close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Курсовик по фильтрам 5 вариант

код для вставкиСкачать
СОДЕРЖАНИЕ
ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ3
ВВЕДЕНИЕ4
1. АНАЛИТИЧЕСКИЙ ОБЗОР4
2. РАЗРАБОТКА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ12
3. РАЗРАБОТКА ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ УСТРОЙСТВА И РАСЧЁТ ЕЁ ОСНОВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ И ПАРАМЕТРОВ14
3.1. ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА И РАСЧЁТ СЕЛЕКТИВНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ14
3.2. ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА И РАСЧЁТ ИСТОЧНИКОВ НАПРЯЖЕНИЯ, УПРАВЛЯЕМЫХ НАПРЯЖЕНИЕМ16
3.3. ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА И РАСЧЁТ ВЫХОДНОГО УСИЛИТЕЛЯ17
3.4. ПОЛНАЯ ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА УСТРОЙСТВА И ВЫБОР НОМИНАЛОВ19
3. МОДЕЛИРОВАНИЕ РАБОТЫ УСТРОЙСТВА19
4. РАЗРАБОТКА КОНСТРУКЦИИ УСТРОЙСТВА19
ЗАКЛЮЧЕНИЕ20
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ20
ПРИЛОЖЕНИЯ21
ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ
Разработать принципиальную схему и печатную плату активного полосового фильтра на дискретных компонентах (транзисторах, резисторах, конденсаторах ...). Фильтр должен пропускать сигнал в полосе частот от f2 до f3 и задерживать сигнал в диапазонах частот f < f1 и f > f4. Требования к амплитудно-частотной характеристике приведены в таблице 1, при этом особых требований к фазовой характеристике нет. Амплитуда входного сигнала порядка 1 мВ. Сопротивление нагрузки не задано.
Таблица 1
Вариантf1, кГцf2, кГцf3, кГцf4, кГцD, дБД, дБK, дБРеализация50,10,2512,225220Дискретные компоненты
Вид амплитудно-частотной характеристики проектируемого фильтра.
Рис.1
K - коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания;
Д - неравномерность коэффициента усиления в полосе пропускания;
D - необходимое минимальное затухание фильтра за пределами полосы пропускания;
f1, f4 - частоты задерживания;
f2, f3 - частоты среза.
ВВЕДЕНИЕ
Активные фильтры широко применяются в современных средствах передачи цифровой информации с частотным разделением каналов, радиотехнике, автоматике, измерительной технике и других областях. Их важным достоинством является совмещение функций фильтрации и усиления сигналов в диапазоне частот от долей герца до единиц гигагерц. Наибольшее распространение получили активные RC-фильтры (ARC-фильтры), возможность создания которых была обоснована в конце 30-х годов прошлого столетия. Эти устройства не содержат индуктивностей и удобны для микроисполнения.
1. АНАЛИТИЧЕСКИЙ ОБЗОР
Электрический фильтр представляет собой частотно-избирательное устройство, пропускающее сигналы в требуемой полосе частот, называемой полосой пропускания, и задерживающее сигналы других частот, относящихся к полосе задерживания. Между полосой пропускания и полосой задерживания находится переходная область. Частоты, отделяющие полосу пропускания от переходной области фильтра, называют частотами среза фильтра , а частоты, отделяющие переходную область от полосы задерживания, - граничными частотами полосы задерживания . В пределах полосы пропускания модуль передаточной функции фильтра должен быть равен заданному значению с требуемой точностью , в полосе задерживания он не должен превышать некоторого допустимого значения .
На практике часто встречаются три способа задания исходных данных для расчёта фильтра:
1. Заданы требования к амплитудно-частотной характеристике (АЧХ), при этом фазовая характеристика (ФЧХ) особого интереса не представляет. В этом случае указываются частоты среза и граничные частоты, наибольшее значение коэффициента передачи и его неравномерность в полосе пропускания, необходимое минимальное затухание в полосе задерживания и, возможно, характер изменения затухания. Такой способ задания исходных данных характерен для фильтров со ступенчатой частотной характеристикой.
2. Заданы требования к фазовой характеристике (ФЧХ) либо её первой производной по частоте - характеристике времени замедления. При этом специальных требований к амплитудно-частотной характеристике (АЧХ) нет, желательно, чтобы в полосе рабочих частот схема обеспечивала достаточно равномерную передачу сигналов и не вносила значительного затухания. В этом случае указываются граничные рабочие частоты, неравномерность коэффициента передачи, время замедления и его допустимое отклонение . Такой способ задания исходных данных характерен для линий задержки, имеющих линейную фазовую характеристику и, следовательно, постоянное в рабочей полосе частот время замедления.
3. Заданы требования только к АЧХ, отличающейся от ступенчатой, или только к ФЧХ, отличающейся от линейной. Это характерно для амплитудных или фазовых выравнивателей (корректоров), относящихся к цепям с произвольными частотными характеристиками.
Процесс проектирования фильтра можно разбить на два этапа. На первом этапе решается задача аппроксимации - отыскание аналитической функции, которая с требуемой точностью воспроизводит заданную по условиям характеристику. Дополнительно накладываются условия физической реализуемости.
Передаточная функция линейных электрических цепей с сосредоточенными и постоянными во времени параметрами записывается как дробь двух полиномов
,
где Y(s) - изображение по Лапласу выходного сигнала; X(s) - изображение по Лапласу входного сигнала; - вещественные коэффициенты, зависящие от параметров элементов цепи; K - масштабный множитель; m - порядок числителя; n - порядок знаменателя; - нули передаточной функции и корни полинома N(s); - полюсы передаточной функции и корни характеристического полинома D(s = p). Для физически реализуемых систем . Для устойчивых систем все полюсы должны находиться в левой полуплоскости комплексной переменной s.
Графическое изображение полюсов и нулей в плоскости комплексной переменной s называется картой особых точек или картой полюсов и нулей. Заметим, что особые точки физически реализуемых систем действительны или образуют комплексно-сопряжённые пары, симметричные относительно горизонтальной оси, поэтому обычно на рисунках изображается только верхняя полуплоскость.
Для отыскания аппроксимирующей функции можно воспользоваться готовыми таблицами [3, стр. 180-197], составленными для низкочастотного нормированного прототипа. В этом случае необходимо выдвинуть требования к прототипу и рассчитать порядок фильтра, выбрать способ аппроксимации, найти полюсы и нули, выполнить преобразование частоты, произвести денормирование.
АЧХ низкочастотного прототипа имеет нормированную частоту среза , нормированную граничную частоту полосы задерживания , полосу пропускания , переходную область , полосу задерживания . В случае симметричного полосового фильтра . Неравномерность коэффициента передачи в полосе пропускания (дБ) и необходимое затухание (дБ) прототипа совпадают с соответствующими параметрами полосового фильтра.
При максимально плоской аппроксимации N(s) = const, а D(s) является полиномом Баттерворта (полюсы располагаются в левой части комплексной плоскости s на полуокружности единичного радиуса симметрично относительно действительной оси и отделены друг от друга равными угловыми расстояниями). Максимально плоская аппроксимация обеспечивает наиболее линейную ФЧХ (в полосе пропускания) и маленькую добротность полюсов, но даёт медленный спад АЧХ в переходной области. Такой фильтр просто рассчитывать и просто настраивать, но порядок фильтра получается большим.
При равноволновой аппроксимации N(s) = const, а D(s) связан с полиномом Чебышева. АЧХ равноволновой функции непериодически колеблется в полосе пропускания и имеет более крутой спад в переходной области по сравнению с максимально плоской функцией, но ФЧХ менее линейна, а добротности полюсов выше. Такой фильтр просто рассчитывать и просто настраивать.
При изоэкстремальной аппроксимации N(s) и D(s) связаны с дробью Золотарёва. АЧХ равноволновой функции непериодически колеблется в полосах пропускания и задерживания, имеет наибольший спад в переходной области, в некоторых точках имеет бесконечное затухание. ФЧХ далека от линейной, большие добротности полюсов, присутствуют труднореализуемые комплексно-сопряжённые нули. Такой фильтр трудно рассчитывать и трудно настраивать, но порядок получается наименьшим.
, Рассмотренные выше три способа аппроксимации являются оптимальными в том плане, что при данном способе аппроксимации они дают наименьший возможный порядок передаточной функции и, следовательно, наименьшее количество активных звеньев. Однако все их полюсы различны и требуют разных номиналов элементов. При проектировании выпускаемой в больших количествах аппаратуры решающим фактором может оказаться не минимальное число звеньев, а их унификация, уменьшение номенклатуры комплектующих элементов, сокращение настроечных операций. В этом случае фильтр можно выполнить из одинаковых звеньев, которые будут иметь одинаковый технологический цикл и настраиваться на получение одних и тех же характеристик. Для обеспечения заданной избирательности потребуется больше звеньев, чем в фильтрах Баттерворта, Чебышева и Золотарёва, зато добротности полюсов будут меньше, и это облегчит решение задачи реализации. Необходимое количество звеньев определяется исходя из необходимого затухания как для максимально плоской аппроксимации и для равноволновой аппроксимации. Далее рассчитывается неравномерность звена . В качестве прототипа берётся звено второго порядка (n = 2).
По известным коэффициентам , , и порядку фильтра n рассчитываются или берутся из соответствующей таблицы [3] полюсы и нули передаточной функции низкочастотного нормированного прототипа.
При проектировании полосовых и заградительных фильтров, а также фильтров верхних частот необходимо выполнить преобразование частоты путём замены комплексной переменной s на соответствующее выражение. Для полосового фильтра , каждый полюс даёт два полюса и нуль в начале координат, а каждый нуль даёт два нуля и полюс в начале координат, то есть
,
где - средняя частота полосы пропускания, - ширина полосы пропускания.
Для перехода от нормированных полюсов и нулей к искомым необходимо провести денормирование, которое для полосовых фильтров заключается в умножении нормированных координат на ширину полосы пропускания .
От того, насколько удачно сделан выбор способа аппроксимации, зависит стабильность характеристик, сложность реализованной схемы, а часто и сама возможность практической реализации. Нельзя указать однозначный критерий выбора.
Наиболее ярко выражены избирательные свойства фильтра Золотарёва. Он имеет наиболее узкую переходную область при равных условиях, причём его коэффициент передачи на некоторых частотах полосы задерживания равен нулю. Однако частоты затухания чередуются с частотами всплеска.
Аппроксимации по Чебышеву и Баттерворту обеспечивают одинаковую скорость нарастания затухания в полосе задерживания. Однако абсолютное затухание на равных частотах существенно больше у фильтра Чебышева, и, следовательно, он имеет более узкую переходную область, чем фильтр Баттерворта.
Полосовой фильтр Чебышева состоит только из селективных усилителей с передаточными функциями вида
,
которые напоминают последовательный колебательный RLC-контур и легко настраиваются. Селективная цепь обеспечивает усиление сигнала на частоте резонанса и имеет добротность . В [2] показано, что резонансная частота и добротность селективного усилителя всегда равны частоте и добротности его полюсов.
На втором этапе проектирования фильтра решается задача реализации - отыскание совокупности цепей, имеющих характеристики, достаточно близкие к аппроксимирующей функции. Среди множества схемных реализаций можно выделить следующие базисы [6]:
1) Сопротивление, ёмкость, управляемый источник. Под идеальным управляемым источником понимают необратимый активный четырёхполюсник, напряжение или ток на выходных зажимах которого пропорциональны напряжению или току на входных зажимах. Наибольшее распространение получили управляемые источники с частотнонезависимым коэффициентом передачи. В соответствии с определением можно выделить четыре типа таких источников: источники напряжения, управляемые напряжением; источники напряжения, управляемые током; источники тока, управляемые напряжением; источники тока, управляемые током. Предполагается, что управлению напряжением соответствует бесконечно большое входное сопротивление активного элемента, а управлению током - нулевое. Аналогично источник напряжения имеет нулевое выходное сопротивление, а источник тока - бесконечное. Хорошо развита теория источников напряжения, управляемых напряжением (ИНУН).
2) Сопротивление, ёмкость, конвертор сопротивления. Под идеальным конвертором сопротивления понимают активный четырёхполюсник, который обеспечивает входное сопротивление пропорциональное сопротивлению нагрузки. Конверторы различают по виду коэффициента конверсии: частотозависимому, отрицательному, положительному, единичному. Параллельно с этой классификацией выделяют две группы: конверторы напряжения (преобразуют входное напряжение, оставляя без изменения входной ток) и тока (преобразуют входной ток, оставляя без изменения входное напряжение). Наиболее распространён отрицательный конвертор сопротивления.
3) Сопротивление, ёмкость, инвертор сопротивления. Под идеальным инвертором сопротивления понимают активный четырёхполюсник, который обеспечивает входное сопротивление обратно пропорциональное сопротивлению нагрузки. Инверторы делятся на частотозависимые, положительные и отрицательные. Наиболее распространен идеальный гиратор, соответствующий частному случаю положительного инвертора сопротивления.
4) Сопротивление, ёмкость, операционный усилитель (ОУ). Под идеальным ОУ в теории линейных цепей в самом общем случае понимают управляемый источник с неограниченно большим коэффициентом управления. Помимо четырёх разновидностей, вытекающих из классификации управляемых источников по виду входных и выходных сигналов, операционные усилители различают по числу входных и выходных зажимов. Наибольшее распространение получил так называемый дифференциальный ОУ, имеющий два симметричных входа (инвертирующий и неинвертирующий) и построенный на основе источника напряжения, управляемого напряжением.
Классификация методов синтеза в соответствии с указанными элементными базисами является основополагающей. Идея любого метода реализации базируется на выделенных свойствах активных элементов: усилении, конверсии сопротивлений или их инверсии. В частности, усиление может быть использовано для устранения затухания и компенсации потерь цепи, инверсия сопротивления открывает возможность замены индуктивных элементов на емкостные. По отношению к каждому из указанных базисов в теории активных цепей доказаны теоремы о возможности реализации передаточной функции (1.1) при произвольных (с учётом условий устойчивости) вещественных значениях коэффициентов и . Практически это означает, что любая LC-цепь может быть заменена активной RC-цепью, построенной с использованием усилителя, конвертора или инвертора сопротивлений.
Учитывая свойства полосового фильтра Чебышева (1.6) и ограничения технического задания, выберем базисы № 1 и № 3, так как в них легко реализуются селективные усилители. Учитывая то, что проектируемый фильтр низкочастотный, отбросим вариант с гиратором, ибо реализации гираторов дают большие шумы на низких частотах.
Каскадная реализация передаточных функций высокого порядка в настоящее время является самым распространённым методом построения активных RC-фильтров, что обусловлено простотой проектирования и настройки каскадных фильтров. Выделяют две подзадачи:
1) разложение заданной передаточной функции на сомножители второго и первого порядка;
2) реализация полученного разложения каскадным соединением звеньев второго и первого порядка, взаимодействие между которыми пренебрежимо мало.
При разложении передаточной функции желательно получить максимально возможное число сомножителей вида (1.6), так как соответствующие звенья легко настраиваются.
Существуют типовые схемные реализации звеньев второго и первого порядка в различных базисах. Для нас представляют интерес полосовые RC-звенья из [3] на транзисторах (рис. 1.1 и 1.2) и полосовое звено с T-мостом на ИНУН (рис. 1.3). Карта реализуемых полюсов и нулей имеет вид:
Рис. 1.1
Рис. 1.2
Рис. 1.3
На рисунке 1.1 изображёно активное полосовое RC-звено на основе настроенного 2T-моста и транзистора. Максимальная добротность около 30. Работа звена значительно зависит от параметров транзистора и, к сожалению, в [3] не приведены необходимые расчётные формулы.
На рисунке 1.2 изображёно активное полосовое RC-звено на основе T-моста и транзистора. Предельная добротность при использовании одного транзистора 3, а при использовании составного - 6. Работа звена значительно зависит от параметров транзистора и, к сожалению, в [3] не приведены необходимые расчётные формулы.
На рисунке 1.3 изображёно активное полосовое RC-звено на основе T-моста и ИНУН. Добротность определяется главным образом коэффициентом передачи ИНУН, а частота резонанса определяется только параметрами R1, C1, R2, C2. Работа звена зависит от параметров ИНУН, но, в отличие от транзистора, можно сделать ИНУН с достаточно стабильным коэффициентом передачи при разумном разбросе значений его элементов. Передаточную функцию схемы я нашёл методом узловых напряжений.
Целесообразно принять C1 = C2 = C. Чтобы искомый коэффициент передачи ИНУН был единственным, необходимо выполнение условия 2*R1 = R2, то есть R1 = R : 2, R2 = R. Получаем настроенный T-мост.
Рис. 1.4
,k > 1
где
,,
и
,
Анализируя формулы (1.8 - 1.10) видим, что величины R и C определяются частотой полюса, а передача ИНУН и общий коэффициент передачи звена однозначно определяются добротностью полюса. Частота резонанса определяется произведением R*C, а добротность определяется передачей ИНУН, то есть они независимы друг от друга, и их можно настраивать раздельно.
Из формулы (1.10) видно, что коэффициент k передачи ИНУН больше двух и, как правило, не больше пяти. Значит, потребуется ИНУН с небольшим стабильным коэффициентом усиления. За основу можно взять видеоусилитель с положительной обратной связью из [4, стр. 138].
Рис. 1.5.
Этот усилитель обладает высоким входным сопротивлением, низким выходным сопротивлением и стабильным коэффициентом усиления по напряжению. Усилитель переходит в режим насыщения при входных сигналах положительной полярности, запирается при входных сигналах отрицательной полярности, но имеет присущую ему широкую полосу пропускания и высокий коэффициент усиления разомкнутой цепи, а также выполняется всего на двух транзисторах.
,,,
,
Для увеличения входного сопротивления применим полевой транзистор с обеднением. Схема, представленная на рисунке 1.6, автоматически фиксирует рабочую точку за счёт достаточно большой отрицательной обратной связи по постоянному току. Для обеспечения работоспособности схемы необходимо открыть транзистор T2, то есть .
Рис. 1.6
2. РАЗРАБОТКА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
В общем случае структура полосового фильтра может быть представлена как каскадное соединение фильтра верхних частот (ФВЧ), фильтра нижних частот (ФНЧ), усилителя сигнала (У).
Рис 2.1
Для уточнения структурной схемы и вынесения требований решим задачу аппроксимации.
Неравномерность в полосе пропускания , необходимое затухание , средняя частота , ширина полосы пропускания и . Уточним частоты задерживания , . Нормированная граничная частота полосы задерживания .
Рассчитаем порядок прототипа по формулам (1.2, 1.3, 1.4), зная . Для максимально плоской аппроксимации или же 4. Для равноволновой аппроксимации или же 3. Для изоэкстремальной аппроксимации или же 2. Видим, что n1 и n2 обеспечивают хороший запас, а n3 лучше взять на единицу больше, но тогда порядки фильтров Чебышева и Золотарёва сравняются. Нет смысла брать трудно настраиваемый фильтр Золотарёва, когда можно взять фильтр Чебышева. Также нет смысла брать фильтр Баттерворта, ибо его порядок выше, а к ФЧХ нет требований.
Выберем подходящий низкочастотный прототип Чебышева третьего порядка [3, таблица 7, страницы 184-185]. Он имеет три полюса: , . Его нормированная амплитудно-частотная характеристика изображена на рисунке 2.2.
Рис. 2.2
Выполним преобразование частоты и денормирование в MathCAD.
Получаются три селективных усилителя:
* ,
* ,
* ,
При каскадной реализации рекомендуется включать звенья в порядке возрастания добротности. Для избежания перегрузки активных каскадов от высокочастотных помех на входе рекомендуется ставить ФНЧ или полосой фильтр (ПФ). Для отсекания постоянной составляющей на выходе рекомендуется ставить ФВЧ или ПФ.
Уточнённая структурная схема изображена на рисунке 2.3. Коэффициент передачи усилителя (У) рассчитывается исходя из коэффициентов передач полосовых звеньев и необходимого усиления в полосе пропускания (у нас 20 дБ). Результаты аппроксимации представлены на рисунке 2.4.
Рис. 2.3
Рис. 2.4
3. РАЗРАБОТКА ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ УСТРОЙСТВА И РАСЧЁТ ЕЁ ОСНОВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ И ПАРАМЕТРОВ
3.1. Принципиальная схема и расчёт селективных усилителей
Рис. 3.1
Расчёт элементов селективных усилителей выполняем с учётом формул (1.9 и 1.10).
Расчёт элементов звена "ПФ1".
Исходными данными являются и .
Коэффициент передачи ИНУН:
Коэффициент передачи звена:
Постоянная времени:
Пусть R порядка 20кОм, тогда
Уточним R:; Расчёт элементов звена "ПФ2".
Исходными данными являются и .
Коэффициент передачи ИНУН:
Коэффициент передачи звена:
Постоянная времени:
Пусть R порядка 20кОм, тогда
Уточним R:; Расчёт элементов звена "ПФ3".
Исходными данными являются и .
Коэффициент передачи ИНУН:
Коэффициент передачи звена:
Постоянная времени:
Пусть R порядка 20кОм, тогда
Уточним R:; 3.2. Принципиальная схема и расчёт источников напряжения, управляемых напряжением
Рис. 3.2
Возьмём полевой транзистор КП303В (, ), биполярный p-n-p транзистор КТ361И (), напряжение питания . Расчёт схемы проводим в MathCAD:
По входной характеристике полевого транзистора выбираем немаленький ток стока и немаленькое напряжение затвор-исток, рассчитываем сопротивление . Выбираем ток коллектора биполярного транзистора и напряжение эмиттер-коллектор при условии нахождения прибора в рабочей области. Для упрощения расчёта схемы по постоянному току требуем . Целесообразно взять , тогда . Рассчитываем сопротивление . При расчёте необходимо учесть напряжение на открытом переходе база - эмиттер. Находим напряжение сток-исток и удостоверяемся по выходной характеристике, что транзистор находится в рабочей области. Мощность на полевом транзисторе . Мощность на коллекторе биполярного транзистора . Сопротивление утечки . Ёмкость разделительных конденсаторов найдём из условия отсутствия искажений на частоте пропускания .
Из формулы (1.12) следует, что . Это выражение носит приблизительный характер, поэтому сопротивление обратной связи следует уточнить в процессе настройки. Можно попытаться уточнить и саму формулу, проведя моделирование усилителя в программе Electronics Workbench. Находим поправочный коэффициент .
3.3. Принципиальная схема и расчёт выходного усилителя
Передаточная функция трёх полосовых звеньев:
Коэффициент передачи усилителя:
Используем эмиттерный повторитель.
Рис. 3.3
Возьмём такой же биполярный транзистор КТ361И и такое же напряжение питания, что и при расчёте источника напряжения, управляемого напряжением. Расчёт схемы на холостом ходе проводим в MathCAD:
Выбранное соотношение сопротивлений R и R3 позволяет регулировать коэффициент передачи на холостом ходе в интервале .
Зададимся сопротивлением нагрузки .
Ёмкость разделительного конденсатора найдём из условия отсутствия искажений на частоте пропускания .
3.4. Полная принципиальная схема устройства и выбор номиналов
Чертёж полной принципиальной схемы и спецификация находятся в приложении 1.
Для исключения взаимной связи через источник питания используем схему параллельного питания. Ток 4 мА, берём сопротивление 200 Ом, тогда падение напряжения 0,8 В. Ёмкость конденсатора фильтра
.
Все резисторы типа C2-23-0,125Вт и берутся по ряду E96 при 1% допуске и по ряду E24 при 5% допуске. Конденсаторы шунтирующие и развязывающие типа K50-6 (электролитические неполярные). Конденсаторы селективных звеньев типа K10-17Б-M1500. Полевой транзистор 2П303В (КП303В), биполярный p-n-p транзистор КТ361И.
3. МОДЕЛИРОВАНИЕ РАБОТЫ УСТРОЙСТВА
Используем систему моделирования Electronics Workbench версии 5.0c. Модель полевого транзистора сделаем на базе модели идеального полевого транзистора, изменив следующие параметры: напряжение отсечки ; . Модель биполярного транзистора сделаем на базе модели идеального биполярного транзистора, изменив следующие параметры на данные из ТУ: ; ; ; .
При использовании расчётных значений сопротивлений обратной связи ИНУН получили добротности ниже заданных, поэтому откорректировали сопротивления R6=1,85кОм, R14=R23=1,3кОм. Нашли величину подстроечного сопротивления 760Ом. Частоты резонанса удовлетворительно согласуются с расчётными значениями.
В результате настройки получили фильтр, соответствующий техническому заданию и имеющий небольшое отклонение АЧХ от заданной в области частоты пропускания f3, что допустимо при реализации на дискретных компонентах.
Результаты моделирования представлены в приложении 2.
4. РАЗРАБОТКА КОНСТРУКЦИИ УСТРОЙСТВА
Разработка конструкции фильтра проводилась вручную. Чертёж печатной платы и сборочный чертёж представлены в приложении 1.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Разработан активный полосовой фильтр на дискретных компонентах, в целом удовлетворяющий техническому заданию. При выполнении данного курсового проекта я изучил основы проектирования активных фильтров и правила оформления электрических схем и чертежей. Использовал систему моделирования электрических схем Electronics Workbench версии 5.0c.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Капустян В.И. Активные RC-фильтры высокого порядка. - М.: Радио и связь, 1985 - 248 с., ил.
2. Масленников В.В., Сироткин А.П. Избирательные RC-усилители. - М.: Энергия, 1980 - 216 с., ил.
3. Усилительные устройства на транзисторах (проектирование). Мигулин И.Н., Чаповский М.З. "Технiка", 1971, 324 стр.
4. Хьюз Р.С. Логарифмические видеоусилители. Пер. с англ. М., "Энергия", 1976, 152 с. с ил. (Библиотека по радиоэлектронике. Вып. 54).
5. Варшавер Б.А. Расчёт и проектирование импульсных усилителей. Учеб. пособие для вузов. Изд. 2-е, доп. М., "Высшая школа", 1975, 288 с. с ил.
6. Кустов О.В., Лундин В.З. Операционные усилители в линейных цепях. - М.: Связь, 1978. - 144 с., ил.
7. Каталог "Чип и Дип", осенний выпуск за 2000 год.
ПРИЛОЖЕНИЯ
2
Документ
Категория
Рефераты
Просмотров
210
Размер файла
400 Кб
Теги
вариант, курсовик, фильтра
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа