин от 2.5 до 11%, если при k=3 установить предел η=70%.
Используя данные таблицы 3 при k=1: Z1=Zk*; Y1=1/Zk* («*» – знак комплексного сопряжения), проведено сравнение друг с другом величин fmax иPи и fmaxP,
рассчитанных при f0(и)=fmax(и) по формулам (8), а также выполнено их сравнение
со значениями аналогичных характеристик известных в литературе устройств Е
класса по схемам I и IV, которые на рисунке 4 отмечены точками в виде треугольников и прямоугольников различного типа. Выделенные звездочкой, крестиками и кружочками точки соответствуют экспериментально полученным
Рисунок 3 – Эпюры форм волн i(ωSt)/IDC и u(ωSt)/UDC ключей ДУМ класса Е 1–4
22
Рисунок 4 – Зависимости fmax иPи
от Cds (сплошные линии) и
fmaxP от Ld (пунктирные линии)
Кривые 1–3 получены для исходных
усилителей I, II и IV, а кривые
4–6 – для ДУМ 1, 2 и 4. Кривая 7
соответствует УМ III, а 8 – ДУМ 3.
Зависимости 1–8 рассчитаны
при Imax=5А, Umax=65В и
установленных в формулах (8) для
каждого режима коэффициентах.
Кривые 9 и 10 получены в
результате пересчета кривых 1 и 8
для Imax=2.5А и Umax=15В.
произведениям fmaxP для ДУМ 1–4. В качестве ключей УМ и ДУМ использованы разные типы полевых транзисторов (ПТ) – МОП ПТ на кремнии (MRF282S,
MRF182 – MRF184) и ПТШ на арсениде галлия (FLL120MK) и нитриде галлия
(NPTB00025). Все ДУМ на рисунке 4 имеют преимущество по частоте и мощности, так как пунктирные линии расчетных величин fmaxP проходят на ≈22 дБ
выше, чем сплошные линии тех же функций исходных усилителей. Данный
частотный и энергетический эффект имеет место, если в ДУМ компенсация емкости Сds проведена, а в исходных – нет. Эту компенсацию можно считать выполненной, если емкостной и компенсирующий его элементы вместе с выходной цепью на рисунке 1 настроить так, чтобы хотя бы по трем гармоникам основной частоты нагрузочные импедансы ключей совпали бы с расчетными значениями в таблице 3. Показано, что при выполнении компенсации Сds в обоих
случаях в ДУМ реализуются в ≈10 раз меньшие величины компенсирующих
индуктивностей LХ (см. рисунок 1), то есть по сравнению с исходными в них
возможна компенсация Сds на более высоких частотах. Величины LХ могут быть
выбраны в ДУМ настолько малыми, насколько позволяют им индуктивности
Ld, которые напрямую не связаны с физическими процессами в транзисторах,
имеют относительно малые величины и оказывают гораздо меньшее влияние на
коммутационные процессы. Фактически, в ДУМ величины LХ ограничиваются
лишь возможностью их практической реализации. Показано, что по сравнению с
исходными устройствами (даже при полной в них компенсации Сds) в ДУМ рабочие частоты выше в 1.5–2 раза, выходная мощность больше до 4 раз, а fmaxP
выше fmax иPи до ≈9 дБ. То есть, независимо от того, компенсируются величины
Сds или нет, УМ с дуальным типом коммутационных потерь являются потенциально более высокочастотными и более мощными устройствами Е класса.
В п. 2.5 на основе сравнительного анализа УМ класса Е 1–4 и I–IV внесены
изменения и уточнения в существующую классификацию ключевых устройств и
ее критерии. Установлено, что импедансы нагрузок ключа Zk и Zkи (k=1, 2…∞)
типовых пар усилителей Е класса, удовлетворяют приведенным в таблице 4
23
Таблица 4
Соотношения импедансов нагрузок ключей усилителей мощности таблицы 3 при R(и)=1
дуальных пар УМ
I, II и IV
1, 2 и 4
классов Е
классов Ед
1
Zk 
(А)
Z kи
инверсной пары УМ
I
III
класса Е
класса Еинв
 1  1 
Zk  

 (Б)
 b3иb3  Z kи 
УМ со сходными формами волн
I
3
класса Е
класса (Еинв)д
b
Z k  3и Z kи
(С)
b3
соотношениям (А), (Б) и (С). На их основе предложен новый критерий классификации ключевых усилителей, при помощи которого одновременно учитываются и особенности поведения i(ωSt)/IDC и u(ωSt)/UDC и характер частотной зависимости Zk(и). Даны отличия дуальных УМ класса Ед и дуального инверсному
УМ класса (Еинв)д от других устройств класса Е. Подтверждена справедливость
соотношения (А) таблицы 4 при пересчете для CS=LS=1 импедансов ZвыхkL и
ZвыхkC ДУМ 1 и 3 в соответствующие им импедансы нагрузок исходных усилителей I и III, которые получены М. Казимирчуком и Т. Мадером с З. Попович.
Третья глава посвящена вопросам стабилизации уровня выходной мощности УО или АО, работающих в диапазоне воздействия различных дестабилизирующих факторов как в недонапряженных, так и перенапряженных режимах.
Здесь рассмотрены вопросы проектирования нового класса нелинейных устройств [26–29], обеспечивающих подавление слабых гармонического [29] или
узкополосного [28] побочных колебаний, первоначально присутствовавших во
входном воздействии наряду с основным СВЧ колебанием. Обсуждаются вопросы проектирования их цепей согласования и фильтрации.
В п. 3.1 исследуется возможность разработки АО, обладающих как высокой эффективностью ограничения, так и высокой температурной стабильностью
их выходного колебания. Предложен метод стабилизации уровня выходной
мощности таких АО, которые при изменении входной мощности и температуры
окружающей среды работают как в недо-, так и перенапряженных режимах. Он
основан на реализации в заданном диапазоне воздействия дестабилизирующих
факторов оптимальных регулировочных характеристик их транзисторов, при
которых обеспечивается постоянство амплитуды первой гармоники выходного
тока: Iвых1=const. Получены условия (9), (10), с помощью которых определяются оптимальные регулировочные характеристики EС(Uвх) и EС(T) транзисторов,
работающих как в недонапряженных (9) так и перенапряженных (10) режимах:

2
2
  arccos    1   2 (9)   arccos    1    (1   )  arccos 1  1 1  1  (10)


( EC  Eпр )
U
E
  
Здесь  
;
; 1 
;   Sкр Sпр н ;   п , где
SпрU вх
U вх
1 
U вх
Uн
Sпр – крутизна проходной характеристики; Sкр – крутизна граничной (критической) линии,
на которой управление выходным током передается от входного напряжения к выходному; Uвх – амплитуда первой гармоники напряжения входного колебания; EС – напряжение
смещения рабочей точки транзистора, Eпр – напряжение сдвига его проходной характеристики, UН – амплитуда напряжения в нагрузке, EП – напряжение питания транзистора.
 I вых 1
24


Характеристика EС(T) ищется при условии, что от температуры окружающей среды T зависят два параметра: Eпр(Т)=Eпр0–χ(T–T0) и Sпр(Т)=Sпр0–ε(T–T0),
где χ, ε – температурные коэффициенты напряжения и крутизны транзистора;
Eпр0 и Sпр0 – напряжение сдвига и крутизна его проходной характеристики при
T0=293 °К. При выводе выражений (9) и (10) использован метод гармонического баланса токов ГВВ и ограничения е) таблицы 1. При точной реализации в АО
регулировочных характеристик EС(Uвх) и EС(T) там, где в выбранном диапазоне
изменения входной мощности и температуры окружающей среды функция μ(α)
определена, возможна теоретически полная стабилизация выходной мощности.
В п. 3.2 рассмотрены вопросы проектирования нового класса нелинейных
устройств – УО, обеспечивающих подавление слабых гармонического или узкополосного побочных колебаний, первоначально присутствовавших во входном воздействии наряду с основным СВЧ колебанием. Дан анализ недостатков
устройств, полученных с помощью компенсационных методов структурного
синтеза. Предложен метод подавления слабого гармонического побочного колебания в усилителях-ограничителях при помощи целенаправленного использования их АФК. Его суть заключается в том, что в УО с АФК реализуется условие: d[Ф(А(t))]/dt + ω(t) = ω1. Здесь А(t) и ω(t) – огибающая и мгновенная частота входного колебания, рассматриваемого в качестве узкополосного процесса
(см. таблицу 1, ж)), Ф(А(t)) – искомая динамическая фазо-амплитудная характеристика УО. Это условие устанавливает правило, по которому амплитудная
модуляция, присутствующая на входе в сумме гармонических основного и слабого побочного колебаний, преобразуется в УО так, чтобы скомпенсировать
прошедшую без искажений на его выход частотную модуляцию, которая также
присутствует во входном воздействии. Получены выражения для характеристик
Ф(Pвх) и Ф(t), при которых возможно теоретически полное подавление побочного колебания при отсутствии комбинационной составляющей типа 2ω1–ω2:
 P  a 2  A2

1
10  2  P  P 2  , (11) Ф (t )   mвх sin  t  , (12)
Ф  Pвх    arcsin  вх 10
вх
cp 
2

2
2 A10
Pвх
где mвх=a10/A10


где δ=2A10a10; Pср=A102+a102; Pвх=А2(t)=Pср+δcos(Ωt)
при условии з) таблицы 1
Знак «+» в правой части выражений (11), (12) соответствует случаю ω1>ω2, а «–» – ω1<ω2.


Сделан вывод о том, что управляющее фазовым модулятором (ФМ) колебание Ф(t) должно быть сдвинуто по фазе на 90° по отношению к входной мощности Pвход ~ А2(t). Для случая mвх<<1 проведен анализ величин подавления побочного и комбинационного колебания при условии, когда в УО с АФК управляющее фазой колебание отличается по амплитуде, фазе и форме от теоретически установленного закона (12). Показано, что даже наличие малых отклонений
данного колебания от Ф(t) в выражении (12) приводит к значительному обогащению выходного спектра УО. Вместе с тем, установлено, что и в этих условиях существует такой набор параметров, характеризующих указанные отклонения Ф(t), при котором в выходном спектре УО возможно теоретически полное
подавление слабого гармонического побочного колебания и комбинационной
составляющей типа 2ω1–ω2.
25
На основе проведенного анализа при помощи метода структурного синтеза, при котором каждому функциональному преобразованию в выражении (12)
ставится в соответствие необходимый для его выполнения блок, разработан ряд
УО с подавлением слабого гармонического колебания. Данные УО могут содержать или линейный, или нелинейный фазовые модуляторы. Дан анализ таких устройств. Показано, что СВЧ диапазону наиболее соответствует УО с линейным ФМ. Он состоит из АО без АФК, линейного ФМ и блока формирования
его управляющего колебания. Последний блок обеспечивает на разностной частоте Ω фазовый сдвиг на 90° по отношению к Pвх , а также амплитуду управляющего колебания, пропорциональную mвх . Он включает в себя амплитудный
детектор (АД) с квадратичной характеристикой, ФНЧ, ФВЧ, АД с линейной характеристикой, делитель напряжений, интегратор, компаратор, перемножитель
и регулируемый аттенюатор. Проведена качественная оценка чувствительности
величин подавления побочного колебания и комбинационной составляющей
типа 21  2 в выходном спектре УО. Показано, что наиболее чувствительными элементами УО являются ФМ, АО, ФВЧ и квадратичный АД.
Предложенный метод подавления УО слабого гармонического колебания
при помощи его АФК применен и для другого класса входных воздействий –
суммы узкополосных не перекрывающихся по частоте основного и слабого побочного колебаний. В этом случае мощность узкополосной помехи уменьшается как за счет устранения амплитудной модуляции входного колебания, так и за
счет снижения уровня частотной модуляции на выходе УО до уровня медленных изменений средней частоты входного воздействия. Синтезирован УО,
обеспечивающий подавление узкополосного побочного колебания. Он состоит
из АО без АФК, линейного фазового модулятора, высокочастотного измерителя
частоты, ФВЧ и интегратора. Показано, что по сравнению с системами ФАПЧ,
используемых в качестве узкополосных фильтров, предлагаемый УО имеет более широкий диапазон отстройки частот узкополосных основного и слабого побочного колебаний, который не ограничивается полосой синхронизации. Так
как УО имеет прямой канал передачи входного колебания, он характеризуется
более высоким КПД по сравнению с системами ФАПЧ, где такого канала нет.
В п. 3.3 рассмотрены вопросы проектирования цепей согласования и
фильтрации, которые необходимы при разработке УО с подавлением слабых
гармонического или узкополосного побочных колебаний. Установлено, что для
того, чтобы не искажать работу фазового модулятора в УО с подавлением слабых побочных колебаний, АО должны обладать слабой инерционностью и низким коэффициентом гармоник их выходного колебания. Для этого предложена
методика расчета фильтров-трансформаторов кольцевого типа, которые необходимы в АО как для согласования в СВЧ диапазоне сильно отличающихся сопротивлений транзисторов и стандартных линий передач, так и для фильтрации
кратных гармоник выходного колебания. Эта методика основана на использовании аппарата [Y]–матриц при расчете входного импеданса Z вх кольцевого
трансформатора-фильтра, нагруженного на импеданс Z Н , когда Y11=Y22=0 или
26
2
ctg 2  m ctg1 . Получено выражение: Z вх  1 
, где m    2 1 , а ρ1, θ1
Z
Н
и ρ2, θ2 – волновые сопротивления и относительные длины первого и второго
отрезков МПЛ передач, соответственно. Здесь  – коэффициент, обратно пропорциональный коэффициенту трансформации nT  ReZ вх ReZ Н , который оп-

ределяется выражением:   m sin1 sin 2
 m sin 2  sin1  
2
. По сравнению
с λ/4–отрезком МПЛ, где   1, в предлагаемом устройстве за счет уменьшения
υ достигается более высокое значение nT. Установлено, что на четных гармониках f0 кольцевой трансформатор-фильтр обладает предельно возможными полосно-заграждающими свойствами, так как здесь Y11=Y22=∞. Если один из отрезков МПЛ стремится к λ/2, то nT увеличивается, полоса заграждения на кратных двум частотах становится уже, а полоса пропускания на основной частоте –
шире. При согласовании сопротивлений трактов 50 Ом и комплексных нагрузок
ZН определены ограничения, накладываемые на их активную и реактивную составляющие, при которых качество согласования остается в заданных пределах.
В четвертой главе на основе сравнительного анализа параметров известных УМ класса Е подтверждена справедливость обобщенного критерия оценки
различных ключевых устройств. Предложена процедура оценки и регулировки
Cds транзисторных ключей. Она успешно апробирована при расчете УМ класса
Е с известным типом формирующего контура, начинающегося с шунтирующей
ключ емкости. С ее помощью также разработана методика расчета входных и
выходных МПЛ цепей ДУМ класса Е. Используя эту методику, изготовлены и
экспериментально исследованы ДУМ класса Е новых типов 1–4 [23–25]. На
примере разработки УО класса Е подтверждена справедливость предложенного
метода стабилизации уровня выходной мощности. Отмечены особенности проектирования в СВЧ диапазоне пассивных цепей фильтрации, суммирования и
согласования для устройств повышенной мощности.
В п. 4.1 на основе сравнительного анализа известных и предложенных
*
устройств класса Е с наборами параметров b1, b2, b3(и), gI, gU и f max(и)
f max(и) ,
которые в наибольшей степени отличаются друг от друга, подтверждена справедливость соотношений (4) и (5). Значения этих параметров для выбранных
устройств Е класса приведены в таблице 5. Кроме устройств, используемых в
таблицах 2 и 3, здесь представлены усилители мощности V, VI и VII, которые
описаны А.В. Гребенниковым и Н. Сокалом. В отличие от известных устройств
в усилителях 3 и III под CS и LS в формулах (2) – (5) понимаются, соответственно, последовательная к ключу емкость и параллельная ключу индуктивность.
Именно поэтому в таблице 5 дуальный усилитель 3 отнесен к левой группе
устройств с обычным типом потерь, а исходный ему усилитель III – к правой,
альтернативной группе устройств с дуальным типом потерь. Установлено, что
при f 0  f max соотношения (4) и (5) выполняются для параметров всех устройств, кроме усилителя VII. Вместе с тем, в УМ VII соотношения (4) тоже будут выполняться, если f 0  0.7 f max . Сделан вывод, что авторами УМ VII непра27
Таблица 5
Параметры усилителей мощности таблицы 3 и других устройств Е класса с потерями энергии,
накопленной емкостью CS
накопленной индуктивностью LS
Параметры
1
2
4
III
Параметры
0.98 0.184
5.45
3.57
1.36
0.184
*
f max
f max
4.0
2.862
3.562
3.692
3.647
3.562
gI
3.75 3.562 3.571 3.692 3.647 3.849 3.562
1
1
1
1
1
1
1
19.8 56.5 53.5 28.4 33.1 34.2 56.5
2.862
1
56.5
2.896
1
28.4
2.647
2.862
1
1
1
22.9 33.1 56.5
gU
0.056 0.577 0.635 0.427 1.365 1.394 17.1
1.734
2.343
VII
*
f max
и f max и 14.1
gI
gU
b1
b3и
4.0
I
VI
II
IV
5.4
4.7
3.7
1.46
2.862 2.843 2.896 2.647
V
3
0.733
0.058
b2
b3
*
вильно рассчитан набор коэффициентов b1, b3и, gI, gU, f max
и f max и или значения b1 и fmaxи фактически завышены в ≈1.4 раза. В противном случае, если
f0≈(0.7÷1)fmax, соотношения (4) и ηи>0 не выполняются, а КПД из-за смены знака
теряет физический смысл. Из анализа устройств в левой части таблицы 5 установлено, что большим частотным коэффициентам b1 соответствуют меньшие
коэффициенты мощности b3и и наоборот. Вместе с тем, из правой части таблицы 5 видно, что коэффициенты b3 и b2 находятся в прямо пропорциональной зависимости. Подтверждено, что в альтернативных устройствах Е класса можно
получать одновременно и высокие уровни выходной мощности и максимально
возможные рабочие частоты. Например, если b1=b2=1/28.4, выходная мощность
ДУМ 2 в5.5 раза выше мощности УМ II. А при b1≈b2 уровень выходной мощности ДУМ 4 выше в ≈1.7 раза по сравнению с УМ II. Об этом же свидетельствуют и экспериментальные величины fmaxP (см. рисунок 4), которые получены для
ДУМ 1–4. Так, эти величины на 10–15 дБ больше экспериментальных значений
fmaxиPи для рассмотренной на рисунке 4 группы исходных устройств Е класса.
В п. 4.2 представлена процедура оценки и регулировки собственной выходной емкости Cds транзисторов, используемых в качестве ключей. Первоначальная оценка Cds основана на использовании [S]–параметров транзисторов.
Если четырехполюсник на рисунок 5 а), описываемый [S]–параметрами, нагрузить со стороны его входа некоторой цепью, согласованной с 50-Омным трактом, то со стороны его выходного 50-Омного порта можно (при помощи Microwave Office, например) рассчитать импеданс четырехполюсника в виде параллельной RC–цепи. Минимальное значение емкости RC–цепи при оптимальных настройках различных входных цепей по КСВН можно использовать в качестве оценки величины Cds. С ее помощью можно рассчитать необходимый для
реализации класса Е импеданс нагрузки ключа Zвых1и вместе емкостью CS (или
без нее – Z1и). Далее, выполнив операцию комплексного сопряжения, можно
найти полное сопротивление генератора на входе выходной цепи (см. рисунок
5 б). Затем синтезируется выходная цепь со всеми необходимыми для работы
функциями – формирования требуемых для класса Е нагрузок на основной частоте и ее гармониках, согласования данных нагрузок с выходным 50-Омным
трактом и обеспечение режима работы транзистора по постоянному току. Завершающим этапом процедуры является корректирование параметров входной
28
а)
б)
Рисунок 5 – Блок-схемы для оценки и регулировки Cds транзисторных ключей
цепи, которая разработана на стадии проведения оценки Cds. Для этого транзисторный ключ нагружается на импеданс Zвых1и (Z1и) и при помощи выбранной
программы моделирования определяется новый набор параметров элементов
входной цепи, где основным критерием их поиска является обеспечение при
максимальном числе k постоянства выбранного ранее значения выходной емкости RC–цепи в обеих схемах на рисунках 5 а) и б). Постоянство значения Cds
при работе транзисторного ключа как на нагрузку 50 Ом, так на импеданс Zвых1
(Z1) достигается путем изменения его режима за счет регулировки параметров
входной цепи, в том числе и за счет некоторого увеличения значений входного
КСВН. Данная процедура оценки и регулировки Cds успешно апробирована при
разработке входной и выходной МПЛ цепей УМ класса Е с известным типом
формирующего контура, начинающегося с шунтирующей ключ емкости.
В п. 4.3 используя те же, что и для нахождения Cds, приемы, предложена
процедура оценки и регулировки собственной выходной емкости транзисторного ключа CХ в последовательной RC–цепи. С ее помощью разработана методика
проектирования в СВЧ диапазоне входных и выходных МПЛ цепей ДУМ класса Е с повышенными уровнями мощности. Она основана на использовании нагрузочных импедансов, которые должны быть реализованы на основной частоте и ее гармониках в различных точках ДУМ класса Е: или на выходе индуктивности (емкости) с транзисторным ключом, или непосредственно на выходе
транзистора, используемого в качестве ключа. Рассмотрены по три примера
применения каждого из этих случаев. Изготовлены и экспериментально исследованы все типы 1–4 ДУМ класса Е. На частотах 910–925 МГц уровни выходной мощности этих устройств составляют от 6 до 120 Вт, а КПД по добавленной мощности (PAE) находятся в пределах от 70 до 75% (η≈73–78%). В рамках
данной методики паразитный емкостной и компенсирующий его элементы необходимо настраивать вместе с элементами выходной цепи ДУМ так, чтобы
сопротивления нагрузок транзисторных ключей на основной частоте и максимальном числе ее гармоник совпали бы с оптимальными импедансами. Подтверждена справедливость предложенных методики и способов компенсации
Cds и CХ. Установлено, что после компенсации Cds (CХ) транзисторов MRF282S
и MRF184 максимальная частота работы ДУМ в классе Е более чем в 2.4 и 9
раз, соответственно, выше таких же характеристик известных устройств класса
Е, выполненных на те же транзисторах. Доказано, что по сравнению с известными устройствами в ДУМ класса Е на той же частоте 910 МГц и том же
КПД(PAE)≈72 % можно достичь в 6 раз больших уровней выходной мощности
– (60–120) Вт. Экспериментально подтверждено, если выходную цепь вместе с
29
емкостным и компенсирующим элементами настроить так, чтобы нагрузочные
импедансы ключа совпадали с расчетными значениями хотя бы по трем гармоникам основной частоты, то в СВЧ диапазоне ДУМ класса Е с 75%–ным стоковым КПД вполне достижимы. Эти величины удовлетворяют ряду практических
применений, где настройка импедансов нагрузок ключа возможна при учете ограниченного числа гармоник kогр, а при k>kогр связана с большими трудностями.
В п. 4.4 при проектировании усилителей-ограничителей, работающих в
перенапряженных и ключевых режимах, успешно применен предложенный в
третьей главе метод стабилизации уровня их выходной мощности. В диапазоне
изменения входных мощностей (0.2–0.5) Вт и температуры окружающей среды
(от минус 35 до плюс 75 °С) в соответствии со схемой 3 разработан усилительограничитель класса Е с 5%–ной нестабильностью уровня выходной мощности.
В п. 4.5 при разработке устройств с высоким КПД и повышенным уровнем
выходной мощности рассмотрены особенности проектирования применяемых в
них пассивных цепей: цепей фильтрации, суммирования и согласования.
Пятая глава посвящена вопросам применения предложенных методик
при проектировании усилителей-ограничителей с подавлением слабого гармонического колебания и стабилизацией уровня их выходной мощности.
В п. 5.1 представлены разработка и экспериментальные исследования
СВЧ усилителей-ограничителей и, в частности, АО, в которых обеспечивается
стабилизация уровней их выходной мощности в диапазонах изменения входной
мощности и температуры окружающей среды. Поскольку одними из основных
элементов, определяющих качество подавления слабых побочных колебаний в
разрабатываемых УО, являются АО, поэтому проведена оптимизация их характеристик. В результате разработаны АО с высокими значениями эффективности
ограничения и термостабильности уровня их выходной мощности. Исследованы экспериментальные характеристики таких АО. Подтверждена справедливость предложенной методики стабилизации уровня выходной мощности.
В п. 5.2 проведено моделирование на ПЭВМ подавления в УО слабого
гармонического колебания в переходном и установившемся режимах. В результате этого машинного эксперимента в УО определены по отношению к мощности побочного колебания на его входе величины подавления данного побочного
колебания и комбинационной составляющей типа 2ω1–ω2 в выходном спектре
УО при различных условиях его возбуждения: при разных Ω и Pвх. Дана оценка
этих величин по отношению к малым изменениям параметров элементов УО.
На ее основе сформулированы требования к характеристикам элементов УО.
В п. 5.3 проведены экспериментальные исследования согласующих и
фильтрующих СВЧ цепей АО для устройств подавления слабых побочных колебаний. Доказано, что трансформатор-фильтр кольцевого типа обладает преимуществом при согласовании нагрузок в случаях с высокими значениями их
коэффициента трансформации. Такие случаи возникают тогда, когда для ослабления инерционных свойств АО требуется выбирать в них транзисторы с максимально возможными граничными частотами. Подтверждена справедливость
предложенной методики расчета трансформаторов-фильтров кольцевого типа.
30
В п. 5.4 разработан вариант СВЧ усилителя-ограничителя с подавлением
слабого гармонического колебания. Исследованы экспериментальные характеристики УО. Дан анализ величин подавления в УО слабого гармонического побочного колебания и комбинационной составляющей типа 2ω1–ω2 в его выходном спектре при различных условиях возбуждения УО: при разных величинах
Ω, mвх и Pвх. Проведено сравнение результатов данного исследования с результатами машинного эксперимента. Показано, что экспериментальные результаты
подтверждают справедливость предложенных инженерных методик.
В заключении изложены итоги исследований и сведения об их внедрении.
ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ И ВЫВОДЫ
В результате диссертационной работы создана теория построения усилительно-ограничительных устройств (УМ, УО и ГВВ), которые работают в ключевых режимах с коммутационными потерями дуального типа и характеризуются существенно лучшими показателями параметров частотных и энергетических характеристик. Так, в дуальных УМ класса Е более чем на порядок расширен диапазон рабочих частот и повышен уровень выходной мощности. А в УО
для радиопередающих трактов и гетеродинов приемных устройств решены задачи как стабилизации уровня выходной мощности при воздействии дестабилизирующих факторов, так и подавления слабых побочных колебаний. Внедрение
результатов диссертации вносит значительный вклад в повышение конкурентоспособности производимой авиакосмической и военной техники. В процессе
выполнения работы получены следующие научные и практические результаты:
1. Сформулирован обобщенный критерий оценки частотных и энергетических свойств ключевых усилительно-ограничительных устройств с традиционным и дуальным типами коммутационных потерь, который определяет условия одновременного ограничения на рабочую частоту и выходную мощность.
Для УМ класса Е с коммутационными потерями и традиционного и дуального
типов получены зависимости произведений максимальной рабочей частоты на
выходную мощность от величин паразитных элементов, определяющих разный
тип потерь в УМ. Установлены соотношения мощностей гармоник для устройств с дуальным типом потерь с ключевым элементом, активное сопротивление которого изменяется от нуля во включенном состоянии до бесконечности в
выключенном состоянии. Соотношения получены при работе данных устройств
как с гладкими формами напряжения и/или тока, так и при наличии их скачков.
Подтверждено, что и в дуальных ключевых устройствах генерация и преобразование высших гармоник в транзисторных ключах являются необходимыми
условиями получения КПД η100%, если потери мощности в транзисторе
стремятся к нулю. На основе оптимизации ключевых режимов устройств класса
Е и сравнительного анализа их частотных и энергетических характеристик
впервые установлено, что в усилителях с дуальным типом коммутационных потерь существуют режимы, отличающиеся более высокими значениями выходной мощности и рабочей частоты одновременно. Уточнены существующая
классификация ключевых устройств и ее критерии. Сформулирован новый кри31
терий, основанный на соотношениях импедансов нагрузок ключа на гармониках
для усилителей Е и Eд, Е и Eинв, а также E и (Eинв)д классов.
2. Разработана концепция повышения рабочих частот и выходной мощности усилительно-ограничительных устройств класса Е путем изменения типа
коммутационных потерь на дуальный. В ее рамках потери энергии, запасенной
основным реактивным элементом – Cds, из общих потерь полностью исключаются и заменяются меньшими потерями энергии, накопленной следующим по
порядку малости реактивным элементом – Ld. Для этого использованы различные способы управления режимом транзисторного ключа, его формами волн i и
u. Один из них – применение последовательной индуктивности, при помощи которой компенсируется реактивное сопротивление емкости на основной частоте.
3. На основе предложенной концепции развито новое направление проектирования более мощных и высокочастотных ключевых устройств [23–25] – УМ
классов Eд и (Eинв)д или ДУМ класса Е. Сформулированы принципы построения
этих подклассов усилительно-ограничительных устройств. Они включают в себя способы оптимального по КПД управления режимом транзисторного ключа,
процедуру оценки и регулировки его собственных выходных емкостей и методики проектирования элементов формирующих и фильтрующих контуров.
Продемонстрирована процедура и порядок проектирования новых ДУМ. Апробирована процедура оценки и регулировки Cds и доказана ее правомерность. На
шести примерах разработок ДУМ подтверждена справедливость выбранного
способа управления режимом ключа при помощи индуктивного элемента, а
также методик проектирования элементов их выходных цепей. Доказано, если
емкостные и компенсирующие их элементы вместе с выходной цепью настроить так, чтобы хотя бы по трем гармоникам основной частоты нагрузочные импедансы ключей совпадали с расчетными значениями, то в СВЧ диапазоне возможны стоковые КПД≈75% ДУМ. На частотах 910–925 МГц уровни выходной
мощности этих ДУМ составляют от 6 до 120 Вт, а КПД (PAE) находится в пределах от 70 до 75% (стоковые КПД≈73–78%). Установлено, что максимальные
частоты работы ДУМ класса Eд более чем в 2.4 и 9 раз, соответственно, выше
аналогичных характеристик известных УМ класса Е, выполненных на тех же
транзисторах MRF282S и MRF184. Подтверждено, что по сравнению с известными в ДУМ класса Eд на той же частоте 910 МГц и том же КПД(PAE)≈72%
можно достичь в 6 раз больших уровней выходной мощности – (60–120) Вт.
4. Предложен метод стабилизации уровня выходной мощности усилителей-ограничителей, транзисторы которых работают в диапазоне воздействия
дестабилизирующих факторов как в недонапряженных, так и перенапряженных
режимах. Получены выражения для оптимальных регулировочных характеристик транзисторов УО. Установлено, что при точной реализации этих характеристик в УО возможна теоретически полная стабилизация уровня их выходной
мощности во всем диапазоне действия дестабилизирующих факторов. С помощью предложенного метода разработан УО класса Е с 5%–ной нестабильностью
уровня выходной мощности (6.1–6.4 Вт) при изменении входных мощностей от
0.2 до 0.5 Вт и температуры окружающей среды от минус 35 до плюс 75°С.
32
5. Предложен метод подавления слабого гармонического побочного колебания в УО при помощи целенаправленного использования АФК. Для УО получено выражение его динамической фазоамплитудной характеристики, при
которой возможно теоретически полное подавление побочного колебания при
отсутствии комбинационной составляющей типа 2ω1–ω2. Данный метод успешно применен и для другого класса входных воздействий – суммы узкополосных
неперекрывающихся по частоте основного и слабого побочного колебаний.
6. Сформулированы принципы построения нового подкласса усилительно-ограничительных СВЧ устройств [26–29] – УО, обеспечивающих как стабилизацию уровня выходной мощности при воздействии дестабилизирующих
факторов, так и подавление слабых гармонического или узкополосного побочных колебаний, первоначально присутствовавших во входном воздействии наряду с основным СВЧ колебанием. Они включают в себя процедуру нахождения оптимальных (с точки зрения теоретически полной стабилизации уровня
выходной мощности АО в диапазоне изменения входной мощности и температуры окружающей среды) регулировочных характеристик транзисторов, которые работают как в недонапряженных, так и в перенапряженных режимах; порядок целенаправленного использования в УО его АФК, при котором реализуется теоретически полное подавление побочного колебания при отсутствии
ближайшей комбинационной составляющей, а также выбор в АО цепей фильтрации и согласования в виде кольцевого фильтра-трансформатора сопротивлений с высоким коэффициентом их трансформации, чтобы не искажать работу
УО с АФК. Используя эти принципы, синтезированы УО с подавлением слабого побочного гармонического (или узкополосного) колебания. Показано, что по
сравнению с системами ФАПЧ, используемых в качестве узкополосных фильтров, они имеют более широкий диапазон отстройки частот основного и побочного колебаний, который не ограничиваются полосой синхронизации. Так как
эти УО имеют прямой канал передачи входного колебания, они характеризуются более высоким КПД по сравнению с системами ФАПЧ, где такого канала нет.
7. Предложенные методы и приборы на их основе реализованы и внедрены в ООО «Эльдорадо» при разработке синтезатора и генераторов с высоким
КПД в рамках двух международных контрактов с LG Digital Appliance Laboratory LG Electronics Inc. и с LG Innotek Co., Ltd., г. Сеул, Республика Корея; в ОАО
НИИ ТП при выполнении четырех договоров поставок стабилизированных
усилителей повышенной мощности УКВ, L, P и Х диапазонов; а также в ЗАО
«ННПЦСТ «Берег-Волна» при проектировании усилителей с повышенными
мощностями и КПД. Разработанные методы и устройства также использованы в
трех ОКР ЗАО НПП «Салют-27» и пяти ОКР ОАО «НПП «Салют».
СПИСОК РАБОТ АВТОРА ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ
Статьи в рецензируемых изданиях, рекомендованных ВАК
1. Баранов, А.В. Проектирование СВЧ–усилителей большой мощности в классе «Е» /
А.В.Баранов // Радиотехника. – 2006. – № 12. – С. 65–70.
2. Баранов, А.В. Дуальные СВЧ–усилители мощности в классе «Е» / А.В.Баранов //
Радиотехника. – 2007. – № 3. – С. 71–78.
33
3. Баранов, А.В. Дуальные СВЧ–усилители повышенной мощности в классе «Е» /
А.В.Баранов // Радиотехника. – 2008. – № 12. – С. 34–39.
4. Баранов, А.В. Дуальный СВЧ усилитель мощности Е класса с последовательным к ключу
конденсатором / А.В.Баранов // Проектирование и технология электронных средств. – 2009. –
№ 4. – С. 20–27.
5. Баранов, А.В. Дуальные СВЧ усилители класса Е с резистивными потерями в ключах / А.В.Баранов // Физика волновых процессов и радиотехнические системы. –2011. –Т.14. –№ 1. –С.31–37.
6. Баранов, А.В. Дуальный СВЧ–усилитель мощности класса «Е» с индуктивностью и
фильтрующим контуром / А.В.Баранов // Электронная техника. Сер.1. СВЧ-техника. – 2011.
– Вып. 2(509). – С. 28–40.
7. Баранов, А.В. СВЧ усилитель мощности Е класса с последовательным формирующим
контуром / А.В.Баранов // Изв. вузов. Электроника. – 2011. – № 2(88). – С. 71–80.
8. Баранов, А.В. Температурная стабилизация выходной мощности СВЧ усилителей на полевых транзисторах с барьером Шотки / А.В.Баранов // Радиотехника. – 1992. – № 10–11. – С. 92–95.
9. Баранов, А.В. Повышение термостабильности усилителей средней мощности СВЧ /
А.В. Баранов, Ю.А.Булин, М.А.Карцев // Радиотехника. – 1987. – № 11. – С. 23–25.
10. Баранов, А.В. Исследование термостабильности широкополосного усилителя–ограничителя СВЧ диапазона / А.В.Баранов, Ю.А.Булин // Радиотехника. – 1988. – № 6. – С. 89–91.
11. Баранов, А.В. Термостабилизация резонансных СВЧ усилителей / А.В.Баранов, Ю.А.Булин,
И.Г.Минкин // Радиотехника. – 1990. – № 1. – С. 82–84.
12. Баранов, А.В. Фазовые флуктуации СВЧ генераторов с различными фазоамплитудными характеристиками активных элементов / А.В.Баранов [и др.] // Радиотехника.–1991.–№ 3.–С.16–18.
13. Баранов, А.В. Стабилизация уровня мощности СВЧ сигнала в усилителях–ограничителях /
А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Радиотехника и электроника. – 1992. – Т.37. – № 4. – С. 699–705.
14. Баранов, А.В. Миниатюризация трансформаторов импедансов кольцевого типа / А.В.
Баранов, М.В.Кренцин // Изв. вузов. Сер. Радиоэлектроника. – 1990. – № 9. – С. 90–91.
15. Баранов, А.В. Повышение рабочей частоты и выходной мощности усилителей Е класса /
А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Проектирование и технология электронных средств. – 2010. –
№ 3. – С. 15–23.
16. Баранов, А.В. Стабилизация уровня выходной мощности СВЧ усилителей-ограничителей
в перенапряженных режимах работы / А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Физика волновых процессов и радиотехнические системы. – 2010. – Т. 13. – № 4. – С. 46–50.
17. Баранов, А.В. Оценка полос рабочих частот усилителей мощности Е класса / А.В.Баранов,
С.Л.Моругин // Проектирование и технология электронных средств. – 2011. – № 3. – С. 2–7.
18. Баранов, А.В. Нагрузочные импедансы транзисторных ключей в усилителях мощности класса
Е / А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Изв. вузов России. Радиоэлектроника.–2011.–Вып. 4.–С. 94–103.
19. Баранов, А.В. Условия ограничения рабочих частот и выходной мощности усилителей в
ключевых режимах / А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. –
2011. – Вып. 5. – С. 92–99.
20. Баранов, А.В. Соотношения мощностей гармоник ключевых устройств Е класса /
А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Датчики и системы. – 2011. – № 12(151). – С. 66–68.
21. Баранов, А.В. Сравнительный анализ частотных и энергетических свойств усилителей
мощности класса Е / А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Физика волновых процессов и радиотехнические системы. – 2012. – Т. 15. – № 1. – С. 69–76.
22. Баранов, А.В. Особенности классификации ключевых усилителей мощности / А.В.Баранов,
С.Л.Моругин // Проектирование и технология электронных средств. – 2012. – № 4. – в печати.
Патенты Российской Федерации на изобретения
23. Пат. 2306667 РФ, МПК H03 F 3/193. Ключевой усилитель мощности / Баранов А.В.; заявитель
и патентообладатель А.В.Баранов.–№ 2005140258/09; заявл. 22.12.05; опубл. 20.09.07, Бюл. №26.
24. Пат. 2393624 РФ, МПК H03 F 3/193. Ключевой усилитель мощности / Баранов А.В.; заявитель
и патентообладатель А.В.Баранов.–№ 2008149003/09; заявл. 11.12.08; опубл. 27.06.10, Бюл. №18.
34
25. Пат. 2402149 РФ, МПК H03 F 3/193. Ключевой усилитель мощности / Баранов А.В.; заявитель
и патентообладатель А.В.Баранов.–№ 2009109576/09; заявл. 16.03.09; опубл. 20.10.10, Бюл. №29.
26. Пат. 1727192 РФ, МКИ H03 F 3/04 H03 G 11/00. Усилитель-ограничитель СВЧ-мощности /
Баранов А.В.; патентообладатель А.В.Баранов. – №4842270/09; заявл. 24.05.90; опубл. 15.04.92,
Бюл. № 14.
27. Пат. 1241310 РФ, МКИ H01 Р 1/15. Ограничитель мощности СВЧ / Баранов А.В., Булин Ю.А.,
Карцев М.А.; патентообладатель А.В.Баранов. – № 3855234/24-09; заявл. 07.01.85; опубл. 30.06.86,
Бюл. № 24.
28. Пат. 1656659 РФ, МКИ H03 В 5/00. Автогенератор СВЧ / Баранов А.В., Кревский М.А, Кренцин
М.В.; патентообладатель М.А.Кренцин.–№ 4648615/09; заявл. 07.02.89, опубл. 15.06.91, Бюл. №22.
29. Пат. 1775859 РФ, МКИ H04 В 1/10. Устройство подавления гармонической помехи / Моругин
С.Л., Баранов А.В.; заявитель НПИ (НГТУ).–№ 4833801/09; заявл.01.06.90, опубл.15.11.92.
Бюл. №42.
Статьи в рецензируемых изданиях
30. Баранов, А.В. Уменьшение амплитудных флуктуаций СВЧ генераторов / А.В.Баранов, М.А.
Кревский // Электронная техника. Сер.1. Электроника СВЧ. – 1987. – Вып. 4(398). – С. 17–20.
31. Баранов, А.В. Преобразование сигнала и помехи усилителем-ограничителем СВЧ мощности /
А.В.Баранов, Ю.А.Булин, М.А.Кревский // Электронная техника. Сер. 1. Электроника СВЧ. –
1988. – Вып. 8(412). – С. 67–69.
32. Баранов, А.В. Анализ механизмов ограничения сигнала в каскодном усилителе СВЧ мощности / А.В.Баранов, Ю.А.Булин. – М., 1989. – 17 с. – Деп. в ЦНИИ «Электроника», № Р–4975.
33. Баранов, А.В. Подавление слабой гармонической помехи в усилителе-ограничителе мощности СВЧ сигнала / А.В.Баранов, С.Л.Моругин // Электронная техника. Сер. 1. Электроника
СВЧ. – 1991. – Вып. 1(435). – С. 23–28.
34. Baranov, A.V. UHF power amplifier of class E with a series forming circuit / A.V.Baranov //
Russian Microelectronics. – 2012. – Vol. 41. – N 7. – P. 424–430.  Pleiades Publishing Ltd., 2012.
Материалы международных конференций
35. Баранов, А.В. Разработка СВЧ усилителей большой мощности в режиме класса «Е» / А.В. Баранов // СВЧ–техника и телекоммуникационные технологии: материалы 16–й Международной
Крымской конференции в 2 т., Севастополь, (11–15).09.06. – Севастополь: Вебер, 2006. – С. 177–178.
36. Баранов, А.В. Импульсные УКВ–СВЧ усилители большой мощности / А.В.Баранов //
СВЧ–техника и телекоммуникационные технологии: материалы17–й Международной Крымской конференции в 2 т., Севастополь, (10–14).09.07. – Севастополь: Вебер, 2007. – С. 54–55.
37. Баранов, А.В. СВЧ усилители класса Е дуального типа / А.В.Баранов // СВЧ–техника и
телекоммуникационные технологии: материалы 17–й Международной Крымской конференции в 2 т., Севастополь, (10–14).09.07. – Севастополь: Вебер, 2007. – С. 56–57.
38. Баранов, А.В. Усилитель Х–диапазона с импульсной мощностью 75 Вт / А.В.Баранов //
СВЧ–техника и телекоммуникационные технологии: материалы 18–й Международной Крымской конференции в 2 т., Севастополь, (8–12).09.08. – Севастополь: Вебер, 2008. – С. 53–54.
39. Баранов, А.В. ДМВ автогенератор большой мощности класса «Е» / А.В.Баранов // СВЧ–
техника и телекоммуникационные технологии: материалы 18–й Международной Крымской
конференции в 2 т., Севастополь, (8–12).09.08. – Севастополь: Вебер, 2008. – С. 55–56.
40. Баранов, А.В. Дуальный СВЧ усилитель мощности класса «Е» с последовательным к ключу
конденсатором / А.В.Баранов // СВЧ–техника и телекоммуникационные технологии: материалы
19–й Межд. Крымской конф. в 2 т., Севастополь, (14–18).09.09. – Севастополь: Вебер, 2009. – С. 63–64.
41. Баранов, А.В. Дуальный СВЧ усилитель мощности класса «Е» с последовательным к ключу формирующим контуром / А.В.Баранов // СВЧ–техника и телекоммуникационные технологии: материалы
19–й Межд. Крымской конф. в 2 т., Севастополь, (14–18).09.09. – Севастополь: Вебер, 2009. – С. 65–66.
42. Баранов, А.В. Дуальный СВЧ усилитель Е класса с последовательными к ключу индуктивностью и фильтрующим контуром / А.В.Баранов // СВЧ–техника и телекоммуникационные
технологии: материалы 20–й Международной Крымской конференции в 2 т., Севастополь,
(13–17).09.10. – Севастополь: Вебер, 2010. – С. 119–120.
35
43. Баранов, А.В. Дуальный СВЧ усилитель Е класса с последовательной индуктивностью
и резистивными потерями в ключе / А.В.Баранов // СВЧ–техника и телекоммуникационные
технологии: материалы 20–й Международной Крымской конференции в 2 т., Севастополь,
(13–17).09.10. – Севастополь: Вебер, 2010. – С. 121–122.
44. Баранов, А.В. Фильтрация выходного сигнала дуальных СВЧ усилителей мощности класса Е /
А.В.Баранов, С.Л.Моругин // СВЧ–техника и телекоммуникационные технологии: материалы 20–й
Межд. Крымской конф. в 2 т., Севастополь, (13–17).09.10. – Севастополь: Вебер, 2010. – С. 111–112.
45. Баранов, А.В. Стабилизация выходной мощности СВЧ усилителей–ограничителей в перенапряженных режимах работы / А.В.Баранов, С.Л.Моругин // СВЧ–техника и телекоммуникационные технологии: материалы 20–й Международной Крымской конференции в 2 т.,
Севастополь, (13–17).09.10. – Севастополь: Вебер, 2010. – С. 117–118.
Материалы конференций
46. Баранов, А.В. ПАВ генератор с малым уровнем фазового шума на основе усилителя–
ограничителя / А.В.Баранов [и др.] // Устройства акустоэлектроники: тезисы докладов и сообщений школы-семинара. – М., 1988. – С. 50.
47. Кренцин, М.В. Генератор сантиметрового диапазона длин волн на основе ПАВ-резонатора /
М.В.Кренцин, А.В.Баранов, М.А.Кревский // Стабилизация частоты: тезисы докладов межотраслевых научных конференций, Канев, (26.09–04.10).89. – М.: ВИМИ, 1989. – Ч. 2. – С. 98–100.
48. Кревский, М.А. Уменьшение фазовых флуктуаций СВЧ генераторов / М.А.Кревский, А.В.Баранов, М.В.Кренцин // Стабилизация частоты: тезисы докладов межотраслевых научных конференций, совещаний, семинаров, Канев, (26.09–04.10).89. – М.: ВИМИ, 1989. – Ч. 2. – С. 15–17.
49. Баранов, А.В. Разработка усилителей–ограничителей СВЧ мощности с подавлением слабых гармонических помех / А.В.Баранов, С.Л.Моругин // XII Всесоюзная конференция по
твердотельной электронике СВЧ: тезисы докладов, Киев, (25–27).09.90. – Киев, 1990. – С. 259.
50. Кренцин, М.В. Минимизация фазовых флуктуаций СВЧ генераторов за счет уменьшения их
неизохронности / М.В.Кренцин, А.В.Баранов, М.А.Кревский // XII Всесоюзная конференция по
твердотельной электронике СВЧ: тезисы докладов, Киев, (25–27).09.90. – Киев, 1990. – С. 265.
51. Баранов, А.В. Усилитель L–диапазона с радиоимпульсной мощностью 250 Вт / А.В.Баранов //
Материалы XIV координационного семинара по СВЧ технике, п. Хахалы Нижегородской обл.,
(05–08).09.2005. – Нижний Новгород, 2005. – С. 102–103.
52. Баранов, А.В. ДМВ усилители большой мощности с перекрытием рабочих частот в две
октавы / А.В.Баранов // Материалы XIV координационного семинара по СВЧ технике, п. Хахалы Нижегородской обл., (05–08).09.2005. – Нижний Новгород, 2005. – С. 104–108.
53. Баранов, А.В. ДМВ усилители мощности класса «Е» дуального типа / А.В.Баранов // Материалы XV координационного семинара по СВЧ технике, п. Хахалы Нижегородской обл.,
(04–06).09.2007. – Нижний Новгород, 2007. – С. 80–82.
54. Баранов, А.В. Усилители УКВ–СВЧ диапазона с радиоимпульсной мощностью 150–320
Вт / А.В.Баранов // Материалы XV координационного семинара по СВЧ технике, п. Хахалы
Нижегородской обл., (04–06).09.2007. – Нижний Новгород, 2007. – С. 83–84.
55. Баранов, А.В. Усилительный модуль Х–диапазона с радиоимпульсной мощностью 80 Вт /
А.В.Баранов // Материалы XVI координационного семинара по СВЧ технике, п. Хахалы Нижегородской обл., (08–10).09.2009. – Нижний Новгород, 2009. – С. 91–93.
В работах [9–22, 27–33, 44–50], опубликованных в соавторстве, лично соискателю
принадлежат постановка задач, разработка методов расчета и принципов построения новых
устройств, а также их экспериментальное исследование.
Подписано в печать __.______.2013. Формат 60х84 1 ∕16. Бумага офсетная.
Печать офсетная. Уч.-изд. л. 2,0. Тираж 100 экз. Заказ ____
Нижегородский государственный технический университет им. Р.Е. Алексеева
Типография НГТУ. 603950, Нижний Новгород, ул. Минина, 24
36
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа