close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

1-ая ч. курса УГФС Кадры 8

код для вставкиСкачать
Неперестраиваемые широкополосные цепи согласования
Неперестраиваемые широкополосные цепи согласования
ВУМ на основе полосовых фильтров (ПФ).
Неперестраиваемые широкополосные цепи согласования на
предварительного усиления при работе без перестройки в диапазоне
частот с коэффициентом перекрытия k f в пределах (1.1÷3). При
использовании в ВУМ
такие ЦС кроме трансформации
сопротивления нагрузки в рабочей полосе частот всегда выполняют
требования по фильтрации высших гармоник. Для реализации этого
требования верхняя граница k f ограничивается значениями
( 1.6  1.9). Меньшее значение k f maxиспользуется при максимально
гладкой аппроксимации АЧХ фильтра (фильтры Баттерворда),
максимальное значение k f max - при использовании фильтров Кауэра и
среднее значение - при использовании равномерно колебательной
аппроксимации
(фильтры
Чебышева).
При
коэффициентах
перекрытия по частоте больше k f max > ( 1.6  1.9 ) весь диапазон
разбивается на поддиапазоны, каждый из которых обслуживается
индивидуальным фильтром с k f max < ( 1.6  1.9 ). При переходе с
одного частотного поддиапазона на другой фильтры переключаются.
Как правило, ПФ проектируется на основе низкочастотного
фильтра, так называемого ФНЧ-прототипа.

Z
Э

Z
Э
f 0  f н f в
f ср
0
f
0
f0
fн
П
fв
f
П
Однако такой фильтр не обеспечивает трансформацию
сопротивлений, т.е. номинальное входное сопротивление ПФ RЭ номв
полосе пропускания равно или близко к номинальному значению
сопротивления нагрузки Rн ном
RЭ ном  Rн ном.
Поэтому в ПФ трансформацию сопротивлений осуществляют
«внутри» самой цепи с помощью преобразования Нортона. Это
преобразование позволяет осуществить
трансформацию в
произвольное число раз ( не обязательно дискретное) путем пересчета
L и С элементов цепи без изменения АЧХ и увеличения потерь.
Алгоритм этого пересчета заключается в
следующей
последовательности.
1. Выбирается сечение ПФ, в образовавшийся разрыв которого
включается
идеальный
трансформатор
с
коэффициентом
трансформации
k 2тр
Rн ном 1

 .
RЭ ном k 2
2. Выбирается направление пересчета элементов ПФ – в сторону
нагрузки от сечения и проводится перерасчет по формулам
L  L  k 2;
R  R  k 2; С  С 
1
.
k2
3.Выполняется преобразование Нортона. Сущность этого
преобразования заключается в том, что идеальный трансформатор с
последовательно или параллельно включенным сопротивлением
заменяется эквивалентной П – или Т- цепочкой. Электрические схемы
этих преобразований показаны на рисунке.
А
1
ИТ
3
Z
2
1
Z 2a
Z 1a
4
3
Z 3a
2
4
1/k
А
а)
Сопротивления эквивалентной П–цепочки определяются из
соотношений
Z1a 
Z
,
k (k  1)
Z2a 
Z
,
k
Z3a 
Z
.
k 1
А
1
ИТ
1
3
Z 3б
3
Z 2б
Z
2
Z 1б
4
2
4
1/k
А
б)
Сопротивления эквивалентной Т–цепочки определяются из
соотношений
Z(1  k )
Z1б 
,
k
Z(k  1)
.
Z3б 
k
Из приведенных соотношений следует, что при k  1 одно из
Z
Z2б  ,
k
сопротивлений эквивалентных П- и Т- цепочек оказываются
отрицательными. Для практической реализации преобразования
Нортона отрицательные элементы должны быть скомпенсированы
аналогичными положительными элементами, что возможно только в
полосовых фильтрах, а также в тех цепях связи, в которых такая
компенсация возможна.
В качестве сопротивления Z один из реактивных элементов ПФ –
индуктивность Li или емкость Сi. На рисунках приведены восемь
возможных схем преобразований.
А
1
ИТ
3
L 2a
1
3
L
L 1a
2
4
L 3a
2
4
1/k
А
L1a 
L
,
k (k  1)
L2a 
L
,
k
L3a 
L
.
1 k
А
1
C2a
ИТ
1
3
C1a
C3a
3
C
2
2
4
4
1/k
А
C1a  C  k (k  1),
C2a  C  k ,
C3a  (1  k )C.
А
L 2a
1
3
ИТ
1
3
L
L 1a
L 3a
2
4
2
4
1/k
А
kL
L1a 
,
k 1
L2a  k L,
k 2L
.
L3a 
1 k
А
C 2a
1
C1a
3
2
4
4
1/kтр
А
C  (k  1)
C1a 
,
k
3
C
C 3a
2
ИТ
1
C2a 
С
,
k
C3a 
(1  k )  C
.
2
k
А
1
ИТ
3
1
L 3б
4
2
4
1/k
А
L1б 
(1  k )L
,
2
k
3
L 2б
L
2
L1б
L2б 
L
,
k
L3б 
L  (k  1)
.
k
А
1
C1б
ИТ
3
1
3
C 2б
C
2
C 3б
4
2
4
1/k
А
k2  С
C1б 
,
1 k
С2б  k С,
С3б 
kС
.
k 1
А
1
L1б
L 3б
3
L 2б
2
ИТ
1
L
4
2
4
1/k
А
L1б  (1  k )  L,
3
L2б  L  k ,
L3б  L  k (k  1) .
А
C1б
C 3б
1
ИТ
1
3
C
C 2б
2
2
4
4
1/k
А
С1б 
3
С
,
1 k
C2б 
L
,
k
С3б 
С
.
k (k  1)
Практическое использование преобразования Нортона покажем
на примере двухзвенного полосового фильтра. Аналогичный порядок
будет использоваться на ПФ любого порядка.
ФНЧ – прототип
Двухзвенный ПФ
A
L2
С1
L2
1-3
RЭ
Rн
С1
L1
С2
Rн
2-4
A
Выбирается место включения идеального трансформатора (ИТ).
Место выбирается с таким расчетом, чтобы после преобразования
получить удобный для реализации ПФ с возможностью включения в
него всех паразитных параметров схемы.
Рассчитывается
требуемый
коэффициенту трансформации
k 
коэффициент
обратный
RЭ
,
Rн
где RЭ - требуемое по расчету эквивалентное входное сопротивление
ПФ и выбранное место вставляется ИТ.
ИТ
A
1
RЭ
3
L2
С2
L 1
С1
2
R н
4
1/k
A
Пересчитываются все элементы ПФ справа от ИТ.
L1  L1  k 2; L2  L2  k 2; C2 
C2
; Rн  Rн k 2.
2
k
Рассчитываются элементы схемы замещения
1
RЭ
С1
L1б
L 3б
3
С2
R н
L 2б
2
L2
4
L1б 
(1  k )L1
 (1  k )  L1 ,
2
k
L2б 
L1
 k  L1 ,
k
L1  (k  1)
L3б 
 k (k  1)  L1 .
k
Если k <1, то в схемах замещения некоторые элементы
замещения будут отрицательными. Поэтому следует иметь в виду,
что отрицательные элементы схемы замещения должны быть
скомпенсированы положительными элементами первообразной
схемы. В рассматриваемом конкретном случае необходимо
выполнить условие
L2 экв  L2  L3б  0 .
1
RЭ
L 2 экв
L1б
С2
3
С1
R н
L 2б
2
4
Из этого неравенства вытекает следующее соотношение
L2  k 2  k(k  1)  L1  0 .
Граничное значение k находится из условия равенства L2 экв  0 ,
тогда
kгр 
и схема ПФ примет вид
1
k тр max

L1
L1  L2
1
RЭ
L 2 экв  0
L1б
С2
3
С1
R н
L 2б
2
4
Следовательно, при использовании повышающего идеального
трансформатора
максимальное
значение
коэффициента
трансформации не должно превышать
k тр max  1 
L2
.
L1
В противном случае ЦС с преобразованием Нортона не может быть
реализована практически.
Известно, что с уменьшением коэффициента перекрытия по
частоте ПФ кf и увеличением неравномерности  АЧХ в полосе
пропускания отношение L2 / L1 возрастает. Эти мероприятия в
пределах допустимых норм позволяют довести k тр max до своего
предельно максимального значения.
Другим приемом увеличения k тр max является двух и трех
кратное использование преобразования Нортона в одном ПФ. Однако
это возможно только в многозвенных полосовых фильтрах.
Еще раз подчеркнем, что преобразование Нортона не ухудшает
АЧХ цепи и не уменьшает ее КПД. Последнее возможно, если
добротности элементов до и после преобразования примерно
одинаковы. Это условие на практике обычно выдерживается.
.
ФНЧ – трансформаторы
Под ФНЧ – трансформаторами понимают ЦС, которые по
внешнему виду напоминают ФНЧ – фильтры, но отличаются от
последних тем, что могут обеспечивать трансформацию
сопротивления нагрузки вверх либо вниз в полосе частот (f нf в) ,
причем fн  0 , как это имеет место у ФНЧ. Коэффициент
трансформации ФНЧ - трансформаторов может достигать (10…20)
единиц, а коэффициент перекрытия по частоте k f =(3…5). На рисунке
показаны два вида ФНЧ – трансформаторов: понижающий ФНЧ –
трансформатор и повышающий ФНЧ – трансформатор.
Понижающий ФНЧ – трансформатор
L1
Rэ
C1
L2
C2
k тр
L3
C3
Rн
 1.
RЭ
Rн
Повышающий ФНЧ - трансформатор
L2
L1
Rэ
L3
C2
C1
k тр
C3
Rн
Rн
 1.
RЭ
Они образуются последовательным соединением Г – цепочек в
виде продольной индуктивности и поперечной емкости. Если в ФНЧ
– фильтрах Г – цепочки нагружаются на сопротивление, равное
волновому сопротивлению Г – цепи и образуют всеволновые
контуры, то в ФНЧ – трансформаторах нагрузкой Г – цепочек
является меньшее, чем  сопротивление. Это обеспечивает
нагруженную добротность Qн Г – цепочек больше единицы. Чаще
всего Qн Г – цепочек составляет величину не менее (2…3) единиц.
Кроме задачи согласования ФНЧ – трансформаторы обладают
фильтрующими способностями. При ограниченном числе Г – цепочек
коэффициент фильтрации ФНЧ – трансформаторов не велик. Поэтому
ФНЧ – трансформаторы в ВУМ применяются редко и чаще
используются в качестве межкаскадных цепей согласования, где
требования по фильтрации значительно слабее.
Если рассмотреть каждое Г – звено так, как это показано на
рисунке,
L
Rэ
C
R
то значения продольной индуктивности и поперечной емкости этой Г
– цепочки можно рассчитать по формулам
L
R2 R1 - R2
1
R1 - R2

; C

, если R1>R2.
ср
R2
R1ср
R2
В [3] на стр.(126-130) изложена подробная методика расчета
ФНЧ – трансформаторов.
При выполнении расчетов по этой методике используется
понятие неравномерности коэффициента передачи мощности в
нагрузку в полосе пропускания (f нfв ) . С этой целью используются
либо параметр
  1
P~н min
,
P~н max
либо параметр
a  10lg
P~н max
1
[дБ].
 10lg
P~н min
1- 
На рисунке показан способ оценки неравномерности коэффициента
передачи мощности в нагрузку
при гладкой и равномерно
колебательной аппроксимациях АЧХ ФНЧ – трансформатора.
P~ н
P~ н max
1
1 
f
0
fн
fв
Оба параметра однозначно связаны с понятием КБВ
согласования
цепи
(1  КБВ)2

;
2
(1  КБВ)
(1  КБВ)2
a  10lg
.
4  КБВ
Ниже на рисунке приведены примеры схем ВУМ с ПФ и
преобразованием Нортона и предварительного усилителя с ЦС в виде
ФНЧ – трансформатора
С3
L1
VT1
Cр
C1
L2
R1
Cбл
+
Ек
С4
L3
Rн
+Ек
Сбл
Lдр
R1
Cр
VT2
L1
Cр
С1
Сбл
VT1
L2
С2
R4
R2
R3
Трансформирующие цепи УВЧ и СВЧ диапазонов
С ростом частоты трансформирующие цепи согласования
претерпевают существенные изменения. Постепенно от элементов с
сосредоточенными параметрами происходит переход к элементам с
распределенными параметрами. Первенство в этом переходе
принадлежит индуктивностям ЦС полупроводниковых ГВВ. При
относительно больших уровнях генерируемой мощности и
низковольтном питании расчетные значения индуктивностей
фильтров становятся настолько малыми, что их практическая
реализация становится возможной в виде полоски, впаянной между
двумя точками платы. Сечение полоски может быть прямоугольного
или круглого сечения. Часто полоски прямоугольного сечения просто
вытравливаются на плате, что увеличивает технологичность изделия.
L
L
d
b
h
Индуктивность провода круглого сечения c диаметром d и
длиной L можно рассчитать по формуле
4L
L  2L[lg( )  1] .
d
Индуктивность провода прямоугольного сечения с шириной b,
толщиной h и длиной L рассчитывается по формуле
2L
bh
L  2L[lg(
)  0.5  0.223
].
bh
L
Размерности L, b, h, d - в «см», индуктивность – в «нГн».
На частотах выше 0.5 ГГц появляется возможность реализации
ЦС на основе четверть волновых микрополосковых линий. В
транзисторных ГВВ чаще всего используются несимметричные
четверть волновые микрополосковые линии. Рисунок сечения такой
линии приведен ниже.
b
Подложка

Полосок
t
h
Проводящая поверхность

- относительная диэлектрическая проницаемость подложки
L
На приведенном рисунке b – ширина полосковой линии, t – толщина
металла полоска, h – толщина диэлектрического материала подложки,
L – геометрическая длина полосковой линии, Lэ = L 
электрическая длина полосковой линии,  - относительная
диэлектрическая проницаемость подложки.
Волновое сопротивление  микрополосковой линии зависит от
ее геометрических размеров и диэлектрической проницаемости
подложки. Оно может быть рассчитано по методике, изложенной в
[Уткин и справ.].
На практике используют микрополосковые линии с волновыми
сопротивлениями от10 до 200 Ом.
Четвертьволновая
линия
осуществляем
трансформацию
сопротивления нагрузки в соответствии с формулой
2

 вх  .
Z
н
Z
Наиболее просто задача трансформации решается при чисто
 н  Rн . Широкополосные трансформирующие
активной нагрузке Z
цепи строят в виде последовательного соединения нескольких линий,
каждая из которых имеет электрическую длину  0 / 4 на средней
частоте рабочего диапазона
f0  fн  fв .
Исходя из требуемого коэффициента трансформации RЭ и Rн ,
заданного диапазона частот (fн ...fв ) и допустимой неравномерности
АЧХ в полосе пропускания рассчитывается число секций и их
волновые сопротивления [Маттей Д. Л. и др. Фильтры СВЧ,
согласующие цепи и цепи связи. Шумилин]. Для примера на рисунке
показан трансформатор на трех секциях, в котором расчетные
значения волновых сопротивлений изменяются в одном направлении,
последовательно принимая промежуточные значения между
сопротивлениями RЭ и Rн ( RЭ  1  2 3  Rн ). Такой
трансформатор называют «синхронным».
0
4
0
4
0
4
R Э  Э
Вх.
1
2
3
R н  н
Вых.
Те же и даже лучшие характеристики можно получить в
«несинхронных» трансформаторах, у которых перепады волновых
сопротивлений соседних секций могут быть значительно больше, чем
отношение RЭ / Rн , а длина секций может быть меньше  0 / 4 . На
рисунке показан двухсекционный «несинхронный» трансформатор.
Положительным свойством этого трансформатора является то, что
волновые сопротивления секций совпадают с волновыми
сопротивлениями подводящих линий вх R1 . вых  R2 и
оптимальная длина секций составляет  0 / 12. В результате АЧХ
трансформатора примерно такая же, как у односекционного
«синхронного» трансформатора, а длина равна  0 / 6 вместо 0 / 4.
Иногда это уменьшение играет решающее значение.
Вх.
вх
0
12
0
12
вых
вх
вых
Вых.
Значительно сложнее выглядят ЦС на четверть волновых линиях,
если нагрузка носит комплексный характер. Прежде всего, следует
иметь в виду, что четверть волновая линия трансформирует
 н  (rн  jxн ) в комплексную
комплексное сопротивление
Z
 вх gвх jbвх
проводимость Y
gвх 
rн
xн
.
;
b

вх
2
2


Для компенсации реактивной составляющей входной проводимости
bвх используют полосковые шлейфы определенной длины, к концам
которых подключаются емкости. На рисунке показан пример такого
построения ЦС.
0 / 4


Z
Э
Lш1
 ш1
C1
ш2
Lш2

Z
н
C2
Сопротивление шлейфа с емкостью на конце находится из
соотношения и носит практически реактивный характер
Lш
)
0
Xш  ш 
,
Lш
ш  XCtg(2 )
0
XС  шtg(2
где XC  
1
,
0C
Lш - электрическая длина шлейфа.
Включение шлейфов в конце и начале четверть волнового
трансформатора меняют нагрузку и входную проводимость
соответственно.
Активная и реактивная составляющие нагрузки принимают вид
2
rн  Xш2
rн2  Xн (Xш2  Xн )
rн  2
; xн  Xш2  2
.
2
rн  (Xш2  Xн )
rн  (Xш2  Xн )2
Активная и реактивная составляющие входной проводимости
принимают вид
gвх 
rн
xн
1

.
;
b


вх
2
2 Xш1
Изменяя емкость С2 можно обеспечить необходимое значение
активной части входной проводимости gвх 
1
.
Rвх
Перестраивая емкость С1, можно компенсировать реактивную
часть входной проводимости, т.е. обеспечить bвх=0, а входное
сопротивление чисто активным.
Документ
Категория
Радиоэлектроника
Просмотров
87
Размер файла
2 298 Кб
Теги
угфс, кадры, курсач
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа