close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Билет №3 и №4

код для вставкиСкачать
БИЛЕТ №3
1. Анализ качества САУ. Основные прямые и косвенные показатели качества САУ.
Любая САУ кроме устойчивости должна обеспечивать заданные качественные показатели управления. Качество управления (регулирования) оценивается количественными показателями, отражающими близость фактического процесса управления к желаемому.
Различают прямые и косвенные показатели качества регулирования.
Прямые показатели качества определяются по виду переходных характеристик.
При анализе качественных показателей систем во временной области помимо ступенчатого воздействия к типовым тестовым воздействиям относят также линейное, параболическое и импульсное воздействия.
За основные показатели качества регулирования по виду переходных процессов принимают (рис. 8.1):
.
Рис. 8.1. Прямые показатели качества регулирования
1) время регулирования tр (время установления, время переходного процесса) - момент времени, после которого переходная характеристика остается внутри зоны, отличающейся от ступенчатого входного воздействия xвх на ±δ%; эта зона установления переходного процесса принимается, как правило, равной (2...5)%;
2) время нарастания регулирования tнр - время первого согласования переходной характеристики с входным воздействием;
3) время максимума tм переходной характеристики - момент времени, при котором переходная характеристика достигает своего максимального значения ymax ;
4) перерегулирование - относительная величина, рассчитываемая по формуле
;(8.1)
1) квазипериод колебаний T0 - усредненный период колебаний;
6) число колебаний m за время регулирования tр, определяемое по формуле
.
Для анализа показаний качества управления могут быть использованы прямые и косвенные методы оценки. Прямые методы определения качества базируются на исследовании переходного процесса, дают наиболее достоверную информацию с последующим определением показаний качества. Но они являются самыми трудоемкими. Косвенные методы определения качества позволяют по косвенным признакам, не решая ни дифференциальных, ни характеристических уравнений, получить приближенный переходный процесс с приближенными показателями качества.
Прямые методы оценки качества
* Классический метод;
* операторный метод;
* частотный метод;
* моделирование на ЭВМ.
Классический метод определения показателей качества
Основывается на решении дифференциального уравнения, описывающего динамику процессов в САУ:
Уравнение (2) сводится к системе дифференциальных уравнений первого порядка и разрешается одним из известных методов. Решение уравнения y(t)=f(t), что и представляет собой переходный процесс.
Операторный метод
К исходному дифференциальному уравнению (2) применяется преобразование Лапласа с учетом начальных условий.
где Kx - это начальное условие по переменной х, Ky - начальное условие по переменной у (а также их производных).
где K(p)=Ky(p)-Kx(p).
1. Применяем прямое преобразование Лапласа к входной величине x(t) (дает х(р)).
2. Получаем в операторном виде переходный процесс по уравнению (3).
3. Используя таблицы Лапласа, осуществляем обратное преобразование Лапласа переменной у(р).
Частотный метод
Основан на преобразованиях Фурье. Если f(t) - периодическая функция, то к ней можно применить преобразование:
Если f(t) непериодическая функция, то ее тоже можно представить с помощью интеграла Фурье:
Тогда f(t) может быть представлена:
- прямое преобразование Фурье;
- обратное преобразование.
Моделирование с использованием вычислительных средств
На сегодняшний день это самый широко используемый метод определения качества переходных процессов. В основе этого метода может лежать система дифференциальных уравнений (метод Эйлера, метод Рунге-Кутта любого порядка). В результате решения этой системы получается таблица значений, определяющая переходный процесс в системе. Другим способом моделирования является решение характеристического уравнения. Полученные корни характеристического уравнения определяют переходный процесс в операторном виде. Используя преобразования Лапласа, получаем переходный процесс во временном пространстве.
Достаточно развитое программное обеспечение предоставляет несколько пакетов (средств) моделирования (STRATUM; MATLAB; GPSS и др.).
СТАУ предлагает описание САУ в терминах пространства состояния. Описанные таким образом системы, ориентированы на применение вычислительных средств.
Косвенные методы оценки показателей качества САУ
Прямые методы не всегда удобны для определения показателей качества, поэтому существуют косвенные методы определения показателей качества по косвенным признакам, не требующим построения переходного процесса. К косвенным методам относятся:
* Корневые методы;
* Частотные методы;
* Интегральные методы.
Корневые методы оценки показателей качества
Корневые методы для определения косвенной оценки показателя качества используют корни характеристического уравнения замкнутой системы и их расположения на комплексной плоскости.
Передаточная функция любой системы может быть представлена в следующем виде:
,
где i - это нули передаточной функции; i - полюса передаточной функции (корни характеристического уравнения).
i определяет устойчивость системы и качество переходных процессов, i определяет только качество переходных процессов.
Частотные методы оценки показателей качества
Частотные методы базируются на прямом и обратном преобразовании Фурье.
Если f(t) - функция периодическая, то для нее применимо:
Будем рассматривать: Y(t)=h(t); x(t)=1(t) , - вещественная характеристика.
Интегральный метод оценки показателей качества
Рассмотрим кривую переходного процесса 1 и установившееся значение 2.
Будем считать, что 1 - переходный процесс реальной системы; 2 - переходный процесс идеальной системы. Тогда отличие реальной системы от идеальной определяется площадью S, и если взять критерий - является функцией
то можно определить показатели качества реальной системы в сравнении с идеальной.
Определенный интеграл J называется интегральной оценкой переходного процесса. В зависимости от вида функции f различают:
* Линейную интегральную оценку;
* Квадратичную интегральную оценку;
* Апериодическую интегральную оценку.
Линейная интегральная оценка
Она определяется следующим образом:
,
при этом: чем меньше обл. S, тем лучше будут все переходные процессы.
Для колебательных процессов применяется квадратичная интегральная оценка, которая определяется по формуле:
Апериодическая интегральная оценка
Рассмотрим ,
т.к. все величины постоянные. Здесь Т - постоянная времени, которая задается.
Если выражение
,
то функция J примет минимальное значение. Это будет достигаться в том случае, если у - апериодический переходный процесс.
- оптимальный процесс с точки зрения апериодической интегральной оценки.
Билет №3
2. Электромеханические свойства асинхронного двигателя. Естественная механическая и электромеханическая характеристики. Искусственные механические характеристики при изменении параметров двигателя и питающей сети.
Естественные механическая и эл.механическая характеристика АД.
Формула Клосса.
Уравнение механической характеристики АД, называемое формулой Клосса: или при R1=R2' Можно, задаваясь различными значениями скольжение S, построить естественную механическую характеристику двигателя во всем возможном диапазоне изменения скольжения. На графике приведены естественные характеристики для прямого и обратного действия эл.магнитного момента.
Следует иметь в виду, что формулы Клосса, в т.ч. и упрощенная, достаточно точно описывают механические характеристики АД с фазным ротором. В к.з. АД, выпускаемых обычно с относительно глубокими пазами в роторе, либо с двойной клеткой ротора, имеется в той или иной степени явление вытеснения тока в стержнях ротора. Поэтому их параметры непостоянны и механические характеристики значительно отличаются от от характеристик, рассчитанных по формулам Клосса. Однако, эти формулы благодаря своей простоте позволяют выполнять многие расчеты и делать общие заключения о свойствах и работе АД. В тех же случаях, когда необходима большая точность, должны использоваться экспериментально снятые механические характеристики. У некоторых к.з. двигателей при малых скоростях механическая характеристика имеет провал,(см. рис.), вызванный влиянием высших гармоник поля, с чем следует считаться при пуске двигателя под нагрузкой.
Электромеханические характеристики АД представляют собой зависимости . Т.к. ток ротора является основной величиной для оценки режима работы двигателя, рассмотрим графическую зависимость .
Задаваясь величиной S, получим графическую зависимость , т.е. электромеханическую характеристику АД. Она изображена на рис.
при S стремящемся к бесконечности.
Искусственные механические характеристики АД при изменении параметров цепей статора, ротора и питающей сети.
Искусственные механические характеристики АД можно получить введением в цепь ротора или статора добавочного сопротивления, изменением величины и частоты питающего напряжения и т.п. Рассмотрим, какое влияние на механические характеристики двигателя оказывают перечисленные факторы.
1. При изменении подводимого к двигателю напряжения изменяется момент, т.к. он пропорционален квадрату напряжения. Синхронная скорость 0 и критическое скольжение, а также форма характеристики сохраняются. Изменится величина скорости при МН, однако, это изменение будет незначительным. Уменьшение напряжения приводит к значительному снижению перегрузочной способности М, но снижается и ток холостого хода. При U1=UHOM магнитная цепь АД насыщена. Увеличение U1 при f=const приводит при равных условиях к быстрому увеличению тока намагничивания. Т.к. у двигателей нормального исполнения ток холостого хода , превышение U1 на (2030)% может увеличить I0 до значений, превышающих I1H, и двигатель может нагреваться сверх допустимой температуры даже при отсутствии полезной нагрузки.
2. Введение добавочного активного и индуктивного сопротивления в цепь статора. Для ограничения величины пускового тока к.з. АД иногда в цепь статора вводят добавочное активное или индуктивное сопротивления. При этом уменьшаются критический момент и критическое скольжение в двигательном режиме. Скорость, соответствующая критическому скольжению, несколько возрастает. Семейства механических характеристик для этих случаев изображены на рисунках. Введение в цепь статора добавочных сопротивлений вызывает понижение напряжения на его зажимах и уменьшает броски тока и пускового момента, что важно для смягчения ударов в передачах. Правда, в добавочном активном сопротивлении теряется часть энергии, а введение добавочного индуктивного сопротивления уменьшает коэффициент мощности двигателя.
Величина сопротивления, включаемого в цепь статора, определяется желаемым значением пускового тока. Если требуется ограничить пусковой ток двигателя до значения I = αI, , где α<1, то для этого полное сопротивление к.з. в начальный момент пуска должно быть , где - полное сопротивление к.з. при номинальных условиях .
Расчетные формулы для определения добавочных сопротивлений можно найти используя треугольники короткого замыкания. Видно, что 3. введение добавочного активного сопротивления в цепь ротора.
При введении в цепь ротора AD добавочного активного сопротивления увеличивается критическое скольжение, , максимум критического момента смещается в сторону больших скольжений, а величина его не меняется, т.к. он не зависит от активного сопротивления роторной цепи. Введение в цепь ротора добавочного активного сопротивления используется для ограничения пускового тока и увеличения пускового момента. Можно ввести такое Rдаб , при котором критическое скольжение окажется равным 1 , а пусковой момент двигателя равным критическому. Физически увеличение пускового момента объясняется увеличением активной составляющей тока ротора (увеличением числа проводников обмотки ротора, на которые электромагнитные силы действуют по направлению вращения и уменьшением числа проводников, на которые электромагнитные силы действуют против направления вращения). Семейство механических характеристик двигателя, соответствующих разным по величине Rдаб , введенным в цепь ротора , изображено на рисунке.
4. Изменение частоты питающей сети.
При изменении частоты питающей сети и Uсети=U1=const, меняется ω0=и критический момент, так как он зависит от частоты обратно пропорционально её квадрату. Изменяется и магнитный поток, при чём он уменьшается с ростом частоты и увеличивается при её уменьшении. Это видно из уравнения равновесия ЭДС для одной фазы статора: . Пренебрегая падением напряжения в цепи статора, можно написать для абсолютных значений ЭДС и напряжения при U1=const.
.
Отсюда видно, что при росте f1 поток уменьшается, а при уменьшении f1 он растет. Этим объясняется и изменение критического момента двигателя и его перегрузочной способности. Увеличение потока ведет к насыщению магнитной цепи машины, увеличению намагничивающего тока, следствием чего является ухудшение энергетических показателей двигателя. Уменьшение потока при постоянном моменте нагрузки приведет к увеличению тока ротора, что видно из выражения , и потребляемого из сети тока, следовательно, к перегрузке обмоток двигателя при недоиспользованной стали. В обоих случаях изменяется перегрузочная способность двигателя. Поэтому для наилучшего использования двигателя желательно всегда поток иметь постоянным. Для этого при изменении частоты необходимо изменять и величину подводимого напряжения, причем не только в функции частоты, но и в функции нагрузки. В простейшем же случае при изменении напряжения в той же степени, что и частоты, т.е. при , механические характеристики будут выглядеть так, как изображено на рисунке. Видно, что при изменении напряжения только в функции частоты по закону при частотах, меньших 0,5 f1Н перегрузочная способность двигателя будет уменьшаться. Это объясняется влиянием падения напряжения на активном сопротивлении обмотки статора, которое приводит к уменьшению напряжения на намагничивающем контуре обмотки статора, к уменьшению магнитного потока и следовательно, к уменьшению критического момента двигателя.
Билет №3
3. Следящие СУЭП (структурная схема; расчет установившейся динамической ошибки слежения; добротность следящих СУЭП; структурная схема инвариантной СУЭП).
Следящая система управления - замкнутая динамическая система, обеспечивающая перемещение исполнительного органа рабочей машины в соответствие с изменяющимся по произвольному закону задающим воздействием. Основным требованием к следящей САУ является обеспечение заданной динамической точности перемещения исполнительного органа в условиях воздействия на систему возмущений внешней среды. Спецификой следящей САУ является ее функционирование исключительно в режиме малых перемещений, при котором ни одна координата системы не выходит на режим ограничения. Точность следящей САУ обычно оценивают по точности воспроизведения задающего воздействия, изменяющегося с постоянной скоростью, ускорением или по гармоническому закону. В связи с этим для оценки качества следящих САУ оперируют понятиями добротности по скорости, ускорению или частотой среза ЛАЧХ разомкнутой системы.
Рассмотрим структурную схему следящей САУ с подчиненным контуром регулирования скорости электропривода (рис. 8.20).
Рис. 8.20. Структурная схема следящей САУ с подчиненным контуром регулирования скорости
Воздействие статической нагрузки Mс на валу электропривода здесь приведено к выходу замкнутого контура регулирования скорости (ЗКРС).
Пусть ЗКРС настроен на ТО, т.е. применен П-регулятор скорости, а следовательно
Полагая Uзс = 0 и, принимая во внимание, что Mc = ic / Kд , получим
Если ЗКРС настроен на СО, т.е. применен ПИ-регулятор скорости, и на его входе установлен фильтр с постоянной времени 4Tc , то его передаточная функция имеет вид
Полагая Uзс = 0 и, принимая во внимание, что Mc = ic / Kд , получим
Пусть ЗКРС настроен на ТО. Для квазиустановившегося режима (P=0) получим величину установившейся ошибки следящей САУ:
Обозначая коэффициент передачи разомкнутого контура регулирования положения через Kркрп и подставляя значения коэффициентов Kзкрс и Kрп , получим Kркрп = K Kзкрс Kрп Kп = 1 / 2Tп , а следовательно
Добротность по скорости или просто добротность - величина, определяемая отношением
D =  з /  уст .
Добротность по моменту - величина, определяемая отношением
Dмc = M c /  уст .
Для снижения  уст , а следовательно для увеличения добротности следящей САУ, необходимо увеличивать быстродействие ЗКРП. Величина добротности системы по моменту определяется не только быстродействием ЗКРП, но и величиной KKмс .
Если ЗКРС настроить на СО и установить на входе фильтр с постоянной времени 4Tс , то величина добротности по скорости останется той же, что и при настройке на ТО, а добротность по моменту устремится к бесконечности. В этом случае, однако, можно говорить о добротности системы по скорости изменения момента на валу электропривода, численно равной 1 / 8Tп Tc KKмс .
Применение ПИД-РП теоретически позволяет повысить добротность еще в 2 раза, однако, проблема структурной устойчивости (наличие интегратора 2-го порядка в структуре САУ), наличие неидеальностей и упругостей кинематических передач вынуждают при введении интегральной составляющей в структуру РП отходить на практике от стандартных настроек ЗКРП, уменьшая, прежде всего, коэффициент передачи РП, а значит и добротность САУ. Все это резко снижает эффективность применения интегратора в структуре регулятора положения.
Эффективным средством повышения точности следящих систем управления является применение комбинированного управления, обеспечивающего инвариантность (квазиинвариантность) САУ по отношению к задающим и возмущающим воздействиям. Структурная схема такой системы приведена на рис. 8.22.
В структуру следящей системы управления введены два звена компенсации влияния задающего и возмущающего воздействий (Wк1(P) и Wк2(P)). Инвариантность САУ к изменению задающего воздействия обеспечивает звено Wк1(P), инвариантность к изменению возмущающего воздействия - звено Wк2 (P). Wк1(P) = P / K Wзкрс(P) .
Рис. 8.22. Структурная схема следящей САУ с комбинированным
управлением
Важно отметить, что введение компенсирующих звеньев не изменяет характеристического уравнения системы, замкнутой по положению, а следовательно не оказывает влияния на устойчивость следящей САУ. Система комбинированного управления с упрощенной структурой компенсирующих звеньев обеспечивает частичную инвариантность по отношению к задающим и возмущающим воздействиям и носит название квазиинвариантной к этим воздействиям.
Билет №4
1.Критерий устойчивости Найквиста. Алгоритм использования критерия Найквиста. Привести годографы Найквиста для устойчивых, неустойчивых систем и систем на границе устойчивости.
Критерий Г. Найквиста позволяет судить об устойчивости замкнутой системы по амплитудно-фазовой характеристике разомкнутого контура системы. В этом заключается существенное преимущество критерия, т.к. построение АФЧХ разомкнутого контура для большинства реальных систем оказывается проще, чем построение годографа Михайлова. Особенно упрощается это построение для одноконтурных систем, состоящих из типовых звеньев.
Найквист в своем критерии рассматривает вспомогательную функцию, определяемую по формуле
,(7.21)
где- частотная передаточная функция разомкнутого контура.
Для физически реализуемых САУ степень полинома не выше степень полинома . Тогда степени числителя и знаменателя в (7.21) одинаковы и равны n.
Полюса этой передаточной функции являются полюсами разомкнутой САУ, а нули - полюсами замкнутой системы. Для устойчивости замкнутой системы необходимо и достаточно, чтобы все нули (7.21) располагались в левой половине комплексной плоскости.
Рассмотрим три случая.
1. Система в разомкнутом состоянии устойчива. Критерий Найквиста для первого случая: замкнутая система будет устойчивой, если АФЧХ разомкнутой системы не пересекает отрезок (-¥; -1), т.е. не охватывает критическую точку (-1; j0).
На рисунке 7.5а изображен годограф системы, устойчивой в замкнутом состоянии, а на 7.5б - неустойчивой системы.
Рис. 7.5. Годографы Найквиста устойчивой (а) и неустойчивой (б) системы
Система находится на границе устойчивости, если годограф, соответствующий амплитудно-фазовой характеристики разомкнутой системы, хотя бы один раз пересечет точку (-1; j0).
Определение критерия Найквиста:
система в замкнутом состоянии будет устойчива, если разность между числами положительных и отрицательных переходов годографа разомкнутой системы отрезка действительной оси будет равна m/2, где т - количество корней характеристического уравнения разомкнутой системы, находящихся в правой полуплоскости.
Билет №4
2. Приведите основные уравнения трансформатора при нагрузке.
1) Для первичной цепи трансформатора, включенной в сеть на напряжение U1, с учетом падения напряжения в активном сопротивлении первичной обмотке r1 можно записать уравнение напряжений по второму закону Кирхгофа:
U1+E1+Eσ1=I1r1 (1)
Или, перенеся ЭДС в правую часть уравнения и выразив ЭДС рассеяния через индуктивное сопротивление рассеяния (Eσ1=-j I1x1), получим уравнение напряжений для первичной цепи трансформатора: U1=(-E1)+ j I1x1 +I1r1 (2)
ЭДС первичной обмотки Е1, наведенная основным магнитным потоком Ф, представляет собой ЭДС самоиндукции, а поэтому находится в противофазе с подведенным к первичной обмотке напряжением U1.
Обычно индуктивное j I1x1 и активное I1r1 падение напряжения невелики, а поэтому с некоторым приближением можно считать, что подведенное к трансформатору напряжение U1 уравновешивает ЭДС Е1, т.е. U1≈(-E1)
2) I0 - создаёт Ф0; - I2` - компенсирует размагничивающее действие I2`
3) Для вторичной цепи трансформатора, замкнутой на нагрузку сопротивлением Zн
Ф0 → E2`
Фσ → Е`2s= - jI2`x2`
Е`2a= - I2`r2`
уравнение напряжений имеет вид: Из этого следует, что напряжение на выходе нагруженного трансформатора отличается от ЭДС вторичной обмотки на величину падения напряжений на этой обмотке.
Билет №4
3.Способы и системы управления асинхронным ЭП (фазовое и частотное управление; закон управления Костенко и его модификации в зависимости от нагрузочных характеристик рабочих машин; частотно-токовое управление; скалярное и векторное управление).
Для управления АД с короткозамкнутым ротором применяют два основных подхода: фазовое управление и частотное управление. Первый подход базируется на изменении угла отпирания тиристоров реверсивного управляемого выпрямителя, подключенного к цепи статора (рис. 9.1).
Рис. 9.1. Функциональная схема СУ ЭП с фазовым управлением
Обозначения:
- заданное действующее значение напряжения статора;
- угол отпирания тиристоров;
СИФУ - система импульсно-фазового управления.
При фазовом управлении тиристорами изменяется, по сути, средневыпрямленное напряжение полуволн питающей сети при постоянстве частоты питающей сети. Отсюда недостатки такого способа регулирования:
1. снижение критического электромагнитного момента АД при уменьшении напряжения статора , причем в квадратичной зависимости
,(9.1)
где,(9.2)
- э.д.с. асинхронной машины,
- число витков обмотки статора,
- магнитный поток,
- частота напряжения статора,
- угловая скорость вращения поля статора;
Второй подход базируется на принципе частотного управления АД. Как следует из (9.2) при уменьшении частоты питающего напряжения необходимо одновременно изменять и напряжение статора, чтобы избежать насыщения магнитной цепи при увеличении магнитного потока . В связи с этим различают несколько способов (законов) частотного управления:
1. пропорциональное управление (закон Костенко) при обеспечении
;(9.3)
2. управление с постоянным максимально допустимым моментом нагрузки или магнитным потоком (с - компенсацией падения напряжения в обмотках статора) при
; (9.4)
3. квадратичное управление (управление с постоянной мощностью АД) при
или .(9.5)
Механические характеристики АД, соответствующие этим законам управления, приведены на рис. 9.2.
Рис. 9.2. Механические характеристики АД при различных законах частотного управления
Закон пропорционального управления целесообразен при вентиляторном характере нагрузки (вентиляторы, дымососы, компрессоры), закон с - компенсацией - при постоянстве момента нагрузки (лифты, подъемники), закон квадратичного управления - при постоянстве мощности электропривода (тяговый электротранспорт).
Специфическими разновидностями частотного управления являются частотно-токовое управление и векторное управление. В первом случае управляют частотой и амплитудой тока статора. При этом преобразователь частоты рассматривается как источник переменного тока. Во втором случае оптимальное управление АД достигается изменением амплитуды, фазы и частоты векторов тока и потокосцепления. Система частотно-токового управления АД
Наибольшее распространение такие системы получили в станкостроении. Обычно СУ ЭП проектируют так, чтобы потосцепление ротора . Стабилизация потокосцепления необходима, чтобы, с одной стороны, недопустить насыщение магнитной системы, с другой, - недопустимое снижение магнитного потока и, соответственно, электромагнитного момента. В энергетическом отношении это наиболее выгодный режим работы АД.
На основании схемы замещения АД (см. рис. 4.8)
,(9.7)
где - абсолютное скольжение АД, .(9.8)
Таким образом, потокосцепление и момент определяются током ротора и абсолютным скольжением.(9.9)
На практике нелинейную функцию обычно линеаризуют (см. пунктирную кривую на рис. 9.9).
Рис. 9.9. График функции Таким образом, ток статора и электромагнитный момент АД зависят только от абсолютного скольжения, а следовательно их небходимо формировать именно в функции . Функциональная схема СУ ЭП приведена на рис. 9.10.
Рис. 9.10. Система частотно-токового управления АИТ
СУ ЭП является двухконтурной: внутренний контур - контур тока статора, внешний - контур скорости. Регулятор скорости формирует сигнал задания частоты тока статора, пропорциональный ошибке регулирования скорости. На вход функционального преобразователя ФП подается разность выходного сигнала регулятора скорости и сигнала датчика скорости Uдс, пропорционального скорости АД. Таким образом, на входе ФП формируется сигнал пропорциональный абсолютному скольжению
,
а, следовательно, выходной сигнал ФП сигнал может служить заданием тока статора или момента. На рис. 9.10 этот сигнал обозначен Uзт .
Векторное управление
Существует достаточно большое количество преобразователей частоты реализующее векторное управление: ПЧ с АНИ-ШИМ, ПЧ на основе инвертора тока, который реализует как векторное так скалярное управление. Впервые была разработана система векторного управления в 1976-1977гг, называлась - "Трансвектор". Реализованная на аналоговых элементах и в классическом виде представляла прямое векторное управление АМ.
Векторное управление - это управление во вращающейся системе координат, где скорость поля равна скорости координат , система ориентированна по полю, где вектор потокосцепления ротора совпадает с одной из осей.
Согласно математическому описанию проекция вектора на оси координат однозначно определяют величину электромагнитного момента М и потокосцепления ротора .
Для управления АМ необходимо произвести двойное преобразование, т.е. измеренные величины токов в неподвижной системе координат, преобразуются во вращающуюся систему, где осуществляются их регулирование и далее их обратное преобразование. Для осуществления перехода из одной системы в другую, необходимо в каждый момент времени знать угол между системами координат (неподвижной и вращающейся). Существует несколько способов определения этого угла ():
1. Используются датчики Холла, которые устанавливаются в расточку статора под углом 900 относительно друг друга, при помощи которых определяют величину главного магнитного потока а зазоре.
2. Используются измерительные обмотки. Измеряются Е1 и Е2.
3. Косвенное определение составляющих магнитного потока, при помощи вычислительных устройств или математической модели АМ. На основе составляющих фазных токов на выходе получаем: и .
Функциональная схема системы "Трансвектор"
Error! Not a valid link.
Условные обозначения.
УПТ(Н) - устройство поворота тока (напряжения);
ПК - преобразователь координат, преобразует 3-х фазную систему в 2-фазную:
ПКТ - преобразователь координат тока; ПКП - преобразователь координат потокосцепления;
ПКН - преобразователь координат напряжения;
РС - регулятор скорости;
РП - регулятор потокосцепления;
РIx, РIy - регуляторы тока по осям 0Х, ОУ;
КИ - координатный индикатор или блок выпрямления угла между системами координат.
Работа схемы.
Система "Трансвектор" реализует векторное управление АМ во вращающейся системе координат, где два замкнутых контура регулирования составляющих тока, осуществляет регулирование электромагнитного момента и магнитного потока. Для определения угла между системами координат используется датчик Холла, ПКП и КН на выходе которого формируются сигналы sin и cos. Эти сигналы используются для прямого и обратного управления координат, которое осуществляется с помощью УПН и УПТ. На выходе ПКН формируются три управляющих фазных значения, поступающих на ПЧ с ШИМ.
1
Документ
Категория
Разное
Просмотров
157
Размер файла
2 033 Кб
Теги
билет
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа