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Physical
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575,42 M
(25)
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10,23 M
(7)
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de 1 Hz
(4)
[9][_]
115 M
(4)
[10][_]
de 5,115 M
(3)
[11][_]
5,115 M
(3)
[12][_]
2 radians
(3)
[13][_]
32 bits
(3)
[14][_]
2 metres
(2)
[15][_]
227,60 M
(2)
[16][_]
1,023 M
(2)
[17][_]
de 10,23 M
(2)
[18][_]
0,1 Hz
(2)
[19][_]
32 K
(2)
[20][_]
1 l
(2)
[21][_]
de 19,0 centimetres
(1)
[22][_]
24,4 centimetres
(1)
[23][_]
de 100 metres
(1)
[24][_]
1 centimetre
(1)
[25][_]
10 M
(1)
[26][_]
de 1 centimetre
(1)
[27][_]
2 o F
(1)
[28][_]
4,5 M
(1)
[29][_]
90 % de
(1)
[30][_]
de 10 %
(1)
[31][_]
20 N
(1)
[32][_]
50 M
(1)
[33][_]
42 M
(1)
[34][_]
de 393,855 M
(1)
[35][_]
1/2 radians
(1)
[36][_]
80 % de
(1)
[37][_]
2 N
(1)
[38][_]
5 x 105 Hz
(1)
[39][_]
de 0,1 Hz
(1)
[40][_]
10 Hz
(1)
[41][_]
1 Hz
(1)
[42][_]
1 %
(1)
[43][_]
4 bits
(1)
[44][_]
1 km
(1)
[45][_]
1976 J
(1)
[46][_]
de 1 metre
(1)
[47][_]
20 centimetres
(1)
[48][_]
1 mm
(1)
[49][_]
5 millimetres
(1)
[50][_]
100 metres
(1)
[51][_]
0 N
(1)
[52][_]
Gene Or Protein
(9/ 94)
[53][_]
Etre
(75)
[54][_]
Est A
(12)
[55][_]
AES-1
(1)
[56][_]
Ldi
(1)
[57][_]
GPS-1
(1)
[58][_]
GPS-2
(1)
[59][_]
Cos 2
(1)
[60][_]
Tk-1
(1)
[61][_]
De5
(1)
[62][_]
Disease
(2/ 21)
[63][_]
Bruit
(20)
[64][_]
Tic
(1)
[65][_]
Molecule
(8/ 15)
[66][_]
SM-1
(4)
[67][_]
SM-2
(4)
[68][_]
DES
(2)
[69][_]
gallium
(1)
[70][_]
minee
(1)
[71][_]
SNR
(1)
[72][_]
RS-
(1)
[73][_]
etof
(1)
[74][_]
Company Reg No.
(3/ 5)
[75][_]
bas 121
(3)
[76][_]
bas 123
(1)
[77][_]
bas 117
(1)
[78][_]
Organism
(4/ 4)
[79][_]
SATELLITES
(1)
[80][_]
parus
(1)
[81][_]
precis
(1)
[82][_]
inconnu
(1)
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Publication
_________________________________________________________________
Number FR2522413A1
Family ID 30389869
Probable Assignee Northrop Grumman Systems Corp
Publication Year 1983
Title
_________________________________________________________________
FR Title PROCEDE ET SYSTEME POUR MESURER DES VECTEURS SUR LIGNE DE
BASE PAR RADIO-INTERFEROMETRIE EN UTILISANT DES SIGNAUX
RADIO-ELECTRIQUES DE SATELLITES EN ORBITE ET DISPOSITIF UTILISE POUR
DETERMINER L'EMPLACEMENT D'UN POINT SUR LE SOL
Abstract
_________________________________________________________________
L'INVENTION CONCERNE UN
Description
_________________________________________________________________
I La presente invention se rapporte generalement a un procede et un
systeme pour determiner la position par radio, et plus
particulierement a un procede et un systeme pour mesurer le vecteur
sur ligne de base entre deux points, comme des marques de
surveillance, sur la terre,
par radio-interferometrie en utilisant des signaux radio-
electriques diffuses de satellites en orbite autour de
la terre.
Certains systemes pour determiner la position par radio utilisent la
directionnalite du motif de
rayonnement d'une antenne d'emission ou de reception.
D'autres systemes, comprenant la presente invention, ne reposent pas
sur la directionnalite d'une antenne La presente invention appartient
a la classe generale des systemes o la position d'une antenne de
reception est determinee en mesurant la difference entre les phases ou
les retards de groupe, ou les deux, de signaux arrivant de deux
antennes emettrices differentes ou plus dont les positions sont deja
connues Si deux sources d'emission sont synchronisees, ou bien si
l'ecart par rapport au synchronisme de deux emetteurs est connu,
independamment, alors une mesure au site de reception de la difference
entre les retards de groupe des signaux arrivant des deux sources
determine que le recepteur est place, en trois dimensions, sur un
hyperbololde particulier de revolution dont les foyers sont les
positions des emetteurs Si des mesures semblables au meme site de
reception de signaux de plusieurs emetteurs differents, en des
positions appropriees, sont combinees, alors la position de rece A:ion
peut etre determinee uniquement a partir du point d'int;er-
section des hyperboloides correspondants.
Des techniques de determination des positions relatives de differents
sites, les uns par rapport aux autres, a partir de mesures des
differences de phase ou de retard de groupe entre des signaux radio-
electriques recus simultanement en ces sites, sont deja connues et on
s'y rapporte collectivement en tant que techniques de geodesie-par
radiointerferometrie Les antennes aux sites separes sont considerees
comme formant un interferometre, et le vecteur de la position relative
qui s'etend d'une antenne a l'autre est appele vecteur sur ligne de
base de l'interferometre Le vecteur sur ligne de base, ou
position relative, entre deux antennes peut etre usuelle-
ment determine avec moins d'incertitude que la position de chaque
antenne individuelleparce que de nombreuses sources possibles d'erreur
ont tendance a affecter les mesures aux deux antennes
presqu'egalement, et par consequent ont tendance a s'annuler lorsque
les differences sont prises entre les deux antennes La technique de
geodesie par radiointerferometrie de micro-ondes est connue pour
donner une combinaison non adaptee de precision, vitesse et echelle
pour la determination des vecteurs de
position relative oausur "ligne de base " de l'interferometre.
Une telle determination peut etre basee sur des mesures
soit de la difference de retard de groupe ou de la diffe-
rence de phase ou bien des deux differences entre les signaux recus
aux deux extremites du vecteur Les mesures de phase sont, de facon
inherente, plus precises que les mesures de retard de groupe, mais
l'interpretation des mesures de phase est plus compliquee du fait de
leur
ambiguite intrinseque de cycle entier Une description
generale des techniques de mesure par interferometrie ainsi que des
problemes associes d'interpretation est donnee dans un article
intitule "Radio Astrometry", paru dans Annual Reviews of Astronomy and
Astrophysics, volume 14 ( 1976), pages 197-214, par Charles C
Counselman III Une collection importante d'articles techniques en
rapport est parue dans la publication de la Conference 2115 de la
National Aeronautics and Space Administration, intitulee "Radio
Interferometry Techniques for Geodesy" La geodesie par
radio-interferometrie a ete mise en pratique avec des signaux
radio-electriques emis par diverses sources comprenant les sources
naturelles comme les quasars et les sources artificielles comme les
satellites du Systeme de
Positionnement Global NAVSTAR (GPS).
Comme on le sait, il y a actuellement environ six satellites GPS en
orbite autour de la terre Les orbites des satellites peuvent etre
determinees a une precision d'environ 2 metres Ces satellites emettent
des signaux radio-electriques a des longueurs d'onde proches de 19,0
centimetres et egalement 24,4 centimetres A
condition quels ambiguits d'un cycle entier des observa-
tions de la phase interferometrique de ces signaux puissent etre
correctement resolues, le vecteur sur ligne de base qui s'etend d'une
antenne a une autre peut etre determine par interferometrie avec une
incertitude bien plus petite que les longueurs d'onde des
transmissions par GPS Les determinations de trois lignes de base,
chaque ligne de base ayant une longueur de l'ordre de 100 metres, par
des mesures des phases interferometriques de signaux GPS se sont
revelees avoir ete precises a environ 1 centimetre, selon un rapport
publie dans Eos (Transactions of the American Geophysical Union),
volume 62, page 260, 28 Avril 1981, par Charles C Counselman III, S A.
Gourevitch, R W King, T A Herring, I I Shapiro, R L Greenspan, A E E
Rogers, A R Whitney et R J Cappallo Le procede employe dans ces
determinations de ligne de base par interferometrie etait base sur la
technique connue de correlation croisee directe en un emplacement
central des signaux recus separement mais
simultanement aux deux extremites de chaque ligne de base.
Dans le brevet US NO 4 170 776 est decrit un systeme pour mesurer des
changements d'un vecteur sur ligne de base entre deux emplacements sur
la terre en utilisant des signaux transmis de satellites GPS, o les
signaux radio-electriques recus a chaque emplacement sont references
precisement dans le temps puis transmis par des lignes telephoniques a
un emplacement central o une comparaison des phases en temps presque
reel est
faite par correlation croisee des deux groupes de signaux.
Le systeme illustre dans le brevet comprend des antennes de reception
du type a reflecteur "en coupe" Comme la densite de flux radio d'un
signal GPS est faible par rapport au niveau du bruit de fond et comme
la largeur de bande d'un signal GPS depasse largement la largeur de
bande d'une ligne de telephone, le rapport du signal au bruit de la
puissance transmise par la ligne de telephone de chaque emplacement
est faible C'est grandement dans le but d'elever ce rapport du signal
au bruit a un niveau utile que des antennes du type en "coupe" ayant
de grandes
surfaces collectrices sont utilisees dans ce systeme.
Une autre raison importante pour l'utilisation de telles antennes est
qu'elles sont directives, donc les signaux arrivant a l'antenne
autrement que directement de la
source souhaitee sont rejetes.
Des systemes pour mesurer des vecteurs sur ligne de base utilisant
d'autres sortes de signaux de satellites
en orbite autour de la terre sont egalement connus.
Dans un article intitule " Miniature Interferometer Terminals for
Earth Surveying" (MITES), paru dans le bulletin Geodesique, volume 53
( 1979), pages 139-163 de Charles C Counselman III et Irwin I Shapiro,
est decrit un systeme propose pour mesurer des vecteurs sur ligne
de base en utilisant des signaux radio-electriques multi-
frequences qui seraient diffuses de satellites en orbite autour de la
terre, systeme dans lequel les phases des signaux recus sont
determinees separement a chaque extremite de la ligne de base En
effet, le signal recu en un emplacement n'est pas mis en correlation
avec le signal recu a l'autre afin de determiner la difference de
phase entre les deux signaux Pour resoudre l'ambiguite de phase, le
systeme MITES repose sur la combinaison des mesures a un groupe
pouvant atteindre dix frequences avantageusement espacees entre 1 et 2
G Hz Malheureusement, autant qu'on le sache, il n'y a pas de satellite
actuellement en orbite sur la terre qui emette de
tels signaux.
Des systemes pour mesurer la position relative en utilisant des
signaux emis par des sources autres que des satellites artificiels
sont egalement connus Un exemple d'un tel systeme en utilisant une
transmission basee sur la lune est egalement revele dans le brevet US
No 4 170 776. Des systemes pour mesurer soit une seule position ou une
position relative en utilisant des signaux de sources autres que des
satellites en orbite sont egalement connus Par exemple, dans un
article de W O Henry, intitule "Some Developments in Loran", paru dans
le Journal of Geophysical Research, volume 65, pages 506-513, Fevrier
1960, est decrit un systeme pour determiner une position (comme celle
d'un bateau en mer) en utilisant
des signaux d'emetteursbases sur le sol (stationnaires).
Le systeme, connu sous le nom de systeme de navigation Loran-C emploie
des chaines de plusieurs milliers de kilometres de long d'emetteurs
synchronises stationnes a la surface de la terre, tous les emetteurs
utilisant la meme frequence porteuse, 100 k Hz, et chaque emetteur
etant module en amplitude par un motif unique et periodique
d'impulsions Ce motif, qui comprend des inversions de signe de
l'amplitude, permet au recepteur de faire la
distinction entre les signaux des differents emetteurs.
Une combinaison appropriee d'observations de plus d'une paire
d'emetteurs peut donner une determination de la
position du recepteur a la surface de la terre.
Un autre exemple d'un systeme de ce type est le systeme Omega, qui est
decrit dans un article de Pierce, intitule "Omega", paru dans IEEE
Transactions on Aerospace and Electronic Systems, volume AES-1, No 3,
pages 206-215, Decembre 1965 Dans le systeme Omega, les differences de
phase des signaux recus sont mesurees plutot que princi-
palement les retards de groupe comme dans le systeme Loran-C Comme les
frequences employees dans les systemes Loran-C et Omega sont tres
faibles, les precisions des mesures de position avec ces systemes sont
assez faibles
en comparaison aixsystemoe mentionne de satellites.
L'art anterieur comprend egalement d'autres procedes de determination
de la position et de la position relative au moyen du Systeme de
Positionnement Global La methode standard, decrite par exemple dans un
article paru dans Navigation, volume 25, NO 2 ( 1978), pages 121-146
de J J Spilker, Jr, et de plus decrite dans plusieurs autres articles
parus dans la meme publication de ce journal, est basee sur des
mesures des differences entre les retards de groupe, ou les "temps",
de reception de la modulation codee des signaux GPS En principe, cette
methode est une methode de positionnement hyperbolique et est
essentiellement semblable a celle de LORAN La largeur de bande
d'environ 10 M Hz de la modulation de GPS limite la precision de la
mesure de retard de groupe et par consequent de la determination de
position par la methode standard a plusieurs dizaines de centimetres
Une precision de l'ordre de 1 centimetre est eventuellement possible
en utilisant des mesures de la phase de la porteuse, comme cela est
decrit par exemple dans un article de J D Bossler, C M Goad et P L
Bender, intitule "Using the Global Positioning System for Geodetic
Positioning", paru dans
le Bulletin Geodesique, volume 54, NO 4, page 553 ( 1980).
Cependant, chaque methode publiee d'utilisation de la phase de la
porteuse GPS pour la determination de la
position presente l'inconvenient de necessiter la connais-
sansce et l'utilisation de la modulation par code, qui peut etre
chiffree ou bien de necessiter une correlation croisee des signaux
recus en differents emplacements, ou bien de necessiter l'utilisation
de grandes antennes pour elever le rapport du signal recu au bruit et
pour supprimer l'interference des signaux reflechis, ou bien
la methode souffre de plus d'un de ces inconvenients.
La presente invention ne presente aucun de ces inconvenients.
En particulier, la presente invention ne demande aucune connaissance
des codes qui modulent les porteuses GPS et ne necessite pas de
correlation croisee d'un signal recu en un emplacement avec un signal
recu en un autre emplacement, et ne necessite pas l'utilisation
d'une antenne de reception importante ou tres direction-
nelle. La presente invention a pour objet un procede et un systeme
pour determiner une position par radio. La presente invention a pour
autre objet un procede et un systeme pour mesurer le vecteur sur ligne
de base entre deux points par radio-interferometrie.
La presente invention a pour autre objet un procede et un systeme pour
determiner le vecteur sur ligne de base entre deux points sur la
terre, comme des marques de surveillance, en utilisant des signaux
radioelectriques du type a porteuse supprimee et a double bande
laterale, diffuses de satellites en orbite sur la terre du Systeme
de Positionnement Global.
La presente invention a pour autre objet un procede et un systeme pour
determiner le vecteur sur ligne de base entre deux marques de
surveillance en utilisant des signaux radio-electriques de satellites
en orbite sur la terre du Systeme de Positionnement Global,laquelle
determination consiste a mesurer les phases des ondes porteuses
implicites dans les signaux recus a chaque
marque de surveillance ou repere topographique.
La presente invention a pour autre objet une technique de traitement
de l'information de phase derivee
en deux emplacements sur la terre, de signaux radio-
electriques recus de directions differentes, pour deter-
miner la position relative.
La presente invention a pour autre objet un procede et un systeme pour
mesurer les puissances et les phases des ondes porteuses des signaux
radio-electriques recus de satellites du Systeme de Positionnement
Global sans connaissance des signaux codes qui, dans les emetteurs
de ces satellites,modulent les ondes porteuses.
La presente invention a pour autre objet un procede et un systeme pour
determiner le vecteur sur ligne de base entre deux points en mesurant
les phases des signaux radio-electriques recus a chaque point sans
mettre le signal recu en un point en correlation avec le signal recu a
un autre point, sans enregistrer le signal recu a chaque point, et
sans autrement repondre par un transpondeur a un signal d'un point a
un autre ou des deux
points a un emplacement commun.
La presente invention a pour autre objet un procede et un systeme pour
determiner la position par radio, sans necessiter l'utilisation d'une
antenne
directionnelle.
Le procede de mesure d'un vecteur sur ligne de base entre deux points
sur la terre par radio-interferometrie en utilisant des signaux
radioelectriques diffuses par des satellites GPS selon les principes
de la presente invention consiste a mesurer les phases des
porteusesimplicitesdes signaux recus des satellites a chaque extremite
de la ligne de base puis a traiter l'information de phase des deux
emplacements ensemble pour determiner le vecteur sur ligne de base Le
systeme pour mesurer un vecteur sur
ligne de base entre deux points sur la terre par radio-
interferometrie en utilisant des signaux radio-electriques diffuses
par des satellites GPS selon les principes de la presente invention
comprend deux terminaux d'interferometre, un terminal d'interferometre
etant adapte a etre place a chaque point, chaque terminal
d'interferometre comprenant une antenne, un separateur de bande
laterale superieure et inferieure, un certain nombre de moyens de
correlation
et d'oscillateurs numeriques et un calculateur terminal.
L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caracteristiques,
details et avantages de celle-ci
apparaitront plus clairement au cours de la description
explicative qui va suivre faite en reference aux dessins schematiques
annexes donnes uniquement a titre d'exemple illustrant un mode de
realisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre un
systeme pour determiner un vecteur sur ligne de base par
radiointerferometrie avec des satellites GPS selon les principes de
l'invention; la figure 2 donne un schema-bloc de l'un des terminaux
d'interferometre montres sur la figure 1; la figure 3 donne un
schemabloc d'un ensemble d'antenne montre sur la figure 2; la figure 4
donne un schema-bloc de l'unite de reception montree sur la figure 2;
la figure 5 donne un schema-bloc de l'unite electronique numerique
montree sur la figure 2; la figure 6 donne un schema-bloc du'moyen de
conditionnement de signaux montre sur la figure 5; la figure 7 donne
un schema-bloc de l'un des modules dans l'ensemble correlateur montre
sur la figure 5; la figure 8 donne un schema-bloc de l'un des modules
d'oscillateur numerique dans l'ensemble oscillateur numerique montre
sur la figure 5; et la figure 9 donne un schema-bloc du calculateur
terminal montre sur la figure 2.
La presente invention est dirigee vers une technique de mesure du
vecteur sur ligne de base entre deux points, comme des marques de
surveillance, sur la terre, par radio-interferometrie en utilisant les
signaux radioelectriques a porteuse supprimee a double bande laterale
transmis par des satellites en orbite sur la terre du Systeme de
Positionnement Global NAVSTAR La technique consiste a mesurer les
phases des ondes porteuses implicites dans les signaux recus a chaque
emplacement, puis a traiter l'information de phase obtenue aux deux
emplacements pour determiner le vecteur sur ligne de base.
Un avantage de la technique reside dans le fait que l'on mesure les
phases des porteuses sans reference a la connaissance des signaux
codes qui sont utilises dans les satellites pour moduler les porteuses
Un autre avantage
reside dans le fait qu'elle ne necessite pas une trans-
mission des signaux recus, soit en temps reel ou par transport
d'enregistrements, de deux emplacements vers un emplacement commun Un
autre avantage provient du fait qu'elle ne necessite pas l'utilisation
de grandes antennes ou antennes tres directionnelles Un autre avantage
reside dans le fait que cette technique est relativement insensible
aux erreurs provoquees par une dispersion et des reflexions des ondes
radioelectriques se presentant pres des antennes
de reception.
Bien que l'invention soit decrite ci-apres plus particulierement pour
une utilisation avec des satellites GPS, on comprendra que certains
aspects de celle-ci ne sont pas limites uniquement a l'utilisation
avec de tels satellites et peuvent etre utiles avec des signaux recus
d'autres sources.
Comme on le sait, les satellites du Systeme de Positionnement Global
NAVSTAR sont en orbite sur la terre a environ 20 000 kilometres
d'altitude et transmettent des signaux dans une bande de frequences
centree a 1.575,42 M Hz, connue comme la bande "LI" et des signaux
dans une bande secondaire centree sur 1 227,60 M Hz connue comme la
bande "L 2 " Les signaux sont modules de facon que des bandes
laterales superieure et inferieure presque symetriques soient
produites avec la porteuse totalement supprimee Pour chaque bande, le
signal d'un satellite donne recu en un emplacement donne peut etre
considere, en fonction du temps, comme ayant la forme: s(t) = m(t) cos
( 2 f O t+ 0) + n(t) sin( 211 fot+ 0) o m(t) et n(t) sont des
fonctions de modulation, chacune une fonction en valeur reelle du
temps; f O est la frequence porteuse nominale, egale a 1 575,42 M Hz
pour Ll et 1 227,60 M Hz pour la bande L 2; et 0 est la phase de la
porteuse recue, en radians, qui est inconnue et a determiner Chacune
des fonctions de modulation, m(t) et n(t), est une fonction
pseudo-statistique du temps, avec zero moyen Les deux fonctions sont
mutuellement orthogonales Chacune des fonctions utilisees pour la
modulation de la porteuse de Ll pour tout satellite est egalement
orthogonale a la fonction correspondante utilisee pour tout autre
satellite, bien que pour un satellite donne la meme fonction m(t) ou
n(t), ou les deux, puisse
etre utilisee pour moduler les deux porteuses de L 1 et L 2.
Les largeurs de bande des deux fonctions, m(t) et n(t), different d'un
facteur d'exactement 10, avec m(t) ayant
la largeur de bande la plus etroite et n(t) la plus large.
Usuellement, a L 1, les deux composantes m(t) et n(t) sont presentes
et a L 2 seule la composante n(t) est presente, la fonction m(t) etant
etablie a zero ou "arretee" La densite du spectre de puissance de
m(t), qui corespond au signal modulant que l'on connait dans la
litterature de GPS
comme le code "d'effacement/acquisition", est proportion-
nelle a la fonction
2
sin 2 (iy F/1,023 M Hz) ("F/1,023 M Hz)2 o F represente la frequence
de modulation Cette fonction a une demi-largeur a un demi-maximum
d'environ 450 k Hz En effet, la valeur de la fonction est a peu pres
de 0,5 pour F = + 450 k Hz, tandis que la valeur est l'unite pour F =
O La densite du spectre de puissance n(t), qui correspond au signal
modulant qui est connue dans la litterature de GPS comme"code precis"
ou "code P", est proportionnelle a sin 2 (-r F/10,23 M Hz) (l YF/10,23
M Hz)2 Ainsi, la demi-largeur au demi-maximum de la densite du spectre
de puissance de n(t) est d'environ
4,5 M Hz.
Pour le signal L 1, A 1 575,42 M Hz, la valeur moyenne au carre de
n(t) est ordinairement egale a la moitie de celle de m(t),
c'est-a-dire = 0,5 (Il est possible qu'un satellite GPS fonctionne
dans des modes extraordinaires o le rapport des valeurs moyennes au
carre ou rapport de puissance est different de 0,5; en particulier,
une valeur de zero est possible), Ainsi, le rapport de la densite du
spectre de puissance ue n(t) a celui de m(t) est habituellement egal a
environ 0, 5 10 = 0,05 pour une valeur de F proche de zero, donc si un
filtre passebande adapte au spectre de m(t) est centre sur la
frequence porteuse de Ll environ 90 % de la puissance contenue a la
sortie de ce filtre proviendra
de la composante du signal m(t) et moins de 10 % provien-
dront de la composante n(t) Pour la simplicite du
restant de cette description, on supposera par consequent
que le signal Ll du GPS n'a pas de composante n(t) et a la formule
plus simple: s(t) = m(t) cos( 21 (f O t+ 0) En general, la phase de la
porteuse recue 0, est une fonction variant lentement avec le temps,
donc la frequence de la porteuse reellement recue est donnee par la
somme algebrique: f = fo + ( 21 e)-1 (d 0/dt), o fo est la frequence
porteuse nominale et d 0/ldi 4 est
la derivee, dans le temps, de 0 "Variant lenteme:-;-
signifie que la valeur de ( 2 Y) 11 (d 0/dt) est tres le en
comparaison a fo et a la largeur de bande de mngt La raison principale
de la variation de 0 avec le temps est le deplacement Doppler, qui
peut forcer f a differer de fo de plus ou moins une valeur pouvant
atteindre
environ 4,5 k Hz.
Le signal recu s(t) ne contient pas de composante spectrale distincte
de puissance a la frequence porteuse parce que la valeur moyenne de
m(t) est zero Ainsi la porteuse est totalement supprimee et la
fonction de la densite spectrale de puissance du signal (t) de Ll est
egale a la fonction de la densite du spectre de puissance de la
modulation m(t), translatee de la bande de base a la frequence
porteuse recue f Comme m(t) est une fonction du temps en valeur
reelle, sa densite du spectre de puissance est une fonction symetrique
reguliere de la frequence Ainsi, la densite du spectre de puissance de
s(t) a une symetrie reguliere par rapport a la frequence porteuse f,
et on peut dire que c'est un spectre a double bande laterale La partie
de ce spectre de puissance correspondant aux frequences superieures a
f est appelee bande laterale superieure; la partie correspondant aux
frequences inferieures est la bande laterale inferieure.
lLa legere asymetrie, au plus d'environ 3 parties sur 106, entre les
bandes laterales superieure et inferieure du
fait de "l'etirement" Doppler du signal n'est pas impor-
tante ici l.
Selon la presente invention, une antenne est
placee a chaque extremite d'un vecteur sur ligne de base.
Les signaux recus par chaque antenne sont separes en
composantes sur bandes laterales superieure et inferieure.
Ces composantes separees sont filtrees, converties en une forme
numerique a un bit puis multipliees ensemble Leur produit est analyse
numeriquement par correlation avec les sorties en quadrature d'un
oscillateur local pour determiner la puissance, et la phase par
rapport a cet oscillateur local, de l'onde porteuse qui est implicite
dans le signal sur double bande laterale qui est recu de chaque
satellite Les differences de deplacement Doppler sont utilisees pour
faire la distinction entre les porteuses de satellites differents
Ainsi, les puissances et les phases des porteuses des signaux d'un
certain nombre de satellites sont mesurees simultanement et les
donnees numeriques representant les resultats de la mesure sont
obtenues a chaque marque de surveillance Les mesures sont accomplies
en temps reel a chaque marque sans reference aux signaux qui sont
recus en tout autre emplacement et sans connaissance des signaux codes
qui modulent les
porteuses GPS Les donnees des mesures accomplies simulta-
nement mais independamment aux deux marques de surveillance, une par
seconde pendant un temps d'une duree suffisante, comme environ 5 000
secondes, sont alors traitees ensemble pour determiner le vecteur sur
ligne de base qui s'etend d'une marque a l'autre Deux methodes de
traitement sont revelees Dans chaque methode, une "fonction
d'ambiguitel' est calculee, qui est fonction de la donnee de la mesure
et une valeur d'essai b du vecteur sur ligne de base.
L'espace vectoriel de b est systematiquement recherche pour trouver la
valeur unique de b qui porte la valeur calculee au maximum Cette
valeur de b est consideree comme etant la determination souhaitee du
vecteur sur ligne de base inconnu b En se referant maintenant a la
figure 1, elle illustre un systeme 11 pour determiner un vecteur b sur
ligne de base selon la presente invention Le vecteur be sur ligne de
base, qui est egalement appele ci-apres quelquefois par le nom "ligne
de base", est le vecteur de la position relative d'une marque de
surveillance SM-1 par rapport a une autre marque SM-2 La ligne de base
s'etend de la marque de surveillance SM-1 qui est a l'origine ou aune
extremite de la ligne de base, jusqu'a la marque de surveillance SM-2
qui est au terminus ou a l'autre extremite de la ligne de base Le
systeme 11 comprend deux terminaux intelligents d'interferometre 13-1
et 13-2, un place a chaque extremite de la ligne de base, et un
calculateur qui peut etre incorpore, par sa structure et sa fonction,
dans et faire partie de l'un des terminaux 13 ou peut etre une unite
separee 15 comme
cela est represente.
Le systeme necessite, pour son fonctionnement
usuel, certaines donnees numeriques de sources externes.
Il demande egalement certains moyens de transfert de don-
nees numerique entre le calculateur 15 et chaque terminal 13 avant et
apres ou (facultativement) pendant
l'accomplissement des mesures de la ligne de base.
Avant de commencer les mesures pour determiner la ligne de base, la
donneed'une premiere memoire 17 representative des orbites d'un
certain nombre de satellites GPS dont deux, identifies par GPS-1 et
GPS-2 sont representes pour l'illustration, est introduite dans
le calculateur 15, en meme temps qu'une donnee approxima-
tive representative des emplacements des marques de surveillance ou
reperes topographiques SM-1 et SM-2 que l'on obtient d'une seconde
memoire de donnees 19 Cette
derniere donnee peut par exemple representer les emplace-
ments des reperes topographiques a une precision de quelques
kilometres A partir de ces donnees orbitales
du satellite et d'emplacement topographique, le calcula-
teur 15 produit, sous forme de tableau en fonction du temps, une
prediction du deplacement de la frequence Doppler qu'aura le signal a
1 575,42 M Hz transmis par chaque satellite GPS a sa reception a
chaque repere topographique Le calculateur 15 produit egalement une
prediction, sous forme de tableau, du niveau de puissance
du signal a recevoir de chaque satellite a chaque repere.
La puissance predite est zero si le satellite se trouve en dessous de
l'horizon; et c'est une fonction de l'angle predit d'elevation du
satellite au-dessus de l'horizon, du fait de la dependance angulaire
du gain d'une antenne receptrice (au repere) et usuellement, a une
moindre etendue, de l'antenne emettrice (sur le satellite) Les
tableaux des deplacements predits de frequence et des puissances, pour
un temps contenant celui des mesures anticipees, pour tous les
satellites GPS que l'on peut s'attendre a voir a chaque repere
topographique, sont alors communiques par tout moyen connu, comme par
exemple par telephone ou liaison radio-telephonique et introduits dans
la memoire d'un plus petit calculateur contenu dans le terminal
d'interferometre particulier 13 qui sera place
ou peut deja avoir ete place a ce repere topographique.
Alternativement, les tableaux de prediction de frequence et de
puissance peuvent etre produits par le calculateur
a l'interieur du terminal d'interferometre.
Les predictions de frequence Doppler sont calculees selon des formules
qui sont bien connues Les grandeurs des erreurs dans de telles
predictions sont de l'ordre de 1 Hz par kilometre d'erreur de
l'emplacement suppose du repere topographique L'erreur supplementaire
de la prediction de frequence due a l'erreur dans l'extra-.
polation de l'orbite du satellite est normalement, de l'ordre de 1 Hz
ou moins pour des predictions faites au moins un jour a l'avance Des
erreurs des predictions de frequence pouvant atteindre plusieurs Hertz
sont tolerables dans le contexte de la presente invention Les
predictions de la puissance recue ne doivent pas necessairement etre
tres precises; des erreurs de plusieurs decibels seraient tolerables,
parce que ces predictions ne sont pas utilisees dans un but tres
critique Elles servent principalement a permettre au calculateur du
terminal sur place de verifier si le signal souhaite, et non pas un
certain signal parasite, est recu En sacrifiant peut-etre la
fiabilite, les tableaux de prediction de puissance pourraient etre
elimines. Un terminal 13 d'interferometre sur place, ayant ete mis en
place a un repere topographique, recoit les signaux a 1 575,42 M Hz
d'un certain nombre de satellites, jusqu'a sept mais en aucun cas
moins de deux satellites, simultanement Pour une determination precise
de la ligne de base a obtenir, il est essentiel que les terminaux aux
deux extremites de la ligne de base observent concurremment
les satellites.
Des circuits electroniques (qui seront decrits ci-apres) dans chaque
terminal separent les signaux recus
en composantes sur bandes laterales superieure et infe-
rieure et, en utilisant les predictions du deplacement de frequence
Doppler, analysent ces composantes sur bandes laterales pour
determiner la puissance et la phase de l'onde porteuse implicite dans
le signal recu de chaque satellite La donnee de ces determinations de
puissance et de phase est stockee dans le terminal surplace et
eventuellement ramenee au calculateur central 15 par tout moyen
conventionnel. Les donnees des deux terminaux d'interferometre 13-1 et
13-2 doivent etre traitees ensemble pour obtenir
une determination precise du vecteur sur ligne de base.
Il faut noter que des moyens pour une communica-
tion a longue distance ou un transfert de donnee ne sont
pas necessaires pour le fonctionnement de ce systeme.
Les terminaux 13-1 et 13-2 peuvent etre physiquement transportes au
meme emplacement que le calculateur 15, et la les tableaux de
prediction peuvent etre transferes du calculateur 15 auxterminaux 13
Alors, les terminaux 13, contenant les tableaux dans leurs memoires,
peuvent etre transportes aux reperes topographiques SM-1 et SM-2 o
sont observes les satellites Apres l'accomplissement de ces
observations, les terminaux 13 peuvent etre retransportes a
l'emplacement du calculateur 15 o la donnee de la phase de la porteuse
peut etre transferee des deux terminaux
au calculateur pour un traitement.
En se referant maintenant a la figure 2, elle illustre les composants
majeurs d'un terminal 13, egalement appele "terminal de champ ou sur
place" Chaque terminal 13 a un ensemble d'antenne 21 qui est connecte
a un ensemble
electronique 23 par un cable coaxial 25.
Chaque ensemble d'antenne 21 comprend une antenne 27 et un ensemble
preamplificateur 29 L'antenne est placee sur le repere topographique
SM, et elle peut etre construite comme l'antenne qui est decrite dans
la
demande de brevet US No 323 328 deposee le 20 N-oerenbre 1981.
Quel que soit le mode de construction, l'emplacement du centre de la
phase de l'antenne 27 par rapport au repere topographique SM doit etre
connu avec precision L'antenne decrite dans cette demande de brevet
est satisfaisante de ce point de vue; l'incertitude de l'emplacement
de son
centre de phase etant de quelques millimetres au plus.
L'antenne 27 recoit les signaux radio-electriques
A 1 575,42 M Hz qui sont transmis par des satellites GPS.
Les signaux recus sont amplifies par le pre-amplificateur 29 et
appliques par le cable coaxial 25, a une unite de de reception 31
contenue dans l'ensemble electronique 23, l'unite de reception 31
comprenant un separateur 33 des bandes laterales, un circuit de
puissance du recepteur 34
et un circuit oscillateur 35.
Dans le separateur 33 des bandes laterales, la partie de bande
laterale superieure des signaux, comprenant la partie des signaux
recus de tous les satellites combines qui occupe une plage des hautes
frequences s'etendant vers le haut a partir de 1 575,42 M Hz, est
separee de la partie de bande laterale inferieure qui correspond aux
hautes frequences en dessous de 1 575,42 M Hz Pour effectuer cette
separation, le separateur 33 utilise un signal de reference a 1 575,42
M Hz qui est fourni par le circuit
oscillateur 35.
L'unite de reception 31 applique trois signaux,
sous forme analogique, a une unite electronique numerique 37.
Un signal analogique, designe par u(t), represente la composante de
bande laterale superieure des signaux a haute frequence recus,
transferee sur bande de base Le second signalanalogique, designe par 1
(t), represente la composante sur bande laterale inferieure, egalement
transferee sur bande de base Chacun de ces deux signaux
contient des contributions de tous les satellites visibles.
Le troisieme signal applique a l'unite electronique numerique 37 est
un signal sinusoidal a une frequence de,115 M Hz qui est la sortie
d'un oscillateur a cristal stable et autonome dans le circuit
oscillateur 35 La sortie de ce meme oscillateur est multipliee en
frequence
par un facteur entier fixe de 308 dans l'ensemble oscilla-
teur pour obtenir la frequence de reference de 1 575,42 M Hz utilisee
par le separateur des bandes laterales La precision des frequences
produites par l'ensemble oscillateur 35 est typiquement de l'ordre
d'une partie sur 109, bien qu'une precision d'une partie sur 1 i 8
soit
tolerable.
Dans l'unite electronique numerique 37, chacune des trois entrees
analogiques est convertie en un signal numerique-logique Les signaux
numeriques sont traites sous le controle d'un calculateur 39 du
terminal sur place ou de champ pour produire les donnees de puissance
de la porteuse et de phase L'ensemble electronique numerique 37 est
connecte au calculateur 39 par un bus bidirectionnel de donnees 41 Le
calculateur 39 peut etre un microcalculateur Digital Equipment
Corporation (DEC) modele LSI-11/2; le bus de donnees 41 dans ce cas
peut
etre le bus DEC "Q".
La donnee de la phase de la porteuse est stockee dans la memoire du
calculateur 39 jusqu'a ce que l'on souhaite communiquer cette donnee
au calculateur central 15 pour un traitement Comme on l'a note, le
calculateur central 15 peut etre elimine et le traitement accompli
dans l'un des calculateurs de terminal de champ 39 La
donnee de phase peut egalement etre ecrite par le calcula-
teur 39 sur un moyen de stockage de donnee comme une
cassette a bande magnetique ou un disque (non represente).
Les donnees peuvent egalement etre communiquees par connexion
electrique directe, ou par un modem et une
connexion telephonique ou par tout autre moyen standard.
En se referant maintenant a la figure 3, on peut y voir, en plus de
detail, les composants de l'ensemble 21 de l'antenne L'ensemble 21
comprend une antenne 27 qui, comme on l'a mentionne, est construite de
facon que son centre de phase puisse etre place avec precision par
rapport au repere topographique Les signaux radio-electriques a 1
575,42 M Hz recus par l'antenne 27 sont appliques au circuit
pre-amplificateur 29 qui a pour fonction d'elever suffisamment leur
niveau de puissance pour surmonter l'attenuation du cable coaxial 25
qui relie l'ensemble 21 de l'antenne a l'unite de reception 31, et
pour surmonter le bruit de fond produit dans l'amplificateur
d'entree de l'unite de reception 31.
Dans le circuit pre-amplificateur 29, les signaux recus de l'antenne
27 sont d'abord filtres par un filtre passe-bande 43 d'une largeur de
bande d'environ 50 M Hz centree sur 1 575,42 M Hz Le filtre 43 a pour
fonction d'empocher une surcharge de l'ensemble recepteur 31 par de
forts signaux parasites pouvant etre presents en dehors de la bande
des signaux GPS La sortie du filtre 43 est appliquee a un limiteur
passif a diode 45 qui sert a proteger un amplificateur 47 a faible
bruit d'etre brule par tout signal tres fort tel que ceux pouvant etre
rayonnes par des radars proches de forte puissance.
L'amplificateur a faible bruit 47 est un amplificateur standard a
transistor a effet de champ (FET) a arseniure
de gallium, ayant un chiffre de bruit de l'ordre de 2 db.
Le courant continu pour l'amplificateur a faible bruit est applique
par le cable coaxial 25 connecte a l'ensemble pre-amplificateur 29, de
l'ensemble recepteur 31, par une self a haute frequence 49 et un
regulateur de tension 51 Un condensateur 53 couple la sortie a haute
frequence de l'amplificateur 47 au c Able 25 tout en
bloquant le courant continu de l'amplificateur.
En se referant a la figure 4, on peut y voir en
plus de detail les composants de l'unite 31 de reception.
L'unite 31 comprend un circuit d'alimentation en courant 34 du
recepteur, un separateur 63 de bandeslateraleset un circuit
oscillateur 35 Le circuit 34 produit du courant continu pour le
fonctionnement de l'ensemble oscillateur 35, le separateur 33 de
bandeslaterale et, par le c Able
coaxial 25, l'amplificateur 47 a faible bruit dans l'en-
semble 21 de l'antenne Le circuit oscillateur 35 applique une
frequence de reference de 1 575,42 M Hz au separateur 33 de bandes
laterales et une frequence de reference de 5,115 M Hz a l'ensemble
electronique numerique 37 Le separateur 33 separe les signaux qui sont
recus dans une bande de hautes frequences centree sur 1 575,42 M Hz et
s'etendant vers le haut et vers le bas a partir de cette frequence, en
composantes separees des bandes laterales
superieure et inferieure sur la bande de base.
Le circuit de courant du recepteur 34 contient des sources regulees 61
d'alimentation en courant continu et, de plus, une batterie
d'accumulateurs 63 La batterie 63 permet a du courant d'etre fourni
sans interruption a l'oscillateur a quartz 65 dans le circuit
oscillateur 35, a l'horloge en temps reel dans l'ensemble electronique
numerique 37 et a la memoire de donnees du calculateur terminal 39,
malgre des interruptions de la source externe
de courant electrique du reseau pouvant se produire.
Ainsi, la stabilite de la frequence de l'oscillateur peut etre
maintenue, l'ajustement de l'heure de l'horloge ne peut etre perdu et
les donnees stockees dans la memoire
du calculateur ne peuvent etre perdues.
L'oscillateur 65 dans le circuit 35 est un oscillateur a quartz, comme
le modele 1001 de Frequency and Time Systems (FTS) qui produit une
frequence de sortie de 5,115 M Hz a une partie pour 108 ou moins Le
modele 1001 de FTS a une stabilite de l'ordre de 1 partie pour 1010
par jour et une partie pour 1012 sur des intervalles de temps de 1 a
100 secondes, et il est par consequent
plus qu'approprie dans le cas present.
L'oscillateur 65 produit deux sorties identiques, l'une allant a
l'unite electronique numerique 37 et l'autre allant a un synthetiseur
67 a 1 575, 42 M Hz dans
le circuit oscillateur 35.
Le synthetiseur 67 a 1 575,42 M Hz contient un oscillateur 69 a
transistor regle en tension (VCO) qui oscille a une frequence de
393,855 M Hz, egale a 77 fois,115 M Hz Cette phase de l'oscillateur
est stabilisee par rapport a la phase de la reference a 5,115 M Hz par
l'action d'une boucle verrouillee en phase composee de l'oscillateur
69, d'un coupleur 71, d'un diviseur 73, d'un detecteur d'erreur de
phase- frequence 75 et d'un filtre en boucle 77 Une partie de la
puissance de sortie de l'oscillateur 69 est couplee par le coupleur 71
a l'entree du diviseur de frequence 73 qui se compose de circuits
integres standards logiques a couplage par l'emetteur (ECL) qui
divisent par 11 puis par 7 La sortie du diviseur 73 est l'entree
"variable" et la sortie a,115 M Hz de l'oscillateur 65 est l'entree de
"reference" au detecteur 75 de phase- frequence a circuit integre
standard logique a couplage par l'emetteur comme du type Motorola
numero MC 12040 La sortie du detecteur 75 est filtree dans le filtre
en boucle 77 passe-bas pour obtenir la tension de commande qui est
appliquee a l'oscillateur 69 La sortie de l'oscillateur 69 est
quadruplee en frequence par une succession de deux doubleurs standards
et equilibres a diodes 79 et amplifiee par un amplificateur 81 pour
obtenir la frequence de sortie a 1 575,42 M Hz qui attaque le
separateur 33 des bandes laterales. Les signaux dans une bande centree
sur 1 575,42 M Hz, recus de l'ensemble 21 de l'antenne par le cable
coaxial 25 a l'entree 83 du separateur 59 sont couples par un
condensateur 85 de blocage de courant continu a travers un filtre
passe- bande 87 et amplifies par un amplificateur d'entree 89 Le
courant continu pour le pre-amplificateur 29 (dans l'ensemble de
l'antenne) est applique au c Able coaxial 25 par une self haute
frequence 91 de l'ensemble
de courant 55 du recepteur.
Le diviseur de courant a haute frequence ou "hybride" 93, l'hybride 95
en quadrature de l'oscillateur local a 1 575,42 M Hz, les deux
melangeurs doublement equilibres 97 et 99 et l'hybride 101 en
quadrature a frequence video sur large bande dans le separateur 59
forment un convertisseur ou "demodulateur" haute-frequence
-bande de base a simple bande laterale, du type conven-
tionnel "en phase" Un tel demodulateur a ete decrit, par exemple, dans
un article dans Proceedings of the IEEE,
volume 59 ( 1971), pages 1617-1818, par Alan E E Rogers.
Son fonctionnement peut etre decrit ici comme suit.
On suppose que f designe la frequence du signal de reference fourni au
separateur 33 de bandes laterales par le circuit oscillateur 35
Normalement, fo est egale a 1 575,42 M Hz, ce qui est egal a la
frequence porteuse nominale des transmissions "L 1 " du satellite GPS
avant deplacement Doppler (premier ordre) Alors, les sorties 102 et
103 de l'hybride en quadrature 95 peuvent etre ecrites sous la forme
de sin 21 Trfot et cos 2 Yfot, respectivement Ces sorties, qui sont en
quadrature de phase, sont les entrees "d'oscillateur local" aux
melangeurs 97 et 99, respectivement Les entrees a haute frequence vers
les deux melangeurs sont identiques Les sorties sur bande de base des
melangeurs sont en consequence
identiques a l'exception d'un dephasage de %Y/2 radians.
("Bende de base" indique la plage des frequences, plus pres de zero
que de fo, qui correspond a la difference entre la frequence d'entree
et fo) Le sens de ce dephasage, avance ou retard, depend de la
frequence du signal d'entree, au-dessus ou en dessous de fo Ainsi, il
est possible de choisir soit des entrees sur la bande laterale
superieure (frequence d'entree superieure) ou sur la bande laterale
inferieure et de rejeter la bande laterale opposee en dephasant la
sortie d'un melangeur de I 1/2 radians supplementaires, puis soit en
ajoutant ou en soustrayant (selon la bande laterale qui est
souhaitee) les sorties des deux melangeurs.
L'hybride en quadrature 101, qui a deux entrees 109 et 111 et deux
sorties 105 et 107 accomplit ce dephasage de -1 f/2 et
l'addition/soustraction La sortie superieure 105 de l'hybride 101 est
donnee par la somme arithmetique de l'entree superieure 109 plus
l'entree inferieure 111,les deux entrees ayant ete retardees en phase
d'une quantite qui depend de la frequence, mais le dephasage de
l'entree inferieure est plus important que celui de l'entree
superieure d'une constante de "/2 radians, independante de la
frequence La sortie inferieure 107 est donnee par la difference
arithmetique des deux memes entrees de phase differente 109 et 111, la
difference
etant prise dans le sens: superieure moins inferieure.
La difference specifiee de phase de Ar/2 radians (un quart de cycle)
est maintenue avec precision pour toutes les frequences entre f HP et
au moins f Lp, o f Hp 10 k Hz est bien plus faible que fp 450 k Hz et
f Lp est a peu pres egale a une largeur de bande d'un cEte de la
modulation m(t) "C/A" de GPS, comme on l'a precedemment indique La
conception d'un hybride en quadrature ayant ces proprietes est donnee
dans l'article cite de Rogers. Les sorties de l'hybride en quadrature
101 sont alors amplifiees separement par des amplificateurs video
identiques 113 et 115, et filtrees par des filtres passe-
haut 117 et 119 et passe-bas 121 et 123 Les filtres 117 et 119 sont
des filtres passe-haut identiques avec une coupure a basse frequence a
f H Les filtres passe-haut 117 et 119 ont pour but d'eliminer les
composantes en courant continu et toute composante spectrale a basse
frequence aux sorties desmelangeurs a des frequences semblables ou
plus faibles que la grandeur maximum possible du deplacement Doppler
qu'un signal de satellite GPS peut avoir.
Il est souhaitable de rejeter toutes ces compo-
santes parce qu'autrement elles pourraient interferer avec la
determination subsequente, dans l'ensemble electronique numerique et
le calculateur du terminal sur place, de la
phase de la porteuse recue et deplacee par effet Doppler.
De tels signaux interferant eventuellement peuvent contenir un bruit
de "tremblotement" a basse frequence produit dans les melangeurs
eux-memes, ou bien peuvent resulter d'une combinaison d'un
desequilibre des melangeurs et de fluctuationsde phase et d'amplitude
a basse frequence (non souhaitees) du signal de reference a 1 575,42 M
Hz ou du gain de tout amplificateur de signaux a haute frequence
precedant les melangeurs Une autre source possible d'interference a
basse frequence est le "bourdonnement" ou l'oscillation sur les
tensions ou courants a la sortie de la source d'alimentation Une
source pourrait etre un signal d'onde continue interferant
proche, en frequence, de fo 0.
Les filtres passe-bas 121 et 123 sont des filtres passe-bas identiques
ayant une largeur de bande egale a f Lp Y egale a une largeur de bande
d'un cote de m(t) La reponse
de chaque filtre, en fonction de la frequence, est deter-
minee pour correspondre a la densite du spectre de puissance de m(t)
Ces filtres ont pour but de supprimer le bruit et l'interference en
dehors de la largeur de bande de m(t). Il faut noter que le signal
m(t) de modulation de "code P" de GPS a grande largeur de bande
constituerait ici normalement une source d'interference La plus grande
partie, environ 80 % de la puissance provenant de m(t) est supprimee
par ces filtres passe-bas Ce degre de rejet ou de suppression est
suffisant pour garantir que
l'interference du "code P" aura un effet negligeable.
On peut cependant noter que si la modulation m(t) a faible bande etait
arretee dans les satellites GPS, alors la modulation n(t) sur large
bande ne representerait plus un signal genant et interferant; elle
deviendrait le signal souhaite On peut tenir compte d'un tel
changement de la structure du signal GPS en augmentant les largeurs de
bande des filtres passe-bas 35 d'un facteur de 10,
pour les faire correspondre au nouveau "signal".
La sortie, u(t), du filtre passe-bas 121 represente la composante de
bande laterale superieure filtree et convertie, vers le bas, du signal
d'origine s(t); et la sortie 1 (t) du filtre passe-bas 123 represente
la bande laterale inferieure Il faut noter que le spectre de u(t) est
decale vers le haut en frequence et le spectre de 1 (t) est decale
vers le bas en freiiencce, par rapport au spectre de la modulation
d'origine m(t) d'irae quantite egale a (f-f), la difference entre la
fr 6 que-ce porteuse reelle recu f et la frequence d'oscillateur local
fo f Si le deplacement Doppler de la porteuse, (f-f 0), est negatif
alors le spectre de u(t) est decale vers le bas et celui de 1 (t),
vers le haut l La grandeur de ce deplacement est supposee etre plus
petite que f HP et bien plus petite que f Lp' Cette supposition peut
etre satisfaite si le deplacement de frequence provient principalement
du deplacement Doppler, qui ne peut jamais depasser 5 k Hz en
grandeur, a condition que
la valeur de f HP soit etablie a peu pres egale a 10 k Hz.
Tout decalage de la frequence de l'oscillateur a quartz de reference
65 par rapport a la frequence souhaitee de 5,115 M Hz, provoquera un
deplacement ou glissement ( 308 fois superieur) des spectres de u(t)
et 1 (t), egalement Normalement cependant, un tel glissement sera
beaucoup plus petit que f Bl 1 En plus du glissement ou deplacement de
frequence des sorties des bandes laterales superieure et inferieure
u(t) et 1 (t), il y a un dephasage de dispersion, qui depend de la
frequence, a chaque sortie du fait de l'hybride en quadrature 101
Cependant, pour la conception particuliere de l'hybride en quadrature
de Rogers (op cit), ce dephasage est trop petit pour etre important De
meme, les dephasages supplementaires introduits par le filtre
passe-bande 87 et les filtres passe-haut et passe-bas 117, 11 X 9, 121
et 123 sont insignifiants si l'on emploie des conceptions de filtre
standard Chacun de ces effets a egalement tendance a s'annuler lorsque
la difference entre les terminaux est prise dans le traitement
subsequent de donnees L'annulation n'est pas exacte parce que deux
filtres ne sont jamais exactement les memes; de meme, les
deplacements Doppler en des sites differents sont diffe-
rents en tout moment donne Cependant, les effets residuels sont
negligeables, comme cela a ete montre par un calcul
direct et confirme par l'experience reelle.
* En se referant maintenant a la figure 5, on peut
y voir un schema-bloc de l'unite electronique numerique 57.
L'unite electronique numerique 37 comprend un moyen de conditionnement
de signaux 125, un ensemble de correlation 127 comprenant un groupe de
sept correlateurs identiques, un ensemblec scillateur numerique 129
comprenant un groupe correspondant de sept oscillateurs numeriques
identiques
et une horloge en temps reel 131, avec l'ensemble corre-
lateur 121, l'ensemble oscillateur numerique 129 et l'horloge en temps
reel 131 qui sont connectes par un bus de donnees 133 les uns aux
autres et au calculateur 39 du terminal La premiere fonction du
conditionneur de signaux 125 est de convertir le signal analogique sur
bande laterale superieure u(t), le signal analogique sur bande
laterale inferieure 1 (t) et le signal sinusoidal analogique a 5,115 M
Hz en un signal "numerique" de valeur binaire ou "logique", adapte a
un traitement par des circuits conventionnels logiques
transistor-transistor
(TTL).
Le moyen de conditionnement de signaux 125 ne produit que deux sorties
L'une est une forme d'onde periodique, carree, a niveau logique TTL de
valeur binaire, a une frequence de 10,23 M Hz qui est produite par
doublage de la frequence de l'entree a 5,115 M Hz Cette sortie a 10,23
M Hz sert de signal "d'horloge" pour regler la cadence de tous les
circuits numeriques subsequents Ce signal d'horloge est divise par
1023 (= 3 x 11 x 31) dans l'horloge en temps reel 131 pour obtenir un
battement pour 100 microsecondes; d'autres divisions par des facteurs
successifs de 10 donnent alors une representation decimale complete du
temps en secondes, le chiffre le
moins important representant des unites de 10-4 secondes.
Le temps est toujours lisible sous cette forme par le
bus de donnees 133 Les operations de l'ensemble corre-
lateur 127, de l'ensemble oscillateur numerique 129 et du calculateur
39 sont toutes reglees par l'horloge 131
en temps reel au moyen du bus de donnees 133.
La seconde sortie"numerique" du moyen de condi-
tionnement de signaux 125 est derivee des entrees analo-
giques u(t) et 1 (t) et c'est une forme d'onde non periodique de
valeur binaireaun niveau logique TTL Cette sortie est produite par une
porte logique NON-OU exclusif TTL qui a deux entrees: une entree
represente le signe de l'entree u(t) et l'autre, le signe de 1 (t)
Ainsi, la sortie de la porte est "Vraie" (T ou 1 binaire) si et
seulement si les signaux analogiques u(t) et 1 (t) ont
le meme signe.
La figure 6 donne un schema-bloc du conditionneur de signaux 125 Le
signal analogique u(t) est applique a un comparateur 135 dont la
sortie est un niveau logique TTL, Vrai lorsque u(t) est positive et
Faux lorsque u(t) est negative Ce signal logique TTL est applique
comme une entree d'une porte NON-OU exclusif TTL 137 Le signal
analogique 1 (t) est applique de meme a un comparateur 139 dont la
sortie est appliquee a l'autre entree de la porte NON-OU exclusif 137
Le signal sinusoidal a 5, 115 M Hz obtenu a l'oscillateur a quartz 65
est applique a un circuit doubleur de frequence analogique
conventionnel 141 dont la sortie est appliquee a un troisieme
comparateur 143
pour produire une sortie au niveau TTL en creneau a 10,23 M Hz.
La sortie a 10,23 M Hz est egalement utilisee comme entree "d'horloge"
d'une bascule ou flip-flop 145 qui echantillonne et maintient la
sortie dela porte 137 Ainsi, la sortie de la bascule 145 est la
fonction NON-OU exclusif des signes de u(t) et 1 (t), echantillonnes a
une frequence uniforme de,23 x 106 fois par seconde, et qui est
maintenue pendant les temps d'echantillonnage On sait bien, dans la
technique de radiointerferometrie, comme cela est decrit par exemple
par J M Moran dans un article paru dans Methods of Experimental
Physics, volume 12, partie C, pages 228-260, que la fonction de valeur
binaire du temps UOL a une transformation de Fourier ou "spectre" qui
est
une bonne approximation, aussi bien en phase qu'en ampli-
tude relativedu spectre de Fourier du produit analogique u(t)l(t) La
precision de l'approximation depend des signaux analogiques qui sont
statistiques et de caractere gaussien De meme, le coefficient de
correlation entre
les deux entrees doit etre bien plus petit que 1 en grandeur.
(En realite, le bruit "fait trembler" les non linearites des
comparateurs La porte NON-OU exclusif 137 peut etre consideree comme
un multiplicateur, dont chacune des entrees a des valeurs de + 1 et
-1) Ces conditions sont bien satisfaites dans le present systeme
Ainsi, dans ce qui suit, le niveau logique de la bascule 145 est
considere comme representant simplement le produit u(t)l(t).
Le "produit" UOL du conditionneur de signaux 125 est applique en
parallele a chacun des sept correlateurs
identiques dans l'ensemble correlateur 127.
Avant de decrire la construction de l'ensemble 127,
on expliquera rapidement ses principes de fonctionnement.
Dans chaque correlateur, le produit u(t)l(t) est mis en correlation
avec des approximations binaires de fonctions sinusoidale et
cosinusoldale du temps qui sont produites par un oscillateur numerique
correspondant parmi les sept oscillateurs La frequence de
l'oscillateur est controlee par le calculateur 39 selon le temps
indique par l'horloge en temps reel 131 En tout moment donne, la
frequence de l'oscillateur est etablie egale au double du deplacement
a la frequence Doppler prevu de l'onde
porteuse a 1 575,42 M Hz transmise par un des satellites.
Un oscillateur et un moyen de correlation ou correlateur sont associes
a chacun des satellites en vue, jusqu'a un maximum de sept satellites
(En principe, s'il y a toujours plus de sept satellites en vue, on
peut utiliser, dans le
systeme, plus d'oscillateurs numeriques et de correlateurs.
Dans la pratique, sept sont suffisants) Si le deplacement Doppler
prevu est suffisamment proche du deplacement Doppler reel, alors les
sorties du correlateur mesurent avec precision la puissance et la
phase du signal du satellite particulier pour lequel la prediction a
ete faite, et ne peuvent etre affectees de facon importante par la
presence de signaux d'autres satellites qui ont des
deplacements Doppler differents.
En termes mathematiques, le fonctionnement de lamui des oscillateurs
numeriques et de son correlateur associe peut etre decrit comme suit:
en fonction du temps, t, indique par l'horloge en temps reel 131, le
deplacement de frequence Doppler prevu de la porteuse du satellite est
donne par fp(t) On interpole la valeur de fp (t) a partir du tableau
des valeurs precalculees qui a ete stocke au prealable dans la memoire
du calculateur du terminal sur place L'oscillateur numerique produit
deux fonctions du temps cos L 20 (t) l et sin u 20 p(t) 3, en
quadrature de phase, o O p(t) represente une phase predite qui est
fonction du temps La fonction O (t) est initialement p egale a zero au
temps t O o l'oscillateur numerique commence a osciller et en tout
temps subsequent, la valeur de O p(t) est donnee par l'integrale p
Op(t) = 2 N X fp(t')dt'
O
o fp(t') represente la valeur instantanee de fp en un temps
intermediaire t' Le facteur de 2 rf est necessaire si, comme cela est
habituel, la frequence fp P est mesuree en unites de cycle par unite
de temps et que la phase O p est supposee etre mesuree en unite de
radians
plutot que cycles.
Le correlateur, fonctionnant entre les temps to et t 1, forme des
quantites a et b a partir de ses entrees lu(t)l(t)), cos L 20 p(t)l et
sin u 20 p(t)l, selon les formules t 1 a = Jlu(t)l(t) cos 120 p(t) dt
to et t b = A¦ 'u(t)l(t) sin 20 p(t) dt t O p L'intervalle du temps
d'integration, t 1-to, est egal a une seconde, et les integrations
indiquees sont accomplies chaque seconde A chaque battement d'une
seconde par rapport a l'horloge en temps reel, les valeurs des
integrales sont "echantillonnees" dans des registres de
stockage, les integrations sont remises a zero, l'oscilla-
teur numerique est remis en marche et une nouvelle periode
d'integration commence Ainsi, a la fin de chaque seconde de temps, le
correlateur delivre des sorties a et b qui representent les moyennes,
dans le temps, sur l'intervalle precedent d'une seconde, du produit
u(t)l(t) cos l 20 p(t)J
et du produit u(t)l(t) sin u 20 p(t)J, respectivement.
Ces sorties representent les correlations du produit
u(t)l(t) avec les fonctions cosinusoldale et sinusoidale.
Pendant l'intervalle de 1 seconde, la frequence de l'oscillateur fp(t)
est remise au point toutes les 0,1 seconde par le calculateur, guide
par les "tic-tac"
ou battements de 0,1 secondedelhorloge en temps reel.
Cette remise au point est necessaire parce que le deplace-
ment Doppler du satellite change, du fait du mouvement du satellite
par rapport au terminal sur place au sol, et la projection changeante
de la vitesse relative le long de la ligne de vue, a une allure qui
peut etre une fraction
sensible de 1 Hz par seconde.
Les sorties du correlateur a et b peuvent etre combinees pour obtenir
des estimations de la puissance et de la phase de la porteuse du
signal du satellite
particulier pour lequel la prediction fp(t) a ete faite.
On definit un nombre complexe c dont la partie reelle est egale a a et
dont la partie imaginaire est
egale a b.
En effet c = a + jb
o j est la racine carree de moins un.
Alors c C o C est un facteur d'echelle constant positif, reel; est la
moyenne, dans le temps, sur l'intervalle d'integration de to a t 1, du
carre de la fonction de modulation de GPS m(t); et est la moyenne,
dans le temps, sur le meme intervalle, de la
fonction exponentielle complexe exp l 2 j( 0-0 p)l A condi-
tion que la difference, ( 0-0 p), entre la phase du signal de la
porteuse GPS recu, O = O (t) et la prediction correspondante, O p= O
p(t) ne varie pas d'une fraction sensible d'un cycle pendant le temps
d'integration, alors la grandeur de c est a peu pres proportionnelle a
la puissance moyenne recue: i 2 21/2 2 ICI (a + b) /= C; et l'angle de
c est a peu pres egal au double de la difference de phase moyenne, (
0-0 p): /c tan-1 (b/a) 2 C (o-op) &#x003E; p Il faut noter qu'a partir
de b et a, l'angle
de c est determine de facon unique, en modulo 2 fr radians.
Ainsi, la difference ( 0-0 p) est determinee en modulo radians. Afin
que la puissance du signal recu et la phase de la porteuse (modulo 11)
soient determinees avec precision a partir de a et b selon ces
formules, deux conditions doivent etre satisfaites: d'abord, comme on
l'a mentionne, la phase reelle, O (t), doit differer de la phase
predite, O p(t) d'une quantite qui change de bien moins qu'un cycle
pendant le temps d'integration d'une seconde; deuxiemement, le rapport
du signal a la sortie du correlateur au bruit, donne par 1/2 SN Rc = (
2/i T)(i V/4) (Beff Tint) F
1/2
= ( 1/2)(Beff Tint) F, doit etre bien superieur a un, Beff etant la
largeur de bande effective des signaux u(t) et l(t), egale a environ 5
x 105 Hz; Tint est le temps d'integration, egal a 1 seconde, et F est
la fraction de la puissance presente dans u(t) et l(t) qui provient du
signal m(t) de GPS, etron pas du bruit Le facteur de ( 2/Ti) permet de
tenir compte de la perte de correlation entre u(t) et l(t) qui est
provoquee par la conversion analogique-numerique de ces signaux par
les comparateurs dans le moyen de conditionnement de signaux Le
facteur de(r T/4) tient
compte de la perte associee a l'utilisation des approxima-
tions en creneau pour les fonctions sinusoidale et cosinusoidale dans
le correlateur La racine carree du produit B ff Tint est egale a
environ 700 Par consequent, on a la relation:
SNRC 350 * F
La fraction, F, de la puissance de chaque bande laterale provenant du
satellite GPS depend du gain de l'antenne receptrice et du chiffre de
bruit du systeme
recepteur Pour les antennes "MITES" et le systeme recep-
teur decrit ci-dessus et pour un angle d'elevation du satellite
superieur a 200, on sait, par l'experience, que F depasse environ 0,03
Par consequent, SN Rc 10, ce qui est suffisant pour des mesures
precises de la puissance et de la phase L'ecart standard du bruit dans
chaque partie, reelle et imaginaire de la quantite complexe c est
donne par dc cl 'SNR La premiere condition mentionnee pour la
precision
dans les mesures de la puissance et de la phase, c'est-a-
dire que ( 0-0 p) ne varie pas d'une fraction sensible d'un cycle
pendant le temps d'integration d'une seconde, est equivalente a la
condition selon laquelle la difference entre la frequence porteuse
reelle recue, f, et la frequence de reference locale f O, ne differe
pas de la frequence predite (oscillateur numerique), ? p, d'une
fraction sensible de 1 Hz Cette condition est satisfai-e dans le
present systeme en appliquant un reglage par contre-reaction a la
frequence de l'oscillateur numerique, pour maintenir cette frequence
proche de la frequence de la porteuse reelle recue Ce reglage est
exerce au moyen d'un simple programme execute par le calculateur 39 On
donnera ci-apres une description de ce programme.
Le nombre complexe c forme des sorties a et b du correlateur a la fin
du keme intervalle d'integration de 1 seconde est designe par c(tk), o
tk represente le temps au milieu de cet intervalle A la frequence de
l'oscillateur numerique pour le (k+ 1)eme intervalle, on ajoute une
polarisation de correction de K L lc(tk)c*(tk_ 1)l /2 t Hertz o K est
une constante reelle positive inferieure a 1, /E) designe l'angle de
la quantite complexe renfermee par les crochets l 3; et c (tk-1) est
le complexe conjugue du nombre complexe c de l'avant-dernier
intervalle ou (k-i)eme intervalle.
Le principe de fonctionnement de ce programme peut etre comprispar
l'exemple qui suit: si la prediction de frequence est, disons, trop
faible de 0,1 Hz, alors l'angle de c avancera de 0,1 cycle en 1
seconde, et la quantite complexe c(tk)c *(tk) aura un angle de
(+ 0,1) x ( 2 o) radians (plus un certain bruit insignifiant).
L'addition de la polarisation, qui est positive dans ce cas, reduira
la grandeur de l'erreur negative dans la prediction
de frequence de ( 0,1 Hz) a ( 1-K) x ( 0,1 Hz).
La valeur de K doit etre plus grande que zero ou bien il n'y aura
aucune reduction de l'erreur de prediction de frequence de la
contre-reaction La valeur doit etre inferieure a 1 ou bien la
contre-reaction aura pour resultat une oscillation instable de
l'erreur, du fait du retard d'application de la correction La valeur
exacte n'est pas critique, et la valeur optimale peut etre determinee
par l'experience On utilise, dans le present systeme, une valeur
nominale de 0,5 Un autre effet important de cette contre-reaction de
frequence est que la frequence de l'oscillateur numerique sera "tiree"
vers la frequence porteuse reelle recue a partir d'une frequence
initiale qui peut atteindre plusieurs hertz au-dessus ou en dessous Ce
phenomene de "traction"
ou entrainement est bien connu dans les boucles de contre-
reaction suivant la phase de la frequence, comme cela est decrit par
exemple dans le livre intitule "Phaselock Techniques", de Floyd M
Gardner, publie par John Wiley
and Sons, Inc, New York, 1966.
L'importance du phenomene "d'entrainement" pour le present systeme est
qu'une connaissance a priori de la position du repere topographique ne
doit pas necessairement
avoir moins de quelques kilometres d'incertitude.
Un effet secondaire eventuellement nefaste du phenomene
"d'entratnement" dans le present systeme est que 1 'oscillateur
numerique qui est suppose suivre un satellite particulier peut au
contraire etre amene a la frequence d'un satellite different si cette
derniere frequence est proche de la premiere, et si ce dernier signal
est fort en comparaison au premier Pour limiter les degats qui
pourraient resulter de tels faits, le programme du calculateur du
terminal sur place contient une possibilite limitant la grandeur de la
polarisation accumulee qui peut etre ajoutee a une prediction de
frequence a priori, a environ 10 Hz Comme la difference entre les
frequences de deux satellites change, typiquement, d'environ 1 Hz par
seconde, il s'ensuit qu'il ne peut y avoir qu'environ secondes des
donnees de mesure, ou moins d'environ 1 % des donnees totales obtenues
sur place, invalidees en suivant un mauvais satellite L'experience
indique que ce
pourcentage est insignifiant.
En se referant maintenant a la figure 7, on peut y voir un schema-bloc
d'un module 149 de correlateurl'un des sept modules identiques de
l'ensemble 127 Les sept modules ont la meme entree UOL, qui est la
sortie UQL du moyen de conditionnement 125 Chaque module 149 recoit
egalement une entree "cosinus" et une entree "sinus" de
l'un des sept modules correspondants d'oscillateur numerique.
L'entree UOL et l'entree cosinus passent a une porte NON-OU exclusif
151 dont la sortie est l'entree d'un compteur numerique 153
"synchronise" L'entree UOL et l'entree sinusoidale passent a une autre
porte NON-OU exclusif 155
dont la sortie forme l'entree d'un autre compteur 157.
Une fois par seconde, les contenus des registres 153, 157 sont
introduits dans des memoires tampons respectives de sortie 159, 161
par une impulsion de l'horloge 131 en temps reel dans l'ensemble
electronique numerique 37,et les compteurs sont alors remis a zero A
une frequence de 10,23 M Hz, reglee par le signal "d'horloge" du moyen
de conditionnement de signaux 125, chaque compteur 153, 157 augmente
de un si et seulement si son entree, de sa porte NON-OU exclusif
associee 151, 155 est "Vraie" Ainsi, a la fin de chaque intervalle
d'une seconde, les contenus des memoires tampons de sortie 159, 161
indiquent le nombre de fois, entre zero et 10 230 000 o les entrees
UEL et
cosinus/sinus ont correspondu pendant la seconde precedente.
Les contenus des tampons de sortie 151, 155 de chaque compteur sont
connectes au bus de donnees 133 par o le calculateur 39 lit les
contenus a chaque seconde Chaque compteur/bascule peut etre forme d'un
seul circuit integre comme le dispositif a 32 bits, modele NO L 57060,
produit par LSI Systems, Inc. La quantite a, definie precedemment par
la correlation entre lu(t)l(t)3 et cos l 20 p(t)l, est obtenue au
calculateur 39 en soustrayant 5 115 000 de la sortie du
compteur "cosinus" et en divisant le resultat par 5 115 000.
La quantite b est obtenue de meme en soustrayant 5.115 000 de la
sortie du compteur "sinus" et en divisant le resultat par 5 115 000
(Ainsi, la grandeur unitaire de a ou b represente une correlation
parfaite entre tu(t)l(t)T et la fonction cosinusoldale ou sinusoidale,
respectivement Avant que ces resultats ne soient stockes dans la
memoire du calculateur 39, chaque nombre peut etre tronque pour
n'avoir que 4 bits afin de preserver
l'espace dans la memoire).
En se referant maintenant a la figure 8, elle montre un schema-bloc de
l'un des sept modules identiques 163 d'oscillateur numerique dans
l'ensemble 129, chaque module 163 fournissant une entree "cosinus" et
une entree "sinus" a un module 149 de correlation Chaque oscillateur
numerique 163 comprend un registre de phase binaire 167 et un registre
de frequence binaire 169; un additionneur binaire 171; une porte
NON-OU exclusif 173; un inverseur 175
et un diviseur de frequence 177.
Le registre de phase 167 et le registre de frequence 169 ont chacun 32
bits, et l'additionneur 171 est un additionneur a 32 bits Le nombre
binaire contenu dans le registre de phase 167 en tout moment
represente la phase de la sortie de l'oscillateur, le bit le plus
important representant une alternance, le bit le plus important
suivant representant un quart de cycle et ainsi de suite Le nombre
binaire contenu dans le registre de
frequence 169 represente de meme la frequence de l'oscilla-
teur, le bit le plus important dans ce cas ayant une valeur de 155 000
Hz, ce qui est egal a 1/66 cycle par periode
du signal "d'horloge" a 10,23 M Hz du moyen de conditionne-
ment de signaux 125 L'additionneur 171 additionne les nombres contenus
dans le registre de frequence 169 et le registre de phase 167 La somme
est introduite dans le registre de phase 167, pour remplacer le
contenu precedent, une fois par cycle de la sortie du diviseur 177 qui
divise
le signal "d'horloge" a 10,23 M Hz par un facteur fixe de 33.
Le registre de phase 167 est ainsi remis au point a une
frequence qui est exactement de 310 000 fois par seconde.
La quantite dont la phase avance a chaque remise au point est donnee
par le contenu du registre 169 Le registre 169, comme on l'a
mentionne, est remis au point 10 fois par seconde au moyen du bus 133
de donnees, par le calculateur 39 (les frequences negatives ainsi que
positives sont representees par le contenu du registre de frequence,
en
utilisant la methode conventionnelle du complement a dense.
Selon cette convention, le negatif d'un nombre binaire est forme en
prenant le complement de chaque bit puis en ajoutant un Le plus grand
nombre positif est en consequence represente par son bit le plus
important qui est zero, tous les autres bits etant des uns Le bit le
plus important etant
un un implique que le nombre est negatif).
La sortie sinusoidale de l'oscillateur numerique 163 est obtenue de
l'inverseur 175 qui inverse le bit le plus important du registre de
phase 167 La sortie sinusoidale a une valeur de un quand la phase est
comprise entre zero et plus un demi-cycle, et une valeur de zero quand
la phase est comprise entre un demi-cycle et un cycle (ce qui est la
meme chose que la phase entre moins un demi-cycle et zero cycle) La
sortie cosinusoldale de l'oscillateur numerique 163 est prise a la
porte NON-OU exclusif 173 dont les entrees sont le bit le plus
important et le bit le plus important suivant du registre de phase La
sortie sinusoidale a une valeur de un si et seulement
si la phase est a plus ou moins un quart de cycle de zero.
En se referant maintenant a la figure 9, on peut y voir un schema-bloc
du calculateur 39 Le calculateur comprend une unite centrale de
traitement (CPU) 181, une memoire de programme 183, une memoire de
donnees 185, un point d'acces bidirectionnel externe de donnee 187 qui
est connecte a un terminal d'operateur 189, et un point d'acces
bidirectionnel externe de donnee 191 qui est connecte a un
modulateur-demodulateur (modem) 193 qui, a son tour, est connecte a
une ligne de telephone, un radio-telephone ou toute autre liaison de
communication 195 Les parties du calculateur 39 sont interconnectees
au moyen d'un bus
de donnees 197 qui sert egalement a connecter le calcula-
teur 39 a d'autres parties du terminal sur place (voir
figure 5).
L'unite centrale de traitement 181 peut etre le modele LSI-11/2 (piece
numero KD 11-GC) de Digital Equipment Corporation (DEC); la memoire de
programme 183 peut etre une memoire morte programmable a 32 K octets
comme la piece numero MRV 11-C de DEC; la memoire de donnees 185 peut
etre une memoire vive a acces aleatoire a 32 K octets comme la piece
numero MXV 11-AC de DEC; les deux points d'acces birirectionnel
externes ( 187 et 191) peuvent etre les acces a donneesen serie RS-232
qui sont incorpores dans le MXV 11-AC Le terminal de l'operateur 189
peut etre le modele VT-100 DEC ou tout autre terminal ASCII en serie
equivalent qui, comme le VT-100 peut etre connecte a l'interface de
donnee en serie RS- 232 du MXV 11-AC, ou par tout autre dispositif
externe approprie d'acces de donnee au calculateur; le modem 193 peut
etre tout dispositif standard, compatible RS-232 et peut etre
totalement elimine si, comme on l'a mentionne, le calculateur 39 est
connecte directement au calculateur au terminal de base 15.
Le bus de donnees 197 peut etre le bus Q LSI-11 L'horloge 131 en temps
reel, l'ensemble oscillateur numerique 129 et l'ensemble correlateur
127 peuvent etre connectes au bus-Q en les construisant sur des cartes
de circuit standards qui s'enfichent directement dans les connecteurs
de bord de
carte du "fond de panier" d'un systeme calculateur LSI-11.
De telles cartes sont disponibles a DEC,en etant equipees de circuits
integres speciaux qui peuvent traiter toutes les communications de
donnees entre le bus Q et les circuits terminaux speciaux
d'interferometre qui sont construits
sur les cartes.
Les donnees de mesure stockees dans la memoire 185 du calculateur 39
comprennent une serie dans le temps de nombres complexes pour chacun
des satellites, jusqu'a sept, qui sont observes, avec un tel nombre
obtenu a chaque seconde Ces donnees sont obtenues pendant une etendue
de temps d'environ 5 000 secondes, pendant laquelle au moins deux
satellites sont toujours observes, avec le nombre moyen de satellites
observes d'au moins quatre Pour le ieme satellite au temps t, la
donnee complexe est designee par Ai(t), o la grandeur de ce nombre
complexe est proportionnelle a la puissance mesuree du signal recu du
satellite a ce moment, la constante de proportionnalite etant
arbitraire mais la meme pour tous les satellites, et o l'angle du
nombre complexe est egal au double de la phase de la porteuse mesuree
pour le meme satellite au meme moment, la phase pour chaque satellite
etant referencee au meme signal d'oscillateur local de reference,
c'est-a-dire le signal a 1 575,42 M Hz produit par l'ensemble
oscillateur 57 du terminal sur place 13-1.
Les donnees complexes Ai(t), i = 1,, 7, sont derivees par le
calculateur 39 des sorties a et b des
sept correlateurs 149 dans l'ensemble 127 comme suit.
Pour le ieme correlateur, Ai(t) = la(t) + jb(t)l exp t 2 j O (t)l L p
o a(t) et b(t) representent respectivement les sorties -normalisees a
et b pour l'intervalle "d'integration" ou de comptage de 1 seconde qui
est centre au temps t; j est la racine carree de moins un; et 20 p(t)
est le double de la phase de la porteuse predite du ieme satellite au
temps t Il faut noter que le nombre complexe Ai(t) est egal au nombre
complexe c derive de la sortie du ieme correlateur, multiplie par exp
l 2 j O p(t)l L'angle de Ai represente (deux fois) la phase de la
porteuse recue referee a (deux fois) la phase de la reference locale
de 1 575,42 M Hz, tandis que l'angle de c
est refere a (deux fois) la somme de cette phase de l'oscil-
lateur de reference plus la phase de l'oscillateur numerique.
Pour cette explication, on considere que le groupe de donnees t A 4
(t)J est celui produit par le terminal 13-1 qui est a l'origine du
vecteur sur ligne de base L'autre terminal 13-2, c'est-a-dire le
terminal de champ ou sur place a la fin ou a l'extremite du vecteur
sur ligne de base, observant les memes satellites aux memes moments
que le premier terminal, donne des donnees correspondant a A 4 (t),
designees par Bi(t) Les memes satellites sont observes parce que les
deux terminaux ont recu des donnees de prediction du meme calculateur
central 15, qui a numerote les satellites de 1 a 7 d'une seule facon
Les observations aux deux terminaux sont effectivement simultanees
parce que les deux horloges des terminaux ont ete synchronisees
immediatement avant les observations et que les frequences d'horloge
different d'une quantite negligeable (l'effet principal de la
difference de frequence entre les oscillateurs a quartz qui reglent
les frequences des horloges consiste a faire varier la difference de
phase entre les references a 1 575,42 M Hz) Il n'est pas important
qu'en un moment particulier, un satellite
particulier soit visible a un terminal mais cache a l'autre.
La grandeur de Ai(t) ou Bi(t) dans ce cas est simplement
zero, ou presque.
Les operations accomplies par le calculateur central 15 afin
d'accomplir la determination du vecteur sur ligne de base de
l'interferometre, donne par les donnees de mesure de puissance et de
phase recueillies aux deux terminaux 13-1 et 13-2 places aux
extremites du
vecteur, seront maintenant decrites.
La premiere etape dans le traitement des donnees Ai(t) et Bi(t) dans
le calculateur central consiste a multiplier le complexe conjugue de
Ai(t), denote par Ap(t), par B (t) Le produit Si(t)=Ai(t) Bi(t), a un
angle L Si(t) egal au double de la difference entre les phases
mesurees des signaux de porteuse recus du ieme satellite aux deux
terminaux, chaque phase ayant ete mesuree par rapport a l'oscillateur
de reference local dans le terminal respectif En consequence, l'angle
de Si(t) est en rapport avec la difference entre les phases des
oscillateurs locaux et avec le vecteur sur ligne de base entre les
terminaux selon la relation theorique /Si(t) = OLO + ( 4 lffi/c) '
i(t)
O O LO represente la difference de phase des oscilla-
teurs locaux, fi est la frequence recue pour le ieme satellite,
presqu'egale a 1 575,42 M Hz, c est la vitesse de la lumiere, b est le
vecteur sur ligne de base et si(t) est un vecteur unitaire dans la
direction du ieme satellite en regardant au moment t a partir du point
median du vecteur (Cette relation donnel'angle L Si(t) en radians
plutot qu'en cycles Comme la frequence fi est specifiee en cycles,
plutot qu'en radians, par seconde, il faut incorporer un facteur de 2
Y La raison pour laquelle 4 1 f, plutot que 2 1 Y apparaissent ici est
que
chaque terminal mesure deux fois la phase du signal recu).
Cette relation est approximative tant qu'elle ignore les effets de
parallaxede second ordre du milieu de propagation,
multitrajet, effets de la relativite, bruit et autres.
Ces petits effets sont negliges ici pour la clarte.
L'erreur associee au fait de negliger ces effets est equi-
valente a une erreur sur ligne de base de moins d'environ I cm pour
une longueur de ligne de base de moins d'environ 1 km E A l'exception
de l'effet du bruit, qui est totalement statistique, il est possible
d'avoir un modele des effets
que l'on a negliges ci-dessus, afin d'obtenir une represen-
tation theorique plus precise de L Si(t) Cette modelisa-
tion est decrite par exemple dans l'article de I I Shapiro intitule
"Estimation of astrometric and geodetic parameters from VLBI
observations", paru dans Methods of Experimental Physics, volume 12,
partie C, pages 261-266, 1976 J Theoriquement, la grandeur de S est
donneepar A¦ Si J = C'G 2 (cos 4 i), o C est une constante et G est le
gain de puissance directrice d'une antenne receptrice, ecrit en
fonction du cosinus de l'angle au zenith Gi du ieme satellite La
valeur de G est supposee etre independante de l'azimut, et elle est
normalisee de facon que la puissance recue par une antenne isotropique
ou spherique depolarisation circulaire adaptee soit egale a 1 Pour une
conception des antennes MITES, on a G(cos G) z ( 1,23) ' (l+cos,)2 '
sin 2 ( ( 3 T&#x003C;/4) cose), 0 &#x003C; Gi&#x003C; 90; G(cose) = 0,
90 La valeur de cette fonction est a peu pres de 2,46 au zenith (e =
0); elle a un maximum, d'environ 3,63 a e t 40, a une valeur de un a 4
G 72, et s'approche
de O tandis que s'approche de 90.
L'etape suivante du traitement de donnees mesurees obtenues aux deux
terminaux d'interferometre est la somme des nombres complexes Si(t)
sur i pour obtenir une somme S(t) pour chaque temps de mesure: n S(t)
= Z Si(t) i= 1 o la somme comprend tous les satellites qui ont ete
observes au temps t.
L'etape suivante dans le traitement de donnees de mesure consiste a
choisir une valeur d'essai, b du vecteur b sur ligne de base et de
cette valeur b, a calculer une fonction du temps S(t) qui represente
theoriquement la valeur que S(t) aurait si la valeur reelle, b du
vecteur etait egale a la valeur d'essai b: S(t) = t Ai(t) *'Bi(t) A¦
exp L-j 4 T 1 bi(t) il i= 1 l o Ai est la longueur d'onde radio
correspondant a la frequence porteuse recue En effet, Ai = c/fi Le
procede pour choisir une valeur de b est decrit ci-apres Il faut noter
que dans la fonction theorique S(t), en s'opposant a la fonction
derivee de la mesure S(t), aucun terme n'est present pour representer
la difference de phase de l'oscillateur local De meme, le facteur
d'echelle constant
C est omis.
Ensuite, la grandeur de S(t) est multipliee par la grandeur de S(t) et
le produit de ces grandeurs est additionne sur tous les temps de
mesure pour obtenir une valeur, R(b), qui depend de b ainsi que bien
entendu des mesures: I R (b) =tA¦S(t) S()\ o t I represente le leme du
groupe d'environ 5 000 temps
de mesure R(b) est appele "fonction d'ambigulte".
L'etape suivante dans le traitement consiste a repeter le calcul de
R(b) pour diverses valeurs de b et a determiner la valeur particuliere
de b pour laquelle la fonction de R(b) a la plus forte valeur Cette
valeur de b est la determination souhaitee du vecteur b sur
ligne de base.
La valeur d'essai b du vecteur est choisie initialement pour etre
egale a la meilleure estimation a priori de t dont on dispose d'une
information independante concernant les positions des reperes
topographiques, comme les positions obtenues en identifiant des
reperes sur une carte La maximisation de R(b) par rapport a b est
entreprise en recherchant un volume tridimensionnel qui est centre sur
cette valeur initiale de b et qui est suffisamment important pour
contenir l'incertitude de l'estimation initiale Dans la recherche,
chaque point d'une grille tridimensionnelle uniformement espacee est
examine pour localiser le point auquel R(b) est au
maximum L'espace de la grille est initialement de 1 metre.
Alors, le volume s'etendant a 2 metres de ce premier point du maximum
de R(b) est recherche en examinant une grille a 20 centimetres
d'espace Le maximum de R(b) est trouve sur cette grille plus
precisement espacee Alors, l'espace de la grille est divise par 2 et
l'etendue lineaire est egalement divisee par 2, et on repete la
recherche Le processus de couper en deux continue jusqu'a ce que
l'espace de la grille soit inferieur 1 mm La valeur de b qui donne
finalement R(b) au maximum est prise comme etant la determination
souhaitee du vecteur sur ligne de base b En utilisant un nombre N de
satellites egal a 5, une determination du vecteur sur ligne de base
peut etre obtenue par le procede selon l'invention a une precision
d'environ 5 millimetres dans chaque coordonnee pour une
longueur de ligne de base d'environ 100 metres.
Le procede ci-dessus decrit de traitement de donnees de mesure a
partir de deux terminaux d'interferometre afin de determiner le
vecteur sur ligne de base entre les terminaux represente une
specialisation de la methode generale decrite dans la demande de
brevet US ci-dessus referencee N 305 142 La methode generale revelee
dans cette demande est egalement decrite dans un article de Charles C
Counselman et Sergei A Gourevitch, intitule "Miniature Interferometer
Terminals for Earth Surveying: Ambiguity and Multipath with Global
Positioning System", publie dans IEEE Transactions on Geoscience and
Remote
Sensing, volume GE-19, N 4, pages 244-252, Octobre 1981.
Dans un autre mode de realisation d'un procede de traitement de
donnees de mesure selon l'invention, une fonction d'ambiguite R(b) est
egalement formee a partir des donnees mesurees etofre valeur d'essai,
b de la ligne de base; cependant, la methode de formation de la
fonction est differente Dans ce mode de realisation, comme dans le
mode de realisation qui precede, le complexe conjugue de Ai(t) est
multiplie par Bi(t) pour obtenir un produit complexe Si(t): Si(t) = A
t() B (t) ii o Ai(t) est un nombre complexe representatif des mesures
du signal recu du ieme satellite a un terminal d'interfero-
metre au temps t, la grandeur de Ai(t) etant proportion-
nelle a la puissance recue et l'angle /Ai(t) etant le
double de la phase de la porteuse par rapport a l'oscilla-
teur local du terminal, et Bi(t) est comme Ai(t) a l'exception qu'il
est derive de l'autre terminal, a l'autre
extremite du vecteur.
Ensuite, on multiplie Si(t) par une certaine fonction exponentielle
complexe d'une valeur d'essai, b, du vecteur sur ligne de base, et le
produit est alors additionne pour tous les satellites observes au
temps t pour obtenir une somme S(t) qui est fonction du temps et de la
valeur d'essai, b: n: S(t) = S(t) exp l-j 4, b s(t)/A A i= 1 o S (t)
est un vecteur unitaire dans la direction du ieme satellite au temps t
et i est la longueur d'onde du signal recu du ieme satellite (Il faut
noter que si on a b qui est egal a e, alors l'angle de chaque terme
dans la somme sur i est egal a A O L O '
independant de i).
Ensuite, la grandeur de S(t) est prise et est additionnee sur tous les
temps d'observation pour obtenir la fonction R(b): R(b) I 1 (t 1 l
o t est le leme d'environ 5 000 temps de mesure.
Enfin, la valeur de b qui rend R(b) maximum est trouvee, par le meme
processus de recherche que celui qui a ete decrit avec la methode de
traitement de donnees d'origine Cette valeur de b est la determination
souhaitee du vecteur e sur ligne de base.
Ce dernier mode de realisation est plus efficace du point de vue
calcul que le premier mode de realisation
decrit.
Claims
_________________________________________________________________
R E V E N D I C A T I 0 N S1. Procede pour mesurer le vecteur sur
ligne de base C entre deux reperes topographiques sur le sol,par
radio-interferometrie en utilisant des signaux radio-electriques
diffuses par un certain nombre de satellites en orbite sur la terre,
lesdits signaux radio-electriques etant modules sur double bande
laterale par des fonctions connues ou inconnues du temps de facon que
les porteuses soient supprimees, caracterise en ce qu'il comprend les
etapes de: a placer une antenne separee a chaque repere topographique,
b mesurer les phases des porteuses implicites dans les signaux recus
de chacun desdits satellites achaque antenne en meme temps pendant une
etendue pre-determinee de temps, puis c traiter les mesures pour
determiner leditvecteur sur ligne de base b.2. Procede selon la
revendication 1, caracterise en ce que la mesure des phases des
porteuses implicites dans les signaux recus des satellites a chaque
terminal consiste a: a separer lesdits signaux en composantes sur les
bandes laterales superieure et inferieure, b filtrer lesdites
composantes separees pour retirer les signaux parasites, c multiplier
ensemble lesdites composantes, puis d analyser le produit pour
determiner la phasede l'onde porteuse du signal de chaque satellite.3
Procede de traitement de donnees, dans un procede de mesure du vecteur
sur ligne de base b entredeux reperes topographiques sur le sol, par
radio-interferometrie en utilisant des signaux radio-electriques
diffuses par un certain nombre de satellites en orbite sur la terre o
une antenne separee est placee a chaque repere topographique et o des
mesures sont prises des phases des porteuses des signaux recus de
chacune desdites antennes en mome temps pendant un intervalle
predetermine de temps, aux deux antennes ensemble pour determiner
ledit vecteur sur ligne de base b, caracterise en ce qu'il consiste a:
a calculer une fonction d'ambigulte qui est une fonction de la donnee
mesuree et d'une valeur d'essai de b du vecteur sur ligne de base, b
rechercher l'espace vectoriel de b pour trouver la valeur unique de b
qui rend maximale la fonction calculee, la valeur unique de b
constituant b
4. Procede selon la revendication 3, caracterise en ce que
l'intervalle de temps est de l'ordre de5 000 secondes.5. Systeme a
utiliser pour mesurer le vecteur sur ligne de base b entre deux
reperes topographiques sur le sol par radio-interferometrie en
utilisant des signaux radio-electriques diffuses par un certain nombre
de satellites en orbite sur la terre, lesdits signaux
radio-electriques diffuses par lesdits satellites etantmodules a
double bande laterale avec les porteuses suppri-mees, caracterise en
ce qu'il comprend deux terminaux de champ a interferometre ( 13-1,
13-2) l'un desdits terminaux etant adapte a etre place a chaque repere
topographique (SM), chaque terminal comprenant: a un ensemble
d'antenne ( 21) pour recevoir les signaux radio-electriques des
satellites, ledit ensemble d'antenne comprenant une antenne ( 27), et
b un ensemble electronique ( 37) pour convertir les signaux recus en
donnees de puissance et de phase de la porteuse, ledit ensemble
electronique comprenant i une unite receptrice ( 31) pour recevoir les
signaux de l'ensemble d'antenne et emettre trois signaux analogiques,
l'un representant la composante sur bande laterale superieure des
signaux recus, l'autre representant la composante sur bande laterale
inferieure des signaux recus et latroisieme representant la sortie
d'un oscillateur de reference, ii une unite electronique numerique (
37) pour convertir les signaux analogiques a la sortie de l'unite de
reception en donnees de puissance et de phase de la porteuse, etiii un
calculateur ( 39) pour le traite-ment desdites donnees de puissance et
de phase dela porteuse afin de determiner la position.6. Systeme selon
la revendication 5, caracteriseen ce que l'ensemble recepteur precite
comprend un separa-teur des bandes laterales superieure et inferieure
( 33) pour separer les signaux recus en leurs composantes surbandes
laterales superieure et inferieure.7. Systeme selon la revendication
6, caracterise en ce que l'ensemble electronique numerique precite
comprend un certain nombre de correlateurs et un certainnombre
d'oscillateurs numeriques.8 Dispositif a utiliser pour determiner
l'emplacement d'un point sur le sol en utilisant des signaux
radio-electriques diffuses par un certain nombre de satellites en
orbite sur la terre, lesdits signaux radioelectriques etant modules a
double bande laterale avec les porteuses supprimees, caracterise en ce
qu'il comprend a un ensemble d'antenne pour recevoir les signaux
radio-electriques des satellites, ledit ensemble d'antenne comprenant
une antenne, et b; un ensemble electronique pour convertir les signaux
recus en donnees de puissance et de phase de la porteuse, ledit
ensemble electronique comprenant: i une unite de reception pour
recevoir les signaux de l'ensemble d'antenne et emettre trois signaux
analogiques, l'un representant la composante sur bande laterale
superieure des signaux recus, un autre representant la composante sur
bande laterale inferieure des signaux recus et la troisieme
representant la sortie d'un oscillateur de reference, ii une unite
electronique numerique pour convertir les signaux analogiques a la
sortie de l'unite de reception en donnees de puissance et de phase de
la porteuse, et iii un calculateur pour le traitement des donnees de
puissance et de phase de laporteuse afin de determiner la position.
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