close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Курсовая работа 2

код для вставкиСкачать
 Министерство образования и науки РФ
ФГБОУ ВПО "Чувашский государственный университет
им. И. Н. Ульянова" Кафедра промышленной электроники
Курсовая работа по дисциплине: "Энергетическая электроника"
"ПОНИЖАЮЩЕ-ПОВЫШАЮЩИЙ КОНВЕРТОР"
Выполнил: ст. гр. РТЭ-31-09
Марков И.Н.
Проверил: Яров В.М.
Чебоксары 2013 г.
Содержание.
Введение ......................................................................................3 Исходные данные к расчету...............................................................4
Повышающе - понижающий конвертор.................................................5
- Режим непрерывного тока дросселя.................................................5
- Режим прерывистого тока дросселя.................................................9
- Пульсации выходного напряжения..................................................9
- Внешняя характеристика регулятора..............................................10
- Влияние индуктивности обмоток дросселя на работу регулятора...........10
Двухтактный понижающе - повышающий преобразователь.....................14
- Расчет параметров перобразователя................................................14
Система управления понижающе - повышающего конвертора..................16
- Принцип действия системы управления..........................................16
- Усилитель мощности..................................................................18
Введение При наличии в цехе большого количества постов сварки рациональное использование многопостовых систем питания (от 4 до 30 постов на один источник). В этом случае система имеет общий источник с жесткой характеристикой, шинопровод и постовые устройства (рис.1). Рис.1
Широко распространена система при которой для регулирования тока сварки используются балластные реостаты R1,R2на каждом сварочном посту.
В последнее время вместо балластных реостатов используются понижающие транзисторные преобразователи (на рис.1, это транзистор VT), что существенно снижает потери мощности. (КПД при регулировании балластными реостатами составляет от 0,4 до 0,7). Такие источники для сварки выпускают многие фирмы (Lincoln Electronic, Уралтермосвар и др.).
В мобильных сварочных установках находятся вентильные генераторы с синхронными индукторными генераторами. Так вентильный генератор ГД-4006 производства "Уралтермосвар" [1] обеспечивает напряжение 80В и токи 600А. В этом случае для регулирования на сварочных постах применяются также чопперы.
В полевых условиях помимо сварочных работ необходимо выполнить работы по резке металла. Отечественный вентильный генератор имеет не высокое напряжение, а для воздушно-плазменной резки необходимо номинальное напряжение не ниже 160В при токе 120А, поэтому необходим повышающий преобразователь постоянного напряжения.
Учитывая сказанное ниже рассмотрим варианты повышающих преобразователей постоянного напряжения для воздушно-плазменной резки.
Исходные данные к расчету.
Исходные данные
Номинальное выходное напряжение, ВТок нагрузки, АНапряжение пульсации ∆U,BЧастота преобразования, кГцНапряжение питающей сети, В1601201020100
Рис.2
2. Понижающе-повышающий конвертор.
В повышающем конверторе (рис.2.1,а) при включении возникают броски тока, превышающие номинальный ток в несколько раз. Поэтому для их ограничения придется поставить входной транзистор (рис.2.1,б), который будет работать только на этапе заряда конденсатора C до напряжения питания, а затем останется открытым.
а б
Рис.2.1
Возможен более простой вариант (рис.2.2) с использованием дросселя с отпайкой [2.2]
Рис.2.2.
2.1 Режим непрерывного тока дросселя.
После отпирания VT (рис.2.2) на обмотке L_1 накапливается энергия, а от входа через отвод дросселя L_1 течет ток (на землю). В соответствии с принципом автотрансформатора на обмотке L_2 появляется напряжение, которое пропорционально отношению витков L_1/L_2 . Если количество витков в двух обмотках одинаково, напряжение на вторичной обмотке равно -E. Поскольку это напряжение при включенной схеме имеет отрицательное значение, диод запирается, и ток через L_2 не течет.
После размыкания ключа ток через L_1 перестает течь, а запасенная в индуктивности энергия высвобождается, вызывая протекание тока через L_2 и появление положительного напряжения в правой части схемы. Это напряжение открывает диод и заряжает выходной конденсатор, на котором появляется положительное выходное напряжение.
При разомкнутом ключе напряжение на первичной обмотке определяется произведением напряжения на вторичной обмотке на отношение L_1/L_2. Если количество витков одинаково на обеих обмотках, то в первичной цепи оно равно 〖-U〗_c.
Так же как и ранее считаем, что элементы регулятора идеальны, что позволяет считать законы изменения токов через ключи линейными. Тогда в интервалах времени замкнутого и разомкнутого состояния транзистора VT токи через обмотки дросселя, а следовательно, и через диод VD в режиме непрерывных токов в обмотках дросселя изменяются в соответствии с выражениями i_1 (t)=I_1min+E/L_1 t , 0≤t≤t_и ; (2.1)
i_2 (t)=I_2max-U_н/L_2 t , t_и≤t≤T-t_и ; (2.2)
Токи в начале и конце интервалов работы соответствующих ключей связаны соотношениями I_1min w_1=I_2min w_2;
〖 I〗_1max w_1=I_2max w_2 . (2.3)
Учитывая приведенные выражения и считая, что i_1 (t_и )=I_2max , а i_2 (t_п )=I_2min , где t_(и ) и t_(п ) - время проводящего состояния соответственно регулирующего транзистора и коммутирующего диода, найдем регулировочную характеристику регулятора в режиме непрерывных токов в дросселе регулятора.
I_2max=I_1min+E/L_1 t_и ; (2.4)
I_1min=I_2max-U_н/L_2 t_п . (2.5)
Подставляем I_2max в уравнение (2.5)
I_1min=I_1min+E/L_1 t_и-U_н/L_2 t_п ,
откуда U_н (T-t_и )=E/L_1 L_2 t_и , следовательно U_н=E/L_1 L_2 t_и/(T-t_и )=Eγ/(1-γ) L_2/L_1 , (2.6) где γ=t_и⁄T- относительное время проводящего состояния транзистора.
На рис.2.3 представлены регулировочные характеристики понижающе-повышающего регулятора. Приняв в (2.6) L_2⁄L_1 =1 , получим регулировочную характеристику, подобную инвертирующему регулятору, но с сохранением знака выходного напряжения U_н=Eγ/(1-γ). (2.7)
Рис.2.3
Как следует из выражений (2.8) и (2.9) уровень выходного напряжения не зависит от тока нагрузки. Регулировочная характеристика нелинейная и уровень выходного напряжения зависти от соотношения L_2⁄L_1 и относительного коэффициента заполнения γ. Определим минимальное и максимальное значения токов через ключи. С этой целью воспользуемся уравнением энергетического баланса, которое запишется в следующем виде U_н I_н T=∫_0^(i_н)▒〖Ei_1 dt=∫_0^(i_н)▒I_1min dt〗+∫_0^(i_н)▒〖E/L_1 tdt=EI_1min t_и+(E^2 t_и^2)/(2L_1 )〗.
Следовательно I_1min=(U_н I_н T)/(Et_и )-(E^2 t_и)/(2L_1 E)=(L_2 I_н)/(L_1 (1-γ))-Eγ/(2L_1 f). (2.8)
Подставляя I_1min в (2.4) с учетом (2.3) получим I_1max=(L_2 I_н)/(L_1 (1-γ))-Eγ/(2L_1 f)+Eγ/(L_1 f)=(L_2 I_н)/(L_1 (1-γ))+Eγ/(2L_1 f) (2.9)
Пульсации тока в дросселе найдем так 〖∆i〗_др=I_1max-I_1min=Eγ/(L_1 f)=(U_н (1-γ))/(L_1 f). (2.10)
Среднее значение тока через дроссель L_1 и диод VD I_(L_1 )=(I_1min+I_1max)/2=(L_2 I_н)/(L_1 (1-γ)); (2.11)
I_(L_2 )=(I_2min+I_2max)/2=I_н/(1-γ). (2.12)
Отсюда среднее значение тока через транзистор VT и коммутирующий диод определим соответственно в виде
I_к=1/T ∫_0^(i_к)▒〖i_1 (t)dt=I_(L_1 ) γ=(L_2 I_н γ)/(L_1 (1-γ) );〗 (2.13)
I_д=1/T ∫_0^(i_п)▒〖i_2 (t)dt=I_(L_1 ) (1-γ)=I_н;〗 (2.14)
Действительно, поскольку постоянная составляющая тока через конденсатор в установившемся режиме работы равна нулю, то среднее значение токов нагрузки и диода равны.
Напряжение на транзисторе и коммутирующем диоде
U_кз=E(1-L_2/L_1 )+U_н L_2/L_1 ; (2.15)
U_д=U_н-E(1-L_1/L_2 ); (2.16)
Из выражений для напряжений на ключах в разомкнутом состоянии следует, что если L_2⁄(L_1>1), то напряжение на транзисторе меньше U_н , но больше напряжения на шунтирующем диоде. При этом, как следует из (2.8), (2.9) и (2.11), ток через транзистор растет по отношению к току нагрузки. Обратная картина наблюдается при L_2⁄(L_1<1). Следовательно, уменьшение тока через регулирующий транзистор сопряжено с увеличением его высоковольтности. Правда, при этом уменьшается необходимая высоковольтность коммутирующего диода.
Таким образом, как и в случае повышающего регулятора с автотрансформаторным подключением нагрузки, изменение соотношения L_2⁄L_1 позволяет при заданной мощности в нагрузке перераспределять токи и напряжения, действующие на ключах.
Найдем критическое значение тока нагрузки, при котором еще поддерживается режим непрерывного тока в дросселе. Полагаем I_1min=0. Тогда I_(и кр)= (Eγ(1-γ)L_1⁄L_2 )/(2L_1 f). (2.17)
Аналогично найдем критическую индуктивность L_1кр, которая при заданном значении тока нагрузки еще поддерживает режим непрерывного тока в дросселе I_1кр= (Eγ(1-γ)L_1⁄L_2 )/(2L_н f). (2.18)
2.2. Режим прерывистого тока дросселя.
Если ток нагрузки I_н<I_нкр при заданной индуктивности дросселя, либо I_1<I_1кр при заданном токе нагрузки, то регулятор попадает в режим прерывистых токов дросселя. В этом случае регулировочная характеристика может быть получена из совместного решения уравнений (2.1) и (2.2) в предположении, что I_1min=0. При этом
i_2 (t)=(t_и Ew_2)/(L_1 w_1 )-U_н/L_2 t. (2.19)
Полагая, что при i_п^' ток i_2 (t)=0 к концу работы коммутирующего диода в режиме прерывистых токов найдем i_п^'=(t_и EL_2 w_2)/(U_н L_1 w_1 )=(L_2 (1-γ)w_2)/(L_1 fW_1 ), (2.20)
где i_п^'- время проводящего состояния коммутирующего диода.
Среднее значение тока в нагрузке за период Т работы регулирующего транзистора в режиме прерывистых токов найдем I_н=I_д=1/T ∫_0^(i_п^')▒〖i_2 (t)dt〗=(γEL_2 (1-γ)w_2^2)/(L_1^2 w_1^2 f)-(γEL_2 w_2)/(L_1 w_1 ). (2.21)
Умножив обе части уравнения (2.21) на R_н⁄E получим регулировочную характеристику регулятора в режиме прерывистых токов U_н/E=(γL_2 (1-γ)R_н w_2^2)/(L_1^2 w_1^2 f)-(γL_2 R_н w_2)/(L_1 w_1 )=(γL_2 (1-γ)w_2^2)/(L_1^ w_1^2 fτ_L )-(γL_2 w_2)/(τ_L w_1 ), (2.22)
где τ_L=L_1⁄R_н .
Как и в повышающем регуляторе, режим в регуляторе наступает тем раньше, чем больше τ_L. При прочих равных условиях режим прерывистых токов в регуляторе с w_2⁄(w_1>1) наступает раньше и, следовательно, для этого регулятора расширяется диапазон регулирования уровня выходного напряжения.
2.3. Пульсации выходного напряжения.
Для оценки пульсации напряжения на конденсаторе фильтра учтем, что как и в повышающем регуляторе конденсатор заряжается током i_L-I_н при закрытом транзисторе и заряжается током нагрузки I_н при открытом транзисторе. Поэтому размах пульсаций напряжения на конденсаторе [23,24]
∆u_C≈(I_н γT)/C=(I_н γ)/Cf;
и коэффициент пульсаций этого напряжения К_( п)=(∆u_C)/(2U_н )=(I_н γ)/(2CfU_н ).
Требуемая емкость фильтра определяется формулой C=(I_(н max) γ_max)/(2K_(п доп) fU_н ).
2.4. Внешняя характеристика регулятора.
При определении внешней характеристики воспользуемся равенством вольт-секундных площадей, действующих в установившемся режиме на индуктивности дросселя.
На интервале времени включенного состояния транзистора на индуктивности дросселя действует вольт-секундная площадь, равная (E-(I_н L_2 r_1)/((1-γ)L_1 )) I_и ,
где (I_н L_2)/((1-γ)L_1 )- среднее значение тока дросселя L_1 на одном временном интервале; r_1- сопротивление обмотки L_1. На интервале времени включенного состояния коммутирующего диода t_п вольт-секундная площадь в обмотке L_2 равна (U_н+(I_н r_2)/((1-γ))) I_(п ),
где I_н/((1-γ))- среднее значение тока дросселя L_2 на интервале работы коммутирующего диода; r_2- сопротивление обмотки L_2. Учитывая, что сопротивления обмотки дросселя связаны соотношением r_2=r_2 (w_1⁄w_1 )^2 , после преобразования равенства вольт-секундных площадей определим U_н=E γ/(1-γ)-I_н r_1 [(L_2/L_1 γ-(w_2/w_1 )^2 (1-γ))/〖(1-γ)〗^2 ].
В случае если L_2=L_1 и w_2=w_1 получим U_н=E γ/(1-γ)-(I_н r)/〖(1-γ)〗^2 .
2.5. Влияние индуктивности рассеяния обмоток дросселя на работу регулятора
В реальных дросселях всегда имеются потоки рассеяния. Наличие потоков рассеяния приводит к исключению скачкообразных изменений токов в обмотках дросселя и к затягиванию процессов переключения с коммутирующего диода на регулирующий ключ, т.е. к появлению времени перекрытия t_γ работы ключей. В течение времени t_γ ток через ранее проводивший коммутирующий диод спадает, а через включившийся транзистор нарастает до установившегося тока дросселя. Для определения времени t_γ в схеме (рис.2.4) введены индуктивности рассеяния обмоток дросселя L_(S_1 ) и L_(S_2 ). При этом считается, что магнитная связь между обмотками дросселя w_1 и w_2стопроцентная. На интервале t_γ на основании второго закона Кирхгофа справедливы следующие уравнения:
E=L_(S_1 ) (di_1)/dt+u_(L_1 ) ;
0=L_(S_2 ) (di_2)/dt+u_(L_2 )+U . Рис.2.4
На основании стопроцентной магнитной связи между обмотками U_1/U_2 =w_1/w_2 .
На основании предположения постоянства магнитного потока в сердечнике дросселя на интервале времени перекрытия t_γ
i_1 w_1+i_2 w_2=i_2min w_2 .
Дифференцируя последнее уравнение по времени, получим выражение, связывающее скорости изменения токов через обмотки (di_1)/dt=-(di_2)/dt w_2/w_1 .
Совместное решение уравнений позволяет определить скорость изменения тока через регулирующий ключ (di_1)/dt=(E+U_н w_1⁄w_2 )/(L_(S_1 )+ L_(S_2 ) (w_1⁄w_2 )^2 ) .
Если пренебречь инерционностью коммутирующего диода и перейти от дифференциала к приращениям, то t_γ=(I_1min [L_(S_1 )+ L_(S_2 ) (w_1⁄w_2 )^2])/(E+U_н w_1⁄w_2 ) .
Временной интервал t_γ ограничивает максимальная частота переключений транзистора. Наличие индуктивности рассеяния приводит так же к возникновению перенапряжений на ключах при переключении тока дросселя с транзистора на коммутирующий диод, для устранения которых необходимо принимать схемные меры (подключение RC или RCD- цепей).
Выполним расчет параметров понижающе-повышающего преобразователя по исходным данным: f=20 кГц, Е=100Вт, E_max=110В, E_min=40В, U_н=160В, ∆U_н=10В, I_нmax=110A ; I_нmin=50A ; η = 0,9.
Минимальное, номинальное и максимальное значение коэффициента заполнения определим для L2/L1=1
γ_min=1/η (U_н-∆U_a)/(U_н-∆U_a-E_max )=0,9 (160-2)/(160-2+110)=0,655;
γ_ном=1/η (U_н-∆U_a)/(U_н-∆U_a-E_max )=0,9 (160-2)/(160-2+100)=0,68;
γ_max=1/η (U_н-∆U_a)/(U_н-∆U_a-E_max )=1/0,9 (160-2)/(160-2+40)=0,886.
Из условия обеспечения режима непрерывности тока дросселя, минимальная индуктивность 〖L_к〗_кр=(U_н 〖(1-γ_min)〗^2 L1⁄L2)/(2I_(н мин ) f)=〖160 (1-0,655)〗^2/(2∙50∙20∙〖10〗^3 )=9,55 мкГн;
принимаем L_к=100 мкГн.
Пульсации тока в дросселе L_к
∆i_др=(U_н 〖(1-γ_min)〗^ )/(L_1 f)=〖160 (1-0,655)〗^ /(100∙〖10〗^(-6)∙20∙〖10〗^3 )=27,6 А.
Потребляемый ток из сети
I_d=(P_н·I_нmax)/(E_min η)=(160·120)/(0,9∙40)=533 А.
Максимальный ток транзистора и среднее значение тока I_(к_1 max)=(I_н L2)/(1-γ_max )L1+(Eγ_max)/2L1f=I_н/(1-γ_max )+(U_н (1-γ_max))/2L1f=120/((1-0,866))+(120(1-0,886))/(2∙100∙〖10〗^(-6)∙20∙〖10〗^3 )=1056,05 A;
I_к=(I_н γ_max L2)/(1-γ_max )L1=(120∙0,885)/((1-0,886))=932,6 A. Максимальный ток диода VD равен максимальному току транзистора I_(g max)=I_(к max)=1056,1 ;
а среднее значение тока диода равно току нагрузки I_д=I_н=120 А.
Напряжение на транзисторе и коммутирующем диоде
U_кэ=(E+U_н ) L2⁄L1=100+160=260 В;
U_д=U_н=260 В
при L2/L1=1 .
Емкость конденсатора исходя из заданной пульсации напряжения 〖∆U〗_C=10 В
C_н=(I_(н max)∙γ_max)/(2f〖∆U〗_C )=(120∙0,886)/(2∙20∙〖10〗^3 )=265,8 мкФ;
принимаем C_н=270 мкФ.
Ток конденсатора I_C
I_C=(∆U_C)/√2∙ωC_н=10/√2 2π∙20∙〖10〗^3∙270∙〖10〗^(-6)=240,5 А.
Для моделирования индуктивность намагничивания дросселя представим в относительных единицах L_m=(2πf∙L1∙U_н∙I_н)/(U_(1 н)^2 )=(2∙3,14∙20∙〖10〗^3∙100∙〖10〗^(-6)∙120∙160)/〖40〗^2 =150,72 .
3. Двухтактный понижающе-повышающий преобразователь.
а б
Рис.3.1.
На интервале 0-t_1 включен транзистор 〖VT〗_1, а на интервале t_2-t_3 со сдвигом на 〖180〗^° включен транзистор 〖VT〗_2. На интервале t_1-t_4 энергия, накопленная в дросселе L_1 за счет магнитной связи с дросселем L_2 передается в конденсатор C_н через диод 〖VD〗_1. Аналогично на интервале t_3-t_6 энергия, накопленная в дросселе L_3, передается в конденсатор C_н через диод 〖VD〗_2 благодаря магнитной связи с дросселем L_4.
Расчет параметров преобразователя.
Выполним расчет параметров двухтактного понижающе-повышающего преобразователя по исходным данным однотактного преобразователя: f=10 кГц, L1⁄(L2=1.)
Минимальное, номинальное и максимальное значение коэффициента заполнения γ_min=1/η (U_н-∆U_a)/(U_н-∆U_a-E_max )=0,9 (160-2)/(160-2+110)=0,655;
γ_ном=1/η (U_н-∆U_a)/(U_н-∆U_a-E_max )=0,9 (160-2)/(160-2+100)=0,68;
γ_max=1/η (U_н-∆U_a)/(U_н-∆U_a-E_max )=1/0,9 (160-2)/(160-2+40)=0,886.
Из условия обеспечения режима непрерывности тока дросселя, минимальная индуктивность 〖L_к〗_кр=(U_н 〖(1-γ_min)〗^2 L1⁄L2)/(2I_(н мин ) f)=〖160 (1-0,655)〗^2/(2∙50∙10∙〖10〗^3 )=55,8 мкГн;
принимаем L_1=150 мкГн.
Пульсации тока в дросселе L_к
∆i_др=(U_н 〖(1-γ_min)〗^ )/(L_1 f)=〖160 (1-0,655)〗^ /(0,15∙〖10〗^(-3)∙10∙〖10〗^3 )=36,8 А.
Потребляемый ток из сети
I_d=(P_н·I_нmax)/(E_min η)=(160·120)/(0,9∙40)=533 А.
Максимальный ток транзистора и среднее значение тока I_(к_1 max)=(I_н L2⁄L1)/(1-γ_max )2+(Eγ_max)/2L1f=(I_н L2⁄L1)/((1-γ_max )2 )+(U_н (1-γ_max))/2L1f=(120∙1)/(2(1-0,866))+(120(1-0,886))/(2∙0,15∙〖10〗^(-3)∙10∙〖10〗^3 )=526+0,038=526,04 A;
I_к=(I_н γ_max L2⁄L1)/2(1-γ_max ) =(120∙0,885)/(2(1-0,886))=446,32 A. Емкость конденсатора исходя из заданной пульсации напряжения 〖∆U〗_C=10 В
C_н=(I_(н max)∙γ_max)/(4f〖∆U〗_C )=(120∙0,886)/(2∙10∙〖10〗^3∙10)=265,8 мкФ;
принимаем C_н=270 мкФ.
Ток конденсатора I_C
i_C=(∆U_C)/√2∙2πfC_н=10/√2 2π∙10∙〖10〗^3∙270∙〖10〗^(-6)=119,9 А.
Максимальный ток диодов равен максимальному току транзисторов I_(g max)=I_(к max)=446,3 А .
Среднее значение тока диодов равно I_д=I_н/2=120/2=60 А.
Напряжение на транзисторе и коммутирующем диоде
U_кэ=E+(U_н L2)/L1=110+160=270 В;
U_д=U_н=270 В
при L2/L1=1 .
Для моделирования необходимо представить параметры ветви намагничивания в относительных единицах. Базовое сопротивление R_б=(U_(1 н)^2)/(U_н∙I_н )=1600/(120∙160)=0,083 Ом;
L_m=(2πf∙L1)/R_б =(2∙3,14∙10∙〖10〗^3∙100∙〖10〗^(-6))/0,083=113,5 .
4. Система управления понижающе - повышающего конвертора
4.1. Принцип действия системы управления
Рис.4.1.
Система управления конвертора (рис.4.1) содержит управляющую микросхему LT1846, блок схема которой показана на рис.4.2. Частота задающего генератора определяется RC-цепью, подключенной к выводам C_T и R_T (выводы 8 и 9).
Рис.4.2.
Обратная связь по напряжению поступает через оптрон DA на усилитель ошибки (выводы 5 и 6). Обратная связь по току поступает от трансформатора тока TA на усилитель X3 (выводы 3 и 4). НА компаратор поступают два сигнала рассогласования: один из них определяется выходным напряжением, другой характеризует изменение тока i_d конвертора. Обратная связь по току осуществляет почти мгновенную стабилизацию изменений напряжения сети.
Триггер T распределяет на выходы А и В через многочисленные элементы И1 и И2 сигналы от компаратора. Транзисторы VT3, VT4 усиливают импульсы по мощности. Через трансформаторы TV1 и TV2 усиленные сигналы поступают на отпирание силовых транзисторов VT1, VT2.
4.2. Усилитель мощности. Принципиальная схема приведена на рис.4.3.
Рис.4.3. Рис.4.4
В данной схеме гальваническая развязка силовой части и системы управления осуществлена с помощью импульсного трансформатора TV1. Резистор R3 ограничивает ток заряда емкости затвора. Элементы R4, VD3 и VT2 образуют разрядную цепь для форсированного разряда выходной емкости полевого транзистора. Для ограничения выплеска коллекторного напряжения VT1 используются обратный диод VD1 и следовательно с ним включенный резистор R2. В качестве силовых транзисторов в прямоходовом преобразователе используются транзисторы SPP04N80C3. Они имеют следующие характеристики:
Максимальное напряжение затвор-исток .......................................U_зи=±30 В
Время включения ........................................................................................... t_вкл=40 нс
Время выключения ...................................................................................... t_выкл=77 нс
Типичная кривая заряда затвора транзистора SPP04N80C3 приведена на рис.4.4.
Из рис.4.4 видно, что транзистор нормально включен, если напряжение затвора больше 6 В, чрезмерно большое напряжение затвора, например равное 15 В, способствует неоправданному завышению заряда затвора и, следовательно, приведет к появлению задержки включению транзистора. Из рис.4.4 видно, что максимальный средний ток затвора, необходимый для быстрого открытия транзистора, может достигать величины
i_(з max)=Q_з/t_вкл ≈32нКл/(40 нс)=0,8 А,
поэтому импульсные диоды должны выдерживать ток. В качестве диодов VD1... VD3
возьмем импульсные диоды типа КД522Б, имеющие следующие характеристики:
Максимальное импульсное обратное напряжение ...........................U_(обр. и max)=75 В
Время восстановления обратного сопротивления .............................t_вос=4 нс
Прямое падение напряжения при I_пр=100 мА ...............................U_пр=1,1 В
Максимальный прямой ток ........................................................I_(пр.max)=100 мА
Максимальный импульсный прямой ток при τ_и=10 мкс ...............I_(пр.иmax)=1500 мА
Чтобы определить сопротивления резистора R3 необходимо учитывать сопротивления обмоток трансформатора и дифференциальные сопротивления диодов. При достаточно больших рабочих токах дифференциальное сопротивление диода можно найти по формуле: r_диф≈(U_пр-U_пор)/I_пр =(1,1-0,7)/0,1=4 Ом.
Примем, что падение напряжения на открытом транзисторе VT1 равно 1 В, тогда напряжение, подаваемое на затвор транзистора при единичном коэффициенте трансформации, будет равно U_зи=U_ип-U_кэн-2U_пор≈12-1-2∙0,7=9,6 В, а средний ток затвора за время включения силового транзистора: i_з=Q_з⁄(t_вкл=(19∙〖10〗^(-9))⁄(40∙〖10〗^(-9) )=0,475 А.)
Сопротивление резистора в цепи заряда затвора рассчитывается исходя из требуемого времени включения силового полевого транзистора:
R_з=(U_зи∙t_t)/Q_з =(9,6∙40〖∙10〗^(-9))/(19∙〖10〗^(-9) )-20,21 Ом,
откуда сопротивление резистора R3: R_3=R_з-2r_диф-r_1-r_2≈9,31 Ом,
где U_зи- напряжение затвор - исток силового транзистора; t_t- требуемое время переключения; Q_з-полный заряд затвора; r_1 и r_2 - активные сопротивления обмоток трансформатора.
Для быстрого выключения силового транзистора необходимо обеспечить разрядный ток выходной емкости примерно равный зарядному, а транзисторы VT2 должны выдерживать такие значения импульсных токов. В качестве транзистора VT2 возьмем транзистор типа КТ686В, имеющий характеристики:
Максимально допустимое постоянное напряжение К-Э......................U_(кэ max)=50 В
Максимально допустимый постоянный ток коллектора ......................I_(к max)=800 мА
Максимально допустимый импульсный ток коллектора ..................I_(к. и max)=1600 мА
Максимально допустимая рассеиваемая мощность ..........................P_(к max)=0,625 Вт
Граничная частота коэффициента передачи тока...............................f_гр>100 МГц
Статический коэффициент передачи тока ........................................h_21э>250
Сопротивление резистора R4 должно удовлетворять неравенству R_4≤(h_21э (U_зи-U_бэ ))/I_з =250(9,6-0,7)/0,475=4684 Ом.
Необходимо так же учитывать, что по мере разряда входной емкости силового транзистора напряжение на ней уменьшается и ток базы транзистора VT2 также пропорционально уменьшается, вследствие чего снижается степень насыщения транзистора VT2 и может уменьшиться скорость разряда входной емкости. Необходимо учесть, что с увеличением тока статический коэффициент передачи тока уменьшится. С учетом вышесказанного берем сопротивление R4 равным 500 Ом.
Быстродействие разрядного транзисторов должной быть как минимум на порядок больше требуемого времени включения силового транзистора. Оценим быстродействие разрядного транзистора VT2.
Степень насыщения транзистора S=(βI_б)/I_к ≈(250∙((U_зи-U_бэ ))⁄R_4 )/(((U_зи-U_кэн ))⁄к_VT )<(250∙(9,6-0,7)/500)/0,475=10
Процесс включения состоит из этапов: задержки фронта и формирования фронта коллекторного тока.
Задержка фронта, обусловленная зарядом входной емкости запертого транзистора, определяется из выражения:
t_з=C_вх R_4 ln⁡〖((U_б1+U_б2)/(U_б1-U_пор ))=30∙〖10〗^(-12) 〗∙500 ln⁡〖((9,6+0,7)/(9,6-0,7))=2,19∙〖10〗^(-9) 〗 с.
Формирование фронта коллекторного тока происходит за время t_ф=τ_экв ln⁡〖(S/(S-1))≈τ_β ln⁡(S/(S-1)) 〗=1/(2π100∙〖10〗^6 ) ln⁡〖(10/(10-1))=1,68∙〖10〗^(-10) с.〗
Процесс включения длится t_з+t_ф=2,19∙〖10〗^(-9)+1,68∙〖10〗^(-10)=2,358∙〖10〗^(-9) с, что намного меньше необходимого времени выключения силового транзистора.
Рассчитаем импульсный трансформатор TV1 Напряжение на первичной и вторичной обмотках
U_1=U_ип-U_кэн=12-1=11В,
U_2=11В , при К_тр=1,
Эффективные значения напряжений на первичной и вторичной обмотках
U_1эф=U_1 √(γ_max )=11√0,38=6,78 В,
U_2эф=U_2 √(γ_max )=11√0,38=6,78 В.
Эффективные значения токов во вторичной и первичной обмотках I_2эф=√(t_вкл/T I_з^2+(γ_max-t_вкл/T) I_2^2 )=√((40∙〖10〗^(-9))/(10∙〖10〗^(-6) ) 〖0,475〗^2+(0,38-(40∙〖10〗^(-9))/(10∙〖10〗^(-6) )) (10,3/500)^2 )=0,033 А;
I_1эф=I_2эф K_тр=0,033 А.
Габаритная мощность трансформатора
P_габ=(U_1эф I_1эф+〖U_2эф I〗_2эф)/2=6,78∙0,033=0,224 Вт,
Сердечник используем марки М2000НМ1-А, диапазон рабочей индукции которого при несимметричном перемагничивании равен 0,12 Тл. Рассчитаем параметр, характеризующий электромагнитную мощность трансформатора.
S_ст S_о≥P_габ/(10∆Bjη_тр k_c k_m f)=0,224/(10∙0,12∙10∙0,9∙1∙0,1∙100)=0,0021〖см〗^2,
где j - плотность тока в обмотках трансформатора А⁄〖мм〗^2 ,
k_c- коэффициент, учитывающий эффективное заполнение площади поперечного сечения сердечника магнитопровода ферромагнетиком, для ферритов равен 1,
k_m- коэффициент, учитывающий степень заполнения окна сердечника медью обмоток: k_m=0,1 при P_н≤15 Вт.
По рассчитанному параметру S_ст S_о выбираем магнитопровод типоразмера К7×4×3, который имеет следующие параметры: Внешний диаметр .................................................................D_вш=7 мм
Внутренний диаметр..............................................................D=4 мм
Высота...............................................................................H=3 мм
Площадь активного поперечного сечения магнитопровода..............S_ст=0,045 〖см〗^2
Площадь окна магнитопровода.................................................S_о=0,125 〖см〗^2
Средняя длина магнитной силовой линии ...................................l_ср=1,73 мм
Масса сердечника .................................................................m=0,48 г
Число витков первичной и вторичной обмоток трансформатора:
w_1=(t_(и max) U_1)/(∆BS_ст )=(3,8∙〖10〗^(-6)∙11)/(0,12∙0,045∙〖10〗^(-4) )≈78,
w_2=w_1 K_тр=78.
Диаметры меди проводов (мм) для первичной и вторичной обмоток:
D_1m=1,13√(I_1эф⁄j)=1,13√(0,033⁄10)=0,065 мм,
D_2m=1,13√(I_2эф⁄j)=1,13√(0,033⁄10)=0,065 мм.
Для первичной и вторичной обмоток выбираем провод типа ПЭТВ-2 с параметрами: Диаметр меди провода.........................................................D_м=0,12 мм
Диаметр провода с изоляцией ................................................D_из=0,15 мм
Сопротивление постоянному току ..........................................R_i=1,591 Ом/м
Площадь сечения провода......................................................S_из=0,0177 〖мм〗^2
Суммарная площадь поперечного сечения, занимая в окне сердечника первичной и вторичными обмотками: S_Σ=S_1Σ+S_2Σ=S_1из w_1+S_2из w_2=2∙0,0177∙78=2,76 〖мм〗^2=0,0276 〖см〗^2.
Коэффициент заполнения окна сердечника обмотками:
k_о=S_Σ⁄(S_о=0,0276⁄(0,125=0,22.))
Длина провода, необходимая для намотки первичной и вторичной обмоток:
l_1н=(l_(ср.в1) w_1)/100=(0,12(D_вш-D+2H) w_1)/100=(0,12(7-4+2∙3)78)/100=0,8424 м,
l_2н=(l_(ср.в2) w_2)/100=(0,14(D_вш-D+2H) w_2)/100=(0,14(7-4+2∙3)78)/100=0,9828 м.
Активное сопротивление постоянному току первичной и вторичной обмоток:
R_1=R_(l_1 ) l_1н=1,591∙0,8424=1,34 Ом,
R_2=R_(l_2 ) l_2н=1,591∙0,9828=1,56 Ом,
Ввиду малости диаметров проводников влиянием поверхностных эффектов на их сопротивления пренебрегаем. Индуктивность первичной обмотки трансформатора при использовании феррит марки М2000HM: L_μ=(2,6∙〖10〗^(-3) w_1^2 S_ст)/l_ср =(2,6∙〖10〗^(-3)∙〖78〗^2∙0,045∙〖10〗^(-4))/(1,73∙〖10〗^(-2) )=0,00411 Гн.
Импульсный ток, который характеризует значение тока намагничивания трансформатора в конце рабочего импульса: I_μи=(U_1 γ_max T)/L_μ =(11∙0,38∙10∙〖10〗^(-6))/0,00411=0,0102 А.
Через резистор R2 замыкается ток намагничивания трансформатора при включении транзистора VT1 и этот ток должен спадать до нуля за время паузы. Переходный процесс можно считать установившимся за время 3τ=(3L_μ)⁄R_2 и это время не должно превышать время выключенного состояния транзистора VT1. Из этих условий можно найти требуемое сопротивление резистора R2:
R_2≥〖3L〗_μ/((1-γ_max)T)=(3∙0,00411)/((1-0,38)∙10∙〖10〗^(-6) )=1989 Ом.
Примем сопротивление резистора R2 равным 2400 Ом, тогда максимальное напряжение на коллекторе транзистора VT1 будет равно
U_(кэ max)=U_ип+I_μи R_2=12+0,0102∙2400=36,48 В.
Транзистор VT1 возьмем типа КТ646Б, имеющий характеристики:
Максимально допустимое постоянное напряжение К-Э................U_(кэ max)=40 В
Максимально допустимый постоянный ток коллектора ...............I_(к max)=1000 мА
Максимально допустимый импульсный ток коллектора ...............I_(к. и max)=1600 мА
Максимально допустимая рассеиваемая мощность......................P_(к max) = 0,625 Вт
Граничная частота коэффициента передачи тока ........................f_гр>200 МГц
Степень насыщения транзистора примем равной 4, тогда необходимый ток базы I_б=(SI_к)/β=(4∙0,475)/150=0,0127 А.
При таком выходном токе и подключении двух усилителей мощности уровень напряжения на выходе таймера LMC555 равен ≈7,8 В. Сопротивление резистора R1:
R_1=(U_вых^1-U_бэ)/I_б =(7,8-0,7)/0,0127=559,1 Ом.
Оценим быстродействие транзистора VT1.
Процесс включения состоит из этапов: задержки фронта и формирование фронта коллекторного тока. Задержка фронта, обусловленная зарядом входной емкости запертого транзистора, определяется из выражения: t_з=C_вх R_1 ln⁡〖((U_б1-U_б2)/(U_б1-U_пор ))=30∙〖10〗^(-12)∙560 ln⁡〖((7,8+0)/(7,8-0,7))=1,57∙〖10〗^(-9) с.〗 〗
Формирование фронта коллекторного тока происходит за время:
t_ф=τ_экв ln⁡(S/(S-1))=(τ_β+(1+β)R_к C_к ) ln⁡〖(S/(S-1))=(1/(2π200∙〖10〗^(-6) )+(1+150)∙11∙20∙〖10〗^(-12) ) ln⁡〖(4/(4-1))=9,79∙〖10〗^(-9) с〗 〗
Процесс включения длится t_з+t_ф=1,57∙〖10〗^(-9)+9,79∙〖10〗^(-9)=11,36∙〖10〗^(-9) с.
Процесс выключения состоит из двух этапов: рассасывания и формирования спада коллекторного тока. Длительность этапа рассасывания равна:
t_р≈τ_β ln⁡〖S=1/(2π200∙〖10〗^6 ) ln⁡〖4=1,1∙〖10〗^(-9) с, 〗 〗
а этапа спада:
t_с=(τ_β+(1+β) R_к C_к ) ln⁡((I_кн⁄β+I_б2)/I_б2 )=(1/(2π200∙〖10〗^6 )+(1+150)∙11∙20∙〖10〗^(-12) ) ln⁡((0,031⁄(150+0,7⁄560))/(0,7⁄560))=5,2∙〖10〗^(-9) с
Общая длительность процесса выключения t_р+t_с=1,1∙〖10〗^(-9)+5,2∙〖10〗^(-9)=6,3∙〖10〗^(-9) с.
Обозна-чениеРасчетное значениеТипНоминальное значение Сопротив-ления, ОмМощнос-ти, ВтСопротив-ления, ОмОтклоне-ния, %Мощнос-ти, ВтR_1559,10,101МЛТ-0.12556050,125R_219890,021МЛТ-0.125240050,125R_39,310,001МЛТ-0.1259,150,125R_45000,102МЛТ-0.12551050,125
1
Документ
Категория
Рефераты
Просмотров
184
Размер файла
1 405 Кб
Теги
работа, курсовая
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа