close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Патент BY15097

код для вставкиСкачать
ОПИСАНИЕ
ИЗОБРЕТЕНИЯ
К ПАТЕНТУ
РЕСПУБЛИКА БЕЛАРУСЬ
(46) 2011.12.30
(12)
(51) МПК
НАЦИОНАЛЬНЫЙ ЦЕНТР
ИНТЕЛЛЕКТУАЛЬНОЙ
СОБСТВЕННОСТИ
(54)
G 01S 3/80
G 01V 1/16
(2006.01)
(2006.01)
СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ОБНАРУЖЕНИЯ С ОПРЕДЕЛЕНИЕМ
НАПРАВЛЕНИЯ НА ИСТОЧНИК ШИРОКОПОЛОСНЫХ
АКУСТИЧЕСКИХ ИЛИ СЕЙСМИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
(21) Номер заявки: a 20100074
(22) 2010.01.21
(43) 2011.08.30
(71) Заявитель: Учреждение образования
"Военная академия Республики Беларусь" (BY)
(72) Авторы: Гейстер Сергей Романович;
Быков Руслан Викторович; Куренёв
Александр Вячеславович (BY)
BY 15097 C1 2011.12.30
BY (11) 15097
(13) C1
(19)
(73) Патентообладатель: Учреждение образования "Военная академия Республики Беларусь" (BY)
(56) RU 2202811 C1, 2003.
RU 2248015 C1, 2005.
RU 2007120165 A, 2009.
RU 2005118202 A, 2006.
US 4283767, 1981.
US 6304515 B1, 2001.
ЛИСЕЙЧИКОВ Н.И. и др. Наука и военная безопасность. - 2008. - № 2. С. 41-44.
(57)
1. Способ обнаружения источников широкополосных акустических или сейсмических
сигналов с определением направления прихода фронта волны НПФВ этих сигналов, при
котором принимают сигналы двумя каналами приема, разнесенными в пространстве на
величину выбранной базы b, размер которой определяют по выражению:
c
b=
,
2f sv
где c - скорость волны в среде распространения;
f sv - верхняя частота спектра полезного сигнала,
формируют на выходе каналов приема дискретные спектры первого и второго принятых
сигналов путем дискретного комплексного прямого преобразования Фурье и последующей
Фиг. 2
BY 15097 C1 2011.12.30
когерентной обработки в спектральной области в К каналах когерентной обработки, в
каждом k-м, где k = 1, K , из которых осуществляют коррекцию фаз дискретных элементов
спектра второго принятого сигнала в соответствии с предполагаемым k-м дискретным
значением временной задержки τk этого сигнала относительно первого принятого сигнала,
соответствующим k-му дискретному значению угла αk НПФВ, осуществляют когерентное
сложение комплексных амплитуд одноименных дискретных элементов спектра первого
принятого сигнала и скорректированных по фазе элементов спектра второго принятого
сигнала, формируют квадраты модулей упомянутых сумм, осуществляют спектральную
селекцию полезного сигнала путем взвешивания квадратов модулей сумм в соответствии
с предполагаемой формой дискретного энергетического спектра полезного сигнала, формируют выходной сигнал каждого k-го канала когерентной обработки путем суммирования результатов взвешивания, сравнивают выходной сигнал каждого k-го канала когерентной
обработки с порогом обнаружения для определения канала с максимальным выходным сигналом и при превышении упомянутым сигналом порога принимают решение об обнаружении
и получают значение истинного угла α НПФВ, равное значению угла αk для соответствующего k-го канала когерентной обработки с максимальным выходным сигналом.
2. Устройство для обнаружения источников широкополосных акустических или сейсмических сигналов с определением направления прихода фронта волны НПФВ этих сигналов способом по п. 1, содержащее первый и второй каналы приема, разнесенные в
пространстве на величину выбранной базы b, размер которой определен по выражению:
c
b=
,
2f sv
где c - скорость волны в среде распространения;
f sv - верхняя частота спектра полезного сигнала,
каждый из которых содержит последовательно соединенные чувствительный к акустическим или сейсмическим сигналам элемент и усилитель, причем выходы усилителей соединены со входами соответствующих блоков аналого-цифрового преобразования и
дискретного комплексного прямого преобразования Фурье АЦП и ДКПФ с обеспечением
возможности формирования на их N выходах N дискретных элементов спектра ДЭС соответствующего принятого сигнала, выходами соединенных с 2 N входами К каналов когерентной обработки, каждый k-й из которых, где k = 1, K , содержит N блоков коррекции
фазы n-го ДЭС сигнала, где n = 1, N , первыми входами соединенных с выходом второго
блока АЦП и ДКПФ, а вторыми входами - с соответствующими выходами формирователя
фазовых весовых коэффициентов, выход каждого n-го блока коррекции фазы n-го ДЭС
сигнала соединен со вторым входом соответствующего n-го сумматора комплексных амплитуд, первый вход которого соединен с выходом первого блока АЦП и ДКПФ, выход
n-го сумматора комплексных амплитуд соединен со входом соответствующего n-го формирователя квадрата модуля, выход которого соединен с первым входом соответствующего n-го перемножителя, второй вход которого соединен с соответствующим выходом
формирователя амплитудных весовых коэффициентов, выходы N перемножителей соединены с соответствующими N входами k-го сумматора, выход которого является выходом
k-го канала когерентной обработки, выходы К каналов когерентной обработки соединены
с соответствующими К входами блока сравнения и принятия решения, (К+1)-й вход которого соединен с выходом блока формирования порога, а выход является выходом устройства, 2 N входа формирователя амплитудных весовых коэффициентов соединены с
соответствующими выходами первого и второго блоков АЦП и ДКПФ, К выходов блока
задания сектора соединены с соответствующими К входами формирователя фазовых весовых коэффициентов, N входов блока формирования порога соединены с соответствующими N выходами формирователя амплитудных весовых коэффициентов.
2
BY 15097 C1 2011.12.30
Заявляемые способ и устройство относятся к технике обнаружения и определения
направления прихода фронта волны (НПФВ) одиночных широкополосных и сверхширокополосных акустических или сейсмических сигналов (АС или СС).
Известен способ обнаружения и классификации узкополосных АС при анализе их
спектральных компонент [1]. Для реализации этого способа осуществляется преобразование АС во временную область на выходе двух разнесенных в пространстве на величину
базы b чувствительных к акустическим сигналам элементов (микрофонов). Анализ и обработка АС ведется в спектральной области на одной основной спектральной компоненте
для каждого класса объекта. Решение о наличии полезного сигнала принимается в двухпороговом устройстве принятия решения, если уровень спектральной компоненты находится в пределах между этими двумя порогами. Определение НПФВ АС α производится
на основе известного способа фазового мгновенного сравнения сигналов [3] с использованием следующего выражения:
∆ λ
α = arcsin ϕ m ,
2πb
где ∆ϕ - разность фаз спектральных составляющих принятых сигналов на выходе первого
и второго микрофонов;
λm - длина волны АС, излучаемого объектом m-го класса.
Основными недостатками этого способа являются низкое качество обнаружения и
большие ошибки измерения НПФВ широкополосных и сверхширокополосных АС.
Наиболее близким по совокупности существенных признаков к заявляемому изобретению (прототипом) является корреляционный способ обнаружения и определения
НПФВ, реализованный в устройстве [2], которое представлено на фиг. 1. Этот способ основан на корреляционной обработке во временной области сигналов, принятых двумя
чувствительными к СС элементами (сейсмоприемниками) 2. Направление прихода фронта
волны определяется по максимуму взаимной корреляционной функции, формируемой на
выходах К корреляторов 6. Если в прототипе в качестве чувствительных элементов использовать элементы, чувствительные к АС, то упомянутое устройство будет выступать
как обнаружитель и измеритель пеленга источников АС.
В рассматриваемом устройстве (фиг. 1) дискретные отсчеты взаимной корреляционной функции формируются при помощи К корреляторов 6 (подканалов), каждый из которых включает перемножитель 7 и интегратор 8. На входы корреляторов 6 поступают
преобразованные в двух каналах приема 1 электрические сигналы. Каналы 1, разнесенные
в пространстве на величину базы b, включают чувствительные к СС элементы 2, преобразующие сейсмические сигналы в электрические, и усилители 3. На первые входы корреляторов 6 поступают сигналы с выхода линии задержки 4, длительность которой
определяется [2] скоростью распространения сигналов в среде. На вторые входы корреляторов 6 сигналы поступают с различным задержками с соответствующих выходов
K-звенной линии задержки 5. Максимальная длительность задержки в линии 5 определяется удвоенной длительностью задержки в линии 4, а дискретность формирования задержки в линии 5 определяется требуемой точностью измерения пеленга на источник. В
решающем устройстве 9 принимается решение о наличии (отсутствии) полезного сигнала.
В случае принятия решения об обнаружении полезного сигнала в устройстве определения
НПФВ 10 по номеру коррелятора 6, на выходе которого сформирован максимальный сигнал, определяется пеленг 11 на источник полезного сигнала.
Основными недостатками этого способа являются низкое качество обнаружения и
большие ошибки измерения НПФВ полезных СС. Эти недостатки обусловлены отсутствием согласованной частотной фильтрации входных сигналов корреляторов 6, выполняющейся в соответствии со спектром полезного сигнала.
Задачей предлагаемого изобретения является улучшение качества обнаружения и
определения НПФВ АС или СС, которое реализуется за счет расширения анализируемого
3
BY 15097 C1 2011.12.30
спектрального пространства в пространственно разнесенных каналах обработки АС или
СС до величины максимальной ширины спектра полезного сигнала и последующей оптимальной спектральной селекции благодаря высокой пространственной корреляции полезного сигнала.
Техническим результатом заявляемого изобретения является:
1. Увеличение дальности обнаружения источников одиночных широкополосных АС
или СС в 1,3...1,5 раза по сравнению с прототипом;
2. Повышение точности измерения НПФВ, что проявляется в уменьшении среднеквадратического отклонения (СКО) флуктуационной ошибки определения НПФВ широкополосных АС или СС не менее чем в два раза по сравнению с прототипом.
Оценки качества получены путем статистического моделирования заявляемого
устройства и прототипа с использованием сигналов, параметры которых представлены на
фиг. 3 и 4.
Технический результат достигается тем, что устройство, позволяющее реализовать заявляемый способ, содержит два разнесенных в пространстве на базу b канала приема,
каждый из которых включает последовательно соединенные чувствительный к акустическим или сейсмическим сигналам элемент и усилитель. Выход каждого усилителя соединен со входом соответствующего блока аналого-цифрового преобразования (АЦП) и
дискретного комплексного прямого преобразования Фурье (ДКПФ). На N выходах каждого блока АЦП и ДКПФ формируются N дискретных комплексных элементов спектра
(ДЭС) соответствующего принятого сигнала, которые подаются на 2N входов всех K каналов когерентной обработки, в которых осуществляется совместная обработка ДЭС. В
каждом k-м канале когерентной обработки осуществляется коррекция фаз N ДЭС второго
принятого сигнала (ПС), а также спектральная селекция обоих ПС. Фазовая коррекция
всех N ДЭС второго ПС осуществляется в N перемножителях. На первый вход каждого nго перемножителя поступает n-й дискретный элемент спектра сигнала, принятого вторым
каналом приема, а на второй вход перемножителя - k,n-е дискретное значение фазового
весового коэффициента. Фаза k,n-ого фазового весового коэффициента определяется k-м
дискретным значением временной задержки второго ПС τk относительно первого ПС, возникающей из-за отклонения фронта акустической волны от равносигнального направления (фиг. 1) на величину α. Причем для каждого k-го канала когерентной обработки
формируется N фазовых весовых коэффициентов для ожидаемого дискретного значения
угла αk НПФВ. Выход каждого n-го перемножителя соединяется со вторым входом соответствующего n-го сумматора комплексных амплитуд, на первый вход которого поступает
n-й дискретный элемент спектра с выхода первого устройства АЦП и ДКПФ. С выходов N
сумматоров комплексные сигналы поступают в соответствующие N формирователей
квадратов модулей. Выход каждого n-го формирователя квадрата модуля соединен с первым входом n-го перемножителя. На второй вход каждого n-го перемножителя поступает
n-е дискретное значение амплитудного весового коэффициента. В результате перемножения осуществляется спектральная селекция принимаемых сигналов. Амплитудные весовые коэффициенты формируются на N выходах формирователя амплитудных весовых
коэффициентов, на 2N входов которого подаются N ДЭС с выхода первого устройства
АЦП и ДКПФ и N ДЭС с выхода второго блока АЦП и ДКПФ. Все выходы N перемножителей k-го когерентного канала соединены с N входами сумматора, выход которого является выходом k-го когерентного канала. Для поиска канала когерентной обработки с
максимальным выходным сигналом, принятия решения об обнаружении и определения
значения угла НПФВ α̂ выходы K каналов когерентной обработки соединены с соответствующими K входами устройства сравнения и принятия решения, на (K + 1)-й вход которого подается сигнал порога. Сигнал порога формируется на выходе устройства
формирования порога, у которого N входов соединены с соответствующими N выходами
формирователя амплитудных весовых коэффициентов.
4
BY 15097 C1 2011.12.30
На фиг. 1 показана структурная схема устройства прототипа, в котором: 1 - канал приема; 2 - чувствительный к сейсмическим сигналам элемент; 3 - усилитель; 4 - линия задержки сигналов с выхода первого канала; 5 - K-звенная линия задержки сигналов с
выхода второго канала; 6 - коррелятор; 7 - перемножитель; 8 - интегратор; 9 - решающее
устройство; 10 - устройство определения НПФВ; 11 - значение пеленга на источник сигнала.
На фиг. 2 показана структурная схема устройства, позволяющего реализовать заявляемый способ, в котором: 1 - канал приема; 12 - блок задания сектора; 13 - блок АЦП и
ДКПФ; 14 - формирователь амплитудных весовых коэффициентов; 15 - формирователь
фазовых весовых коэффициентов; 16 - k-й канал когерентной обработки, где k = 1, K ; 17 формирователь когерентной суммы; 18 (19) - n-ый ДЭС сигнала с выхода первого (второго) устройства АЦП и ДКПФ, где n = 1, N ; 20 - n,k-й фазовый весовой коэффициент; 21 n-ый амплитудный весовой коэффициент; 22 - блок коррекции фазы n-го ДЭС сигнала с
выхода второго канала приема; 23 - сумматор двух n-х комплексных амплитуд одноименных ДЭС; 24 - формирователь квадрата модуля; 25 -перемножитель; 26 - сумматор; 27 устройство формирования порога; 28 - порог; 29 - устройство сравнения и принятия решения; 30 - признак обнаружения и измеренное значение НПФВ.
На фиг. 3 показана временная структура анализируемого нормированного акустического сигнала выстрела из артиллерийского орудия калибра более 120 мм, произведенного
на дальности примерно 10 км.
На фиг. 4 показан нормированный энергетический спектр акустического сигнала выстрела, представленного на фиг. 3.
На фиг. 5 показаны: 31 - зависимость вероятности правильного обнаружения сигнала
заявляемым устройством от величины отношения сигнал/помеха на выходе канала приема
1 (фиг. 2); 32 - зависимость вероятности правильного обнаружения сигнала устройствомпрототипом от величины отношения сигнал/помеха на выходе канала приема 1 (фиг. 1).
На фиг. 6 показаны: 33 - зависимость СКО флуктуационной ошибки определения
направления на источник АС для заявляемого устройства от величины отношения сигнал/помеха на выходе канала приема 1 (фиг. 2); 34 - зависимость СКО флуктуационной
ошибки определения направления на источник СС для устройства-прототипа от величины
отношения сигнал/помеха на выходе канала приема 1 (фиг. 1).
Полезные акустические или сейсмические сигналы (далее - сигналы), излучаемые точечным источником, на выходах чувствительных элементов, разнесенных на единицы...
десятки метров в пространстве, имеют высокий коэффициент взаимной корреляции, что
было использовано в [1, 2]. Аналогичная высокая взаимная корреляция прослеживается
при анализе одноименных (с одинаковыми номерами n) ДЭС сигналов на выходах первого
и второго каналов приема соответственно. Можно утверждать [4], что одноименные ДЭС
имеют относительный фазовый сдвиг ∆ϕ,n. Этот сдвиг вызван относительной задержкой
сигналов на выходах чувствительных элементов из-за отклонения фронта волны сигнала
от равнофазного направления (фиг. 1) и определяется выражением
(1)
∆ϕ,n(α) = 2πn∆fτ(α),
где ∆f - дискретность преобразователя Фурье по частоте;
b
τ(α) = sin(α) - временная задержка сигнала с выхода второго канала приема относиc
тельно сигнала с выхода первого канала приема;
b - величина базы, на которую разнесены чувствительные элементы;
c - скорость распространения волны;
α - угол отклонения НПФВ от равнофазного;
N - число дискретных элементов, используемых в преобразователе Фурье.
5
BY 15097 C1 2011.12.30
В результате высокой взаимной корреляции полезных сигналов, принятых двумя разнесенными в пространстве каналами приема, ковариационные и взаимные ковариационные матрицы ДЭС этих сигналов имеют диагональный вид, а все элементы взаимных коковариационных матриц ДЭС помех равны нулю.
С учетом этих условий проведен статический синтез алгоритма взаимной обработки
ДЭС, который определяется выражением
N
2
z = ∑ ϑ n ξ 1, n + ξ 2 , n ψ n ( α ) ,
где ϑn =
γ вх ,n
2σ (2 γ вх ,n + 1)
2
h
(2)
n =1
- амплитудный весовой коэффициент;
γ вх ,n = σ ξ2n σ 2h - отношение сигнал/помеха для n-го ДЭС сигнала;
σξ2 n - средняя мощность n-го ДЭС полезного сигнала;
σ2h - средняя мощность помехи на выходах преобразователей Фурье 13;
ψn(α) = ехр[-i∆ϕ,n(α)] - фазовый весовой коэффициент.
Истинное НПФВ α заранее неизвестно. Поэтому значение α выбирается из набора
дискретных значений НПФВ αˆ = {αˆ 1αˆ 2 ...αˆ k ...αˆ K } в секторе возможных значении
 π π
α ∈ − ,  , которые, согласно выражению (1), определяют дискретные значения вре 2 2
менной задержки сигнала с выхода второго канала приема относительно сигнала с выхода
первого канала приема τˆ = {τˆ1τˆ 2 ...τˆ k ...τˆ K }, причем αˆ 1 < αˆ 2 < ... < αˆ k < ... < αˆ K . Это приводит
к необходимости использования K когерентных каналов обнаружения, в каждом из которых фазовая коррекция всех ДЭС осуществляется в соответствии с соответствующим номеру подканала значением τ̂ k , k = 1, K . В итоге на выходе K каналов когерентной
обработки формируется функция логарифма отношения правдоподобия в виде набора
дискретных значений z = {z1...zk...zK}. Обработка в k-м канале когерентной обработки будет оптимальной при совпадении оценочного значения НПФВ α̂ k с истинным НПФВ α, и
на выходе этого k-го канала будет сигнал с наибольшей амплитудой zk = max{z}. В соответствии с правилом
"если zk = max{z} ≥ z*, то принимается решение о наличии
сигнала A1* и его НПФВ αˆ = αˆ k ;
(3)
если zk = max{z} < z*, то принимается решение об отсутствии сигнала A*0 "
сигнал канала когерентной обработки с наибольшим выходом zk = max{z} сравнивается с
порогом z* и принимается решение о наличии (отсутствии) полезного сигнала A1*( 0) , а
также формируется оценка α̂ значения НПФВ путем присвоения αˆ = αˆ k .
Сущность совместной обработки спектральных компонент принятых двумя разнесенными в пространстве каналами приема сигналов, заложенная в алгоритм (2) и решающее
правило (3), заключается в когерентном суммировании одноименных ДЭС после их фазовой коррекции на выходе одного из каналов приема, а также некогерентном суммировании квадратов модулей сумм одноименных ДЭС принятого сигнала в пределах его
спектра в К каналах когерентной обработки с последующим принятием решения о наличии полезного сигнала при условии, что сигнал, сформированный на выходе одного из
этих каналов, превышает значение порога. Оценка НПФВ αˆ = αˆ k формируется в соответствии с величиной α̂ k , заложенной в k-й канал когерентной обработки с наибольшим выходом zk = max{z}.
6
BY 15097 C1 2011.12.30
Весовое суммирование квадратов модулей сумм одноименных ДЭС в сумматоре 26
приводит к значительному смещению плотности вероятности смеси полезного сигнала и
помех по отношению к плотности вероятности помех при отсутствии полезного сигнала.
Это позволяет обнаруживать полезный сигнал при значениях отношения сигнал/помеха на
выходах преобразователей Фурье менее единицы, γвх < 1.
 π π
Однозначность определения НПФВ на интервале − ,  обеспечивается выбором
 2 2
размера базы b между чувствительными элементами в соответствии с выражением:
b = c/2 f sv ,
где f sv - верхняя частота спектра полезного сигнала.
Устройство, позволяющее реализовать заявляемый способ обнаружения и определения НПФВ, представлено на фиг. 2 и может быть реализовано программным путем с использованием процессорной (микропроцессорной) техники, позволяющей проводить
обработку сигналов в реальном масштабе времени.
В предлагаемом устройстве (фиг. 2) ДЭС сигналов с выходов двух блоков АЦП и
ДКПФ 13 параллельно поступают в K каналов когерентной обработки 16. В каждом из K
каналов 16 в N формирователях когерентных сумм 17 проводится фазовая и амплитудная
коррекция N ДЭС. В каждом n-м из N формирователей 17 n-й ДЭС сигнала 19 с выхода
второго блока АЦП и ДКПФ 13 перемножается в перемножителе 22 с фазовым корректирующим коэффициентом 20. Фазовые корректирующие коэффициенты 20 для каждого
n-го ДЭС k-го канала когерентной обработки формируются в формирователе фазовых весовых коэффициентов 15 в соответствии с выражением (1), в котором под знаком синуса
используется значение α̂ k . Дискретные значения αˆ = {αˆ 1αˆ 2 ...αˆ k ...αˆ K } формируются в блоке 12 в зависимости от требуемых пределов сектора изменения α и точности определения
НПФВ. После фазовой коррекции n-го ДЭС сигнала, полученного на выходе второго
устройства АЦП и ДКПФ 13, в перемножителе 22 значение комплексной амплитуды поступает в сумматор комплексных амплитуд 23, где суммируется с одноименным n-м ДЭС
сигнала 18, сформированного на выходе первого блока АЦП и ДКПФ 13.
Квадрат модуля суммы, полученный на выходе формирователя квадрата модуля 24,
перемножается в перемножителе 25 с n-м амплитудным весовым коэффициентом 21, который формируется в формирователе амплитудных весовых коэффициентов 14 и обозначен как ϑn.
Результаты обработки, полученные в N блоках формирования когерентной суммы 17,
суммируются в сумматоре 26, образуя k-й отсчет функции логарифма правдоподобия zk. В
устройстве сравнения и принятия решения 29 проводится сравнение zk с порогом 28 и в
соответствии с правилом (3) принимается решение о наличии (отсутствии) полезного сигнала, а по номеру k-го канала когерентной обработки 16, на выходе которого сформировано максимальное значение zk = max{z}, определяется НПФВ 30.
В качестве примера на фиг. 5 и 6 приведены статистические характеристики обнаружения 31 и определения НПФВ 33 для заявляемого изобретения, а также соответствующие характеристики 32 и 34 прототипа, полученные для АС сигналов выстрелов из
артиллерийского орудия (фиг. 3 и 4).
Из фиг. 5 видно, что для обеспечения вероятности правильного автоматического обнаружения 0,5 при вероятности ложных тревог 10-6 требуемое отношение сигнал/помеха
на входе составляет 0,9, что примерно в 3 раза ниже требуемого отношения сигнал/помеха
для прототипа, работающего в тех же условиях и с таким же качеством.
Из фиг. 6 видно, что для обеспечения СКО флуктуационной ошибки измерения НПФВ
не более 1 градуса требуемое отношение сигнал/помеха для заявляемого изобретения составляет менее 2, что примерно в 3...4 раза ниже отношения сигнал/помеха для прототипа,
7
BY 15097 C1 2011.12.30
в случае обеспечения аналогичного значения СКО флуктуационной ошибки определения
НПФВ.
Использование заявляемого изобретения в качестве обнаружителя и измерителя
НПФВ широкополосных и сверхширокополосных акустических или сейсмических сигналов позволит: увеличить дальность автоматического обнаружения источников АС или СС
не менее чем в 1,3...1,5 раз; снизить флуктуационные ошибки определения НПФВ не менее чем в 2...2,5 раза в одинаковых с прототипом условиях функционирования.
Источники информации:
1. Патент США 6687187, МПК G 01S 3/00, 2004.
2. Патент RU 2202811 C1, МПК7 G 01V 1/16, 2003.
3. Охрименко А.Е. Основы радиолокации и РЭБ. 4.1. Основы радиолокации. - М.:
Воен. издат., 1983. Гл. 6. - С. 126-143.
4. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. -М.: Высшая школа, 2003. - С. 5152.
Фиг. 1
Фиг. 3
Фиг. 4
8
BY 15097 C1 2011.12.30
Фиг. 5
Фиг. 6
Национальный центр интеллектуальной собственности.
220034, г. Минск, ул. Козлова, 20.
9
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
2
Размер файла
476 Кб
Теги
by15097, патент
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа