close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Помехоустойчивость и помехозащищенность командной радиолинии управления работающей с широкополосными ЛЧМ-сигналами.

код для вставкиСкачать
Спецтехника и связь № 3 2009
АШИМОВ1 Наиль Мударисович,
доктор технических наук, профессор
ШУСТИК2 Николай Александрович,
кандидат технических наук,
старший научный сотрудник
ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ И
ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТЬ КОМАНДНОЙ
РАДИОЛИНИИ УПРАВЛЕНИЯ,
РАБОТАЮЩЕЙ С ШИРОКОПОЛОСНЫМИ
ЛЧМ-СИГНАЛАМИ
Предложена новая методика расчета основных составляющих надежной передачи командных сигналов на приведение в действие объектов управления – помехоустойчивости и помехозащищенности командных радиолиний управления, работающих
с широкополосными сигналами с относительной фазовой телеграфией (ОФТ) при линейной частотной модуляции (ЛЧМ) элементов сигнала. Проведена сравнительная оценка показателей, полученных для широкополосной радиолинии с такими сигналами и узкополосной радиолинии. Показано, что переход к широкополосной радиолинии сопровождается значительным
возрастанием коэффициента помехозащищенности при воздействии широкополосных помех, но с одновременным существенным ухудшением коэффициента помехоустойчивости при действии узкополосных помех.
Ключевые слова: командная радиолиния управления, помехоустойчивость, помехозащищенность, линейная частотная модуляция, относительна фазовая телеграфия, широкополосные сигналы.
The new design procedure of the basic components of reliable transfer of command signals on actuating of objects of management – is
offered to a noise stability and noise immunity of command radio lines of the management working broadband signals from relative phase
telegraphy (RPT) at linear frequency modulation (LFM) of elements of a signal. The comparative estimation of the parameters received
for a broadband radio line with such signals and a narrow-band radio line is lead. It is shown, that transition to a broadband radio line is
accompanied by significant increase of factor of noise immunity at influence of broadband handicapes, but with simultaneous essential
deterioration of factor of a noise stability at action of narrow-band handicapes.
Keywords: the command radio line of management, a noise stability, noise immunity, linear frequency modulation, relative phase
telegraphy, broadband signals.
Ш
ирокополосные сигналы с линейной частотной модуляцией впервые нашли применение в радиолокации
для ликвидации извечного противоречия между дальностью
обнаружения и разрешающей способностью [1]. Представляет интерес оценка того, в какой степени и для каких помеховых условий оправдано применение таких сигналов в
командных радиолиниях, в которых помехоустойчивость
системы оценивается с использованием статистического
критерия оптимального обнаружения сигнала – критерия
Неймана–Пирсона, который характеризует прием команд
не только при наличии полезного сигнала (правильный прием), но и при его отсутствии (ложный прием).
1
28
2
В работе рассматривается радиолиния управления, работающая с сигналами относительной фазовой телеграфии
(ОФТ), в которых широкополосность сигнала достигается
путем линейной частотной модуляции (ЛЧМ) каждого символа двоичной комбинации. За время, равное длительности
символа Тэ, частота передаваемого сигнала будет изменяться по линейному закону от f1 до f2, при этом спектр излучаемого широкополосного ЛЧМ-сигнала будет иметь форму,
близкую к прямоугольной, а ширина спектра будет практически равна
∆f = f2 – f1
Модель радиолинии показана на рис. 1.
– профессор ВИИВ Общевойсковой академии ВС РФ, г. Москва;
– ведущий научны сотрудник ФГУ «15 ЦНИИИ им. Д.М. Карбышева Минобороны, г. Москва.
ИССЛЕДОВАНИЯ
Ф
Х
ФНЧ
СФ
О
ДУ
ПУ
ЛЗ
Рис. 1. Модель радиолинии, работающей с широкополосными ЛЧМ-сигналами
Модель содержит полосовой фильтр Ф, перемножитель сигналов X, линию задержки ЛЗ, фильтр нижних частот ФНЧ,
согласованный фильтр СФ, ограничитель О, декодирующее
устройство ДУ и пороговое устройство ПУ. Полосовой фильтр
Ф настроен на среднюю частоту широкополосного сигнала
f0 = 0,5(f1 + f2) и имеет АЧХ почти прямоугольной формы с
полосой пропускания, совпадающей с шириной спектра
широкополосного сигнала. В линии задержки ЛЗ сигнал задерживается на время, равное длительности двоичного символа Тэ. На выходе фильтра нижних частот ФНЧ выделяется
двоичный видеосигнал, с элементом которого согласован
фильтр СФ.
Командные радиолинии управления с точки зрения информационного назначения относятся к классу радиотехнических систем передачи информации – дискретных
сообщений (команд). В них, в отличие от систем связи,
помехоустойчивость системы оценивается критерием,
который характеризует прием команд не только при наличии полезного сигнала (правильный прием), но и при
его отсутствии (ложный прием) – статистическим критерием Неймана–Пирсона. При этом помехоустойчивость
командной радиолинии оценивается двумя основными
параметрами – вероятностями Рл1 и Рк. На практике удобно дополнительно использовать (особенно при сравнении
различных вариантов построения) и такие параметры,
как коэффициенты помехоустойчивости и помехозащищенности. За коэффициент помехоустойчивости Кпу принимается отношение напряженности Еп поля флюктуационных (шумовых) помех, взятой в полосе 1 кГц, к напряженности Ес поля сигнала в точке приема, при котором
Рк = 0,5 [2]. Можно также оперировать не с напряженностями поля, а с напряжениями на входе приемного устройства.
За коэффициент помехозащищенности Кпз принимаются
аналогичные отношения, но в полосе по всей ширине спектра широкополосной преднамеренной помехи или только в
полосе помехи, равной информационной полосе сигнала.
Постановка и решение задачи
Предполагается, что команда управления состоит из одного блока двоичной комбинации с разрядностью n. Команда
считается принятой правильно при правильном приеме n − s
символов из n, т.е. допускается не более s ошибок в приеме
символов, причем место ошибки может быть любое.
Оценка помехоустойчивости и помехозащищенности ши-
рокополосной радиолинии будет производиться при следующих исходных данных:
♦♦ заданная вероятность ложного приема команды от
случайных помех за время Та = 8,64 ×105 с составляет
Рл1 = 10-5;
♦♦ заданная вероятность воспроизведения команды противоборствующей стороной за то же время при условии, что рабочая частота радиолинии известна, равна
Рл2 = Рл1 = 10-5;
♦♦ ширина спектра широкополосного сигнала ∆f = 2 МГц;
♦♦ длительность команды управления Тк = l c;
♦♦ разрядность кода n = 64.
Примечание. При обработке ОФТ-сигнала теряется один
разряд двоичной комбинации, поэтому далее при расчетах
будет использоваться n = 63.
Известно, что вероятность ложного приема одноблочной
команды от случайных помех определяется по формуле
(1)
где Cni – число сочетаний из n по i
Cni =
n!
.
s !( n − s )!
В нашем примере неравенство (1) выполняется при s = 5.
Как отмечалось выше, помехоустойчивость радиолинии будет оцениваться по величине коэффициента Кпу, за который
принимается отношение напряженности поля помех Еп, взятой в полосе 1 кГц, к напряженности поля сигнала Ес в точке
приема, при котором вероятность правильного приема команды Рк равно 0,5. За коэффициент Кпз принимается отношение
Еп /Ес в полосе, равной полосе широкополосной помехи.
При достаточно большой разрядности кода вероятность правильного приема символа двоичной комбинации, соответствующую Рк = 0,5, можно определить по простой формуле
Рэ = 1 – s/n
(2)
В нашем примере имеем Рэ = 58/63 = 0,9206.
Процесс на выходе согласованного фильтра имеет нормальное распределение, следовательно, вероятность правильного приема символа будет равна


U
РЭ = Ф  m  = Ф ( q1 ) ,
 σ1 
(3)
29
Спецтехника и связь № 1 2010
где Ф(х) – интеграл вероятности Лапласа.
RС ( θ ) =
Vm2 (
cos ω0θ ) .
2
(7)
Мощность СС-составляющей процесса на выходе фильтра
ФНЧ (мощность сигнала) равна
где Um – амплитуда видеосигнала;
σ1 − СКО шума в полосе согласованного фильтра СФ, определяемое исходя из мощности шума σ12 в этой полосе;
q1 – отношение с/ш на выходе фильтра СФ, которое в нашем примере равно q1 = Um /σ1 = F(PЭ) = 1,409, где F(x) –
функция, обратная интегралу вероятности Лапласа.
Коэффициенты
помехоустойчивости
и
помехозащищенности
широкополосной
радиолинии
найдем, пересчитав отношение с/ш q1 к полосе частот
1,0 кГц и к полосе пропускания фильтра Ф соответственно.
На выходе перемножителя получаем произведение z(t) двух
суммарных процессов
PСС = R(0) = Vm
4
4
.
(8)
Низкочастотная часть АКФ СХ-составляющей шума, действующая на выходе фильтра ФНЧ, равна
R CX (θ)= Vm σ
2
2
si n (∆ωθ/2 )
,
(∆ωθ/2)
(9)
а низкочастотная часть АКФ ХХ-составляющей шума равна
R XX (θ ) =
z(t) = [s(t)+x(t)] [s(t–T)+x(t–Т)] = s(t) s(t–T) + s(t) x(t–T) +
+ x(t) s(t–T) + x(t) x(t–T),
(4)
2
4
σ × sin ( ∆ωθ / 2 ) .
( ∆ωθ / 2 )2
2
(10)
Определим по формуле Винера–Хинчина спектральные
где s(t) – широкополосный ЛЧМ-сигнал на выходе фильт- плотности мощностей СХ- и ХХ-составляющих шума
ра Ф; x(t) – узкополосный шумовой процесс в полосе филь∞
тра Ф; Т – время задержки, равное длительности Тэ.
8V 2 σ 2 ∞ sin( ∆ωθ
WCX ( ω ) = 4 ∫ RCX ( θ ) cos( ωθ )d ω = m ∫
При перемножении сигнал и помеха вступают друг с другом
0
∆ω 0
θ
во взаимодействие, и процесс на выходе перемножителя содержит три составляющие:
2
2
∞
8V 2 2 ∞ sin( ∆ωθ /2)
♦♦ СС – составляющую, обусловленную
(11) .
cos( ωθ )dθ = V mσ
) = 4 ∫ RCX ( θ ) cos( ωθ )d ω = m σ ∫
WCX ( ωвзаимодействи0
∆ω 0
2∆f
θ
ем сигнала с самим собой (взаимодействие задержанного сигнала с незадержанным);
∞
2 4 ∞ 2( ∆ω
♦♦ ХХ – составляющую, обусловленную взаимодействием
WXX (ω ) = 4 ∫ RXX ( θ ) cos( ωθ )dθ = σ 2 ∫ sin
2
0
( ∆ω ) 0
помехи с самой собой (взаимодействием задержанного
θ
шума с незадержанным);
4
∞
2σ 4 ∞ sin 2( ∆ωθ /2)
♦♦ СХ – составляющую, обусловленную взаимодействием
σ (1 − ω / ∆
ωθ
d
ω
θ
ωθ
θ
θ
(
)
=
4
(
)
cos
(
)
=
cos
d
=
(
)
W
R
∫ XX
∫
XX
2
сигнала с помехой.
0
2 ∆f
( ∆ω )2 0
θ
Составляющая СС образует сигнал, а составляющие XX и
СX – помеху
на выходе перемножителя. 4 ∞
4
2
∞
2
sin ( ∆ωθ /2) cos( ωθ )dθ = σ (1 − ω / ∆ω ) .
Перейдя
к
автокорреляционным
(12)
= σ 2 этих
WXX (ω ) = 4 ∫ RXX ( θ ) cos( ωθ )dθфункциям
∫ составляю2
0
0
2 ∆f
( ∆ω ) мощности
θ шума
щих и определив
спектральную плотность
на выходе фильтра ФНЧ, найдем отношение с/ш в полосе При ω = 0 имеем
согласованного фильтра СФ.
4
Автокорреляционная функция (АКФ) процесса на выходе
(13)
WXX (0) = σ .
2 ∆f
перемножителя определяется выражением
Имея в виду, что полоса пропускания фильтра Ф во много
(5) раз превышает полосу пропускания согласованного фильтра, определим мощности составляющих шума СХ и ХХ в
где Rс(θ) – АКФ широкополосного сигнала; Rс2(θ)– АКФ полосе согласованного фильтра:
2
квадрата этого сигнала; Rх(θ) – АКФ узкополосного шума,
V
2
m
действующего на выходе перемножителя.
,
(14)
σ CX = WCX ( ω )∆F =
2m1
АКФ узкополосного шума определяется по формуле
sin (∆ωθ /2 )
cos(ω0θ ) ,
Rx (θ ) = σ
( ∆ωθ / 2 )
2
где σ2 – мощность узкополосного шума на выходе фильтра Ф; ω0 – частота настройки фильтра Ф; ∆ω – полоса пропускания фильтра Ф.
В рассматриваемом случае автокорреляционную функцию
сигнала определим, пренебрегая ЛЧМ
30
4
σXX2 = WXX (0)∆F = σ .
2m1
(6)
(15)
Здесь m1 = Δf/ΔF – отношение полос пропускания фильтров Ф и СФ.
Отношение с/ш в полосе согласованного фильтра СФ равно
q12 =
4
2q4m1 .
Vm m 1
PCC =
=
σCX2 +σXX2
2 (Vm2 σ 2 + σ 4) 2q 2 +1
(16)
ИССЛЕДОВАНИЯ
Поскольку в полосе фильтра Ф величина q2 во много раз
меньше 1, можно пользоваться упрощенной формулой
q12 = 2 m1 q4 ,
(17)
откуда следует
q2 =
q1
2m1
.
где ∆f – полоса пропускания согласованного фильтра Ф
в кГц.
Поскольку полоса пропускания согласованного полосового
фильтра равна
(18)
∆f = 1/Тэ = 0,063 кГц,
В нашем примере q1 = 1,409, m1 = 31746, следовательно, получаем q = 0,0748.
Таким образом, коэффициент помехозащищенности радиолинии управления, работающей широкополосными
ОФТ+ЛЧМ сигналами с параметрами, приведенными в исходных данных, составляет
(21)
Кпз = 1/q = 13,37,
а коэффициент помехоустойчивости при этом будет равен [2]
13,37
Kпу = Kпз =
= 0,299 .
∆f
2000
Полученное значение коэффициента помехоустойчивости
Кпз = 13,37 реализуется только в том случае, когда преднамеренная помеха также широкополосная и со спектром, ширина которого совпадает с шириной спектра широкополосного
сигнала. Однако радиолиния не защищена, как и при работе
с узкополосными сигналами, от сосредоточенных по спектру
помех, когда ширина спектра преднамеренной помехи совпадает с шириной спектра информационного сигнала.
Далее сравним помехоустойчивость и помехозащищенность
радиолиний управления, работающих с широкополосными
и узкополосными ОФТ-сигналами, для чего ниже представлены полученные расчетные данные для узкополосной радиолинии.
Модель радиолинии, работающей с узкополосными ОФТсигналами, практически не отличается от модели широкополосной радиолинии, представленной на рис. 1, разница
лишь в том, что здесь полосовой фильтр Ф будет согласован
с символом ОФТ-сигнала, а фильтр СФ в низкочастотном
тракте будет отсутствовать.
Вероятность правильного приема символа ОФТ-сигнала в
данном случае определяется по формуле
то коэффициент помехоустойчивости радиолинии, работающей с ОФТ-сигналами, составит 2,936.
При оценке коэффициента помехозащищенности радиолинии мы исходим из предположения, что ширину спектра
преднамеренной помехи выбирает противник. Наибольший
эффект при подавлении сигнала управления при этом достигается, когда ширина спектра преднамеренной шумовой
помехи совпадает с шириной спектра сигнала. Следовательно, в случае ОФТ (т.е. узкополосного) сигнала получим
K пз = Kпу ∆f = 0,737 .
При этом следует иметь в виду, что приведенные выше данные для узкополосной радиолинии могут быть получены
только при достаточно высоких требованиях к стабильности частоты радиосигнала, которую можно оценить следующим образом.
При уходе частоты сигнала от своего номинального значения на величину ∆ω0 относительное изменение амплитуды
видеосигнала составит
sin ( ω0 TЭ ) .
1 T
γ = ∆Vm = 1 − ∫ cos( ∆ω0 t )dt =1−
Vm
TЭ 0
∆ω0TЭ
Э
(22)
Определим требование к стабильности частоты сигнала, исходя из допустимого 5% снижения амплитуды видеосигнала
sin(ω0 TЭ )
∆ω0TЭ ≥ 0,95 .
(23)
Из (23) следует
∆ f0 0,088
≤
f0
f0 TЭ
.
(24)
В нашем примере на частоте f0 = 100 МГц получается
РЭ = 1 – 0.5 exp (–q2),
(19)
Δf0 /f0 ≤ 5,54 ×10-8.
где q2 – отношение с/ш в полосе согласованного фильтра Ф.
Из (19) следует
q = ln
1
.
2(1-PЭ )
(20)
В нашем примере получаем q = 1,357. Далее находим коэффициент помехоустойчивости узкополосной радиолинии
по формуле
Стабильность частоты такого уровня в реальных условиях можно обеспечить лишь путем термостатирования
опорного кварцевого генератора (что связано с резким
увеличением потребляемого приемным прибором тока),
которое в случае использования автономного питания
приборов в большинстве случаев неприемлемо. Снижение требований к стабильности частоты возможно также
при уменьшении длительности символа (увеличением
разрядности кода), однако при этом соответственно будет
31
Спецтехника и связь № 1 2010
ухудшаться помехоустойчивость и помехозащищенность
радиолинии.
Из сравнения полученных выше результатов легко видеть,
что переход от узкополосной радиолинии, работающей с
ОФТ-сигналами, к широкополосной радиолинии, работающей ОФТ-сигналами с линейной частотной модуляцией,
сопровождается:
♦♦ резким увеличением коэффициента помехозащищенности, в нашем примере в 18,14 раз (от 0,737 до 13,37), что
говорит о преимуществе такой радиолинии по сравнению с узкополосной при работе в условиях широкополосных помех;
♦♦ многократным снижением коэффициента помехоустойчивости, в нашем примере в 9,82 раза (от 2,936 до 0,299), что
говорит о проигрыше широкополосной радиолинии узкополосной при работе в условиях узкополосных помех.
Приведенные данные позволяют видеть следующие основные недостатки рассмотренной широкополосной радиолинии:
♦♦ достаточно низкий коэффициент помехозащищенности
радиолинии при воздействии сосредоточенной (т.е. узкополосной) помехи, что приведет к соответствующему
снижению надежности приведения в действие исполнительных устройств в случае организованной постановки
такого вида преднамеренных помех;
♦♦ с
ущественное снижение коэффициента помехоустойчивости, что приведет к соответствующему снижению
надежности приведения в действие исполнительных
устройств в случае большой загрузки канала узкополосными помехами, в частности непреднамеренного характера;
♦♦ сложность формирования высокочастотного ОФТ-сигнала с линейной частотной модуляцией на передающей
стороне и не меньшая сложность обработки сигнала на
приемной стороне, что связано в основном с построением линии задержки на большое время задержки высокочастотного ЛЧМ-сигнала.
Выводы
Указанные недостатки могут сыграть решающую роль при
определении целесообразности и технической приемлемости применения широкополосных ОФТ-сигналов с линейной
частотной модуляцией в командных радиолиниях управления. В этом случае единственным достоинством широкополосной радиолинии является высокая скрытность сигналов
управления, которая присуща всем системам, работающим
с широкополосными сигналами, независимо от их структуры и особенностей технической реализации
Литература
1. Ш
ирман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. – М.: Радио и
связь, 1981. – 416 с.
2. А
шимов Н.М. Помехоустойчивость и помехозащищенность радиолиний управления. – М.: Изд. ВИУ, 2000. – 375 c.
Лицензии ФСБ России ГТ № 0011838 от 27.06.2008 г. и ЛЗ № 0015048 от 25.08.2008 г.
Адрес: Москва, Ленинградское ш., д. 80, корп. 22 (Балтийская ул., д. 9)
Почтовый адрес: 109052 Москва, а/я 61, ООО «СТИКС»
тел./факс (495) 755-6199, 755-6410 E-mail: 007@stiks.su, stiks@stiks.su
32
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа