close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Сыч А.Г. Курсовой СВОС

код для вставкиСкачать
 ВВЕДЕНИЕ
Цифровые системы передачи (ЦСП) обладают рядом преимуществ по сравнению с аналоговыми системами передачи, которые передают сообщение в виде непрерывных функций времени.
Системы передачи с частотным разделением каналов (ЧРК) характеризуются применением аналоговых методов модуляции, при которых модулирующий параметр может принимать любые значения в некоторых допустимых пределах. Помехоустойчивость в таких системах сравнительно невелика. Помехи вызывают паразитную модуляцию основных параметров сигналов-переносчиков и после модуляции попадают на выход канала. Помехоустойчивые методы модуляции (ЧМ и ФМ) улучшают соотношение сигнал-помеха (S/N) на выходе канала. Однако, поскольку при аналоговых методах модуляции все значения модулируемых параметров являются разрешенными, при приеме невозможно отличить паразитную модуляцию от полезной, а следовательно, невозможно отделить полезный сигнал от помехи.
Основные преимущества систем передачи с ИКМ заключаются в следующем:
1. Высокая помехоустойчивость за счет передачи сообщения двоичными сигналами.
2. Цифровые методы передачи позволяют значительно повысить помехоустойчивость и уменьшить накопление помех вдоль тракта передачи путем восстановления (регенерации) сигнала.
3. Удобство настройки и эксплуатации цифровых систем, меньшая чувствительность к искажениям, что обеспечивает более высокие технико-экономические показатели цифровых систем передачи по сравнению с аналоговыми (системы с разделением каналов по частоте).
4. Возможность использования сравнительно простых методов запоминания и хранения сообщений путем записи их в различного рода цифровых регистрах и запоминающих устройствах.
5. Принцип временного разделения каналов, применяемый в системах с ИКМ, используется в электронных автоматических телефонных станциях, что позволяет одновременное использование систем передачи и систем коммутации.
Недостатком цифровых систем связи является расширение полосы частот, требуемой для передачи сообщений с помощью ИКМ. Но этот недостаток не является определяющим по сравнению с теми преимуществами, которыми обладают цифровые системы передачи.
В основном многоканальные системы передачи применяются для передачи речевых сигналов, которые относятся к непрерывным. Речь представляет собой широкополосный процесс, частотный спектр которого простирается от 50-100 до 8000-10000 Гц. Установлено, однако, что качество речи получается вполне удовлетворительным при ограничении спектра частотами 300-3400 Гц. При указанной полосе частот разборчивость фраз составляет более 99%, при этом сохраняется удовлетворительная натуральность звучания.
Для передачи непрерывного сообщения с помощью ИКМ необходимо выполнять следующие операции:
дискретизацию сообщений по времени;
2. квантование полученных импульсов по амплитуде;
3. кодирование квантованных сигналов.
1 РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ ПРОЕКТИРУЕМОЙ ЦИФРОВОЙ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
Спектр непрерывного сообщения, передаваемый системой с ИКМ, ограничен верхней частотой Fв=3500 Гц. Требуемое количество каналов связи цифровой системы передачи информации N=29. Выполним расчет основных параметров проектируемой цифровой системы передачи информации:
1 Количество всех каналов, организуемых ИКМ-системой
N0 = N + Nс , (1.1) где Nс - количество каналов синхронизации и управления.
N0 =29 + 2 = 31.
2 Длительность цикла (период дискретизации)
T_0=1/f_0 ≤1/〖2F〗_B , (1.2)
где f0 - частота дискретизации. Если выбрать частоту дискретизации из условия f0 = 2fв, то для восстановления непрерывного сигнала из последовательности его дискретных отсчетов необходимо использовать идеальный фильтр нижних частот с частотой среза fср = fв. В реальных системах частоту дискретизации выбирают из условия f0 > 2fв. Обычно f0 = (2,3...2,4)fв, при этом образуется защитный промежуток ∆fз, позволяющий использовать простые ФНЧ на приеме для восстановления непрерывного сигнала из последовательности его дискретных отсчетов.
Рассчитаем значение частоты дискретизации
f0 = 2.35Fв , (1.3)
f0=2,353500= 8225 Гц,
T_0=1/(2.353500)=12.158 〖10〗^(-5) с.
3 Длительность канального интервала
Т_к=T_0/N_0 , (1.4)
Т_к=(12.158 〖10〗^(-5))/31=3.922 〖10〗^(-6) с.
4 Длительность тактового интервала между кодовыми импульсами в канальном интервале T_T=T_K/n , (1.5)
где n - количество разрядов в кодовой комбинации квантованного отсчета, (n = 8).
T_T=(3.922 〖10〗^(-6))/8=4902 〖10〗^(-9 ) с.
5 Длительность кодового импульса
= 0.5 TT, (1.6)
τ=0.5 4902 〖10〗^(-9 )=245 〖10〗^(-9) с.
6 Тактовая частота линейного сигнала fт = N0 n f0 , (1.7)
f_т=8 31 2,35 3500=2,04 МГц.
7 Длительность упраляющих канальных импульсов
t_и=T_0/((3...4) N_0 )(1.8)
t_и=(12.158 〖10〗^(-5))/(4 31)=0.9805 〖10〗^(-6) с.
8 Требуемая полоса пропускания линейного тракта для ИКМ-системы передачи
∆f=1/τ (1.9)
∆f=1/(245 〖10〗^(-9) )=4,082 МГц.
2 РАСЧЕТ СПЕКТРА АИМ-СИГНАЛА
Преобразование аналогового сигнала в дискретный называется дискретизацией. В результате дискретизации получается амплитудно-импульсный сигнал (АИМ). Различают амплитудно-импульсную модуляцию первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода.
При АИМ-1 амплитуда импульса следует за изменениями модулирующего сообщения в течение всего времени существования этого импульса. Модулированный сигнал АИМ-1 можно записать следующим образом: U(t)= U0[1+mаим (t)] S( t - ti) где U0 - амплитуда немодулированных прямоугольных импульсов;
mаим - коэффициент глубины модуляции импульсов;
(t) - непрерывное сообщение;
S0 (t)-последовательность немодулированных импульсов с периодом следования T0;
S(t)- нормированная функция, выражающая форму импульса;
ti - момент появления i-го импульса; ti=iT0+tн, где tн - время начала действия первого импульса;
S0 (t)= U0 S( t - ti)
Произведем расчет спектра АИМ-1 сигнала для аналогового сообщения с частотами Fн и Fв.
Если модулирующий (дискретизируемый) сигнал (t) синусоидальный, т.е. , где U- амплитуда гармонического сигнала (U = 1В), то сигнал на выходе модулятора при АИМ-1 определяется соотношением :
(2.2)
Поскольку модуль спектральной плотности входит в общей форме в выражение, оно пригодно для расчета частотных спектров при любой форме немодулированных импульсов.
Из этого выражения следует, что при амплитудно-импульсной модуляции в спектре сигнала около каждой гармонической составляющей исходной периодической последовательности (частоте дискретизации) появляются боковые колебания с частотами и . Помимо этих гармоник спектр содержит колебания с частотой , а также постоянную составляющую.
Таким образом, задача восстановления непрерывного сигнала из последовательности его дискретных отсчетов заключается в фильтрации модулирующего сигнала с частотой , находящегося в низкочастотной части сигнала АИМ, с помощью ФНЧ, при этом подавляются составляющие в высокочастотной части спектра.
В тех случаях, когда модулирующий сигнал характеризуется спектром с полосой частот от до , спектральная диаграмма АИМ сигнала будет иметь более сложный вид. Теперь вместо отдельных пар боковых колебаний в окрестностях частот (где n = 1,2,3,...), будут наблюдаться боковые полосы, а в низкочастотной части спектра модулированного колебания - спектр модулирующего сообщения. С помощью ФНЧ из такого спектра АИМ сигнала может быть выделена полоса частот модулирующего сигнала.
В нашем случае модулирующий сигнал характеризуется спектром с полосой частот от до , и имеет трапецеидальный вид.
Произведем расчет для n = 1,8, 18, 28, 38, 48 и полученные результаты сведем в таблицу 1.
Для примера рассчитаем первую стоку в таблице, заполнение оставшейся таблицы будет аналогично. Учитывая характер энергетического спектра русского речевого сигнала принимаем значение спектра на частотах ,, равным нулю. Определим постоянную составляющую:
A_0=(U_0 t_И)/T_0 В (2.3)
A_0=(1.2 0.9805 〖10〗^(-6))/(12.158 〖10〗^(-5) )=9.673 〖10〗^(-3) B
Определим нулевую, верхнюю и нижнюю частоты: ω_0=2π/T_0 =2πf_0=2 3.14 2.35 8225=51.679 〖10〗^3рад/c
ω_в=2πf_0=2 3.14 2.35 3500=21.991 〖10〗^3рад/c
ω_н=2πf_н=2 3.14 2.35 310=1.948 〖10〗^3рад/c
Амплитуда бокового спектра постоянной составляющей определяется из выражения:
A_0^бок=(U_0 t_И m_АИМ)/T_0 (2.4)
A_0^бок=(1.2 0.9805 〖10〗^(-6) 0.8)/(12.158 〖10〗^(-5) )=7.738 〖10〗^(-3) B
Амплитуда первой гармоники на несущей частоте:
A_n=〖2U〗_0/πn sin⁡|(nω_0 t_И)/2| (2.5) A_1=(2 1.2)/(3.14 1) sin⁡|(1 51.679 〖10〗^3 1.292 〖 10〗^(-6))/2|=0.764 sin⁡0.025=
=19.343〖 10〗^(-3) В
A_n^бок=(U_0 m_АИМ)/πn sin⁡|(nω_0 t_И)/2| (2.6)
A_1^бок=(1.2 0.8)/(3.14 1) sin⁡|(1 51.679 〖10〗^3 1.292 〖 10〗^(-6))/2|=0.306 〖sin 〗⁡0.025=7.737 〖 10〗^(-3) B Аналогичным образом производим расчет для всех остальных строк таблицы.
Таблица 1 - Результаты расчета спектра модулированного АИМ-сигнала
N 0 9.673 〖10〗^(-3) - - 7.738 〖10〗^(-3) - 1 19.343 〖 10〗^(-3) - 7.737 〖 10〗^(-3) 7.737 〖 10〗^(-3) - 7 19.244 〖 10〗^(-3) - 7.698 〖 10〗^(-3) 7.698 〖 10〗^(-3) - 18 18.682 〖 10〗^(-3) - 7.473 〖 10〗^(-3) 7.473 〖 10〗^(-3) - 27 17.873 〖 10〗^(-3) - 7.149 〖 10〗^(-3) 7.149 〖 10〗^(-3) - 38 16.495 〖 10〗^(-3) - 6.598 〖 10〗^(-3) 6.598 〖 10〗^(-3) - 47 15.091 〖 10〗^(-3) - 6.036 〖 10〗^(-3) 6.036 〖 10〗^(-3) - 3 ДИСКРЕТИЗАЦИЯ СООБЩЕНИЙ ПО ВРЕМЕНИ
Преобразование аналогового сигнала в дискретный называется дискретизацией. В результате дискретизации получается амплитудно-импульсный сигнал (АИМ). Различают амплитудно-импульсную модуляцию первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода.
Задача восстановления непрерывного сигнала из последовательности его дискретных отсчетов заключается в фильтрации модулирующего сигнала с частотой , находящегося в низкочастотной части спектра АИМ-сигнала, с помощью ФНЧ.
В тех случаях, когда модулирующий сигнал характеризуется спектром с полосой частот от до , спектральная диаграмма будет иметь более сложный вид. Вместо отдельных пар боковых колебаний около частот будут наблюдаться боковые полосы, а в низкочастотной части спектра модулированного колебания - спектр модулирующего сигнала.
Многоканальные системы передачи в основном применяются для передачи речевых сигналов, которые относятся к непрерывным. Для передачи непрерывного сообщения с помощью ИКМ необходимо выполнить следующие операции:
- дискретизация сообщения по времени (получение АИМ-сигнала);
- квантование полученных импульсов (отсчетов, выборок) по амплитуде;
- кодирование квантованных по амплитуде импульсов.
Дискретизация непрерывных сообщений производится АИМ-модуляторами в соответствии с теоремой Котельникова. На выходе АИМ-модуляторов формируется групповой АИМ-сигнал. Работой АИМ-модуляторов управляют последовательности канальных импульсов. Групповой АИМ-сигнал поступает на кодер, который одновременно с кодированием осуществляет операцию квантования по уровню.
Входные сигналы:
U_5=0.7 sin⁡〖2π∙〗 1800∙t_5 U_6=0.3 cos⁡2π∙1400∙t_6 U_7=-0.8 sin⁡〖2π∙〗 1400∙t_7 U_8=-0.4 cos⁡2π 1800∙t_8 Значения времени в функциях выходных сигналов для соответствующих циклов передачи определяются по формуле t_i=T_K i+T_0 (Ц-1)(3.1)
где - номер канального интервала, Ц - номер цикла. Ц = 1, 2, 3, 4.
Т_к=3.922 〖10〗^(-6) с; T_0=12.158 〖10〗^(-5) с.
Расчет величин всех отсчетов при Ц=1,2,3,4; i=5,6,7,8 :
t_5=3.834∙〖10〗^(-6)∙5=1.961∙〖10〗^(-5) U_5=0.7∙sin⁡〖2∙3.14∙〗 1800∙1.961∙〖10〗^(-5)=0.154 t_6=3.834∙〖10〗^(-6)∙6=2.353∙10-5 U_6=0.3∙cos⁡〖2∙3.14〗∙1400∙38.34∙〖10〗^(-6)=0.294 t_7=3.834∙〖10〗^(-6)∙7=2.745∙〖10〗^(-5) U_7=-0.8 sin⁡〖2∙3.14∙〗 1400∙42.174∙〖10〗^(-6)=-0.191 t_8=3.834∙〖10〗^(-6)∙8=3.138∙〖10〗^(-5) U_8=-0.4 cos⁡〖2∙3.14〗∙1800∙46.008∙〖10〗^(-6)=-0.375 Результаты остальных расчетов приведем в виде таблиц:
Таблица 3 - Результаты расчёта величин отсчётов входных сигналов для
1-4-го циклов передачи
Цикл 1Цикл 3t,сU,Вt,сU,Вt5 =1.961∙10-5
t6 =2.353∙10-5
t7 =2.745∙10-5
t8 =3.138∙10-5
U5 = 0.154
U6 =0.294
U7 =-0.191
U8 =-0.375
t5=2.628∙10-4
t6=2.667∙10-4
t7=2.706∙10-4
t8=2.745∙10-4
U5=0.118
U6= -0.21
U7= -0.552
U8= 0.4
Цикл 2Цикл 4t,сU,Вt,сU,Вt5=1.412∙10-4
t6=1.451∙10-4
t7=1.49∙10-4
t8=1.53∙10-4
U5= 0.7
U6= 0.087
U7=-0.773
U8=0.063
t5=3.843∙10-4
t6=3.883∙10-4
t7=3.922∙10-4
t8=3.961∙10-4
U5= -0.654
U6= -0.289
U7= 0.243
U8= 0.092
4 КВАНТОВАНИЕ ОТСЧЕТОВ ПО УРОВНЮ И
ИХ КОДИРОВАНИЕ
Квантование сообщения по уровню применяется для получения конечного числа амплитудных значений дискретных отсчетов сигнала взамен непрерывного бесконечно большого количества их значений, то есть процесс квантования аналогичен процедуре округления числа до ближайшего разрешенного значения. Такое округление всегда связано с погрешностью, называемой погрешностью квантования.
В зависимости от разбивки динамического диапазона сообщения на уровни квантования различают равномерное (линейное) и неравномерное (нелинейное) квантования. Наиболее распространенными для кодеров с неравномерным шагом квантования являются два приблизительно равноценных закона компандирования μ и A, с помощью которых получается квазилогарифмическая характеристика компрессора.
Характеристика компрессии закона A описывается следующим уравнением:
где sign(λ) - полярность сигнала;
λ - амплитуда входного сигнала;
А - параметр, используемый для определения степени компрессирования.
При декодировании осуществляется обратное цифро-аналоговое преобразование сигналов. Особенность нелинейного декодера заключается в формировании характеристики экспандера, обратной по сво- ему характеру характеристике компрессии. Часто вместо относительной величины Uλ/Uмакс конечные точки сегментов для целочисленного представления даются, исходя из максимальной амплитуды сигнала (Uмакс = Dс - динамический диапазон сигнала), равной 4096 условным единицам. Конечные точки сегментов при кодировании с компрессированием по закону А равны 32, 64, 128, 256, 512, 1024, 2048, 4096 условным единицам. В соответствии с этим для отсчета с абсолютным значением λ можно найти его значение в условных единицах по формуле:
〖 λ〗_i=|U_λ/U_MAKC |∙4096=|U_λ/D_C |∙4096 (4.1)
λ_5=|0.154/1.9|∙4096=331.943 у.е;
λ_6=|0.294/1.9|∙4096=633.802 у.е;
λ_7=|(-0.191)/1.9|∙4096=411.756 у.е;
λ_8=|(-0.375)/(-1.9)|∙4096=808.421 у.е;
Номер сегмента С квантованного отсчёта определяется как наименьшее целое из выражения:
〖 C〗_i>log_2⁡〖(λ/32) (4.2)〗
C_5>log_2⁡〖(331.992/32),〗 C_5>3.375⇒C_5=4;
C_6>log_2⁡(633.802/32),C_6>4.306⇒C_6=5;
C_7>log_2⁡(411.756/32),C_7>3.688⇒C_7=4;
C_8>log_2⁡〖(808.421/32),〗 C_8>4.659⇒C_8=5;
C_5=4 двоичный код - 100;
C_6=5 двоичный код - 101;
C_7=4 двоичный код - 100;
C_8=5 двоичный код - 101;
Найдем разность r между амплитудой входного сигнала и величиной, соответствующей нижней конечности точке данного сегмента:
r={█(λ, @λ-16∙2^C,)┤ ■(при С=0 @при С=1,2...7.)
Так как в наших каналах нет нулевого сегмента, то r найдём из выражения:
r_i=λ_i-16∙2^C
r_5=331.992-(16∙2^4 )=75.943
r_6=633.802-(16∙2^5 )=121.802
r_7=411.756-(16∙2^4 )=155.756
r_8=808.421-(16∙2^5 )=296.421
Номер уровня квантования К отсчёта в сегменте определяется как наименьшее целое из выражения:
K>{█(r/2-1, при С=0 @r/2^C -1, при С=1,2...7.)┤
где K = 0, 1, 2, ... 15.
Так как в каналах нет нулевого сегмента, то К найдем из выражения:
K_i>r/2^Ci -1;
K_5>75.992/2^4 -1,K_5>3.746⇒K_5=4;
K_6>121.802/2^5 -1,K_6>2.779⇒K_6=3;
K_7>155.756/2^4 -1,K_7>8.778⇒K_7=9;
K_8>296.421/2^5 -1,K_8>8.269⇒K_8=9;
K_5=4 двоичный код - 0100;
K_6=3 двоичный код - 0011;
K_7=9 двоичный код - 1001;
K_8=9 двоичный код - 1001;
Аналогичные расчеты произведем для 2-го, 3-го и 4-го циклов передачи. Результаты расчетов сведем в таблицу 4.
Таблица 4 - Результаты квантования отсчетов по уровню и их кодирование
Номер циклаНомер исследуемого каналаЗначение отсчетаПолярность отсчетаКод полярности отсчетаНомер сегмента (с)Код номера сегментаУровень квантования
в сегментеКод уровня квантования
в сегментеЗакодированное значение
отсчетаВу.е.
150.154331.943+14100401001100010060.294632.931+1510130011110100117-0.191412.454-0410091001010010018-0.375808.592-051019100101011001250.71509+16110701111101011160.087187.613+1301170111101101117-0.7731667-061101010100110101080.063136.614+130110000010110000350.118254.895+13011151111101111116-0.21452.604-04100121100010011007-0.5521190-06110200100110001080.063136.614+151011010101101101045-0.6541409-0611060110011001106-0.289622.639-05101300110101001170.243523.383+15101000001101000080.092198.61+130118100010111000 5 РАСЧЕТ ПОГРЕШНОСТЕЙ КВАНТОВАНИЯ
Абсолютное значение квантованного отсчета в условных единицах на выходе кодера при законе компрессии А можно определить как
〖 λ〗_k={█(2K+1 @2^C (K+16.5),)┤ ■(при C=0 @при C=1,2...7.) (5.1)
λ_k5=2^4∙(4+16.5)=328 у.е;
λ_k6=2^5∙(3+16.5)=624 у.е;
λ_k7=2^4∙(9+16.5)=408 у.е;
λ_k8=2^5∙(9+16.5)=846 у.е;
Абсолютное значение квантованного отсчета в единицах измерения входного сигнала определяется по формуле
〖 U〗_λk=(U_макс λ_k)/4096=(D_C λ_k)/4096 (5.2)
U_λk5=(1.9∙328)/4096=0.152 B;
U_λk6=(1.9∙624)/4096=0.289 B;
U_(U_λk7 )=(-1.9∙408)/4096=-0.189 B;
U_λk8=(-1.9∙846)/4096=-0.379 B;
Погрешность (абсолютная) квантования равна
ε_КВ=|U_( λ)-U_λk | (5.3)
〖 ε〗_КВ5=|-0.154-0.245|=1.829∙〖10〗^(-3) B;
ε_КВ6=|0.294-0.0913|=4.143 〖10〗^(-3) B;
〖 ε〗_КВ7=|-0.191-0.0581|=2.066 〖10〗^(-3) B;
〖 ε〗_КВ8=|-0.375-0.2855|=3.436 〖10〗^(-3) B;
Относительная погрешность квантования определяется по формуле
δ=ε_КВ/U_( λ) ∙100% (5.4)
δ_5=(1.829 〖10〗^(-3))/0.154∙100%=1.188 %
δ_6=(4.143 〖10〗^(-3))/0.294∙100%=1.411 %
δ_7=(2.066 〖10〗^(-3))/(-0.191)∙100%=1.08 %
δ_8=(3.436 〖10〗^(-3))/(-0.375)∙100%=0.916%
Таблица 5 - Результат расчета погрешностей квантования
Номер циклаНомер исследуемого каналаЗначение отсчётаЗначение квантованного отсчёта входного сигналаАбсолютная погрешность квантования, мВОтносительная погрешность квантования, %Ву.е.Ву.е.150.154331.9430.1523281.8291.18860.294632.9310.2896244.1431.4117-0.191412.454-0.1894082.0661.088-0.375808.592-0.3798163.4360.916250.715090.69815042.1070.30160.087187.6130.0871880.17970.2067-0.7731667-0.7871696141.75580.063136.6140.0651401.5712.479350.118254.8950.1172521.3431.1366-0.21452.604-0.2124561.5750.757-0.5521190-0.54911842.580.46780.063136.6140.0651401.5712.47945-0.6541409-0.6681440142.1726-0.289622.639-0.2896240.63110.21970.243523.3830.2455282.1420.88280.092198.610.0911961.2111.314
0
4
Документ
Категория
Рефераты
Просмотров
39
Размер файла
195 Кб
Теги
сыч, свос, курсовой
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа