close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Ivanova Metod ukaz po vipoln kursovogo proekta po disz Ustroistva priema i obrabotki radiosinalov v sistemah podvizhn radiosvyazi 2011

код для вставкиСкачать
Федеральное агентство связи
Федеральное государственное образовательное бюджетное учреждение
высшего профессионального образования
ПОВОЛЖСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ И ИНФОРМАТИКИ
ЭЛЕКТРОННАЯ
БИБЛИОТЕЧНАЯ СИСТЕМА
Самара
1
Федеральное агентство связи РФ
Поволжский государственный университет
телекоммуникаций и информатики
Кафедра радиосвязи, радиовещания и телевидения
Методические указания
по выполнению курсового проекта по дисциплине
«Устройства приема и обработки радиосигналов
в системах подвижной радиосвязи»
для студентов специальности 210402
«Средства связи с подвижными объектами»
Составила: к.т.н., доцент Иванова В.Г.
Самара
2011г.
2
Задание
на курсовой проект
«Радиоприемное устройство бортовой радиостанции»
Требуется
выполнить расчет структурной электрической схемы додетекторного тракта
радиоприемника,
разработать принципиальную электрическую схему додетекторного тракта
и выполнить расчет ее элементов,
разработать алгоритм функционирования и выполнить моделирование в
программной среде Mathcad цифрового демодулятора радиоприемника.
Исходными данными для проектирования являются:
1. Граничные частоты поддиапазона принимаемых сигналов f 0 m in и f 0 m ax ;
2. Значение промежуточной частоты радиоприемника f п р f г f c , равной
разности частот гетеродина и сигнала;
3. Чувствительность радиоприемника EA;
4. Селективность по зеркальному каналу не менее Seзк ;
5. Селективность по соседнему каналу не менее Seск ;
6. Коэффициент прямоугольности АЧХ тракта основной селекции не более kп ;
7. Селективность по каналу промежуточной частоты не менее Seпч ;
8. Сопротивление антенны RA ;
9. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания додетекторного тракта
приемника не более ;
10.Глубина регулировки коэффициента усиления тракта промежуточной
частоты - p;
11.Вид принимаемого излучения;
12. Минимальная и максимальная частоты модуляции Fm in и Fm a x ;
13. Скорость манипуляции v ;
14. Сдвиг частот при частотной манипуляции Fсдв ;
15. Вид боковой полосы при однополосной модуляции ВБП (верхняя боковая
полоса) или НБП (нижняя боковая полоса).
Числовые значения параметров студент получает у преподавателя.
3
Требования к курсовому проекту
и его оформлению
1. Структура пояснительной записки (ПЗ)
1.1. Пояснительная записка КП включает составные элементы,
располагаемые в следующей последовательности:
титульный лист,
заглавный лист (содержание ПЗ),
введение,
основная часть,
заключение,
список использованных источников,
приложения.
1.2. Титульный лист выполняется на бумаге формата А4 по утвержденной
форме (Приложение А).
1.3.
В заглавном листе (содержании ПЗ) дается перечень наименований
разделов и подразделов с их последовательной нумерацией в точном
соответствии с их наименованием в тексте ПЗ.
1.4. Введение – вступительный раздел текста ПЗ, в котором кратко
излагается содержание
КП, отмечаются особенности отдельных частей
(блоков), применение ЭВМ и т.п. Объем текста 0.5..1 страница. Этот раздел не
имеет порядкового номера.
1.5. Основное содержание ПЗ состоит из задания на КП и текста, в котором
изложено исполнение задания. Основное содержание делится на разделы,
подразделы и пункты. В разделе “Заключение” подводится итог проделанной
работы, например, сравниваются показатели качества спроектированного
устройства с требованиями технического задания на проектирование. Объем
текста менее 1 страницы. Раздел не имеет порядкового номера.
1.6. В список использованных источников заносятся источники информации,
используемые в КП под порядковыми номерами в последовательности ссылки
на них в тексте. Заголовок списка не имеет порядкового номера.
1.7. В необязательный раздел “Приложения” включают необходимый
материал, возникающий в процессе работы и делающий ее содержание более
понятным и информативным. Каждое приложение начинается с нового листа.
Выше текста приложения, по середине страницы пишется заголовок, например,
Приложение А, Приложение В и т.д. Наименование приложения пишется под
заголовком строчными буквами кроме первой прописной.
2. Оформление пояснительной записки
2.1. Пояснительная записка выполняется на листах писчей бумаги формата
А4.
4
2.2. Все листы КП сшиваются в ПЗ и нумеруются последовательно, начиная
с цифры 1.
Номер листа пишется арабскими цифрами в правом углу нижнего поля листа
без черточек и скобок. Титульный лист является первым листом ПЗ, но номер
на нем не ставится.
2.3. Текст ПЗ выполняется в одностороннем исполнении. Рабочее поле листа
ограничено рамкой (на лист не наносится): слева –25мм, сверху – 15мм, справа
– 8мм, снизу –15мм.
2.4. Разделы, подразделы и пункты нумеруются арабскими цифрами.
3.Оформление текста пояснительной записки КП
3.1. Текст ПЗ выполняется на компьютере или рукописно чернилами или
шариковой ручкой черного цвета.
3.2. Каждый раздел начинается с нового листа. Наименования разделов
записываются после их порядкового номера строчными буквами кроме первой
прописной одинаковой высоты с цифрами. Слова в наименовании разделов и
подразделов пишутся без переносов. Если заголовок состоит из двух
предложений, их разделяют точкой. В конце заголовка точка не ставится.
3.3. Наименования подразделов и пунктов начинаются с прописной буквы
после их порядковых номеров, а остальные буквы являются строчными.
Наименование подраздела может располагаться в любом месте листа ПЗ, но
после наименования должно быть не менее трех строк текста от нижнего поля
листа.
3.4. Порядковые номера всех заголовков записывают с красной строки
(абзацный отступ равен 15-17мм), заголовки отделяются от текста пустой
строкой. Сокращение слов в заголовках не допускается.
3.5. Формулы могут нумероваться для ссылок в тексте. Номер формулы
записывается в строке, где формула заканчивается, у правого края лиса в
круглых скобках арабскими цифрами. Нумерация формул может быть единой
для всего текста (сквозной) или осуществляться внутри разделов. В последнем
случае номер формулы должен содержать номер раздела и номер формулы в
нем, разделенные точкой.
При выполнении расчетов по формуле сначала записывается
математическая формула, затем формула с подставленными в нее числовыми
значениями, а после этого результат вычислений.
3.6. Формулы записываются в отдельной строке.
3.7. Таблицы нумеруются так же, как и формулы. Заголовок таблицы
записывается строчными буквами кроме первой прописной после слова
“Таблица”.
4.Оформление иллюстраций в пояснительной записке
5
4.1. Все иллюстрации (схемы, графики, чертежи и диаграммы) обозначаются
в ПЗ как рисунки. Нумерация рисунков аналогична нумерации формул и
таблиц. Рисунки могут иметь заголовок, помещаемый под рисунком.
4.2. Позиционные обозначения элементов на электрических схемах,
помещаемых в текст ПЗ, допускается выполнять с использованием индексов,
например, R 3 , C 8 .
4.3. При выполнении электрических схем в виде конструкторского
документа (с оформлением рамки и основной надписи) буквенно-позиционные
обозначения пишутся в одну строку, например, R 3, C8 .
4.4. Пояснительная записка должна содержать чертеж: Додетекторный тракт
радиоприемника
бортовой
радиостанции.
Схема
электрическая
принципиальная.
4.5. Чертеж выполняется на листе бумаги формата А3 с оформлением
рамки и основной надписи. Структура основной надписи приведена в
Приложении В.
Поскольку расчет блока питания и синтезатора частоты радиостанции
заданием не предусмотрен, на схеме должны быть показаны только
соответствующие разъемы, на которые подаются указанные напряжения.
На схеме наряду с буквенно-позиционными обозначениями должны быть
указаны номинальные значения элементов или приложен перечень элементов.
4.6. Для публичной защиты проекта должны быть подготовлены:
 чертеж додетекторного тракта радиоприемника бортовой радиостанции
(схема электрическая принципиальная), выполненный на листе бумаги
формата А2, Копия чертежа приводится в пояснительной записке.
 демонстрационный
плакат: Алгоритм функционирования цифрового
демодулятора и временные диаграммы сигналов в демодуляторе.
Демонстрационный плакат выполняется на листе
бумаги формата А2. Копия плаката приводится в
пояснительной записке.
6
Методические рекомендации по выполнению курсового проекта
1. Начать работу над проектом следует с изучения следующих разделов
конспекта лекций по дисциплине «Устройства приема и обработки
радиосигналов в системах подвижной радиосвязи»:
 Введение,
 Показатели качества радиоприемника,
 Входные цепи,
 Резонансные усилители,
 Преобразователи частоты.
2. Приступив к выполнению проекта, целесообразно воспользоваться
приводимыми ниже методиками расчета
 структурной электрической схемы радиоприемника,
 принципиальной
электрической
схемы
додетекторного
тракта
радиоприемника,
а также методикой разработки алгоритмов и методикой моделирования
цифровых демодуляторов в программной среде Mathcad.
При проектировании можно воспользоваться также следующими
источниками информации:
1. Ред Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике: Пер. с нем.М.:1990.-256с., ил.,
3. В.Е. Сапаров. Дипломный проект от А до Я. –М.:СОЛОН-Пресс, 2003.-224 с.
4. Перельман Б.Л., Петухов В.М.
Новые транзисторы. Справочник –
«СОЛОН», «МИКРОТЕХ», 1994. –272с.
5.
http://www.cxem.net/sprav/sprav62.php
Справочник по полевым
транзисторам.
http://kazus.ru/guide/index.html Справочник по электронным компонентам на
русском языке
7
1. Расчет структурной электрической схемы
радиоприемника
1.1. Расчет ширины спектра принимаемых сигналов
Fс и полосы
пропускания тракта основной селекции
1.1.1. Амплитудная модуляция – A3E: Fc = 2 Fmax,
1.1.2. Однополосная модуляция с подавленной несущей – J3E: Fc = Fmax Fmin,
1.1.3. Частотная манипуляция – F1B: Fc = Fсдв+ k v,
k = 3..5.
Чтобы получить ширину спектра в герцах, скорость манипуляции
подставляется в формулу в бодах.
Полоса пропускания тракта основной селекции - тракта промежуточной
частоты – равна Ппч = Fc.
1.2. Выбор селективной системы тракта радиочастоты
1.2.1.
Проверка
возможности
использования
неперестраиваемого
преселектора.
Тракт радиочастоты может быть как перестраиваемым, так и
неперестраиваемым. Если частоты зеркального канала находятся вне
поддиапазона частот принимаемых сигналов, то следует рассмотреть
возможность использования неперестраиваемого преселектора (входной цепи и
УРЧ).
Если частота гетеродина приемника больше частоты принимаемого сигнала,
то минимальное значение частоты помехи зеркального канала равно
f зк m in f 0 m in 2 f пр .
Следовательно, частоты помех зеркального канала находятся вне
поддиапазона частот принимаемых сигналов, если выполняется условие:
f зк m in f 0 m ax .
1.2.2. Определение полосы пропускания П и частоты настройки
неперестраиваемого преселектора f0 ср.
Если резонансная система не перестраивается, то средняя частота полосы
пропускания выбирается равной
f cp
0 . 5 ( f 0 min
f 0 max ) .
Полоса пропускания резонансной системы тракта РЧ должна быть равна
П f0 max
f0 min
Fc .
1.2.3. Определим селективность по зеркальному каналу, которую может
обеспечить неперестраиваемый двухконтурный полосовой фильтр.
Предварительно найдем:
- относительную расстройку частоты помехи зеркального канала
относительно центральной частоты полосы пропускания фильтра для худшего
случая, когда частота помехи зеркального канала равна f зк m in
8
y зк
f зк m in
f 0 cp
f 0 cp
f зк m in
.
- относительную расстройку минимальной частоты сигнала относительно
центральной частоты полосы пропускания фильтра
yс
f 0 cp
f 0 m in
f 0 m in
f 0 cp
Определим селективность по зеркальному каналу, которую может
обеспечить двухконтурный полосовой фильтр при критической связи между
контурами
4
1
Se зк пф
1
y зк
4
dэ
1
yс
4
dэ
4
1
В последнем соотношении dэ – эквивалентное затухание контуров
полосового фильтра. Величина эквивалентного затухания связана с
собственным затуханием контура dk соотношением
d э 2d k .
В диапазоне 2.0..30.0 МГц собственное затухание контуров можно принять
равным 0.004 .. 0.006.
1.2.3. Определим селективность по зеркальному каналу, которую может
обеспечить одиночный колебательный контур
2
1
y зк
dэ
S e зк к
2
1
.
yс
dэ
Приведенные соотношения для расчета селективности дают значения
селективности в относительных единицах. Для перевода в децибелы
используется соотношение
Se dB
20 lg( Se ) .
1.2.4. Расчет селективности преселектора при различных вариантах его
построения
Рассмотрим следующие варианты:
1. Входная цепь и один каскад УРЧ:
а) одноконтурная входная цепь и УРЧ с одиночным контуром, количество
контуров nк = 2, количество полосовых фильтров nпф = 0;
б) одноконтурная входная цепь и УРЧ с полосовым фильтром, количество
контуров nк = 1, количество полосовых фильтров nпф = 1;
в) двухконтурная входная цепь и УРЧ с полосовым фильтром, количество
контуров nк = 0, количество полосовых фильтров nпф = 2.
9
2. Входная цепь и два каскада УРЧ:
а) одноконтурная входная цепь и два каскада УРЧ с полосовыми фильтрами,
количество контуров nк = 1, количество полосовых фильтров nпф = 2,
б) двухконтурная входная цепь и два каскада УРЧ с полосовыми фильтрами,
количество контуров nк = 0, количество полосовых фильтров nпф = 3.
При этом селективность всего тракта радиочастоты определяется
соотношением
Se зк дБ = nк Se зк к дБ + nпф Se зк пф дБ.
Если проходит один из рассмотренных вариантов, начиная с самого
простого (рассчитанная селективность не меньше заданной), то можно
остановиться
на
неперестраиваемом
преселекторе
и
рассчитать
неравномерность АЧХ, вносимую трактом радиочастоты в пределах ширины
спектра принимаемого сигнала.
1.2.5. Рассчитаем неравномерность АЧХ двухконтурного полосового
фильтра неперестраиваемого преселектора в пределах ширины спектра
полезного сигнала
4
1
1
2 f 0 cp
4
f 0 m in
f 0 cp d э
пф
4
1
2 f 0 cp
1
f 0 m in
4
,
0.5 Fc
f 0 cp d э
1.2.6. Рассчитаем неравномерность АЧХ одиночного колебательного контура
неперастраиваемого преселектора в пределах ширины спектра полезного
сигнала
1
к
1
2 f cp
2 f cp
f0 min
2
f cp d э
f 0 min
0 .5 Fc
2
f cp d э
Полученные в относительных единицах значения неравномерностей АЧХ
переводятся в децибелы по формуле
20 lg( ) .
dB
Определим неравномерность АЧХ неперестраиваемого преселектора в
пределах ширины спектра полезного сигнала
рч дБ = nк к дБ + nпф пф дБ,
Если отсутствует подходящий вариант неперестраиваемого преселектора,
нужно использовать преселектор, настраиваемый на частоту принимаемого
сигнала в пределах заданного диапазона частот.
10
1.2.7. Расчет селективности по зеркальному каналу, которую обеспечивает
двухконтурный полосовой фильтр, настроенный на максимальную частоту
поддиапазона
В случае перестраиваемого преселектора наименьшей будет селективность
по зеркальному каналу на максимальной частоте диапазона. Поэтому частота
помехи зеркального канала и ее относительная расстройка относительно
частоты сигнала определяются по формулам
f зк
f 0 max
2 f пр
,
y зк
f зк
f0 max
f0 max
f зк
.
Селективность по зеркальному каналу, обеспечиваемая двухконтурным
полосовым фильтром, настроенным на максимальную частоту диапазона, равна
Se з к п ф
1
4
1 yзк
4
.
dэ
1.2.8. Расчет селективности по зеркальному каналу, которую обеспечивает
одиночный колебательный контур, настроенный на максимальную частоту
поддиапазона
Se з к к
1
yзк
2
.
dэ
После расчета этих селективностей подбирается вариант построения тракта
радиочастоты так же, как и в случае с неперестраиваемым преселектором
(1.2.4).
1.2.9. Определим неравномерности АЧХ двухконтурного полосового
фильтра и одиночного колебательного контура в полосе пропускания тракта
радиочастоты на минимальной частоте диапазона
пф
где П рч
f 0 max
Fc
f 0 m ax
0 . 005 .. 0 . 01
1
1
4
2
4
pч
f0 min d э
k
1
pч
f 0 min d э
,
,
f 0 max
f 0 min
- шаг перестройки при дискретной перестройке
тракта.
Неравномерность АЧХ всего тракта радиочастоты определяется так же, как
и при неперестраиваемом преселекторе.
1.3. Выбор селективной системы тракта ПЧ
1.3.1. Определим допустимую неравномерность
промежуточной частоты
пч дБ = дБ - рч дБ.
АЧХ
тракта
1.3.2. Выясним возможность использования ФСС, выпускаемых
промышленностью. Выбор фильтра осуществляется, исходя из требований к
11
селективности приемника по соседнему каналу приема Seck при заданном
коэффициенте прямоугольности kп, необходимой полосе частот и допустимой
неравномерности АЧХ в полосе пропускания
. Параметры фильтров
пч
приведены в Приложении Б. Фильтр можно использовать, если его рабочая
частота равна промежуточной частоте приемника, полоса пропускания
соответствует полосе пропускания тракта основной селекции Ппч,
неравномерность в полосе пропускания не больше σ пч, коэффициент
прямоугольность не больше, чем указан в задании, селективность не меньше
Secк.
Фильтры, в обозначении которых присутствуют буквы «В» (верхняя
боковая) или «Н» (нижняя боковая), используются в приемниках
однополосного сигнала. Если частота гетеродина больше частоты сигнала, то
при преобразовании частоты возникает инверсия спектра: верхняя боковая
становится нижней и наоборот. Поэтому при приеме сигнала НБП нужно
использовать фильтр верхней боковой полосы, а при приеме сигнала ВБП –
нижней.
1.3.3. Если подходящий фильтр не найден, можно предусмотреть заказной
вариант электромеханического фильтра, т.к. многие фирмы изготавливают
фильтры с параметрами, которые требуются заказчику. Однако в этом случае
нужно оценить возможность изготовления фильтра с требуемыми параметрами.
Для этого
- определим количество механических резонаторов, прикотором фильтр
обеспечивает требуемую селективность при заданной неравномерности АЧХ в
полосе пропускания и заданном коэффициенте прямоугольности.
S e ск Д б
n рез =
20 lg
1 + (k п - 1)
- рассчитаем минимальное
механическими резонаторами
kп
3 Д б - σ пч Д б
S e ск Д б - σ пч Д б
значение
коэффициента
2 f П Р sin
n рез
Фильтр может быть реализован, если
kmin > 10 –3.
между
.
Ч
k m in
связи
1
sin
2 n рез
n рез
1
2 n рез
n рез
15
,
1.4. Рассчитаем необходимое усиление приемного додетекторного тракта
K пт
U вх д
EA
,
где U вх д (1..5) В - напряжение на входе АЦП цифрового демодулятора.
Вычерчиваем структурную электрическую схему додетекторного тракта
радиоприемника.
Например, схема рисунка 1.1.
12
1.5. Выбираем частоту дискретизации сигналов классов излучений с
симметричным спектром: A3E, F1B.
Частота дискретизации должна удовлетворять двум условиям:
быть больше удвоенной ширины спектра сигнала на входе АЦП,
частота несущей, приведенная в интервал Котельникова, должна быть равна
четверти частоты дискретизации.
Первому условию для сигналов с симметричным спектром соответствует
соотношение FД 2 п ч k п . Для определенности примем
FД 1 2 .5 пч k п .
Для однополосного сигнала с асимметричным спектром следует принять
FД 1 5 Fm ax k п .
Согласно второму условию приведенная частота несущей равна
13
F0
f пр
Fд
kFд
4
,
где k = 0,1,2,..
Из двух последних соотношений сначала найдем номер гармоники частоты
дискретизации
k
f пр

FД 1
1
4
.
Полученные значения округляем до ближайшего меньшего целого числа и
находим два точных значения частоты дискретизации по формуле
f пр
FД
k
1
.
4
Из двух рассчитанных по последней формуле значений выбирается
меньшее. Заметим, что k, рассчитанное по формуле со знаком «минус»,
подставляется в последнюю формулу со знаком «плюс».
14
2. Расчет принципиальной электрической схемы
додетекторного тракта радиоприемника
2.1. Неперестраиваемая входная цепь с одиночным колебательным контуром
Исходные данные:
f0 min - минимальная частота поддиапазона,
f0 ср - средняя частота поддиапазона,
f пр - промежуточная частота радиоприемника,
dэ - эквивалентное затухание контура,
RA - сопротивление антенны.
Принципиальная схема входной цепи приведена на рисунке 2.1. Целью
расчета является определение элементов схемы: Lсв, L, C, коэффициента связи k
между контурной катушкой L и катушкой связи Lсв, коэффициента передачи
входной цепи Kвц и селективности входной цепи по каналу промежуточной
частоты.
К УРЧ
A
С
p
L св
L
Рисунок 2.1 – Одноконтурная входная цепь с фиксированной настройкой на среднюю частоту диапазона
2.1.1. Зададимся эквивалентной емкостью колебательного контура
С
300..1200
пФ
f 0 ср М Гц
.
В приведенную формулу частота подставляется в мегагерцах. При этом
значение емкости получается в пикофарадах. Емкость конденсатора выбирается
согласно ряду Е24 номинальных значений емкостей конденсаторов и
сопротивлений резисторов в пределах, определенных последней формулой.
Ряды номинальных значений представлены таблицей 2.1. Номинальное
значение, приведенное в таблице, умножается на 10 m , где m –целое число.
Таблица 2.1.-Ряды номинальных значений
сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов
4Е12Е24Е12Е24
Е6Е12Е24
Е6Е12
Е24Е24
Е6Е12
Е24Е24
Е6Е12
Е24Е24
Е6Е12
Е24
Е6Е24
Е6Е12
Е24
Е6Е24
Е6Е12
Е24
Е6Е24
Е6Е24
Е12
Е6Е24
Е6Е24
Е12
Е6Е24
Е6Е24
Е12
Е6Е24
Е6Е12
Е6Е24
Е6Е12
Е6Е24
Е6Е12
Е6Е24
Е6Е12Е24
Е6Е12Е6Е12
%10 %5 %10 %20
5%
%10 %20
5%
%10
5%
%20
5%
%10
5%
%
20
5 %%10
5%
%
20
5%
%10
20
5%
%Е6
20
5 %%10
20
5%
%
20
5%
%10
20
5%
%
20
5%
%10
20
5%
%Е6
20
5%
%10
20
5%
%
20
5%
%10
20
5%
%
20
5 %%10
20 %Е6
20
5%
%10
20 %20
5 %%10
20 %20
5%
%10 %20
5%
%10 %20 %10 %
Е24
Е12
Е24
Е12
Е24
Е12
5%
1,0
1,1
10 %
1,0
-
20 %
1,0
-
5%
2,2
2,4
10 %
2,2
-
20 %
2,2
-
5%
4,7
5,4
10 %
4,7
-
20 %
4,7
-
15
1,2
1,3
1,5
1,6
1,8
2,0
1,2
1,5
1,8
-
1,5
-
2,7
3,0
3,3
3,6
3,9
4,3
2,7
3,3
3,9
-
5,6
6,2
6,8
7,5
8,2
9,1
3,3
-
5,6
6,8
8,2
-
6,8
-
Этой таблицей нужно пользоваться при расчете всех емкостей
конденсаторов и сопротивлений резисторов.
2.1.2. Определим характеристическое сопротивление
и индуктивность
контура L
1
2
,
f 0 ср C
L
2 f 0 ср
.
2.1.3. Определим индуктивность связи и коэффициент связи между
контурной катушкой и катушкой связи
RA
L св
2
f 0 ср
k
dэ
.
2.1.4. Определим коэффициент антенной связи
K A0
k
L
2 L св
.
2.1.5.Определим селективность по каналу промежуточной частоты, которую
обеспечивает одноконтурная входная цепь
1
Se
y пч
dэ
пч
yс
1
где
y пч
f 0 ср
f пр
f пр
f 0 ср
,
yс
f 0 ср
f 0 m in
f 0 m in
f 0 ср
2
2
,
dэ
.
2.1.6. Определим резонансный коэффициент передачи входной цепи
K вц 0
K A0
dэ
p.
В последнем соотношении p – коэффициент включения входного
колебательного контура. Коэффициент включения рассчитывается, исходя из
обеспечения устойчивости усилителя радиочастоты. Поэтому резонансный
коэффициент передачи входной цепи рассчитывается после расчета УРЧ.
16
2.2. Неперестраиваемая входная цепь с двухконтурным полосовым фильтром
Исходные данные:
f0 min - минимальная частота поддиапазона,
f0 ср - средняя частота поддиапазона,
f пр - промежуточная частота радиоприемника,
dэ - эквивалентное затухание контура,
RA - сопротивление антенны,
=1 - фактор связи между контурами полосового фильтра.
Принципиальная схема входной цепи приведена на рисунке 2.2. Связь
между контурами двухконтурного полосового фильтра обеспечивает
конденсатор внутриемкостной связи Ссв, который входит как в первый, так и во
второй контур.
Целью расчета является определение элементов схемы: Lсв, L, C, Ссв,
коэффициента связи k между контурной катушкой L и катушкой связи Lсв,
коэффициента передачи входной цепи Kвц и селективности входной цепи по
каналу промежуточной частоты.
К У РЧ
A
p
С
L св
С
С св
L
L
Рисунок 2.2 – Двухконтурная входная цепь с фиксированной настройкой контуров на среднюю частоту диапазона
Пункты 2.2.1 .. 2.2.4 те же, что 2.1.1 ..2.1.4 при расчете неперестраиваемой
входной цепи с одиночным контуром.
2.2.5. Определим емкость связи
С
С св
dЭ
,
где -фактор связи между контурами.
2.2.6. Определим селективность по каналу промежуточной частоты, которую
обеспечивает входная цепь с двухконтурным полосовым фильтром
1
Se
пч вц
1
где
y пч
f 0 ср
f пр
f пр
f 0 ср
,
yс
f 0 ср
f 0 m in
f 0 m in
f 0 ср
1
y пч
4
dэ
1
yс
4
dэ
4
4
,
17
2.2.7. Определим коэффициент передачи входной цепи
K вц 0
K A0
dэ 1
2
p.
Коэффициент включения рассчитывается, исходя из обеспечения
устойчивости усилителя радиочастоты. Поэтому резонансный коэффициент
передачи входной цепи рассчитывается после расчета УРЧ.
2.3. Перестраиваемая входная цепь с одиночным колебательным контуром
Исходные данные:
f0 min - минимальная частота поддиапазона,
f0 max - максимальная частота поддиапазона,
f пр - промежуточная частота радиоприемника,
dэ - эквивалентное затухание контура,
RA - сопротивление антенны.
Принципиальная схема входной цепи приведена на рисунке 2.3.
Перестройка колебательного контура в пределах поддиапазона осуществляется
дискретным конденсатором Сн. Конденсаторы С 1 и С2 обеспечивают требуемый
коэффициент перекрытия поддиапазона.
A
К У РЧ
C2
L
L cв
Сн
С1
Рисунок 2.3 – Одноконтурная входная цепь, перестраиваемая дискретным кондансатором
2.3.1. Задавшись шагом перестройки f 0, определим количество частотных
интервалов М, на которые разбивается поддиапазон при настройке с помощью
дискретного конденсатора. Величину f 0 нужно выбрать так, чтобы получить
M 256 и f0
f 0 m a x , где f 0 m ax 1 кГ ц . Целесообразно использовать значения f
0 = 0.01, 0.05, 0.10, 0.50, 1.00 кГц.
M
f 0 max
f 0 min
f0
Выбираем ближайшее целое число.
2.3.2. Определяем количество переключаемых конденсаторов, образующих
дискретный конденсатор
Q
log
2
(M )
Выбираем ближайшее большее целое число.
18
2.3.3. Для перестройки преселектора по диапазону воспользуемся
дискретным конденсатором, разработанным для РПУ «Призма» , который
образован емкостями:
Cd 1 = 0.375 пФ, Сd 2 = 0.75 пФ, Cd 3 = 1.5 пФ, Cd 4 = 3 пФ,
Cd 5 = 6 пФ, Cd 6 = 12 пФ, Cd 7 = 24 пФ, Сd 8 = 48 пФ.
Начальная емкость конденсатора
С нач = 20 пФ.
Если Q <8 , то нужно ограничиться только конденсаторами Cd 1 .....Cd Q.
2.3.4. Определим минимальное и максимальное значения емкости
дискретного конденсатора и коэффициент перекрытия по емкости
Cmin = Cнач , Сmax = Cнач + Сd 1 + ... Cd Q,
kc = Cmax / Cmin.
2.3.5. Найдем коэффициент перекрытия поддиапазона
kпд = f0 max / f0 min .
Проверим выполнение условия kc > kПД 2.
2.3.6. Зададимся минимальным значением эквивалентной емкости контура
Cэmin = 30..50 пФ и рассчитаем максимальное значение эквивалентной емкости
контура
Cэmax = kпд 2 Cэ min.
2.3.7. Найдем емкость конденсатора С 2
C =Сэ max - Сэ min , q = (Cmax - C min )/( Cmax - C min - C),
C2
0 .5 q C 1
4 C max C min
1
2
Cq
C max
.
C min
C
Выбираем стандартное значение емкости конденсатора С 2.
2.3.8. Рассчитаем емкость конденсатора С1
С1
C m in C 2
С э m in
C m in
.
C2
2.3.9. Определим
индуктивность контура и его характеристическое
сопротивление на максимальной частоте поддиапазона
L = 1 / ((2 f0 max)2 Cэmin) ,
max =
2 f0 max L.
2.3.10. Определим индуктивность связи и коэффициент связи между
контурной катушкой и катушкой связи
L св
RA
2
f 0 ср
,
k
dэ
.
2.3.11. Определим коэффициент антенной связи
K A0
k
L
2 L св
2.3.12. Определим селективность по каналу промежуточной частоты,
которую обеспечивает входная цепь
19
Se
1
ПЧ ВЦ
2
y ПЧ
,
dЭ
где yпч = f0min / fпр - fпр / f0min .
2.3.13. Определим коэффициент передачи входной цепи
K A0
K вц 0
p
dэ
.
Коэффициент включения рассчитывается, исходя из обеспечения
устойчивости усилителя радиочастоты. Поэтому резонансный коэффициент
передачи входной цепи рассчитывается после расчета УРЧ.
2.4. Перестраиваемая входная цепь с двухконтурным полосовым фильтром
Исходные данные:
f0 min - минимальная частота поддиапазона,
f0 max - максимальная частота поддиапазона,
f пр - промежуточная частота радиоприемника,
dэ - эквивалентное затухание контура,
1 - фактор связи между контурами полосового фильтра,
RA - сопротивление антенны.
На рисунке 2.4 приведена принципиальная схема входной цепи с
перестраиваемым по поддиапазону двухконтурным полосовым фильтром.
С2
L
A
С2
Сн
L
R
Сн
p
L св
С1
С1
С св
Рисунок 2.4 – Входная цепь с двухконтурным полосовым фильтром,
перестраиваемая дискретными конденсаторами
Связь между контурами осуществляет конденсатор Cсв.
Пункты расчета 2.4.1 .. 2.4.11 те же, что и 2.3.1..2.3.11 при расчете
перестраиваемой входной цепи с одиночным контуром.
2.4.12. Определим емкость связи
С св
С э m in
dЭ
.
20
2.4.13. Определим селективность по каналу промежуточной частоты,
которую обеспечивает входная цепь с двухконтурным полосовым фильтром
Se ПЧ
где
пч
(
2
ПЧ
1
ВЦ
1
2
)
Н
2
2
4
Н
2
,
Н
С э max
= yпч / dэ , yпч = f0min / fпр - fпр / f0min,
н
C св d э
.
2.4.14. Определим коэффициент передачи входной цепи
K вц 0
K A0
dэ 1
2
p
.
Коэффициент включения рассчитывается, исходя из обеспечения
устойчивости усилителя радиочастоты. Поэтому резонансный коэффициент
передачи входной цепи рассчитывается после расчета УРЧ.
2.5. Неперестраиваемый УРЧ с одиночным колебательным контуром
На рисунке 2.5 приведена принципиальная схема УРЧ с одиночным
колебательным контуром и фиксированной настройкой на среднюю частоту
поддиапазона. На этом же рисунке левее вертикальной пунктирной прямой
показана принципиальная схема одноконтурной входной цепи. Параметры
контура УРЧ, такие же, как у контура входной цепи.
Исходными данными для расчета являются:
f0 ср - средняя частота поддиапазона,
dэ - эквивалентное затухание контура,
dк - собственное затухание контура,
- характеристическое сопротивление контура,
L - индуктивность контура,
С - емкость контура,
Rвх сл – входное сопротивление каскада, следующего за УРЧ.
-
Целью расчета является:
выбор транзистора,
определение коэффициентов включения p, p1, p2,
расчет резонансного коэффициента усиления,
расчет элементов цепей питания транзистора.
В ходн а я
ц еп ь
A
p1
C
L
p2
p
С
Rи
L св
L
Си
Сф
Rф
+ E пит
21
Рисунок 2.5 –Усилитель радиочастоты с одиночным колебательным
контуром и фиксированной настройкой на среднюю частоту поддиапазона
2.5.1. Выбираем маломощный полевой транзистор с минимальным
значением проходной емкости (емкости затвор-исток). Достоинством полевого
транзистора по сравнению с биполярным является более высокая линейность
усиления, что весьма важно для усилителя на входе которого наряду с
полезным сигналом действуют еще недостаточно ослабленные помехи.
Параметры транзистора 2П341Б:
S = 27 мА / В при Е зи = 0.2 В , Iс = 7 мА , Еси = 5 В, R вых = 5 .. 10 кОм, Cвх = 5
пФ, Cвых = 1.6 пФ, Cпрох = 1 пФ.
2.5.2. Рассчитаем коэффициент включения p1, исходя из обеспечения
требуемой селективности по зеркальному каналу
p1
R вы х
d вн вы х
,
где d вн вых d э d к , если следующим каскадом является второй каскад УРЧ на
полевом транзисторе,
d вн
dэ
вых
dк
2
, если следующим каскадом является преобразователь частоты с
относительно низким входным сопротивлением.
2.5.3. Выбираем коэффициент включения p, исходя из условия устойчивости
усилителя
p
dэ
2 1
p1
S
Kу
C
L
C прох
0 ср
,
где Kу = 0.7..0.9 – коэффициент устойчивости усилителя.
2.5.4. Выбираем коэффициент включения p2.
Если следующим каскадом является каскад УРЧ на полевом транзисторе, то
p2= p.
Если следующим каскадом является преобразователь частоты с входным
сопротивлением Rвх сл, то
p2
d к R вх сл
dэ
2
.
2.5.5. Определим коэффициент усиления усилителя
К УРЧ 0
S
dэ
p1p 2 .
2.5.6. Расчет элементов цепей питания усилителя
Rи
Rф
E пит
E си
Ic
E зи
,
Сф
E зи
Ic
Xc
,
,
Cи
1 ..5
S
,
f 0 ср
Xc = 0.1 ..1 Ом.
0 m in
Питающее напряжение можно выбрать равным Епит = 9 В.
22
2.5.7. Определим селективность усилителя по каналу промежуточной
частоты.
1
Se
y пч
dэ
пч
yс
1
где
y пч
f 0 ср
f пр
f пр
f 0 ср
,
yс
f 0 ср
f 0 m in
f 0 m in
f 0 ср
2
2
,
dэ
.
2.5.8. Определим селективность преселектора по каналу промежуточной
частоты
S e пч Д б S e пч вц Д б S e пч урч Д б .
2.6. Неперестраиваемый УРЧ с двухконтурным полосовым фильтром
Принципиальная схема УРЧ вместе с одноконтурной входной цепью
приведена на рисунке 2.6.
Исходными данными для расчета являются:
f0 ср - средняя частота поддиапазона,
dэ - эквивалентное затухание контура,
dк - собственное затухание контура,
ρ - характеристическое сопротивление контура,
L - индуктивность контура,
С - емкость контура,
= 1– фактор связи между контурами полосового фильтра,
Rвх сл – входное сопротивление каскада, следующего за УРЧ.
Целью расчета является:
- выбор транзистора,
- определение коэффициентов включения p, p1, p2,
- расчет резонансного коэффициента усиления,
- расчет элементов цепей питания транзистора.
C
L
A
C св
С
p
Rи
L св
L
p2
p1
L
C
Си
Сф
Rф
+ Е пит
Рисунок 2.6 –Усилитель радиочастоты с двухконтурным полосовым
фильтром и фиксированной настройкой на среднюю частоту диапазона
23
2.6.1 Выбор транзистора осуществляется так же, как и в УРЧ с одиночным
контуром.
2.6.2. Рассчитаем коэффициент включения p1, исходя из обеспечения
требуемой селективности по зеркальному каналу
p1
(d э
R вы х
dк)
.
2.6.3. Выбираем коэффициент включения p, исходя из условия устойчивости
усилителя
p
dэ
2 1
p1
S
Kу
C
L
C прох
0 ср
,
где Kу = 0.7..0.9 – коэффициент устойчивости усилителя
2.6.4. Выбираем коэффициент включения p2
Если следующим каскадом является каскад УРЧ на полевом транзисторе, то
p2=p.
Если следующим каскадом является каскад преобразователя частоты с
входным сопротивлением Rвх сл, то
p2
dэ
dк
R вх сл
.
2.6.5. Определим емкость связи
C
C св
dэ
.
2.6.6. Определим коэффициент усиления усилителя
К УРЧ 0
S
2
dэ 1
p1p 2 .
2.6.7. Элементы цепей питания рассчитываются так же, как в усилителе с
одиночным колебательным контуром.
2.6.8. Определим селективность по каналу промежуточной частоты, которую
обеспечивает УРЧ с двухконтурным полосовым фильтром
1
Se
1
y пч
4
dэ
1
yс
4
dэ
пч вц
1
где
y пч
f 0 ср
f пр
f пр
f 0 ср
,
yс
f 0 ср
f 0 m in
f 0 m in
f 0 ср
4
4
,
.
2.6.9. Определим селективность преселектора по каналу промежуточной
частоты
S e пч Д б
S e пч вц Д б
S e пч урч Д б .
2.7. Перестраиваемый УРЧ с одиночным колебательным контуром
24
Принципиальная схема усилителя вместе с одноконтурной входной цепью
приведена
на
рисунке
2.7.
p1
A
С2
С1
C2
L cв
p2
С1
p
Си
Rи
Сф
R
L
ф
+ Е пит
Рисунок 2.7 – Перестраиваемый УРЧ с одиночным
колебательным контуром
Исходными данными для расчета являются:
f0 max - максимальная частота поддиапазона,
dэ
- эквивалентное затухание контура,
dк
- собственное затухание контура,
L
- индуктивность контура,
Сэ min - минимальное значение эквивалентной емкости кон
тура,
Rвх сл – входное сопротивление каскада, следующего за УРЧ.
Целью расчета является:
- выбор транзистора,
- определение коэффициентов включения p, p1, p2,
- расчет резонансного коэффициента усиления,
- расчет элементов цепей питания транзистора.
2.7.1. Выбор транзистора осуществляется так же, как и в УРЧ с одиночным
контуром.
2.7.2. Рассчитаем коэффициент включения p1, исходя из обеспечения
требуемой селективности по зеркальному каналу
p1
d вн вы х
R вы х
,
m ax
где
d вн
вых
dэ
dк,
если следующим каскадом является второй каскад УРЧ на
полевом транзисторе,
d вн
dэ
вых
dк
2
, если следующим каскадом является
L.
преобразователь частоты с входным сопротивлением Rвх сл, m a x
0 m ax
2.7.3. Выбираем коэффициент включения p, исходя из условия устойчивости
усилителя
p
dэ
2 1
p1
S
K у C э m in
0 m ax
L C прох
, где Kу = 0.7..0.9
2.7.4. Выбираем коэффициент включения p2.
25
Если следующим каскадом является каскад УРЧ на полевом транзисторе, то
p2= p.
Если следующим каскадом является преобразователь частоты с входным
сопротивлением Rвх сл, то
p2
d к R вх сл
dэ
2
.
m ax
2.7.5. Определим коэффициент усиления усилителя
К У РЧ 0
S
m ax
dэ
p1p 2 .
2.7.6. Элементы цепей питания рассчитываются так же, как в усилителе с
фиксированной настройкой.
2.7.7. Определим селективность УРЧ по каналу промежуточной частоты
Se
ПЧ ВЦ
1
y ПЧ
dЭ
2
,
где yпч = f0min / fпр - fпр / f0min .
2.7.8. Определим селективность преселектора по каналу промежуточной
частоты
S e пч Д б
S e пч вц Д б
S e пч урч Д б .
2.8. Перестраиваемый УРЧ с двухконтурным
полосовым фильтром
Принципиальная схема усилителя вместе с одноконтурной входной цепью
приведена на рисунке 2.8.
Исходными данными для расчета являются:
f0 max - максимальная частота поддиапазона,
dэ - эквивалентное затухание контура,
dк
- собственное затухание контура,
L
- индуктивность контура,
Сэ min- минимальное значение эквивалентной емкости контура,
1 - фактор связи между контурами фильтра,
Rвх сл - входное сопротивление каскада, следующего за УРЧ.
Целью расчета является:
- выбор транзистора,
- определение коэффициентов включения p, p1, p2,
- расчет резонансного коэффициента усиления,
- расчет элементов цепей питания транзистора.
2.8.1. Выбор транзистора осуществляется так же, как и в УРЧ с одиночным
контуром.
2.8.2. Рассчитаем коэффициент включения p1, исходя из обеспечения
требуемой селективности по зеркальному каналу
26
p1
(d э
dк )
R вы х
,
m ax
где
m ax
0 m ax
L.
2.8.3. Выбираем коэффициент включения p, исходя из условия устойчивости
усилителя
p
dэ
2 1
p1
S
K у C э m in
0 m ax
L C прох
,
где Kу = 0.7..0.9
2.8.4. Выбираем коэффициент включения p2
Если следующим каскадом является каскад УРЧ на полевом транзисторе, то
p2= p.
Если следующим каскадом является преобразователь частоты с входным
сопротивлением Rвх сл, то
27
p2
dэ
dк
R вх сл
m ax
2.8.5. Элементы цепей питания рассчитываются так же, как в предыдущем
случае.
2.8.6. Определим коэффициент усиления усилителя
К УРЧ 0
S
m ax
dэ 1
2
p1p 2
2.8.7. Элементы цепей питания рассчитываются так же, как в усилителе с
фиксированной настройкой.
2.8.8. Определим селективность УРЧ по каналу промежуточной частоты.
4
S e ПЧ УРЧ
1
1
y ПЧ
4
dЭ
,
где yпч = f0min / fпр - fпр / f0min .
2.8.9. Определим селективность преселектора по каналу промежуточной
частоты
S e пч Д б
S e пч вц Д б
S e пч урч Д б .
2.9. Расчет преобразователя частоты на ИМС К174ПС1
Принципиальная схема преобразователя частоты приведена на рисунке 2.9,
а на рисунке 2.10 – принципиальная схема микроузла К174ПС1,
представляющего собой двойной балансный смеситель.
Uпит
Вход
сигнала
С1
11
5
R C
3
2
13
7
С3
ЭМФ
10
12
K174ПС1
С2
C
8
С4
1
4
6
9
14
RФ
СФ
Uпит
Вход
гетеродина
Рисунок 2.9 – Преобразователь частоты
на ИМС К174ПС1
Параметры микросхемы К174ПС1 :
ток потребления – Iпотр = 2.5 мА,
крутизна преобразования Sпр = 4.5 мА/В,
входное сопротивление Rвх = 1.7 кОм,
выходное сопротивлениеRвых = 5..10 кОм,
постоянное питающее напряжение Uпит = 7...9В.
28
3
2
5
8 к 2,2к
VT1
VT3
V T4
VT6
7
8
13
2,2к
11
VT2
VD1
3,3к
VT5
3,3к
10
12
VD2
VD3
VD4
1,4 к
1,4 к
1
4
6
9
14
Рисунок 2.10 – Принципиальная схема микроузла
К174ПС1
Преобразователь частоты выполнен по схеме с отдельным гетеродином. В
качестве источника гетеродинных колебаний используется синтезатор частоты
радиостанции, расчет которого не предусмотрен данным
проектом.
Напряжение гетеродина поступает на вывод 7 микросхемы и действует между
базами транзисторов VT1 (VT6) и VT3 (VT4). Под действием этого напряжения
осуществляется
перераспределение
тока
транзистора
VT2
(VT5),
изменяющегося с частотой сигнала, между транзисторами VT1 (VT6) и VT3
(VT4).
В результате коллекторные токи транзисторов VT3 и VT6 содержат
составляющие промежуточной частоты. Ток промежуточной частоты создает
падение напряжения на нагрузке, в качестве которой используется фильтр
сосредоточенной селекции, рабочая частота которого равна промежуточной
частоте радиоприемника.
При использовании ЭМФ, выпускаемого промышленностью, для которого
известно входное сопротивление Rвх ф порядок расчета зависит от соотношения
входного сопротивления фильтра и выходного сопротивления микросхемы.
Случай 1. Входное сопротивление фильтра меньше выходного сопротивления
ИМС - RВХ Ф < RВЫХ.
2.9.1. Определим сопротивление R, обеспечивающее режим согласования на
входе фильтра
R = RВХФ RВЫХ / (RВЫХ - RВХФ).
2.9.2. Определим коэффициент передачи преобразователя частоты
K ПР = 0.5 SПР RВХ ф K Ф,
где Кф – коэффициент передачи фильтра.
29
2.9.3. Определим сопротивление фильтра в цепи питания
Rф
E пит
U пит
2
I потр
,
2.9.4. Определим емкость фильтра в цепи питания
Xc
Сф
,
пр
где Xc = 0.1 …1 Ом.
2.9.5. Определим емкости конденсаторов С 2, С4
С2
Xc
С4
.
пр Г ц
2.9.6. Определим емкости разделительных конденсаторов
С1
10..20
С3
пр
R вх
.
2.9.7.
Конденсаторы
С
вместе
с
катушкой
индуктивности
магнитострикционного преобразователя образуют колебательный контур,
настроенный на промежуточную частоту и обеспечивающий небольшую
дополнительную селективность по соседнему каналу. Значения емкостей этих
конденсаторов или указываются в паспортных данных фильтра, или
подбираются экспериментально.
Случай 2. Входное сопротивление фильтра больше выходного
сопротивления ИМСRВХ Ф > RВЫХ.
R
2.9.8. Резистор R отсутствует:
.
2.9.9.Определим коэффициент передачи преобразователя
K пр
S пр
R вх ф R вы х
R вх ф
R вы х
Кф .
Пункты 2.9.10-2.9.13 выполняются так же, как 2.9.3..2.9.6 в предыдущем
случае.
Если используется заказной вариант фильтра, то можно задаться величинами
входного и выходного сопротивления фильтра в пределах 2..3 кОм и
выполнить ориентировочный расчет, как в случае 1.
2.10. Расчет усилителя промежуточной частоты
Исходные данные:
коэффициент усиления додетекторного тракта приемника Kпт,
коэффициент передачи входной цепи Kвц0,
коэффициент усиления усилителя радиочастоты KУРЧ ,
коэффициент усиления преобразователя частоты Kпр.
Требуется определить количество каскадов усилителя промежуточной
частоты и выполнить их расчет.
30
На промежуточных частотах 100..600 кГц для построения УПЧ можно
использовать операционные усилители. Если требуемая селективность по
соседнему каналу обеспечивается фильтром сосредоточенной селекции
преобразователя частоты, то каскад УПЧ можно выполнить по апериодической
(не резонансной) схеме.
На рисунке 2.11 приведена схема не регулируемого каскада УПЧ.
R2
С
1
140 У Д 26
R1
2
3
4
7
Cф
С
ф
Rф
-U
R
+U
П
ф
П
Рисунок 2.11- Каскад УПЧ на операционном усилителе
2.10.1.Определим требуемый коэффициент усиления УПЧ
Kупч = Кпт / ( Квц Курч Кпч) .
2.10.2. Ориентируясь на частоту fПР , выбираем широкополосный
операционный усилитель (ОУ).
В таблице 2.2 в качестве примера приведены параметры трех операционных
усилителей: коэффициент усиления Kf на частоте f, минимальное значение
сопротивления нагрузки Rн min, постоянные питающие напряжения +Uп и –Uп и
ток потребления Iп.
Таблица 2.2 – Параметры операционных усилителей
Тип
ОУ
f,
кГц
574УД1 1000
140УД2 100
5
140УД2 500
6
Kf,
дБ
Rнmin,
кОм
Uп , В
IП,
мА
60
35
2
2
13.5 ..
16.5
13.5 ..
16.5
8
3
40
2
13.5 ..
16.5
3
2.10.3. Определим коэффициент усиления ОУ на промежуточной частоте
fпр
31
. K f пр
Kf
f
.
f пр
В последнее соотношение коэффициент усиления
относительных единицах
Kf
подставляется в
K f дБ
Kf
10
20
.
2.10.4. Зададимся коэффициентом усиления операционного усилителя,
охваченного отрицательной обратной связью,
Kос = ( 0.1 .. 0.20 ) Kf пр .
2.10.5. Определим количество каскадов УПЧ
m = K УПЧ д Б / K ос дБ ,
где K У П Ч дБ 20 lg K У П Ч , K ос дБ 20 lg K ос .
2.10.6. Если каскад УПЧ на ОУ подключен к выходу преобразователя
частоты с ЭМФ, то сопротивление R1 выбирается из условия согласования на
выходе фильтра
R1= Rвых ф ,
где Rвых ф - выходное сопротивление фильтра.
Если каскад УПЧ подключен к выходу аналогичного каскада на
операционном усилителе, то
R1= (1.5 .. 2 ) Rн min .
2.10.7.Определим значение сопротивления обратной связи R2, включенного
между инвертирующим входом и выходом
R2= R1 KО С.
2.10.8.Определим сопротивление фильтра в цепи питания
E оу
Rф
Uп
Iп
,
где E - напряжение источника питания операционного усилителя.
2.10.9.Рассчитаем емкость конденсатора Сф
X
где Xc = 0.1 .. 1Ом.
С
,
оу
c
ф
пр
2.10.10. Определим емкость конденсатора С 1
10..20
.
С
1
пр
R1
Принципиальная схема каскада УПЧ с регулируемым коэффициентом
усиления приведена на рисунке 2.12.
32
1
СР
R1
0.22мкФ
2
3
R2(0)
R2 (1)
R2 (2)
R2 (7)
R2 (6)
R2 (5)
6
5
4
R2 (3)
140 УД26
2
3
R2 (4)
4
7
7
КР590КН1
Сф
1к
-E П
20
21
22
1к
Rф
+E П
7
6
5
4
3
2
1
1
2
3
1
2
3
4
5
6
7
8
10
Рисунок 2.12 – Каскад УПЧ на операционном усилителе с регулируемым
коэффициентом усиления
Регулировка усиления осуществляется за счет изменения сопротивления
обратной связи R2 =R2(0) + R2(1)+ R2(2) + R2(3)+ R2(4) + R2(5)+ R2(6) + R2(7).
Усиление максимально, когда включены все резисторы, и минимально, когда в
цепи обратной связи остается один резистор R2(0). Коммутацию осуществляет
электронный ключ (КР590КН1).
На входы управления (20, 21, 22) поступает двоичная кодовая комбинация от
микропроцессорной системы управления. В зависимости от вида кодовой
комбинации соединяется один из сигнальных входов микросхемы (1-8) с
выходом (10). При кодовой комбинации 000 осуществляется коммутация «110», при кодовой комбинации 001 - «2-10» и т.д.
При кодовой комбинации 111 соединяется вход 8 с выходом 10 - «8-10». В
последнем случае закорачиваются все резисторы кроме R2(0). Таким образом,
максимальному значению кодовой комбинации соответствует минимальный
коэффициент усиления усилителя.
Чтобы обеспечить необходимую глубину регулировки, как правило,
приходится регулировать усиление нескольких каскадов.
Расчет резисторов регулировки этих каскадов осуществляется по
следующей методике.
2.10.11. Задавшись шагом изменения коэффициента усиления qдБ = 1 .. 3
дБ, определим количество разрядов кодовой комбинации сигнала
управления
r = log2 ( pдБ / qдБ+1 ) .
Выбирается ближайшее большее целое число.
33
2.10.12. Распределим полученное количество разрядов между каскадами,
уменьшая количество разрядов управления каждым каскадом при переходе от
последнего каскада к предпоследнему и т.д. Обязательным должно быть
выполнение условия
r 0 1 + .. + r 0 m-1 + r 0 m = r ,
где r 0 1 количество разрядов управления усилением первого каскада УПЧ, а r 0 m
– последнего. Например, при двух регулируемых каскадах и r = 5 можно
принять:
r 0 1=2, r 0 2=3.
2.10.13.Определим шаг изменения коэффициента усиления каждого каскада
qmдБ = q дБ ,
q m -1 д Б = q m д Б 2 r 0 m ,
q m - 2 дБ = q m -1 д Б 2 r 0 m -1 и т.д.
Определим количество резисторов регулировки усиления m - го каскада
Qr
2
r0m
2.10.14. Определим сопротивления резисторов регулировки m-го каскада
R
2
Qr
i
R
2
qm
qm
1
i
,
где i = 1, 2, .. Q r - 1,
R2 0
R2
qm
Qr 1
.
Аналогичным образом находятся резисторы регулировки всех остальных
каскадов при рассчитанном выше шаге регулировки каждого каскада.
34
3. Разработка алгоритмов функционирования
и программ моделирования демодуляторов
в программной среде Mathcad
3.1.Алгоритм функционирования цифрового амплитудного детектора и его
моделирование
На рисунке.3.1 приведена схема квадратурного амплитудного детектора с
блоком извлечения квадратного корня.
v
cn
ФР
x fr n
/2
w
n
vsn
Рисунок 3.1- Цифровой амплитудный детектор с
блоком извлечения квадратного корня
В состав детектора входит 90-градусный фазорасщепитель (ФР), блок
извлечения квадратного корня, два перемножителя и сумматор.
Схема нерекурсивного 90-градусного фазорасщепителя, выполненного на 2N
элементах задержки, приведена на рисунке 3.2
Полоса пропускания ФР должна быть равна удвоенной максимальной
частоте модуляции П=2Fmax.
В таблице 3.1 приведены значения коэффициентов системной функции ФР
при различных значениях отношения полосы пропускания ФР к частоте
FД и при допустимом отклонении АЧХ по выходу синусной
дискретизации
компоненты, не превышающем 0.015. Из таблицы следует, что при П/FД = 0.1
можно использовать фазорасщепитель на 6 элементах задержки, а при П/FД =
0.4 - на 26.
Выходной сигнал детектора определяется в соответствии со схемой рисунка
3.1 при подаче на вход АМ сигнала.
Для моделирования детектора необходимо сформировать испытательный
АМ сигнал.
Его формирование осуществляется в три этапа:
1.Формирование случайного модулирующего сигнала,
2. Программная реализация генератора несущей,
3. Получение модулированного сигнала.
Случайный модулирующий сигнал можно получить путем выделения из
спектра гауссовского шума участка, ограниченного частотами Fmin и Fmax.
Массив n m 1 отсчетов гауссовского шума
со среднеквадратичным
значением =1 и нулевым средним определяется следующим соотношением
x1
rnorm n m
1 0
где n m - максимальный номер отсчета.
Значение максимального номера отсчета выбирается из условия n 2 1 ,
где M – целое число, например, M =10. Этого требуют функции быстрого
преобразования Фурье, используемые при моделировании.
Временная диаграмма этого сигнала приведена на рисунке 3.3.
M
m
3.062
5
x1 n
0
3.425
5
0
50
100
150
0
200
250
n
300
300
Рисунок 3.3 – Временная диаграмма гауссовского шума
Спектр шума определяется методом прямого быстрого преобразования
Фурье
S
FFT ( x1 )
Спектральная диаграмма приведена на рисунке 3.4 при
0.074
Sk
k
0
nm
4.621 10
1
2
0.1
0.05
4
0
0
0
100
200
300
k
400
500
600
512
Рисунок 3.4 – Амплитудный спектр гауссовского шума
Ограничим спектр значениями k, соответствующими минимальной и
максимальной частотам модулирующего сигнала
k1
k2
floor F omin
floor F omax
nm
1
2
nm
2
1
1
В приведенных соотношениях
частота
модуляции,
Fm ax
Fo m ax
Fд
- минимальная относительная
максимальная
-
Fд
Fm in
Fo m in
относительная
частота
модуляции.
Выделение участка спектра, соответствующего модулирующему сигналу,
осуществляется с помощью следующего соотношения
S0
if ( k
k1) ( k
k2) S
k
k
0
Обратное быстрое преобразование Фурье позволяет сформировать массив
отсчетов модулирующего сигнала
x1
IFFT S 0
Временная диаграмма этого сигнала приведена на рисунке 3.5
2
1.128
1
x1 n
0
0.965
1
0
100
0
200
300
n
300
Рисунок 3.5 – Временная диаграмм модулирующего
сигнала
Сформируем гармоническое колебание несущей из пилообразного колебания
z0
0
n
1
zn
if zn 1
A 0
cos
zn
x0
n
nm
1 zn 1
A 0 zn 1
A 0
2
В выражении, определяющем n-ый отсчет пилообразного колебания,
константа A0 задает частоту этого колебания. В общем случае
A0
где
F0 -
2 F0
Fд
,
частота несущей (промежуточной частоты), приведенная в интервал
Котельникова. Если частота дискретизации выбрана из условия
приведенная частота несущей равна четверти
Следовательно, A0 = 0.5.
На завершающем этапе формируется АМ сигнал
xn
1
m x1 n
x0
f пр
kFД
FД
4
, то
частоты дискретизации.
n
В последнем соотношении m – коэффициент глубины модуляции, который
можно принять равным 0.7..0.9.
Временная диаграмма АМ сигнала приведена на рисунке 3.6.
2
1.988
xn
0
1.993
2
0
50
100
150
1
200
250
300
n
300
Рисунок 3.6 – Временная диаграмма испытательного
АМ сигнала
Испытательный сигнал подается на вход линии задержки 90-градусного
фазорасщепителя
x fr
xn
n
Затем определяются косинусная
сигнала
n
2 N
vc
1
и синусная компоненты его выходного
nm
x fr
n
n N
N 1
2
vs
Bfr 2 i 1
n
i
x fr
n ( N 2 i 1)
x fr
n ( N 2 i 1)
0
В приведенных соотношениях N – половина длины линии задержки
фазорасщепителя.
Выходной сигнал детектора определяет следующее соотношение
wn
vc
2
n
vs
2
n
Временная диаграмма этого сигнала приведена на рисунке 3.7.
2.5
2
wn
1
0.129
0
0
31
50
100
150
n
200
250
300
300
Рисунок 3.7 – Временная диаграмма выходного
сигнала детектора
Рекомендуется сравнить этот сигнал с модулирующим сигналом рисунка 3.5
и убедиться в отсутствии ошибок моделирования демодулятора.
3.2. Алгоритм функционирования цифрового демодулятора однополосного
сигнала и его моделирование
Укрупненный алгоритм функционирования демодулятора однополосного
сигнала приведен на рисунке 3.8.
v
cn
Сn
ФР
x fr n
КСГ
/2
vsn
wn
Sn
Рисунок 3.8.- Укрупненный алгоритм демодуляции
однополосного сигнала
В состав демодулятора входят 90-градусный фазорасщепитель ФР и
косинусно-синусный
генератор
восстановленной
несущей
КСГ.
Фазорасщепитель ничем не отличается от фазорасщепителя АМ детектора,
описанного в разделе 3.1 и представленного на рисунке 3.2. Коэффициенты
системной функции ФР выбираются в соответствии с таблицей 3.1.
Косинусно-синусный генератор восстановленной несущей реализуется на
основе генератора пилообразного колебания. Частота пилы задается константой
A0
где
F0 -
2 F0
Fд
,
частота несущей (промежуточной частоты), приведенная в интервал
Котельникова. Если частота дискретизации выбрана из условия
f пр
kFД
FД
4
, то
приведенная частота несущей равна четверти частоты дискретизации.
Следовательно, A0 = 0.5.
Выходной сигнал детектора определяется в соответствии со схемой рисунка
3.8 при подаче на вход однополосного сигнала.
Для моделирования детектора необходимо сформировать испытательный
однополосный сигнал. Его формирование осуществляется в три этапа:
1.Формирование случайного модулирующего сигнала,
2. Программная реализация генератора восстановленной
несущей,
3. Получение модулированного сигнала.
Первый этап выполняется так же, как при моделировании сигнала АМ.
1 определяется массив
При среднеквадратическом значении сигнала
отсчетов случайного сигнала с нормальным распределением x 0 и находится
массив отсчетов спектра этого сигнала S 0
x0
rnorm n m
S0
FFT ( x0 )
.
1 0
x0 n
0
5
0
50
100
150
200
250
300
Амплитудный спектр
этого сигнала представлен на рисунке 3.9.
n
k
nm
0
1
2
0.074
0.1
S0 k 0.05
4.621 10
4
0
0
100
200
300
0
400
500
k
600
512
Рисунок 3.9 – Спектр случайного сигнала
Из полученного спектра выделяется участок, соответствующий полосе
частот модулирующего сигнала
k1
floor
F min
nm
F d
k2
floor
2
F max
nm
F d
S1 k
if ( k
1
1
1
2
k1 ) ( k
k2 ) S0 k 0
.
Спектр этого сигнала показан на рисунке 3.10
0.074
0.1
S1 k 0.05
0
0
0
200
0
400
600
k
512
Рисунок 3.10 – Спектр модулирующего сигнала
Воспользовавшись обратным быстрым преобразованием Фурье, представим
модулирующий сигнал как функцию времени (рисунок 3.11)
x1
1.128
IFFT ( S1 )
2
1
x1 n
0
0.965
1
0
0
100
200
n
300
300
Рисунок 3.11 – Модулирующий сигнал
На втором этапе формируется гармоническое колебание с частотой несущей,
приведенной в интервал Котельникова
z0
0
n
1
zn
x0
n m
if zn 1
cos
n
A 0
1 zn 1
A 0 zn 1
A 0
2
zn
На третьем этапе сначала получаем сигнал балансной модуляции
перемножения модулирующего сигнала и несущей
x2 n
x1 n x 0
x2n
путем
n
Спектр этого сигнала, найденный методом БПФ, приведен на рисунке 3.12
S2
0.037
FFT ( x2 )
0.04
S2 k 0.02
2.542 10
4
0
0
200
400
0
k
512
Рисунок 3.12 – Спектр сигнала балансной модуляции
Спектр сигнала балансной модуляции содержит две боковые полосы, в нем
отсутствует несущая.
Из сигнала балансной модуляции можно сформировать однополосный
сигнал путем выделения спектра нужной боковой полосы.
Верхняя боковая полоса выделяется с использованием следующего
соотношения
S
k
if k
n m
4
1
S2
k
0
Спектр сигнала верхней боковой полосы показан на рисунке 3.13.
При необходимости выделения нижней боковой полосы в последнем
соотношении нужно заменить знак “>” на знак “<”.
Временная диаграмма сигнала верхней боковой полосы показана на рисунке
3.14.
x
IFFT ( S )
0.037
Sk
0.04
0.02
0
0
0
200
400
0
k
600
512
Рисунок 3.13 – Спектр сигнала верхней боковой полосы
0.6 0.5
xn
0
0.6
0.5
0
100
1
200
300
n
300
Рисунок 3.14 – Временная диаграмма испытательного
сигнала ВБП
Испытательный сигнал подается на вход линии задержки 90-градусного
фазорасщепителя
x fr
n
Затем определяются косинусная
сигнала
n
2 N
vc
1
xn
и синусная компоненты его выходного
nm
x fr
n
n N
N 1
2
vs
Bfr 2 i 1
n
i
x fr
n ( N 2 i 1)
x fr
n ( N 2 i 1)
0
В приведенных соотношениях N – половина длины линии задержки
фазорасщепителя.
Определим квадратурные компоненты восстановленной несущей
zd
0.5
0
n
zd
1
n
nm
if z d
Cn
cos
Sn
sin
A 0
n 1
zd
zd
1 zd
n 1
A 0 zd
n 1
A 0
2
n
n
Определим выходной сигнал демодулятора
wn
vc
n
Этот сигнал показан на рисунке 3.15
Cn
vs
n
Sn
1
0.564
0.5
wn
0
0.483 0.5
0
50
100
1
150
200
250
n
300
300
Рисунок 3.15 – Выходной сигнал демодулятора
однополосного сигнала
Амплитудный спектр этого сигнала представлен на рисунке 3.16
S w
0.036
Sw
5.761 10
FFT ( w )
0.04
0.02
k
5
0
0
50
100
0
k
150
200
200
Рисунок 3.16 – Спектр выходного сигнала демодулятора
Сравнение выходного сигнала демодулятора и его спектра с модулирующим
сигналом и его спектром соответственно показывает, что сигналы отличаются
друг от друга только временным сдвигом и масштабом, а спектры – только
масштабом.
Однако, если изменить начальную фазу колебаний генератора местной
несущей, например, задав z d : 0 , то можно убедиться в изменении формы
выходного сигнала при оставшемся неизменным спектре. Это объясняется
изменением фазовых соотношений между спектральными составляющими
сигнала. Данный эффект не опасен при приеме сигнала однополосной
телефонии, так как человеческое ухо реагирует только на амплитуды
спектральных составляющих сигнала и не критично к фазовым сдвигам между
ними. Поэтому о правильности функционирования демодулятора можно судить
путем сравнения спектров модулирующего сигнала и выходного сигнала
демодулятора.
0
3.3. Алгоритм функционирования цифрового
частотной манипуляции и его моделирование
демодулятора
сигнала
Простейший демодулятор сигнала частотной манипуляции состоит из
частотного детектора на цифровой линии задержки и формирователя
элементарных посылок.
Алгоритм функционирования частотного детектора представлен на рисунке
3.17.
Линия задержки выполнена на N 2 q 1 элементах задержки, где
q 1, 2, .. Количество элементов задержки определяется по формуле
N = 1 + 0.5 FД / Fсдв.
Рассчитанная величина округляется до ближайшего целого нечетного числа.
(-1)
vn
z
-1
z
-1
z
-1
q
v n-N
-1
wn
(-1)
q-1
Рисунок 3.17 – Частотный детектор на цифровой линии
задержки
Формирователь элементарных посылок вырабатывает постоянный
положительный уровень элементарной посылки, например, «1», если выходной
сигнал детектора положителен и вырабатывает постоянный отрицательный
уровень, например, «-1», если выходной сигнал детектора отрицателен.
Для
моделирования
демодулятора
необходимо
сформировать
испытательный сигнал частотной манипуляции.
Эта операция осуществляется в два этапа:
1.Формируется случайная последовательность элементарных посылок позитива
и негатива,
2. Осуществляется частотная модуляция несущей, которую вырабатывает
генератор синусоидальных колебаний.
На первом этапе сначала формируется пилообразное колебание (рисунок
3.18), из которого получается последовательность единичных отсчетов на
границах элементарных посылок (рисунок 3.19)
zT
0
0
n
zT
1
n
nm
if z T
n 1
AT
1 zT
n 1
AT zT
n 1
AT
2
Константа AТ, задающая частоту пилы равна
AT
v
FД
,
где v – скорость манипуляции в бодах, FД – частота дискретизации в герцах.
2
0.917
zT
0
n
1
2
0
50
0
100
150
n
200
200
Рисунок 3.18 – Вспомогательное пилообразное колебание
Формируется последовательность
элементарных посылок
i
0
n
in
единичных
отсчетов
на
границах
1
1
n m
if z T
n
0 1 if z T
n
zT
0 1 0
n 1
1.1
1
0
0
in
0
50
0
100
150
n
200
200
Рисунок 3.19 – Единичные отсчеты на границах
элементарных посылок
Для получения последовательности элементарных посылок используется
функция rnd (1) , которая выдает случайное число в диапазоне от нуля до
единицы. Если на границе элементарной посылки (при in>0) значение функции
меньше 0.5 формируется посылка позитива, в противном случае формируется
посылка негатива.
x0 0
n
x0 n
1
1
n m
if in
0 if ( rnd ( 1 )
0.5 1
1 ) x0 n 1
Временная диаграмма случайной
посылок приведена на рисунке 3.20.
последовательности
элементарных
1.1
x0 n
0
1.1
0
0
50
100
n
150
200
200
Рисунок 3.20 – Последовательность элементарных
посылок
Управление частотой синусоидального сигнала осуществляется путем
изменения частотозадающей константы A в зависимости от передаваемой
посылки
An
где
2 ( F0
AP
FД
2 ( F0
AN
0 .5 Fс д в )
0.5 Fсд в )
FД
if x0 n
0 A N A P
,
- константа, задающая частоту посылки позитива,
- константа, задающая частоту посылки негатива,
При правильно выбранной частоте дискретизации средняя частота сигнала,
приведенная в интервал Котельникова, равна
F0
FД
4
.
Формируем пилообразное колебание с изменяющейся частотой, а из него
частотно-манипулированный сигна
z0
0
n
1
n m
zn
if zn 1
xn
sin
An
1 zn 1
A n zn 1
An
2
zn
Временная диаграмма испытательного частотно-манипулированного сигнала
приведена на рисунке 3.21.
Этот сигнал подается на вход детектора
vn
xn
Выходной сигнал детектора определяется следующим соотношением
n
0
N
vn
0
n
N
wn
1
xn
1
n m
vn 1 vn N 1
vn vn N
1
0
1
1
0
1
50
100
n
150
200
200
Рисунок 3.21– Испытательный частотно-манипулированный сигнал
Временная диаграмма выходного сигнала детектора приведена на рисунке
3.22
1.337
2
wn
0
1.337
2
0
50
100
5
150
200
n
200
Рисунок 3.22 – Сигнал на выходе частотного детектора
Формирователь элементарных посылок функционирует в соответствии
со следующим соотношением
w0
n
if w n
0
1 1
w 0 вместе с
Временная диаграмма выходного сигнала демодулятора
w0
wenn
wn
0 на
1 1рисунке 3.23
временной диаграммой переданного сигнала
показана
n
n
1.1
w 0
1
n
0
x0 n 0.5
1.1
1
0
5
50
100
n
150
200
200
Рисунок 3.23 – Временные диаграммы принятого и
переданного сигналов
Из рисунка видно, что принятый сигнал отличается от переданного только
временным сдвигом. Естественно, это справедливо только при отсутствии
помех радиоприему.
Приложение А
Оформление титульного листа
Федеральное агентство связи
Поволжский государственный университет
телекоммуникаций и информатики
Факультет РТ
Кафедра РРТ
Сдан на проверку________«___»_____201_г.
Допустить к защите________«___»_____201_г.
____________________________________________
(наименование темы)
Курсовой проект по_дисциплине
«Устройства приема и обработки сигналов в СПРС»
Пояснительная записка
на ______листах
Руководитель_______________
Студент_________группы____
Оценка____________________
Члены комиссии____________
____________
Самара 201_г.
ПРИЛОЖЕНИЕ Б
ПАРАМЕТРЫ ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРОВ
ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
0
Размер файла
1 392 Кб
Теги
kursovogo, metod, disz, ukaz, 2011, vipol, radiosvyazi, radiosinalov, ustroistvo, ivanovo, podvizhn, proekt, sistema, priema, obrabotka
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа