close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

filat

код для вставкиСкачать
Федеральное агенТство по образованию
Государственное образовательное учреждение
высшего профессионального образования
САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
АЭРОКОСМИЧЕСКОГО ПРИБОРОСТРОЕНИЯ
В. Н. Филатов, Б. А. Павлов, Л. Д. Вилесов
МОДУЛЯЦИЯ
В РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ
учебное пособие
Санкт-Петербург
2009
УДК 621.396.61
ББК 32.848
Ф51
Рецензенты:
кафедра бортовой радиоэлектронной аппаратуры ГУАП;
кандидат технических наук, доцент В. Г. Нефедов
Утверждено редакционно-издательским советом университета
в качестве учебного пособия
Филатов В. Н., Павлов Б. А., Вилесов Л. Д.
Ф51 Модуляция в радиопередающих устройствах: учеб. пособие / В. Н. Филатов, Б. А. Павлов, Л. Д. Вилесов. – СПб.:
ГУАП, 2009. – 60 с.: ил.
ISBN 978-5-8088-0464-7
Рассматриваются основные разновидности двух крупных
классов модуляции – аналоговой и цифровой, широко используемых в радиопередающей аппаратуре. Изложены базовые положения, способы получения сигналов и принципы построения модуляторов по каждому виду модуляции. Проведен анализ выходных
сигналов, приведены основные характеристики и соотношения, а
также структурные и принципиальные схемы устройств.
Предназначено для студентов заочной формы обучения, изучающих вышеуказанную дисциплину по специальности «Радиотехника» и может быть полезно студентам других специальностей и форм обучения.
УДК 621.396.61
ББК 32.848
Учебное издание
Филатов Владимир Николаевич
Павлов Борис Александрович
Вилесов Леонид Дмитриевич
МОДУЛЯЦИЯ
В РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ
Учебное пособие
Редактор Г. Д. Бакастова
Верстальщик С. Б. Мацапура
Сдано в набор 18.06.09. Подписано к печати 7.07.09.
Формат 60×84 1/16. Бумага офсетная. Печать офсетная. Печ л. 3,75.
Уч.-изд. л. 3,25. Тираж 100 экз. Заказ № 456.
Редакционно-издательский центр ГУАП
190000, Санкт-Петербург, Б. Морская ул., 67
ISBN 978-5-8088-0464-7
© ГУАП, 2009
© В. Н. Филатов, Б. А. Павлов,
Л. Д. Вилесов, 2009
Введение
В учебное пособие вошла одна из глав курса «Устройства формирования и передачи сигналов». Весь материал разбит на два
раздела – аналоговая модуляция и цифровая модуляция. Данное
пособие можно считать продолжением и развитием учебного пособия «Основы теории модулированных колебаний» (авторы Железняк В. К. и Дворников С. В.; ГУАП. – СПб., 2006), так как
посвящено технической стороне проблемы формирования модулированных сигналов.
При передаче информации требуется применение сигналов,
которые эффективно распространяются по каналу связи, имеют высокую помехоустойчивость и однозначно воспринимаются
получателем. Сигналами, наилучшим образом согласованными
практически с любыми линиями связи, являются высокочастотные колебания. Поэтому они и используются в качестве переносчиков информации и называются несущими колебаниями.
Запись передаваемой информации на несущее колебание и,
тем самым, перенос ее из низкочастотной области в высокочастотную осуществляется с помощью модуляции.
Модуляция – процесс изменения одного или нескольких
параметров несущего колебания в соответствии с передаваемой информацией.
Можно дать более общее определение, относящееся к радиосвязи и радиовещанию, когда модулятор, по сути, представляет
собой устройство согласования (интерфейс) между источником
информации и линией связи.
Модуляция – это преобразование сигнала сообщения в соответствующий радиосигнал.
В зависимости от вида сигнала передаваемой информации –
непрерывного или дискретного – различают аналоговую модуляцию и цифровую модуляцию (манипуляцию).
Частота высокочастотного несущего колебания (частота несущей) должна быть много больше наивысшей частоты спектра
передаваемого сообщения. Это необходимо для того, чтобы обеспечить высокую помехоустойчивость системы связи. Чем выше
частота несущей, тем ����������������������������������������
�������������������������������������
же полоса частот, занимаемая передаваемым сигналом, и лучше, следовательно, его помехозащищенность.
3
1. АНАЛОГОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Аналоговая модуляция – процесс изменения одного или нескольких параметров несущего колебания в соответствии
с аналоговым (непрерывным) сигналом сообщения.
Несущее гармоническое колебание, предназначенное нести
информацию, можно представить в виде
u(t) = Uω cos(ωt + ϕ),
где Uw, w и j – амплитуда, частота и фаза колебания. Если эти
параметры подвергаются принудительному изменению в соответствии с передаваемым сообщением, то колебание становится
модулированным. В зависимости от того, на какой из этих параметров воздействуют низкочастотным (НЧ) модулирующим
сигналом, различают амплитудную, частотную и фазовую модуляции. Они относятся к простым видам аналоговой модуляции.
Если изменению подвергается более одного параметра несущего
колебания, то модуляция называется комбинированной. Частотную и фазовую зачастую объединяют в общий класс, называемый угловой модуляцией, так как изменение фазы всегда сопровождается изменением частоты и наоборот. Разновидностью
амплитудной модуляции является однополосная модуляция,
в которой достигается значительное сужение занимаемой полосы частот за счет исключения ряда спектральных составляющих
передаваемого сигнала.
При сравнении различных видов и способов модуляции наиболее важным показателем является помехоустойчивость, которая в значительной степени определяет надежность и дальность радиосвязи. Чрезвычайно значимым показателем является полоса частот, занимаемая модулированным сигналом, так
как, во-первых, он влияет на помехоустойчивость передачи,
во-вторых, отвечает за качество согласования параметров передаваемого сигнала с параметрами линии связи и, в-третьих,
определяет количество каналов связи при многоканальной передаче.
Кроме того, от способа модуляции зависят энергетические параметры передатчика, эффективность использования аппаратуры и качество воспроизведения информации на приемной стороне (качество детектирования, демодуляции).
4
1.1. Амплитудная модуляция
1.1.1. Анализ амплитудно-модулированных сигналов
Амплитудная модуляция (АМ) является простым и в прошлом самым распространенным способом записи сообщений на
несущее колебание. При АМ огибающая несущего колебания
(изменение амплитуды) повторяет сигнал передаваемого сообщения, а частота и начальная фаза колебания остаются
неизменными.
Передаваемое сообщение, как правило, представляет собой
сложный низкочастотный сигнал. Однако сначала для простоты анализа рассмотрим случай тональной модуляции (рис. 1.1),
когда модуляция осуществляется гармоническим сигналом низкой частоты W. Модулирующий сигнал имеет вид UWcosWt, где
UW – амплитуда колебания. Тогда амплитудно-модулированный
сигнал можно выразить следующим образом:
uÀÌ (t) = (Uω + UΩ cos Ωt)cos ωt
при допущении, что начальная фаза j несущего колебания равна
нулю.
Выполнив простейшие преобразования, получим
æ
ö
U
uÀÌ (t) = Uω ççç1 + Ω cos Ωt÷÷÷cos ωt = Uω (1 + m cos Ωt)cos ωt, (1.1)
÷ø
çè
Uω
где отношение m = UW/Uw называется коэффициентом, или глубиной, модуляции. Чем больше коэффициент модуляции m, тем
больше превышение полезного сигнала над шумами, тем эффективнее передача и надежнее прием информации. Однако его зна67 DPT 7U
6
67
6W
U
6W DPT WU
Рис. 1.1
5
чение не должно превышать единицу, так как при перемодуляции (m>1) искажается форма огибающей несущего колебания, а
следовательно, и сам сигнал сообщения.
Чтобы представить вид спектра амплитудно-модулированного
колебания, воспользуемся простым и наглядным случаем тональной модуляции. С помощью известных формул тригонометрических преобразований выражение (1.1) может быть приведено к виду
uÀÌ (t) = Uω cos ωt + 0,5mUω cos(ω + Ω)t + 0,5mUω cos(ω - Ω)t.
Первое слагаемое в правой части равенства представляет собой
несущее немодулированное колебание частоты w. Второе и третье слагаемые соответствуют новым колебаниям, появившимся
в процессе модуляции амплитуды. Частоты этих гармонических
составляющих w + W и w – W
UW
называются верхней и нижmU
mU
2 W
2 W
ней боковыми частотами соответственно. Амплитуды этих
колебаний составляют 0,5m от
Uw. Таким образом, спектр сигнала при тональной модуляции
(рис. 1.2) имеет три составляюW
+
7
W- 7
щие (несущую и две боковых) и
W
ширину 2W.
27
Однако реальные сигналы
информации не являются гарРис. 1.2
моническими, они содержат,
как правило, бесконечное количество гармоник и спектр частот –
сплошной в некоторой полосе. Если спектральная плотность S(W)
исходного сообщения имеет, например, вид, изображенный на
рис. 1.3, то спектр амплитудно-модулированного сигнала будет
47 7 NBY
7 NJO
Рис. 1.3
6
7
6W
W 7 NBY
W 7 NJO W
W 7 NJO
W 7 NBY
7 NBY
Рис. 1.4
таким, как показано на рис. 1.4. Он содержит две симметричные
боковые полосы, огибающие которых повторяют форму огибающей S(W). Боковые полосы расположены зеркально-симметрично
относительно несущей частоты и определяют ширину всего спектра, равную 2Wmax.
1.1.2. Способы осуществления АМ
Известно несколько способов получения амплитудномодулированного сигнала в радиопередающих устройствах.
Чаще всего АМ выполняют изменением напряжения электронного прибора. В этом случае модулирующее напряжение вводится последовательно в цепь питания одного или нескольких электродов. При изменении напряжения питания одного электрода
модуляция называется простой или одинарной; при изменении
питания нескольких электродов – комбинированной. В зависимости от того, на какой электрод транзистора в передатчиках
подается модулирующий сигнал, различают коллекторную и
базовую модуляции. Базовую модуляцию часто называют модуляцией смещением. Кроме того, находит применение так называемая модуляция возбуждением – усиление модулированного
по амплитуде сигнала.
В радиопередатчиках, как правило, модулирующий НЧсигнал подводится к двум (или более) каскадам. При этом последний (оконечный) каскад работает в режиме комбинированной модуляции, когда изменяются два модулирующих фактора:
амплитуда напряжения возбуждения и напряжение коллекторного питания.
7
Коллекторная модуляция
В этом способе модулирующее напряжение вводится в цепь
коллектора транзистора последовательно с источником коллекторного питания Eк, как показано на рис. 1.5 (Cбл, Lбл – блокировочные элементы в цепях питания и смещения; Ср – разделительный конденсатор; Ск, Lк – элементы выходного контура, настроенного на первую гармонику коллекторного тока; Eсм – источник смещения). Результирующее напряжение на коллекторе
транзистора VT модулирующего каскада изменяется по закону
uê (t) = Eê (1 + m cos Ωt).
Изменение коллекторного напряжения вызывает соответствующее изменение тока в коллекторной цепи. Для получения
эффективной амплитудной модуляции необходимо использовать
перенапряженный режим работы транзистора модулирующего
каскада. Только в этом случае (в режиме больших базовых токов)
коллекторное напряжение оказывает сильное влияние на величину первой гармоники коллекторного тока. При этом максимальная мощность сигнала должна приходиться на критический
режим работы транзистора.
Возникновение значительных базовых токов в перенапряженном режиме и управление коллекторным напряжением приводит к следующим существенным недостаткам коллекторной
модуляции:
67
Ã
©ºÄ
-ºÄ
©ºÄ
75
6W
$ºÄ
ÊÅ
Рис. 1.5
8
©Ã
-Ã
›ÔÎ
75
-Ã
›ÔÎ
©Ã
6W
$ºÄ
$ºÄ
ÊÅ
$ºÄ
Ã
67
Рис. 1.6
– требуется большая мощность возбуждения;
– необходим отдельный источник смещения;
– мощность модулирующего сигнала должна быть большой,
соизмеримой с мощностью источника коллекторного питания.
Базовая модуляция
Для осуществления базовой модуляции модулирующее напряжение вводится последовательно с напряжением смещения,
а относительно напряжения возбуждения (входного сигнала несущего колебания) подается в цепь базы транзистора либо по параллельной, либо по последовательной схеме. На рис. 1.6 показана схема каскада, реализующего базовую модуляцию с последовательным включением источника модулирующего сигнала.
Для того чтобы изменяющееся базовое напряжение оказывало
заметное влияние на коллекторный ток, работа модулирующего
каскада должна быть в недонапряженном режиме. И только при
максимальной мощности сигнала транзистор заходит в область
критического режима. Следовательно, при управлении малыми
базовыми токами не требуется большой мощности возбуждения.
Однако работа в недонапряженном режиме приводит к тому,
что модулятор имеет низкие энергетические показатели. Кроме
того, значительные колебания входного сопротивления каскада
ведут к снижению коэффициента усиления по мощности KP.
1.1.3. Модуляционные характеристики
Эти характеристики используют для правильного выбора режима работы модулятора и диапазона изменения управляющих
величин, а также для оценки качества модуляции. Различают
две разновидности модуляционных характеристик – статические и динамические. Причем последние бывают амплитудными
и частотными.
9
*Ã
¨¦©
¦¦©
Ã
Рис. 1.7
Под статической модуляционной характеристикой (СМХ) понимают зависимость амплитуды первой гармоники коллекторного тока Iк1 от модулирующего напряжения при неизменности
других электрических параметров. Кривая зависимости может
быть получена как расчетным, так и экспериментальным путем.
Строится она по точкам при пошаговом изменении модулирующего фактора. Отсюда и название характеристики – статическая. Она позволяет лишь в статике оценить качество модуляции
посредством оценки степени линейности характеристики. Именно линейность характеристики является первым и необходимым
условием отсутствия искажений.
На рис.1.7 приведена СМХ при коллекторной модуляции, а
на рис. 1.8 – при базовой. Рисунки наглядно показывают, что
получение эффективной и с минимальными искажениями модуляции возможно только на крутом линейном участке характеристик: в перенапряженном режиме (ПНР) работы транзистора
для первого варианта и в недонапряженном режиме (ННР) – для
второго.
*Ã
¦¦©
¨¦©
ÊÅ
Рис. 1.8
10
N
'
Рис. 1.9
N
6'
Рис. 1.10
Однако СМХ не дают полной картины, не позволяют учесть
искажения, проявляющиеся в динамике из-за влияния реактивных сопротивлений в схеме и непостоянства ряда электрических
параметров. Чтобы оценить раздельно частотные и амплитудные
искажения, возникающие в процессе модуляции, снимают динамические модуляционные характеристики (ДМХ): частотную
m = f(F) при UF = const и амплитудную m = f(UF) при F = const,
где UF и F – амплитуда и частота модулирующего сигнала соответственно.
На рис. 1.9 и 1.10 показаны примерные графики идеальной
(1) и реальной (2) частотной и амплитудной ДМХ соответственно.
Отклонение реальных кривых от идеальных как раз и отражает
наличие частотных и нелинейных искажений при модуляции и
позволяет выбрать приемлемые диапазоны изменения рабочих
параметров.
1.1.4. Энергетические режимы модулятора
Так как при АМ амплитуда несущего колебания меняется по
закону модулирующего сигнала, то изменяются условия работы активных элементов схемы, выходная мощность, КПД и ряд
11
других параметров. Выделяют следующие три энергетических
режима работы каскада:
1. Режим «молчания», или режим несущего колебания, когда отсутствует модулирующий сигнал. В этом случае выходная
мощность модулятора
Pω = 0,5Iω2 Rí ,
где Iw – амплитуда несущей; Rн – эквивалентное сопротивление
нагрузки.
2. Режим максимальной мощности, когда амплитуда несущего колебания достигает своего максимального значения Iwmax
под воздействием сигнала модуляции. Тогда мощность на выходе модулятора
Pmax = 0,5Iω2 max Rí = 0,5Iω2 (1 + m)2 Rí = Pω (1 + m)2 .
3. Режим минимальной мощности достигается при Iwmin.
В этом случае выходная мощность
Pmin = 0,5Iω2 min Rí = 0,5Iω2 (1 - m)2 Rí = Pω (1 - m)2 .
Таким образом, при модуляции выходная мощность претерпевает низкочастотные изменения от минимального до максимального значения, расстояние между которыми зависит от глубины модуляции m. Средняя же мощность Pср за период гармонического модулирующего НЧ-сигнала (тональная модуляция)
может быть определена с помощью следующих выражений:
Pñð = Pω + 2Pá ,
где Pá = 0,5(0,5mIω )2 Rí – мощность одной боковой составляющей спектра. Тогда
Pñð = 0,5Iω2 Rí + 2 × 0,5(0,5mIω )2 Rí =
= 0,5Iω2 Rí (1 + 0,5m2 ) = Pω (1 + 0,5m2 ).
Так как большая доля мощности выходного сигнала приходится на несущее колебание, само по себе не содержащее информации, то АМ обладает низкой энергетической эффективностью.
Кроме того, к серьезным недостаткам АМ относят широкую полосу частот и низкую помехоустойчивость.
12
1.2. Однополосная модуляция
Этот вид модуляции возник из попыток улучшить энергетические параметры и помехозащищенность АМ. В спектре
амплитудно-модулированного колебания (см. рис. 1.4) присутствуют, во-первых, мощная составляющая несущей частоты,
которая постоянно излучается и не является информативной,
во-вторых, две боковые полосы, которые содержат одну и ту же
информацию. Если избавиться от составляющих сигнала, не содержащих информацию или дублирующих ее, то возможен значительный выигрыш в энергетической и спектральной эффективности системы передачи.
Модуляция, при которой передается только одна боковая
полоса амплитудно-модулированного сигнала, называется
однополосной модуляцией.
Сигнал однополосной модуляции (ОМ) можно представить в
виде следующего выражения:
uÎÌ (t) = kUω cos ωt + 0,5mUω cos(ω ± Ω)t,
где k – коэффициент ослабления несущей; значок «±» обозначает альтернативу – либо левая относительно несущей боковая полоса, либо правая.
Применение этого вида модуляции позволяет почти в 2 раза
уменьшить ширину спектра формируемого сигнала, в 8–16 раз
получить выигрыш по мощности, значительно снизить влияние
помех и искажений, вызванных селективными замираниями.
Получение ОМ-сигнала по сравнению с АМ приводит к усложнению аппаратуры, от которой требуется надежное подавление
ненужных составляющих спектра и поддержание высокой стабильности частоты несущей как на передающей, так и на приемной стороне.
1.2.2. Получение ОМ-сигнала
Способов формирования однополосного сигнала – несколько,
но наибольшее распространение с точки зрения достижения требуемой степени подавления ненужных составляющих получил
фильтровый способ. Его суть заключается в последовательном
применении двух процедур. Сначала из спектра АМ-сигнала исключают несущее колебание, а затем отфильтровывают одну из
боковых полос.
Первый этап обработки выполняют в балансном модуляторе
(БМ), в котором производится АМ с одновременным подавлени13
7%
5
5
J
67
7%
›ÔÎ
J
5
6W
Рис. 1.11
ем несущей. На выходе БМ образуется сигнал, в спектре которого присутствуют обе боковые полосы.
Простейший БМ представляет собой соединение двух амплитудных модуляторов, собранных на диодах VD1 и VD2 (рис. 1.11).
Оба амплитудных модулятора работают в одинаковых режимах и
включены так, что напряжение несущей частоты Uw подается на
них синфазно, а модулирующее напряжение UW – противофазно.
Напряжение на выходе uвых пропорционально разности токов i1
и i2, протекающих через диоды VD1 и VD2:
i1 (t) = Iω (1 + m cos Ωt)cos ωt = Iω cos ωt + mIω cos Ωt cos ωt,
i2 (t) = Iω (1 - m cos Ωt)cos ωt = Iω cos ωt - mIω cos Ωt cos ωt.
Тогда выходное напряжение БМ
uâûõ (t) = Rí (i1 - i2 ) = 2RímIω cos Ωt cos ωt =
= Rí [mIω cos(ω + Ω)t + mIω cos(ω - Ω)t ],
в котором отсутствует колебание несущей частоты w (Rн – сопротивление нагрузки).
В реальных схемах невозможно добиться идеальной симметрии (балансировки) плеч модулятора. Из-за разброса параметров элементов схемы, неточности выполнения центральных
отводов из обмоток трансформаторов Т1 и Т2 и нелинейности
вольт-амперных характеристик диодов спектр выходного сигнала БМ не полностью избавляется от несущего колебания и содержит еще нерабочие комбинационные составляющие с частотами
mw ± nW (m и n – целые числа).
14
7%
5
67
3
7%
3
J
3
7%
7%
5
›ÔÎ
J
3
5
6W
Рис. 1.12
Более «чистый» спектр, удовлетворяющий требованиям современных систем радиосвязи, можно получить на кольцевом
балансном модуляторе (рис. 1.12). Он состоит из двух одинаковых БМ со встречным включением диодов по высокой частоте w.
В отличие от двухдиодной однополупериодной схемы кольцевая
схема является двухполупериодной, и в ней достигается более
точная балансировка. В спектре выходного сигнала гораздо сильнее подавлены внеполосные составляющие и степень ослабления
несущей не менее 30 дБ. Сопротивления R1–R4 предназначены
для компенсации разброса параметров диодов.
Далее, чтобы получить ОМ-сигнал, необходимо убрать ненужную боковую полосу. Это непростая задача. Так как интервал частот между боковыми полосами небольшой (примерно
500 Гц), то необходим фильтр с очень большой крутизной спада амплитудно-частотной характеристики. Реализовать фильтр
с такой характеристикой на частотах выше 100 МГц (в большинстве современных систем радиосвязи) практически невозможно.
Требуемую по нормативам фильтрацию 60 дБ LC-фильтры могут обеспечить только до частоты 60 кГц, электромеханические
фильтры – до 1 МГц, а кварцевые фильтры – до 5 МГц.
Поэтому для выполнения качественной фильтрации применяется следующий прием: производится увеличение частотного
интервала между боковыми полосами с помощью многократной
балансной модуляции. Идея разнесения по частоте заключается
15
6'
™
š¥
G
š
¨­
›
š¥
œ
¨­
G

š¥
ž
¨­
›ÔÎ
Ÿ
G
Рис. 1.13
в использовании в первых каскадах балансной модуляции более
низких несущих частот (поднесущих) с последующим переносом
сигнала в область рабочих частот (в последнем каскаде).
Принцип работы рассмотрим на примере трехкратной балансной модуляции (рис. 1.13). На структурной схеме: БМ – балансный модулятор; ПФ – полосовой фильтр; UF – модулирующий
сигнал низкой частоты F; f0 – несущая частота; f1 и f2 – поднесущие; f0 > f2 > f1. Вид спектров сигналов в точках А–Ж схемы
модулятора показан на рис. 1.14. На первый вход БМ1 подается исходный модулирующий сигнал, спектр которого ограничен частотами Fmin и Fmax (точка А). На второй вход поступает
напряжение самой низкой поднесущей частоты f1. На выходе
БМ1 (точка Б) получается сигнал, спектр которого содержит
только две боковые полосы, разнесенные по частоте на интервал ∆F1 = f1 + Fmin - (f1 - Fmin ) = 2Fmin . Фильтр ПФ1 оставляет
только верхнюю (в нашем случае) полосу (точка В), отфильтровывая нижнюю. Выходной сигнал ПФ1 служит модулирующим
сигналом для БМ2. Выходной сигнал БМ2 (точка Г) имеет в своем спектре две боковые полосы уже с частотным расстоянием
между ними ∆F2 = f2 + f1 + Fmin - (f2 - f1 - Fmin ) = 2(f1 + Fmin ), т. е.
интервал между боковыми полосами возрастает на величину 2f1.
Фильтр ПФ2 оставляет одну верхнюю полосу в спектре сигнала
(точка Д). Аналогичное преобразование выполняет и третья ступень модулятора, осуществляя разнесение боковых полос по частоте (точка Е) на величину
∆F3 = f0 + (f2 + f1 + Fmin ) -[f0 - (f2 + f1 + Fmin ) ] = 2(f2 + f1 + Fmin ),
которая на 2f2 больше ΔF2. После фильтрации (точка Ж) ОМсигнал уже перенесен в область рабочей частоты f0.
Подобные многократные преобразования позволяют успешно применить известные фильтры с соответствующими параметрами. Например, в самом сложном случае (на первой ступени),
когда требуется фильтр с очень большой крутизной спада характеристики, в качестве ПФ1 используется кварцевый фильтр.
У фильтра ПФ2 задача попроще, так как он имеет дело с боковы16
™
'NJO
'NBY
'
š
G
Gs'NJO
›
G'NJO
G
G 'NBY
G'NJO
'
œ
G
G G'NJO G sG 'NJO 
G
G G 'NJO G G 'NBY '
ž
G
GP sG G'NJO GP G G 'NJO Ÿ
G
Рис. 1.14
ми полосами, разнесенными на большее частотное расстояние.
Поэтому он может быть электромеханическим фильтром. И уже
на третьей ступени, где боковые полосы раздвинуты на еще более значительный интервал, ПФ3 может быть выполнен на LCэлементах.
17
Таким образом, однополосный модулятор представляет собой
довольно сложное многокаскадное устройство, часть блоков которого имеет невысокий КПД. Поэтому следующие за ним каскады передатчика должны работать в режиме усиления мощности
ОМ-сигнала.
1.3. Угловая модуляция
Модуляция, при которой в высокочастотном колебании вида u(t) = UW cos(Wt + J0 ) мгновенная (полная) фаза
&(t) = Wt + J0 изменяется по закону модулирующего сигнала,
называется угловой (j0 – начальная фаза).
Изменение частоты колебания всегда сопровождается изменением мгновенной фазы и наоборот, поэтому частота и фаза колебания связаны известным соотношением
ω=
dΦ(t)
.
dt
В свою очередь
t
Φ(t) = ò ωdt + ϕ0 .
0
Таким образом, частотная (ЧМ) и фазовая (ФМ) модуляции
являются разновидностями модуляции угловой.
1.3.1. Частотная модуляция
При ЧМ частота несущего колебания w должна меняться в
соответствии с изменением модулирующего сигнала. В простейшем случае тональной модуляции частота несущей меняется по
закону ω + ∆ω cos Ωt, где Δw – максимальное отклонение частоты
или девиация частоты (рис.1.15).
Изменение частоты приводит и к изменению мгновенной фазы
высокочастотного колебания, которая становится равной
t
Φ(t) = ò (ω + ∆ω cos Ωt)dt + ϕ0 = ωt +
0
∆ω
sin Ωt + ϕ0 .
Ω
Тогда выражение для частотно-модулированного колебания
имеет вид:
æ
ö
∆ω
u×Ì (t) = Uω cosççωt +
sin Ωt + ϕ0 ÷÷÷. (1.2)
çè
ø
Ω
18
V7
67
U
V °¥
6W
U
Рис. 1.15
Отношение m = Δw/W называется индексом модуляции. При
начальной фазе j0 = 0 выражение (1.2) имеет более компактный
вид:
u×Ì (t) = Uω cos(ωt + m sin Ωt). (1.3)
Итак, модуляция называется частотной, если девиация
частоты Δw пропорциональна амплитуде модулирующего
сигнала UW и не зависит от его частоты W, т. е. Δw = kUW, где
k – коэффициент пропорциональности. Тогда для ЧМ m = kUW/W.
∆ω
В той же зависимости находится и приращение фазы
sin Ωt
Ω
в выражении (1.2).
1.3.2. Фазовая модуляция
В свою очередь при ФМ фаза высокочастотного колебания
должна меняться в соответствии с изменением амплитуды модулирующего сигнала. Опять же в случае тональной модуляции
(рис.1.16) фаза будет меняться по закону ϕ0 + ∆ϕ cos Ωt, где Δj –
максимальное отклонение фазы от начального ее значения или
девиация фазы. Тогда ФМ-сигнал запишется в следующем виде:
uÔÌ (t) = Uω cos(ωt + ∆ϕ cos Ωt),
где Δj = m – индекс фазовой модуляции.
Если j0 = 0, то
uÔÌ (t) = Uω cos(ωt + m cos Ωt). (1.4)
Модуляция называется фазовой, если девиация фазы Δj
пропорциональна амплитуде модулирующего сигнала UW и
не зависит от его частоты W, т. е. m = kUW.
19
V7
67
U
J
V ­¥
6W
U
Рис. 1.16
При этом частота несущей будет тоже претерпевать изменения по закону
ω(t) =
dΦ(t) d(ωt + ∆ϕ cos Ωt)
=
= ω - ∆ϕΩ sin Ωt,
dt
dt
где второе слагаемое означает приращение частоты при изменении фазы, причем это приращение пропорционально частоте W.
1.3.3. Анализ сигналов угловой модуляции
Рассмотрим случай тональной модуляции, чтобы определить
спектральное содержание модулированного сигнала. Выражения (1.3), (1.4) для сигналов ЧМ и ФМ могут быть преобразованы с помощью тригонометрических формул к общему виду для
угловой модуляции (УМ):
uÓÌ (t) = Uω cos(m sin Ωt)cos ωt - Uω sin(m sin Ωt)sin ωt.
Так как множители cos(m sin Ωt) и sin(m sin Ωt) являются периодическими функциями, то можно разложить их в ряд Фурье.
Тогда получим
uÓÌ (t) = Uω J0 (m)cos ωt +
¥
+ Uω å Jk (m) éê cos(ω + kΩ)t + (-1)k cos(ω - kΩ)tùú ,
ë
û
k=1
где Jk(m) – функция Бесселя первого рода k-го порядка.
Таким образом, спектр сигнала состоит из бесконечного числа
гармонических составляющих (боковых частот), которые расположены симметрично относительно несущей (средней, цен20
N W
7
N
W
N W
Рис. 1.17
тральной) частоты w и амплитуды которых пропорциональны
значениям функции Бесселя соответствующего порядка в зависимости от индекса модуляции m. Спектры модулированных
сигналов при различных m показаны на рис. 1.17.
Если m < 0,5, то угловая модуляция является узкополосной и
ширина спектра сигнала ΔF = 2F, где F = W/2p. В этом случае полоса частот такая же, как при АМ.
Если m > 1, то угловая модуляция является широкополосной
и увеличивается мощность боковых составляющих, в которых
заключена информация. Этим объясняется высокая помехоустойчивость при использовании такой модуляции. Однако величина боковых составляющих, чей порядок k превышает индекс
модуляции m, резко уменьшается с их номером. Уменьшается и
их вклад в процесс переноса информации. Поэтому на практике
ограничивают полосу для пропускания только тех составляющих, амплитуды которых не менее 1 – 10 % от амплитуды немодулированной несущей. Тогда полосу частот, требуемую для
сигналов с угловой модуляцией, можно приблизительно определить следующим образом:
21
∆F » 4mπF.
Итак, в случае тональной модуляции спектры ЧМ и ФМ сигналов практически одинаковы, а различия проявляются при
применении сложных модулирующих сигналов.
1.3.4. Методы осуществления угловой модуляции
Существует два основных метода получения УМ: прямой и
косвенный. В прямом методе осуществляется изменение модулируемого параметра (частоты или фазы) непосредственно с помощью модулирующего сигнала, часто прямо в автогенераторе.
Косвенный метод основан на взаимной зависимости частоты и
фазы колебания и предполагает получение одного вида модуляции из другого (например, ЧМ из ФМ) путем соответствующих
преобразований.
Рассмотрим сначала наиболее распространенные схемы получения ЧМ и ФМ, относящиеся к прямому методу.
ЧМ на варикапе
В этом способе управление частотой несущего колебания осуществляется непосредственно в транзисторном автогенераторе с
помощью включенной в его контур переменной емкости. Известно, что частота колебаний в автогенераторе определяется параметрами его колебательной системы (колебательного контура),
резонансной частотой. Если включить в контур автогенератора
емкость, величина которой изменяется по закону модулирующе©»
$© »
$© »
V»
ÊÅ
V7 U
Рис. 1.18
22
го напряжения, то это приведет к соответствующему изменению
частоты генератора. На практике в качестве такого управляемого конденсатора используют варикап.
Варикап – это полупроводниковый диод особого типа, барьерная емкость запертого p-n-перехода которого нелинейно зависит
от приложенного напряжения. На рис. 1.18 показаны вольтфарадная характеристика варикапа и изменение его емкости под
воздействием гармонического управляющего напряжения (тональная модуляция). На варикап поданы постоянное напряжение смещения Eсм, низкочастотное модулирующее напряжение
UW и высокочастотное колебание. На рисунке видно, что из-за
нелинейности характеристики происходит несимметричное отклонение величины емкости варикапа Cв от своего среднего значения, т. е. +ΔСв ≠ –ΔСв. Это приводит к смещению центральной
частоты генерируемых колебаний. Аналитически характеристика варикапа может быть представлена в виде выражения
-γ
æ
u ö
Ñâ = Ñ0 çç1 + ï ÷÷÷ ,
çè
ϕê ÷ø
где С0 – величина барьерной емкости в отсутствие внешнего напряжения; uп – напряжение на p-n-переходе; jк – контактная
разность потенциалов; γ – показатель степени нелинейности характеристики (γ ≥ 0,3).
Возможны различные варианты включения варикапа в контур, но наиболее распространены схемы, показанные на рис.
1.19. Пример схемы ЧМ на варикапе в транзисторном автогенераторе приведен на рис. 1.20. Генератор собран по схеме емкостной трехточки с контуром С5, С6, L3, в который варикап
VD включен последовательно с одним из реактивных сопротивлений. Модулирующее напряжение подается на варикап через
C7, L4. Напряжение смещения Eсм, подаваемое через R4, должно
быть таким, чтобы p-n-переход постоянно находился в запертом
$
7%
$
7%
$
7%
-
$
Рис. 1.19
23
Ã
$
3
-
-
$
V7
75
$
$
$
-
3
3
-
$
$
7%
ÊÅ
3
Рис. 1.20
состоянии и рабочая точка располагалась в середине сравнительно крутого участка вольт-фарадной характеристики варикапа.
Чем больше крутизна характеристики в рабочей зоне, тем выше
можно получить индекс модуляции при меньшем уровне нелинейных искажений.
Нелинейность характеристики вызывает появление в выходном сигнале модулятора высших гармонических составляющих,
кратных несущей частоте: 2w, 3w и т. д. Для уменьшения уровня составляющих четного порядка применяют встречное вклюÃ
$
3
-
$
75
›ÔÎ
7%
$
$
-
3
-
$
7%
-
3
3
 ÊÅ
Рис. 1.21
24
$
V7
чение двух варикапов в контур (рис. 1.21). Так как напряжение
высокой частоты приложено к варикапам VD1 и VD2 противофазно, то токи четных гармоник в контуре имеют разность фаз
180° и компенсируют друг друга. При этом фильтрация других
побочных гармоник упрощается.
ЧМ на реактивном транзисторе
Управляемое реактивное сопротивление в контуре автогенератора может быть получено искусственным путем из активного
элемента. Например, с помощью некоторого схемного решения можно транзистору придать свойства реак;
75
тивного (емкостного или индуктив
ного) сопротивления.
У транзистора, работающего в
;
линейном режиме, коллекторный
ток iк совпадает по фазе с коллекV7
торным напряжением uк. Чтобы
$
создать реактивный характер со- противления у транзистора, необходимо сдвинуть фазу iк по отношеРис. 1.22
нию к фазе uк на 90°. Это достигается подключением к транзистору фазосдвигающей цепочки Z1,
Z2 (рис. 1.22). С ее помощью выполняется сдвиг по фазе на 90°
между uк и напряжением на базе uб. А ток iк, как известно, синфазен напряжению uб.
$
3
3
-
-
3
3
$
Рис. 1.23
Существует четыре разновидности фазосдвигающей цепочки
с различными сопротивлениями (рис. 1.23). Определим эквивалентное сопротивление транзистора с фазосдвигающей цепочкой
Z1, Z2 в общем виде:
25
Zý =
uê
u
= ê ,
iê
Suá
где S – средняя крутизна характеристики транзистора;
uá = iô Z2 ,
где iô = uê / (Z1 + Z2 ) – ток, протекающий по фазосдвигающей
цепочке. Тогда
uá =
uê Z2
Z + Z2
и Zý = 1
.
Z1 + Z2
SZ2
Так как необходимым условием выбора элементов фазосдвигающей цепочки является условие Z1 >> Z2 то
Zý =
Z1
.
SZ2
Определим теперь, какой характер реактивности будет иметь
транзистор при подключении к нему каждой из четырех представленных цепочек (см. рис. 1.23).
1
1. Если Z1 = C и Z2 = R, то Zý =
и транзистор эквиваjωLS
лентен емкости Ñý = CSR.
R
1
=
2. Если Z1 = R и Z2 = L, то Zý =
и транзиjωLS jωLS / R
стор тоже эквивалентен емкости Cý = LS / R.
R
jωCR
=
3. Если Z1 = R и Z2 = C, то Zý =
и транзистор
1
S
S
jωC
имеет индуктивный характер сопротивления Lý = CR / S.
4. Если Z1 = L и Z2 = R, то Zý =
jωL
и транзистор эквиваRS
лентен индуктивности Lý = L / RS.
Во всех случаях величины Сэ и Lэ зависят от крутизны вольтамперной характеристики транзистора. Изменяя крутизну, можно получать разные значения этих реактивных сопротивлений.
Практически это достигается изменением напряжения на базе
транзистора (см. вывод 2 на рис. 1.22) по закону модулирующего
сигнала UW. Таким образом, подключив реактивный транзистор
(см. выводы 1 и 3 на рис. 1.22) к контуру автогенератора, можно
получить ЧМ.
26
ФМ на фазовращателе
Как было показано ранее, сдвиг фазы между входным и выходным напряжениями можно осуществить на фазовращающих RC- и RL-цепочках (см. рис. 1.23): входное напряжение подается на выводы 1 и 3, а выходное снимается с выводов 2 и 3.
Меняя величину как активного, так и реактивного сопротивлений можно получать различные значения фазового сдвига j, определяемого
©
формулой:
ϕ = arctg(X / R),
6 »Î
-
где X – реактивное сопротивление цепи.
6 »ÔÎ
В зависимости от соотношения X/R
фаза может меняться в диапазоне от 0 до
3
p/2.
Если для фазового сдвига использовать более сложную цепочку, состоящую
Рис. 1.24
и трех элементов (R, L, C), то диапазон изменения фазы можно расширить до максимального значения p.
Один из возможных вариантов подобной фазосдвигающей цепочки показан на рис. 1.24. При этом
æ
1 ö÷
÷
ççç ωL ωC ÷÷÷,
ϕ = arctg çç
÷÷
çç
R
÷÷
÷ø
ççè
и фаза может изменяться от –p/2 до +p/2.
Управляемые фазосдвигающие цепочки получили название фазовращателей. Схема фазового модулятора на RLCфазовращателе показана на рис. 1.25. Управление фазой несущего колебания Uвх производится изменением активного сопротивления R(W), в качестве которого
применен транзистор. Модулирую©
щее напряжение UW подается на его
базу, меняя тем самым сопротивле75
6»Î
6»ÔÎ
ние перехода коллектор-эмиттер.
3 7
V
7
Для предотвращения паразитной
амплитудной модуляции выбирается C = (2ω2 L)-1. Коэффициент переРис. 1.25
дачи такого четырехполюсника
27
Ã
›ÔÎ
›Î
 ÊÅ
V7
Рис. 1.26
K=
R + jωL
R + jωL
=
.
æ
ö÷ R - jωL
1
ç
R + j ççωL ÷
è
ωC ø÷
Тогда при любом R имеет место |K| = 1. Фазовый сдвиг в этом
случае ϕ = 2arctg(ωL / R).
ФМ на перестраиваемых контурах
Для получения ФМ можно использовать колебательный контур с нелинейной емкостью, управляемой модулирующим сигналом. Известно, что фазовый сдвиг между током и напряжением
контура зависит от его настройки и равен
é æ ω ω öù
ð ÷÷ú
ç
ϕ = arctg êê Q çç
÷,
ç
ω
ω
÷÷øúú
ëê è ð
û
где Q – добротность контура; wр – резонансная частота контура.
Изменяя частоту wр, можно варьировать фазу несущего колебания w. Перестройка контура осуществляется с помощью управляемого переменного конденсатора, роль которого играет варикап.
При отсутствии модулирующего напряжения UW контур настроен на центральную частоту w0, а при его подаче емкость варикапа, резонансная частота wр и, следовательно, фаза выходного колебания будут изменяться по закону модуляции.
Если использовать один перестраиваемый контур в выходной
цепи усилительного каскада, то модулировать фазу колебания
можно с девиацией около 30°. Чтобы получить более высокий
28
индекс модуляции (Δjmax ≥ 100°), необходимо включить последовательно несколько контуров с варикапами, как показано на
рис. 1.26. Кроме того, девиацию фазы можно увеличить путем последовательного применения нескольких фазовых модуляторов.
Модуляция косвенным методом
Косвенный метод угловой модуляции позволяет достичь большей стабильности центральной частоты модулированного сигнала. Чаще всего он используется для получения ЧМ из ФМ, так
как в этом случае уменьшение смещения центральной частоты и
нелинейных искажений происходит благодаря исключению непосредственного воздействия на задающий автогенератор.
Структурная схема частотного модулятора, основанного на
косвенном методе, показана на рис. 1.27. Чтобы получить ЧМ на
выходе фазового модулятора, необходимо устранить в сигнале
зависимость девиации частоты Δw от частоты модуляции W, присущую этому виду модуляции (см. подразд. 4.3). Это достигается введением корректирующей цепи, через которую на фазовый
модулятор подается модулирующее напряжение UW. Коэффициент передачи такой цепи должен быть обратно пропорционален
W. Тогда девиация частоты на выходе модулятора будет зависеть
W
£»¹ÉϾ»ÔÂ
¼¾Æ¾É¹ËÇÉ
­¹ÀÇ»ÔÂ
­¹ÀÇ»ÔÂ
ÅǽÌÄØËÇÉ
ÅǽÌÄØËÇÉ
$W L67
°¥
, G 7 67
£ÇÉɾÃËÁ
ÉÌ×Ò¹ØϾÈÕ
Рис. 1.27
W
£»¹ÉϾ»ÔÂ
¼¾Æ¾É¹ËÇÉ
­¹ÀÇ»ÔÂ
°¹ÊËÇËÆÔÂ
ÅǽÌÄØËÇÉ
ÅǽÌÄØËÇÉ
$J L67
­¥
, G 7 67
£ÇÉɾÃËÁ
ÉÌ×Ò¹ØϾÈÕ
Рис. 1.28
29
только от амплитуды модулирующего сигнала UW (Δw = kUW),
а девиация фазы – от UW и W (Δj = kUW/W). Корректирующая
цепь с соответствующим коэффициентом передачи может быть
выполнена очень просто – в виде интегрирующей RC-цепочки.
По аналогичной схеме реализуется ФМ из ЧМ (рис. 1.28),
только у корректирующей цепи коэффициент передачи должен
быть пропорционален частоте W (см. п. 1.3.2). В качестве корректирующей цепи может использоваться дифференцирующая
RC-цепочка.
1.3.5. Модуляционные характеристики
Как и в случае амплитудной модуляции, для оценки качества
и диапазона функционирования частотных и фазовых модуляторов используют статические и динамические модуляционные
характеристики.
Статическая модуляционная характеристика показывает зависимость девиации частоты Δf (для ЧМ) или девиации фазы Δj
(для ФМ) от модулирующего напряжения UW. Примеры СМХ
частотных и фазовых модуляторов показаны на рис. 1.29, а, б.
Эти характеристики должны иметь высокую крутизну и достаточную линейность в пределах требуемого изменения модулируемого параметра (частоты или фазы). Чем больше крутизна
СМХ, тем выше эффективность модулятора (больше индекс модуляции). Чем ближе она к прямой линии, тем меньше уровень
нелинейных искажений формируемого сигнала.
Динамические модуляционные характеристики – это зависимости девиации частоты Δf (для ЧМ) и фазы Δj (для ФМ) от
амплитуды UW (амплитудная ДМХ) и от частоты модулирующего сигнала W (частотная ДМХ). Причем первая строится при
а)
$G
б)
&Å
Рис. 1.29
30
$J
Å
а)
$G$J
б)
67 NJO
67 NBY
$G$J
67
7Æ
7»
7
Рис. 1.30
W = const, а вторая при UW = const. Примерные графики амплитудной и частотной ДМХ показаны на рис. 1.30, а, б. По амплитудной ДМХ можно определить рабочий динамический диапазон
уровней модулирующего сигнала от минимального Umin до максимального Umax его значения; по частотной ДМХ – частотный
диапазон модулирующего сигнала. Wн и Wв – нижняя и верхняя
граничные частоты, между которыми сохраняется постоянство
девиации модулируемого параметра и индекса модуляции.
Степень нелинейности любых модуляционных характеристик оценивают коэффициентом нелинейных искажений или
коэффициентом неравномерности крутизны характеристики на
участке модуляции. Для уменьшения нелинейных искажений
используют структурные, схемные и режимные методы линеаризации характеристик.
К структурным методам относят рациональный выбор структуры передающего устройства в целом (применение, в частности,
более высокой промежуточной частоты, умножителей частоты)
и использование двухтактных модуляторов. К схемным методам
принадлежат коррекция нелинейности с помощью частотнозависимых элементов, предыскажение модулирующего сигнала,
введение нелинейной обратной связи и т. д. Примерами режимных методов могут служить применение варикапов с более крутой и линейной вольт-фарадной характеристикой, выбор оптимальных коэффициентов включения варикапов в контур автогенератора.
31
2. ЦИФРОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В цифровых системах передачи информации модулирующим
сигналом является не аналоговый сигнал, а цифровой, представляющий собой импульсную двоичную последовательность
элементарных символов (нулей и единиц). Такая последовательность может быть получена в результате аналого-цифрового преобразования и кодирования непрерывного сигнала сообщения.
Изменение параметров высокочастотного несущего колебания в соответствии с передаваемой информационной двоичной последовательностью называется цифровой модуляцией, или манипуляцией. Данное преобразование осуществляется в
радиопередатчике цифровым модулятором, или манипулятором.
С помощью поступающей двоичной последовательности можно манипулировать амплитудой, частотой и фазой несущего колебания. Если меняется только один из этих параметров, то манипуляция считается простой (одинарной); если больше одного,
то комбинированной. Кроме того, отображение бинарного потока символов в радиосигнал может выполняться в разных соотношениях, с разной степенью уплотнения. Если каждому битусимволу двоичной последовательности ставится в соответствие
радиосигнал с определенными параметрами, то цифровая модуляция называется двоичной. В этом случае излучаются только две разновидности радиосигнала. Если в один радиосигнал
отображаются M последовательных битов, то потребуется алфавит радиосигналов объемом N = 2M, и модуляция называется
N-позиционной.
Простейшим видом цифровой модуляции является двоичная
модуляция. Рассмотрим ее разновидности и способы получения.
Отметим, что во времена своего появления двоичная модуляция
получила название телеграфии, а уже затем манипуляции. Чтобы не путать с АМ, ЧМ и ФМ, для амплитудной, частотной и фазовой двоичных манипуляций будем использовать аббревиатуры
АТ (амплитудная телеграфия), ЧТ (частотная телеграфия) и ФТ
(фазовая телеграфия) соответственно.
2.1. Двоичная модуляция
2.1.1. Амплитудная манипуляция
При амплитудной манипуляции (ASK – Amplitude Shift
Keying) происходит дискретное управление амплитудой несу32
щего колебания в соответствии с двоичной последовательностью
импульсов. Модулирующий сигнал Uм представляет собой последовательность импульсов, отображающих 0 или 1. Прямоугольный импульс соответствует единичному биту информации, а
пауза – нулевому (рис. 2.1, а). Длительность элементарного символа равна τ.
Манипулированный сигнал uАТ показан на рис. 2.1, б. В представленном случае он принимает два значения амплитуды: 0 –
при нулевом бите и Uw – при единичном. Таким образом, выходной сигнал модулятора представляет последовательность прямоугольных радиоимпульсов одинаковой амплитуды и может быть
записан как
uÀÒ (t) = UìUω cos ωt,
где Uw – амплитуда немодулированной несущей; Uм – модулирующий сигнал, принимающий только два значения – 0 или 1.
Вид спектра амплитудно-манипулированного сигнала (рис.
2.2) определяется формой и длительностью импульсов модулиа)
T
6Å
б)
V™«
6W
U
U
G 'Å
G 'Å
G 'Å
G
G 'Å
G s 'Å
G s 'Å
G s 'Å
G s 'Å
Рис. 2.1
Рис. 2.2
33
рующего сигнала. На рисунке f0 – частота несущего колебания;
Fм = 0,5τ – основная частота манипуляции. На практике принято
выбирать ширину полосы пропускания ∆f = 10Fм.
В радиопередатчиках амплитудная манипуляция может быть
реализована в любом каскаде, работающем в ключевом режиме.
Однако целесообразно размещать модулятор в промежуточных
каскадах передатчика, чтобы, во-первых, он не оказывал сильного влияния на работу возбудителя и, во-вторых, не участвовал
в управлении большими токами.
Причин, вызывающих искажение передаваемого амплитудноманипулированного сигнала, множество: неидеальность амплитудно-частотных и амплитудно-фазовых характеристик тракта
передачи, переходные процессы в цепях передатчика, недостаточная полоса пропускания, всевозможные помехи в канале
связи. Эти искажения могут привести к смещению и дроблению
символов, к появлению помех в паузах. Кроме того, применение
амплитудной манипуляции ведет к низкой энергетической эффективности всей системы передачи, так как мощность источников питания используется наполовину (во время пауз сигнал не
излучается). Из-за последнего аргумента и низкой помехоустойчивости этот вид манипуляции не нашел широкого применения
в системах связи.
2.1.2. Частотная манипуляция
При частотной манипуляции (FSK – Frequency Shift Keying)
происходит дискретное изменение частоты несущего колебания
в соответствии с бинарной последовательностью импульсов (рис.
2.3). Единичный символ порождает прямоугольный радиоимпульс с частотой заполнения f1, а нулевой – f2. Причем в нашем
6Å
T
U
V°«
6W
G
G
G
Рис. 2.3
34
G
G
U
£œ
G
£ÇÅÅÌ
˹ËÇÉ
6Å
£œ
¨­
V °« U
G
Рис. 2.4
случае f1 > f2. Среднее значение частоты f0 = (f1 + f2 ) / 2. Девиация частоты – это максимальное отклонение частоты от ее среднего значения, т. е. ∆fmax = f1 - f0 = f0 - f2 .
Частотная манипуляция может быть осуществлена либо переключением двух кварцевых автогенераторов (КГ), работающих
на разных частотах, либо скачкообразным изменением частоты
одного генератора. Основными требованиями, предъявляемыми
к частотным модуляторам, являются высокая стабильность частот и отсутствие побочных составляющих в спектре.
Первый вариант модулятора (рис. 2.4) включает два кварцевых генератора (КГ1 и КГ2), выходные колебания которых коммутируются соответственно импульсным модулирующим сигналам Uм, поступающим на управляющий вход коммутатора.
В подобной схеме скачкообразное изменение частоты ведет, как
правило, и к скачку фазы. Для снижения появляющегося в связи
с этим значительного уровня внеполосных излучений частотноманипулированный сигнал пропускается через ПФ.
Второй вариант с перестраиваемым генератором позволяет
осуществить переход от одной частоты к другой с непрерывной
фазой, без скачка. Переключение частоты автогенератора производится изменением величины реактивных элементов контура,
которое может быть выполнено достаточно плавно. Выполнить
предложенные действия позволяет, например, схема (рис. 2.5),
где в контур генератора включен варикап аналогично некоторым
схемам ЧМ. Емкость варикапа принимает различные значения
в зависимости от управляющего сигнала Uм, тем самым меняя
частоту генерации.
При высоких требованиях к стабильности частоты необходимо иметь в виду, что стабильность управляемого автогенератора, как правило, на порядок хуже неуправляемого. В этом
случае применяют более сложные схемы частотной манипуля35
$
›ÔÎ
$
-
6Å
3
Ã
-
7%
75
$
3
$
-
3
Рис. 2.5
ции, содержащие фазовую автоматическую подстройку частоты
(ФАПЧ). Условие непрерывности фазы при этом сохраняется.
Структурная схема подобного решения показана на рис. 2.6
(КГ – задающий кварцевый генератор; ФД – фазовый детектор;
ДПКД – делитель с переменным коэффициентом деления; ГУН –
генератор, управляемый напряжением; К – ключ; ФИ – формирователь импульсов). Модулирующий сигнал Uм поступает на
ФИ, с выхода 2 которого сформированная в требуемых уровнях
последовательность импульсов подается на ГУН для управления
его частотой. В течение длительности единичного символа ГУН
генерирует колебание частоты f1 = N1fКГ (N1 – первый коэффици/ G£œ/ G£œ
//
G£œ
£œ
­
¨£
£
­¦°
6Å
­¡
Рис. 2.6
36
›ÔÎ
œ¬¦
ент деления ДПКД; fКГ – частота КГ), а в течение длительности
нулевого символа – f2 = N2fКГ (N2 – второй коэффициент деления
ДПКД). Постоянство частот f1 и f2 на выходе ГУН поддерживается петлей ФАПЧ, включающей ФД и ФНЧ. ФАПЧ работает
только тогда, когда замкнут электронный ключ К, управляемый
импульсами с выхода 1 ФИ. ФД осуществляет сравнение частоты
высокостабильного КГ с частотой ГУН, колебание которого прошло через ДПКД с соответствующим коэффициентом деления.
С выхода ФД сигнал рассогласования подается через ФНЧ (если
К замкнут) на ГУН для коррекции его частоты в сторону обнуления сигнала рассогласования. Ключ К разрывает петлю ФАПЧ во
время фронтов модулирующей импульсной последовательности,
т. е. при переходе из 0 в 1 или из 1 в 0. Специальные импульсы,
привязанные к этим переходам, формируются в ФИ. Смена коэффициентов N1 и N2 в ДПКД тоже осуществляется по командам
из ФИ, чтобы уравнять частоты на входах ФД.
Теперь зададимся вопросом, каким должен быть частотный
сдвиг между f1 и f2 при частотной манипуляции? С одной стороны, чем больше разнос частот, тем легче различить сигналы разных символов на приемной стороне и тем, естественно, выше помехоустойчивость системы передачи. Но, с другой стороны, чем
больше различие частот, тем шире спектр сигнала и требуемая
полоса канала связи.
2.1.3. Частотная манипуляция
с минимальным частотным сдвигом
Определим минимальный частотный сдвиг между f1 и f2, который может быть реализован в частотном модуляторе. При этом
не должно быть нарушено требование непрерывности фазы при
переходе от одной частоты к другой, т. е. передаваемые частоты
и частота следования символов (битовая скорость) должны быть
когерентны. Этот сдвиг при f1 > f2 минимален, если
f1 - f2 =
f -f
1
1
, или ∆fmax = 1 2 = ,
2τ
2
4τ
где τ – длительность элементарного символа или одного бита информации.
Тогда индекс модуляции
m=
∆fmax 1 / 4τ
=
= 0,5.
1 / 2τ
Fì
37
6Å
œ­¦°
s
œ¬¦
›ÔÎ
V œ­¦°
Рис. 2.7
Частотная манипуляция с такими параметрами получила название частотной манипуляции с минимальным частотным сдвигом (MSK – Minimum Shift Keying).
Для увеличения спектральной эффективности MSK (уменьшения ширины спектра выходного сигнала и внеполосного излучения) модулирующая последовательность прямоугольных
импульсов пропускается через предмодуляционный гауссовский
фильтр нижних частот (ГФНЧ). Но прежде необходимо преобразовать эту последовательность в биполярный сигнал с уровнями +1 и –1 в преобразователе уровней. Затем уже после ГФНЧ
последовательность гауссовидных импульсов подается на ГУН,
изменяя частоту его колебания. Структура модулятора и вид сигналов показаны на рис. 2.7.
Манипуляция MSK может быть получена и по квадратурной
схеме (см. п. 2.3.3).
2.1.4. Фазовая манипуляция
При фазовой манипуляции происходит скачкообразное (дискретное) изменение фазы несущего колебания в соответствии
с передаваемой двоичной последовательностью символов.
Особенности и разновидности
Фазовая манипуляция (PSK – Phase Shift Keying) по сравнению с частотной обеспечивает лучшую помехоустойчивость, двукратный выигрыш по энергетическим параметрам и занимаемой
полосе частот. В отличие от амплитудной и частотной манипуляций фазовая имеет одну характерную особенность. Она заключается в том, что на приемной стороне амплитуда и частота могут
быть непосредственно измерены при определении вида переданного элементарного сигнала, а про фазу этого сказать нельзя.
Фазу колебания можно измерить только относительно другого
38
6Å
U
V ­«
U
Рис. 2.8
G 'Å
G 'Å
G 'Å
G
G 'Å
G s 'Å
G s 'Å
G s 'Å
G s 'Å
колебания: либо относительно фазы опорного сигнала, либо относительно фазы того же сигнала, но в предшествовавший момент времени. В связи с этим существуют две разновидности фазовой манипуляции: фазовая телеграфия (ФТ) и относительная
фазовая телеграфия (ОФТ). Последнюю иногда называют фазоразностной манипуляцией (ФРМ).
При ФТ выходное колебание имеет одну частоту, фаза которого меняется на 180° при переходе от одного типа символа к
другому, т. е. и при смене 1 на 0, и при смене 0 на 1 (рис. 2.8).
Спектр ФТ-сигнала (рис. 2.9) аналогичен спектру амплитудноманипулированного сигнала, но с подавленной несущей и увеличенным уровнем боковых составляющих, содержащих информацию. Однако ФТ имеет один существенный недостаток. Так как
в приемнике в каждый момент времени фаза сигнала сравнивается с фазой опорного колебания, то случайные скачки фазы на
180° из-за воздействия помех приводят к серьезным ошибкам в
распознавании символов. Эти ошибки могут вызвать появление
Рис. 2.9
39
6Å
U
V §­«
U
Рис. 2.10
сигнала, обратного передаваемому, так называемого негативного сигнала.
Исключает возникновение подобных ошибок ОФТ, в которой
фаза модулированного колебания сравнивается с фазой того же
колебания в предшествующий интервал времени τ и ее изменение
происходит с приходом только нулевого или только единичного
символа (рис. 2.10). При этом число манипуляций фазы меньше, чем у ФТ, спектр становится ýже, приближаясь по ширине
к спектру частотно-манипулированного сигнала.
Способы получения
Простейший фазовый манипулятор может быть реализован
путем коммутации фазовращателей, но он привносит в спектр
сигнала значительное число побочных составляющих. На практике фазовая манипуляция чаще выполняется с использованием схемы кольцевого балансного модулятора (рис. 2.11). Бипо7%
5
5
7%
›ÔÎ
6W
7%
7%
6Å
Рис. 2.11
40
6W
º
¸
­¡
º
«¼
»
¡
¡¤¡
½
6Å
¹
«¼
¾
¼
¡
¿
À
¨­
›ÔÎ
Â
Рис. 2.12
лярный модулирующий сигнал подается на центральные отводы обмоток трансформаторов Т1 и Т2. На первичную обмотку
трансформатора Т1 поступает несущее колебание. С приходом
положительного модулирующего импульса открываются диоды
VD2 и VD3, а VD1 и VD4 закрываются. Отрицательный импульс
вызывает обратное состояние диодов. При этом напряжение радиочастоты на первичной обмотке Т2 и соответственно на выходе
будет изменяться по фазе на 180°.
Возможен еще один способ получения фазоманипулированного сигнала, использующий цифровую логическую обработку.
Структурная схема устройства показана на рис. 2.12, а временные диаграммы сигналов – на рис. 2.13. Напряжение несущей
частоты Uw (эпюра а) подается на вход формирователя импульсов (ФИ). Сформированные импульсы несущей поступают на
вход триггера Тг1, на прямом и инверсном выходах которого
образуются соответствующие импульсные последовательности.
На триггер Тг2 подается последовательность модулирующих
импульсов (эпюра б). Прямые и инверсные сигналы с триггеров
подаются на двухвходовые схемы совпадения И1 и И2. Сигналы
на входах и выходе схемы И1 показаны на эпюрах в, г и д соответственно. На эпюрах е, ж, з изображены импульсные сигналы
на входах и выходе схемы И2. На выходах логических схем И
появляется единичный импульс только в момент совпадения
единичных потенциалов на их входах. В течение единичного модулирующего импульса последовательность импульсов несущей
образуется на выходе схемы И1 (эпюра д), а во время нулевого
уровня Uм уже на выходе схемы И2 появляется противофазная
последовательность импульсов несущей (эпюра з). Эти сигналы
объединяются в схеме ИЛИ, и на ее выходе образуется фазоманипулированная последовательность импульсов (эпюра и). После прохождения ПФ эта последовательность импульсов превращается в синусоидальный сигнал той же частоты (эпюра к).
41
а
U
б
U
в
U
г
U
д
U
е
U
ж
U
з
U
и
U
к
U
Рис. 2.13
Чтобы последнее преобразование имело место, необходимо, чтобы центральная частота фильтра равнялась частоте несущего колебания, а полоса пропускания определялась битовой скоростью
модулирующего сигнала.
Формирование сигнала ОФТ
До сих пор шла речь о получении фазовой манипуляции в принципе. Однако интерес представляет формирование сигнала ОФТ,
обладающего большей помехоустойчивостью, чем сигнал простой
ФТ. В настоящее время относительную фазовую манипуляцию
выполняют с использованием предварительной логической обработки модулирующей бинарной последовательности. Такая обработка получила название относительного кодирования.
42
6Å
\C L^
\ DL^
¤Ç¼ÁоÊùØ
ÊξŹ
Š
¨¬
­¹ÀÇ»ÔÂ
ÅǽÌÄØËÇÉ
\D L ^
›ÔÎ
6W
¶Ä¾Å¾ÆË
À¹½¾É¿ÃÁ
Рис. 2.14
\C L^
U
\ DL^
U
§ÈÇÉÆÔÂ
ºÁË
›ÔÎ ¨¬
U
s
V §­«
U
P
P
P
P
Рис. 2.15
Схема относительного кодера и временные диаграммы в точках схемы показаны соответственно на рис. 2.14, 2.15. Логическая схема и элемент задержки на длительность символа τ выполняют относительное кодирование информационной битовой
последовательности {bk}. Кодированную последовательность на
выходе логической схемы обозначим {ck}. При формировании
очередного бита ck текущий бит bk сравнивается с предыдущим
битом ck–1 в соответствии с логической функцией
ck = bk Å ck-1 = bk ck-1 + bk ck-1,
где символ Å обозначает операцию «исключающее ИЛИ».
Таким образом, алгоритм относительного кодирования сводится к тому, что ck = 1 при одинаковых bk и ck–1, а ck = 0 – в противном случае.
43
Формирование сигналов в приведенной схеме иллюстрируется временными диаграммами (см. рис. 2.15). На первом шаге
сравнения в логической схеме (в начале информационной последовательности) задействован опорный бит, который может
быть и единичным (как в нашем случае), и нулевым. Сигнал на
выходе ПУ полностью соответствует последовательности {ck}, но
является биполярным в уровнях ±1. С помощью этого сигнала и
происходит переключение фазы несущего колебания – 0 или p.
На приемной стороне для восстановления переданной информации выполняется обратное логическое преобразование (относительное декодирование).
2.2. Многопозиционная цифровая модуляция
2.2.1. Принцип формирования модуляции
Этот класс модуляции называют еще многоуровневой модуляцией, или многоуровневой манипуляцией. Появление таких систем передачи, в которых в радиосигнал с определенными параметрами отображается не один бит информации, а группа битов,
обусловлено стремлением увеличить скорость передачи данных
при сохранении высокой помехоустойчивости.
Как было сказано ранее, для того чтобы передавать одновременно M информационных битов, необходимо перейти к новому
алфавиту, объем которого N = 2M. В качестве подобного алфавита применяются радиоимпульсы с различными значениями параметров несущего колебания. Это могут быть различные значения фазы, частоты, амплитуды или их комбинаций.
Для получения многопозиционной модуляции двоичная последовательность данных сначала подвергается преобразованию
в многоуровневый сигнал, а затем производится соответствующее изменение параметров несущего колебания.
Переход к многоуровневому сигналу рассмотрим на примере
формирования 4-уровневой (4-позиционной) последовательности
(рис. 2.16). Отображение исходного двоичного алфавита в новый
осуществляется по следующему правилу: последовательность
символов 00 (дибит) преобразуется в сигнал удвоенной длительности 2τ уровня «0»; 01 – в сигнал уровня «1»; 10 – в сигнал
уровня «2» и 11 – в сигнал уровня «3». Длительность символа
в 4-уровневом сигнале в 2 раза больше длительности символа исходной последовательности, следовательно, для передачи такого
сигнала требуется полоса частот в 2 раза ýже. Это позволяет уве44
»ÇÁÐƹØÈÇÊľ½Ç»¹Ë¾ÄÕÆÇÊËÕ
ÌÉǻƾ»ÔÂÊÁ¼Æ¹Ä
U
T
T
U
Рис. 2.16
личить удельную скорость передачи тоже в 2 раза. Однако применение многоуровневых последовательностей, увеличивающее
отношение мощности сигнала к мощности шума и, соответственно, помехоустойчивость, приводит к росту энергетических и аппаратных затрат.
2.2.2. Одночастотная манипуляция
Квадратурная схема модуляции
Формирование многопозиционных сигналов удобно осуществлять квадратурным способом. Он основан на квадратурном описании манипулированных сигналов. Квадратурное представление заключается в выражении манипулированного колебания
S(t) линейной комбинацией двух ортогональных составляющих – синусоидальной и косинусоидальной:
S(t) = x(t)sin(ωt + ϕ) + y(t)cos(ωt + ϕ),
где w – частота несущего колебания; x(t) и y(t) – биполярные дискретные сигналы. Благодаря этому выражению понятен и общий
принцип построения квадратурного модулятора (рис. 2.17).
YU
£¨
4*U
ª
TJOWU J
Z U
4U
£¨
42U
DPTWU J
Рис. 2.17
45
Биполярные сигналы x(t) и y(t) представляют собой N-уровневые подпоследовательности исходного потока данных и имеют
увеличенную длительность элементарного символа. Эти подпоследовательности умножаются в канальных перемножителях
(КП) на соответствующие несущие, сдвинутые друг относительно друга на 90°, т. е. находящиеся в квадратуре. С выходов КП
сигналы промодулированной несущей поступают на сумматор,
который формирует манипулированный сигнал требуемой размерности.
Таким образом, квадратурный модулятор имеет двухканальную структуру, в которой канал с несущей sinwt называется
синфазным (I-канал), а канал с несущей coswt – квадратурным
(Q-канал). Соответствующие канальные сигналы обозначаются
SI(t) и SQ(t) (см. рис. 2.17), а сам модулятор получил название
«I/Q-модулятора».
Способ цифровой квадратурной модуляции, предоставляющий возможность управлять несущим колебанием по амплитуде и фазе, позволяет легко конструировать многопозиционные
сигналы практически любой размерности. Поэтому данный способ является основой широкого класса устройств, реализующих
амплитудно-фазовую манипуляцию.
В общем виде получаемый манипулированный сигнал может
быть выражен следующей формулой:
S(t) = å {ak g(t)sin ωt + bk g(t)cos ωt},
k
где g(t) – форма единичного импульса последовательности; w –
частота несущей; ak и bk – уровни модулирующих импульсов
в каналах I и Q соответственно.
Для переноса M битов на символ требуется N = 2M состояний
модулирующего сигнала. Для формирования такого алфавита
необходимо, чтобы произведение количества уровней модулирующих подпоследовательностей x(t) и y(t) было больше или
равно N. Относительные значения уровней выбирают из ряда ±1,
±3, ±5, …, ±(2p–1), …
В системах связи и вещания применяются различные варианты одночастотных квадратурных модуляторов в зависимости от
требуемых скорости передачи информации и помехозащищенности. Далее рассмотрим лишь два из них, наиболее распространенных.
46
Квадратурная фазовая манипуляция
Самыми простыми являются 4-позиционные разновидности
квадратурной модуляции. К ним, прежде всего, относится квадратурная относительная фазовая манипуляция (QPSK – Quadrature
Phase Shift Keying). Структурная схема модулятора QPSK показана на рис. 2.18. Для создания ортогональных несущих sinwt и
coswt служат КГ и фазовращатель (ФВ) на 90°. Модулирующая
бинарная последовательность Uм подается на относительный кодер (ОК). После относительного кодирования двоичный сигнал
в демультиплексоре (ДМ) разделяется на две подпоследовательности: четные биты – в I-канал, нечетные – в Q-канал. Сигналы
этих подпоследовательностей, длительность символа в которых
2τ, в ПУ преобразуются в биполярные импульсы с уровнями ±1
(уровень «+1» для 1, уровень «–1» для 0) (рис. 2.19). На выходах
¨¬
*ùƹÄ
Š
YU
TJO WU
6Å
§£
¥
£œ
4214,U
­›
W
DPT WU
Š
¨¬ Z U
2ùƹÄ
Рис. 2.18
6Å
Y U
U
U
s
ZU
s
U
Рис. 2.19
47
канальных перемножителей формируются двухфазные (0,p) колебания несущей частоты, которые после суммирования образуют 4-позиционный сигнал SQPSK с манипуляцией фазы. Результирующее отображение сочетаний символов подпоследовательностей x(t) и y(t) в фазу выходного манипулированного сигнала
происходит по правилу кодирования (табл. 2.1).
Таблица 2.1
x
y
ϕ°
0
0
45
0
1
135
1
0
315
1
1
225
Таким образом, сигнал QPSK имеет 4 состояния (4 фазы) несущего колебания, каждое из которых является порождением двух
битов входного информационного потока, т. е. передает по линии
связи двухразрядное кодовое слово.
Квадратурная амплитудно-фазовая манипуляция
Чтобы передавать больше информационных битов в символе (состоянии) манипулированного сигнала, необходимо переходить к модулирующим сигналам с бóльшим числом уровней.
Если импульсные потоки x(t) и y(t) имеют более двух уровней,
то выходной сигнал I/Q-модулятора будет меняться не только по
фазе, но и по амплитуде.
Находит широкое применение 16-позиционная амплитуднофазовая манипуляция 16-QASK (Quadrature Amplitude Shift
Keying), называемую иногда 16-QAM (Quadrature Amplitude
Modulation). В этом виде модуляции формируется 16 состояний
(16 сочетаний амплитуд и фаз) выходного несущего колебания,
каждое из которых служит для передачи 4 бит информации. Для
этого требуется в каждом канале модулятора иметь 4-уровневые
импульсные сигналы I(t), Q(t), привязанные к уровням ±1 и ±3
(рис. 2.20). Информационная последовательность нулей и единиц с помощью ДМ разделяется на четыре низкоскоростных
потока, в которых длительность элементарного сигнала в 4 раза
больше исходной. Последовательность x1(t) образуют, например, 1-, 5-, 9-, 13-й и т. д. символы исходной последовательности;
x2(t) – 2-, 6-, 10-й, …; y1(t) – 3-, 7-, 11-й, …; y2(t) – 4-, 8-, 12-й, …
48
YU
Y U
Š Š
¯™¨
* ùƹÄ
*U
TJO W U
6Å
¥
£œ
W
­›
s2"4,
DPT W U
ZU
Z U
¯™¨
Š Š
2U
2ùƹÄ
Рис. 2.20
Цифроаналоговые преобразователи (ЦАП) в зависимости от
входных битов формируют импульсы одного из четырех уровней
(±1, ±3) по установленному правилу (табл. 2.2). Четырехуровневые последовательности I(t) и Q(t) модулируют соответствующие ортогональные несущие по фазе и амплитуде в КП. Затем
эти колебания объединяются в сумматоре, окончательно образуя
сигнал 16-QASK c шестнадцатью различными состояниями фаз
и амплитуд несущего колебания.
Таблица 2.2
Уровни сигналов
в каналах
Входы ЦАП
x1
x2
y1
y2
I
Q
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
1
1
1
1
3
3
3
3
–1
–1
–1
–1
–3
–3
–3
–3
1
3
–1
–3
1
3
–1
–3
1
3
–1
–3
1
3
–1
–3
49
На практике известны случаи применения квадратурной манипуляции 64-QASK и даже 256-QASK. Увеличение числа позиций, т. е. увеличение разрядности передаваемых слов, позволяет
увеличить скорость передачи информации. Однако надо иметь
в виду, что этот выигрыш достигается при одновременном снижении помехоустойчивости системы связи и возрастании энергетических затрат.
2.2.3. Многочастотная манипуляция
На качество работы наземных систем связи и вещания оказывают негативное влияние ряд явлений, связанных с распространением радиоволн, а именно:
– многолучевое распространение радиоволн, особенно в городских условиях;
– селективные замирания;
– влияние осадков и погоды;
– воздействие всевозможных помех и т. д.
Эффективный метод борьбы с этими факторами – переход
от схемы модуляции с последовательной передачей данных на
одной несущей частоте в канале связи к схеме модуляции с параллельной передачей данных на многих несущих тоже в одном
канале связи.
Многочастотная манипуляция – это своего рода многопозиционная частотная манипуляция. Она представляет собой большое
число сдвигов несущей, т. е. множество близко расположенных
высокочастотных колебаний.
Способы получения
Многочастотная манипуляция может быть получена с использованием:
– коммутируемого синтезатора сетки частот;
– генератора, управляемого напряжением, или ЛЧМ-генератора.
Структурная схема модулятора, поясняющая первый способ,
показана на рис. 2.21. Синтезатор сетки частот генерирует N
высокостабильных колебаний с частотами f1, …, fN, которые подаются на N входов коммутатора (мультиплексора). Коммутатор
управляется n-разрядным кодом с регистра сдвига, на вход которого поступает модулирующая последовательность бинарных
сигналов. Разрядность регистра n определяет число состояний
выходного сигнала (число манипулируемых частот) – N = 2n.
50
G
ªÁÆ˾À¹ËÇÉ
ʾËÃÁйÊËÇË
GJ
£ÇÅÅÌ˹ËÇÉ
G/
©¾¼ÁÊËÉ
ʽ»Á¼¹
6Å
«¹ÃËǻԾ
ÁÅÈÌÄÕÊÔ
Рис. 2.21
Второй способ поясняет схема, показанная на рис. 2.22. Генератор, управляемый напряжением (ГУН), генерирует гармоническое ВЧ-колебание, частота которого определяется напряжением на его входе. Это управляющее напряжение является
многоуровневым, а формируется оно в ЦАП из кода регистра
сдвига. Назначение и работа регистра аналогичны рассмотренным в предыдущем способе – регистр задает длину передаваемого двоичного слова (кода). Достоинством второго способа является возможность формирования частотно-манипулированных
сигналов с непрерывной фазой, что снижает уровень внеполосных излучений.
В простейшем случае двоичной MSK (см. п. 2.1.3) требуемый
сигнал может быть получен при помощи квадратурной схемы
модуляции. Здесь частота принимает только два значения – f1 и
f2. Пусть f1 > f2. Среднее значение частоты f0 = (f1 + f2 ) / 2, а отклонение частоты ∆f = f1 - f0 = f0 - f2. Тогда
f1 = f0 + ∆f и f2 = f0 - ∆f.
Частотно-манипулированный сигнал на выходе модулятора
может быть записан следующим образом:
S(t) = A cos[2π(f0 ± ∆f )t ],
где A – амплитуда несущего колебания.
¯™¨
6Å
©¾¼ÁÊËÉ
ʽ»Á¼¹
œ¬¦
GJ
J /
«¹ÃËǻԾ
ÁÅÈÌÄÕÊÔ
Рис. 2.22
51
æ Pt ö
cos ççç± ÷÷÷
è 2T ø
­­
Š
¨¬
6Å
cos(2Pf0t)
¥
£œ
W
­›
4 .4,U
sin(2Pf0t)
¨¬
Š
*ùƹÄ
­­
¶ æ Pt ö
cos ççç± ÷÷÷
è 2T ø
2ùƹÄ
æ Pt ö
sin ççç± ÷÷÷
è 2T ø
Рис. 2.23
Применяя формулы разложения косинуса суммы и разности
двух углов, получим
S(t) = A cos(±2π∆ft)cos(2πf0t) - A sin(±2π∆ft)sin(2πf0t).
Для MSK Δf=0,25/τ, тогда
SMSK (t) = A cos(±πt / 2τ)cos(2πf0t) - A sin(±πt / 2τ)sin(2πf0t).
Это выражение – квадратурное представление MSK-сигнала.
Следовательно, двоичную частотную манипуляцию можно получить с помощью I/Q-модулятора (рис. 2.23). Формирующие
фильтры (ФФ) из биполярных импульсов формируют косинусоидальные импульсы. Элемент задержки (ЭЗ) в канале Q осуществляет задержку сигналов на время τ, чтобы в соответствии с тригонометрической формулой приведения из косинуса получить
синус:
é æ πt π öù
é π(t - τ) ù
æ πt ö
ú = cos ê±çç - ÷÷÷ú = sinçç± ÷÷÷.
cos ê±
ç
ê
ú
êë
ú
è
ø
èç 2τ ø
2τ û
ë 2τ 2 û
Все остальные действия с сигналами выполняются так же,
как и в любом квадратурном модуляторе (см. п. 2.2.2).
Манипуляция OFDM
Ортогональное частотное разделение мультиплекса (OFDM –
Orthogonal Frequency Division Multiplex) как и другие виды многочастотной манипуляции, относится к широкому классу способов параллельной передачи данных. Мультиплекс – цифровой по52
GJ
GJ Рис. 2.24
ток, передаваемый по одному физическому каналу связи. В полосе канала связи размещается несколько тысяч несущих, каждая
из которых модулируется низкоскоростным потоком данных, являющимся частью общего цифрового потока. В качестве методов
манипуляции несущих могут использоваться QPSK и QASK.
С целью обеспечения взаимной независимости частотное распределение несущих в полосе радиоканала производится по правилу их ортогональности. По этому правилу допускается перекрытие скатов смежных спектров модулированных несущих,
но при условии, что на центральной частоте каждой из несущих
спектральные составляющие всех остальных несущих отсутствуют (равны нулю). На рис. 2.24 показаны два соседних спектра с
центральными частотами fi и fi+1. Боковые лепестки перекрываются у обоих спектров, но на центральных частотах проходят
через нуль.
Немодулированная несущая выражается формулой:
Si (t) = A cos(2πfi t),
где fi = f0 + i / τ, i = {0, 1, ..., N -1}; τ – длительность элементарного сигнала битовой последовательности; f0 – частота низшей
несущей.
Тогда модулированный сигнал, полученный квадратурным
способом по каждой из несущих, может быть записан следующим образом:
SOFDM (t) =
1
N
N-1
å {ai cos[2π(f0 + i / τ)t]+ bi sin[2π(f0 + i / τ)t]},
i=0
где N – число несущих; ai и bi – уровни модулирующих последовательностей импульсов соответственно в синфазном и квадратурном каналах для i-й несущей.
53
G/s
G
Рис. 2.25
К основным достоинствам манипуляции OFDM можно отнести:
1) групповой спектр OFDM-сигнала при большом числе несущих близок к прямоугольному (рис. 2.25), обеспечивая эффективное использование выделенной полосы радиоканала;
2) исключение межсимвольной интерференции на приемной
стороне при многолучевом распространении радиоволн, так как
длительность символа в каждом частотном канале много больше
типичной задержки сигналов при различных путях их прохождения;
3) подавление незначительного числа несущих не приводит
к потере информации, так как исходный сигнал, как правило,
подвергается помехоустойчивому кодированию, обнаруживающему и исправляющему ошибки.
Реализация рассмотренной манипуляции возможна в основной полосе частот методом прямого синтеза спектра OFDM. Синтез спектра осуществляется на сигнальном процессоре, выполняющем обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ).
Манипуляция DMT
Многочастотная манипуляция (DMT – Discrete Multi Tone)
по принципу построения во многом аналогична OFDM. Основное
различие заключается в том, что в ней производится управление
не только параметрами каждой несущей, но и видами модуляции на несущих.
Установка того или иного вида модуляции определяется процедурой распределения по частотным каналам. Она выполняется в два этапа.
На первом этапе перед началом передачи данных производят
анализ качества линии связи в частотном диапазоне каждой не54
сущей с помощью тестовых сигналов. На втором этапе в зависимости от уровня помех для каждого канала подбирают наиболее
подходящую схему модуляции. На «чистых» частотных участках используют высокоскоростные виды манипуляции (например, 64-QASK), а на зашумленных – более помехоустойчивые
и простые (например, 4-позиционную QPSK). Так как скорость
передачи данных в каналах разная, то исходная информация
распределяется между ними пропорционально их пропускной
способности.
Таким образом, DMT не является новым видом модуляции, а
представляет собой многочастотную систему передачи данных
с адаптивным выбором известных способов манипуляции в частотных каналах. Благодаря такому подходу достигается высокая скорость и надежность передачи информации, но при этом
система становится сложной и громоздкой. Поэтому в DMT число частотных каналов на порядок меньше, чем в OFDM.
55
Заключение
Мощное развитие цифровых систем связи и вещания является вполне закономерным. Внедрение цифровых технологий
позволило устранить многие недостатки аналоговых систем и
улучшить качество связи. Передача данных в цифровом виде,
применение новейших способов цифровой модуляции приводят
к значительному увеличению объема передаваемой информации, помехоустойчивости систем передачи и эффективности использования частотного спектра.
Однако не следует оставлять без внимания аналоговые методы
обработки сигналов, аналоговую модуляцию. Во-первых, аналоговые системы передачи и модуляторы до сих пор имеют широкое
применение. Во-вторых, в различных электронных устройствах
при преобразовании сигналов может проявиться паразитная модуляция того или иного вида, для устранения которой необходимо знание присущих ей свойств и особенностей.
В учебном пособии приведены и разобраны в основном базовые схемы аналоговой и цифровой модуляций. На настоящий
момент существует большое количество их разновидностей и модификаций. Кроме того, постоянно ведется поиск новых типов
модуляции (в основном цифровой) и усовершенствование старых. Причем поиск направлен преимущественно на разработку
не универсальных видов модуляции, а наилучшим образом приспособленных к условиям передачи и согласованных с конкретными параметрами линии связи. В Приложении приведен список большинства используемых сегодня видов модуляции с принятым их обозначением.
56
Библиографический список
1. Железняк В. К., Дворников С. В. Основы теории модулированных колебаний: Учеб. пособие для вузов / ГУАП. СПб., 2006.
2. Шахгильдян В. В. и др. Радиопередающие устройства:
Учебник для вузов. М.: Радио и связь, 1996.
3. Петров Б. Е., Романюк В. А. Радиопередающие устройства
на полупроводниковых приборах: Учеб. пособие для вузов. М.:
Высш. шк., 1989.
4. Гаранин М. В. и др. Системы и сети передачи информации:
Учеб. пособие для вузов. М.: Радио и связь, 2001.
5. Иванов В. И. и др. Цифровые и аналоговые системы передачи: Учебник для вузов. М.: Горячая линия-Телеком, 2003.
6. Катанов В. И., Битюгов В. К. Основы радиоэлектроники
и связи: Учеб. пособие для вузов. М.: Горячая линия-Телеком,
2006.
6. Лагутенко О. И. Современные модемы. М.: Эко-Тренз,
2002.
8. Феер К. Беспроводная цифровая связь. М.: Радио и связь,
2000.
9. Прокис Дж. Цифровая связь. М.: Радио и связь, 2000.
57
Приложение
Обозначения видов модуляции радиосигнала
Обозначение
Вид модуляции
AM
Amplitude modulation – амплитудная модуляция
Amplitude frequency modulation – амплитудно-частотная модуAFM
ляция
APM
Amplitude phase modulation – амплитудно-фазовая модуляция
Amplitude phase shift keying – амплитудно-фазовая манипуляAPSK
ция
Binary code frequency shift keying – частотная манипуляция
BCFSK
двоичным кодом
BDPSK
Binary differential phase shift keying – двоичная дифференциальная фазовая манипуляция
BFSK
BPSK
Binary frequency shift keying – двоичная частотная манипуляция
Binary phase shift keying – двоичная фазовая манипуляция
Carrierless amplitude phase modulation – амплитудно-фазовая
модуляция с подавлением несущей
Coherent amplitude shift keying – когерентая амплитудная манипуляция
Coherent frequency shift keying – когерентная частотная манипуляция
Coded orthogonal frequency division multiplex – кодированная
ортогональная многочастотная манипуляция
Continuous phase modulation – фазовая модуляция с непрерывной
фазой
Coherent phase shift keying – когерентная фазовая манипуляция
Coherent quadrature shift keying – когерентная квадратурная
фазовая манипуляция
Differential encoded phase shift keying – дифференциальнокодированная фазовая манипуляция
Double frequency shift keying – двойная частотная манипуляция
Discrete multi tone – многотоновая манипуляция
Differential phase modulation – дифференциальная фазовая
модуляция
Differential phase shift keying – дифференциальная фазовая
манипуляция
Differential quadrature phase shift keying – дифференциальная
квадратурная фазовая манипуляция
Double sideband suppressed carrier – двухполосная амплитудная
модуляция с подавленной несущей
Frequency shift keying – частотная манипуляция
Filtred frequency shift keying – фильтруемая частотная манипуляция
Frequency modulation – частотная модуляция
Frequency modulation feedback – частотная модуляция с обратной
связью
Filtered quadrature phase shift keying – фильтрованная квадратурная фазовая манипуляция
CAP
CASK
CFSK
COFDM
CPM
CPSK
CQPSK
DEPSK
DFSK
DMT
DPM
DPSK
DQPSK
DSBSC
FSK
FFSK
FM
FMFB
FQPSK
58
Окончание прил.
Обозначение
GMSK
ISSB
MFKP
MFSK
MPSK
MSK
NBFM
NCASK
NCFSK
OFDM
OQPSK
PFSK
PDM
PM
PSK
QAM
QASK
QPSK
p/4-QPSK
SQFM
SSB
SSBSC
SSM
SSPSK
TCM
TFM
VSB
WBFM
Вид модуляции
Gaussian minimum shift keying – гауссовская частотная манипуляция с минимальным частотным сдвигом
Independend single sideband – амплитудная модуляция с двумя
независимыми боковыми полосами
Multi-frequency key pulsing – многочастотная манипуляция
Multiple frequency shift keying – многопозиционная частотная
манипуляция
Multiple phase shift keying – многопозиционная фазовая манипуляция
Minimum shift keying – частотная манипуляция с минимальным
частотным сдвигом
Narrow-band frequency modulation – узкополосная частотная
модуляция
Nocoherent amplitude shift keying – некогерентая амплитудная
манипуляция
Nocoherent frequency shift keying – некогерентная частотная
манипуляция
Orthogonal frequency division multiplex – ортогональная многочастотная манипуляция
Offset quadrature phase shift keying – офсетная (со сдвигом)
квадратурно-фазовая манипуляция
Phase frequency shift keying – фазочастотная манипуляция
Phase difference modulation – фазоразностная модуляция
Phase modulation – фазовая модуляция
Phase shift keying – фазовая манипуляция
Quadrature amplitude modulation – квадратурная амплитудная
модуляция
Quadrature amplitude shift keying – квадратурная амплитуднофазовая манипуляция
Quadrature phase shift keying – квадратурная фазовая манипуляция
Quadrature phase shift keying – квадратурная фазовая манипуляция со фазовым сдвигом p/4
Symmetric quadratic frequency modulation – симметричная квадратичная частотная модуляция
Single sideband – однополосная модуляция
Single sideband suppressed carrier – однополосная модуляция с
подавленной несущей
Spread spectrum modulation – модуляция с расширенным спектром
Spread spectrum phase shift keying – фазовая манипуляция с расширенным спектром
Trellis coded modulation – треллис-модуляция
Tamed frequncy modulation – управляемая частотная модуляция
Vestigal sideband – амплитудная модуляция с частично подавленной одной из боковых полос
Wideband frequency modulation – широкополосная частотная
модуляция
59
Содержание
Введение........................................................................
1. Аналоговая модуляция.................................................
1.1. Амплитудная модуляция.......................................
1.1.1. Анализ амплитудно-модулированных сигналов...
1.1.2. Способы осуществления АМ..............................
1.1.3. Модуляционные характеристики.......................
1.1.4. Энергетические режимы модулятора..................
1.2. Однополосная модуляция......................................
1.2.2. Получение ОМ-сигнала.....................................
1.3. Угловая модуляция...............................................
1.3.1. Частотная модуляция.......................................
1.3.2. Фазовая модуляция.........................................
1.3.3. Анализ сигналов угловой модуляции..................
1.3.4. Методы осуществления угловой модуляции.........
1.3.5. Модуляционные характеристики.......................
2. Цифровая модуляция...................................................
2.1. Двоичная модуляция.............................................
2.1.1. Амплитудная манипуляция..............................
2.1.2. Частотная манипуляция...................................
2.1.3. Частотная манипуляция с минимальным
частотным сдвигом...................................................
2.1.4. Фазовая манипуляция......................................
2.2. Многопозиционная цифровая модуляция.................
2.2.1. Принципы формирования модуляции.................
2.2.2. Одночастотная манипуляция.............................
2.2.3. Многочастотная манипуляция...........................
Заключение...................................................................
Библиографический список..............................................
Приложение. Обозначения видов модуляции
радиосигнала.................................................................
60
3
4
5
5
7
9
11
13
13
18
18
19
20
22
30
32
32
32
34
37
38
44
44
45
50
56
57
58
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
1
Размер файла
3 406 Кб
Теги
fila
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа