close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

система управления

код для вставкиСкачать
Введение по системе управления выпрямителем
Система управления (СУ) выпрямителем предназначена для формирования управляющих импульсов требуемой амплитуды и длительности; жесткой синхронизации их с полупериодами сетевого напряжения, распределения управляющих импульсов по двум каналам , в соответствии с числом фаз выпрямителя, стабилизации выходного напряжения посредствам автоматического изменения угла регулирования при воздействии дестабилизирующих факторов.
Структурная схема СУ, в которой реализуется метод "вертикального" управления, изображена на рис. 4. Переменное напряжение с частотой питающей сети поступает на вход синхронизатора С, который управляет работой генератора пилообразного напряжения (ГПН).
Запуск ГПН осуществляется в моменты перехода напряжения сети через ноль, т.е. в точках естественной коммутации вентилей выпрямителя. С выхода ГПН напряжение пилообразной формы поступает на устройство сравнения УС1, где сравнивается с выходным напряжением усилителя обратной связи (УОС). В момент сравнения указанных напряжений на выходе устройства сравнения УС1 вырабатывается импульс, который поступает на формирователь Ф1 и далее через выходной каскад ВК1 в цепь управления тиристора VS1. Выходной каскад формирует управляющий импульс заданной мощности и длительности, а также осуществляет гальваническое разделение силовой части и системы управления.
Канал формирования импульсов управления тиристором VS2 выполнен по аналогичной схеме и состоит из устройства сравнения УС2, формирователя импульсов Ф2 и выходного каскада ВК2. Для получения фазового сдвига между импульсами управления тиристоров VS1 и VS2, равного , пилообразное напряжение с выхода ГПН подается на повторитель - инвертор И. На выходе инвертора формируется пилообразное напряжение. Совпадающее по форме с напряжением ГПН и находящееся с ним в противофазе. Это напряжение поступает на вход устройства сравнения УС2, где сравнивается с выходным напряжением УОС. Дальнейшее формирование управляющего импульса происходит так же, как в канале управления тиристором VS1.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется цепью обратной связи, состоящей из измерительного элемента ИЭ, источника опорного (эталонного) напряжения (ИОН) и усилителя обратной связи (УОС). Последний выполняет функции управляющего элемента в системе авторегулирования.
Часть выходного напряжения выпрямителя, снимается с измерительного элемента, сравнивается с опорным напряжением эталонного источника и их разность, определяющая ошибку регулирования, подается на вход усилителя обратной связи. В момент сравнения выходного напряжения УОС и пилообразного напряжения ГПН на выходе устройства сравнения формируется управляющий импульс. При отклонении выходного напряжения от установившегося значения напряжения на выходе УОС будет изменятся. Это приведет к изменению угла регулирования , в результате чего выходное напряжение (с определенной степенью точности) возвращается к первоначальному значению. Таким образом, управляемый выпрямитель со схемой управления (рис. 4) представляет замкнутую систему автоматического регулирования, в которой реализован принцип управления по отклонению.
На рис. 5 показан один из возможных вариантов построения системы управления в соответствии со структурой рис. 4. При реализации схемы в качестве базовых элементов использованы интегральные операционные усилители общего назначения, что позволяет получить стабильные характеристики СУ в широком диапазоне температур.
Временные диаграммы, поясняющие работу схемы, изображены на рис. 6. Синусоидальное напряжение , снимаемое с дополнительной (синхронизирующей) обмотки силового трансформатора TV1, поступает на вход синхронизатора, который собран по схеме симметричного двустороннего ограничителя напряжения на диодах VD1, VD2. Вследствие нелинейности вольтамперной характеристики диодов на выходе синхронизатора формируется трапециидальное напряжение с амплитудой , равный падению напряжения на открытом диоде и длительностью фронта (рис. 6. а).
Для ограничения прямого тока через диоды, включен ограничивающий резистор . Выходное напряжение ограничителя синхронизирует работу ГПН, в качестве которого используется операционный усилитель ДА1, работающий в режиме интегратора. На выходе интегратора формируется линейно-изменяющееся напряжение , период которого равен периоду напряжения сети, а амплитуда определяется постоянной интегрирования C3 R8. Резистор R13 стабилизирует режим работы интегратора по постоянному току, для получения пилообразного напряжения , находящегося в противофазе с напряжением инвертора, используется повторитель-инвертор, собранный на микросхеме ДА2. Величины резисторов R2 и R10 выбраны так, что R2=R10, в результате чего коэффициент усиления усилителя ДА2 .
Для уменьшения погрешности усиления усилителя от разности входных токов между корпусом и неинвертирующим входом микросхемы, включен резистор R4. С выходов микросхем ДА1, ДА2, через разделительные конденсаторы C4, C5 пилообразное напряжение поступает на инвертирующие входы компараторов ДА4, ДА5. На другие входы подается напряжение с выхода УОС, собранного на микросхеме ДА3. В моменты равенства указанных напряжений компараторы переключаются из одного насыщенного состояния в противоположного (рис. 6, в, г). Положительные перепады выходного напряжения компараторов дифференцируются цепями R21, C7 и R20, C8. Полученные короткие импульсы , (рис. 6, д, е) поступают в цепи запуска выходных каскадов, в качестве которых использованы ждущие блокинг-генераторы на транзисторах VT1, VT2.
Для создания запирающего напряжения на базах транзисторов в периоды паузы между двумя запускающими импульсами, в эмиттерные цепи включены диоды VD6, VD7. Требуемая сила токов через диоды устанавливается с помощью резисторов смещения R24, R25. Конденсаторы C11, C12 устраняют отрицательную обратную связь по току, которая возникает при переключении транзисторов. Резисторы R22, R23 и конденсаторы C, C10 являются времязадающих цепей.
Для устранения выброса коллекторного напряжения, возникающего при запирании транзистора, коллекторные обмотки шунтированы демпфирующим диодами VD4, VD5. С выходных обмоток импульсных трансформаторов TV2, VT3 импульсы управления требуемой амплитуды и длительности (рис. 6, и, з) через ограничивающие резисторы R26, R27 поступает в управляющие цепи транзистора VS1, VS2.
К выходным зажимам выпрямителя подключен делитель напряжения R3, R5, R6, R7, выполняющий функцию измерительного элемента. Дополнительное согласование пульсаций напряжения, поступающего на измерительный элемент по цепи обратной связи, осуществляется фильтром R3, C1. Часть выходного напряжения снимается с нижнего плеча делителя и сравнивается с эталонным напряжением опорного стабилитрона VD3.
Разность между выходным и эталонным напряжением усиливается усилителем обратной связи (микросхема DA3) и через резисторы R17, R19 поступает на неинвертирующие входы компараторов DA4, DA5. Требуемый коэффициент усиления УОС устанавливается подбором резисторов R12, R14. Цепь C6, R18 осуществляет коррекцию частотной характеристики усилителя. С помощью резистора R6 плавно регулируется выходное напряжение стабилизатора в заданных пределах.
При изменении выходного напряжения под действием дестабилизирующих факторов, например, при его увеличении, напряжение на инвертирующем входе УОС возрастает. Это приводит к уменьшению напряжения на его выходе, вследствие чего сравнение пилообразного () и выходного напряжения УОС () произойдет с большей задержкой относительно момента начала пилы, т. е. угол будет возрастать. В результате выходное напряжение уменьшится почти до первоначального значения. При уменьшении выходного напряжения (например, вследствие уменьшения напряжения сети или увеличение тока нагрузки) напряжение на входе УОС возрастает и угол управления уменьшается.
Расчет выходного каскада системы управления
Выходные каскад системы управления выполнены по схеме ждущего блокинг-генератора.
Исходные данные для расчета: 1) напряжение питания В; 2) ток выходной обмотки, равный требуемому току спрямления тиристора А; 3) напряжение спрямления тиристора В; 4) частота следования выходных импульсов Гц; 5) длительность управляющих импульсов мкс. (Длительность управляющего импульса при работе тиристора на индуктивную нагрузку выбирают из условия , где - время включения тиристора, приводимое в справочнике. Для тиристора 2У202Е =10мкс. Принимаем мкс).
1. Задаемся ЭДС управляющей обмотки из условия
В.
2. Определяем коэффициент трансформации нагрузочной обмотки:
,
где В - падение напряжения на открытом транзисторе в режиме насыщения; =0.8 В - падение напряжения на открытом диоде VD6.
3. Ток нагрузки блокинг-генератора, приведенный к коллекторной обмотке:
А.
4. Максимальный ток коллектора транзистора к моменту окончания импульса:
,
где - максимальное значение тока намагничивания трансформатора к моменту окончания импульса; - ток базы, приведенный к коллекторной обмотке.
Поскольку величины , в начале расчета неизвестны, для предварительного выбора транзистора по току можно принять . Принимаем А. В ходе дальнейшего расчета величина подлежит уточнению.
5. Определим максимальное напряжение между эмиттером и коллектором закрытого транзистора. Так как коллекторная обмотка шунтирована демпфирующим диодом VD4,
В.
По полученным значениям , выбираем транзистор. Параметры транзистора должны удовлетворять условиям:
; ,
Гц.
Выбираем транзистор КТ630Е со следующими параметрами: допустимый ток коллектора А; допустимое коллекторное напряжение В; допустимое обратное напряжение эмиттер-база В; граничная частота усиления Гц; статический коэффициент передачи тока базы ; типовая величина входного сопротивления в схеме с общим эмиттером и базой насыщенного транзистора В.
6. Задаемся напряжением на базовой обмотке из условий
; В,
где - напряжение между эмиттером и базой насыщенного транзистора. Для транзистора КТ630Е =1.1 В. Принимаем В.
7. Коэффициент трансформации базовой обмотки:
.
8. Эквивалентное сопротивление нагрузки, приведенной к коллекторной обмотке:
Ом.
9. Проверяем выполнение условия возникновения регенеративного процесса, который записывается в виде:
.
Для транзистора КТ630Е , поэтому приведенное неравенство выполняется с большим запасом
10. Определим величину резистора R22 из условия:
; ,
где =0.15 мкА - обратный ток коллектора транзистора КТ630Е при максимальной температуре окружающей среды К. Принимаем кОм.
11. Конденсатор С9 выбираем из условий:
Ф;
,
где с - период следования выходных импульсов; с - постоянная времени транзистора. Выбираем конденсатор емкостью -0.5 мкФ.
12. Индуктивность коллекторной обмотки должна удовлетворять неравенству:
Г.
Принимаем предварительно Г.
13. Максимальное значение тока намагничивания в конце импульса:
А.
Так как значительно превышает ток , индуктивность целесообразно увеличить. Принимаем Г. Тогда получим:
А.
14. Ток базы, приведенный к коллекторной обмотке:
А.
15. Уточняем максимальный ток коллекторного транзистора:
А.
Так как транзистор по току выбран правильно.
16. В качестве диода, создающего запирающее напряжение на базе транзистора, выбираем диод КД212А с параметрами ; В; допустимая рабочая частота 100кГц.
Для получения напряжения на диоде В в период паузы между импульсами через него необходимо задать прямой ток не менее 30 мА. Следовательно, сопротивление гасящего резистора
Ом.
Принимаем Ом. Для устранения отрицательной ОС по току диод VD6 шунтируем конденсатором С11, емкость которого выбираем из условия:
Ф.
Выбираем электролитический конденсатор К50-3Б емкостью 200мкФ на рабочее напряжение 6В.
17. Максимальное обратное напряжение и максимальный ток демпфирующего диода VD4: В; А. Выбираем диод КД212А.
18. Рассчитываем параметры импульсного трансформатора TV2. В качестве магнитопровода выбираем торроидальный сердечник из феррита М100НМЗ типоразмер К16х8х6, у которого площадь сечения ; средняя длина магнитной линии см; площадь окна см.
Из таблицы 3 определяем основные параметры петли намагничивания; индукция насыщения (при напряженности магнитного поля ), Гс (0.35 Тл); остаточная индукция Гс (0.11 Тл). Так как перемагничивания сердечника происходит по несимметричному циклу, то для уменьшения его габаритных размеров выбирают материал с большим значением .
19. Относительная магнитная проницаемость сердечника на рабочем участке:
,
где Г/м - магнитная проницаемость вакуума.
Таблица 3.
Марка ферритаПараметры петли при Гс Гс4000 НМ450013003000 НМ350015002000 НМ380014002000 НМ1380014002000 НН250012001000 НМ350011001000 НН32001500.
20.Определим число витков коллекторной обмотки, исходя из требуемой величины индуктивности :
витка.
21. Число витков нагрузочной обмотки:
витков.
22. Число витков базовой обмотки:
витков.
23. Определяем размах индукции в сердечнике трансформатора:
Тл.
Полученное значение следовательно, сердечник в процессе работы насыщаться не будет. Если указанное неравенство не выполняется, что число витков коллекторной обмотки необходимо увеличить.
24. Эффективное значение тока соответственно в коллекторной, нагрузочной и базовой обмотках:
А;
А;
А.
25. Площадь сечения провода коллекторной обмотки:
,
где А.мм- плотность тока в обмотках.
Выбираем провод ПЭВ-2 диаметром 0.11 мм и площадью сечения .
26. Площадь сечения провода нагрузочной обмотки
.
Выбираем провод ПЭВ-2 диаметром 0.11 мм и площадью сечения . Этот же провод используем для базовой обмотки.
27. Рассчитываем ограничивающее сопротивление в цепи управляющего электрода тиристора:
Ом.
Средняя за период мощность потерь в резисторе :
Вт.
В качестве используем стандартный безиндуктивный резистор с сопротивлением 51 Ом.
28. Задаемся длительностью запускающего импульса:
с,
и определяем постоянную времени дифференцирующей цепи, формирующей импульс запуска:
с.
29. Определяем сопротивление резистора из условия:
кОм;
кОм.
Выбираем резистор с сопротивлением 5.1 кОм.
30. Емкость конденсатора С7:
Ф.
Выбираем конденсатор емкостью 180пФ.
31. Определяем минимальный ток базы, необходимый для запуска блокинг-генератора мА.
32. Ток, обеспечиваемый цепью запуска:
мА.
Полученное значение должно удовлетворять неравенству
,
где - допустимый выходной ток операционного усилителя.
Для микросхемы 14ОУД1А =1.6 мА, следовательно, неравенство удовлетворяется.
Питание СУ осуществляется от вспомогательного стабилизированного источника, вырабатывающего двухполярное напряжение В с суммарной нестабильностью не менее 1%. Питание вспомогательного источника можно осуществить либо от отдельного маломощного трансформатора, подключенного к сети, либо от дополнительной обмотки силового трансформатора TV1. В последнем случае при определении габаритной мощности трансформатора TV1 необходимо учесть мощность, потребляемую вспомогательным источником.
Ориентировочное значение тока, потребляемого системой управления от вспомогательного источника:
А,
где А - максимальный ток потребляемый микросхемой 14ОУД1А по цепи питания; - максимальный ток стабилитрона VD3; А ток смещения диода VD6 (VD7); А - максимальный ток коллектора транзистора VT1 (VT2).
Документ
Категория
Рефераты
Просмотров
128
Размер файла
429 Кб
Теги
система, управления
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа