close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Энергоэффективные устройства и системы силовой электроники на основе структур с переключаемыми конденсаторами

код для вставкиСкачать
2
Работа выполнена в Новосибирском государственном техническом университете
Научный консультант —
доктор технических наук профессор
Зиновьев Геннадий Степанович
Официальные оппоненты:
Дмитриков Владимир Федорович,
доктор технических наук, профессор,
профессор кафедры теории цепей и
связи Санкт-Петербургского
государственного университета
телекоммуникаций им. проф.
М.А. Бонч-Бруевича
Панфилов Дмитрий Иванович, доктор
технических наук, профессор, зав.
кафедрой промышленной электроники
НИУ «МЭИ», г. Москва
Симонов Борис Ферапонтович, доктор
технических наук, старший научный
сотрудник, зав. лабораторией силовых
электромагнитных импульсных систем
Института горного дела СО РАН, г. Новосибирск
Ведущая организация —
ФГАОУ ВО «Сибирский федеральный
университет», г. Красноярск.
Защита состоится « 4 » октября 2018 г. в 15:15 часов на заседании диссертационного совета Д 212.268.03 Томского государственного университета систем
управления и радиоэлектроники (ТУСУР) по адресу: 634050, г. Томск, пр. Ленина, д. 40, ауд. 201.
С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке ТУСУР по адресу:
г. Томск, ул. Красноармейская, д. 146 и на сайте
https://postgraduate.tusur.ru/urls/ezz8fnq9.
Автореферат разослан «___»__________ 2018 г.
Ученый секретарь
диссертационного совета
Зыков Дмитрий Дмитриевич
3
ОБШАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ
Актуальность темы исследования. Прогресс в решении научнотехнической проблемы комплексного улучшения энергетических и массогабаритных показателей автономных устройств и систем силовой электроники (СЭ),
может быть, достигнут применением новых принципов преобразования электрической энергии, обеспечивающих широкое внедрение современных методов гибридно-интегральной технологии.
Перспективным направлением решения данной задачи является применение
многотактных полупроводниковых преобразователей постоянного и переменного
напряжения (ППН) на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами (РСПК), представляющих собой мягко коммутируемый последовательный колебательный контур с изменяющейся структурой.
Актуальность исследования и применения многотактных ППН(РСПК)
обосновывается наличием сверх суммарных (синергетических) эффектов, обеспечивающих комплексное улучшение их энергетических и массогабаритных показателей.
Первый эффект заключается в увеличении КПД и улучшении массогабаритных показателей преобразователя благодаря мягкой коммутации (МК) его полупроводниковых элементов (ПЭ). Эффект объясняется не только тем, что МК
снижает динамические потери мощности в ПЭ, но и тем, что она способствует
увеличению частоты преобразования ППН(РСПК) - f п , обеспечивающему пропорциональное снижение номиналов его реактивных элементов.
Второй эффект возникает благодаря кусочно-синусоидальной форме импульсов входного и выходного тока каждого из k преобразовательных модулей
(ПМ) многотактного ППН(РСПК. Он проявляется в значительном снижении коэффициента гармоник его суммарного входного и выходного тока благодаря
(2  k ) кратному разрежению их спектра и в улучшении массогабаритных показателей за счет уменьшения величины емкости выходного сглаживающего конденсатора 2  k раз.
Третий эффект состоит в улучшении массогабаритных показателей многотактного ППН(РСПК) за счет дополнительного увеличения его частоты преобразования ввиду снижения мощности применяемых ПЭ в k раз.
Четвертый эффект заключается в создании условий для применения перспективной гибридно-интегральной технологии при производстве многотактных
ППН(РСПК), поскольку керамические конденсаторы, являются наиболее технологичными элементами современной электроники.
Значительный вклад в решение проблемы повышения энергоэффективности
устройств и систем СЭ на основе СПК, улучшения их массогабаритных показателей внесли следующие отечественные и зарубежные ученые и специалисты:
В.К. Аркадьев, Н.В. Баклин, Б..П. Терентьев, Б.С. Александрович, Л.М. Браславский, А.М. Сажнев, В.Г. Кобылянский, Г.С. Зиновьев, А. Кушнеров, E. Marx,
J.K.Dickson, G.B. Gunn, M. Kisco, I.M. Marzolf, M.D. Seeman, S.R.Sanders, F. Ueno,
I. Oota, I. Xarada и Fang Zheng Peng.
Заметное влияние на формирование концепции построения регулируемых
4
ППН(РСПК) оказали работы отечественных ученых А.В. Кобзева, Г.Я. Михальченко, Н.М. Музыченко и американского исследователя Кука (Slobodan M. Cuk).
Предметной областью исследований диссертации являются следующие
устройства и системы СЭ на основе РСПК:
1. Нерегулируемые повышающие и понижающие многотактные ППН;
2. Многоуровневые регуляторы постоянного напряжения (МРПН);
3. Многоуровневые системы электроснабжения постоянного тока (МСЭПТ)
с управляемой структурой;
4. Многоуровневые системы обмена электрической энергией (МСОЭ) постоянного тока;
5. Автономные инверторы напряжения (АИН) и усилители звуковых сигналов (УЗС);
6. Нерегулируемые и регулируемые электронные сетевые трансформаторы
напряжения (ЭСТ) переменного тока.
Цель работы и задачи исследования: Цель диссертационной работы состоит в разработке и исследовании устройств и систем СЭ нового поколения на
основе СПК, разработке комплексного метода решения проблемы повышения их
энергоэффективности и улучшения массогабаритных показателей.
Поставленная цель достигнута решением следующих основных задач:
1. Разработка концепции построения ППН(РСПК), базирующейся на принципах временной и пространственной симметрии, обеспечивающей комплексное
улучшение их энергетических и массогабаритных показателей, а также расширение функциональных возможностей;
2. Разработка топологий семейства ПМ, предназначенных для работы в составе многотактных-повышающих, понижающих, разно полярных, каскадных и
двунаправленных ППН(РСПК), обладающих свойством временной и пространственной симметрии;
3. Разработка алгоритмов распределения временных сдвигов в работе ПМ
многотактного ППН(РСПК), обеспечивающих значительное улучшение его энергетических и массогабаритных показателей;
4. Анализ электрических процессов в ППН(РСПК), позволяющий выявить
основные физические закономерности его функционирования и осуществить расчет и выбор параметров элементов силовой цепи (СЦ);
5. Разработка частотного метода комплексной функции состояния (КФС),
позволяющего анализировать спектральный состав входного и выходного тока
многотактного ППН(РСПК) и физически обосновать пути улучшения его энергетических и массогабаритных показателей;
6. Разработка концепции построения многоуровневых СЭПТ(РСПК) и
РПН(СПК) с управляемой структурой, обеспечивающей снижение габаритов за
счет более полного использования установленной мощности реактивных и полупроводниковых элементов и упрощения СЦ.
7. Разработка методов построения и анализ многоуровневых РПН, СЭПТ и
СОЭ постоянного тока, а также АИН, УЗС и ЭСТ на основе СПК.
5
8. Оценка влияния количества ПМ k в составе многотактного ППН(РСПК)
на его массогабаритные показатели.
Методы исследований. Для решения поставленных задач применены: математические методы дифференциального и интегрального исчисления, теории конечных и бесконечных рядов, аппарата коммутационных и решетчатых функций,
преобразования Фурье, общие положения теории симметрии, а также прямые методы анализа энергетических показателей полупроводниковых преобразователей
и средства имитационного компьютерного моделирования (ИКМ) в среде PSIM.
Кроме того, использованы методы теории фильтров-прототипов нижних частот.
Научная новизна.
1. Предложена концепция построения устройств и систем СЭ на основе
РСПК, базирующаяся на принципах временной и пространственной симметрии,
обеспечивающая комплексное улучшение их энергетических и массогабаритных
показателей, а также расширение функциональных возможностей применения.
2. Введено количественное понятие порядка дискретной временной симметрии (ДВС) ППН(РСПК), увеличение которого ведет к комплексному улучшению энергетических и массогабаритных показателей устройств и систем СЭ
на их основе.
3. Разработаны равномерный и равномерно-симметричный алгоритмы распределения временных сдвигов в работе ПМ многотактного ППН(РСПК), обеспечивающие существенное улучшение его энергетических и массогабаритных показателей за счет удвоения величины порядка ДВС.
4. Разработан частотный метод комплексной функции состояния КФС, позволяющий анализировать спектральный состав входного и выходного тока многотактного ППН(РСПК) и физически обосновать улучшение его энергетических
и массогабаритных показателей при увеличении порядка ДВС.
5. Разработан обобщенный метод анализа СОЭ, базирующийся на исследовании влияния параметра затухания и добротности колебательных контуров ПМ
на протекающие в ней электрические процессы. Это позволило выявить основные
закономерности функционирования СОЭ, рассчитать параметры элементов СЦ и
определить пути улучшения ее энергетических и массогабаритных показателей.
6. Разработана концепция построения многоуровневых СЭПТ и РПН
(СПК) с управляемой структурой, обеспечивающая улучшение их массогабаритных показателей благодаря более полному использованию установленной мощности реактивных и полупроводниковых элементов, а также упрощению СЦ. В
СЭПТ она реализуется переключением индуктивно-конденсаторных цепочек
(ИКЦ) от одного потребителя к другому в зависимости от величины потребляемой ими мощности, а в РПН регулированием коэффициента преобразования изменением их количества.
7. На основе управляемой РСПК разработан принцип построения многоуровневых широтно-импульсных АИН и УЗС, представляющих собой усилители
мощности (УМ) - класса DG с вольтдобавкой, обладающие повышенным КПД и
уменьшенным уровнем нелинейных и интермодуляционных искажений.
6
8. Разработаны принципы построения нерегулируемых и регулируемых повышающе-понижающих ЭСТ(СПК), отличающихся технологичностью, а также
улучшенными энергетическими и массогабаритными показателями.
Практическая значимость работы. На базе разработанной концепции
ДВС синтезирован и исследован новый инновационный класс устройств и систем
СЭ на основе СПК, обеспечивающих не только комплексное улучшение их энергетических и массогабаритных показателей, но и широкое внедрение современной
гибридно-интегральной технологии при их производстве.
На защиту выносятся следующие положения.
1. Концепция построения ППН(РСПК), базирующаяся на принципе временной и пространственной симметрии, обеспечивающая комплексное улучшение
энергетических и массогабаритных показателей, а также расширение их функциональных возможностей.
2. Равномерный и равномерно-симметричный алгоритмы распределения
временных сдвигов в работе ПМ, обеспечивающие удвоение порядка ДВС и связанное с ним комплексное улучшение энергетических и массогабаритных показателей многотактного ППН(РСПК).
3. Анализ и синтез повышающих, понижающих, каскадных, разно полярных
и двунаправленных ППН(РСПК), удовлетворяющих требованиям временной и
пространственной симметрии, обладающих повышенной энергоэффективностью
и улучшенными массогабаритными показателями.
4. Частотный метод КФС, позволяющий анализировать спектральный состав
токов ППН(РСПК) и физически обосновать пути улучшения его энергетических
и массогабаритных показателей при увеличении порядка ДВС.
5. Обобщенный метод анализа СОЭ, базирующийся на исследовании влияния параметра затухания и добротности колебательных контуров ПМ на протекающие в ней электрические процессы, позволяющий выявить общие физические
закономерности ее функционирования, указать пути повышения энергоэффективности, а также произвести расчёт параметров и выбор элементов СЦ.
6. Концепция построения многоуровневых СЭПТ(РСПК) и РПН (СПК) с
управляемой структурой, обеспечивающая улучшение их массогабаритных показателей благодаря более полному использованию установленной мощности реактивных и полупроводниковых элементов, а также упрощению СЦ.
7. Принципы построения АИН и УЗС на основе управляемой СПК, реализующие их функционирование в режиме УМ класса DG с вольтдобавкой, обеспечивающие увеличение КПД, уменьшение уровня нелинейных и интермодуляционных искажений, а также их работу в режиме рекуперации.
8. Принципы построения многотактных ЭСТ(СПК) отличающихся технологичностью, а также улучшенными энергетическими и массогабаритными показателями.
Апробация работы. Основные положения и результаты диссертационной
работы были доложены на 10 международных, 9 Всероссийских и региональных
конференциях. На международном Салоне инноваций - Исследование развития
технологий «MEDINNOVA 2011», проходившем в г. Касабланка (Марокко) рабо-
7
та автора «Автономная система электроснабжения жилых комплексов от солнечных модулей» была удостоена большой золотой медали.
Связь темы диссертации с научно-техническими программами.
Работа выполнялась в рамках следующих государственных программ:
1. Государственный контракт № 13.G36.31.0010 от 22.10.2010 7. «Исследование, разработка и организация промышленного производства мехатронных систем для энергосберегающих технологий двойного назначения».
2. Проект № 2.1.2/3041 Гос. задания МОН РФ «Создание научных основ построения новых семейств энергосберегающих многозонных конверторов сетевого
напряжения для электропривода и электроэнергетики» по программе АВЦП
«Развитие научного потенциала ВШ» МОН РФ.
3. Проект № 8.1327.2014К Гос.задания МОН РФ. «Силовые электронные
трансформаторы».
Результаты диссертации использованы:
1. В аппаратуре управления низковольтной системы подсветки фонтанных
комплексов, разработанной по двум договорам субподряда.
2. В договорной научно-исследовательской работе «Разработка автономной
системы энергоснабжения фонтана на основе СПК».
3. В системе диагностики аккумуляторных батарей путем идентификации
зарядного тока ее аккумуляторов от низковольтного источника постоянного тока.
4. В энергоэффективной системе электропитания цифровых телевизионных передатчиков стандарта DVB-T/T2 мощностью до 10 кВт серии «Полярис ТВЦ» и «Полярис ТВЦ
Эко», обеспечивающей выполнение требований электромагнитной совместимости
для радиоэлектронных средств.
5. В учебном процессе при постановке лабораторных работ по курсу «Основы радиоэлектроники и связи» на кафедре ТОР НГТУ в виде лабораторных стендов и методического пособия, а также по курсу «Электромагнитная совместимость устройств силовой электроники» на кафедре ЭЭ НГТУ в виде методического руководства к практическим занятиям.
Публикации. По теме диссертации опубликовано 80 научных работ. Основные результаты диссертационного исследования опубликованы в 20 статьях
центральных периодических журналов и рецензируемых изданий, рекомендованных ВАК РФ для публикации материалов диссертаций. Одна статья, имеет международный индекс цитирования Web of Science(Q1) – 1 квартиль, 17 статей зарегистрированы в библиографической базе данных Scopus, 3 статьи опубликованы в
ведущем научном периодическом издании. Новизна технических решений, рассмотренных в диссертации, подтверждена получением 8 авторских свидетельств и
9 патентов РФ на изобретения. 25 работ написано лично без участия соавторов.
Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, семи
глав, заключения и содержит 400 страниц текста, 173 рисунка, 11 таблиц, список
литературы из 158 наименований и приложение на 10 страницах.
8
КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ
Во введении обоснована актуальность работы, сформулированы цель и задачи исследования, изложены сведения о ее научной новизне и практической значимости, представлены основные положения, выносимые автором на защиту, а
также сведения об использовании результатов и апробации работы.
В первой главе дан аналитический обзор известных методов построения
ППН(СПК) по материалам зарубежной и отечественной литературы. Проведен
анализ их достоинств и недостатков, указаны пути совершенствования. Базовым
принципом совершенствования является упрощение СЦ и мягкая коммутация
ПЭ. В качестве аналога структуры повышающего ПМ, выбрана схема модуля рисунок 1, разработанная профессором Б.П. Терентьевым и инженером Б.С. Александровичем, опубликованная ими в журнале Электричество №7 в 1969 году.
Д1
e
T1
C1
Д3
T2
C2
E
Д2
Д4
Д5
h
T3
Д7
4·E
C3
Д6
C4
T4
R
Tp
Рисунок 1 – Принципиальная схема СЦ аналога повышающего ПМ
Главное достоинство этого ПМ заключается в простоте его СЦ за счет
уменьшения количества конденсаторов и возможности построения аналогичного
понижающего модуля. Усовершенствованный в плане мягкой коммутации ПЭ он
используется в качестве базового модуля для построения устройств и систем СЭ.
Показано, что по аналогии с активно развивающейся концепцией модульного проектирования современной радиоэлектронной аппаратуры концепцию построения устройств и систем СЭ на основе СПК следует строить опираясь на известные фундаментальные принципы временной и пространственной симметрии.
Во второй главе диссертации введено количественное понятие порядка ДВС
kс многотактных ППН(РСПК) и сформулирована концепция их построения.
Базовым признаком наличия ДВС многотактного ППН(РСПК) является инвариантность уравнений, описывающих его суммарные входные и выходные токи
относительно дискретных временны́х сдвигов t  Tп / kc  , где Tп  1/ fп  - период частоты преобразования f п отдельного ПМ, а kс  Tп / t  - порядок ДВС.
Концепция построения ППН(РСПК) формулируется следующим образом:
Для комплексного улучшения энергетических и массогабаритных показателей, а
также расширения функциональных возможностей применения ППН(РСПК) в составе устройств и систем СЭ их необходимо строить по многотактной схеме в со-
9
четании с разработанными алгоритмами распределения временны́х сдвигов в работе отдельных ПМ, обеспечивающими наибольшее значение порядка ДВС.
На рисунке 2 приведены результаты синтеза семейства структур нерегулируемых ПМ, удовлетворяющих принципам временной и пространственной симметрии и предназначенным для работы в составе многотактных ППН(РСПК).
Увеличение КПД и частоты преобразования обеспечиваются мягкой коммутацией всех ПЭ. СЦ квазирезонансного ПМ упрощена исключением диода VD2,1 .
Удвоение величины порядка ДВС многотактного ППН(РСПК), состоящего
из k соединенных параллельно по входу и выходу ПМ, до значения kс  2  k достигается применением разработанных алгоритмов распределения временных
сдвигов в работе его ПМ по периоду их частоты преобразования Tп .
а) I1
1
ПВПМ
VD2,1
C1
L1
E1 +
_
KП = 3
VD1,2
3
VD1,3
VT2,3
VT2,2 C
б) I1
I2
+
С Н RН
1
L1 U2,3
2
в)
_
VT3,3
VT3,2
ДПМ
+
_
3
KП = 2
г)
2
VT1,2
U2,1
U1,2
I1
VD1,1
C1
U2,2
E1
L1
1
VT3,1
VT3,2
1
1 U3,1
VT2,1
VD2,3
L1
C1
_
VD3,3
VD3,2
2
U2
+
СН RН
+ C1
_
КП(max) = 2
VT2,2
С1
U3,2
C1
L1
1
2
VT 2,1
+
_
2
U3,3
U1,3
U1,2 VD2,2
U2,1
E1
I2
KП = 1/3 2
VT1,2 VT1,3
U2
U2,2
U3,2
ПНПМ
3
VT2,1
3
1
I2
VD1,2
VT2,2
Lн
U2,1
U2,2
L1
L1
Rн
VT3,2
U3,2
1
Рисунок 2 – Принципиальные схемы СЦ - повышающего (а), понижающего (б),
двунаправленного (в) и повышающего квазирезонансного (г) ПМ(СПК)
Для нечетных значений k используется равномерный алгоритм распределения, а для их четных значений не равных 2P ( P - целое число) – равномерносимметричный. Равномерное распределение предполагает, что временные сдвиги
в работе ПМ одинаковы и равны t  Tп / k  . При равномерно-симметричном распределении ПМ объединяют в m1 подгрупп, содержащих одинаковое нечетное
количество модулей - k1 . При этом в подгруппах используется равномерное распределение, а значение временных сдвигов в работе соседних подгрупп определяется выражением t  Tп / 2  m1  k1  .
Увеличение количества ПМ k ведет к значительному улучшению энергети-
10
ческих и массогабаритных показателей многотактного ППН(РСПК). Снижение
коэффициента гармоник суммарного входного и выходного тока K г преобразователя для нечетных и четных значений k соответственно при равномерном и равномерно-симметричном алгоритме распределения временных сдвигов в работе
ПМ проиллюстрировано его значениями приведенными в таблице 1.
Таблица 1– коэффициентов гармоник входного
и выходного тока многотактного ППН(РСПК)
Равномерное распределение
k

Kг  k   I д(~) / I (ср)
1
0.6080
3
5
7
0.0419
0.0148
0.0075
9
11

0.4828
0.0975
Равномерноk симметричное
распределение
2
0.0419
4
6
0.0233
8
0.0047
0.0148
10
0.0037
0.0030
0.0103
12
0.0025
0.0103
В результате анализа установлены следующие физические закономерности:
1) Учет сопротивления потерь колебательных контуров R1э приводит к реализации мягкой коммутации всех ПЭ для двух различных значений индуктивности L1,1 и L1,2 их реакторов, определяемых следующим выражением
1  1   2    f п  C1  R1э 
L1,(1,2) 
.
8   2  f п2  C1
Зависимости величин от L1,(1,2)  R1э  проиллюстрированы на рисунке 3.
2
L1  R1э  0 
L1
(1)
L1,1
L1,1= L1,2
L1,2
0
R1э
R1э(гр)
Рисунок 3 – Зависимости значений индуктивности контуров ПМ L1,(1,2)  R1э 
2) При мягкой коммутации всех ПЭ многотактные повышающие и понижающие ППН(РСПК) представляют собой идеальные трансформаторы средних значений токов, с коэффициентами преобразования по току соответственно равными
1
Kп(i ) 
, K  N  1,
(2)
N  1 п(i )
где N - количество колебательных контуров в СЦ отдельного ПМ.
3) Соотношение максимальных значений энергии, накапливаемой в конденсаторах и реакторах ППН(РСПК), определяется величиной относительной пульсации напряжения на обкладках конденсаторов  С1  U С1 / E1


11
 L1  С21
 .
 С1 4
(3)
Поскольку величина  С1  1 то ясно, что самыми энергоемкими элементами
ППН(РСПК) являются конденсаторы, а роль реакторов в составе колебательных
контуров преобразователя сводится к обеспечению мягкой коммутации его ПЭ.
4) Условие мягкой коммутации ПЭ с учетом сопротивления потерь колебательных контуров ППН(РСПК) R1э приводит к ограничению максимальных значений его выходного тока и выходной мощности
 c1  E12   N  1
E1  c1
I н(max)  k 
,P
k
.
(4)
2   R1э н(max)
2    R1э
В данной главе также исследованы каскадные ППН(РСПК), обеспечивающие значительное упрощение СЦ при больших требуемых коэффициентах преобразования K пк . Принципиальная схема СЦ повышающего двухкаскадного
трехтактного ППН  K  2, k  3 приведена на рисунке 4.
ППН-1
I1,1
KП1 = 2
I2,1 = I1,2
k1 = 3
3
2
VT2,2
VT2,1
С1
С1
2
3
KП2 = 2
k2 = 3
VT2,3
С1
ППН-2
E1
L1
VT3,1
L1
VT3,2
I2,2
L1
CН
UН
RН
VT3,3
1
1
1
1
Рисунок 4 – Принципиальная схема СЦ трехтактного, двухкаскадного
ППН(РСПК)
Его коэффициент преобразования оказывается равным произведению коэффициентов преобразования его каскадов, т.е.
K пк   K пj    N j  1 .
K
K
j 1
j 1
(5)
Максимум выигрыша каскадного ППН(РСПК) по количеству используемых
полупроводниковых и реактивных элементов, определяемый отношением их суммарного количества в обычном K  1 и каскадном преобразователе
Вmax  K  
Nэ  K  1 2K 1

Nэ  K 
K
(6)
достигается при одинаковых значениях коэффициента преобразования каскадов
равных K пj  2 , т.е. при количестве ИКЦ в каждом из них равном N j  1.
Зависимость выигрыша от числа каскадов K приведена в таблице 2.
12
Двунаправленные каскадные ППН(РСПК) реализуются применением в каскадах ДПМ рисунок - 2в.
Таблица 2 – Выигрыш от применения каскадного ППН(РСПК)
1
2
3
4
5
K
K
2
4
8
16
32
K пк  2
Bmax ( K , K пк )
1
1,5
2,33
3.75
6.2
С целью спектрального анализа входного и выходного тока многотактного
ППН(РСПК) и определения условий увеличения его порядка ДВС, на основе теории преобразования Фурье разработан частотный метод комплексной функции
состояния КФС, позволяющий практически просто решить поставленную задачу.
КФС преобразователя определяется спектральной плотностью (СП) суммы импульсов входных токов его ПМ I1 (t ) , на периоде их частоты преобразования Tп .
Для многотактного ППН(РСПК) его КФС имеет вид
*
(7)
I ппн
( )  I1* ( )   I1 (t )  e j    t  dt .
Tп
Метод КФС базируется на возможности определения спектрального состава
I1*( n) суммарного входного тока I1 (t ) ППН(РСПК) по выборкам его СП с помощью известной из теории преобразования Фурье формулы
*
I1*( n)  2  I ппн
(8)
 n2  f п  .
Tп
Анализ электрических процессов в ППН(РСПК) устанавливает следующую
связь его входного и выходного тока I2  t   I1  N  0, t  . Это позволяет с помощью КФС определить также и спектральный состав выходного тока I 2  t 
*
 N  0  , n  2    f п  .
I 2*(n)  2  Iппн
(9)
Tп
Условием удвоения порядка ДВС многотактного ППН(РСПК) до значения
kс  2  k , является равномерное распределение импульсов входного и выходного
тока по периоду Tп частоты преобразования ПМ - f п для нечетных значений k и
равномерно-симметричное распределение для их четных значений.
В частности для повышающих многотактных ППН(РСПК) с равномерным и
равномерно-симметричным распределением метод КФС дает следующие простые
формулы для определения нормированных составляющих спектров их входного
I 1 ( n ) и выходного I 2( n) тока при произвольных значениях N и k
I 1 ( n1) 
I 1 ( n1) 
I1* ( n 1)
I1* ( n )
Iн
Iн
 2
I 2* ( n 1)   n 
n
   N  1  1   , I 2 ( n1) 
 1  ,
2
Iн
2 k 
k 

1
 n 

N

1

1


 2  k  , I 2 ( n1) 
n2  1
I 2* ( n )
Iн
 2
1
 n 

1
,
n 2  1  2  k 
(10)
13
n
где 1   - единичная решетчатая функция равная единице для n  0 и n
k 
кратных значениям k и равная нулю для остальных значений n .
Анализ полученных выражений дает ясное физическое объяснение удвоению
порядка ДВС и, связанному с ним значительному снижению коэффициента гармоник входного и выходного тока многотактного ППН(РСПК). При увеличении
количества ПМ k оно происходит за счет двойного разрежения спектров входного I1 (t ) и выходного I 2 (t ) тока, математически моделируемого воздействием на
n 
исходный спектр решетчатой функции 1
.
 2 k 
В данной главе решена задача определения тенденции улучшения массогабаритных показателей многотактного ППН(РСПК) с ростом числа ПМ k . Она решена при допущении, что частота преобразования отдельных ПМ - fп  k  увеличивается c уменьшением их выходной мощности пропорционально числу тактов
преобразования, т.е. f п (k )  k  f п (k  1) , где f п (k  1) - частота преобразования эквивалентного по мощности однотактного ПМ.
При этом предполагается, что масса и объём реактивных элементов многотактного ППН(РСПК) пропорциональны величине максимальной суммарной
энергии  С (k )  k  N   С (k ) ,  С (k ) и  L1 (k )  k  N   L1 (k ) , накапливаемой в них на
1
1
н
интервале периода Tп частоты преобразования ПМ - f п
 M  (k )   KСM

  
V (k )   KСV

 K LM 
   С1 (k )   Сн (k )   
   L1 (k ) .
 K LV 

(11)
В частности выражение, определяющее тенденцию снижения суммарной
массы и объема реактивных элементов повышающего ППН(РСПК) с увеличением
количества ПМ - k имеет вид
 С21 
E1  I н(max)  K СM  
 M  (k ) 
1
 ( N  1) 2   K LM 

 
 , (12)

 N  2 
 N 


k
N
4 
 V (k )  2  k f п (k  1)   c1  K СV  
  K LV 
Из него следует, что суммарная масса и объем реактивных элементов колебательных контуров C1  k  N  C1 и L1  k  N  L1 уменьшаются обратно пропорционально численному значению k , а снижение массы и объема выходного конденсатора Cн происходит гораздо быстрее - обратно пропорционально величине k 3 .
В третьей главе диссертации предложена концепция построения многоуровневых регуляторов постоянного напряжения РПН на основе управляемой
СПК и рассмотрены методы их реализации.
Концепция формулируется следующим образом:
Повышение энергоэффективности, многоуровневых РПН(СПК) достигается
регулировкой их коэффициента преобразования изменением количества ИКЦ N в ПМ, входящих в состав СЦ резонансного или квазирезонансного ППН(СПК).
При этом число уровней регулятора определяется выражением K у   N  1 .
14
Многоуровневые РПН(СПК) подразделяются на три вида – ступенчатые
МРПН(С), квазирезонансные МРПН(К) и регуляторы с секционированным источником МРПН(СИ). МРПН(С) и МРПН(СИ) строятся на основе резонансных
ППН(РСПК), а МРПН(К) реализуются на основе квазирезонансных ППН(СПК).
Повышенный уровень порядка ДВС kc  2  k имеют МРПН(С) и
МРПН(СИ). Порядок ДВС МРПН(К) вдвое меньше и равен kc  k .
Регулировка коэффициента преобразования повышающего и понижающего
МРПН(С) осуществляется дискретно – поочередным переключением количества
ИКЦ - N путем коммутации ТК - VT2,i и VT1,i в его ПМ рисунок -1а) и 1б).
Плавную регулировку коэффициента преобразования обеспечивают квазирезонансные МРПН(К) и МРПН(СИ). Обязательное условие их функционирования индуктивный характер нагрузки. Применение МРПН(К) улучшает массогабаритные показатели регулятора за счет устранения громоздкого выходного конденсатора Сн и двукратного снижения емкости конденсаторов С1 его контуров.
Принципиальные схемы СЦ трехуровневого однотактного и двухуровневого
двухтактного РПН(К) приведены на рисунке 5.
а)
I1
2
VT2,1
2
C1
E1
VD1,3
C1
U2,3
1 U3,2
UН
L1
L1
VD1
VD2
E1
RН
VT3,3
U3,3
ПВПМ2
C1
LН
VD
ПВПМ1
2
Uвых
VT2,3
U2,2
VT3,2
I1
U2,1
VD1,2
VT2,2
б)
I2
KП(max) = 2
N=2
VT3,2
1
1 U3,2
VD1,2
VT2,2
I2
3
VT2,1
VD1,3
C1
KП(max) = 2
U2,1
Uвых
VT2,3
U2,2
U2,3
L1
L1
VD
LН
UН
RН
VT3,3
U3,3
1
Рисунок 5 – Принципиальная схема СЦ трехуровневого однотактного а) и
двухуровневого двухтактного б) РПН(К)
Коэффициент преобразования трехуровневого однотактного МРПН(К) рисунок 5а) регулируется от нуля до Kп(max)  1  N / 2 поочередным ШИМ
управлением ТК - VT2,1 VT2,3  , плавно изменяющим его структуру. В результате
динамические перепады напряжения и тока на каждом из регулирующих ТК не
превышают низких значений входного напряжения E1 и тока нагрузки I н , что и
ведет к увеличению КПД регулятора благодаря снижению динамических потерь.
Порядок ДВС регулятора удваивается применением двухтактного двухуровневого квазирезонансного РПН(К) рисунок 5б). Плавная регулировка в диапазоне
Kп 0,2 осуществляется поочередно ШИМ управлением ТК - VT2,1 и VT2,2 ,VT2,3  .
15
При работе регулятора на электродвигатель постоянного тока (ЭПТ) требуется обеспечить рекуперацию электрической энергии обратно в питающий источник при его торможении. С этой целью на основе РПН(К) рисунок 5 разработаны и исследованы различные варианты двунаправленных РПН(СПК) с заменой
всех ПЭ на двунаправленные транзисторные ключи (ДТК).
В данном случае регулировка величины и направления вектора потока электрической мощности осуществляется инверсным ШИМ управлением соответствующих ДТК.
Работа МРПН(СИ) базируется на идее многозонного регулирования, предложенной учеными Томского университета систем управления и радиоэлектроники
(ТУСУР) А.В. Кобзевым, Г.Я. Михальченко, Н.М. Музыченко, заключающейся в
разбиении всего диапазона регулирования на несколько дискретных уровней с
последующим широтно-импульсным регулированием в каждом из них.
МРПН(СИ) имеют высокий уровень порядка ДВС равный kc  2  k , отличаются повышенным КПД, широким диапазоном линейного регулирования от нуля
до значения Kп(max)  N 1 и улучшенными массогабаритными показателями.
Структурная схема двунаправленного МРПН(СИ) приведена на рисунке 6.
МБП
UB
E1
БР
VT2
LН
B
VT1
UA
0
0
U 2  U1
U1
A
0
Uн
Rп
E2
VD
0
Рисунок 6 – Структурная схема МРПН(СИ)
Многоуровневый блок питания (МБП) представляет собой двунаправленный
ППН(РСПК) с управляемой структурой, способный работать в режиме рекуперации. Он формирует изменяющиеся дискретные уровни напряжения U А и U В ,
равноотстоящие друг от друга на величину напряжения низковольтного входного
источника E1 . В результате количество регулирующих ДТК в блоке регулирования (БР) сокращается до двух при любом числе уровней регулирования, а динамические потери мощности в них снижаются до минимума. Эффект достигается
дискретным управлением уровнями напряжений U A и U B переключением количества ИКЦ - N1 и N 2 в ППН1и ППН2, образующих МБП при соблюдении условия N1   N 2  1 . Плавная регулировка коэффициента преобразования Kп в диапазоне между соседними дискретными уровнями происходит одновременным инверсным ШИМ управлением регулирующих ДТК - VT1 ,VT2 в блоке БР рисунок 6.
При одновременном функционировании обоих ППН1 и ППН2 коэффициент
гармоник Kг1  2  входного тока регулятора I1  t  минимизируется оптималь-
16
ным выбором значения временного сдвига    2  Tп в их работе. Если число тактов преобразования в ППН1 и ППН2 одинаково и равно k , то оптимальные величины временного сдвига соответственно для четных и нечетных значений k определяются следующими выражениями
T
T
(13)
2  п и 2  п .
2 k
4 k
Например, выигрыш от оптимизации для  k  3, N1  2, N2  1 оказывается равным
Kг1max  2  0
 4.08 .
(14)
Tп 

Kг1min  2  
12 

В четвертой главе проведено исследование многоуровневых систем электроснабжения постоянного тока МСЭПТ с перестраиваемой РСПК, предназначенных для электроснабжения нескольких потребителей с различными напряжениями и изменяющейся во времени мощностью. МСЭПТ состоит из подсистем,
каждая из которых представляет собой ППН(РСПК), обеспечивающий электропитание соответствующего потребителя.
Концепция повышении эффективности МСЭПТ основана на переключении
установленной мощности реактивных и полупроводниковых элементов от одного
потребителя к другому в зависимости от величины потребляемой ими мощности.
Она реализуется переключением ИКЦ из одной подсистемы в другую коммутацией ТК имеющихся в составе их СЦ. Эффект проявляется в виде более полного использования установленной мощности элементов МСЭПТ и улучшении ее
массогабаритных показателей за счет уменьшения общего количества ИКЦ.
Уровень МСЭПТ определяется числом ее потребителей.
Принципиальная схема СЦ повышающей, двухуровневой СЭПТ показана на
рисунке 7.
В  k  3, N1  2, N2  1 =
1
I1(t)
5
С1
С1
2
E1
9
L1
С1
6
L1
4
3
13
С1
10
L1
8
7
17
С1
14
11
16
15
I2(t)
UН1
С1
18
L1
L1
12
21
22
RН1 CН1
L1
20
19
23
Рисунок 7 – Принципиальная схема СЦ повышающей, двухуровневой СЭПТ
Она включает в себя N идентичных ИКЦ, соединенных друг с другом через
управляемые ТК (3,7,11, 15,19). Управление структурой СЭПТ происходит благодаря коммутации ТК (2,3,6,7,10,11,14,15,18,19) и сводится к формированию m1
параллельно соединенных одинаковых ППН(РСПК), каждый из которых включает в себя k1 ПМ, содержащих по N1 ИКЦ. Возможные состояния двухуровневой
СЭПТ, описываются набором из четырех параметров m1, k1, N1 и kc ,
17
здесь m1, kc - соответственно кратность и порядок ДВС данного состояния
двухуровневой СЭПТ, Kп  N1  1 - ее коэффициент преобразования.
Перестраиваемая двухуровневая СЭПТ рисунок 7, состоящая из шести ИКЦ,
при их полном использовании может находиться в девяти различных состояниях,
описываемых следующими наборами параметров
 m1,1  1, k1,1  1, N1,1  6, Kп1  7, kc1  1 ,  m1,2  1, k1,2  6, N1,2  1, Kп2  2, kc2  12  ,
 m1,3  1, k1,3  3, N1,3  2, Kп3  3, kc3  6 ,  m1,4  1, k1,4  2, N1,4  3, Kп4  4, kc4  2  ,
 m1,5  2, k1,5  1, N1,5  3, Kп5  4, kc5  2 ,  m1,6  2, k1,6  3, N1,6  1, Kп6  2, kc6  12 ,
 m1,7  3, k1,7  2, N1,7  1, Kп7  2, kc7  6 ,  m1,8  3, k1,8  1, N1,8  2, Kп8  3, kc8  6  ,
 m1,9  6, k1,9  1, N1,9  1, Kп9  2, kc9  12.
При этом второе и девятое, третье и восьмое, а также четвертое и пятое состояния являются тождественными. Отметим также, что порядок ДВС второго и
девятого состояний СЭПТ удвоен до значения kc(2,9)  12 применением равномерно-симметричного алгоритма распределения временных сдвигов в работе ее ПМ.
Общее количество ИКЦ двухуровневой СЭПТ - N связано с параметрами ее
состояний следующим выражением
m1  k1  N1  N .
Преимущество состояний с кратностью m1  1 проявляется в виде удвоения
величины их порядка ДВС до значения kc  2  m1  k1 при условии когда суммарное
количество ПМ в составе СЭПТ является четным числом k  m1  k1  2P , где P целое число, а количество ПМ в составе ППН(РСПК) образующего подгруппу
k1  3 - нечетное число.
Анализ возможных состояний повышающей двухуровневой СЭПТ, с полным
использованием всех N ИКЦ, выявил следующие закономерности ее функционирования:
- величина емкости отдельной ИКЦ и суммарной емкости определяется ее
состоянием, обладающим наибольшей величиной произведения Iн1(max)  N1 , т.е.
Iн1(max)
I
I
N
(15)
C1 
 н1(max)  1 , C  N  C1  н1(max)  N1
m1  k1  f  E1  c1 f  E1   c1 N
f  E1   c1
п
п
п
- амплитуды импульсов входного и выходного тока отдельного ПМ определяются следующими формулами
I
I
N2
I1м    1  I н1(max)    N1  н1(max)    N1  I пм(max) , I 2м    н1(max)    I пм(max) , (16)
N
m1  k1
m1  k1
здесь Iн1(max) - максимальное среднее значение тока нагрузки СЭПТ;
Iпм(max)  C1  f п  E1  c1 - максимальное среднее значение выходного тока отдельного ПМ в составе СЭПТ;
18
- при заданной величине выходного тока отдельного ПМ I пм(max) уменьшение
количества ИКЦ в составе ПМ N1 , несмотря на снижение величины суммарной
емкости C , ведет к росту выходной мощности СЭПТ
Pн1(max)  U н1  I н1(max)  E1  1  N1  

N
1 
 I пм(max)  E1  N  1 
.
 I
N1
N1  пм(max)

(17)
Ее максимальная величина Pн1(max)  2  E1  N  Iпм(max) достигается при количестве ИКЦ N1 в каждом из ПМ равном единице.
Принципиальная схема СЦ повышающей трехуровневой СЭПТ, обеспечивающей электроснабжение трех потребителей (при условии U н2  U н1 ) приведена
на рисунке 8. Перестройка ее структуры осуществляется путем коммутации ТК –
(3,4,8,9,13,14,18,19,23,24), а переключение ИКЦ между потребителями реализуется коммутацией ТК – (1,6.11,16,21,26).
Параметры ее возможных состояний определяются уравнением
k1  m1  N1  k2  m2  N2  N .
1
2
6
7
11
12
16
17
21
(18)
22
26
27
I1Σ
С1
E1
С1
3
L1
С1
8
L1
5
4
13
L1
10
9
С1
18
14
С1
23
L1
L1
15
С1
20
19
28
IН1
IН2
UН1
UН2
CН1
CН2
L1
25
24
30
Рисунок 8 – Принципиальная схема СЦ повышающей трехуровневой СЭПТ
Согласно (18) структура трехуровневой СЭПТ рисунок 8 с параметрами
N  6, N1  1, N2  2, m1  m2  1, Kп1  2, Kп2  3 описывается неравенством
k1   N  2  k2  .
(19)
Диаграмма ее возможных состояний  k1, k2  и максимальных токов нагрузок
представлена на рисунке 9.
Состояния, расположенные по осям координат - на катетах треугольника
означают, что все элементы СЭПТ работают на нагрузку одного из потребителей.
Особенность состояний L и F заключается в том, что все ИКЦ, входящие в состав МСЭПТ, полностью задействованы в процессе преобразования и распределены между нагрузками обоих потребителей. Кроме того, трехуровневая СЭПТ
рисунок 8 может находиться в двух состояниях с полным использованием всех
шести ИКЦ и кратностью ее первой подсистемы m1  2 . Они описываются следующими наборами ее параметров  k1, m1, N1, k2 , m2 , N2   D  3,2,1,0,0,0  , E  2,2,1,1,1,2  .
19
Iн1(max)  k1  I
А
6 6·I
m1=m2=1
5
k1
L
4
D
3
Е
2
F
1
С
0
B 3·I
1
2
Iн2(max)  k2  I
k2
3
Рисунок 9 – Диаграмма состояний  k1, k2  и максимальных токов нагрузок
Возможен также еще один вариант реализации состояния E с полным использованием всех шести ИКЦ, в котором вторая подсистема имеет кратность
m2  2
E  k1, m1, N1, k2 , m2 , N 2   (2,1,1,1,2,2) .
Если в каждом из состояний трехуровневой СЭПТ используются все полупроводниковые и реактивные элементы её СЦ, то выигрыш по их количеству максимален при поочередной работе подсистем и равен их числу, т.е.
KN
Bmax 
K.
(20)
N
Коэффициенты гармоник входного и выходного тока МСЭПТ значительно
уменьшаются оптимизацией величин временных сдвигов в работе ее ПМ. При
этом улучшение массогабаритных показателей трехуровневой СЭПТ обеспечивается снижением величины емкости выходных конденсаторов Cн1 и Cн2 .
В общем случае j - тая подсистема представляет собой двухуровневую
СЭПТ с кратностью m j . Ее суммарный входной I(1, j ) (t ) и выходной I (2, j ) (t ) токи определяются суммой токов, образующих ее m j одинаковых повышающих
ППН(РСПК), каждый из которых состоит из k j ПМ, т.е.

m j 1

m j 1


I(1, j ) (t )   I1, j t  k  m ,k , I (2, j ) (t )   I 2, j t  k  m ,k ,
j j
j j
k 0
k j 1


k j 1
k 0

здесь I1, j  t    I (1, j )m t  m  k , I (2, j ) m t    I (2, j )m t  m  k
j
j
m 0
m 0
(21)

- функции суммарного входного и выходного тока одного из m j ППН(РСПК);



I(1, j )m t  m  k , I(2, j )m t  m  k
j
j

- сдвинутые по времени функции кусочно-
синусоидальных импульсов входного и выходного тока одного из k j ПМ в
20
составе одного из m j ППН(РСПК):
 m j ,k j - временной сдвиг в работе соседних из m j ППН(РСПК);
kj 
Tп
- временной сдвиг в работе ПМ в составе одного из m j ППН(РСПК);
kj
I нj
- амплитуда выходного тока отдельного ПМ.
mj k j
Коэффициенты гармоник входного I (1, j )  t  и выходного I (2, j )  t  тока j -той
I j  
подсистемы МСЭПТ минимизируются оптимальным выбором временных сдвигов
 m j ,k j . Анализ дает следующие выражения для их оптимальных величин, соответственно для четных и нечетных значений параметра k j  1
m
j ,k j

Tп
Tп
,  m ,k 
.
j j
mj  k j
2  mj  k j
(22)
Для ППН(РСПК) с параметром  k j  1 они равны
 m j ,k j   m ,1 
j
Tп
.
mj
(23)
В данном случае для нечетных значений параметра m j происходит удвоение
величины порядка ДВС системы до значения равного kс  2  m j . Результатом является не только четырехкратное снижение коэффициента гармоник входного и
выходного тока системы, но и  2  m j  - кратное разрежение их спектров. По сравнению с четными значениями параметра m j это обеспечивает двукратное уменьшение величины емкости выходного конденсатора двухуровневой СЭПТ - Cн1 .
Минимизация коэффициента гармоник входного и выходного тока двухуровневой СЭПТ оказывается весьма эффективной. Так, например, для значений
K г(1,j )max K г(2,j )max
В


 4,1 раза.
величина
выигрыша
составляет
m

2,
k

3
 j

j
K г(1,j )min K г(2,j )min
Минимизация коэффициента гармоник суммарного входного тока трехуровневой СЭПТ I1  t 
I
 
(24)
Kг1  2   1д(~)( K 2) 2  min
I1ср
сводится к определению оптимальной величины временного сдвига    2  Tп в
работе ее подсистем. Оптимальная величина временного сдвига  2 для различных
значений параметров k1 и k2 определяется следующим общим выражением
Tп
,
(25)
2 
2  Amax
где Amax - большее из двух чисел 2  m1  k1 и m2  k2 ,если ( k1 нечетное, а k2 четное);
21
- большее из двух чисел m1  k1 и 2  m2  k2 , если ( k1 четное, а k2 нечетное);
- большее из двух чисел 2  m1  k1 и 2  m2  k2 , если (оба числа - k1 и k2 нечетные);
- большее из двух чисел m1  k1 и m2  k2 , если (оба числа - k1 и k2 четные).
Для типовых значений k1, k2  1,2,3 эффективность оптимизации трехуровневой СЭПТ также весьма существенна. Так, например, при одинаковых величинах
амплитуд импульсов входных токов однотактных  k1  k2  1 и двухтактных
 k1  k2  2 подсистем
величина выигрыша по снижению коэффициента гармоник
результирующего входного тока I1 (t ) системы составляет 4.95 раза, а для
трехтактных подсистем  k1  k2  3 величина выигрыша равна 4.1 раза.
В пятой главе рассмотрены принципы построения автономных многоуровневых систем обмена электрической энергией – МСОЭ на основе двунаправленных ППН(РСПК), объединяющих независимые источники постоянного тока
(ИПТ) с различными уровнями напряжения, в единую «умную» сеть (Smart grid).
Эффективность данных систем обусловлена их технологичностью, высокими
значениями порядка ДВС и КПД, низким коэффициентом гармоник входного и
выходного тока, а также улучшенными массогабаритными показателями.
Дополнительное улучшение массогабаритных показателей МСОЭ, достигнуто исключением из состава двунаправленного ППН(РСПК) громоздких сглаживающих конденсаторов, функцию которых выполняют нагрузки - независимые
ИПТ, например, аккумуляторные батареи (АКБ), обладающие большой эквивалентной емкостью и низким внутренним сопротивлением.
Концептуальное свойство МСОЭ заключается в том, что при изменении
напряжений ИПТ она всегда стремится к своему равновесному состоянию равенства нулю величин мощности обмена между любыми из ее источников.
Функционирование ДПМ в составе СОЭ существенно отличается от их работы в составе многотактного ППН(РСПК). Связано это с отсутствием влияния
ДПМ на работу друг друга ввиду специфичности нагрузок СОЭ, представляющих
собой ИПТ со свойствами близкими к источникам ЭДС. В результате направление и величина вектора потока мощности СОЭ, а также электрические процессы,
протекающие в ней, определяются не током, а напряжениями ее ИПТ E1 и E2 .
Простейшая – двухуровневая СОЭ и эквивалентные схемы ее низковольтного и высоковольтного колебательных контуров представлены на рисунке 10. Система состоит из двух АКБ с кратными напряжениями E1 и E2  3  E1 , взаимодействующих друг с другом через двунаправленный ДПМ(РСПК) с коэффициентом преобразования в прямом и обратном направлении соответственно равном
Kп  3 и Kп  31 .
Метод анализа СОЭ, базируется на исследовании влиянии параметра затухания g и добротности Q колебательных контуров ДПМ(РСПК) на электрические
процессы, протекающие в ее СЦ.
22
ДПМ
KП = 3
VT2,1
r1
C1
U1,2
VT2,2
E1
1
I1  t 
N C1
L1
N
E1
r2
U2,3
VT2,3
C1
U2,2
L1
1
U c min
VT1,3
U1,3
VT1,2
I1(t )
RН1
I 2 (t )
U2,1
2
R1
3
C1
N N  L1
R Н2
E2
L1
R2
VT3,2
VT3,3
U3,2
U3,3
E1
I2 t 
E2
N U c1 max
1
Рисунок 10 – Принципиальная схема СЦ двухуровневой СОЭ и эквивалентные
схемы ее низковольтного и высоковольтного колебательных контуров
Целью анализа является исследование физических закономерностей функционирования МСОЭ, расчёт допустимых отклонений напряжения ИПТ, а также
расчет параметров и выбор элементов её СЦ. Задачей анализа является оценка
энергетических и массогабаритных показателей СОЭ и выбор пути их улучшения.
Из анализа следует, что решение указанных задач сводится к определению величины параметра затухания g или добротности Q колебательных контуров ДПМ.
Условие равенства резонансных частот низковольтного и высоковольтного
колебательных контуров, частоте преобразования ДПМ
R12  N 2
R22
2 
1
1
р1  р2  п 




Tп
L1  C1 4  L12
L1  C1 4  N 2  L12
(26)
приводит к необходимости обеспечения равенства их параметров затухания и
добротности т.е.
g e

R1 N Tп
4L1

e
R2  Tп
4  N  L1
e

RTп
4L1
,
Q
п  L1
 1
 
,
R
2 ln g
R2
 R - эквивалентное сопротивление потерь колебательных конN
туров ДПМ в составе СОЭ.
Анализ дает следующие выражения для определения параметра затухания g
колебательных контуров ДПМ в зависимости от максимальных величин допустигде R1  N 

мого отклонения нормированных напряжений низковольтного  и высоковольт
ного  ИПТ от их равновесных значений при работе СОЭ соответственно в прямом и обратном направлении
23
 c1    N 1  1  2    1  c1     N  1   2     1

g     g    









N 1 



,
 N 1 






N 1 


 c1    N 1  1  2    1  c1    
  2     1
N 1 





 N 1 
(27)


E1max
E
1
.
  N  1 ,   c1, g   2max 
E2
E1 N  1
Параметры реактивных элементов ДПМ, входящих в состав СОЭ определяются исходя из найденной с помощью (27) величины параметра затухания g при
где   c1, g  


заданных значениях коэффициентов  ,  ,  c1, N , частоты преобразования f п и
эквивалентного сопротивления его контуров R по следующим формулам
R
1
4  L1
.
(28)
L1  

, C1 
4  f п ln g
16   2  f п2  L12  R 2
Токи через все полупроводниковые элементы ДПМ системы, работающей в


обоих направлениях, совпадают с током высоковольтного ИПТ E2 I 2max , I 2max .
Их амплитудные и средние значения определяются следующими выражениями:

   1 arctg 2Q
2

E

2 1   



g
I 2max 
  ln g   sin  arctg 2  Q  ,
 N R
1 g

1
 
arctg 2Q
2

E

1



N

1




1


g


I 2max 

  ln g   sin  arctg 2  Q  ,
(29)
 N R
1 g

  L 2    f п  L1
 1 
1 
1 
Q п 1 
 
, I 2ср   I 2max , I 2ср   I 2max .
R
R
2 ln g


Нормированные величины потребляемой мощности при работе СОЭ в обоих
направлениях рассчитываются по следующим формулам
1

P 
 N R
2


2  E22  1   




P
g
arctg 2Q
1 g
1
  ln g   sin  arctg 2  Q  ,
arctg 2Q
g
P

P

2
1 g
 
2   N  1  E12  1   



 N R
2

(30)
  ln g   sin  arctg 2  Q  .
(31)
При больших диапазонах изменения напряжений источников СОЭ возникает
необходимость регулировки величины потока электрической мощности проходящей через ее внешние зажимы. Поэтому в работе исследованы амплитудноимпульсные СОЭ(АИМ) и широтно-импульсные СОЭ(ШИМ), регулирующие величину потока электрической мощности без применения дополнительных регулирующих элементов.
24
Главное достоинство СОЭ(АИМ) состоит в том, что регулировка в обоих
направлениях происходит при неизменном КПД, величина которого при выполнении условия мягкой коммутации всех ДТК определяется выражениями

 АИМ 
E2  I 2ср
E1  I1ср


E I
E2
1
E

,  АИМ  1 1ср  1   N  1 .
E1 N  1
E2  I 2ср E2
(32)
Для незначительного ухода от равновесия напряжений ИПТ E1 и E2 минимальные величины КПД оказываются достаточно высокими. Другим ее достоинством является минимальный уровень коэффициента гармоник тока обоих источников. Мощность СОЭ(АИМ) регулируется одновременным изменением сопротивлений R всех ДТК - VTi , j , входящих в состав силовой цепи ДПМ рисунок 10.
Аналитические выражения для регулировочной характеристики СОЭ(АИМ)


в обоих направлениях P  R  , P  R  определяются выражениями (30) и (31).
Типовые регулировочные характеристики СОЭ (ШИМ) рисунок 10 в прямом
и обратном направлении, представляющие собой зависимости ее выходной мощ

ности P2  γ3,i  , P1  γ2 ,1  и КПД


 ( 3,i ), ( 2,1) от коэффициентов заполнения им-
пульсов управления ДТК - VT3,i ,VT2,1 для различных значений индуктивности колебательных контуров L1 приведены на рисунке 11. Здесь же для иллюстрации
выигрыша по КПД СОЭ (ШИМ) на обоих графиках приведены горизонтальные
линии - зависимости КПД СОЭ(АИМ) -  АИМ .

P2

  3,i 
[Вт]
2400
E1=15.5В, E2=42В
2000
f п  20 кГц
1600
C1  5,7104Ф
P2 (L1)
1200
800
1.
2.
3.
4.
-7
L1=1.11·10
L1=1.31·10-7
L1=1.51·10-7
L1=1.71·10-7
Гн
Гн
Гн
Гн
23
2
1
4
0.125
0.25
0.97
1600
0.95
1200
4
3
0.5
C1  5.7104 Ф, E1=14В, E2=46.5В
fП=20 кГц P1 (L1) 1
2
1.00
0.99
0.97
3
4
0.93
800
0.91
0.90
400
200
γ(3,1)
γ(3,2)

  2,1 
[Вт]
2400
2000
ШИМ  L1 
0.375
P
1.00
0.99
АИМ
400
200
0
1

1
1. L1=1.11·10-7
2. L1=1.31·10-7
3. L1=1.51·10-7
4. L1=1.71·10-7
Гн
Гн
Гн
Гн
3
1
4
ШИМ (L1)
0.93
2
0.91
0.90
АИМ
0
0.125
0.25
0.95
γ(2,1)
0.375
0.5
Рисунок 11 – Регулировочные характеристики при работе
СОЭ (ШИМ) в прямом и обратном направлении
Трёхуровневая СОЭ включает в себя три первичных ИПТ с кратными напряжениями - E1, E2 и E3 , соединенных друг с другом через два двунаправленных ДППН1 и ДППН2. Если напряжение E2  2  E1 , а напряжение E3  3  E1 , то система имеет только один вариант реализации СОЭ(2-1-3), показанный на рисунке 12.
25
I1
R1
Rн2
+
_
E2=2E1
I2
3
2
ДППН1
Kп = 2
N1=1
1
I3
R2
I5
I4
2
R3
E1 +
_
Rн1
3
ДППН2
Kп = 3
N2=2
+
_
E3=3E1
Rн3
1
1
1
R4
Рисунок 12 – Структурная схема трехуровневой СОЭ(2-1-3)
Главное достоинство данного варианта реализации трехуровневой СОЭ в
том, что в ее ППН применены конденсаторы с одинаковым рабочим напряжением, равным напряжению самого низковольтного ИПТ - E1 .
Если напряжения источников равны E1, E2  2  E1, E3  4  E1 , то система
имеет два варианта реализации – обычный - СОЭ(2-1-4) и каскадный - СОЭ(1-2-4)
рисунок 13. Преимущество каскадной СОЭ заключается в меньшем суммарном
количестве ИКЦ - N1  N 2  2 . В данном случае обычный вариант реализации
СОЭ включает в себя N1  N 2  3 ИКЦ.
Необходимо отметить, что введение оптимального временного сдвига  2 в
работе ДППН1и ДППН2 трехуровневой СОЭ обеспечивает доходящее до четырех
раз снижение коэффициента гармоник тока общего ИПТ E2 . Его величина определяется выражениями (22),(23), в которых следует принять параметр m j  2 .
I1
Rн2
R1
+ E1
_
I2
2
3
I3
R2
I4
2
R3
I5
ДППН1
Kп = 2 E2 = 2E1 +
_
N1=1
1
1
Rн1
3
R4
ДППН2 E3=4E1 +
_
Kп = 2
N2=1
1
Rн3
1
Рисунок 13 – Структурная схема каскадной трехуровневой СОЭ(1-2-4)
Расчет МСОЭ при числе ее уровней больше двух оказывается очень громоздким. Поэтому разработан простой инженерный метод, позволяющий с достаточной для инженерной практики точностью, определить входные и выходные
токи всех двунаправленных ППН, входящих в состав МСОЭ при произвольных
значениях напряжений её ИПТ. Данный метод основан на жесткой связи средних
значений входных и выходных токов ППН, определяемой выражением
I1(ср)  I2(ср)   N1 1 , а также на экспериментальном определении (по описанной
методике) входных сопротивлений ДППН1 и ДППН2 - R2 , R3 со стороны их общего ИПТ - E1 для СОЭ(2-1-3) рисунок 12 и E2 для СОЭ(1-2-4) рисунок 13.
26
В шестой главе рассмотрены принципы построения энергоэффективных широтно-импульсных автономных инверторов и усилителей звуковых сигналов на
основе управляемой резонансной и квазирезонансной СПК. В соответствии с современной терминологией широтно-импульсные АИН представляют собой усилители мощности класса D гармонического сигнала промышленной частоты.
Эффективность мостовых широтно-импульсных АИН определяется не только высоким КПД и качеством выходного напряжения, но и малыми габаритами
выходного реактора Lн , представляющего собой простейший фильтр нижних частот (ФНЧ) первого порядка с высокой граничной частотой пропускания близкой
к частоте преобразования, достигающей величины до нескольких сотен килогерц.
В работе исследованы схемы энергоэффективных однофазных АИН рисунок 14,
представляющих собой УМ класса DG с вольтдобавкой.
Увеличение КПД обоих АИН достигается снижением динамических потерь
мощности в регулирующих с помощью ШИМ ТК - VT1 ,VT2 и моста VTм1  VTм4 .
АИН рисунок 14 б) проще, однако он проигрывает по массогабаритным показателям реактивных элементов L1 , C1 ввиду жесткой коммутации разрядных ТКVT1 ,VT2 и, следовательно, заниженной частоты преобразования его ППН(СПК).
Благодаря мягкой коммутации всех ПЭ в ППН (РСПК) инвертора рисунок 14 а)
происходит увеличение его частоты преобразования. Поэтому массогабаритные
показатели данного АИН оказываются лучше. Его КПД также выше благодаря
исключению из разрядной цепи двух диодов VD3 и VD4 . Оба АИН возбуждаются гармоническим сигналом с частотой промышленной сети, поступающим на
вход их цепи управления от независимого задающего генератора (ЗГ) e1(t )  e1  sin с  t .
б)
VD1
а)
VT
rec1
VT
1
ППН (РСПК)
E1


KП = 2
1
VT
2
I1 (t)
VTM1
UМ
E2 = 2E1
ППН(СПК)
k =2
I2 (t)
LН
RН
~IН
~UН
2 VTM2
VD3 VD1 VT1
VTM3
VTM4
C1
E1 

VT3
I2 (t)
VTrec
1
VD4 VD2 VT2
VTM1
VTM3
C1
L1
L1
VT4
UМ
LН
~IН
2 VTM2
RН
~UН
VTM4
Рисунок 14 – Принципиальные схемы СЦ однофазного трехуровневого АИН -УМ
класса DG с вольтдобавкой на основе РСПК а) и квазирезонансной СПК б)
Режим DG с вольтдобавкой реализуется благодаря скачкообразному изменению величины постоянного напряжения на входе моста (точки 1,2) в моменты перехода напряжением ЗГ установочного значения равного  e1 (t ) / e1м   0,5 . Для
напряжения ЗГ в диапазоне e1(t ) / e1м   0,5 , его величина равна E1 . Для значений
27
0,5  e1(t ) / e1м   1 напряжение на входе моста в результате ШИМ ключей -
VT1 ,VT2 изменяется в диапазоне U1,2   E1,2  E1  .
Плавная регулировка амплитуды выходного гармонического напряжения
АИН в диапазоне  0,2  E1  осуществляется по линейному закону изменением амплитуды напряжения ЗГ e1м от нуля до заданного максимального значения e1м  1 .
При этом регулировка амплитуды выходного напряжения АИН в диапазоне  0, E1 
происходит путем ШИМ ТК моста - VTм1,VTм3 , а в диапазоне  E1,2  E1  путем
ШИМ ТК- VT1 ,VT2 .
Рекуперация части электрической энергии из комплексной нагрузки Z н обратно в источник E1 достигнута применением в ППН обычных - однонаправленных ТК и обеспечивается импульсами тока через ТК - VTrec . В результате достигается значительное упрощение СЦ предложенных схем АИН. Однако при этом
возникает ограничение на величину максимальной фазы н(max) комплексного сопротивления нагрузки Zн  Rн  jc  Lн , представляющей собой ФНЧ первого порядка
 L
0,5
н(max)  arg Zн  arctg с н  arcsin
e .
(33)
Rн
e1 1м
Зависимости максимальной фазы н(max) входного сопротивления ФНЧ первого порядка и нормированного действующего значения выходного напряжения
АИН U нд / 220  от амплитуды напряжения ЗГ  e1 / e1м  показаны на рисунке 15.
н(max)
= 5кВт Rн 10 Ом
н(max)
P
1000
Lн 15103Гн
U нд
220
800
600
Uнд
220
1.00
0.80
н
0.60
400
0.40
200
0.20
0
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9
e1
e
1 1м
Рисунок 15 –Зависимости допустимой фазы входного сопротивления ФНЧ
первого порядка и действующего значения выходного напряжения АИН от
амплитуды сигнала ЗГ
Отсюда следует, что для значений амплитуды напряжения ЗГ e1  0,5  e1м
параметры элементов ФНЧ первого порядка могут быть произвольными, а для его
e
значений 0,5  1  1 они определяются с помощью следующего выражения
e1м
28
с  Lн


0,5
 e1м  .
(34)
Rн
e1


Инверторы – УМ класса DG с вольт добавкой рисунок 14 могут быть использованы в качестве мощных многоуровневых УЗС, предназначенных для
усиления сложных звуковых сигналов. Данные УЗС целесообразно применять в
автономных комплексах, главным требованием которых является высокий КПД.
Для обеспечения работы УЗС в режиме DG с вольтдобавкой необходимо
чтобы условие (33) выполнялось во всем диапазоне усиливаемых частот
0  f  f в  22 кГц. Поэтому для определения параметров ФНЧ усилителя в выражение (33) следует подставить высшую частоту усиливаемого диапазона
в  2    f в . При этом неравномерность АЧХ в диапазоне усиливаемых частот
0 - 22 кГц для простейшего ФНЧ первого порядка составляет величину равную
1,25 децибела, а коэффициент нелинейных и интермодуляционных искажений не
превышают значений, соответственно равных 0,1 и 0,25 процента.
Особенность автономных (Photovoltaic) систем энергоснабжения (АСЭ) на
основе АИН, питаемых от солнечных модулей, заключается в распределенном характере их нагрузки. Значительное уменьшение коэффициента гармоник потребляемого АСЭ тока достигается применением разработанного метода управления
фазами (МУФ) напряжений ЗГ, подаваемых на входы цепи управления ее АИН.
Распределенная АСЭ рисунок 16 представляет собой каскадное соединение
общего повышающего двунаправленного ППН(РСПК), с коэффициентом преобразования равным Kп  2 , и системы из N , соединенных параллельно по входу,
одинаковых мостовых АИН, питающих однофазные нагрузки
 tg  arcsin
I2(t)
I1(t)
E1
ППН(РСПК) E2
KП = 2
I21
Cф
UДT1
1
X2
2
3 N
UДT2
….
UДTN
LН1
АИН 1
KП = 2
UДT1
I22
X1
ДТ1
XN
Y1
ДТ2
АИН 2
KП = 2
Y2
СУ
….
YN
~220 В
RН2
2'
2
I2N
RН1
1' LН2
1
UДT2
~220 В
LНN
ДТN
АИН N
KП = 2
UДTN
N
~220 В
RНN
N'
Рисунок 16 – Структурная схема СЦ распределенной АСЭ с фазовым
управлением
В результате напряжение общей питающей АКБ снижается до величины
Е1  84 В , достаточной для реализации выходного напряжения сети переменного
тока с действующим значением Uнд  220В .
29
Суть метода в том, что используя сигналы UДТi от N датчиков тока  ДТi  ,
микроконтроллер СУ распределяет АИН в составе АСЭ по четырем подгруппам с
приблизительно одинаковыми суммарными мощностями их нагрузок.
Цепь управления АСЭ содержит общие для всех АИН задающие генераторы
– низкой частоты ЗГ(НЧ) - eнч (t )  1 sin с  t  tc(нч)  и высокой частоты ЗГ(ВЧ) -
eвч t  tc(вч)  . Напряжение ЗГ(ВЧ) - eвч (t ) -периодическая последовательность
прямоугольных импульсов длительностью  вч  0,5 Tп , следующих с частотой
преобразования f п . ЗГ синхронизируют работу АИН в подгруппах по высокой и
низкой частоте.
Для компенсации первых гармоник ВЧ и НЧ в спектре суммарного тока I1 (t )
на управляющие входы АИН в подгруппах поступают соответствующие наборы
из двух синхронизирующих сигналов со следующими временными сдвигами
T 
T
T
T 


tc(нч)  0, tc(вч)  0 ,  tc(нч)  0, tc(вч)  п  ,  tc(нч)  c , tc(вч)  0  ,  tc(нч)  c , tc(вч)  п .
4
2
2
4


В результате применение МУФ дает 16 кратное снижение коэффициента
гармоник выходного тока ППН I1 (t ) по сравнению с вариантом, когда временные
сдвиги синхронизирующих сигналов tc(нч) и tc(вч) всех АИН в составе АСЭ одина-


ковы и равны нулю.
В седьмой главе разработаны принципы построения и проведено исследование нерегулируемых и регулируемых электронных сетевых трансформаторов –
ЭСТ отличающихся по сравнению с классическим аналогом технологичностью и
улучшенными энергетическими и массогабаритные показателями.
Двунаправленные ЭСТ строятся на основе трех типов ДПМ(~), обладающих
свойством пространственной симметрии рисунок 17.
ПМ1(~)
3
VT 2,1
U2,1
KП = 2
2
3
ПМ2 (~) KП = 1,5
С1
L1
U1,2 U2,2
VT1,1 VT2,1
U1,1 U2,1
U2,1
L1
U3,1
VT 3,2
C2
1
2
3
VT1,2 VT2,2
U1,2 U2,2
R2
L1
C2
R2
U3,2
VT 3,2
VT3,1
1
KП = 2
С1
С1
U3,2
1
ПМ 3(~)
3
VT 2,1
3
VT1,2 VT2,2
2
3
1
1
1
Рисунок 17 – Принципиальные схемы ПМ для работы в составе ЭСТ
Резонансный модуль ПМ(~)1 предназначен для работы в составе нерегулируемого многотактного ЭСТ. Его достоинство - высокий коэффициент преобразования равный K п  N  1 .
30
Квазирезонансный модуль ПМ(~) 2 имеет самую простую схему СЦ и самый
низкий коэффициент преобразования равный K п  ( N / 2)  1 . Он предназначен
для работы в составе однотактного  k  1 регулируемого ЭСТ.
Квазирезонансный модуль ПМ(~) 3 отличается от модуля ПМ(~)1 точкой
подключения ДТК VT2,2 и предназначен для работы в составе многотактного регулируемого ЭСТ при числе тактов преобразования  k  1 . Его коэффициент
преобразования регулируется в диапазоне Kп 1, ( N  1) .
Основная техническая проблема ЭСТ – устранение перенапряжений на зажимах реакторов L1 , возникающих из-за нарушения режима мягкой коммутации
ДТК ввиду переменного характера напряжения сети. В резонансном ПМ(~)1 она
решается автоматически инверсным управлением ДТК VT1,2 ,VT3,2  и VT2,1,VT2,2  ,
а в квазирезонансных регулируемых ПМ(~) 2 и ПМ(~) 3 шунтированием реактора
L1 снабберной цепочкой ( R2 , C2 ) .
Повышение энергоэффективности нерегулируемого ЭСТ на основе ПМ1(~)
достигается его построением по многотактной схеме рисунок 18, обеспечивающей увеличение его порядка ДВС до величины равной 2  k .
k =3
IC
IН
3
UCД
~
2
3
2
3
2
ПМ1,1(~)
ПМ1,2(~)
ПМ1,3(~)
KП = 2
KП = 2
KП = 2
1
1
1
1
1
U2
СН
LН
UН
RН
1
Рисунок 18 – Функциональная схема нерегулируемого трехтактного ЭСТ
На рисунке 19 даны зависимости КПД  и коэффициента мощности  ЭСТ на
основе ПМ1(~) для различных k  (1  3) , подтверждающие сделанный вывод.

χ
0.98
0.96
0.94
0.92
1
ƞ (k = 3)
ƞ (k = 2)
0.86
χ (k = 2)
χ (k = 1)
0.6
ƞ (k = 1)
0.4
0.90
0.88
χ (k = 3)
0.8
0.2
Pн(max)
Pн(max)
0 0.11 0.22 0.33 0.44 0.55 0.66 0.77 0.88 1 [кВт]
0
0.11 0.22 0.33 0.44 0.55 0.66 0.77 0.88
1 [кВт]
Рисунок 19 – Энергетические зависимости нерегулируемого ЭСТ
Анализ дает следующие выражения для определения параметров реактивных
элементов СЦ нерегулируемого многотактного ЭСТ на основе ПМ 2(~)
31
Pн(max)
1  1   2   f п  C1  R1э 
C
C1 
,
L

, Cн   (k )  1 .
1
2
2
2
N k
k  f   c1 U сд   N  1
8    f п  C1
2
(35)
п
Однотактные регулируемые ЭСТ рисунок 20 а) строятся на основе ПМ 2(~).
Их главное достоинство – простота, а недостаток – низкий коэффициент преобразования Kп  1   N / 2  и невозможность построения многотактных схем.
Линейное регулирование коэффициента преобразования в диапазоне
Kп  0, 1  ( N / 2)  осуществляется инверсной ШИМ ДТК - VT1,1 и VT2,1 .
б)
а)
IC
IН
3
UCД
~
2
1
U2
3
LН
ПМ2(~)
KП =
(1-1.5)
1
UН
RН
k =3
IC
UC
2
ПМ3(~)
3
2
ПМ3(~)
3
2
1
1
KП = 2
KП = 2
1
1
1
U2
LН
ПМ3(~)
~
KП = 2
IН
СН
UН
RН
1
Рисунок 20 – Функциональные схемы одно и трехтактного регулируемого ЭСТ
Преимущество многотактного  k  1 регулируемого ЭСТ на основе ПМ3(~)
рисунок 20 б) – повышенный диапазон регулирования коэффициента преобразования Kп  0,  N  1)  , существенное снижение коэффициента гармоник входного и выходного тока, а также увеличение коэффициента мощности  .
Рисунок 21 – Шкаф управления режимами работы четырехканальной системы
подсветки серии цветомузыкальных фонтанов на основе регулируемых ЭСТ
Заключение
В диссертации разработаны принципы построения и проведено исследование
ряда энергоэффективных устройств и систем СЭ на основе СПК.
32
1. Разработана обобщенная концепция многотактного построения устройств
и систем СЭ на основе СПК, базирующаяся на принципах временной и пространственной симметрии, обеспечивающая технологичность, комплексное улучшение
энергетических и массогабаритных показателей, а также расширение возможностей их функционирования.
2. На базе предложенной концепции разработаны и исследованы структуры
следующих энергоэффективных устройств и систем СЭ на основе СПК:
- нерегулируемые повышающие и понижающие многотактные ППН(РСПК);
- повышающие и понижающие регуляторы постоянного напряжения РПН;
- многоуровневые системы электроснабжения постоянного тока СЭПТ с
управляемой структурой;
- многоуровневые системы обмена электрической энергией СОЭ, объединяющие ИПТ с различными уровнями напряжений в единую сеть постоянного тока;
- автономные инверторы АИН и усилители звуковых сигналов УЗС;
- неуправляемые и управляемые электронные сетевые трансформаторы ЭСТ.
3. Введено количественное понятие порядка ДВС многотактного
ППН(РСПК), определяющее качество его функционирования. Показано, что увеличение порядка ДВС создает условия для комплексного улучшения энергетических и
массогабаритных показателей преобразователя.
4. Разработаны равномерный и равномерно-симметричный алгоритмы распределения временных сдвигов в работе ПМ многотактного ППН(РСПК), обеспечивающие значительное улучшение его энергетических и массогабаритных показателей за счет удвоения величины порядка ДВС;
5. На основе преобразования Фурье разработан частотный метод комплексной функции состояния КФС, позволяющий анализировать спектральный состав
входного и выходного тока многотактного ППН(РСПК) и физически обосновать
пути улучшения его энергетических и массогабаритных показателей при увеличении порядка ДВС;
6. Применительно к многоуровневым РПН(СПК) и СЭПТ(СПК) разработана концепция управления структурой, обеспечивающая улучшение их энергетических и массогабаритных показателей. В СЭПТ(СПК) она реализуется переключением индуктивно-конденсаторных цепочек ИКЦ от одного потребителя к другому в зависимости от величины потребляемой ими мощности, а в РПН(СПК) регулированием коэффициента преобразования изменением их количества.
7. Разработана теория двухуровневой СОЭ, базирующаяся на исследовании
влияния параметра затухания и добротности колебательных контуров ее ДПМ на
протекающие в ней электрические процессы. Теория позволяет выявить физические закономерности функционирования многоуровневых СОЭ, определить их
энергетические показатели, произвести расчет и выбор полупроводниковых и реактивных элементов.
8. Разработан принцип построения и проведено исследование многоуровневых широтно-импульсных АИН и УЗС на основе управляемых СПК, представляющих собой УМ - класса DG с вольтдобавкой, обладающие улучшенными энергетическими и массогабаритными показателями.
33
9. Разработаны и исследованы методы построения нерегулируемых и регулируемых двунаправленных повышающе-понижающих ЭСТ отличающихся технологичностью и улучшенными энергетическими и массогабаритными показателями.
Таким образом, основой результат выполненной диссертационной работы
заключается в разработке теоретических положений и исследовании нового инновационного направления в развитии современных устройств и систем СЭ на основе СПК, обеспечивающего не только энергетическую эффективность, но и широкое внедрение современной интегральной технологии при их производстве, что
является решением научной проблемы, имеющей важное хозяйственное значение.
Основное содержание диссертации опубликовано в следующих работах:
Публикации в ведущих рецензируемых изданиях рекомендованных ВАК РФ:
1. Зотов, Л. Г. Бестрансформаторный низковольтный выпрямитель каскадного типа с повышенным КПД / Л. Г. Зотов, И. В. Золотарев // Приборы и техника
эксперимента. – 1979. – Т. 22, № 3. – C. 154–159.
2. Зотов, Л. Г. Канальный бестрансформаторный источник питания с
уменьшенным уровнем кондуктивных импульсных помех / Л. Г. Зотов, А. И. Типикин // Приборы и техника эксперимента. – 1988. – Т. 31, № 3. – C. 262.
3. Зотов,Л.Г. Бестрансформаторный источник питания с различными частотами преобразования каскадов / Л.Г. Зотов Л.Г, А.И.Типикин // Приборы и техника эксперимента. – 1989, №2. – С. 229;
4. Зотов, Л. Г. Каскадный бестрансформаторный преобразователь для децентрализованной системы электропитания / Л. Г. Зотов, А. А. Шорин // Радиотехника. – 1989. №10 – С. 24–32.
5. Анализ импульсных помех в бестрансформаторных системах вторичного
электропитания. Зотов Л.Г. Научный вестник НГТУ, №1(19), 2005, с.83-88.
6. Зотов Л.Г. Метод построения многоуровневых инверторов на основе повышающих конденсаторных преобразователей с изменяющейся структурой. Электротехника, 2007, № 10, с. 34-40.
7. Зотов, Л. Г. Понижающие преобразователи постоянного напряжения на
основе структур с переключаемыми конденсаторами для автономных энергосистем / Л. Г. Зотов // Научный вестник НГТУ. – 2011. – № 1 (42). – С. 151–158.
8. Зотов, Л. Г. Конденсаторные повышающие преобразователи постоянного
напряжения с изменяющейся структурой для автономных энергосистем / Л. Г. Зотов // Электротехника. – 2011. – № 4. – C. 46–50.
9. Зотов, Л. Г. Автономная система энергоснабжения от солнечных модулей
RZMP-240-T для объектов сельского хозяйства / Л. Г. Зотов // Ползуновский вестник. – 2011. – № 2/1. – С. 87–94.
10. Зотов, Л. Г. Двухуровневая система обмена электрической энергией постоянного тока на основе структур с переключаемыми конденсаторами для автономных энергосистем / Л. Г. Зотов // Электротехника. – 2011. – № 7. – C. 52–57.
11. Зотов, Л. Г. Каскадные повышающие конденсаторные преобразователи
резонансного типа для автономных систем электроснабжения / Л. Г. Зотов //
Электротехника. – 2012. – № 6. – C. 34–39.
34
12. Г.С. Зиновьев., Л.Г. Зотов., А.И. Мальнев. Комбинированный матричный
преобразователь. «Электротехника» № 10, 2012, c.59-63.
13. Зотов, Л. Г. Резонансные DC-DC конверторы на основе структур с переключаемыми конденсаторами для автономных систем энергоснабжения / Л. Г. Зотов // Радиопромышленность. – 2012. – Вып. 1. – C. 103–113.
14. Зотов, Л. Г. Высокоэффективная конденсаторная DC-AC система энергоснабжения автономных объектов с распределенной нагрузкой / Л. Г. Зотов //
Радиопромышленность. – 2012. – Вып. 1. – С. 113–123.
15. Г. С. Зиновьев, Л. Г. Зотов, А.И. Мальнев, В. И. Попов. Матричный преобразователь тока. «Радиопромышленность», 2012, вып.1, c. 140-148.
16. Зотов, Л. Г. Электронные трансформаторы на основе высокочастотных
резонансных структур с переключаемыми конденсаторами / Л. Г. Зотов, Г. С. Зиновьев // Доклады ТУСУР. – 2013. – № 2 (28). – С. 64–69.
17. Зотов, Л. Г. Система электроснабжения постоянного тока на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами = Direct current power
supply system based on a basis of resonance structures with switching capacitors / Л. Г.
Зотов, О. Е. Луницына // Вопросы радиоэлектроники. Серия, Общетехническая. –
2015. – Вып. 5, № 5. – С. 183–194.
18. Зотов, Л. Г. Регулируемый электронный трансформатор на основе резонансной структуры с переключаемым конденсатором = Controllable electronic
transformer based on the resonance structure with switching capacitor / Л. Г. Зотов, О.
Е. Луницына // Вопросы радиоэлектроники. Серия, Общетехническая. – 2016. –
№ 4. – С. 85–89.
19. Зотов, Л. Г. Высокоэффективные усилители звуковых частот на основе
управляемых резонансных структур с переключаемыми конденсаторами= Highefficiency audio amplifiers based on controlled resonant structures with switched capacitors / Л. Г. Зотов, О. Е. Луницына // Вопросы радиоэлектроники. Серия, Общетехническая. – 2017. – № 4. – С. 75–80.
20. Зотов, Л. Г. Инженерный метод расчета систем обмена электрической
энергией на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами =
Engineering method of design of electric power exchange systems based on resonant
structures with switched capacitors / Л. Г. Зотов // Вопросы радиоэлектроники. Серия, Общетехническая. – 2017. – № 4. – С. 88–92.
Статьи в ведущем научном периодическом издании
21. Л. М. Браславский, Л. Г. Зотов, А. М. Сажнев, Бестрансформаторный
низковольтный выпрямитель с повышенной частотой преобразования. В кн. : Полупроводниковая электроника в технике связи. Под ред. И. Ф. Николаевского.
Вып. 17. М., “Связь”, 1976, с. 110 – 117.
22. Л. М. Браславский, Л. Г. Зотов, А. М. Сажнев, Методы построения бестрансформаторныхвыпрямителей. В кн. : Полупроводниковая электроника в технике связи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 18. М., “Связь”, 1977, с. 104 –112.
23. Браславский, Л. М. Каскадные бестрансформаторные низковольтные выпрямители / Л. М. Браславский, Л. Г. Зотов, А. М. Сажнев // Полупроводниковая
35
электроника в технике связи / под ред. И. Ф. Николаевского. – Москва : Связь,
1977. – Вып. 18. – С. 112–122.
Статья с индексом международного цитирования WEB of Science (Q1)
24. Zotov, L. G. Controllable electronic transformer based on the resonance structure with switching capacitor for low-rise buildings residential area power supply stabilization systems / L. G. Zotov, V. P. Razinkin, V. V. Atuchin // International Journal of
Electrical Power and Energy Systems. – 2017. – Vol. 91. – P.117–120. – DOI:
10.1016/j.ijepes.2017.03.004.
Публикации в международных изданиях и конференциях
25. Direct current cascade regulators based on resonance structures with switching
capasitors / L. G. Zotov, A. V. Gromtsev, A. G. Volkov, A. D. Mekhtiev, Y. S. Tishininov // Applied Mechanics and Materials. - 2015. - Vol. 698 : Electrical Engineering,
Energy, Mechanical Engineering, EEM 2014. - P. 136-140.
26.Bi-Directional High-Voltage DC-DC-Converter for Advanced Railway Locomotives Nikolay N. Lopatkin, Gennadiy S. Zinoviev, Leonid G. Zotov. IEEE ECCE
2010 September 12-16, с.1123-1128.USA, Atlanta, Georgia.
27. Зотов, Л. Г. Многоуровневые регуляторы постоянного тока на основе
структур с переключаемыми конденсаторами / Л. Г. Зотов // Материалы XI международной конференции «Актуальные проблемы электронного приборостроения» АПЭП-2012, 2–4 октября 2012 г. – Новосибирск : Изд-во НГТУ, 2012. – Т. 7.
– C. 187–192.
28.Анализ импульсных помех в бестрансформаторных системах вторичного
электропитания. Зотов Л.Г. Материалы VII международной конференции. Актуальные проблемы электронного приборостроения. Том 6, Новосибирск 2004, с.5861.
29. Зотов, Л. Г. Многозонные широтно-импульсные двунаправленные регуляторы постоянного тока на основе конденсаторных DC-DC конверторов резонансного типа / Л. Г. Зотов, А. В. Громцев // Актуальные проблемы электронного
приборостроения : труды XII международной конференции АПЭП-2014, 2–4 октября 2014 г. – Новосибирск : Изд-во НГТУ, 2014. – Т. 7. – C. 194–200.
30. Zotov, L. G. Controllable DC power exchange systems based on switching capacitors / L. G. Zotov, R. S. Martyanov // 12th International Conference on Actual
Problems of Electronic Instrument Engineering, APEIE-2014 : proceedings : in 7 vol.,
Novosibirsk, Russia, 2–4 October 2014. – Novosibirsk : NSTU Publ. : IEEE, 2014. –
Vol. 1. – P. 832–836.
31. Zotov, L. G. Multilevel autonomous power supply systems based on resonance
structures with switching capacitors / L. G. Zotov, O. E. Lunitsyna // 16th International
Conference of Young Specialists on Micro/Nanotechnologies and Electron Devices
(EDM 2015) : [proceedings], Erlagol, Altai, 29 June – 3 July 2015. – Novosibirsk :
NSTU Publ. : IEEE, 2015. – P. 436–441. – DOI: 10.1109/EDM.2015.7184579.
32. Zotov, L. G. Multilevel pulse-width two-forked regulators of a direct current on
the basis of condenser DC-DC converters of resonant type / L. G. Zotov, A. V.
Gromtsev // 12th International Conference on Actual Problems of Electronic Instrument
36
Engineering, APEIE-2014 : proceedings : in 7 vol., Novosibirsk, Russia, 2–4 October
2014. – Novosibirsk : NSTU Publ. : IEEE, 2014. – Vol. 1. – P. 804–810.
33. G. ZINOVIEW, L. ZOTOV. Matrix converters with voltage transfer ratio
greater than one. 17th Int. Conference on Electrical Drives and Power Electronics The
High Tatras, Slovakia 28–30 September, 2011, CD.
34. Зотов, Л. Г. Регулируемые системы обмена электрической энергией постоянного тока на основе структур с переключаемыми конденсаторами / Л. Г. Зотов, Р. С. Мартьянов // Актуальные проблемы электронного приборостроения :
труды XII международной конференции АПЭП-2014, 2–4 октября 2014 г. – Новосибирск : Изд-во НГТУ, 2014. – Т. 7. – C. 201–205.
35. Direct current cascade regulators based on resonance structures with switching
capasitors / L. G. Zotov, A. V. Gromtsev, A. G. Volkov, A. D. Mekhtiev, Y. S. Tishininov // Applied Mechanics and Materials. - 2015. - Vol. 698 : Electrical Engineering,
Energy, Mechanical Engineering, EEM 2014. - P. 136-140.
36. Zotov, L. G. Three-level voltage inverter based on switching capacitors structures / L. G. Zotov, O. E. Lunitsyna // 17th International Conference of Young Specialists on Micro/Nanotechnologies and Electron Devices (Erlagol, Altai, 30 June – 4 July
2016) : Proceedings. – Novosibirsk : NSTU Publ. : IEEE, 2016. – P.499–502.
37. Матричные конверторы с коэффициентом преобразования по напряжению больше единицы. Г.С. Зиновьев, Л.Г. Зотов. Техническая электродинамика.
Тематический выпуск. Силовая электроника и энергоэффективность, 2011, часть
1, c.107-112,.г.Киев.
38. Зотов, Л. Г. Двухуровневая система электроснабжения современных автомобилей на основе структур с переключаемыми конденсаторами / Л. Г. Зотов //
Технiчна електродинамiка. – 2012. – № 2. – С.115–116.
39. Многоуровневые ШИМ-регуляторы на основе конверторов постоянного
тока / В. П. Разинкин, Л. Г. Зотов, А. Д. Мехтиев, Н. Т. Исембергенов, В. В. Югай,
Г. Б. Валеева// Вестник Карагандинского университета. Серия, Физика = Қарағанды университетiнiң хабаршысы. Физика сериясы. – 2014. – № 4. – С. 40–49.
40. Повышающие преобразователи каскадного типа для автономных систем
энергоснабжения /Л.Г.Зотов, В.П. Разинкин, А.Д. Мехтиев, Н.Т. Исембергенов,
В.В. Югай, Г.Б. Валеева // Вестник Карагандинского университета. Серия. Физика
= Қарағанды университетiтiнiң хабаршысы. Физика сериясы. -2014-№ 4- С. 50-57.
41. Повышающие, трехуровневые, двунаправленные, РПТ с секционированным входным источником на основе конденсаторных DC-DC конверторов резонансного типа / Л. Г. Зотов, А. Д. Мехтиев, В. В. Югай, О. В. Алдошина // Научният потенциал на света – 2014 : материали за X международна научна практична
конференция, София, 17–25 септември 2014 г. – София : Бял ГРАД-БГ, 2014. – Т.
6. – P. 94–99.
42. Methods of controlling autonomous DC systems on the basis of switching by
capacitors / L. G. Zotov, J. V. Breido, N. T. Isembergenov, V. V. Yugay // Modern Applied Science. – 2015. – Vol. 9, N 4. – P. 135–150. – DOI: 10.5539/mas.v9n4p135.
43. Power supply of autonomous systems using solar modules / A. V. Yurchenko,
L. G. Zotov, A. D. Mekhtiev, V. V. Yugai, G. G. Tatkeeva // IOP Conference Series:
37
Materials Science and Engineering. - 2015. - Vol. 81, iss. 1. - Art. 012112 (10 p.) - DOI:
10.1088/1757-899X/81/1/012112.
44. Высокочастотные электронные трансформаторы на основе резонансных
структур / Н. Т. Исембергенов, И. В. Брейдо, Л. Г. Зотов, В. В. Югай, В. П. Разинкин // Университет Еңбектері = Труды университета. - 2015. – № 2. – С. 111–115.
45. Высокоэффективный инвертор для автономных систем с распределенной
нагрузкой /В. П. Разинкин, Л. Г. Зотов, А. Д. Мехтиев, Н. Т. Исембергенов, В.В.
Югай, Г. Б. Валеева// Вестник Карагандинского университета. Серия, Физика =
Қарағанды университетiнiң хабаршысы. Физика сериясы. – 2014. – № 4.– С.34–39.
Другие публикации в журналах, сборниках научных трудов
и материалах научно-технических конференций
46. Зотов, Л. Г. Многофазный бестрансформаторный источник питания каскадного типа с улучшенными характеристиками / Л. Г. Зотов, А. И. Типикин //
Силовая полупроводниковая техника : межвузовский сборник научных трудов. –
Новосибирск : Изд-во НЭТИ, 1990. – С. 30–37.
47. Зотов, Л. Г. Бестрансформаторная система вторичного электропитания с
переменной структурой / Л. Г. Зотов, Е. В. Шацких // Современные проблемы радиоэлектроники : сборник научных трудов. – Красноярск : Изд-во КГТУ, 2004. –
С. 27–28.
48. Оптимизация импульсных помех в бестрансформаторных системах вторичного электропитания. Зотов Л.Г, Индюкова И.В. Сборник научных трудов.
Современные проблемы радиоэлектроники. Институт радиоэлектроники. КГТУ.
Красноярск, 2005, с.40-42.
49. Многоуровневый инвертор напряжения на основе повышающих конденсаторных преобразователей с изменяющейся структурой. Зотов Л.Г., Пигалев С.В.
Материалы Российской научно-технической конференции. Информатика и проблемы телекоммуникаций. Том1, c.203-206. Новосибирск, 2007.
50. Многоуровневые инверторы напряжения на основе повышающих преобразователей с изменяющейся структурой. Зотов Л.Г., Зиновьев Г.С. Труды ХХVI
межрегиональной научно-технической конференции. Сборник №1, с.310-314. г.
Серпухов, 2007.
51. Зотов, Л. Г. Принципы построения бестрансформаторных систем преобразования электрической энергии с переменной структурой / Л. Г. Зотов, А. В.
Гайфиев // Современные проблемы радиоэлектроники : сборник научных трудов.
– Красноярск : Изд-во СФУ, 2008. – C. 12–14.
52. Многоуровневая одно- и трехфазные инверторы на основе повышающих
конденсаторных преобразователей с изменяющейся структурой. Зотов Л.Г., Корсаков М.Ю. Современные проблемы радиоэлектроники. Институт радиоэлектроники. СФУ, г. Красноярск, 2009, c.212-215.
53. Зотов, Л. Г. Повышающий конденсаторный конвертор с переменной
структурой для автономных энергосистем / Л. Г. Зотов // Информатика и проблемы телекоммуникаций : материалы Российской научно-технической конференции, 27–28 апреля 2010 г. – Новосибирск : Изд-во Сиб ГУТИ, 2010. – Т. 1. – С.
387–390.
38
54. Двунаправленный AC-DC преобразователь для инновационного электровоза. Зиновьев Г.С., Зотов Л.Г., Ковелин Д.С. Материалы II Всероссийской
конференции. «Инновационная Энергетика», 2010, с.224-226. г. Новосибирск.
55. Зотов, Л. Г. Понижающий конденсаторный конвертор с переменной
структурой для автономных радиоэлектронных комплексов / Л. Г. Зотов, М. Ю.
Корсаков // Современные проблемы радиоэлектроники : сборник научных трудов.
– Красноярск : Изд-во СФУ, 2010. – C. 42–44.
Понижающий конденсаторный конвертор с переменной структурой для автономных радиоэлектронных комплексов. Зотов Л.Г., Корсаков М.Ю. Современные
проблемы радиоэлектроники. Институт радиоэлектроники. СФУ, Красноярск,
2010, С.42-44.
56. Зотов, Л. Г. Многотактные системы обмена электрической энергии постоянного тока на основе конденсаторных преобразователей для автономных
энергосистем / Л. Г. Зотов // Информатика и проблемы телекоммуникаций : материалы Российской научно-технической конференции. – Новосибирск : Изд-во СибГУТИ, 2011. – Т. 1. – С. 455–458.
57. Распределенная DC-АС система электроснабжения автономных объектов на основе структур с переключаемыми конденсаторами. Л.Г. Зотов, Ф.Н. Гапеев. Современные проблемы радиоэлектроники. Институт радиоэлектроники.
СФУ, г. Красноярск, 2012.
58. Зотов, Л. Г. Силовые модули для полупроводниковых преобразователей
на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами / Л. Г. Зотов
// Информатика и проблемы телекоммуникаций : материалы Российской научнотехнической конференции. – Новосибирск : Изд-во СибГУТИ, 2013. – С. 271–274.
59. Каскадные повышающие регуляторы постоянного тока на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами / А. В. Громцев, О. Е. Луницына, Р. С. Мартьянов, Л. Г. Зотов // Теоретические и практические вопросы
науки XXI века : сборник статей научно-практической конференции, 28 ноября
2014 г. : в 2 ч. – Уфа : Омега Сайнс, 2014. – Ч. 2. – С. 34–38.
60. Громцев, А. В. Многоуровневые регуляторы постоянного тока на основе
обратимых резонансных структур с переключаемыми конденсаторами / А. В.
Громцев, И. С. Шестаков, Л. Г. Зотов // Наука, образование, бизнес : материалы
всероссийской научно-практической конференции ученых, преподавателей, аспирантов, студентов, специалистов промышленности и связи, посвященных Дню радио, 29 апреля 2014 г. – Омск : Изд-во КАН, 2014. – С. 246–250.
61. Зотов, Л. Г. Инверторы напряжения – усилители мощности класса DG на
основе структур с переключаемыми конденсаторами / Л. Г. Зотов, О. Е. Луницына
// Современные проблемы телекоммуникаций : российская научно-техническая
конференция : материалы конференции. – Новосибирск : Изд-во СибГУТИ, 2016.
– С. 779–785.
62. Зиновьев Г.С. Зотов Л.Г, Темлякова З.С, Лопаткин Н.Н. Пути эволюции
многоуровневых инверторов напряжения. Сборник научных трудов кафедры
электроники и электротехники НЭТИ-НГТУ (1957-2017) (Избранное). Новосибирск 2017. С.175–198.
39
63. Основы радиоэлектроники: методические указания к лабораторным работам /сост. : Л. Г. Зотов, А. И. Типикин –Новосибирск : Изд-во НЭТИ,1988.–24 c.
64. Электромагнитная совместимость устройств силовой электроники : учебнометодическое пособие к практическим занятиям. Ч. 6 / Г. С. Зиновьев, Л. Г. Зотов,
А. В. Сидоров, А. В. Роньшин, В. А. Сколота. – Новосибирск : Изд-во НГТУ,
2014. – 55 с.
Авторские свидетельства и патенты на изобретения
65. А. с. 543109 СССР. Преобразователь переменного напряжения в постоянное. / Л. М. Браславский, Л. Г. Зотов, А. М. Сажнев // Бюл.изобр. 1977 № 2.
66. А.с. 571860 СССР. Регулируемый понижающий конвертор. / Л.Г. Зотов
//. Бюл.изобр. 1977 № 33.
67. А.с. 720634 СССР. Понижающий конвертор / Л.Г. Зотов, И.В. Золотарев // Бюл.изобр. 1980 № 9.
68. А.с. 756568 СССР. Понижающий конвертор/ Л.Г. Зотов, И.В. Золотарев
// Бюл.изобр. 1980 № 30.
69. А.с.764058 СССР. Понижающий конвертор / Л.Г. Зотов, И.В. Золотарев // Бюл.изобр. 1980 № 34.
70. А.c.1534676 СССР. Преобразователь постоянного напряжения в постоянное /Л.Г. Зотов, А.И. Типикин, С.Н. Колпак // Бюл.изобр. 1990 №1.
71. А.с.1642562 СССР. Преобразователь постоянного напряжения в постоянное /Л.Г.Зотов // Бюл.изобр. 1991 №14.
72. А. с. 1691922 СССР, Регулируемый понижающий преобразователь постоянного напряжения / Л. Г. Зотов // Бюл.изобр.1991 № 42.
А.с. 1691922 СССР. Регулируемый понижающий преобразователь постоянного
напряжения / Л.Г. Зотов // Бюл.изобр. 1991 № 42.
73. Патент 2284633 РФ, Регулируемый понижающий преобразователь постоянного напряжения / Л. Г. Зотов // Бюл.изобр. 2006 № 27.
74. Патент 2323515 РФ. Регулируемый понижающий преобразователь постоянного напряжения // Бюл.изобр. 2008 № 12.
75. Патент 2394345 РФ. Регулируемый повышающий преобразователь постоянного напряжения / Л. Г. Зотов // Бюл.изобр. 2010 № 19.
76. Патент 2415506 РФ. Регулируемый понижающий преобразователь постоянного напряжения / Л. Г. Зотов, Г. С. Зиновьев // Бюл.изобр. 2011 № 9.
77. Патент 2408968 РФ, Повышающе-понижающий непосредственный преобразователь частоты / Г. С. Зиновьев, Л. Г. Зотов// Бюл.изобр. 2 011 № 1.
78. Патент 2462805 РФ, Непосредственный преобразователь частоты типа
конвертора напряжения или тока /Г.С.Зиновьев, Л. Г.Зотов//Бюл.изобр.2012 № 27.
79. Патент на полезную модель 116285 РФ, Непосредственный преобразователь частоты / Г. С. Зиновьев, Л. Г. Зотов, В. И. Попов// Бюл.изобр 2012 № 14.
80. Патент №2454781 РФ Двунаправленный понижающий преобразователь
переменного напряжения в постоянное./ Г.С. Зиновьев, Л.Г. Зотов, Д.С. Ковелин
// Бюл.Изобр. 2012 № 18.
81. Патент 2505914 РФ, Преобразователь постоянного напряжения / Л. Г.
Зотов, Г. С. Зиновьев // Бюл.изобр. 2014 № 3.
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа