close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Пояснительная записка (2)

код для вставкиСкачать
Введение
Микрополосковые антенны
Микрополосковые антенны представляют собой тонкие напыления металла, наносимые на диэлектрическую подложку, которая находится на металлическом экране, или земле. Такие антенны имеют малые размеры и могут быть изготовлены по интегральной технологии. Проводящие пластинки могут быть различных форм и размеров в зависимости от поставленных перед антенной задач:
Рис. 1.1. Примеры микрополосковых излучателей различной формы Так как толщина диэлектрической подложки микрополосковой антенны мала и составляет 0,2-2 мм, такие антенны больше других отвечают требованию миниатюризации, что позволяет использовать их в там, где существуют ограничения на размеры и массу антенны, например, в летательных аппаратах, искусственных спутниках Земли, мобильных телефонах. Их основные преимущества:
Простота конструкции, малые объем, масса и стоимость;
Высокая точность изготовления, благодаря чему достигается хорошая воспроизводимость характеристик антенн;
Удобство совмещения антенн с печатными фидерными линиями и устройствами;
Возможность создания невыступающих и маловыступающих конструкций антенн;
Микрополосковые антенны применяются в диапазоне частот от 100 МГц до 30 ГГц. Они могут излучать поле линейной, круговой и эллиптической поляризации. Микрополосковые антенны являются слабонаправленными, поэтому для повышения направленности они часто объединяются в антенные решётки.
Антенные решётки
Антенная решётка представляет собой систему слабонаправленных излучателей, расположенных друг от друга на некотором расстоянии, обычно меньшем длины волны. В качестве излучателей используются вибраторные, щелевые, волноводные, рупорные антенны, антенны бегущей волны, полосковые и микрополосковые излучатели, в отдельных случаях - зеркальные антенны. Как правило, излучатели делаются одинаковыми.
Антенные решётки применяются в миллиметровом, сантиметровом, дециметровом, метровом диапазонах, причём в дециметровом и метровом диапазонах они используются вместо зеркальных антенн, которые в этих диапазонах имеют слишком большую массу отражателя.
Применение антенных решёток позволяет получить значительно более высокую направленность, чем использование одиночных излучателей, за счёт синфазного сложения полей, излучаемых отдельными элементами, в определённом направлении пространства. КНД решётки приближённо равен произведению КНД одного излучателя на число излучателей в решётке.
Замена слабонаправленных антенн остронаправленными антенными решётками позволяет не только получить энергетический выигрыш, но и в ряде случаев ослабить взаимное влияние одновременно работающих различных радиотехнических систем, т. е. обеспечить их электромагнитную совместимость.
В антенных решётках может осуществляться электрическое сканирование, т. е. перемещение направления главного лепестка диаграммы направленности в пространстве по угловым координатам немеханическим способом. Электрическое сканирование в антенных решётках осуществляется путём изменения параметров линейного фазового распределения с помощью электрически управляемых фазовращателей, включаемых в каждый излучатель или группу излучателей. Сканирование позволяет осуществлять обзор окружающего пространства, сопровождение движущихся объектов и определение их угловых координат. Преимущество электрического сканирования перед механическим состоит в гораздо более высокой скорости движения луча в пространстве, т. к. отпадает необходимость перемещения в пространстве самой конструкции антенны, что зачастую невозможно осуществить с требуемой скоростью.
По способу размещения излучателей в пространстве антенные решётки делятся на:
Линейные (в которых излучатели расположены вдоль линии)
Двумерные (в которых излучатели расположены на плоскости)
Трёхмерные (в которых излучатели расположены в объёме или на криволинейной поверхности)
Рис. 1.2. Линейная эквидистантная антенная решётка
Рис. 1.3. Плоская антенная решётка с прямоугольной сеткой
Рис. 1.4. Другие типы антенных решёток
Предварительный расчёт
В данной работе необходимо рассчитать сканирующую фазированную антенную решётку с линейной поляризацией на микрополосковых излучателях. Исходные данные:
Средняя частота рабочего диапазона f=12 ГГц;
Относительный диапазон частот df/f_0 =10%
Поляризация линейная вертикальная
Ширина главного лепестка диаграммы направленности:
В плоскости E 2θ_0,5^e=10°
В плоскости H 2θ_0,5^h=5°
Сектор сканирования:
В плоскости E 2θ_ск^e=30°
В плоскости H 2θ_ск^h=30°
Рассчитаем нижнюю и верхнюю границы частотного диапазона и соответствующие им длины волн:
∆f=0,1∙f_ср=0,1∙12 ГГц=1,2 ГГц λ_0=c/f_ср =25 мм
f_н=f_ср-∆f/2=11,4 ГГц λ_н=c/f_н =26,3 мм
f_в=f_ср+∆f/2=12,6 ГГц λ_в=c/f_в =23,8 мм
Расчёт антенной решётки Выберем двумерную антенную решётку с прямоугольной схемой расположения излучателей и равномерным амплитудным распределением. Сканирование будет осуществляться путём изменения линейного фазового распределения.
Рис. 2.1. Схема антенной решётки
В нашем случае плоскости Е будет соответствовать плоскость XZ, а плоскости Н - плоскость YZ. Объяснение этому дано на стр. 14
Для антенной решётки с прямоугольной схемой размещения излучателей и равномерным амплитудным распределением диаграмма направленности в главных плоскостях определяется следующими выражениями:
В плоскости XZ (плоскость Е): f_x (θ)=F_1^x (θ)∙F_c^x (θ)
F_1^x (θ) - нормированная диаграмма направленности одного излучателя в плоскости XZ
F_c^x (θ) - нормированный множитель системы в плоскости XZ
F_c^x (θ)=|sin⁡〖(N_x∙Ψ_x)〗/(N_x∙sin⁡〖Ψ_x 〗 )|
Ψ_x=(πd_x)/λ(sin⁡θ+Ф_0x/(kd_x ))
Ф_0x - сдвиг по фазе между соседними излучателями вдоль оси x
Аналогично для плоскости YZ (плоскость Н):
f_y (θ)=F_1^y (θ)∙F_c^y (θ)
F_c^y (θ)=|sin⁡〖(N_y∙Ψ_y)〗/(N_y∙sin⁡〖Ψ_y 〗 )|
Ψ_y=(πd_y)/λ(sin⁡θ+Ф_0y/(kd_y ))
Определим количество излучающих элементов по оси x N_x, по оси y N_y и расстояния между излучателями по соответствующим осям d_x и d_y. Для этого учтём необходимость выполнения условий, накладываемых на ширину главного лепестка в E и H плоскостях, а также условия единственности главного максимума диаграммы направленности. Вышеперечисленные условия должны выполняться при любой частоте заданного диапазона и любой величине угла сканирования в заданных пределах. 2θ_0.5^x=51°∙λ/(L_x∙cosθ_mx ) (1)
d_x/λ≤(N_x-1)/(N_x∙(1+sin⁡〖θ_ск^x)〗 ) (2)
θ_mx - направление нулевого главного максимума в плоскости XZ θ_ск^x - половина сектора сканирования в плоскости XZ
Подставив в условие (1) 2θ_0.5^x=2θ_0.5^e=10° и cosθ_mx=cos15°=0.966 и выразив L_x, получим:
L_x=(51°)/(10°)∙λ/0.966=5,28 λ (3)
Это минимальная длина решётки вдоль оси x, при которой условие, накладываемое на ширину главного лепестка ДН в плоскости H выполняется. Так как это условие должно выполняться во всём диапазоне частот, подставим в (3) максимальную длину волны λ=λ_н=26,3 мм и получим:
L_x=5,28∙26,3 мм =138,9 мм (4)
Условие (2) преобразуем:
(1+sin⁡〖θ_ск^x)〗∙d_x/λ≤1-1/N_x 1/N_x ≤1-(1+sin⁡〖θ_ск^x)〗∙d_x/λ
N_x≥1/(1-(1+sin⁡〖θ_ск^x)〗∙d_x/λ)
N_x-(1+sin⁡〖θ_ск^x)〗∙(N_x d_x)/λ≥1
С учётом того, что L_x=d_x (N_x-1), 〖 N〗_x d_x=L_x+d_x
N_x≥1+(1+sin⁡〖θ_ск^x)〗∙(L_x+d_x)/λ
После подстановки максимального значения для sin⁡〖θ_ск^x=sin⁡〖θ_ск^h=sin⁡〖15°=0,2588〗 〗 〗 и минимального значения для λ=λ_в=23,8 мм получим:
N_x≥1+1,2588∙((5,28〖∙λ〗_н)/λ_в +d_x/λ_в ) (5)
Учтём d_x/λ_в <1, что можно увидеть из условия (2). Тогда получим, что правая часть неравенства (5) ограничена сверху значением z=1+1,2588∙((5,28∙26,3 мм)/(23,8 мм)+1)=9,603
Возьмём N_x=10
Рассмотрим условие (2) для d_x при N_x=10, подставив минимальное значение λ=λ_в=23,8 мм и максимальное для sin⁡〖θ_ск^x 〗:
d_x≤λ_в/((1+sin⁡〖θ_ск^x)〗 )∙(1-1/N_x )=(23,8 мм)/1,2588∙(1-1/10)=17,01 мм
Подберём d_x так, чтобы при N_x=10 выполнялись условия L_x≥138,9 мм и d_x≤17,01 мм:
L_x=d_x (N_x-1)=9d_x
{█(9d_x≥138,9 мм@d_x≤17,01 мм)┤
〖15,43 мм≤d〗_x≤17,01 мм
Выберем d_x=16 мм
L_x=d_x (N_x-1)=9d_x=144 мм
Подставив в (6) и (7) значения d_x = 16 мм и N_x=10 увидим, что оба условия выполняются. Выполняется также условие
L_x≥138,9 мм Итак,
N_x=10
d_x = 16 мм
L_x=144 мм
Аналогичный расчёт по оси y (плоскость H) даёт:
N_y=17
d_y = 17.5 мм
Приведём этот расчёт:
2θ_0.5^y=51°∙λ/(L_y∙cosθ_my ) (6)
d_y/λ≤(N_y-1)/(N_y∙(1+sin⁡〖θ_ск^y)〗 ) (7)
Подставим в условие (6) 2θ_0.5^y=2θ_0.5^h=5°, cosθ_my=cos15°=0.966 и максимальную длину волны λ=λ_н=26,3 мм, выразим L_y:
L_y=(51°)/(5°)∙λ_н/0.966=10,56〖 λ〗_н=10,56∙26,3 мм=277,8 мм (8)
Из условия (7) после преобразований получим:
N_y≥1+(1+sin⁡〖θ_ск^y)〗∙(L_y+d_y)/λ
После подстановки значений получим:
N_y≥1+1,2588∙((10,56〖∙λ〗_н)/λ_в +d_y/λ_в ) (9)
Учтём d_y/λ_в <1, что можно увидеть из условия (7). Тогда получим, что правая часть неравенства (9) ограничена сверху значением z=1+1,2588∙((10,56∙26,3 мм)/(23,8 мм)+1)=16,948
Возьмём N_y=17
Рассмотрим условие (7) для d_y при N_y=17, подставив минимальное значение λ=λ_в=23,8 мм и максимальное для sin⁡〖θ_ск^y 〗:
d_y≤λ_в/((1+sin⁡〖θ_ск^y)〗 )∙(1-1/N_y )=(23,8 мм)/1,2588∙(1-1/17)=17,79 мм
Возьмём, например d_y = 17,5 мм
Тогда новое значение N_y=(L_y+d_y)/d_y =(277,8 мм)/(17,5 мм)=15,87 меньше ранее полученного значения, значит, увеличивать количество излучателей не придётся.
Подставив в (6) и (7) значения d_y = 17,5 мм и N_y=17 увидим, что оба условия выполняются. Условие для L_y выполняется тоже:
L_y=d_y (N_y-1)=17,5 мм∙16=280 мм> 277,8 мм
Итак,
N_y=17
d_y = 17,5 мм
L_y=280 мм
Электрическое сканирование
Для получения сканирования, т. е. перемещения направления главного лепестка диаграммы направленности, будем задавать линейное фазовое распределение. Направление нулевого главного максимума в главных плоскостях определяется следующими выражениями:
В плоскости XZ (H - плоскость):
sin⁡〖θ_mx=-Ф_0x/(kd_x )〗 (3.1)
В плоскости YZ (E - плоскость):
sin⁡〖θ_my=-Ф_0y/(kd_y )〗 (3.2)
Отсюда можно выразить фазовые сдвиги между соседними излучателями по обеим осям для заданных углов сканирования:
Ф_0x=-kd_x sin⁡〖θ_mx 〗 (3.3)
Ф_0y=-kd_y sin⁡〖θ_my 〗 (3.4)
Общая формула фазового распределения, задаваемого на одиночные излучатели, при произвольных заданных углах сканирования φ_гл и〖 θ〗_гл [4]:
Ф_nq (θ_гл,φ_гл )=-k(X_nq cos⁡〖φ_гл 〗+Y_nq sin⁡〖φ_гл 〗)sin⁡〖〖 θ〗_гл 〗 (3.5)
X_nq=d_x (n-1) - координата излучателя по оси x
Y_nq=d_y (q-1) - координата излучателя по оси y
Рис. 2.2. Способ задания углов〖 θ〗_гл и φ_гл в формулах (3.5) - (3.7)
Тогда Ф_0x=-kd_x cos⁡〖φ_гл 〗 sin⁡〖〖 θ〗_гл 〗 (3.6)
Ф_0y=-kd_y sin⁡〖φ_гл 〗 sin⁡〖〖 θ〗_гл 〗 (3.7)
Формулы (3.3) и (3.4) аналогичны формулам (3.6) и (3.7), они отличаются лишь видом задания углов сканирования (рис. 2.2). С учётом этих формул определяется необходимый фазовый сдвиг между соседними излучателями. Например, для углов сканирования θ_ск^e=15°, θ_ск^h=15° на частоте f=12 ГГц, воспользовавшись формулами (3.3) и (3.4), получим:
Ф_0x=-kd_x sin⁡〖θ_mx 〗=-59,63°
Ф_0y=-kd_y sin⁡〖θ_my 〗=-65,23°
Следует отметить, что необходимый фазовый сдвиг между излучателями зависит не только от угла сканирования, но и от частоты через коэффициент k=2π/λ
КНД антенной решётки:
КНД антенной решётки приближённо вычисляется по формуле: 〖КНД〗_max=〖КНД〗_1∙N
КНД=〖КНД〗_max∙F_1^2 (θ),
где 〖КНД〗_1 и F_1 (θ) - соответственно КНД и нормированная диаграмма направленности одного излучателя в плоскости сканирования; N - число излучателей.
Расчёт параметров одиночного излучателя
Для получения линейной поляризации излучения антенной решётки выберем в качестве отдельного излучающего элемента микрополосковый излучатель прямоугольной формы c линейной поляризацией, возбуждаемый с помощью коаксиального кабеля РК 50 - 2 - 11, волновое сопротивление кабеля 50 Ом.
Рис. 2.3. Прямоугольный излучатель
Прямоугольный излучатель представляет собой открытый прямоугольный диэлектрический резонатор, работающий на основной моде 〖TM〗_010, распределение вектора E, соответствующее этой моде, показано на рисунках:
Рис. 2.4. Распределение электрического поля Е в сечении вертикальной плоскостью на основной моде
Рис. 2.5. Распределение амплитуды вектора Е вдоль излучателя и две излучающие щели
Как видно из рисунков, на основной моде 〖TM〗_010 поля Е на краях пластины, находящихся на расстоянии L друг от друга, противофазны внутри объёма между проводящими слоями, но краевые поля в плоскости металлической пластины на этих краях синфазны, и их излучение в дальней зоне складывается. Вдоль двух других краёв пластины поля слева и справа от центра излучателя находятся в противофазе и, интерферируя в дальней зоне, взаимно уничтожают друг друга. Как результат, излучение всего элемента можно приближённо представить как излучение двух синфазных щелей длиной W с равномерным амплитудным распределением, разнесённых на расстояние L. Диаграмма направленности такой системы щелей имеет вид:
F(θ,φ)=sin⁡〖(πW/λ cos⁡φ)〗/(πW/λ cos⁡φ ) cos⁡θ cos⁡〖(πL/λ sin⁡θ)〗 (В этой формуле принято, что щели расположены вдоль оси z)
На моде 〖TM〗_010 излучатель обладает линейной поляризацией.
Общая формула для определения резонансной частоты для моды 〖TM〗_mnp [3]:
f_mnp=1/(2π√ϵμ) √((mπ/h)^2+(nπ/L)^2+(pπ/W)^2 )
Найдём резонансные частоты для первых четырёх мод и соответствующие величины L и W, при которых они начинают возбуждаться:
f_010=1/(2L√ϵμ) L=λ/2 f_001=1/(2W√ϵμ) W=λ/2
f_020=1/(L√ϵμ) L=λ f_002=1/(W√ϵμ) W= λ Однако в реальности соответствующие моды начнут возбуждаться при несколько меньших размерах L, чем написано выше. Это объясняется тем, что эффективная длина излучателя увеличивается за счёт краевого поля. Это будет учтено в предварительном расчёте параметров излучателя.
Во избежание возбуждения более высоких мод размеры излучателя предлагается брать следующими [2]: длина L чуть менее половины длины волны в диэлектрике, что соответствует моде 〖TM〗_010; точка питания - на линии, соединяющей середины излучающих краёв пластины, т. е. y_0=W/2, во избежание возбуждения моды 〖TM〗_001, при которой, как видно из рисунка, излучающими щелями становятся две другие щели, что может внести искажения в линейную поляризацию. Также при достижении W значения, близкого длине волны в диэлектрике может возникнуть мода 〖TM〗_002, что необходимо учитывать при выборе размера W пластины. Мода 〖TM〗_020 не вносит искажений в линейную поляризацию.
Рис. 2.6. Распределение электрического поля на различных модах
Теперь объясним, почему при расчёте решётки мы приняли плоскость XZ соответствующей плоскости Е, а плоскость YZ - плоскости Н. Ориентируем излучатель стороной L вдоль оси x (рис. 2.7). Тогда вектор Е линейно поляризованного поля, излучаемого сторонами W, будет ориентирован параллельно оси x. Следовательно, плоскости Е, в которой, по определению должны лежать вектор Е и направление главного максимума ДН (направление Z), соответствует плоскость XZ. Рис. 2.7. Расположение излучателей и линии вектора Е
Рассчитаем параметры излучателя:
Материал подложки Rogers RT/duroid 5880 с параметрами ε_r=2.2, μ_r=1, tg⁡〖∆_e=0.0009〗;
Толщина подложки h=1.8 мм
Частота резонанса f_r=12 ГГц
Рассчитаем ширину излучателя [3]:
W=1/(2f_r √(ε_0 μ_0 )) √(2/(ε_r+1))=12.5 мм∙√(2/(2.2+1))=9.88 мм
Найдём эффективную относительную диэлектрическую проницаемость подложки:
ε_reff=(ε_r+1)/2+(ε_r-1)/2∙[1+12 h/W]^(-1/2)=1.936
Найдем эффективное удлинение излучающего элемента ∆L за счёт краевого поля:
∆L=0.412∙h∙((ε_reff+0.3)(W/h+0.264))/((ε_reff-0.258)(W/h+0.8))=0.904 мм
Тогда исходная длина излучающего элемента L
L=λ/2-2∆L=λ_0/(2√(ε_reff ))-2∆L=7.175 мм λ - длина волны в диэлектрике подложки
λ_0 - длина волны в вакууме
x_0 W
y_0 L
Рис. 2.8. Схема прямоугольного излучателя и его параметры
x_0 и y_0 - координаты точки питания
Моделирование в Ansoft HFFS
Моделирование одиночного излучателя
С помощью программы Ansoft HFSS смоделируем одиночный прямоугольный излучатель с параметрами, при которых КСВ < 2 в требуемом диапазоне частот (будем оптимизировать в первую очередь координаты точки питания) КСВ=(1+|Г ̇ |)/(1-|Г ̇ | ) (4.1)
Г ̇=(Z_вх-Z_0)/(Z_вх+Z_0 ) (4.2) Z_вх - входное волновое сопротивление излучателя
Z_0 - волновое сопротивление питающего коаксиального кабеля (в нашем случаеZ_0=50 Ом)
Как видно из формул (4.1) и (4.2), для получения минимального КСВ необходимо приблизить Z_вх к Z_0 на требуемых частотах
После серии экспериментов в Ansoft HFFS получены следующие оптимальные параметры излучателя:
W = 9.2 мм; L = 7.4 мм; x_0=1.1 мм; y_0= W/2 = 4.6 мм:
Рис. 3.1. Модель излучателя в Ansoft HFFS
Рис. 3.2. Модель излучателя в Ansoft HFFS
Рис. 3.3. Модель излучателя в Ansoft HFFS. Вид сверху
Рис. 3.4. График зависимости КСВ (VSWR) от частоты в пределах заданного диапазона
Freq [GHz]VSWR(P1:1) : Setup1 : Sweep1Z(P1:1,P1:1) : Setup1 : Sweep1Zo(P1:1) : Setup1 : Sweep1
111.4000001.85522762.434267 - 32.811743i50.000000 + 0.000000i
211.4500001.76260560.763954 - 29.779909i50.000000 + 0.000000i
311.5000001.67431859.262303 - 26.813938i50.000000 + 0.000000i
411.5500001.59025157.915527 - 23.909644i50.000000 + 0.000000i
511.6000001.51028856.711597 - 21.062781i50.000000 + 0.000000i
611.6500001.43431055.640023 - 18.269107i50.000000 + 0.000000i
711.7000001.36220354.691666 - 15.524425i50.000000 + 0.000000i
811.7500001.29385953.858580 - 12.824622i50.000000 + 0.000000i
911.8000001.22919253.133876 - 10.165681i50.000000 + 0.000000i
1011.8500001.16816952.511607 - 7.543700i50.000000 + 0.000000i
1111.9000001.11095451.986670 - 4.954895i50.000000 + 0.000000i
1211.9500001.05873851.554725 - 2.395607i50.000000 + 0.000000i
1311.9600001.04936851.479162 - 1.886979i50.000000 + 0.000000i
1411.9800001.03328251.338649 - 0.872727i50.000000 + 0.000000i
1512.0000001.02572651.212122 + 0.137699i50.000000 + 0.000000i
1612.0200001.03270151.099401 + 1.144516i50.000000 + 0.000000i
1712.0400001.04841751.000319 + 2.147937i50.000000 + 0.000000i
1812.0500001.05760750.955845 + 2.648439i50.000000 + 0.000000i
1912.1000001.10854250.783461 + 5.139906i50.000000 + 0.000000i
2012.1500001.16359450.693081 + 7.615279i50.000000 + 0.000000i
2112.2000001.22140650.683328 + 10.077623i50.000000 + 0.000000i
2212.2500001.28167550.753308 + 12.529894i50.000000 + 0.000000i
2312.3000001.34428850.902592 + 14.974943i50.000000 + 0.000000i
2412.3500001.40918151.131202 + 17.415513i50.000000 + 0.000000i
2512.4000001.47630651.439603 + 19.854245i50.000000 + 0.000000i
2612.4500001.54561251.828695 + 22.293675i50.000000 + 0.000000i
2712.5000001.61704852.299817 + 24.736229i50.000000 + 0.000000i
2812.5500001.69055452.854752 + 27.184224i50.000000 + 0.000000i
2912.6000001.76606553.495732 + 29.639856i50.000000 + 0.000000i
Рис. 3.5. Зависимость параметра S_11 от частоты
Рис. 3.6. Мгновенное распределение вектора Е в плоскости пластины (из рисунка видно, что это мода 〖TM〗_010)
Рис. 3.7. Трёхмерная диаграмма направленности одиночного излучателя на частоте f=12 ГГц
Рис. 3.7. Диаграмма направленности одиночного излучателя в плоскости E (φ=0°, f=12 ГГц)
Рис. 3.8. Диаграмма направленности одиночного излучателя в плоскости H (φ=90°, f=12 ГГц)
Рис. 3.9. Осевое отношение одиночного излучателя ( f=12 ГГц)
Так как осевое отношение одиночного излучателя на интересующих нас углах >> 1, можно сделать вывод о линейной поляризации излучения
КНД излучателя (Peak Directivity): D = 5,988 = 7,773 дБ
Расчёт диаграммы направленности системы излучателей в HFFS
Равномерное фазовое распределение
Расчёт диаграммы направленности системы излучателей будем производить с помощью функции Antenna Array Setup в Ansoft HFFS
Рис. 3.10. Задание антенной решётки в Ansoft HFFS
Рис. 3.11. Диаграмма направленности системы излучателей при равномерном фазовом распределении в плоскости E (φ=0°, f=12 ГГц)
Рис. 3.12. Диаграмма направленности системы излучателей при равномерном фазовом распределении в плоскости H (φ=90°, f=12 ГГц)
Рис. 3.13. Данные нормированной ДН в плоскостях Е (φ=0°) и Н(φ=90°) при отсутствии сканирования. Из них видно, что угол сканирования соответствует θ_ск^e=0°, θ_ск^h=0°
КНД системы излучателей (Peak Directivity): D = 967,599 = 29,857 дБ, что приближённо соответствует значению, полученному по формуле
КНД=〖КНД〗_1∙N=5,988∙170=1018
Фазовое распределение, соответствующее максимальному углу сканирования в обеих плоскостях, т. е. θ_ск^e=15°, θ_ск^h=15°, Ф_0x=-kd_x sin⁡〖θ_mx 〗=-59,63°, Ф_0y=-kd_y sin⁡〖θ_my 〗=-65,23°, как было определено ранее
Рис. 3.14. Задание антенной решётки с линейным ФР в Ansoft HFFS
Рис. 3.15. Диаграмма направленности системы излучателей в плоскости E при заданных углах сканирования (φ=0°, f=12 ГГц)
Рис. 3.16. Диаграмма направленности системы излучателей в плоскости H при заданных углах сканирования (φ=90°, f=12 ГГц)
Рис. 3.17. Данные нормированной ДН при сканировании в плоскостях Е (φ=0°) и Н(φ=90°). Из них видно, что угол сканирования соответствует заданному θ_ск^e=15°, θ_ск^h=15°
КНД системы излучателей (Peak Directivity): D = 692,670 = 28,405 дБ
Как видно из полученных данных, КНД антенной решётки при осуществлении сканирования оказался меньше, чем при отсутствии сканирования, что можно объяснить влиянием диаграммы направленности отдельного излучателя на ДН решётки в соответствии с формулами:
f(θ)=F_1 (θ)∙F_с (θ)
КНД=〖КНД〗_max∙F_1^2 (θ),
Т.е. максимальный КНД антенны будет достигнут при направлении главного лепестка ДН, соответствующем F_1 (θ)=F_(1 max) (θ)=1
Заключение:
В ходе выполнения работы была спроектирована излучающая система микрополосковой фазированной антенной решётки с электрическим сканированием. В частности были найдены оптимальные параметры прямоугольного микрополоскового излучателя с линейной поляризацией, обеспечивающие согласование с питающим коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 50 Ом в заданном диапазоне частот; рассчитаны параметры антенной решётки, при которых обеспечиваются заданные ограничения на ширину главного лепестка в главных плоскостях при любой величине угла сканирования в заданных пределах и на любой частоте в пределах заданного рабочего диапазона антенны.
Моделирование проводилось с помощью программы Ansoft HFSS v. 12.1. Эта программа численного моделирования электродинамических структур оказала большую помощь при выполнении оптимизации параметров микрополоскового излучателя и расчёте диаграммы направленности антенной решётки. Список литературы:
Юрцев О.А. Элементы общей теории антенн. Методическое пособие по курсу "Антенны и устройства СВЧ". Ч 3. - Мн.: БГУИР, 1997.
Girish Kumar, K.P. Ray. Broadband Microstrip Antennas. - Boston.: Artech House, 2003. Constantine A. Balanis. Antenna theory. Analysis and design. Second edition.
Д.И. Воскресенский, Р.А. Грановская, Н.С. Давыдова и др. Антенны и устройства СВЧ (Проектирование фазированных антенных решёток). Учебное пособие для вузов.- М.: Радио и связь, 1981.
Б.А. Панченко, Е.И. Нефёдов. Микрополосковые антенны. - М.: Радио и связь, 1986.
Банков С.Е., Курушин А. А. "Проектирование СВЧ устройств и антенн с помощью Ansoft HFSS". - М.: НПП "Родник", 2009.
Содержание
Введение.....................................................................2
Микрополосковые антенны...........................................2
Антенные решётки......................................................3
Предварительный расчёт..............................................5
Расчёт антенной решётки.............................................6
Электрическое сканирование........................................10
Расчёт параметров одиночного излучателя......................11
Моделирование в Ansoft HFFS......................................16
Моделирование одиночного излучателя...........................16
Расчёт диаграммы направленности системы излучателей.....21
Без сканирования..............................................21
Со сканированием.............................................23
Заключение...............................................................26
Список литературы.....................................................26
3
Документ
Категория
Рефераты
Просмотров
319
Размер файла
1 864 Кб
Теги
пояснительная, записка
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа