close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Yakyshenko

код для вставкиСкачать
МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
Федеральное государственное автономное образовательное учреждение
высшего образования
САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
АЭРОКОСМИЧЕСКОГО ПРИБОРОСТРОЕНИЯ
С.А. Якушенко
ТЕХНИЧЕСКИЕ СРЕДСТВА ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ
СИГНАЛОВ В ИНФОКОММУНИКАЦИОННЫХ
СИСТЕМАХ И СЕТЯХ
Курс лекций
Санкт-Петербург
2018
УДК 621.396
Якушенко С. А. Технические средства формирования и обработки сигналов
в инфокоммуникационных системах и сетях: курс лекций / С.А.Якушенко. –
СПб.: ГУАП, 2018. – 172 с.
В учебном пособии излагаются теоретические основы формирования и обработки
сигналов в устройствах беспроводных системы передачи информации. Рассмотрены общие принципы построения систем передачи и аппаратуры каналообразования. Приводятся
способы формирования и обработки многоканальных сигналов на основе их ортогональности в частотной, временной и структурной областях, а также основные характеристики
и параметры оценки качества обработки сигналов.
Учебное пособие является функционально законченным учебным материалом и
предназначено для изучения одноименной дисциплины «Технические средства формирования и обработки сигналов в инфокоммуникационных системах» магистрами по направлению «Инфокоммуникационные технологии и системы связи», а также для специалистов
в области каналообразования.
© Якушенко С. А., 2018
© ГУАП, 2018
2
Содержание
№
Название лекций и вопросов
Лекция 1.Общие сведения о инфокоммуникационных системах
стр
6
1.1. Основные понятия и определения
6
1.2. Состав и назначение элементов телекоммуникационных систем
8
1.3. Системы передачи информации
10
1.4. Классификация телекоммуникационных систем связи
13
1.5. Классификация каналов связи
19
Лекция 2. Принципы построения систем передачи информации
25
2.1. Общие сведения о системах передачи информации
25
2.2. Принцип функционирования систем передачи
26
2.3. Состав и назначение элементов системы передачи
28
Лекция 3. Беспроводные многоканальное системы передачи информации в инфокоммуникационных системах
3.1. Системы многоканальной связи и технологии их построения
35
35
3.2. Классификация систем передачи многоканальной радиосвязи
36
3.3. Принцип радиорелейной связи прямой видимости
40
3.4. Принцип радиорелейной загоризонтной связи
41
3.5. Принцип спутниковой связи
43
Лекция 4. Распространение радиоволн. Энергетические показатели
радиолинии
4.1. Свободное распространение радиоволн
51
51
4.2. Способы распространения радиоволн
52
4.3. Энергетические показатели радиолинии
55
4.4. Энергетические характеристики систем передачи информации
58
4.5. Оценки пригодности линий связи
63
Лекция 5. Технические средства формирование и обработки сигналов в системах передачи с частотным разделением каналов и частотной модуляцией
5.1. Теоретические основы формирования многоканальных сигналов
3
66
66
5.2. Формирования и обработка сигналов с частотным разделением каналов и частотной модуляцией
5.3. Беспроводная система передачи с частотным разделением каналов
и частотной модуляцией
5.4. Ступени формирования многоканального сигнала с частотным
разделением и его характеристики
5.5. Ступени формирования радиосигнала с частотной модуляцией и
его характеристики
5.6. Особенности определения помехоустойчивости радиолиний с
ЧРК-ЧМ. Методы повышения помехоустойчивости
5.7. Коррекция частотных характеристик каналов в системах передачи
с частотным разделением каналов и частотной модуляцией
Лекция 6. Технические средства формирование и обработки сигналов в системах передачи с временным разделением каналов и частотной модуляцией
6.1. Теоретические основы построения систем передачи с временным
разделением каналов
6.2. Технические средства формирования и обработки сигналов с временным разделением каналов и частотной модуляцией
6.3. Технические средства формирования и обработки многоканального сигнала с фазоимпульсной модуляцией и временным разделением каналов
6.4. Параметры низкочастотных и радиосигналов
70
73
79
84
91
95
98
98
101
108
112
6.5. Помехоустойчивость сигналов с временным разделением и спосо- 115
бы её повышения
6.6. Механизмы возникновения и проявления нелинейных шумов.
Накопление шумов в радиорелейных линиях большой протяжённости
117
Лекция 7. Технические средства формирование и обработка сигналов в цифровых системах передачи
7.1. Преобразование аналогового сигнала в цифровой методом импульсно-кодовой модуляции и оценка его помехоустойчивости
7.2. Преобразование аналогового сигнала в цифровой методом дельтамодуляции и оценка его помехоустойчивости
7.3. Преобразование аналогового сигнала в цифровой методом вокодерной модуляции и оценка его помехоустойчивости
4
121
121
124
127
Лекция 8.Формирование групповых сигналов. Мультиплексоры и
демультиплексоры
8.1. Способы мультиплексирования и демультиплексирования сигналов
8.2. Классификация мультиплексоров с временным разделением сигналов
8.3. Мультиплексор плезиохронных потоков технологии SDH
134
135
141
144
8.3. Мультиплексор плезиохронных потоков технологии PDH
146
8.4. Система синхронизации мультиплексированных потоков
152
8.5. Особенности построения универсальных мультиплексоров
155
Лекция 9. Технические средства формирование и обработки сигналов с кодовым разделением сигналов
159
9.1. Математическая модель кодового разделения сигналов
159
9.2. Мультиплексоры линейного алгебраического суммирования ка163
нальных сигналов
9.3. Мультиплексор нелинейного мажоритарного суммирования ка- 166
нальных сигналов
Перечень литературы
172
5
Вводная лекция. Инфокоммуникационные системы и сети
1.1. Основные понятия и определения
Задачи курса – изучить технические средства формирования и обработки сигналов и информации в инфокоммуникационных системах и сетях. Рассмотрим основные понятия и определения.
Телекоммуникационные технологии решают задачу передачи информации (ПИ) от различных источников на произвольные расстояния. Понятие
«коммуникация» произошло от лат. слова communicatio - сообщение, передача, связь. Коммуникация — процесс, путь и средства передачи объекта,
информации с одного места на другое.
Термин «телекоммуникации» тоже не новый (от лат. tele - «вдаль»,
«далеко»), означавший некоторое время назад просто обмен информацией на
расстоянии. В н.в. определение выглядит по-другому.
Телекоммуникация - дальняя, дистанционная связь и дистанционная
передача всех форм информации, включая данные, голос, видео и т.п., между
компьютерами по линиям связи различных видов.
Телекоммуникация - связь на расстоянии. Технические средства коммуникации (или телекоммуникации): телеграф, телекс, телефон, факсимильный
аппарат, телетайп, радиоприемник и передатчик.
Эти понятия иллюстрируются на рисунке 1.1.
Связь – обмен или пересылка информации с помощью средств, функционирующих в соответствии с согласованными правилами (протоколами).
МСЭ: «Электросвязь» - это передача, получение и прием знаков, сигналов, текста, изображений и звуков или сообщений любого вида по проводным, радио и оптическим каналам.
6
Рисунок 1.1 – Общее определение «коммуникаций»
Телекоммуникационная система (ТКС) – это совокупность аппаратно
и программно совместимого оборудования, соединенного в единую систему с
целью передачи данных (ПД) из одного места в другое.
Телекоммуникационные сети представляют собой совокупность пунктов, узлов и линий (каналов, трактов) их соединяющих.
Сеть (связи) транспортная – сеть связи, обеспечивающая перенос
(транспортирование) и распределение разнородного трафика между сетями
доступа, в которые включены вызывающий и вызываемый пользователи (по
ГОСТ РВ 5819-103.
Сигнал – некоторый физический процесс, однозначно отображающий
информацию и пригодный для передачи её на расстояние.
Информация — совокупность сведений об окружающем мире, которую
получает человек посредством средств общения. ТКС способна прд текстовую, графическую, голосовую или видеоинформацию.
Сообщение- форма представления информации, удобная для передачи
на расстояние.
7
Телекоммуникационное программное обеспечение (telecommunications software) – это специальное программное обеспечение, использующееся
для управления и поддержки работы телекоммуникационной сети.
Основные функции программного обеспечения ТКС – управление сетью, контроль доступа к данным, контроль передачи данных, обнаружение и
коррекция ошибок передачи, а также защита данных.
ТКС являются телефонные сети, радио- и мобильная связь, компьютерные сети, кабельное телевидение и ряд других систем.
1.2. Состав и назначение элементов телекоммуникационных систем
Компоненты ТКС
Ниже перечислены основные компоненты цифровой ТКС:
1. Серверы, хранящие и обрабатывающие информацию.
2. Рабочие станции и пользовательские ПК, служащие для ввода запросов к БД, получения и обработки результатов запросов и выполнения других
задач конечных пользователей информационных систем.
3. Коммуникационные каналы – линии связи, по которым данные передаются между отправителем и получателем информации. Каналы используют различные типы среды передачи данных: телефонные линии, ВО кабель, коаксиальный кабель, беспроводные и другие каналы связи.
4. Активное оборудование – модемы, сетевые адаптеры, концентраторы, коммутаторы, маршрутизаторы и прочее. Эти устройства необходимы
для передачи и приема данных.
5. Сетевое программное обеспечение, управляющее процессом передачи и приема данных и контролирующее работу отдельных частей коммуникационной системы.
Сетевое оборудование
Сеть связи – совокупность технических средств, обеспечивающих передачу и распределение сообщений.
8
Поток данных, передаваемых через канал связи, называется сетевым
трафиком (network traffic).
К сетевому оборудованию относятся устройства, обеспечивающие передачу и прием сетевого трафика, а также связь одних ТКС с другими. Основные устройства, входящие в данную группу – это модемы, сетевые адаптеры, концентраторы, репитеры, мосты, маршрутизаторы и шлюзы.
С модемами вы уже знакомы, поэтому кратко рассмотрим назначение
остальных устройств.
Сетевой адаптер – это устройство, с помощью которого компьютер,работающий в сети, может передавать и получать данные. Существует несколько видов сетевых адаптеров, самыми распространенными из которых являются сетевые карты (network cards).
Репитеры (repeaters) – специальные повторители, усиливающие сигнал
и восстанавливающие его форму.
Часто бывает необходимо соединить между собой две или несколько сетей. Для этих целей применяют мосты, маршрутизаторы и шлюзы.
Мост (bridge) – это устройство, соединяющее две или несколько сетей
одного типа. По своему действию мосты похожи на репитеры, но в отличие
от последних, могу фильтровать данные, то есть передавать в другие сегменты или сети только часть трафика, что снижает нагрузку каналов связи.
Маршрутизаторы (routers) служат для организации связи между сетями передачи данных по оптимальным маршрутам. Чаще всего маршрутизатор – это специализированный компьютер, который имеет собственный процессор для расчета путей передачи данных, а также память для хранения базы данных маршрутов и характеристик каналов связи. По сравнению с мостом маршрутизатор обеспечивает больший контроль над путями и большую
защиту передаваемых данных, однако установить, настроить и эксплуатировать его гораздо сложнее.
Шлюз (gateway) – это устройство, выполняющее преобразование передаваемых данных из одного формата в другой. Шлюз может быть программ9
ным (например, шлюз электронной почты) или аппаратным, например, для
связи сети на основе витой пары с сетью на базе волоконной оптики.
Протоколы
Телекоммуникационная сеть содержит аппаратные и программные компоненты, которым необходимо работать совместно, чтобы передать информацию. Различные компоненты сети "общаются" друг с другом, придерживаясь ряда правил, что и позволяет им работать всем вместе. Такой набор правил, регулирующий процесс передачи информации между двумя точками сети, называется протоколом (protocol). Каждое устройство в сети должно
правильно "понимать" протокол другого устройства.
Главные функции сетевых протоколов следующие: идентифицировать
каждое устройство, участвующее в передаче информации, проверить, не
нуждаются ли данные в повторной передаче, выполнить повторную передачу, если произошла ошибка.
Несмотря на то, что коммерческие, правительственные и компьютерные
учреждения осознают необходимость введения общих (универсальных) стандартов для передачи информации.
1.3. Системы передачи информации
Телекоммуникационная система передаёт информацию из одного пункта
и получает ее в другом (рисунок 1.2) посредством системы передачи информации (СПИ). Прежде чем передавать информацию необходимо:
- установить соединение между передающей (sender) и принимающей
(receiver) сторонами;
- рассчитать оптимальный маршрут передачи данных;
- выполнить первичную обработку передачи информации и преобразовать скорость передачи информации в скорость передачи данных удобной
для линий связи;
- управлять потоком передаваемой информации (трафиком).
10
Рисунок 1.2 - Структурная схема простейшей системы
передачи информации
Основными элементами такой системы являются:
- источник сообщения (ИС);
- кодирующее устройство (КУ) формирует из сообщения «А» сигнал;
- передатчик-модулятор (ПМ), содержащий преобразователь частоты
(ПрЧ) вверх и усилитель мощности (УМ), предназначенный для преобразования сигнала в вид, удобный для передачи по линии связи;
- линия связи (ЛС) – физическая среда, по которой передаются сигналы;
- приемник-демодулятор (ПД), предназначенный для приема слабых по
мощности сигналов и преобразования их в первоначальный вид, в нем есть
малошумящий усилитель (МШУ), ПрЧ вниз, демодулятор (ДМ) и декодирующее устройство (ДУ), которое формирует из полученного сигнала первоначальное сообщение;
- формирователь реализации сигнала (ФРС) необходим для формирования сигнала управления в зависимости от принятого сигнала;
- исполнительное устройство (ИУ) или получатель сообщения.
Системы передачи информации бывают одноканальные и многоканальные (рисунок1.3).
В многоканальной системе реализация сообщений каждого источника
а1(t), а2 (t),...,аN(t) с помощью индивидуальных передатчиков (модуляторов)
М1, М2, ..., МN преобразуются в соответствующие канальные сигналы s 1(t),
s2(t),...,sN(t). Совокупность канальных сигналов на выходе суммирующего
устройства S образует групповой сигнал s(t). Наконец, в групповом передат11
чике М сигнал s(t) преобразуется в линейный сигнал s Л(t), который и поступает в линию связи (ЛС).
Рисунок 1.3 – Многоканальная система связи
Допустим, что линия пропускает сигнал практически без искажений и не
вносит шумов. Тогда на приемном конце линии связи линейный сигнал s Л(t) с
помощью группового приемника П может быть вновь преобразован в групповой сигнал s(t). Канальными или индивидуальными приемниками
П1, П2, ..., ПN из группового сигнала s(t) выделяются соответствующие канальные сигналы s1(t), s2(t), ...,sN(t) и затем преобразуются в предназначенные
получателям сообщения а1(t), a2(t), ..., aN(t).
Канальные передатчики вместе с суммирующим устройством образуют
аппаратуру объединения. Групповой передатчик М, линия связи ЛС и групповой приемник П составляют групповой канал связи (тракт передачи), который вместе с аппаратурой объединения и индивидуальными приемниками
составляет систему многоканальной связи.
Индивидуальные приемники системы многоканальной связи ПK наряду
с выполнением обычной операции преобразования сигналов sK(t) в соответствующие сообщения аK(t) должны обеспечить выделение сигналов sK(t) из
группового сигнала s(t). Иначе говоря, в составе технических устройств на
12
передающей стороне многоканальной системы должна быть предусмотрена
аппаратура объединения, а на приемной стороне - аппаратура разделения.
В общем случае ГС может формироваться не только простейшим суммированием канальных сигналов, но также и определенной логической обработкой, в результате которой каждый элемент группового сигнала несет информацию о сообщениях источников. Это так называемые системы с комбинационным разделением.
Чтобы разделяющие устройства были в состоянии различать сигналы
отдельных каналов, должны существовать определенные признаки, присущие только данному сигналу. Такими признаками в общем случае могут быть
параметры переносчика, например амплитуда, частота или фаза в случае непрерывной модуляции гармонического переносчика. При дискретных видах
модуляции различающим признаком может служить и форма сигналов. Соответственно различаются и способы разделения сигналов: частотный, временной, фазовый и др.
1.4. Классификация телекоммуникационных систем связи
Классификация телекоммуникационных систем связи
1. По физической форме сигнала: акустические; электрические; оптические системы связи.
2. По технической реализации: телеграфные; телефонные; радиотехнические; телевизионные; спутниковые; волоконно-оптические; компьютерные;
факсимильные.
3. По направленности потока информации: односторонние; двусторонние; разветвлённая сеть.
4. По виду используемой линии связи: проводные; кабельные; радиоволновые; оптические.
5. По способу обработки информации: аналоговые; цифровые.
13
6. В зависимости от среды ПД на: спутниковые; воздушные; наземные;
подводные; подземные.
7. В зависимости подвижности абонентов: стационарную (фиксированную); подвижную связь (мобильную, связь с подвижными объектами (ПО)).
8. По типу передаваемого сигнала: аналоговую; цифровую связь, импульсную.
Классификация телекоммуникационных систем связи может быть и
иной. Пример другой классификации приведен на рисунке 1.4.
Рисунок 1.4 – Один из видов классификации систем электросвязи
Аналоговая связь – это передача непрерывного сигнала (например,
звука или речи).
Цифровая связь – это передача информации в дискретной форме (цифровом виде). Цифровой сигнал по своей физической природе является «аналоговым» (импульсный и дискретный), но он наделяется свойствами числа, в
результате чего для его обработки осуществляется численных методов.
Дискретные сообщения могут передаваться аналоговыми каналами и
наоборот. В настоящее время цифровая связь вытесняет аналоговую (проис14
ходит оцифровка), поскольку аналоговые сигналы могут быть преобразованы
в дискретные и после приема восстановлены без существенных потерь.
Условия, обеспечивающие возможность такого преобразования, задаются
теоремой Котельникова.
9. По диапазону используемых частот:
– километровые (ДВ) 1-10 км, 30-300 кГц;
– гектометровые (СВ) 100-1000 м, 300-3000 кГц;
– декаметровые (КВ) 10-100 м, 3-30 МГц;
– метровые (МВ) 1-10 м, 30-300 МГц;
– дециметровые (ДМВ) 10-100 см, 300-3000 МГц;
– сантиметровые (СМВ) 1-10 см, 3-30 ГГц;
– миллиметровые (ММВ) 1-10 мм, 30-300 ГГц;
– децимилимитровые (ДММВ) 0,1-1 мм, 300-3000 ГГц.
10. По направленности линий связи:
– направленные (с использованием различных проводников: коаксиальные, витые пары на основе медных проводников, волоконнооптические);
– ненаправленные (радиолинии) - прямой видимости; тропосферные;
ионосферные; космические; радиорелейные (ретрансляция на дециметровых
и более коротких радиоволнах).
11. По виду передаваемых сообщений: телеграфные (рисунок 1.5); телефонные; передачи данных; факсимильные (этот сигнал формируется методом
построчной развертки).
12. По виду модуляции (манипуляции):
– аналоговые системы связи: с амплитудной модуляцией (АМ) (рисунок
1.6); с однополосной модуляции (ОМ); с частотной модуляцией (ЧМ).
– цифровые системы связи (рисунок 1.7): с амплитудной манипуляцией
(АМ); с частотной манипуляцией (ЧМ); с фазовой манипуляцией (ФМ); с
относительной фазовой манипуляцией (ОФТ); с тональной манипуляцией
(единичные элементы вначале манипулируют поднесущим тоном, после чего
осуществляется манипуляция на ВЧ).
15
Рисунок 1.5. Двоичный телеграфный сигнал с частотной манипуляцией
Рисунок 1.6. Форма и спектр телефонного сигнала и сигнала с АМ
Рисунок 1.7 – Цифровой (кодированный) сигнал
16
13. По значению базы радиосигнала: широкополосные (у которого база
сигнала B  1); узкополосные (B  1).
14. По количеству одновременно передаваемых сообщений: одноканальные; многоканальные (с частотным, временным и кодовым разделением
каналов).
15. По направлению обмена сообщений: двусторонние (рисунок 1.8);
односторонние (рисунок 1.9).
Рисунок 1.8 - Двусторонний доступ в Интернет
Рисунок 1.9. Односторонняя передача информация.
17
16. По порядку обмена сообщения
- симплексная связь - двусторонняя радиосвязь, при которой передача и
прием каждой радиостанции осуществляется поочередно;
- дуплексная связь - передача и прием осуществляется одновременно
(наиболее оперативная);
- полудуплексная связь - относится к симплексной, в которой предусматривается автоматический переход с передачи на прием и возможность
переспроса корреспондента.
Рисунок 1.10. Схемы двусторонней радиосвязи:
а) симплексная радиосвязь; б) дуплексная связь
17. По способам защиты передаваемой информации: открытая связь; закрытая связь (засекреченная).
18. По степени автоматизации обмена информацией
- неавтоматизированные - управление р/станцией и обмен сообщениями
выполняется оператором;
- автоматизированные - вручную осуществляется только ввод информации;
- автоматические - процесс обмена сообщениями выполняется между автоматическими устройствами (ЭВМ) без участия оператора.
18
1.5 Классификация каналов связи
Канал передачи – комплекс технических средств и среды распространения радиоволн, обеспечивающий передачу сигналов в определенной полосе частот (или скорости передачи информации) между сетевыми станциями
(узлами) сети связи.
Каналы связи – это линии связи, по которым одно сетевое устройство
передает данные другому. Канал связи может использовать различные виды
среды передачи данных: витую пару, коаксиальный кабель, волоконную оптику, радио- и инфракрасные волны, спутниковые линии связи.
Каждый из типов каналов связи имеет свои преимущества и недостатки.
Обычно высокоскоростные каналы боле дороги, зато по ним можно быстро
передавать большие объемы данных (что снижает значение показателя цена/бит).
В таблице 1.1 приведена некоторая дополнительная систематизация типов классификации.
Таблица 1.1- Классификация каналов связи
Признак классиХарактеристики каналов связи
фикации
Физическая при- Оптические и электрические, которые в свою очередь,
рода
передавае- могут быть проводными (электрические провода, кабе-
мого сигнала
ли, световоды) и беспроводными, использующие ЭМВ,
распространяющиеся в эфире (радиоканалы, инфракрасные каналы и т. д.)
Форма
представ- Аналоговые представляют информацию в непрерывно-
ления передавае- го сигнала какой-либо физической природы. Цифровые
мой информации
представляют информацию в цифровой форме сигналов
(прерывной – дискретной, импульсной) какой-либо физической природы
19
Время
существо- Коммутируемые – временные, создаются только на
вания
время передачи информации. По окончании передачи
информации и разъединения - уничтожаются.
Некоммутируемые – создаются на длительное время с
определенными постоянными характеристиками. Их
еще называют выделенными
Скорость переда- Низкоскоростные (от 0,10 – 64 кбит/с) используются в
чи информации
ТГ, ТФ каналах связи.
Среднескоростные каналы используют проводные линии связи (группы параллельных или скрученных проводов витая пара).
Высокоскоростные (свыше 56 кбит/с) называют широкополосными. Для передачи информации используются
специальные кабели: экранированные и неэкранированные, оптоволоконные, радиоканалы.
Обратимся к первому признаку классификации - физическая природа
передаваемого сигнала
Оптические каналы
Оптические беспроводные каналы. Используют луч лазера для передачи сигнала между приемо-передающими устройствами (рисунок 1.11). Однако, в отличие от волоконной оптики, сигнал передается через открытую
воздушную среду, а не по оптическому волокну. Для приема и передачи
цифрового сигнала между беспроводными оптическими устройствами необходимо наличие прямой видимости. На линии не должно быть никаких помех
(таких, например, как деревья).
Беспроводные оптические системы используются для создания высокоскоростных и безопасных каналов связи, которые можно развернуть в течение очень малого промежутка времени.
20
Системы беспроводной оптической связи уже установлены в различных
компаниях, включая больницы, банки, операторы связи, муниципальные
службы и военные ведомства во многих странах мира, предлагая беспроводные решения различного уровня сложности.
Беспроводные оптические каналы связи предлагают серьезную альтернативу волоконной оптике в случаях, когда необходимо обеспечить работу
высокоскоростных приложений (таких как видеоконференции), а стоимость
прокладки кабеля слишком высока.
Другим популярным приложением беспроводных оптических систем
является организация временных каналов связи во время выставок, конференций, спортивных мероприятий или для быстрого восстановления связи
при аварии волоконно-оптической линии.
Рисунок 1.11 – Беспроводная оптическая линия
Электрические беспроводные каналы – это радиоканалы различных
диапазонов частот (КВ, УКВ, ВЧ, СВЧ).
Беспроводная связь (радиосвязь) – в качестве среды передачи данных
используются радиоволны (рисунок 1.12).
Различают:
1. По механизмам распространения радиоволн: земная, прямой видимости, тропосферная, ионосферная, метеорная, спутниковая;
21
2.По родам связи: СДВ, ДВ, СВ, КВ, УКВ, радиорелейная, тропосферная, метеорная, спутниковая
Рисунок 1.12 – Пример радиоканала
3. По канальной ёмкости:
1) маклоканальная радиосвязь
- конвенциальная радиосвязь: ДВ-, СВ-, КВ- и УКВ- радиосвязь связь
без применения РТР;
- радиосвязь с подвижными объектами: сотовая связь – связь с использованием сети наземных базовых станций
2) многоканальная радиосвязь: радиорелейная, тропосферная, спутниковая;
4. По наличии ретрансляции:
- без ретрансляцией сигналов: СДВ, ДВ, СВ, КВ, УКВ – радиосвязь;
- с ретрансляцией сигналов: радиорелейная (тропосферная) – связь с
применением наземного ретранслятора(ов)
спутниковая связь – связь с применением космического ретранслятора(ов)
Модемная передача данных (по телефонной сети, оптоволокну, радиоканалу)
Цифровой сигнал в телекоммуникационных системах является дискретным и имеет импульсную форму. С помощью цифровых сигналов информация передается, предварительно закодированная двумя дискретными
22
значениями сигнала: 0 и 1. Как вы уже догадались, такая форма передачи
данных весьма удобна при использовании компьютеров, которые понимают
именно двоичную информацию. Но в большинстве коммуникационных каналов нельзя передавать цифровые данные без некоторого преобразования –
все цифровые сигналы должны быть преобразованы в аналоговые, прежде
чем быть переданными по каналу связи. Одним из устройств, применяющихся для преобразования сигналов, является модем (modem – MODulation/DEModulation, модуляция/демодуляция).
Все модемы имеют определенные стандарты передачи данных, которые
устанавливаются Международным институтом телекоммуникаций (ITU –
International Telecommunication Union). Обычно стандарт включает несколько
протоколов передачи данных. Одним из наиболее эффективных стандартов
является стандарт V.34. Он выполняет тестирование канала связи, определяя
при этом наиболее эффективный режим работы модема.
Чаще всего модемы применяют для передачи данных через обычные телефонные линии. Схема работы такого модема приведена на рис. 1.13. На передающей стороне модем преобразует цифровые сигналы, идущие от компьютера, в аналоговые, которые можно передавать по телефонной линии. На
принимающей стороне модем выполняет преобразование аналоговых сигналов в цифровые, понятные принимающему компьютеру.
Модемы могут осуществлять как контактный интерфейс с каналом связи, так и бесконтактный (аудио), могут предназначаться для различных каналов связи и систем, различаться скоростью передачи данных
По своей конструкции модемы бывают внутренние и внешние.
Рисунок 1.13 - Схема работы модема
23
Контрольные вопросы
1. Понятие телекоммуникационной системы. Состав аппаратуры и
назначение программного обеспечения.
2. Пояснить структурную схему системы передачи информации. Назначение элементов.
3. Пояснить структурную схему многоканальной системы связи
4. Поясните принцип организации радиосвязи, приведите структурную
схему односторонней и двухсторонней радиосвязи.
5. Как организуется симплексная, полудуплексная и дуплексная радиосвязь?
6. Приведите классификацию радиочастот. Поясните для передачи какой
информации используется каждый поддиапазон частот.
7. Классификация каналов связи. Характеристики каналов связи.
8. Характеристики оптического волокна (ОВ).
9. Элементы волоконно-оптических сетей. Их назначение.
10. Пояснить схему волоконно-оптической линии связи.
11. Модемная передача данных.
24
Лекция 2. Принципы построения систем передачи информации
2.1.Общие сведения о системах передачи информации
Системы передачи информации – это совокупность технических
средств, обеспечивающих образование типовых каналов передачи и групповых трактов первичной сети связи, по которому сигналы электросвязи передаются посредством радиоволн в открытом пространстве
Различают три принципа построения систем передачи: одноканальные
(рисунок 2.1,а); многоканальные (рисунок 2.1,б); сетевые (рисунок 2.1,в).
Подвижный объект
мониторинга
(ПОМ)
А
ПРМ ДМ ДКУ
ПРД
...
М
Коммутатор
...
...
...
КУ
А
Диспетчерский
центр (ДЦ)
АОРД
Д1
Коммутатор
Дn
АЦПn
...
КУ
М
А
А
ПРД
Диспетчерский
центр (ДЦ)
ПРМ
Система
синхронизации
ДМ
ДКУ
...
...
Дn
Подвижный объект
мониторинга
(ПОМ)
АОРД
АЦП1
Аппаратура уплотнения
сигналов (ЧРК,ВРК,КРК)
Д1
Аппаратура уплотнения
сигналов (ЧРК,ВРК,КРК)
а) одноканальная
Система
синхронизации
б) многоканальная
25
БС
Диспетчерский
центр (ДЦ)
М
Маршрутизатор
ПРД
ПРМ ДМ ДКУ
Abis
АОРД
А
...
КУ
...
АЦПn
А
...
...
Дn
ППУ с
котроллером
Маршрутизатор
АЦП1
Маршрутизатор
Д1
Антенны
Подвижный объект
мониторинга
(ПОМ1)
...
Система
синхронизации
Сеть пакетная
связи
Система
синхронизации
...
(ПОМN)
в) сетевая
Рисунок 2.1 – Принципы построения система передачи информации
Системы передачи информации беспроводной связи предназначены для:
построения магистральных и региональных транспортных сетей (ТС) с
различными технологиями передачи информации: PDH, SDH, ATM и IP;
образования линий связи между магистральными и региональными
узлами ТС;
построения линий прямой связи (ЛПС) – это линии связи, развёрнутые
непосредственно между УС и (или) абонентами военной связи;
построения линий привязки (ЛП) – линия связи, соединяющая узлы связи
или вспомогательные УС (ВУС) с опорными УС (ОУС) или узлы привязки;
обеспечения вставок в проводные линии связи (КЛС и ВОЛС) при их
выходе из строя или невозможности прокладки.
2.2.Принцип функционирования системы передачи
Многоканальные беспроводные линии радиосвязи работают в области
микроволновых волн и имеют небольшую дальность связи, ограниченную
прямой видимостью, которая определяется по формуле (уравнение прямой
видимости)
26
Rпр [км]  4,12

hА1[м]  hА2[м]
,
hА1, 2 – высота подъёма антенны первой и второй станций (электрических
центров – излучателей).
Следовательно, для увеличения дальности связи используется принцип
ретрансляции сигналов.
Ретрансляция радиосигнала включает приём, преобразование, фильтрацию, усиление, обработку (демодуляция, модуляция, кодирование, декодирование, коммутация, маршрутизация и т. п.) и последующая передача и
(или) изменение направления РРВ в промежуточном пункте линии связи.
Ретрансляция осуществляется на ретрансляционном пункте, на котором
устанавливается два полукомплекта систем передачи (станций). Несколько
ретрансляций образует радиорелейную линию.
Область
переизлучения
Загоризонтная радиосвязь
радиосвязь ПВ
радиосвязь ПВ
426
426
рельеф
426
РРЛ
Рисунок 2.2. Принцип ретрансляции сигналов
Радиорелейная линия (РРЛ) прямой видимости (ПВ) – РРЛ, соседние
станции которой размещаются на расстоянии прямой радиовидимости между
антеннами станций.
РРЛ состоит из оконечных и ретрансляционных станций, которые подразделяются на узловые и транзитные.
Оконечная радиорелейная СП – система передачи, устанавливаемая на
конечных пунктах РРЛ связи и предназначенная для введения и выделения
передаваемых по линии сообщений.
27
Узловая и промежуточная станции выполняют основную функцию
РРЛ – ретрансляцию радиосигналов, поэтому их ещё называют ретрансляционными станциями. Промежуточная станция ретранслирует все радиосигналы по направлениям РРЛ связи без ответвления каналов, т. е. транзитом, поэтому их ещё называют транзитными радиорелейными станциями.
Узловая радиорелейная станция – это ретрансляционная РРСт, на которой часть каналов ответвляется на УС (сетевой, опорный, вспомогательный
и т. п.), а остальные ретранслируются (передаются) транзитом по РРЛ связи.
2.3. Состав и назначение элементов системы передачи
Система передачи – совокупность технических средств, обеспечивающих образование типовых каналов передачи и групповых трактов первичной
сети связи, а также линейного тракта, по которому сигналы электросвязи передаются посредством радиоволн в открытом пространстве.
Далее будем рассматривать радиорелейные системы передачи (РРСП).
Несмотря на большое разнообразие РР СП все они строятся по единой
структуре, состав которой представлен на рисунок 2.3. Из рисунка видно, что
структура РР СП не зависимо от их классификации и предназначения, содержит следующее основное оборудование: каналообразующее и групповое
оборудование (КОГО) или коналообразующая аппаратура (КОА); оконечное
оборудование радиоствола (радиотракта); оборудование радиоствола.
Канал передачи – комплекс технических средств и среды РРВ, обеспечивающий передачу сигнала в определённой полосе частот или с определённой скоростью передачи Впд между сетевыми станциями (узлами) или узлом
и оконечным устройством первичной сети связи.
Каналы бывают: аналоговые, цифровые и аналого-цифровые. Типовые
каналы: канал тональной частоты (КТЧ) и основной цифровой канал (ОЦК).
Групповой тракт (ГТ) – комплекс технических средств, имеющий общую среду распространения и обеспечивающий передачу сигналов нормали28
зованной группы каналов в полосе частот или со скоростью передачи Впд.
Групповые тракты: первичные; вторичные; третичные; четвертичные и т. д.
Линейный тракт (ЛТ) – комплекс технических средств, обеспечивающий передачу радиосигналов в полосе частот или со скоростью передачи Впд,
соответствующей данной СП. Линейные тракты бывают: по среде распространения – радиорелейные, спутниковые, кабельные (оптические или электрические) или комбинированные, по типу СП – аналоговые и цифровые.
Канал передачи
CЛ
КОГО
(КОА)
Ок. оборудование
радиоствола
(М, ДМ, АПР, Кодек,
Модуль управл., ...)
Групповой тракт
Оборудование
радиоствола
(ПРД, ПРМ)
Аб2
Среда
РРВ
Оборудование
радиоствола
(ПРД, ПРМ)
Радиоствол (линейный тракт)
Ок. оборудование
радиоствола
(М, ДМ, АПР, Кодек,
Модуль упр., ...)
Групповой тракт
КОГО
(КОА)
...
...
Аб1
CЛ
Многоканальный радиоствол (ствол)
Рисунок 2.3. – Многоканальная система передачи информации
Радиоствол – комплекс приёмо-передающей аппаратуры РРЛ для передачи информации на одной несущей частоте (или на двух несущих частотах
при организации дуплексных связей) (ГОСТ-53336-2010).
Радиоствол содержит цепь последовательно включённых ПРД, ПРМ,
АФК и среды РРВ, обеспечивающих передачу сигнала в заданной полосе
частот или с заданной скоростью передачи. Таким образом, радиоствол
обеспечивает передачу-приём сигналов от модулятора до демодулятора. Он
может находиться в рабочем (основном) и резервном состоянии. Основной
ствол используется в нормальных условиях эксплуатации, а резервный – в
условиях, когда основной ствол неработоспособен.
Многоканальный
ствол
(или
просто
ствол) –
совокупность
технических средств и среды РРВ, включающая в себя радиоствол,
устройства резервирования и оконечную аппаратуру многоканального ствола
(ГОСТ Р 50765-95).
29
Оконечная аппаратура ствола – совокупность устройств, включающая
аппаратуру основной полосы (устройства, предназначенные для объединения
(разделения) сигналов СП и вспомогательных сигналов РР СП).
Общая структурная схема радиорелейной системы передачи приведена
Входы/выходы каналов и цифровых потоков
на рисунке 2.4.
Каналообразующее
оборудование
Каналообр. и
групповое
оборудование
на передаче
Низкочастотное
оборудование (НЧО)
ДУ станцией
Каналообр. и
групповое
оборудование
на приеме
Оконечное оборудование
радиоствола
Оконечное
оборудование
радиоствола на
передаче
(модулятор)
Оборудование радиоствола
Тракт передачи
Устройство
ПрЧ вверх
АПР
Оконечное
оборудование
радиоствола на
приёме
(демодулятор)
АФТ
Высокочастотное
оборудование (ВЧО)
...
Система
управления
и контроля
Усилитель
радиосигналов
(УМ)
ФЧР
(дуплексёр)
Синтезатор
частот (СЧ)
Устройство
ПрЧ вниз
ОПУ
САУ
Усилитель
радиосигналов
(УВЧ)
Тракт приёма
Линейный тракт
Групповой тракт
Рисунок 2.4. Общая структурная схема РРСП
Структурная схема типовой радиорелейной станции приведена на рисунке 2.5. Основными устройствами станции являются: каналообразующее и
групповое (низкочастотное) оборудование; оконечное (групповое) оборудование радиоствола; оборудование радиоствола (высокочастотное оборудование).
Система передачи содержит ряд устройств.
Каналообразующая аппаратура (КОА или аппаратура разуплотнения
или разъединения сигналов), предназначена для формирования многоканального сигнала (ГС) из множества подлежащих передаче первичных сигналов
(на передающем конце) и обратного преобразование ГС в множество первичных сигналов (на приемном конце).
Для объединения и разделения сигналов в КОА используются линейные методы.
30
Оконечное оборудование
радиоствола
Каналообразующее
оборудование
Групповое
оборудование
передачи
Индивидуальное
оборудование
передачи
...
n
Лин.усили
тель ГС Модулятор
Групповое
оборудование
приёма
Индивидуальное
оборудование
приёма
...
n
Низкочастотное
оборудование
АФУ
Передатчик (ПРД)
ПрЧ вверх
f ð÷
fï ÷
ГС
ФЧР
(дуплексёр) Поляри
Усилитель мощности
затор
Вых.УМ
ПУМ
fï ä
Генераторное
оборудование (ГО)
1
2
Приёмопередающее устройство (ППУ)
Модем
Каналообразующая
аппаратура (КОА)
1
2
Оборудование радиоствола
от СЧ
Доп. оборудование
СКУ
КСС
Устр.
АПР соряжения
Лин.усили
тель ГС
ГС
...
f ñ÷
...
УПЧ
Г
СЧ
Синтезатор
частот
fï ä ,
САУ
fï p
fñ÷
fï ÷2
ОПУ
УВЧ
f ð÷
fï p
Демодулятор
ПрЧ вниз 1
f ï ÷1
МШУ
Приёмник (ПРМ)
Групповое
оборудование
Высокочастотное оборудование
Рисунок 2.5. Структурная схема типовой РР СП
Каналообразующая аппаратура (КОА) – аппаратура уплотнения или
объединения сигналов строится трех типов – с частотным разделением каналов (ЧРК), с временным разделением каналов (ВРК), с кодовым разделением
каналов (КРК).
Аппаратура помехоустойчивой радиосвязи (АПР) РРСП может содержать кодек (при цифровой передаче) предназначен для повышения помехоустойчивости
(ПМУ)
путём
помехоустойчивого
кодирова-
ния/декодирования линейного сигнала. Он необходим для борьбы с замираниями. Для этого используется блочные и сверточные коды с перемежением
символов (каскадное кодирование). Он содержит кодирующее устройство в
передающем тракте и декодирующее устройство в приемном тракте.
Кодирующие устройство (КУ) или кодер, предназначен совместно с
декодером для повышения помехоустойчивости сигналов за счёт введения
избыточности в сигнал.
Декорирующее устройство (ДКУ) или декодер (ДК) – выполняет обратную операцию кодирования – выделяет избыточную информацию, на ос31
нове которой исправляет ошибки;
Модем объединяет модулятор и демодулятор. Он предназначен для
формирования модулированного радиосигнала на промежуточной частоте
(ПЧ) (модулятор) при передаче полезного сигнала и демодуляции принимаемого радиосигнала также на ПЧ (демодулятор) на приёмной стороне.
Модулированный сигнал формируется на основе угловых методов модуляции (частотной и фазовой), которые обеспечивают наилучшее качество
связи и ПМУ. В РР СП реализуется:
а) классическая ЧМ (ЧТ) радиосигнала
T


U чм (t )  U m cos  2f пч t  0  k  U  (t )dt  ,
0


U чт (t )  U m cos (2f пч  (1)2f д )t 
где fпч – значение промежуточной частоты; U(t) – закон изменения полезного сигнала с шириной спектра 0…Fв.
б) классическая ФМ радиосигнала
Uфт (t )  Um cos (2fпч t  0 ) ,
а также многопозиционные методы модуляции.
Ширина спектра цифровых радиосигналов зависит от скорости В передачи информации
f чт  f сдв  (3...5) B , fфт  kB  2 B ,
Радиопередатчик (передатчик) – устройство для формирования радиочастотного сигнала, подлежащего излучению. Он предназначен для увеличения мощности радиосигнала до номинального значения и переноса спектра в заданный диапазон частот.
Состав: преобразователь частоты (ПрЧ) вверх; предварительный усилитель и усилитель мощности (УМ). Основным элементом ПРД является
УМ. Он определяет все параметры качества, энергетические и массогабаритные показатели ПРД. Поэтому его принципы построения соответствуют
принципам построения УМ.
32
Радиоприёмник (приёмник) – это устройство, соединяемое с антенной и служащее для осуществления радиоприёма (выделения сигналов из радиоизлучения). ПРМ предназначен для частотной селекции принимаемых
радиосигналов, обратного преобразования частоты и необходимого усиления.
Состав: усилитель высокой частоты (малошумящий усилитель), ПрЧ
вниз; полосовой фильтр (ПФ) или фильтр сосредоточенной селекции (ФСС);
УПЧ.
МШУ– малошумящий усилитель, предназначен для приёма слабых
сигналов (улучшает пороговую чувствительность ПРМ);
Преобразователь частоты вниз – для переноса радиосигнала из области
рабочих частот (ОРЧ) на промежуточную частоту (ПЧ);
УПЧ – усилитель сигналов промежуточной частоты для усиления и
фильтрации сигналов на ПС.
Антенно-фидерный тракт – предназначен для передачи энергии сигнала от ПРД к антенне и излучения ЭМВ и обратного преобразования на приеме. Состав: фидерный тракт; антенна; дополнительные устройства – поляризатор, дуплексёр, фильтр гармоник, коммутатор и т.п.).
Кроме того в СП может входить:
Получатели информации (оконечные устройства).
Источники сигналов (телефонные, телеграфные, передачи данных, видеоинформации и т.п.);
Устройства преобразования аналогового сигнала в цифровой (АЦП) и
цифрового в аналоговый (ЦАП);
Основные требования к системам передачи и линиям связи:
- осуществление связи на требуемые расстояния;
- широкополосность и пригодность для передачи различных видов сообщений;
- защищенность цепей от взаимных влияний и внешних помех, а также
от физических воздействий (атмосферных явлений, коррозии и пр.);
33
- стабильность параметров линии, устойчивость и надежность связи;
-экономичность системы связи в целом.
Контрольные вопросы
1. Принципы построения систем передачи информации.
2. Уравнение прямой видимости.
3. Что называется ретрансляцией сигнала.
4. Определения радиорелейной линии прямой видимости.
5. Определение системы передачи.
6. Определение канала передачи.
7. Определение группового (линейного) тракта.
8. Структура системы передачи многоканальной радиосвязи, назначение
элементов.
9. Назначение и состав каналообразующей аппаратуры.
10. Назначение и состав радиопередающего устройства.
11. Назначение и состав радиоприемного устройства.
12. Назначение и состав антенно-фидерного тракта.
13. Основные требования к системам передачи информации.
34
Лекция 3. Беспроводные многоканальное системы передачи информации
в инфокоммуникационных системах
3.1. Системы многоканальной связи и технологии их построения
Многоканальная радиосвязь (МКРС) – это вид многоканальной
электросвязи, осуществляемый посредством радиоволн, обеспечивающий
передачу электрических сигналов и их ретрансляцию от многих пользователей с использованием различных механизмов распространения радиоволн
(РРВ) в диапазоне метровых и более коротких волнах.
Радиорелейная связь (РРС) – наземная многоканальная радиосвязь,
основанная на ретрансляции радиосигналов в диапазоне метровых и более
коротких радиоволн.
Радиорелейная система передачи (РР СП ) – совокупность технических средств, предназначенная для обеспечения РРС.
Тропосферная линия связи (ТРЛ) или линия загоризонтной связи –
это РРЛ, в которой используется рассеяние и отражение (переизлучение) радиоволн в нижней области тропосферы (загоризонтное РРВ) при взаимном
расположении РР СП за пределами прямой видимости.
Тропосферная радиорелейная система передачи – это радиорелейная
система передачи, использующая загоризонтное распространение радиоволн,
главным образом рассеяние в прямом направлении.
Таким образом, термин «радиорелейная» означает способ организации
связи путём ретрансляции сигналов с целью увеличения дальности связи. Такой способ организации радиосвязи в диапазоне высоких частот обеспечивает качественную передачу интегрированных многоканальных и телевизионных сигналов. Поэтому в общем виде такую радиосвязь называют многоканальной радиосвязью (МКРС), а системы передачи её осуществляющие – системами передачи многоканальной радиосвязи.
35
В зависимости от используемого механизма распространения радиоволн среди систем передачи МКРС различают линии (сети) радиорелейной,
тропосферной и спутниковой связи. Разновидностью систем МКРС – является системы передачи беспроводного широкополосного доступа.
3.2. Классификация систем передачи многоканальной радиосвязи
Современные РР СП характеризуются большим разнообразием видов
передаваемых сообщений, способов модуляции, режимов работы, принципов
построения и т. п. Соответственно СП и линии, образованные ими могут
быть классифицированы по многим условным признакам.
По
диапазону
волн:
метрового
(30...300 МГц),
дециметрового
(0,3...3 ГГц), сантиметрового (3...30 ГГц), миллиметрового (30...300 ГГц).
По плану рабочих частот. Рекомендациями МСЭ (ITU), документами
государственного комитета по радиочастотам (ГКРЧ) России и Государственными стандартами определены следующие полосы частот для РРЛ:
0,4 (0,39...0,43); 2 (1,5...2,1; 2,3...2,5; 2,5...2,7), 4 (3,4...3,9), 6 (5,6...6,4),
7 (7,25...7,75), 8 (7,9...8,4), 11 (10,7...11,7), 13 (12,75...13,25), 15 (14,4...15,35),
18 (17,7...19,7), 23 (21,2...23,6), 27 (25,25...27,5), 38 (36...38,6, 39,5...40,5),
55 (54,25...58,2), 60, 80 (84...86), 93 ГГц и выше. Около некоторых из указанных частот определено несколько полос частот. В каждой полосе частот рекомендациями МСЭ-Р жёстко регламентирован план частот.
По цифровой иерархии. Это прежде всего РРЛ (системы передачи) PDH
(плезиохронной) иерархии: 2048 кбит/с (Е1), 8448 кбит/с (Е2), 34 368 кбит/с
(Е3),
139 264 кбит/с
(Е4)
кбит/с
и
SDH
(синхронной)
иерархии:
155 520 кбит/с (STM-1), 622 080 кбит/с (STM-2). В SDH системах вместе с
первичным и вторичным синхронными транспортными модулями (СТМ)
может использоваться также субпервичный модуль 51 840 кбит/с (SUB STM1 или STM-0). Кроме синхронной иерархии могут использоваться цифровые
потоки с асинхронной (ATM) и пакетной (IP) передачей информации.
36
По принципу передачи информации в сети: оборудование станции, работающее по принципу «point-to-point» (точка-точка); оборудование, работающее по принципу «point-to-multypoint» (точка-многоточка).
По механизму РРВ, различают РР СП ПВ и загоризонтной связи (ТРС).
По пропускной способности линии и количеству стволов в линии:
а) по количеству стволов: одноствольные; двухствольные; многоствольные (до 8 стволов);
б) по пропускной способности ствола делятся на три основные группы.
Низкоскоростные – это те линии (системы передачи), которые рассчитаны на трафик до 4Е1 (или Е2) в сетях PDH. Они могут дополнительно
классифицироваться по скоростной иерархии – на низкоскоростные каналы
n × 64 кбит/с (n × ОЦК, ОЦК – основной цифровой канал, 64 бит/с) и каналы,
равные E1 и выше. Каждый поток имеет определённое количество ОЦК. Так,
поток Е1 имеет 30 ОЦК (Е1 – 30), потоки Е2 – 120.
Среднескоростные линии рассчитанные на трафик до 16Е1 (или Е3) в
сетях PDH, а также STM-0 или SubSTM-1, со скоростью передачи в стволе
51,84 Мбит/с или 55,296 Мбит/с.
Высокоскоростные линии созданы на основе SDH-технологии и имеют
скорость передачи в одном стволе 155,52 Мбит/с (STM-1) и выше
(622,08 Мбит/с) в одном стволе. Это магистральные СП, предназначенные
для организации магистральных линий и сетей. Среди них можно выделить
две группы станций, отличающиеся по назначению, свойствам и др.
По месту применения станции в сетях связи (принадлежности к звену
управления) различают магистральные (стратегические), внутризоновые
(оперативные), местные (тактические), а также технологические линии.
По протяжённости линии (количеству интервалов): одноинтервальные – до 50 км – для линий прямой связи (120 км – для загоризонтной связи),
многоинтервальные – до 2500 км (военного назначения).
По полосе радиочастот ствола: узкополосные до 2 МГц; широкополосные более 2 МГц. Кроме того, системы передачи можно классифициро37
вать и по другим признакам, например, по виду модуляции, способу уплотнения разделения каналов, способу обеспечения свободного доступа и т. п.
Один из вариантов классификации представлен на рис. 3.1.
Таким образом, сфера применения МКРС в значительной степени связана с диапазоном частот и пропускной способностью. Так, магистральные
РРЛ транспортной сети должны иметь большую пропускную способность,
многоствольную структуру, интервалы большой дальности и для их работы
выделены оптимальные диапазоны частот 4, 5, 6 ГГц. Для внутризоновой
связи предпочтительны средне- и высокоскоростные РРЛ в диапазонах частот 8...15 ГГц. Для местной связи применяются все виды РРС.
Диапазон частот, пропускная способность и энергетический потенциал
системы передачи информации МКРС определяют длину интервала и занимаемую полосу частот. На выбор частот влияет загруженность диапазона в
конкретном районе. Средняя длина интервала РРС составляет от 50...60 км в
диапазонах 2...8 ГГц до 5...10 км в диапазонах свыше 36 ГГц. В большинстве
регионов России наиболее загружены диапазоны 2, 8, 11, 15 ГГц.
Малоканальные (низкоскоростные) станции широко применяются для
организации связи местных и локальных сетей связи, на отдельных
направлениях связи в качестве одноинтервальной или многоинтервальной
линии или для привязки и сопряжения с другими сетями (линиями), а также
для организации сети связи в тактических зонах.
Особенностью СП специального назначения, является наличие обслуживаемых и не обслуживаемых, стационарного, контейнерного и перевозимого варианта их исполнения. Они оборудуются дополнительными устройствами, подсистемами и агрегатами жизнеобеспечения, размещёнными на
транспортной базе, которые предназначены для автономной и длительной
эксплуатации СП. Такие комплексно обеспеченные СП называются станциями МКРС.
38
39
Рис. 3.1. Классификация систем передачи
сетевые
(многонаправленные)
контернерные
на автомобилях
в бронеобъектах
самолетные
комбинированные
структурнотопологические
пространственносигнальные (компенсации
помех, ЦАР)
сигнальные (ППРЧ, ФМПСП, корреляционные...)
ММВ (30 – 300 ГГц)
СМВ (3-30 ГГц)
ДЦВ (0,3 – 3 ГГц)
с комбинированным
ресурсом
с предоставлением
ресурса по требованию
с закрепленным
ресурсом
полевые (подвижные)
По способу
предост. ресурса
линейные
(двунаправленные)
По методам модуляции
железнодорожные
По способу организации ствола
(конфигурации)
широкополосного доступа
(ненаправл. -секторные)
пространственной
селекции помех
(направленные антенны)
комбинированные
МДПР
По методу МСД к
ретранслятору связи
карабельные
комбинированные
(1+M)
с горячим резервом
(1+M)
МДВР
стационарные
спутниковые
(прямой волной)
По условиям
эксплуатации
комбинированные
(адаптивные)
ортогональной ЧМ
(OFDM)
ЧВМ
ФМ-ШПС
По режимам
работы
МДКР
По виду
ПИ
без резерва с
пространственным
уплотнением (N+0 SD)
МДЧР
цифровые
тропосферные
(механизм ДТР УКВ)
радиорелейные
(земной волной)
двойного назначения
военного назначения
По механизму РРВ
(родам связи)
ФМ (ОФМ)
без резерва с частотным
уплотнением (N+0 HSB)
По способу организации
радиолиний (сети)
ЧМ
без резерва (1+0)
аналого-цифровые
высокой (СМ-1 – СМ-4;
nxEth 0.1 – 1 Гбит/с)
средней (Е1 - Е3; nхEth 0,1
– 1 Гбит/с )
По пропускной
способности
не адаптивные
По
управляемости
гибритная технология
2,5Гбит/с)
технология Ethernet (до
(SDH)
синхронная технология
низкой (64-2048 кБит/с;
Eth 10 – 100 Мбит/с)
По назначению
адаптивные
не автоматизированные
автоматизированные
Плезиохронная
технология (PDH)
Системы передач (линии) МКРС
По диапазону
частот
По степени реализации способов
помехозащиты
По условиям размещения
По сетевым ресурсам
(структуре и топологии в сети)
3.3. Принцип радиорелейной связи прямой видимости
Для увеличения дальности связи, как следует из определения РРС, используется принцип ретрансляции радиосигналов (РТР). Такой способ организации связи образует линию РРС.
Радиорелейная линия связи (РРЛ) – совокупность технических
средств (РР СП) и среды распространения радиосигнала для обеспечения
РРС. Ретрансляция радиосигналов осуществляется на промежуточных ретрансляционных пунктах (РП). Они могут выполнять функцию ретрансляции
сигналов без ответвления каналов (режим транзита) либо ретрансляции сигналов с ответвлением каналов (узловой режим).
По механизму РРВ между соседними системами передачи информации
различают два типа РРЛ (рис. 3.2): радиорелейная линия прямой видимости и
тропосферная радиолиния.
Радиорелейный интервал (пролёт)
РРСт
Л ПВ
Линия кривизны земной поверхности
РРЛ
Рис. 3.2. Принцип радиорелейной связи
Для передачи возрастающих потоков информации с малыми потерями
используют сигналы с более широкой полосой (шириной спектра), что требует расширения диапазона частот, занимаемого системой связи. В свою
очередь, передача сигналов с более широкой полосой требует перехода на
более высокие несущие частоты (более короткие волны).
Тем более что расширять полосу рабочих частот систем связи в уже
освоенных диапазонах волн становится невозможным из-за тесноты в эфире.
Исторически сложилось так, что в первую очередь были освоены длинноволновые участки радиодиапазона, а для перспективных радиотехнических си40
стем, как международными соглашениями, так и национальными стандартами, резервировались области более высокочастотных сигналов.
3.4. Принцип радиорелейной загоризонтной связи
Тропосферная связь (ТРС) также как и радиорелейная связь прямой видимости организуется по радиорелейному принципу, т. е. путём ретрансляции
сигналов на ретрансляционных пунктах (РП).
Отличительной особенностью тропосферной связи является использования механизма дальнего тропосферного распространения УКВ (ДТР УКВ),
что позволяет увеличить дальность связи в несколько раз. Например, интервал ТРС от авиабазы Туле США в Гренландии до мыса Дайер в Канаде через
море Баффина, составляет 1111 км. Станции этого интервала работают в диапазоне частот 355 …455 МГц. На каждой стороне используется два передатчика мощностью по 50 кВт каждый и параболические антенны размером
36 × 45 м, а коэффициент шума приемника составляет 8 дБ.
Принцип тропосферной связи показан на рис. 3.3. Он заключается в
использовании для связи ничтожной части энергии радиоволн, рассеиваемых
неоднородностями электронной концентрации воздушных масс тропосферы,
а следовательно, неоднородностями диэлектрической проницаемости. Энергия проходящей волны составляет более 99,99 % от падающей волны. Часть
рассеянной волны попадает в угол направленности приёмной антенны. Дополнительные потери энергии ЭМВ составляет 65…75 дБ и называется стандартным затуханием.
Тропосферой называется нижний слой атмосферы, расположенный
непосредственно над поверхностью земли. Высота тропосферы в полярных
широтах 8…10 км, в умеренных широтах 10…12 км, в тропиках 16…18 км. В
тропосфере содержится почти вся масса воздуха. В пределах тропосферы
температура уменьшается в среднем на 6…6,5 ºС на 1 км. Верхняя граница
тропосферы – тропопауза, где градиент температуры стремится к 0.
41
Объём
рассеяния
Тропосфера
Проходящая
волна
Q
Падающая
волна
Рассеянная
волна
hтр
Рельеф
ПРД
ПРМ
Земля
R
ТРСт1
ТРСт2
Рис. 3.3. Принцип тропосферной связи
Тропосферная радиосвязь – радиосвязь, использующая рассеяние и отражение радиоволн в нижней области тропосферы (ГОСТ 24375-80 «Радиосвязь»). Рассеяние и отражение можно назвать, одним словом переизлучение.
При ТРС используется механизм ДТР УКВ – это РРВ в тропосфере на расстояние, превышающее расстояние прямой видимости, вследствие переизлучения радиоволн на неоднородностях воздуха.
Тропосферная линия (ТРЛ) – РРЛ связи, в которой используется рассеяние и отражение радиоволн в нижней области тропосферы при взаимном
расположении радиорелейных станций за пределами прямой видимости (рисунок 3.4).
По рекомендациям F.592 МСЭ-Р. Тропосферная радиорелейная система (Trans-horizon radio-reley system) – это радиорелейная система, использующая загоризонтное РРВ, главным образом рассеяние в прямом направлении.
Объём рассеяния Q содержит множество элементарных объёмов, называемых неоднородностями. Неоднородности воздушных масс тропосферы по
существу выполняют функции пассивных ретрансляторов или переизлучателей. Хотя они и малоэффективны, слабо переизлучают, но они всегда существуют, т. е. ТРС существует всегда, в любое время года и суток, в любом
географическом районе, даже в полярных широтах, где, например, КВ радио42
связь работает неустойчиво. Высота нижнего слоя объёма рассеяния определяется по формуле:
3
h0  R2 8aэ  ( R 2)2 17 10 ,
где aэ – эквивалентный радиус Земли.
Рисунок 3.4. – Принцип тропосферной (загоризонтной) связи
3.4. Принцип спутниковой связи
Спутниковая связь является одним из основных родов связи ВС РФ для
передачи команд боевого управления и обеспечения обмена информацией в
повседневной деятельности.
Космическая радиосвязь – радиосвязь, в которой используется одна
или несколько космических радиостанций или один, или несколько отражающих спутников, или другие космические объекты.
Космическая радиостанция – радиостанция, расположенная на объекте, который находится или находился за пределами основной части земной
атмосферы или предназначен для вывода за эти пределы.
Спутниковой радиосвязью – космическая радиосвязь между земными
радиостанциями, осуществляемая посредством ретрансляции радиосигналов
через один или несколько спутников Земли. В дальнейшем мы будем
пользоваться термином спутниковая связь.
Из приведенных определений следует, что спутниковая радиосвязь яв43
ляется частным случаем космической радиосвязи, т.е. космическая радиосвязь
понятие более широкое и общее, а спутниковая радиосвязь – понятие более узкое
и частное. Однако в обоих определениях подчеркивается, что речь идет о радиосвязи, т.е. информация передается с помощью радиосигналов.
Искусственный спутник Земли (ИСЗ) – это космический аппарат
(КА), способный совершать длительный полет по инерции в космическом
пространстве, после того как ему была сообщена определенная начальная
скорость – Vнач.
Космическим пространство – называется пространство, в котором
практически отсутствует атмосфера, и в котором возможен длительный
полет тел по инерции при действии на них сил тяготения Земли.
Радиолиния спутниковой связи (РЛСС) – линия радиосвязи между
ЗС с использованием ретранслятора связи на ИСЗ, включающая участок Земля – ИСЗ (участок «земля – борт», линия вверх) и участок ИСЗ – Земля (участок «борт – земля», линия вниз). Таким образом, РЛСС включает в себя аппаратуру ЗС1и ЗС2, РС и области пространства распространения сигналов
связи (рис. 3.5).
dн
dн
1
ИСЗ (РС)
f2
f2 '
f 1'
f1
2
H
b1
b2
dсв
ЗС-1
ЗС-2
А
Б
Рисунок 3.5. Принцип спутниковой связи
44
При этом различают 2 участка РЛСС: ЗС1-РС (восходящая линия) и
РС-ЗС2 (низходящая линии). При наличии 2-х ЗС и одного РС РЛСС называется односкачковой. Возможно также построение РЛСС и более сложной
структуры, когда сигнал ретранслируется два или даже несколько раз путем
образования многоскачковых радиолиний, или применение двух и более РС,
в том числе смонтированных на различных ИСЗ.
Земная станция (ЗС) – это радиостанция космической службы радиосвязи, расположенная на поверхности Земли, либо в основной части земной
атмосферы.
Ретранслятор связи (РС) – это комплекс аппаратуры, смонтированный
на борту ИСЗ и осуществляющий переизлучение (ретрансляцию) сигналов
связи от земных станций.
Высота полета ИСЗ (Н) – кратчайшее расстояние от ИСЗ до поверхности Земли (рис. 1.1). В зависимости от орбиты высота полета ИСЗ может меняться во времени. Для связных ИСЗ значения Н находятся в пределах от 500
км (РС на низкой круговой орбите) до 36000 км (РС на геостационарной орбите) и до 40000 км (РС на высокоэллиптической орбите в апогее).
Дальность связи (dсв) – это кротчайшее расстояние между ЗС, измеренное вдоль поверхности Земли по дуге большого радиуса RЗ=6372 км. Для
РС на высокоэллиптической орбите dсв может достигать 18000 км.
Наклонная дальность (dн) – кратчайшее расстояние между ЗС и ИСЗ
и составляет величину dн = dн1 +dн2 Так как ЗС размещаются в разных точках
земной поверхности, то dн для разных ЗС будет неодинаковой и превышать
Н. Кроме того, при движении ретранслятора относительно Земли dн будет
меняться во времени.
Подспутниковая точка – точка пересечения радиус-вектора, направленного из центра Земли на ИСЗ, с поверхностью Земли (проекция ИСЗ на
поверхность Земли).
Угол места ИСЗ (β) – угол в вертикальной плоскости между касательной к земной поверхности в точке размещения ЗС и направлением на РС.
45
Зона радиовидимости ИСЗ – область земной поверхность, в пределах
которой ИСЗ виден под углом места, большим минимально необходимого
(β > βmin). Угол βmin и, как следствие, зона радиовидимости, определяется
двумя факторами, зависящими от типа ЗС:
1) энергетическим потенциалом ЗС. Чем меньше β, тем длиннее путь
радиосигнала в атмосфере Земли и, как следствие, больше затухание радиосигнала в атмосфере. Для компенсации этого затухания необходимо увеличивать энергетический потенциал радиолинии (ЗС и/или РС).
2) инерционностью системы управления антенной ЗС. В начале восходящего участка и в конце нисходящего участка орбиты, которые соответствуют малым углам β, скорость движения РС высокая. Инерционность система управления антенной ЗС должна быть настолько малой, чтобы выполнять наведение и сопровождение РС при его перемещении относительно
Земли.
Исходя из сказанного выше следует, что β min = 6 °…10 °.
Меняя ориентацию антенны ИСЗ можно менять зону радиовидимости.
Антенны с шириной главного лепестка (ГЛ) диаграммы направленного (ДН)
18° называются антеннами глобального охвата (глобальной зоны покрытия), т. к. они образуют максимально большую зону покрытия. Антенны с
меньшей шириной ГЛ называются антеннами зонального охвата (зональной
зоны покрытия).
Зона покрытия (обслуживания) ИСЗ – часть земной поверхности, в
пределах которой обеспечивается мощность сигнала на входе приемника ЗС,
достаточная для обеспечения связи (предоставления канала) с заданным качеством в течение заданного интервала времени (рис. 3.6). Очевидно, что зона покрытия находится в пределах ГЛ ДН антенны ИСЗ.
Величина зоны покрытия зависит от энергопотенциала (ЭП) радиолинии и, следовательно, от энергопотенциалов составляющих радиолинию
средств связи: ЗС и РС. Для определения зоны покрытия конкретного типа
ЗС необходимо пользоваться значениями плотности падающего потока мощ46
ности сигнала ствола РС, привязанного к географическим координатам, которые предоставляются операторами РС .
РС
Региональная
зона покрытия
Региональная
зона покрытия
Глобальная зона покрытия
Рисунок 3,6. – Зоны обслуживания РС
Если ДН антенн РС на достаточно широки, чтобы охватить всю видимую с КА часть Земли, то зона покрытия совпадает с зоной видимости – это
так называемая глобальная зона покрытия.
Такие зоны создаются на многих ИСЗ – «Интелсат», «Горизонт»,
«Молния» и др. – с целью улучшения достижения максимального охвата
земной поверхности. Однако с целью улучшения энергетики РС все чаще создаются зоны покрытия малого размера, максимально приближенные к границам обслуживаемой территории – региона.
Проекция зоны покрытия на географическую карту называется картой
покрытия. На карте покрытия указываются уровни мощности сигнала,
например — 53 dbВт, 50 dbВт, 48dbВт, 45 dbW и 40 dbW. Чем больше мощность, тем меньшего диаметра антенна требуется для нормального приема
сигнала.
Зона покрытия РС является основной характеристикой, определяющей
возможность принятия сигнала от РС.
47
Зона покрытия конкретного транспондера РС с ГСО определяется по
карте покрытия и ограниченна его зоной видимости, расстоянием до него,
геологическими и иными препятствиями (картой покрытия не учитываются).
Покрытия конкретной местности сигналами с РС определяется по зонам их
покрытия. Обычно, сразу же, ограничиваются спутниками, находящимися в
прямой видимости (выше горизонта), определяя углы минимальной и максимальной долготы. Для облегчения расчётов, обычно, применяются специализированные программы. Они позволяют как минимум отфильтровать спутники, находящиеся не в прямой видимости с конкретной местности, например,
Satellite Antenna Alignment и SATTV.
Основной принцип спутниковой связи заключается в обеспечении
связи между двумя земными станциями (ЗС) через ретранслятор связи (РС)
на ИСЗ. За счет того, что РС поднят на большую высоту, обеспечивается
большая дальность связи, которая зависит от вида орбиты КА и его ширины
ДНА (рисунок 3.7).
Космическая
связь
Исследовательский КА
Спутниковая
связь
КА связи с
РС (КСт)
Орбита
нн
На
кл
о
rн1
ЗС 1
ст
ь
Нисходящий
участок,
частота fн
но
ая
да
ль
Восходящий
участок,
частота fв
Вещание
Hс
rн2
b1
Связь
b2
Поверхность Земли
Дальность связи
dcв
Зона обслуживания
Рисунок 3.7. Принцип спутниковой связи
48
ЗС 2
Основными элементами радиолинии спутниковой связи являются РС и
ЗС. Ретранслятор связи представляет собой согласно принятой терминологии космическую станцию, расположенную на ИСЗ. Земная станция - радиостанция, расположенная на земной поверхности и предназначенная для связи
с космическими станциями либо с другими ЗС через космические станции
или другие космические объекты (например, пассивные ИСЗ – отражательные).
Односкачковая РЛСС делится на 2 участка связи. Радиосигнал
распространяется последовательно по 1, а затем по 2 участку. Его общий
путь характеризуется наклонной дальностью.
В настоящее время известны 2 способа ретрансляции сигналов:
пассивная и активная. Пассивная предполагает применение РС в виде
отражателей электромагнитных волн. Активная – предполагает применение
специальных РС, на которых устанавливается специальная ретрансляционная
аппаратура, обеспечивающая прием сигналов от ЗС, их обработку и передачу
на ЗС.
При активной мгновенной ретрансляции обязательным условием
является одновременная радиовидимость РС с обеих ЗС, поэтому для
достижения необходимой дальности связи высоты полета ИСЗ выбираются
сравнительно большими и могут достигать десятков тысяч километров.
В системах спутниковой связи (ССС) используется активная ретрансляция сигналов на ИСЗ, при которой выполняются следующие операции:
– селекция принимаемых радиосигналов – выделение сигналов определенных ЗС из смеси сигналов и помех, поступающих на вход антенны, по известным отличительным признакам: номинал радиочастоты (частотная селекция), поляризация ЭМВ (поляризационная селекция), направление прихода электромагнитной волны (пространственная селекция) и др.;
– перенос радиосигнала из диапазона частот приема в диапазон передачи;
– усиление радиосигнала;
– излучение радиосигнала в требуемом направлении.
49
В зависимости от режима работы ретранслятора к перечисленным операциям могут добавляться дополнительные (демодуляция принимаемых сигналов, коммутация, помехоустойчивое кодирование и др.), определяющие
специфику его работы.
При дуплексной работе РЛСС через РС одновременно должны
проходить сигналы от обеих ЗС линии. Для неискаженной ретрансляции и
уверенного их выделения им необходимо придавать определенные адресные
признаки, что приводит к понятию многостанционного доступа.
Таким образом, принцип спутниковой связи заключается в обеспечении связи между двумя ЗС через РС на КА. Спутниковая связь - это многканальная радиосвязь с ретрансляцией сигналов с помощью ИСЗ ЗС, расположенных на стационарных и подвижных объектах. Спутниковая линия связи
состоит из двух приемопередающих ЗС и одного или нескольких спутников-РС, обращающихся вокруг земли на заданных орбитах.
Контрольные вопросы
1. Определение многоканальной радиосвязи.
2. Классификация систем передачи многоканальной радиосвязи.
3. Принцип радиорелейной связи прямой видимости.
4. Принцип радиорелейной загоризонтной связи.
5. Принцип спутниковой связи.
6. Зоны обслуживания спутниковой связи.
7. Основные элементы радиолинии спутниковой связи и их назначение.
8. Параметры радиолинии спутниковой связи.
9. Типы ретрансляторов спутниковой связи, их достоинства и недостатки.
50
Лекция 4. Распространение радиоволн и энергетические характеристики радиолинии
4.1. Свободное распространение радиоволн
Для передачи информации РР СП, как правило, используют ЭМВ микроволнового диапазона (от 300 МГц до 300 ГГц). Верхний предел частот
ограничивается техническими возможностями реализации РР СП. Диапазоны
частот, используемые для РРС приведены в табл. 4.1.
Таблица 4.1
Диапазоны частот для радиорелейной связи
№
диап
8
9
10
11
Название диапазо- Пределы из- Пределы измена частот
менения дианения
(обозначение)
пазона
диапазона
Очень высокие
30...300
10...1
частоты (ОВЧ)
МГц
м
Ультравысокие
300...3000
10...1
частоты (УВЧ)
МГц
дм
Сверхвысокие
3...30
10...1
частоты (СВЧ)
ГГц
см
Крайне высокие
30...300
10...1
частоты (КВЧ)
ГГц
мм
Название диапазона
волн
(обозначение)
Метровые
волны (МВ)
Дециметровые
волны (ДЦМВ)
Сантиметровые
волны (СМВ)
Миллиметровые
волны (ММВ)
Условия распространения радиоволн имеют решающее значение в
определении дальности связи. Радиоволны в процессе распространения претерпевают затухание и могут подвергаться отражению, преломлению, рассеянию. Способы распространения радиоволн приведены в таблице 4.2.
51
4.2. Способы распространения радиоволн
Строение атмосферы Земли, распространение сверхдлинных, длинных
коротких и сверхкоротких волн приведены на рисунках 4.1-4.4.
Таблица 4.2
Способы распространения радиоволн
Вид радиоволн
Основные способы распростране- Дальность связи
ния радиоволн
Мириаметровые и килоДифракция
До тысячи км
метровые (сверхдлинные и Отражение от Земли и ионосферы Тысячи км
длинные)
Гектометровые (средние)
Дифракция
Преломление в ионосфере
Сотни км
Тысячи км
Декаметровые (короткие)
Преломление в ионосфере и отра- Тысячи км
жение от Земли
Метровые и более короткие Свободное распространение и от- Десятки км
ражение от Земли
сотни км
Рассеяние в тропосфере
Рисунок 4.1. – Строение атмосферы Земли
52
Рисунок 4.2. –Распространение сверхдлинных и длинных волн
Рисунок 4.3. – Распространение коротких волн (КВ)
53
Рисунок 4.4. – Распространение сверхкоротких волн
Для диапазона частот РРСП характерна изменчивость среды распространения, которая зависит от климата в тропосфере (температуры, давления,
наличия и интенсивности дождя, водяных паров, облаков и т.п.). Следовательно, условия распространения радиоволн зависят от места (региона) –
климата, времени года, и в ряде случаев, времени дня/ночи (например: умеренный, тропический, экваториальный климат; лето, зима).
В результате воздействия среды распространения и рельефа местности
на интервалах радиорелейной связи (РРС) возникают дополнительные
механизмы распространения радиоволн. Основными являются: дифракция
(огибание
препятствий);
тропосферное
рассеяние:
сверхрефракция
(преломление) и волноводное распространение; рассеяние в дожде. В
результате распространения радиоволн в диапазоне РРС имеет сложный
многолучевой путь. Нестабильность среды распространения приводит к
тому, что уровень сигнала в точке приёма носит случайный характер,
который влияет на качество связи. Поэтому необходима оценка потерь,
которая проводится:
54
1. При проектировании и создании СП для определения требуемого
уровня сигнала, качества связи, зоны покрытия, времени и периода работы.
2. При обеспечении совместимости с другими системами и службами
для определения степени снижения качества обслуживания, определения
наличия, уровня и периода мешающего сигнала и его зоны действия.
Основными факторами при оценке распространения радиоволн являются: эффекты, обусловленные подстилающей поверхностью и препятствиями на пути волны; эффекты распространения в тропосфере: для чистой и загрязнённой атмосферы.
4.3. Энергетические показатели радиолинии
Рассмотрим
распределение
уровня
мощности
радиосигнала
на
интервале РРЛ. На рисунке 4.5 схематично изображены структурная схема
интервала линии и диаграмма распределения энергии сигнала на нём.
На рисунке приняты следующие обозначения:
Рпд = Р1 – мощность радиосигнала на выходе ПРД;
Wф пд = Wф1 – КПД фидерной линии на передающей стороне;
Gпд = G1 – коэффициент усиления передающей антенны;
Рпр = Р2 – мощность радиосигнала на входе ПРМ;
Wф пр = Wф2 – КПД приёмного фидера;
Gпр = G1 – коэффициент усиления приёмной антенны; Wтр – затухание
радиосигнала на интервале связи;
Wсв –затухание радиосигнала в свободном пространстве на трассе;
Wр –дополнительное затухание радиосигнала в рельефе трассы;
Wз – дополнительное затухание, вызванное замираниями сигнала.
Из диаграммы, представленной на рисунке 4.5, б, можно установить
взаимосвязь входящих в неё величин. Зависимость между параметрами
линии и станции выражается первым уравнением связи (уравнение
передачи):
55
Рпр 
Рпд Gпд Gпр
Wф пдWф прWтр .
Уравнение передачи позволяет определить уровень мощности сигнала
на входе приёмника, если известны энергетические параметры РР СП
(приёмо-передатчика) и затухание на трассе связи.
Если мощности Рпд и Рпр выражены в дБ относительно 1 Вт, а
остальные (безразмерные) величины в дБ, то первое уравнение передачи в
логарифмических единицах имеет вид
Рпр [дБ Вт] = Рпд [дБ Вт] – Wф пд [дБ] + Gпд [дБ] – Wтр [дБ] + Gпм [дБ] – Wф пм [дБ],
где Wтр = Wсв + Wр + W3 + Wг – затухание радиосигнала на интервале,
которое характеризует его энергетические потери между передающей и
приёмной антеннами;
Wг – дополнительное затухание в гидрометеорах (осадках), учитывается
для линий с рабочей частотой выше 6 ГГц.
а
Pпд
1
Gпд
ПРД
Nk
б
Gпр
Wтр
R
Pпр
ПРМ
Nk
Wф пр
Wф пд
P, дБ/Вт
Pпд
1
P, дБ/Вт
Gпд
Wсв
Wф пд
W50% =Wcв + Wp
Wтр
W3  0
Wф пр
Gпр
Wр
Pпр
Кс
W3
Pпор
Рисунок 4.5 – Энергетические характеристики интервала связи
Из диаграммы рисунка 4.5, б видно, что уровень радиосигнала на
интервале с увеличением расстояния быстро снижается в основном за счёт
возрастания величины затухания в свободном пространстве
56
Wсв дб
2
Rкм
 4R 
 10lg 

122

20lg
 92,5  20lg f ГГц  20lg Rкм ,





см
где R – протяжённость интервала связи;
 = с/f или [м] = 300/f[мГц], [см] = 30/f[ГГц] – длина волны радиосигнала.
Так, например, для R = 40 км и  = 15...20 см (1,5...2 ГГц) величинам
Wсв = 128...130 дБ. К этому затуханию добавляется затухание рельефа Wр,
величина которого на правильно выбранных интервалах составляет 6...10 дБ.
В общем случае дополнительное затухание радиосигнала, вызываемое
влиянием рельефа Wр местности при нормальной рефракции определяется по
специальным методикам.
Суммарное затухание в фидерных линиях составляет 4...10 дБ.
Существенное его значение объясняется большой длиной фидера: при мачтах
высотой 20 и 30 м типовая длина, соответственно, равна 40 и 50 м, а
погонное затухание коаксиального фидера составляет 0,07...0,2 дБ/м. При
размещении ППУ на мачте совместно с антенной, затуханием в фидере
можно пренебречь.
За счёт концентрации потока энергии в антеннах они имеют большой
коэффициент усиления. Например, антенна с G = 24 дБ эквивалентна
усилителю, увеличивающему мощность сигнала в 10 0,124 = 250 раз. Поэтому
применение направленных антенн позволяет существенно снизить мощность
ПРД и упростить приёмники РР СП.
Затухание W3, вызванное замираниями сигнала имеет случайный
характер. Для учёта случайности изменения уровня сигнала на входе
приёмника Pпр вводят понятие потери связи Т %. Величина Т % указывает,
что глубину замираний, которая соответствует определённой вероятности
(определенному % времени наихудших суток года, в течение которых
наблюдаются наиболее интенсивные замирания). Тогда дополнительное
затухание, вызванное замираниями сигнала записывается как Wз(Т %). Для
РРЛ связи СМВ глубина замираний при Т < 1 % может достигать
57
Wз(1 %)  20...30 дБ. Случайный характер влияния на уровень сигнала Pпр
имеют также и гидрометеоры.
Если не учитывать случайный характер распределения уровня сигнала
на входе приёмника, то затухание W50% = Wсв + Wр соответствует 50 % потере
связи, а уровень радиосигнал Рпр называется медианным значением.
Флуктуации затухания радиосигнала на трассе РРВ могут приводить к
значительным изменениям уровня Pпр в точке приёма..
Для обеспечения заданного качества связи уровень сигнала на входе
ПРМ должен превышать некоторое пороговое значение Pпор на величину q –
называемую запасом ВЧ уровня радиосигнала. Эту взаимосвязь устанавливает второе уравнение связи (уравнение качества связи):
qдБ  Pпр дБ Вт  Pпор дБ Вт .
Для того, чтобы выполнялись требования по качеству связи, необходимо иметь запас ВЧ уровня не менее заданного значения (qмин > Wз (Т %).
4.4. Энергетические характеристики систем передачи информации
Энергетические характеристики СП – определяют качество связи.
Коэффициент системы. В качестве обобщённого энергетического показателя аппаратуры используют энергетический коэффициент системы Kс,
равный отношению выходной мощности ПРД к минимально допустимой
(пороговой) мощности полезного сигнала на входе ПРМ (называемой иногда
чувствительностью приёмника). При этом должно обеспечиваться заданное
качество связи (обычно это коэффициент ошибок рош = 10–3 или рош = 10–6).
Коэффициент системы выражается в дБ
KcдБ  10lg PпдВт PпорВт ( pош  106 )  Pпд дБ  Pпор дБ ,
где Рпор – пороговая чувствительность приёмника, дБ.
Таким образом, коэффициент системы характеризует энергетический
потенциал приёмопередающей системы одного интервала. Чем выше этот ко58
эффициент, тем лучше такие характеристики системы как дальность уверенного приема и устойчивость связи на интервале. Типовые значения Kс находятся в пределах от 105 до 130 дБ.
Энергопотенциал станции. Для полевых радиорелейных станций
основным энергетическим параметром является энергетический потенциал в
дБ
Эп  Рпд  Gпд  Wф пд  Gпм  Wф пр  Рпор .
Учитывая предыдущие выражения можно записать
Эп  Kс  Gпд  Wфпд  Gпр  Wфпр .
Таким образом, энергетический потенциал характеризует энергетику
станции в целом (передатчик, приёмник и антенно-фидерные устройства).
Пороговая чувствительность приёмника – это паспортная характеристика. Для цифровых радиорелейных станций пороговая чувствительность
приёмника – это минимальная мощность сигнала на входе приёмника (пороговая), при которой обеспечивается заданная в паспорте приёмника ошибка
приёма сигнала (обычно рош = 10–3 или рош = 10–6).
Значение пороговой чувствительности приёмника зависит от скорости
передачи информации, уровней сигнала и шумов на его входе, а также от
шумовых характеристик приёмника
Рпор дБВт  10lg kТnш fш hтр2 ,
где Рш пр = 10lgkTfш – мощность шума (в дБ) на выходе линейной части
ПРМ – перед ДМ);
k – постоянная Больцмана, k = 1,38·10–23 Вт/(ГцK);
T = 273 + tC – температура окружающей среды в градусах Кельвина, K;
nш – коэффициент шума приёмной системы (антенны, фидера, МШУ
и т. п.);
fш – шумовая полоса частот (Гц), равная полосе пропускания ПРМ fп;
59
hтр2 = (Рс/Рш) – требуемое отношение средних мощностей сигнала к шуму
на выходе линейной части ПРМ (в дБ), обеспечивающее заданное качество
связи (рош = 10–3 или рош = 10–6).
Пороговую чувствительность можно также характеризовать шумовой
температурой приёмного тракта (системы) Тш с, на которую надо дополнительно нагреть эквивалент антенны, чтобы на выходе линейной части ПРМ
мощность создаваемых им шумов равнялась мощности шумов линейной части. Очевидно, k(T + Tш с)fш = kTnшfш, откуда
Тш с = T(nш – 1) или nш = 1 + Tш с/T.
Эквивалентная (пересчитанная ко входу ПРМ) шумовая температура
Тш с складывается из шумовой температуры антенны ТсА, фоновой шумовой
температуры ТшА, шумовой температуры фидера (фидерной линии, дуплексёра, противолокационного фильтра, поляризатора и т. п.) Тш ф и собственно
шумовой температуры приёмника Тш пр
Tш с  Т сА  TшA  Tш ф  Tш пр  T (1  A2 )  Т A (b)A2  ф2  T (1  ф2 )  T ( N ш  1),
где ТсА – собственно температура шума антенны;
ТА(b) – температура шума антенны приёмника, обусловленная фоновым излучением звёзд галактики (космоса), Луны, Земли и атмосферы и зависящая от
угла места b излучения антенны (для радиорелейных станций b = 0…3 );
A2 – коэффициент полезного действия приёмной антенны (A = 0,9 – 0,98);
Ф2 – коэффициент затухания фидерного тракта приёма (фидерной линии,
дуплексёра, полосового фильтра и т. п.), изменяющийся в пределах 0,1 – 0,9;
T = 273 + t C – температура окружающей среды, в которой находится
элементы приёмника (антенна, фидер, МШУ и т. п.);
Nш – коэффициент шума приёмника (собственные шумы приёмника, отнесенные к его входу)
N ш  N мшу +
N 2 мшу  1
K ус

60
 (1,1...1, 2) N мшу ,
где N2 мшу – коэффициент шума смесителя, следующего после МШУ;
Kус – коэффициент усиления смесителя по мощности.
Шумовая полоса частот должна быть согласована с полосой пропускания приёмника (fш = fп). Полоса пропускания частот приёмника
fп = fс + fд + fнс,
где fс – ширина спектра радиочастот принимаемого сигнала; fд – изменение
несущей частоты сигнала за счёт доплеровского эффекта; fнс – величина, на
которую необходимо расширить полосу пропускания для учёта нестабильности частоты передатчика и гетеродина приёмника.
Доплеровский эффект учитывается для подвижных станций.
Для цифровых трактов с однократной фазовой манипуляцией (ФМ)
шумовая полоса частот определяется по эмпирической формуле
fш = fп = (1,1…1,2)В0, Гц,
где В0 – линейная скорость передачи информации, бит/с.
Для многопозиционных сигналов с кодированием :
fш = В0/(Rкlog2 М), Гц,
где М – количество позиций сигнала сложной модуляции;
Rк – скорость кодирования (при отсутствии кодирования Rк = 1).
Отношение сигнал/шум h2 зависит от способов демодуляции, используемых видов помехоустойчивого кодирования, порядка модуляции М и требуемой вероятности ошибки рош на выходе демодулятора:
2
hтр2  h02  10lg  Rк log 2 M   hтех
,
2
 10lg (log 2 M )0,5 – системный энергетический запас из-за не идеальногде hтех
сти характеристик приёмо-передающего тракта (ППУ) и наличия дополнительных помех на радиолинии.
Зависимость требуемого отношения сигнал/шум от количества позиций
модуляции при различных скоростях кодирования представлена на рис. 4.6.
61
40
38
36
34
32
30
28
26
24
22
20
18
16
14
12
10
8
6
рош = 10-9
рош = 10-6
рош = 10-3
0
16
32
48
64
80 96 112 128 144 160 176 192 208 224 240 256
Рисунок 4.6. - Зависимость требуемого отношения сигнал/шум
на входе приёмника от количества позиций модуляции
при различных значениях вероятности ошибок
Зависимости Рпор от скорости передачи информации и количества позиций модуляции приведены на рисунке 4.7 и 4.8.
 80
 85
 90
 95
 100
 105
 110






М=256
М=64
115
120
125
130
135
140
М=8
М=16
М=4
М=2
0 10
20
30
40
50 60
70
80
90 100 110 120 130 140 150 160
Рисунок 4.7. Зависимость пороговой чувствительности от скорости
передачи информации при рош  10–6 и фиксированных
значениях позиций модуляции М
62
 90
В = 155 Мбит/с
 95
В = 34 Мбит/с
 100
 105
В = 8 Мбит/с
 110
В = 2 Мбит/с
 115
В = 0,5 Мбит/с
 120
 125
 130
 135
140
0
16
32
48
64
80 96 112 128 144 160 176 192 208 224 240 256
Рисунок 4.8. Зависимость пороговой чувствительности от количества
позиций модуляции при рош < 10–6 и фиксированных
значениях скорости передачи информации
4.5. Оценки пригодности линий связи
Определение пригодности интервала и линии в целом осуществляется
по следующему алгоритму:
1. Определение уровня ВЧ сигнала на входе приемника
Pпр  Pпер  Wф пер  G пер  WΣ  G пр  Wф пр ,
где WΣ  Wсв  Wр ;
2
Rкм
 4 R 
WсвдБ  10  lg 

122

10
lg

см .
 λ 
2. Определения запаса ВЧ-сигнала на входе приемника
q  Pпр  Pрч ,
где Р рч  10 lg kTnш f пп   2  3 , дБ
63
3. Определение надежности связи на интервале (рис.4.9)
Т1 % 
 tk
100%
T
Рисунок 4.9. Определение пригодности связи
Контрольные вопросы
1. Дайте определение системы передачи информации.
2. Дайте определение оконечной (промежуточной, узловой, транзитной)
станции.
3. Энергетические характеристик РР СП и РРЛ связи.
4. Сущность первого уравнения связи (уравнения передачи).
5. Сущность второго уравнения связи (уравнения качества связи).
6. Полное затухание радиосигнала на интервале РРС
64
7. Затухание в свободном пространстве.
8. Коэффициент системы приемопередающего устройства.
9. Сущность энергопотенциала станции.
10. Сущность пороговой чувствительности приёмника.
11. Эквивалентная шумовая температура МШУ (приёмного тракта).
12. Взаимосвязь коэффициента шума приемника и его шумовой температуры.
13. Что такое эквивалентная шумовая температура.
14. Эквивалентная шумовая температура собственно антенны (фонового
излучения антенны, фидера, приёмника).
15. Коэффициент шума приёмника.
16. Что такое шумовая полоса частот приёмника.
17. Полоса пропускания ПРМ с цифровым трактом ФМ сигналов.
18. Полоса пропускания ПРМ с трактом приёма многопозиционных сигналов.
19. Пороговая чувствительность ПРМ с трактом приёма аналоговых.
20. Пороговая чувствительность ПРМ с трактом приёма цифровых двухпозиционных сигналов.
21. Пороговая чувствительность ПРМ с трактом приёма многопозиционных сигналов.
22. Пороговая чувствительность ПРМ с трактом приёма многопозиционных сигналов и помехоустойчивым кодированием.
65
Лекция 5. Технические средства формирование и обработка сигналов
в системах передачи с частотным разделением каналов и частотной
модуляцией
5.1. Теоретические основы формирования многоканальных сигналов
Системой передачи (в общем) – совокупность технических средств,
обеспечивающих образование типовых каналов, групповых трактов и линейного тракта.
В основе многоканальных радиорелейных систем передачи положен
принцип ортогональности канальных функций.
Функции fi (x) называются ортогональными, если
 f ( x)  f
1
2
( x)... f N ( x)dx  0.
X
Каналообразующее оборудование или аппаратура (КОА) предназначена для формирования группового многоканального сигнала из множества
подлежащих передаче первичных электрических сигналов (объединения канальных сигналов на передающем конце) и обратного преобразования группового сигнала в множество первичных электрических сигналов (разъединения канальных сигналов на приёмном конце). Для объединения и разделения
сигналов в КОА используются линейные методы.
Условием разделимости сигналов является их линейная независимость,
т. е. определитель совокупности сигналов Грамма в евклидовом пространстве
должен быть положительным:
   Г (S ) 
( S1S1 ) ( S1S2 ) ( S1S3 )
( S1Sn )
( S2 S1 ) ( S2 S2 ) ( S2 S3 )
( S2 Sn )
( Sn S1 ) ( Sn S2 ) ( Sn S3 )
( Sb S n )

( S1S1 )1  ( S1S2 ) 2  ( S1S3 )3 
 ( S1S n ) n  ( S1)
( S2 S1 )1  ( S2 S2 ) 2  ( S2 S3 )3 
 ( S2 S n ) n  ( S2)
( Sn S1 )1  ( Sn S2 ) 2  ( S n S3 )3 
 ( Sb S n ) n  ( S n  )
где (Si Sj) – скалярное произведение векторов Si и Sj;
 = S11 + S22 + S33 + … + Snn – отличительный признак сигналов.
66
 0,
Эта задача однозначно разрешима, когда векторы S1, S2, S3,…, Sn – линейно-независимы. Геометрический смысл определителя Грамма для двух сигналов (рис. 5.1)
   Г ( S1 S 2 )  S1  S 2  cos  .
При линейной разделимости ГС является линейной функцией канальных
n
Sгс (t )   Si (t ,  i ) .
i 1
Линейной независимости сигналов соответствуют ортогональные сигналы
const, при i  j
S
(
t
,

)
S
(
t
,

)
dt


i
i
j
j
0
при i  j .
0,
Т
В зависимости от содержания отличительного признака сигналов – частоты f, времени t или кода k, т. е. f, t, k, различают системы каналообразования с частотным, временным и кодовым разделением сигналов (каналов):
ЧРК, ВРК и КР (рисунок 5.2).
а - линейно зависимые
сигналы
S2
б - линейно независимые
сигналы
S2


S1
S1
Рис. 5.1. Геометрический смысл матрицы Грамма
Математические модели систем с ЧРК, ВРК и КРК имеют вид:
n
Sгс (F , t )   Si (t , f i ) ;
i 1
n
Sгс (T , t )   Si (t , ti ) ;
i 1
n
Sгс ( K , t )   Si (t , ki )
i 1
67
Принципы разделения ортогональных каналов приведены на рис. 5.2.
В РР СП используются все вышеприведённые методы разделения и
объединения сигналов. Эти процессы осуществляются на низких частотах.
По этой причине КОА ещё называют низкочастотным оборудованием (НЧО).
Каналообразующее оборудование можно разделить на три функциональные части: индивидуальное (ИО) – для формирования ортогональных
сигналов, групповое (ГО) – для суммирования ортогональных сигналов и генераторное и другое оборудование – для обеспечения вспомогательных
функций по объединению и разъединению канальных сигналов (рис. 5.3).
S ГС  t , K 
SГС  t , t 
ГС
01
t1 t2
t
2 ... n
f 2
f n
FЧРК nf
f
...
f
t
f сч ФСС
Г
(СЧ) fi fi  fÃi
ПрЧ
f 2
...
СМ
GГС 1 / nBT 
f n

FЧРК
1...n
FКРК
Коммутатор
f1
t
TПСП
f
FВРК 1 t
n
f
f
Bf
Коррелятор
t1
1
К1

f
t2
2
К2
f
tn
...
1
... kn
k2
...
Преобразователь частоты
n
tn
Т Ц
1...n
f1
k1
n
GГС  n / ti 
GГС  t , f i 
f
...
2
TC
1
в- кодовое разделение каналов
(кодовая ортогональность)

ТЦ
1
2 t1
t2
n
Кn
tn
...
СИ
k1
k2
x
x
...
S ГС  t 
б- временное разделение каналов
(временная ортогональность)
...
а- частотное разделение каналов
(частотная ортогонпльность)
Т ПСП i
Код1 Код2
x
...
 ТF
ПСП
kn
Код n
КРК
СИ
Рис. 5.2. Принципы разделения ортогональных сигналов
Методы разделения сигналов можно сравнить по следующим показателям:
1. Эффективность использования пропускной способности ствола РР СП.
Самой эффективной является система с ЧРК, а наименее эффективной – КРК.
2. Степень использования мощности передатчика. При ВРК усилитель
мощности работает в режиме насыщения, т. е. мощность используется максимально полно. При ЧРК необходимо снижать выходную мощность на
68
2…7 дБ с тем, чтобы уменьшить интермодуляционные помехи. При КРК
можно работать в режиме, близком к насыщению (примерно на 1 дБ ниже
точки насыщения), поскольку воздействие интермодуляционных помех на
приёме исключается благодаря специальной обработке ШПС (его свёртке).
Формирователь Сумматор Формирователь
ортогон. сигналов
линейного сигнала
K
ИзмОш
...
3

2
...
Входы
2
ГО
1
N
ГО
УУ
ИО
ГО
ПрК
Выход
1
Рис. 5.3. Принцип построения КОА
3. По сложности передающего оборудования. При ВРК передача ведётся в импульсном режиме и пиковая мощность намного больше средней,
что усложняет усилитель мощности передатчика станции. Кроме того, требуется обеспечить синхронизацию передачи. При ЧРК сложность усилителя
мощности повышается только при усилении многосигнального сигнала, т. к.
с целью снижения интермодуляционных помех необходимо обеспечить линейный режим. При КРК требования к усилителю мощности наименее жёсткие. Однако, при использовании многопозиционных методов модуляции
(КАМ-М или ФМ-М) резко возрастают требования к линейности передающего тракта, поэтому сложность передающего оборудования систем передачи с
ВКР и КРК значительно возрастает.
4. Сложность приёмного оборудования. Приёмный тракт систем передачи с ВРК, наоборот, прост. Здесь принимаются и демодулируются сигналы
на одной частоте. В системах передачи с ЧРК приёмные тракты для многосигнальных каналов существенно усложняются. При КРК приёмник оказывается
достаточно сложным, что обусловлено необходимостью обработки широкополосных сигналов (ШПС). Однако, при использовании многопозиционных методов модуляции (КАМ-М или ФМ-М) резко возрастают требования к линей69
ности приёмного тракта. Поэтому сложность приёмного оборудования систем
передачи с ВКР и КРК значительно возрастает.
Приёмный и передающий тракт существенно усложняются, если
необходимо организовать работу в нескольких направлениях связи.
5. Плотность потока мощности. При ВРК плотность потока мощности
спектра радиосигнала для одного импульса меньше, чем для ЧРК. При КРК
плотность потока мощности уменьшается в N раз по сравнению с ЧРК, где
N – коэффициент расширения спектра сигнала.
Оценки методов по перечисленным признакам приведены в табл. 5.1,
где указаны «места», занимаемые каждым методом по каждому признаку:
Таким образом, по перечисленным признакам наилучшим является
метод с ЧРК. Наиболее сложным и дорогостоящим в реализации является
метод с ВРК и КРК. Как правило, аналоговые радиорелейные станции содержат КОА с ЧРК, цифровые – с ВРК (мультиплексоры) и с КРК (модемы).
Таблица 5.1
Сравнительный анализ методов разделения каналов
Метод
ВРК
ЧРК
КРК
Эффективность исСложпользования поло- Сложность
ность
сы пропускания
ПРД
ПРМ
ствола
2
3
3
1
1
1
3
2
2
Степень Уровень плотиспользова- ности потока
ния УМ
мощности
1
3
2
2
3
1
5.2.Формирования и обработка сигналов с частотным разделением
каналов и частотной модуляцией
В частном случае при ЧРК выражение имеет вид
Fmax

1 ( F )  2 ( F )... N ( F )dF  0.
Fmin
70
Здесь 1(F) – модули спектров (в дальнейшем – спектры) отдельных
канальных сигналов как функций времени. Физический смысл выражения
(5.2) поясняется рис. 5.4, из которого следует, что спектры отдельных канальных сигналов смещены в интервале частот от Fmin до Fmax без взаимного
перекрытия. Последнее с математической точки зрения обеспечивает равенство нулю выражения (5.2), а с физической – отсутствие взаимных влияний
между каналами.
G ( j 2πF )
1
F1
F1  Fmin ;
2
F2 F3
Nк
F4
F2 N 1
F2 N  Fmax
F2 N F
Рис. 5.4. Принцип ортогональности канальных сигналов
в частотной области
Таким образом, под ЧРК понимается использование линейного тракта
(ВЧ-ствола) для одновременной передачи сигналов от NК оконечных
устройств без взаимного перекрытия их спектров. Для обеспечения дуплексной многоканальной связи по РРЛ при ЧРК и ЧМ оборудование систем передачи должно выполнять следующие функции:
1. Формирование группового сигнала (1-й этап модуляции).
2. Формирование, модуляция по частоте (2-й этап модуляции) несущего колебания передатчика, его усиление по мощности и передача в антенну.
3. Приём, усиление ВЧ-сигнала корреспондента и его демодуляция (1-й
этап демодуляция сигнала).
4. Разделение группового сигнала на канальные и перенос спектров канальных сигналов в область тональных частот (второй этап демодуляции).
Радиорелейные системы передачи с ЧРК и ЧМ (ЧРК-ЧМ) – это такие
СП, которые используют две ступени частотного преобразования сигналов:
71
1. ЧРК – формирования многоканального или группового сигнала (ГС)
путём частотного объединения (разделения) канальных сигналов (трактов);
2. ЧМ – формирование частотно-модулированного радиосигнала на
передающей стороне и его демодуляции на приёмной.
Достоинства РРЛ с ЧРК-ЧМ:
1. Отсутствие необходимости применения системы синхронизации, что
снимает вопрос обеспечения помехоустойчивости (ПМУ) по синхроканалу.
2. Относительно высокое эффективное использование представляемой
полосы частот и высокая ПМУ передачи сигналов.
3. Метод передачи обеспечивает требуемую стабильность остаточного
затухания трактов и отдельных каналов в условиях замирания радиоволн.
4. Универсальность индивидуальных, широкополосных каналов и
групповых радиотрактов, что позволяет сопрягать с другими СП в т. ч. и
проводной и передавать не только многоканальные сигналы (объединение
ряда сигналов стандартных КТЧ с эффективно передаваемой полосой частот
0,3…3,4 кГц),
но
высокоскоростных
потоков
бинарной
информации,
телевизионной информации.
5. Возможность применения внешнего уплотнения, что позволяет
размещать РРС на значительных расстояниях от УС (до 14…16 км).
Недостатки РРЛ с ЧРК-ЧМ:
1. Громоздкость АУ при числе каналов равном десяткам и более. Это
приводит к необходимости применения дополнительных транспортных
единиц для аппаратуры уплотнения и, следовательно, к дороговизне в целом.
2. Невозможность выделения любых номеров КТЧ без ДМ до ТЧ всех
или группы каналов (выделение осуществляется тройками, шестёрками
и т. п.).
3. Повышение
линейности
АХ
ограничителей,
требований
и
АЧХ
к
ряду
групповых
модуляционной
и
характеристик
усилителей
демодуляционной
и
аппаратуры:
амплитудных
характеристик
модуляторов и ДМ; ФЧХ усилителей ВЧ и ПЧ; степени согласования
72
фидерных устройств с антеннами. Невыполнение указанных требований
приводит к увеличению сверх нормы шумов нелинейных переходов,
снижающих шумовую защищённость каналов.
4. Каналы
ТЧ
имеют
неодинаковое
качество
по
шумовой
защищённости.
Таким образом, принцип ЧРК в полевых РР СП целесообразно использовать для построения аппаратуры уплотнения с малым количеством каналов
(обычно не более 12). Для устранения некоторых недостатков существующих
аналого-цифровых систем передачи с ЧРК-ЧМ необходима замена аналоговой АУ на аналого-цифровую, построенную на сигнальных микропроцессорах и осуществляющих цифровую обработку сигналов. Так, аналоговый
Азур-60 имеет вес 600 кг и размещается в кузове одного автомобиля, а аналого-цифровой Азур-60 – 5 кг и размером с дипломат.
5.3. Беспроводная система передачи с частотным разделением каналов и частотной модуляцией
Функциональная схема РР СП, представляет собой набор функциональных элементов системы и связи между ними, и показывает функциональные возможности СП. В общем, под СП понимается совокупность технических средств, обеспечивающих образование типовых каналов, групповых трактов и линейного тракта. Радиорелейная СП есть совокупность технических средств, обеспечивающих образование типовых каналов передачи,
групповых трактов и линейного тракта, по которому сигналы передаются посредством РРВ в открытом пространстве с использованием ретрансляции
сигналов.
Несмотря на большое разнообразие аналого-цифровых РР СП, принципы их построения являются общими. Структурная схема многоканальной односторонней РР СП приведена на рис. 5.5. Она состоит из каналообразующего оборудования, оконечного оборудования ствола и радиоствола РР СП.
73
ЦИ
МАЦ

Ф
Р FÃÑ
У
Радиоствол
Передатчик
Преобразователь
частоты вверх
Аппаратура ПМЗ радиосвязи
(расширение спектра)
Модулятор
Демодулятор
Линейный
усилитель
Усилитель
мощности
Синтезатор частот
Модем
Приёмник
Преобразователь
частоты вверх
Аппаратура
служебной савязи
Малошумящий
усилитель
Фильтр частотной развязки
ПРД и ПРМ
АЦП/
ЦАП
Оконечное оборудования ствола
Коррекция АЧХ
и ФЧХ
КТЧ
Собственная
АУ с ЧРК
ГС
...
ТВ сигнал
...
Входы каналов и трактов
Каналообразующее
оборудование
Групповой
ГС АЦП/ЦАП
Антенна
АФТ
Рис. 5.5. Обобщённая структурная схема многоканальной
радиорелейной системы передачи с ЧРК-ЧМ
Каналообразующее оборудование РР СП с ЧРК-ЧМ обеспечивает на
передающем конце формирование ГС из множества первичных и многоканальных сигналов, подлежащих передачи. На приёмном конце осуществляется обратное преобразование из группового – во множество первичных сигналов. Каналообразующее оборудование может быть как внутренним, так и
внешним.
В оконечном оборудовании ствола на передающем конце формируется
линейный сигнал (совокупность ГС и вспомогательных сигналов – сигналов
служебной связи, пилот сигналов и др.), которым модулируется ВЧ колебание СП. На приёмном конце выполняются обратные преобразования – демодуляцию и выделение ГС и служебных сигналов.
Радиоствол осуществляет передачу радиосигналов на расстояния с помощью радиоволн: усиление колебаний, преобразование частоты в заданный
диапазон, излучение радиосигнала и обратные процессы на приёмной стороне. Радиоствол включает: ПРД и ПРМ, фильтр частотной развязки (дуплексёр), антенно-фидерное устройство и среду распространения.
В настоящее время широкое применение в РРЛ с ЧРК-ЧМ получили гетеродинные СП, которые построены на основе ПРД с преобразователем ча74
стоты и супергетеродинного приёмника. Функциональная схема РР СП с
ЧРК-ЧМ одного полукомплекта приведена на рис. 5.6.
АОК с ЧРК и тр.
...
1
АС

FÃÑ
УГС
АО
ПК
ЧМ
УПЧ
ПФ
СМпд
f ð÷1
f ñ÷1
Гсдв
Г
Ретр
по ПЧ
Антенна
Волновой
тракт
Гнес
СМсдв
Г
Синтезатор
частот
1
...
f ñ÷2
fï ÷
a
АЦП/
ЦАП
N
УГС
ВК
ЧД
ОПУ
Приёмник

f
АРК с ЧРК и тр.
ПФпд Дуплексёр
f
Ретр
по ГС
МАЦ
УМ ВЧ
fï ÷
a
МАЦ
N
f рч1  f пч  f сч1
Передатчик
Оконечное оборудование ствола передачи
АО
УПЧ
КГВЗ
Оконечное оборудование ствола приёма
САУ
ФСС
СМпм
f пч  f рч2  f сч2
МШУ
ПФпм
f ð ÷2
от СУ
станцией
Рис. 5.6. Функциональная схема многоканальной радиорелейной
системы передачи с ЧРК-ЧМ
На схеме приняты следующие сокращения: АОК ЧРК (АОР ЧРК) – аппаратура объединения (разъединения) каналов и групповых трактов методом
ЧРК; МАЦ – модуль аналого-цифровой; АС – аппаратура сопряжения; УГС –
усилитель групповых сигналов; АО – амплитудный ограничитель; ПК –
предыскажающий контур; ВК – выравнивающий контур; ЧМ – частотный
модулятор; ДМ – частотный демодулятор; УПЧ – усилитель промежуточной
частоты; СМпд – смеситель передатчика; СМпр – смеситель приёмника;
ПФ – полосовой фильтр; ФСС – фильтр сосредоточенной селекции; УМ
СВЧ – усилитель мощности сверхвысокой частоты; МШУ – малошумящий
усилитель СВЧ; ОПУ – опорно-поворотное устройство; САУ – система автоматического управления антенной; СУ – система управления станцией.
Аналого-цифровые РР СП имеют два варианта применения:
1. Аналоговый. В аналоговом варианте канальные сигналы или (и) ГС
от многоканальных СП поступает на аппаратуру объединения каналов и
75
трактов (АОК), где формируется общий ГС. Групповые сигналы от внешних
многоканальных СП объединятся в непересекающихся областях частот. Канальные сигналы, объединяются в каналообразующей аппаратуре (КОА).
2. Цифровой. В цифровом варианте цифровые потоки могут передаваться в аналоговых каналах (КТЧ, ШК). Групповой сигнал КОА с ЧРК,
предварительно преобразовывается в преобразователе АЦП/ЦАП или в отдельным аналого-цифровом модуле (МАЦ). В втором случае передается
только цифровой поток, занимая всю полосу частот радиоствола. Далее сигнал усиливается в УГС, ограничивается по амплитуде в АО и через
предыскажающий контур подаётся на частотный модулятор модема.
Ограничение амплитуды уменьшает пик-фактор ГС, что необходимо
для обеспечения постоянства индекса ЧМ (теоретически mf = f(uвх) = var), а
следовательно, постоянства ширины спектра ЧМС (теоретически fc = const).
Среднее значение напряжения на входе ЧМ должно быть постоянным.
Кроме того, снижение величины пик-фактора Пф увеличит выигрыш за счёт
обработки ЧМС в частотном детектора демодулятора q = 3mf2/ПФ 2.
Предыскажающий контур (ПК) вводит предыскажения с целью выравнивания отношения Pc/Рш по всему спектру ГС, т. е. в каждом канале.
В частотном модуляторе (ЧМ) производится модуляция промежуточной частоты ГС (fпч обычно выбирается равной 70 МГц). После модулятора
спектр модулированного сигнала расширяется. Полосу частот ВЧ тракта, необходимую для пропускания ЧМС можно определить по эмпирическим формулам профессора Евгения Ивановича Манаева (1916...1991г.г.)
fс  2Fв (1  m f  m f )  2( Fв  fэф  Fв f эф )
или Джона Ричарда Карсона
fс = 3,16fэф + Fв = Fв (3,16 mf + 1),
где Fв – верхняя частота ГС;
fэф = SЧМuГС(t) = mfFв – эффективная девиация частоты радиосигнала,
76
Sчм – крутизна модуляционной характеристики ЧМ;
mf = SЧМuГС(t) /Fв – эффективный индекс частотной девиации радиосигнала.
Широкое применение ЧМ в РР СП объясняются её достоинствами:
обеспечивает относительно высокую ПМУ передачи сообщений;
не требует большой стабильности частоты передатчика;
мощность ПРД используется эффективно, т. к. амплитуда ЧМС практически не зависит от характеристик сообщений на входе модулятора;
уровень сигнала на входе приёмника может изменяться в достаточно
широких пределах (например, при замираниях), не влияя на мощность полезного сигнала после демодулятора, т. к. информация содержится в измерении
частоты, а не амплитуды.
Вместе с тем ЧМ свойственны и определенные недостатки:
наличие порогового эффекта резкое снижение качества передачи при
уменьшении (Рс/Рш)вх пр ниже некоторого порогового значения;
широкий спектр частот, который необходимо передавать по радиоканалу для нормального восстановления сообщений на выходе демодулятора;
зависимость уровня шумов на выходе канала от мощности входного
сигнала приемника, которая проявляется при замираниях;
проявление закона шумового треугольника, т. е. неравномерность
РС/РШ в каналах ГС, что требует выравнивания качества работы каналов при
их частотном уплотнении. Причем более ВЧ каналы в спектре ГС (дальше от
несущей частоты) имеют худшее качество, чем НЧ. Это связано с уменьшением индекса ЧМ mf = fэф/FB, т. е. чем выше частота канала FB, тем меньше
mf, и соответственно уже спектр сигнала fC, а, следовательно, хуже ПМУ
(качество связи);
наличие переходных помех между каналами при их энергетической перегрузке (нелинейные искажения), что снижает качество связи.
Основное усиление и фильтрация радиосигналов осуществляются в
УПЧ. Тракты ПЧ, обеспечивают высокую избирательность при малых расстройках относительно границ полосы пропускания. В приёмном устройстве
77
для этого используется фильтр сосредоточенной селекции (ФСС).
Для элементов тракта ПЧ характерны следующие параметры: малая неравномерность АЧХ, ГВЗ и дифференциального усиления в полосе частот
точной коррекции; высокая степень линейности сигнала ПЧ в ППУ.
Модулированный сигнал после усиления смешивается в смесителе передатчика СМпд с ВЧ колебанием генератора несущей частоты fсч1, где происходит повышение ПЧ в рабочий диапазон. На выходе смесителя в ПФ выделяется сигнал с частотой передачи fрч1. Затем мощность этого сигнала усиливается в УМ СВЧ до требуемого значения. Далее через разделительный
фильтр и волновой тракт сигнал поступает в антенну и излучается.
Принимаемый антенной сигнал усиливается в МШУ, который обеспечивает требуемую чувствительность приёмного устройства. Далее сигнал поступает на преобразователь частоты, который содержит смеситель приёмника
(СМпр), ФСС и гетеродин приёмника. В преобразователе происходит понижение частоты до промежуточной, равной 70 МГц. Гетеродин ПРМ включает
в себя генератор сдвига (Гсдв) и смеситель сдвига (СМсдв), в котором частота
fсдв смешивается с частотой несущей fн, т. е. fгет = fн ± fсдв, чем обеспечивается
разнос частоты приёма и передачи. Фильтр сосредоточенной селекции приёмника выделяет разностную частоту fпч = fрч2 – ∆fс и подавляет каналы побочного приёма. Основное усиление происходит в УПЧ (KУ = 10–6 – 10–7).
Здесь же осуществляется автоматическая регулировка усиления (АРУ).
Таким образом, уровень сигнала промежуточной частоты на выходе УПЧ
поддерживается постоянным в достаточно большом диапазоне изменений
уровня принимаемого сигнала (40…50 дБ). УПЧ имеет два выхода, один из которых используется для подачи сигнала на вход ПРД для ретрансляции сигнала
на ПЧ, второй вход через амплитудный ограничитель подключен к ДМ. Частотный демодулятор включает АО и частотный детектор. АО подавляет паразитную АМ радиосигнала, исключая её влияние на качество сигнала.
На оконечных и узловых станциях, где осуществляется преобразование
спектра сигнала до ГС, радиосигнал после ДМ поступает на выравнивающий
78
контур, где осуществляется коррекции АЧХ. Далее сигнал усиливается в
УГС подаётся на АРК для разделения ГС или ретранслируется по ГС.
Особенностью трактов передачи и приёма в цифровом режиме являются более жёсткие требования к полосе пропускания и точная коррекция ЧХ
тракта, а также повышенные требования к линейности передаточных характеристик элементов этих трактов.
Устройство частотной развязки (дуплексёр) обеспечивает одновременную работу ПРД и ПРМ на одну фидерную линию. Дуплексёр состоит из переключаемых (перестраиваемых) ПФ. Разнос частот передачи и приёма позволяет ослабить сигнал ПРД на входе ПРМ на 60 дБ и более. При этом затухание радиосигналов в трактах передачи и приёма дуплексёра не должно
превышать 3 дБ. Необходимо отметить, что все фильтры СВЧ, включаемые в
тракты передачи и приёма, должны иметь в полосе пропускания равномерную АЧХ и ФЧХ, возможно более близкую к линейной.
5.4. Ступени формирования многоканального сигнала с частотным
разделением и его характеристики
Ступени преобразования сигналов. В РР СП групповой сигнал формирует в КОА. Каналообразующая аппаратура обеспечивает формирование
ГС с ЧРК в тракте передачи и его разделение на канальные в тракте приёма.
В качестве каналообразующей используется унифицированная аппаратура,
применяемая также на кабельных и ТРЛ связи, что при необходимости обеспечивает сопряжение между ними.
Групповое оборудование СП обеспечивает согласование по уровням и
форме спектра сигнала КОА и приёмо-передающего оборудования. Здесь формируется пилот-сигнал, используемый для регулировки и контроля усиления линейного тракта РР СП, а также канал постанционной служебной связи.
В РРЛ с ЧРК-ЧМ объединение или разделение информационных сигналов,
производится методом частотного уплотнения (объединения/разъединения), а
79
модуляция радиосигналов – путём изменения его по частоте (ЧМ).
Формирование
ГС
осуществляется
методом
однополосной
амплитудной модуляции боковой полосы (ОМ-ОБП). Выбор данного способа
модуляции
канальных
сигналов
позволяет
экономично
использовать
отведённую для передачи полосу частот. Процесс формирования ГС с ЧРК
называется 1-й ступенью модуляции и осуществляется КОА (или АУ). Она
построена по принципу частотного уплотнения (рис. 5.4). Его суть
заключается в том, что в тракте передачи спектры первичных сигналов с
помощью индивидуальных преобразователей передачи (ИПП) и далее
групповых преобразователей передачи (ГПП) транспортируется в область
более высоких частот ГС, причём групповое преобразование может иметь
несколько этапов (рис. 5.7).
В аппаратуре уплотнения ИПП представляют собой кольцевой
преобразователь частоты (КПЧ), выполняющий функции модулятора (на
передаче) и демодулятора (на приёме), путём нелинейного перемножения
двух сигналов N-го канала (полезного FN и несущей FнN) |iFN  jFHN|.
N
 
...
FНN F
...
FН
2
F2
2

F2
...


КЧ
N
...
FГС

FN
F
FВ

F
F
Уплотнение
 
1
2
F1
F2

Перенос на рабочую
частоту
Формирование
ГС
...
1
F1 F1
F1















F2
1

...
...N
...



FN
КСС
FN
КСС
1
f1
F
fmin
2
f 2
...
...
f PC
N
f N
f
fmax
Рис. 5.7. Формирование группового сигнала
Кольцевой преобразователь частоты строится, как правило, по
бесфильтровой схеме с использованием фазокомпенсационного способа.
Данная схема не требует сложных и громоздких фильтров для выделения
канальных сигналов.
80
Индивидуальный
тракт передачи
Групповой тракт передачи
ИПП1
1
F1
FÃ1
Fкч
FÃN
ЧМГ
КСС
Групповой тракт приема
ИППр1
F1
ГС
ГППр


FÃ1
Приемный тракт
радиосигнала РР СП
ГУ
ИППрN
f2
ДМ
Прм

Fкч
N
FN
Пер
МкФ
Индивидуальный
тракт приёма
1
f1
М
Г
ИППN
FN
ГУ

N
2 пр.
ГС
ГПП


ДС
Передающий тракт
радиосигнала РР СП
ЧД
КСС
FÃN
Рис. 5.8. Функциональная схема формирования группового сигнала
После КПЧ включен ПФ, который выделяет одну из БП и подавляет
остаток
несущей
частоты
FнN
и
вторую
БП.
Выбором
значения
ортогональных частот FнN определяется транспортное положение на оси
частот ГС. На приёмной стороне преобразование спектров сигналов
происходит в обратном порядке в групповых преобразователях приёма
(ГППр)
и
индивидуальных
преобразователях
приёма
(ИППр).
Для
идеального разделения каналов необходимо, чтобы затухание фильтров
ИИПр в пределах полосы спектра сигнала равнялось нулю и было
бесконечным вне пределов полосы спектра. В реальных ПФ затухание вне
полосы прозрачности имеют место переходные области частот . Эти
области определяют величину защитных интервалов между частотными
спектрами соседних канальных сигналов.
При индивидуальном преобразовании спектров сигналов каналов
(Fк = Fв – Fн = 3,4 – 0,3 = 3,1 кГц), поднесущие частоты FnN кратны 4 кГц.
При этом между соседними каналами обеспечиваются защитные частотные
интервалы  = 0,9 кГц, необходимые для надёжной расфильтровки спектров
сигналов соседних каналов. В результате индивидуального преобразования
81
формируются первичные группы (ПГ) каналов, обычно включающие в себя
3, 6 или 12 КТЧ. 3-канальные группы образуют широкий канал (ШК) в
диапазоне 12,3…23,4 кГц. 6-канальные ПГ занимают спектр 12…60 кГц,
12-канальные – 60,6…107,7 кГц.
В блоке ГПП групповые (линейные) спектры образуется путём одноили двухступенчатого группового преобразования (ГП) первичной группы.
Так, например, линейный спектр 6-канальной группы – 4,6…31,7 кГц.
Усилители в ГПП и ГППр должны обеспечивать неискажённое
усиление сигналов. Это достигается линейностью АХ и ФЧХ, а также
постоянством АЧХ. Амплитудная характеристика определяет нелинейные
искажения группового сигнала, а АЧХ и ФЧХ – линейные искажения.
Линейные
искажения
группового
тракта
отсутствуют,
если
модуль
комплексного коэффициента передачи тракта |K(jω)| = const в полосе ГС, а
зависимость фазовых сдвигов от частоты φ(ω) = τω – линейная функция
частоты. Здесь τ = ∂φ(ω)/∂ω – групповое время запаздывания – величина
постоянная (рис. 5.9). Отклонение указанных характеристик от идеальных
приводит
к
деформации
ортогональности
спектра
канальных
ГС
сигналов
(рис. 5.10).
при
Однако
этом
условие
сохраняется.
Неравномерность коэффициента передачи тракта и группового запаздывания
приводит к изменениям амплитудных и фазовых соотношений в спектрах
канальных сигналов. При условии ΔFГС >> ΔFК эти искажения становятся
незначительными.
  
K j
1
2
3
FГС
GC  
N
FК
F
Рис. 5.9. Характеристики тракта ГС
F
Рис. 5.10. Деформация спектра ГС
Параметры низкочастотных сигналов. К низкочастотному оборудованию РР СП относятся элементы и узлы первой ступени преобразования:
82
индивидуальное и групповое оборудование.
Многоканальный сигнал имеет сложную структуру, которая зависит от
общего числа КТЧ и числа, работающих в данный момент (активных)
каналов, затуханий абонентских линий, индивидуальных особенностей
абонентов и т. п. По КТЧ передаётся разная информация: речевая,
вторичного уплотнения, цифровая и т. п., поэтому параметры ГС постоянно
меняются (рис. 5.13).
В частотной области ГС характеризуется: полосой частот ГС Fгс;
нижней F1 и верхней F2 граничными частотами; числом каналов Nк;
эффективно передаваемой полосой частот (ЭППЧ) каналов Fк; 0,3…3,4 кГц;
значение средних частот каналов Fк; защитными полосами частот между
каналами .
Во временной области ГС характеризуется следующими параметрами:
эффективным напряжением
U эф  uгр2 (t )
, где uгр(t) – амплитуда ГС; пиковым
напряжением Uпик – напряжение которое превосходит величину uгр (t) с
заданной вероятностью  (заданным процентом времени  %); пик-фактором
ПФ = 20 lg Uэф/Uпик, дБ.
uГР
G(f)
FГС
КСС
1
FН
F1
2

F2
...
К
  0,1
N
...

FN
UПИК 0,1
0
  0,01
  0,1
UСР
FВ
F
FК
а)
UПИК 0 UПИК 0,01
uГР)
0
t
б)
Рис. 5.13. Параметры группового сигнала: а – частотные; б – временные
Производными параметрами являются: средняя мощность ГС на
нагрузке
R
PГС СР = Uэф2/R,
дБ;
уровень
средней
мощности
ГС
pГС СР = 10 lg PГС СР/1 мВт, дБм; пиковая мощность ГС PГС пик = Uпик2/R;
уровень пиковой мощности ГС PГС пик = 10 lg PГС пик, дБ; уровень средней
83
мощности ГС pГС , дБм. Например, при выходной средней мощности
микрофона 100 мкВт, уровень средней мощности pГС ср = 10 lg 100/1 мВт = –
10 дБм.
Мгновенная мощность не остаётся постоянной, поэтому для её
характеристики вводят понятие пиковой мощности. Пиковая мощность
отличается от средней на величину пик-фактора, при этом учитываются
вероятности превышения указываемого значения:
ПФ = Pпик – Pср.
Для речевого сигнала величина пик-фактора равна 18 дБ при  = 0 и
13 дБ при  = 0,001. Среднюю мощность ГС можно найти по формулам:
Pср ГС  10lgNк  13  2,9
N к  1 15,5

, 3  N к  12 ;
Nк
Nк
Pср гс  1  4 lg Nк ,
12  N к  240 ;
Pср ГС  15  10lg Nк ,
N к  240 .
Статистически установлено, что уровень средней мощности одного
сигнала в ГС составляет pср1 = –13 дБм при числе каналов N > 240.
Величина пик-фактора ГС зависит от количества рабочих каналов и
всегда меньше пик-фактора для одного канала при одной и той же вероятности превышения. Обычно пик-фактор рассчитывается на вероятности
 = 0,001 и равен Пф гс  10 дБ.
5.5. Ступени формирования радиосигнала с частотной модуляцией
и его характеристики
Вторая ступень преобразования предназначена для осуществления ЧМ
групповым сигналом промежуточной частоты и переноса ЧМС в область
рабочих частот РРС. Аппаратура ВЧ тракта или радиоствола включает:
а) радиопередающее устройство, состоящее из группового усилителя
(ГУ) – для установления требуемой амплитуды и внесения предыскажений
84
ГС для выравнивания качества каналов по шумам, модулятора (М) и
преобразователя частоты – обычно эти функции выполняет частотномодулированный генератор (ЧМГ), усилителя мощности (передающее
устройство) и антенно-фидерного устройства (АФУ);
б) радиоприёмное
устройство,
состоящее
из
линейного
тракта
(приёмного устройства), частотного демодулятора и группового усилителя.
Способы формирования радиосигналов. Существует два способа
формирования ЧМС:
1. На частоте радиосигнала (на рабочей частоте диапазона частот РРС);
2. На промежуточной частоте с генератором частотных подставок.
Формирования ЧМС на рабочей частоте. Модуляция происходит в
ЧМГ непосредственно на рабочей частоте (рис. 5.8, а). Перестройка частоты
осуществляется с помощью варикапа, включённого непосредственно в
частотно-задающий контур генератора (рис. 5.8, б). Требуемая стабильность
средней частоты ЧМГ достигается автоматической подстройкой частоты
(АПЧ) – частотной или фазовой (рис. 5.9).
Uупр
Г
а)
f рч
УМ
VD
ГС
ГС
б)
L
к ЧМГ
ЧМГ
СVD
Uупр
Рис. 5.8. Способ формирования ЧМС на рабочей частоте
Г
ФНЧ
УМ
ЧМГ
ФМ
ЧМС
Опорный
сигнал
Рис.5.9. Автоматическая подстройка частоты
85
Достоинством формирования ЧМС одним генератором является простота реализации схемы и формирование сигнала ЧМ без разрыва фазы (в
цифровом режиме), что сужает спектр радиосигнала. Недостатком – низкая
стабильность частот и частотного сдвига, т. к. воздействие на частоту генератора в интересах модуляции является дестабилизирующим фактором. Вторым недостатком является большая нелинейность модуляционной характеристики ЧМГ.
Для повышения стабильности частот манипулированного сигнала используется понижение номинальной частоты генератора. На более низких
частотах уменьшается её абсолютная нестабильность, улучшается термостабилизация, герметизация генератора и исключается воздействия климатических изменений на его частоту. Возможно применение кварцевых генераторов в сочетании с термостатированием и герметизацией.
Формирования ЧМС на ПЧ с умножением частоты. В малоканальных РР СП, работающих в диапазоне МВ (до 300 МГц), для простоты схемы – синтез рабочей частоты и её модуляция осуществляется в одном
устройстве – частотно-модулированном генераторе (ЧМГ). ЧМС формируется непосредственно на промежуточной частоте в ЧМГ с последующим её
умножением в несколько раз в умножителе частот (в предварительном УМ):
fПД = nfЧМ, где n – коэффициент умножения частоты (рис. 5.10).
Формирования ЧМС на ПЧ с генератором частотных подставок. Такие схемы используются в многоканальных РР СП, работающих в диапазоне
СВЧ. Сформированный ЧМС на промежуточной частоте (обычно 70 МГц) с
помощью генератора частотных подставок (ГЧП) или генератора сдвига частот
переносится в область рабочих частот станции: fПД = fГСЧ + fПЧ (рис. 5.11).
ЧМГ
Г
ГС
f пч Умножитель
f рч УМ
f
nf
Рис. 5.10. Способ формирования ЧМС на ПЧ с умножением частоты
86
Передатчик
ЧМГ
ГС
f пч
Г
СМпд
УПЧ
f сч1
Г
УМ ВЧ
Радиоствол
ГЧП
Рис. 5.11. Способ формирования ЧМС на ПЧ
с генератором частотных подставок
В современных РР СП находят широкое применение способы формирования сигналов ЧТ методами прямого или косвенного синтеза частот
(рис. 5.12) на основе использования частоты опорного кварцевого генератора
– синтезатора опорных частот (СОЧ).
К схемам формирования ЧМС предъявляется ряд требований, основными из которых являются: обеспечение заданной глубины девиации частоты; малое дестабилизирующее влияние модулятора на частоту генератора,
обеспечение допустимого уровня нелинейных искажений; простота реализации схемы
Г
f вч1
Упр
СМпд
Г
f вч2
Г
f пч
fг
Рис. 5.12. Способ формирования ЧМС с разрывом фазы
Эти требования часто противоречивы, поэтому при выборе схемы учитываются главные из них, а остальные доводятся до норм вспомогательными
схемами. Для предотвращения перегрузки тракта формирования ЧМ сигналов (уменьшения нелинейных искажений) в схеме предусматривается регулировка входного уровня ГС и использование АРУ (компрессии).
87
Таким образом, в аналого-цифровых РР СП с ЧРК-ЧМ радиосигнал
формируется в два этапа – частотным уплотнением канальных сигналов в
КОА для получения многоканального ГС, а затем частотной модуляцией ГС
в ППУ для получения радиосигнала, способного распространяться в открытом пространстве. Для обеспечения высокого качества преобразование сигналов в системе ЧРК-ЧМ, предъявляются высокие требования к характеристикам и параметрам трактов РР СП.
Параметры радиосигналов. Радиосигнал представляет собой ВЧ
сигнал промодулированный по частоте ГС. К параметрам многоканального
ЧМ радиосигнала относятся (рис. 5.14):
-девиация частоты радиосигнала на канал fК;
-эффективная девиация частоты передатчика при ЧМ групповым
сигналом fЭф;
-максимальная или пиковая девиация частоты передатчика при
модуляции ГС fпик;
-индекс ЧМ на канал mfк; индекс ЧМ пиковый mfпик;
-индекс ЧМ эффективный mfэф;
-ширина полосы частот многоканального ЧМ радиосигнала fС.
Эффективная девиация частоты на канал определяется изменением
частоты на выходе частотного модулятора при передаче по любому каналу
синусоидального измерительного сигнала частоты 800 Гц и мощностью
1 мВт (нулевой уровень). При условии, что по остальным каналам не
передаётся никаких сигналов (рис. 5.14, а)
f к  S чм Pизм R ,
где Sчм – крутизна модуляционной характеристики;
Ризм = 1 мВт – средняя мощность измерительного сигнала на сопротивлении R.
88
f0 -fПИК
f0 -fЭФ
fK+fЭФ
fK -fЭФ
f0+fПИК
f0 +fЭФ
f0
а
f
 -UПИК 
uГр  t 
-UЭФ
UЭФ
0
UПИК 
uГр  t 
ТК 1 FК
б
-UК ЭФ
+
UК ЭФ
в
Т2  1 F2
t
Рис. 5.14 Параметры многоканального ЧМ радиосигнала
Индекс ЧМ на канал определяется выражением
mfк = fк/Fк,
где Fк – средняя частота к-го канала в спектре ГС.
Для
систем
с
ЧРК-ЧМ
эффективная
девиация
на
канал
fк = 35…200 кГц (по Рек. МСЭ ∆fк = 100, 140 или 200 кГц). Она выбирается
при проектировании СП с ЧРК и зависит от требований к каналам и их числа
в системе:
NК
12
24
60
120
fК, кГц
35
35
50; 100; 200
50; 100; 200
Эффективная девиация частоты групповым сигналом fэф = SUэф –
это девиация частоты при эффективном значении напряжения ГС
(рис. 5.14, б). Для приведённых девиаций справедливо равенство
fэф/Uэф = fк/uизм.
Из выражения (5.9) следует
f эф  f кU эф uк  f к Pср гс Pизм  f к Pср гс
89
U эф  uгр2 (t )
или через уровень fэф = fк 10 0,05Pср гс [дБ].
Индекс
эффективной
частотной
модуляции
ГС
определяется
выражением
mfэф = fэф/Fв,
где Fв – максимальная (верхняя) частота спектра ГС (см. рис. 5.14, а).
Пиковая девиация fПИК – девиация частоты, которая возникает в
частотном модуляторе ПРД при подаче на его вход пиковых значений ГС
Uпик  (рис. 5.13, в). Для приведённых девиаций справедливо равенство
fпик/Uпик  = fк/uизм.
Из выражения (5.12) следует
f пик   f кU пик  uизм  f к Pпик  гс Pизм  f к Pпик  гс
или через уровень fпик = fк 10 0,05PПИК  ГС [дБ].
Индекс ЧМ пиковый определяется выражением
mfпик = fпик/Fв.
Ширина спектра радиосигнала (ЧМС) зависит от величины девиации
частоты и определяется по формулам Е. Манаева:

 

fс  2Fв 1  m f  m f  2 FB  fпик  Fв f пик , при mпик  3 ;
fс  2Fв (1  m f )  2( Fв  f пик ) ,
при 3  mпик  10 ;
fс  2Fв m f  2f пик ,
при mпик  10 .
Например, для СП с ЧРК-ЧМ при NК = 12, FВ = 60 кГц, определить ширину полосы ЧМС fС, если fК = 35 кГц;  = 1 %, Пф = 9,5 дБм.
1. Средний уровень ГС
2. рср = –1 + 4 lgNк = –1 + 4 lg12 = 3,3 дБм.
3. Пиковый уровень ГС
4. рпик = рср + Пф = 3,3 + 9,5 = 12,8 дБм.
3. Пиковая девиация ГС
fпик = fк 100,05Рпик  гс [дБ] = 35100,0512,8 = 150 кГц.
1. Индекс ЧМ
90
2. mfпик = fпик/Fв = 150/60 = 2,5 < 3.
3. Тогда,
fс = 2Fв(1 + mfпик + mfпик0,5 = 260(1 + 2,5 + 2,50,5) = 610 кГц.
Для характеристики трактов прохождения радиосигнала дополнительно используются следующие параметры: диапазон частот, шагом сетки и стабильность частоты опорного генератора  = fрс/fрс; выходная мощность передатчика Рпд; полоса пропускания приёмника fпр; коэффициентом шума Nш;
коэффициентом усиления антенны GA; шириной ДНА 2A по уровню половинной мощности; затухание радиосигнала в фидере WФ = Pпд – Pвх А и др.
5.6. Особенности определения помехоустойчивости радиолиний с
ЧРК-ЧМ. Методы повышения помехоустойчивости
В тракте приёма вместе с радиосигналом действует шум. Отношение
средних мощностей сигнал/шум на выходе линейной части приёмника зависит от амплитуды полезного сигнала um и спектральной плотности шума N на
входе ДМ, а также от полосы пропускания ПРМ fПЧ:
 Рс 
um2
  
,
 Рш вх Д 2 N f пч
где Рс = um2R – мощность сигнала; Рш = N fпчR – мощность шума.
Обозначим передаточную характеристику частотного детектора через
Kчд. Тогда при девиации fэф мощность на выходе ЧД пропорциональна величине Рс вых = (Kчд fэф)2. Если модулирующий сигнал занимает полосу частот от
Fн до Fв, то выходная мощность шума, равна
Pш вых
K 
 2 N  чд 
 um 
2 F
в

Fн
2
 K чд  ( Fн3  Fв3 )
f df 2 N 

.
3
 A 
2
Объединяя выражения, получим
91
2
( K чд f эф ) 2
 Рс 
 Pс  3f пч f эф


 

2
3
3
3
3
.
 Рш вых 2 N ( K чд um ) ( Fв  Fн ) / 3  Pш вх Fв  Fн
Отдельный канал в ГС занимает полосу частот от Fкi – Fк до Fкi, как
это показано на рис. 5.15. Мощность шума в полосе Fк пропорциональна
квадрату центральной частоты этого канала Fкi, т. е. каналы при одинаковой
девиации неравнозначны по отношению сигнал/шум. Величина Fв3 –
Fн3  3FкFкi2 и отношение сигнал/шум в канале ГС определится выражением:
 Рс 
 P  f пч  f к
 с 



 Рш  Вых i  Pш  Вх Fк  Fк i
2

 ,

где Fк – полоса эффективно передаваемых полос частот (3,1 кГц);
FК i – значение средних частот КТЧ в ГС;
i = 1,…,NК – количество каналов в ГС;
fК – эффективная девиация частоты на канал (для РР СП с ЧРК-ЧМ
fК = 35…200 КГц);
fПЧ – полоса пропускания тракта ПЧ ПРМ (она согласована с шириной
спектра сигнала).
Из вышеприведенной формулы видно, что в СП с ЧРК-ЧМ отношение
сигнал/шум на выходе канала (ПМУ) определяется полосой пропускания fПЧ
тракта ПРМ и отношением девиации частоты fК к средней частоте канала
FК i в спектре ГС.
На входе шум имеет равномерное распределение. После прохождения
приёмного тракта, зависимость уровня шумов от частоты возрастает – это
явление называют законом «шумового треугольника». Поэтому опасными
являются те помехи, которые наиболее удалены от несущей частоты
2
Рш Вых i
2
Рс Вых i Рш Вх Fк  Fк i 
Рс Вых i kTш Fк  Fк i 


 


Рс Вх
fпч  fк 
Рс Вх fпч  fк  .
92
N
Пропорционально F2
Закон «шумового треугольника»
FК
FH
FКi - FК FКi
FB
F
Рис. 5.15. Распределение спектральной плотности мощности шумов
в полосе частот ГС на выходе ДМ
Выигрыш ЧМ. Использование ЧМ в РР СП обеспечивает повышение
ПМУ по сравнению с другими методами модуляции. Обобщённый выигрыш
в ПМУ за счет обработки ЧМС в частотном детектор (ЧД), равен
q
 Pс Pш Вых ЧД FВых
 Pс Pш Вх ЧД FВх

N F
П P N
0
Вх
2
ф с Вх Вых
,
где (РС/РШ)Вх Д = РС Вх/(N0FВх);
(РС/РШ)Вых Д = 1/(ПФ2NВых) – для нормированной мощности сигнала;
N0 – спектральная плотность гауссовского шума (N0 = kT);
FВх – ширина спектра радиосигнала на входе детектора;
FВых – ширина спектра полезного сигнала на выходе детектора;
ПФ – пик фактор радиосигнала (для гармонических колебаний Пф = 20,5;
речи – 3…10 дБ; ГС – 10 дБ).
Для частотного детектирования обобщенный выигрыш в ПМУ имеет
вид
 Pс
q
 Pс
Pш Вых ЧД
Pш Вх ЧД
3m2f
N 0 FВх
 2
 2 ,
Пф Pс Вх N Вых
Пф
2
2
2
2
2
Аналогично выигрыш для АМС и ФМС: q  mА  mА  Пф  ; q  mф Пф .
Результаты выигрыша модуляции от отношения индекса модуляции к
пик-фактору приведены на рис. 5.16. Наибольшим выигрышем обладает ЧМ.
93
Индекс выбирается 0,5  mf  50, следовательно, выигрыш может достигать
несколько десятков. Однако при больших индексах ЧМ расширяется ширина
спектра ЧМС. Например, при девиации fк = 50 кГц и верхней частоте канала
FB = 5 кГц
fC = 2FB(1 + mfпик) = 25(1 + 10) = 110 кГц,
где mfк = fК/FB = 50/5 = 10 – индекс частотной девиации на канал в ГС.
При mf = 10, выигрыш ЧМ речевым сигналом (Пф = 10) равен 3, в то
время как полоса частот канала расширилась в 22 раза с 5 кГц до 110 Гц что
является «платой» за качества связи.
Таким образом, анализ приведенные выражения показывает, что основными методами повышения ПМУ РРЛ с ЧРК-ЧМ являются: увеличение
мощности радиосигнала на входе ПРМ; увеличение индекса ЧМ на канал в
ГС; уменьшение средней частоты канала (близкое расположение спектров
каналов к несущей частоте радиосигнала); уменьшение температуры шума
ПРМ (улучшение качества ПРМ); сужение полосы пропускания линейной части приёмникам и уменьшение пик-фактора многоканального сигнала.
q
32
ЧМ
28
24
ФМ
20
16
12
8
4
ОМ
1
АМ
3
0
1
2
4
m П
Рис. 5.16. Энергетический выигрыш видов модуляции
94
5.7. Коррекция частотных характеристик каналов в системах передачи с частотным разделением каналов и частотной модуляцией
Из предыдущего параграфа следует, что каналы, находящиеся в верхней части спектра ГС обладают худшей ПМУ (сигнал/шум), чем в более
низшей. Увеличением мощности ПРД можно добиться необходимой ПМУ в
верхнем частотном канале, но при этом в средних и нижних каналах запас по
мощности будет неоправданно высоким. Следовательно, необходимо выровнять каналы по ПМУ, т. е. по отношению средних мощностей сигнал/шум.
Для этого на передаче вводят предыскажение путем установки предыскажающего контура (ПК) с частотной характеристикой затухания (ЧХЗ) вида


6,9
Wпк ( F ) дБ  10lg 1 
2,
 1  5, 25 ( F0 / F  F / F0 ) 
где F0 = 1,25FB – частота, на которой обеспечивается минимум затухания
(0 дБ);
α = F/FB; F – текущая частота.
В соответствии с рекомендациями МСЭ частотная характеристика затухания ПК имеет вид, представленный на рис. 5.17 и определяется по формуле
W()= 0,4 = 1,352 + 0,754,
где α = F/FB – нормированное значение частот.
Из рис. 5.17 видно, что модуль затухания на нижних частотных каналах
больше, чем на верхних. Изменение затухания в пределах частот ГС составляет 8 дБ. Обычно принимают за точку отсчета α = 0,6, соответствующей
W(0,6) = 4 дБ. Таким образом, введение предыскажения эквивалентно изменению девиации частоты на канал: она возрастает по мере увеличения номера канала в групповом сигнале. Для осуществления обратного процесса на
выходе ЧД включается восстанавливающий контур (ВК) с характеристикой
95
обратной ПК WВК(α) = 1/WПК(α).
W ( )
10
5

0
0,5 0,6
1
1.5
Рис. 5.17. Частотная характеристика предыскажающего контура
Контрольные вопросы
1. Дайте определение РР СП с ЧРК-ЧМ.
2. Принцип каналообразования в РР СП с ЧРК-ЧМ.
3. Принцип ортогональности канальных сигналов в РР СП с ЧРК-ЧМ.
4. Физический смысл частотной ортогональности сигналов.
5. Функции РР СП с ЧРК-ЧМ при обеспечении дуплексной многоканальной связи.
6. Основные достоинства и недостатки РРЛ с ЧРК-ЧМ.
7. Состав и назначение основного оборудования РР СП и ЧРК-ЧМ.
8. Структурная схема радиорелейной системы передачи с ЧРК-ЧМ.
9. Варианты применения аналого-цифровой РР СП с ЧРК-ЧМ.
10. Ширина спектра радиосигнала с ЧРК-ЧМ.
11. Основные достоинства и недостатки частотно-модулированного
сигнала.
12. Назначение и состав передающего устройства с РР СП с ЧРК-ЧМ.
13. Назначение и состав приёмного устройства с РР СП с ЧРК-ЧМ.
14. Назначение, состав и принципы построения модема (ГЧМС и ЧД) с
РР СП.)
15. Способы формирования радиосигнала в РР СП с ЧРК.
16. Сущность автоматической подстройки частоты генератора.
96
17. Процессы преобразования сигналов в радиорелейных линиях с
ЧРК-ЧМ.
18. Принцип формирования сигнала с ЧРК в каналообразующей
аппаратуре.
19. Структура группового сигнала в РР СП с ЧРК.
20. Параметры ГС с ЧРК в частотной области.
21. Параметры ГС с ЧРК во временной области.
22. Влияние пик-фактор на параметры ГС.
23. Линейные искажения ГС и способы их уменьшение (ГВЗ, деформация спектра ГС).
24. Эффективная девиация частоты на канал, индекс ЧМ на канал.
25. Эффективная, пиковая
девиация частоты ГС, индекс ЧМ
групповым сигналом.
26. Ширина спектра радиосигнала с ЧМ.
27. Условие выбора полосы разноса между частотами ЧМ.
28. От чего зависит помехоустойчивость РРЛ с ЧРК-ЧМ.
29. Мощность тепловых шумов на выходе каналов РРЛ с ЧРК-ЧМ.
30. Помехоустойчивость сигнала с ЧРК-ЧМ.
31. Сущность явления закона «шумового треугольника».
32. Выигрыш при обработке (демодуляции) сигнала с ЧМ.
33. Способы повышения помехоустойчивости РРЛ с ЧРК-ЧМ
(предыскажение).
97
Лекция 6. Технические средства формирование и обработка сигналов
в системах передачи с временным разделением каналов и частотной модуляцией
Радиорелейные СП с временным разделением каналов (ВРК) на основе
фазоимпульсной модуляции полезных сигналов и частотной модуляции радиосигнала (ФИМ-ЧМ) – это СП, в которых первичные аналоговые сообщения подвергаются преобразованию на основе метода ФИМ, далее осуществляется временное объединение нескольких ФИМ-последовательностей, после
чего импульсный ГС осуществляет манипуляцию радиосигнала по частоте.
РР СП с ВРК являются распространенными СП информации, которые, как и
системы с ЧРК-ЧМ могут работать в двух вариантах: аналоговом и цифровом.
6.1. Теоретические основы построения систем передачи с временным разделением каналов
В основу построения многоканальных РРЛ с ФИМ-ЧМ положен принцип ортогональности функций. В частном случае сигналы с ВРК ортогональны, если выполняется условие
Tmax

Tmin
f1 (t )  f 2 (t )... f N (t )dt  0 ,
где fi(t) – временные интервалы (кадры) отдельных канальных сигналов.
Физический смысл выражения поясняется рис. 6.1, из которого следует, что временные интервалы отдельных канальных сигналов смещены в интервале времени от Тmin = 0 до Тmaх = Тц без взаимного перекрытия. Последнее
с математической точки зрения обеспечивает равенство нулю выражения, а с
физической – отсутствие взаимных влияний между каналами.
98
В основе ВРК лежит теорема отсчетов Котельникова (1933 г.), суть которой заключается в том, что если аналоговый сигнал имеет конечный
спектр, ограниченный по ширине верхней частотой FВ (начался бесконечно
давно и не имеет разрывов), то он может быть восстановлен однозначно и без
потерь по своим отсчётам, взятым с частотой, строго большей удвоенной
верхней частоты fД > 2FВ.
U Вых
f1(t)
f2(t)
fN(t)
2
1
Tmin= 0
T2
T3
N
T4
TN-1
TN-1= Tmax
Т
Рис. 6.1. Временное уплотнение сигналов
Так как реальный сигнал конечен и имеет разрывы, то из теоремы Котельникова вытекают следствия:
1. Любой аналоговый сигнал может быть восстановлен с какой угодно
точностью по своим дискретным отсчётам, взятым с частотой дискретизации
fД > 2FВ, где FВ – максимальная частота, которой ограничен спектр реального
сигнала.
2. Если максимальная частота в сигнале превышает половину частоты
дискретизации, то способа восстановить сигнал из дискретного в аналоговый
без искажений не существует.
Теорема Котельникова утверждает, что непрерывный сигнал f (t) можно представить в виде интерполяционного ряда


sin  (t  k ) 


f (t )   x (k )
,

k 
(t  k )


где  – это временной интервал дискретизации, который должен удовлетворять ограничениям 0 <  < 1/(2FВ).
Мгновенные значения данного ряда Котельникова есть дискретные отсчёты сигнала f (k).
99
Таким образом, под ВРК понимается использование широкополосного линейного тракта (ВЧ-ствола) для одновременной последовательной передачи сигналов от N оконечных устройств без взаимного перекрытия их во времени.
Для обеспечения дуплексной многоканальной связи по РРЛ с ВРК и
ЧМ оборудование станций должно выполнять следующие функции (задачи):
1. Формирование группового сигнала с ВРК (1 этап модуляции).
2. Формирование, модуляции по частоте (2 этап модуляции) несущего
колебания передатчика, его усиление по мощности и передача в антенну.
3. Приём, усиление ВЧ-сигнала корреспондента и его ДМ (1 этап ДМ).
4. Разделение группового сигнала на канальные и перенос спектров канальных сигналов в область тональных частот (2 этап демодуляции).
Основными достоинствами РРЛ с ФИМ-ЧМ является:
1. Высокое и одинаковое качество всех индивидуальных каналов ГС.
2. Универсальность индивидуальных каналов и канальных модулей
каналообразующей аппаратуры, что обеспечивает их взаимозаменяемость.
3. Возможность выделения любых индивидуальных каналов без
демодуляции группового сигнала.
4. Возможность регенерации канальных импульсов, что исключает
накопление
шумов
при
ретрансляции
сигналов
на
РРЛ
большой
протяжённости.
5. Небольшие массогабаритные показатели аппаратуры уплотнения.
К недостаткам РРЛ с ЧРК-ЧМ относятся:
1. Наличие синхронизирующих сигналов в групповом сигнале, что
снижает помехозащищённость линии связи с ВРК.
2. Значительное расширение ширины спектра радиосигнала.
3. Наличие ошибок определения местоположения импульсов на
временной шкале, что приводит к появлению фазовых искажений и их
накоплению на РРЛ большой протяжённости.
4. Повышение
требований
к
ряду
характеристик
линейности АХ, АЧХ и ФЧХ приёмопередающих трактов.
100
аппаратуры:
6.2. Технические средства формирования и обработки сигналов с
временным разделением каналов и частотной модуляцией
Основное оборудование РР СП состоит из 2-х одинаковых полукомплектов (полукомплект А и Б) и общей аппаратуры. Такая комплектация обеспечивает работу радиорелейной станции одним или двумя полукомплектами.
Каждый полукомплект обеспечивает работу в одном направлении связи. Для
повышения надёжности всё основное оборудование имеет 100 % резерв.
Функциональная схема радиорелейной станции с ВРК типа ФИМ-ЧМ
приведена на рис. 6.2. Всё оборудование можно разделить на 4 группы:
Высокочастотное оборудование
Каналообразующее оборудование
Низкочастотное
оборудование
Аналоговый режим
Вх.ГС
(ВИ)
Цифровой режим
ЧМГ
Г
ПРД
Блок синхронизации
ртр отв
М
1
...
2 п/к
24
П/к
Б
Система
управления
станцией
ПДУ ПУСт
fт =192 кГц
ПРМ
Блок синхронизации
Ок
прм Узл.Б
НО
РЕТР: Вх.ПЧ
(от УПЧ ПРМ Б)
Блок служебной
связи (ИС)
А
к
частот
омеру
Г
Изм
Рпд
Волна
f ñâ÷  f ï ÷  f Ã1
Б
ИП
ИП
ИП

Рвых
АФУ
ПРД-2 (резервный)
ФЧР Д
ГрУ ВИ
ЧД
Изм Рш
Норм.
Прм А
Вых.ГС
(ВИ)
ПФ
КСм
УПЧ
f ï ÷  f ñâ÷  f Ã2
f Г2
РЕТР: Вых.ПЧ (на вх УПЧ ПРД Б)
ПРМ-1 (основной)
ФВЧ
МШУ
Г
Волна
к частотомеру
ОПУ
САУ
ПРМ-2 (резервный)
Р-105
Электропитающее
оборудование
ФВ
ФНЧ
ЦР
Блок
сопряжения и
коммутации
Волновой
тракт
Вых.
СВЧ
ФЦ1
НО
Нормализатор
Р-415
ПРД-1 (основной)
УМ СВЧ
fсвч
f Г1
ртр отв
Подставки
ДМ
fт = 8 кГц
fПЧ
ИЛ-3,4
ИЛ-3,4
ИЛ-3,4
ИЛ-3,4
ДМ
...
...
ВЩ
П/к
А
...
1 п/к
fт = 8 кГц
Кан. имп
Подставки
М
Пульт
коммут. кан
Изм ур.
УМ ПЧ БСм ПФ
На блок синзронизации
ПРД Б
ЛЩ
ЦИ А ЦИ Б
от СУ
станцией
РЕТР по ПЧ
(авар реж)
2 п/к (полукомплект Б)
ОПУ
2 п/к (полукомплект Б)
Рис. 6.2. Структурная схема радиорелейной станции с ВРК (ФИМ-ЧМ)
1. Высокочастотное (ВЧО): антенно-фидерное устройство; дуплексёр,
приёмное и передающее устройство.
2. Каналообразующее оборудование или КОА: импульсное оборудование (ИО) – для временного уплотнения в варианте ФИМ-24; цифровое обо101
рудование – для ввода и вывода бинарной информации из ВЧ ствола, а также
для организации служебной связи между станциями радиолинии в цифровом
варианте.
3. Низкочастотное оборудование (НЧО): пульт коммутации; коммутатор, щит ввода информации (ЩВ); переговорно-вызывное устройство (ПВУ).
4. Электропитающее оборудование (ЭПО): первичные источники питания; вторичные источники питания; шит силовой (ЩС); щит распределительный (ЩР) устройство защиты и блокировки (УЗБ).
Передающее устройство предназначено для преобразования ГС в
ЧМС и переноса его в область рабочих частот. Оно выполняет следующие
функции: частотная модуляция; перенос спектра ЧМС в область рабочих частот; усиление радиосигнала до требуемой величины мощности.
Передающее устройство содержит: модулятор; усилитель промежуточной частоты; смеситель передатчика; полосовой фильтр; генератор сдвига
частоты; дуплексёр; усилитель мощности СВЧ.
Модулятор предназначен для формирования радиосигнала, частота которого изменяется по закону ГС (импульсной последовательности каналов с
временным разделением). Частотно-модулированный сигнал формируется на
промежуточной частоте, обычно 70 МГц.
Модулятор состоит из ЧМГ в термостате, регулятора температуры (РТ)
и переменного резистора на входе ЧМГ для установки девиации частоты
(рис. 6.3, а).
Усилитель промежуточной частоты увеличивает мощность сигнала
ПЧ до величины, обеспечивающей нормальную работу смесителя передатчика. Особенностью усилителя является наличие второго входа для ретрансляции радиосигнала на ПЧ, поступающего из приёмника второго полукомплекта. Данный режим является аварийным и используется при выходе из строя
КОА.
Смеситель или устройство сдвига (переноса) частоты в область рабочих частот, выполняется, как правило, на однополярных диодах по балансной
102
схеме (рис. 6.3, б). На выходе смесителя образуются гармонические и комбинационные составляющие частот гетеродина и промежуточной частоты
|n fГ ± m fПЧ|, где n = 0, 1, 2, 3…; m = 0, 1, 2, 3,….
f пч  70  3МГц
Уст. f эф
ЧМГ
Uупр
VD
Г
Тр1
L
ГС
VD1
Тр2
IГ
ЧМС
UПЧ
о
Термостат Т =70 С
РТ
UРС
VD2
а)
б)
IГ
UГ
Рис. 6.3. Схемы элементов ППУ: а – модулятор; б – балансный смеситель
Основным достоинством данной схемы является отсутствие на её выходе сигнала с частотой гетеродина. Частота гетеродина fГ самая близкая частотная составляющая к выделяемому радиосигналу fРС и самая большая по
амплитуде, т. к. условием преобразования сигналов является UГ >> UПЧ, поэтому её отсутствие на выходе смесителя значительно снижает требования к
полосовому фильтру, а, следовательно, ПФ проще, меньше по габаритам и
дешевле.
Полосовой фильтр в СВЧ диапазоне выполняется на полосковых элементах с плавной перестройкой на частоты передатчика (рис. 6.4, а). ПФ выделяет верхнюю боковую частоту fГ + fПЧ. Сигналы других частот, не попавшие в полосу прозрачности ПФ, отражаются от его входа и циркулятором
направляются в поглощающую нагрузку.
Генератор сдвига частоты выполняется на активных полупроводниковых элементах. В качестве частотно-задающего контура используется коаксиальный резонатор высокой добротности с бесконтактным органом
настройки. Его перестройка осуществляется изменением длины внутренней
трубки коаксиала, путём вращения механизма перестройки генератора.
103
UУпр
4
Uвх
ФВ
2
2
VD1
VD1
VD1
а)
УМ
2
Uвх
Uвых
VD1

б)

ФВ

Uвых
2
Рис. 6.4. Схемы элементов ППУ:
а – полосовой фильтр; б – усилитель мощности
Нагрузкой является /4 полосковая линия, имеющая низкую нагруженную добротность и не требующая перестройки в рабочем диапазоне частот.
Она выполнена в виде печатной платы и размещена в специальной камере,
установленной на коаксиальном резонаторе.
Положительная обратная связь необходимая для самовозбуждения генератора, осуществляется с помощью трёх штырей, установленных в пучностях напряжения полосковой линии, соответствующая началу середине и
концу диапазона. Штыри погружены в резонатор. Глубина погружения подбирается индивидуально для лучшей равномерности АЧХ генератора. Отбор
мощности производится штырём, погруженном в полость резонатора.
Усилитель СВЧ выполняется на транзисторах или на лампе бегущей
волны (ЛБВ) по двухтактной схеме в виде модуля небольшой мощности. Основным достоинством такого УМ является отсутствие чётных гармоник в
нагрузке усилителя и высокий КПД. Для получения большой мощности применяется схема сложения мощностей (сумматор) в виде мостовой схемы
(рис. 6.4, б). Она увеличивает мощность ПРД, стабилизирует характеристики,
т. к. изменение параметров одного модуля в процессе работы мало влияет на
общие характеристики усилителя, повышает надёжность. Для возбуждения
модулей синфазные и одинаковые по мощности сигналы получаются на выходе гибридного кольца. Дополнительная фразировка осуществляется фазовращателем (ФВ).
104
Циркулятор трёхплечевой, коаксиальный с ферритовыми вставками,
обеспечивает передачу СВЧ сигналов в направлении сумматора, а отражённую волну от него поглощает в согласованной коаксиальной нагрузке (развязка между падающей и отражённой волной составляет 30 дБ, потери прямой волны менее 1 дБ).
Сумматор мощности построен по сбалансированной мостовой схеме, к
которой подключены ответвители с детекторными диодами для контроля цепей. Они обеспечивают индикацию следующих аварий: расфазировки суммирующих сигналов; отсутствия мощности на выходе модуля; отсутствия
мощности на выходе ПРД. Важным условием работы сумматора является
синфазность суммированных сигналов. Для компенсации фазовых сдвигов
используются ФВ, установленные на входах УМ, которые обеспечивают изменение фазы более чем на 360 º.
Фильтр гармоник представляет собой ФНЧ и предназначен для подавления гармоник, возникающих в УМ из-за работы в нелинейном режиме.
Это улучшает электромагнитную совместимость с другими РЭС.
Дуплексёр предназначен для обеспечения одновременной работы ПРД
и ПРМ на одну антенну. Выполнен в виде плавно перестраиваемых ПФ в
приёмном и передающем тракте, что позволяет более точно настроить или
отстраиваться от помех по сравнению с дискретно-перестраиваемыми ПФ
(рис. 6.5, а).
Приёмное устройство служит для приёма аналоговой информации в
варианте ФИМ и бинарной (цифровой) информации при работе в варианте
ЦИ. Оно выполняет следующие функции: усиление слабых сигналов; преобразование СВЧ сигналов в промежуточную частоту; усиления и селекцию
сигналов ПЧ, детектирование ЧМС; усиление видеосигналов.
Приёмное устройство содержит: фильтр гармоник; МШУ, смеситель; гетеродин; УПЧ; ПФ; частотный детектор, усилитель видеоимпульсов.
Фильтр гармоник – противолокационный не перестраиваемый ФНЧ,
предназначенный для подавления мощных внеполосных помех лежащих вы105
ше диапазона частот станции.
Малошумящий усилитель предназначен для улучшения чувствительности приёмника. Состоит из многокаскадного усилителя с большим коэффициентом усиления KУС = 18 дБ и малым коэффициентом шума NШ < 3 дБ, а
также многозвенного (3...4 звена) полосового фильтра (ПФ) СВЧ с фиксированной перестройкой при допустимом затухании в полосе пропускания
а = 1 дБ и гарантированном затухании в полосе задерживания при расстройке в 70 МГц а0  60 дБ (рис. 6.5, б).
f рс1
Дуплексёр
a0 > 35 дБ
при fр > 30 МГц
МШУ
a0 > 65 дБ
ПРД
f рс2
а)
ПРМ
при fр > 70 МГц
f рс
ПФ
Kус > 18 дБ
DA1
f рс
3
к
Ант
a0 > 60 дБ
a  3 дБ
a  1 дБ
б)
Рис. 6.5. Схемы элементов ППУ: а – дуплексёр; б – малошумящий усилитель
Балансный смеситель (рис. 6.6, а) обеспечивает преобразование сигналов СВЧ в сигналы ПЧ. Наибольшее распространение нашла схема с фазовым подавлением зеркального канала (ФПЗК). Кроме подавления fГ в балансном смесителе подавляются ещё и помехи по зеркальному каналу. Уровень
подавления в широкой полосе частот составляет 20 дБ. Смесители с ФПЗК
частот используются в сочетании с узкополосными преселекторами, к которым предъявляются менее жёсткие требования, что позволяет реализовать их
в микрополосковом исполнении. Балансные смесители, благодаря своим
преимуществам, используются в современных приёмных устройствах в гибридно-интегральном исполнении на диодах с барьером Шоттки.
Гетеродин выполняет функцию генератора подставки несущей частоты.
Усилитель промежуточной частоты – это многокаскадный транзисторный усилитель с Kус  70 дБ, который нагружен на ПФ. Он предназначен
106
для формирования ЧХ (АЧХ и ФЧХ) тракта ПЧ и обеспечения избирательности по соседним каналам ПРМ.
Перестраиваемый ПФ выделяет принимаемый сигнал и ослабляет
сигналы помехи по зеркальному каналу. Это многозвенный (4...8 звеньев)
фильтр Чебышева. Средняя частота полосы пропускания 70 ± 0,2 МГц. Полоса пропускания на уровне 3 дБ составляет 9 ± 0,2 МГц. Гарантированное затухание на соседних частотах (при расстройке в 7 волн, что составляет
70 МГц) не менее 35 дБ. Для повышения устойчивости работы УПЧ охвачен
кольцом АРУ.
Частотный демодулятор (рис. 6.6, б) состоит из АО и дискриминатора, выполненного на расстроенных контурах. На выходе ЧД устанавливается
эмиттерный повторитель (ЭП) для согласования сопротивлений (75 Ом).
БСМ1
U с sin c t
Синфазный
делитель
U с sin c t
U пч sin пч t
U г sin г t Iзк
Uг
90
VD1

о
U пч
fПЧ1 Cк1
R1
UПЧ
U г sin(г t  90)
Iзк
БСМ2
C1
Lк1
UВИ
Lк2
Cк2
C2
R2
fПЧ2
Uпч sin(пчt  90)
VD2
Рис. 6.6. Схемы элемента приёмника: а – смесителя частоты с ФПЗК;
б – частотного дискриминатора
Видеофильтр (для варианта ФИМ-24) представлен в виде 2-звенного
ФНЧ с полосой среза 1,7 МГц и гарантированным затуханием на f = 3 МГц не
менее 25 дБ.
Усилитель-нормализатор импульсов (для варианта ФИМ-24) обеспечивает усиление и нормализацию импульсов по амплитуде и длительности и
включает усилитель, линию задержки ЛЗ-1 с з = 0,5  0,6 мкс, усилитель,
линию задержки ЛЗ-2 (дифференциатор) с триггером (нормализатор по дли107
тельности) и нормализатор по амплитуде (рис. 6.7). Помехоустойчивая система автоматики (ПСА) отключает нормализатор от канальных блоков при
уровне псофометрических шумов, превышающих допустимое значение
UС/UШ < 2.
1
2
Выход
T 192 кГц
Вход
192 кГц
к помехоустойчивой системе
автоматики (ПСА)
Рис. 6.7. Усилитель нормализатор
Приёмник может иметь устройство обнаружения преднамеренных
помех, принцип которого основан на временной селекции импульсов
группового сигнала. ПСА выделяет сигналы из ГС, длительность которых
меньше или больше длительности сигнала.
6.3. Технические средства формирования и обработки многоканального сигнала с фазоимпульсной модуляцией и временным разделением каналов
Среди известных импульсных модуляций первичного сигнала (амплитудная АИМ, частотная ЧИМ, широтная ШИМ и фазовая ФИМ) широкое
применение нашла фазоимпульсная модуляция. Поэтому РР СП, которые использую ФИМ канальных сигналов, уплотнение канальных импульсных потоков временным способом и преобразования в радиосигнал методом частотной модуляции, называют РР СП с ФИМ-ЧМ.
Процессы преобразования сигналов в радиорелейных линиях с ФИМЧМ приведены на рис. 6.8. Сигнал с фазоимпульсной модуляцией формируется в фазоимпульсном модуляторе в два этапа (рис. 6.9): из аналогового
сигнала формируется сигнал ШИМ, а затем из сигнала ШИМ – ФИМ.
108
t
t
t
t
Фазоимпульсный
модулятор
ТИ
Частотный
модулятор
U (t )
UФИМ (t )
f1
UФИМ (t )
U (t )
f2
Радиоствол
t
Фазоимпульсный
демодулятор
Частотный
демодулятор
ТИ
fД
fД
Uи(t)
Uи(t)
t
t
Рис. 6.8. Линия радиосвязи с ФИМ-ЧМ
Процесс преобразования аналогового сигнала в сигнал с широтноимпульсной модуляцией показан на рис. 6.10.
U Вх  t 
t
TK
U ШИМ  t 
 t 
UШИМ t 
1
2
t
,
t
UФИМ t 
tm
0
Фаза соответствующая нулевому значению
t
t
U Вх  t 
t
t
Рис. 6.9. Формирования канального сигнала ФИМ Рис. 6.10 Двухсторонняя ШИМ
Импульсная последовательность (t) должна иметь частоту не ниже
удвоенной частоты модулирующего колебания, т.е. FИ > 2FВ (FВ – частота
модулирующего колебания). Для речевого сообщения, передаваемого по КТЧ
FВ = 3,4 кГц. Обычно с запасом полагают FИ = FД = 8 кГц (частота дискретизации).
Сигнал с ФИМ формируется с помощью простого устройства, схема
которого приведена на рис. 6.11. Работа устройства поясняется эпюрами,
приведенными на рис. 6.12.
109
U И t 
U Вх  t 
U П t 
ТИ
U t 
U ШИМ  t 
U ФИМ  t 
ДЦ
АО
Триггер
FИ  8 кГц

Напр.пилы
FП  12 кГц
Рис. 6.11. Устройство формирования сигнала с ФИМ
U È t 
U t 
t
Uпор
UШИМ t
t
UФИМt
t
t
Рис. 6.12. Эпюры формирования сигнала с ФИ
Устройство содержит сумматор аналоговых сигналов, триггер с раздельным запуском, дифференциальную цепь и амплитудного ограничителя.
Формирование сигнала с ШИМ осуществляется путём подачи на вход триггера суммы аналогового сигнала (соответствующего передаваемому сообщению) и пилообразного напряжения. Началом формирования импульса с
ШИМ (переброс триггера в логическую 1) является момент достижения амплитуды входного аналогового сигнала порогового значения пилообразного
напряжения, а моментом окончания импульса – сброс триггера тактовыми
канальными импульсами с частотой FИ = FД = 8 кГц. Формирование сигнала
с ФИМ осуществляет дифференциальная цепь, которая формирует импульс в
момент окончания сигнала с ШИМ. Таким образом, чем больше амплитуда
входного сигнала, тем шире импульс ШИМ, а, следовательно, больший временной (фазовый) сдвиг импульсного сигнала.
110
Демодуляция сигнала с ФИМ осуществляется также через преобразование его в сигнал с ШИМ, а затем с помощью ФНЧ производится выделение
полезного сигнала. Устройство демодуляции показано на рис. 6.13.
Объединение отсчётов нескольких передаваемых сообщений осуществляется на временной основе. Принцип объединения иллюстрируется
рис. 6.14.
U ФИМ  t 
(сброс)
U ШИМ  t 
U Вых  t 
Триггер
U И  t  FИ  8 кГц
ТИ - установка
Инерциальная цепь
(ФНЧ)
Рис. 6.13. Демодуляция сигнала с ФИМ
U И t 
t
U ФИМ  t 
U ШИМ  t 
t
U Вых  t 
t
t
Рис. 6.14. Демодуляция сигнала ФИМ
Преобразование аналогового сообщения в сигнал с ФИМ осуществляется в модуляционном канальном узле (рис. 6.15). Последовательность объединения и разделения определяется распределительными устройствами на
передаче и приёме, которые работают синхронно и синфазно. Для этого осуществляется их синхронизация, реализуемая путём передачи специальных
синхроимпульсов.
111
U1(t) Модуляционный узел 1

Демодуляци- U1(t)
онный узел 1
К1
К2
U2(t) Модуляци-
...
...
...
...
онный узел 2
Демодуляци- U2 (t)
онный узел 2
Демодуляци- UК (t)
онный узел Nк
Uк(t) Модуляци-
онный узел Nк
Распределительное
устройство
Распределительное
устройство
Рис. 6.15. Принцип временного объединения и разделения
6.4. Параметры низкочастотных и радиосигналов
Параметры низкочастотных сигналов ФИМ. Групповой сигнал показан на рис. 6.16. Канальные импульсы (низкочастотный сигнал) в составе ГС
передаются последовательно. Для определения последовательности передач
на приёме, в состав ГС вводится синхросигнал (СС), представляющий собой
пару коротких импульсов (tСИ – длительность временного интервала между
импульсами
СС).
Он
обеспечивает
фазирование
распределительных
устройств передачи и приёма.
~2U0ε
F
U 0 mτ ε
ШИМ
...
Fи
F
f
mτ  Δtm /τ 0 - индекс модуляции
tm
- временная девиация
ε  τ 0 /T - скважность
2U 0 πFΔtm ε
F
~2U0ε
ФИМ
F
Fи
...f
Рис. 6.16. Спектры сигналов с ШИМ и ФИМ
112
Для повышения устойчивости приёма СС его выделение производится
только в ожидаемом интервале времени.
Длительность интервала между двумя последовательными передачами
одного аналогового сигнала (период дискретизации) Tд = 1/Fд. Для Fд = 8 кГц
Tд = 1/(2Fв) = 1/F) = 8 кГц. Это стандартное значение.
Интервал времени между соседними канальными импульсами при отсутствии модулирующего сигнала Tк называют периодом следования видеоимпульсов ГС. Он зависит от числа каналов, для 24-канальной системы передачи Nк = 24 Tк = 1/24 = 5,2 мкс.
Длительность канального импульса 0 выбирается предельно малой величиной для того, чтобы организовать по возможности наибольшее число
каналов на периоде дискретизации. Ограничением является предельное расширение спектра сигнала, т. к. Fс  1/0. Типовое значение 0 = 0,5 мкс.
Девиация временного положения канального импульса tm определяет
уровень шума в канале. При заданном числе каналов она выбирается по возможности наибольшей. Для Nк = 24 типовое значение tm = 1…1,5 мкс. Для
системы передачи с ФИМ индекс модуляции определяется выражением:
mфим  2Δtm Tк  2  (1...1,5) 5, 2  0,38  0,58 .
Защитные интервалы необходимы для исключения взаимных помех
между каналами. Длительность защитного интервала должна удовлетворять
неравенству tm  (3…5) 0.
Общая частота следования видеоимпульсов Fк = FдNк или период следования Tк = 1/Fк = Tд/Nк. Из рис. 6.17 видно, что число индивидуальных каналов в ГС связано с перечисленными параметрами соотношением:
Nк 
TД
t3  2tm  τ0

125
125

 20  41 .
1,5...2,5  2  1...1,5  0,5  5...7 
Из выражения следует, что для увеличения числа каналов необходимо
уменьшать величину временной девиации импульсов. Однако это приводит к
113
увеличению шума в каналах, поэтому практически РРЛ с ФИМ-ЧМ имеют
канальную ёмкость не более 30 каналов.
CC
tсс
1 кан
t3
3 кан
2 кан
Nк кан
1 кан
...
τ0
t m
CC
TК
t
TД
Рис. 6.17. Структура группового сигнала в РР СП с ФИМ
Параметры радиосигнала с ЧМ последовательностью ФИМ. Радиосигнал представляет собой чередующуюся последовательность колебаний с
частотами f1 и f2, соответствующих канальному импульсу и паузе последовательности ФИМ. Спектр такого радиосигнала несимметричен (рис. 6.18). На
рисунке приняты обозначения:
f0 – центральная частота радиосигнала;
fР – разнос между частотами f1 и f2;
fРС – полоса частот, занимаемая радиосигналом.
S(t)
f1
f0
fP
f2
f
fPC
Рис. 6.18. Спектр радиосигнала с ФИМ-ЧМ
Во избежание взаимных помех в полосе частот приёма, fP должен выбираться из соотношения:
fP  1/0 + 1/TП.
Полоса частот, занимаемая радиосигналом, определяется соотношением:
114
fPС = fP + 1/0 + 1/TП = 2/0 + 2/TП.
Например, при 0 = 0,5 мкс и TП = 1,7 мкс fPС  5 МГц.
Если учесть нестабильность частоты и требование безыскаженной фильтрации импульсного сигнала, то полосу пропускания ПРМ необходимо расширить до fП = 7…9 МГц.
Такое расширение полосы приводит к увеличению пороговой мощности
РР СП, которое необходимо скомпенсировать. Это достигается увеличением
энергетики радиосвола, путём увеличения коэффициента усиления антенн GA
и мощности ПРД PПД. Наиболее простым способом является увеличение GA,
которое легко получить в диапазоне ДЦВ и СМВ. Поэтому РРЛ с ФИМ-ЧМ
используются в СВЧ диапазоне частот.
Кроме того, расширение ширины спектра частот радиоствола при ограниченной общей полосе частот приёмопередающего тракта приводит к
уменьшению числа рабочих волн в диапазоне РР СП, т. к. шаг сетки частот
строго больше ширины спектра радиосигнал. Обычно он равен 10 МГц. Поэтому РРЛ с ФИМ-ЧМ имеют небольшое количество рабочих волн.
6.5. Помехоустойчивость сигналов с временным разделением и
способы её повышения
Качество связи по помехоустойчивости (ПМУ) каналов радиорелейных
линий с ФИМ-ЧМ определяется уровнем шумов и отношением сигнал/шум
на выходе отдельного канала. Тепловые шумы в каналах линии с ФИМ-ЧМ
возникают вследствие паразитной временной модуляции канальных импульсов tш собственными шумами приёмника (рис. 6.19). Тепловые шумы составляют основную долю всех шумов, возникающих в РРЛ (до 90 %).
Мощность тепловых шумов на выходе канала определяется по формуле
2
Ршт вых
   2Fк
 Рс вых  0 
,
 tш  Fт
115
где tш2 = (Pш/Pс)tф2 – квадрат эффективной паразитной девиации импульсов
(дисперсия), вызванная напряжением помехи UП;
Fт – частота следования импульсов (тактовая частота);
Fк – ширина спектра одного КТЧ.
tш 
Uфим
Uш
0
Um
Реальный
импульс
Uпор
Импульс
без
шума
Uш
Um
0
tф
UИ
t
tш
0  tш
t
Рис. 6.19. Тепловые шумы приемника с ФИМ-ЧМ
Или с учётом параметров НЧ и радиосигнала для систем с ФИМ-ЧМ
РшТ  Рс Вых
nш kТ Fк
1
РC 0 Fт  2f сдв tm 2 ,
при РС > Pпор, fпч  2,5/0, FB = 2/(20).
Как видно из полученных выражений, в отличие от РРЛ с ЧРК-ЧМ все каналы РРЛ с ФИМ-ЧМ по отношению сигнал/шум равнозначны.
Отношение сигнал/шум в КТЧ (РС/PШ)Вых К выше, чем отношение сигнал/шум на входе приёмника (РС/PШ)Вх Пр и определяется по формуле:
2
 Рс 
 Р   f   t   Р     FТ
 Р  Fт
 с   д   m  с   0 
 с 
0 f пч2


,


 Рш т 

 Вых к  Рш  Вх  Fк   0   Рш  Вх  tф  2Fк  Рш  Вх 2Fк
2
где fд – девиация частоты несущего колебания (fд = fР/2 – половина разноса
116
частот);
Fк – полоса пропускания КТЧ (3100 Гц);
tm – девиация временного положения импульса;
tФ  1/fпч – длительность переднего фронта импульса, равная времени
установления его амплитуды до уровня 0,9Umax(tФ);
0 – длительность импульса.
Величина fд /Fк = mf – называется индексом частотной манипуляции,
величина tm /0 = m – индексом фазоимпульсной модуляции.
Таким образом, для повышения ПМУ РРЛ с ФИМ-ЧМ необходимо:
1. Увеличить индекс импульсной модуляции, однако на практике mt > 3
получить трудно, т. к. это приводит к уменьшению защитного интервала, который должен быть больше (3  5) 0.
2. Увеличить мощность сигнала на входе приёмника.
3. Уменьшить уровень собственных шумов приёмника, т. е. улучшить
качество приёмника (использовать приёмник с малым коэффициентом шума
Nш).
4. Уменьшить (ограничить) спектр входных сигналов.
Необходимо отметить, что в РР СП осуществляется регенерация импульсов на каждом ретрансляторе, а следовательно, такие СП не имеют ограничения на количество ретрансляций по тональной частоте. Кроме того,
ПМУ каналов не зависит от их номера в групповом спектре видеосигнала,
т. е. все каналы радиорелейных линий с ФИМ-ЧМ идентичны в отличие от
линий с ЧРК-ЧМ.
6.6. Механизмы возникновения и проявления нелинейных шумов.
Накопление шумов в радиорелейных линиях большой протяжённости
Переходные помехи в каналах РРЛ с ЧРК-ЧМ и ФИМ-ЧМ подразделяются на: переходные помехи 1-го и 2-го рода. Переходные помехи 1-го рода
117
возникают из-за ограничения полосы пропускания трактов промежуточной и
ВЧ. Это приводит к затягиванию фронтов канальных импульсов, как показано на рис. 6.21. Затягивание задних фронтов приводит к паразитной ФМ следующего канального импульса (внятные переходы). При достаточно большой
величине защитного интервала уровень переходных помех 1-го рода не превышает – 80 дБ относительно мощности канального сигнала.
Переходные помехи 2-го рода возникают из-за нелинейности ФЧХ и неравномерности АЧХ трактов на НЧ. Обычно эта составляющая переходных
помех пренебрежимо мала.
В РРЛ достаточно большой протяжённости с большим числом ретрансляций происходит накопление шумов различного характера. Отношение сигнал/шум в КТЧ линии, состоящей из N интервалов определяется выражением:
-1
Pс Pш = ( Pс Pш )1-1 +( Pс Pш )-12 +...+( Pс Pш )-1N  ,
где (PC/PШ)i – отношение сигнал/шум в канале на i-м интервале.
Отсюда следует, что отношение сигнал/шум в линии всегда хуже, чем на
самом плохом интервале. Если интервалы одинаковы по качеству, то
Рс/Рш = (Рс/Рш)/N. При большом количестве интервалов для обеспечения высокого отношения сигнал/шум в каналах линии требуется, чтобы на одном
интервале обеспечивалось заведомо большее отношение сигнал/шум.
Так, например, при 40 ретрансляциях на линии полной протяжённости
запас уровня мощности сигнала на одном интервале должен быть в 40 раз (на
16 дБ) больше чем на оконечных станциях (требуемого значения), поэтому,
если требуется, чтобы в линии из 40 интервалов отношение сигнал/шум составляло величину 40 дБ, на одном интервале оно должно быть более 56 дБ.
На интервалах РРЛ качество связи также воздействуют флуктуации
сигнала на входе приёмника (замирания). Однако на линиях большой
протяжённости флуктуации не приводят к снижению сигнала ниже
порогового,
вследствие
статистической
118
независимости
замираний
на
интервалах (сглаживание). Это означает, что разброс отношения сигнал/шум
в линии с несколькими интервалами по мере увеличения их числа
уменьшается.
Эффект сглаживания «не работает» только в случае, когда уровень
сигнала падает ниже порога. Но данное обстоятельство учитывается тем, что
при наличии достаточного энергетического запаса по отношению сигнал/шум
на входе ПРМ вероятность (доля времени) наступления такого события
невелика.
Таким образом, замирания, не приводящие к падению принимаемого
сигнала ниже порога, практического значения не имеют, а приводящие к
такому падению – учитываются как потеря надёжности по замираниям.
Контрольные вопросы
1. Дайте определение РР СП с ВРК.
2. Какой принцип положен в основу построения КОА с ВРК-ФИМ.
3. Принцип ортогональности канальных сигналов в РР СП с ВРК-ФИМ.
4. Физический смысл временной ортогональности сигналов.
5. Какая теорема положена в основу ВРК. Её сущность.
6. Условия выбора временных отсчётов при формировании ГС.
7. Сформулируйте два следствия теоремы Котельникова.
8. Сущность интерполяционного ряда Котельникова.
9. Функции РР СП с ФИМ-ЧМ при обеспечении дуплексной многоканаль-
ной связи.
10. Основные достоинства РРЛ с ФИМ-ЧМ.
11. Основные недостатки РРЛ с ФИМ-ЧМ.
12. Состав и назначение основного оборудования РР СП и ФИМ-ЧМ.
13. Состав и назначение НЧО (КОА, ВЧО и ЭПО).
14. Назначение и состав передающего устройства с РР СП с ФИМ ЧМ.
15. Назначение и состав приёмного устройства с РР СП с ФИМ ЧМ.
119
16. Назначение, состав и принципы построения модема (ГЧМС и ЧД) с РР СП.
17. Назначение и состав УПЧ приёмника.
18. Принципы построения преобразователя частоты с ФПЗК вверх (вниз) ППУ.
19. Способ формирования радиосигнала в РР СП с ВРК.
20. Способ проверки работоспособности РР СП без выхода в эфир.
21. Назначение, состав и принципы построения усилителя мощности СВЧ.
22. Назначение, состав и принципы построения малошумящего усилителя ПРМ.
23. Назначение, состав и принципы построения АФТ.
24. Назначение и состав фильтра гармоник АФТ.
25. Назначение, состав и принципы построения дуплексёра ППУ.
26. Назначение, состав и принципы построения нормализатора импульсов ПРМ.
27. Процессы преобразования сигналов в радиорелейных линиях с ФИМ-ЧМ.
28. Принцип формирования сигнала с ФИМ в фазоимпульсном модуляторе.
29. Принцип построения демодулятора сигнала с ФИМ.
30. Структура спектра сигнала с ФИМ. Основное достоинства сигнала с ФИМ.
31. Принцип построения АВОРК (упрощённая схема ВРК).
32. Структура группового сигнала в РР СП с ФИМ.
33. Параметры ГС с ВРК и их влияние на качество связи.
34. Индекс временной модуляции сигнала с ФИМ.
35. Условие выбора количества каналов в групповом сигнале с ВРК.
36. Ширина спектра радиосигнала с ЧМ.
37. Условие выбора полосы разноса между частотами ЧМ.
38. От чего зависит помехоустойчивость РРЛ с ФИМ-ЧМ.
39. Мощность тепловых шумов на выходе каналов РРЛ с ФИМ-ЧМ.
40. Помехоустойчивость сигнала с ФИМ-ЧМ.
41. Способы повышения помехоустойчивости РРЛ с ФИМ-ЧМ.
42. Механизмы возникновения и проявления нелинейных шумов.
43. Накопление шумов в РРЛ большой протяжённости.
44. Основные параметры качества РР СП с ФИМ-ЧМ.
120
Лекция 7. Технические средства формирование и обработка сигналов в цифровых системах передачи
7.1. Преобразование аналогового сигнала в цифровой методом импульсно-кодовой модуляции и оценка его помехоустойчивости
Первая ступень предназначена для формирования цифрового ГС из
аналоговых сигналов и цифровых потоков. Объединение нескольких цифровых потоков осуществляется в КОА с помощью мультиплексоров (МП). Если
в СП поступают аналоговые сигналы, то они преобразуются в цифровые в
устройствах АЦП/ЦАП различными методами: импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ); дельта – модуляцией (ДМ); вокодерной модуляцией и их комбинациями.
Импульсно-кодовая модуляция выполняет 3 операции:
1. Дискретизация по времени – процесс взятия во времени отсчётных
значений (рис. 7.1, б). Он осуществляется в модуляторе АИМ (рис. 7.1, г) и
рис.7.2.
2. Квантование – это процесс представления отсчётного значения некоторым фиксированным значением (заранее заданным) амплитуды. Каждый отсчёт округляется до ближайшего значения кратного шагу квантования 
(рис. 7.1, б). Здесь аналогового сигнала разбит для простоты на 8 дискретных
уровней (L = 8). Этим уровням (от 0 до 7) в двоичной системе счисления соответствуют кодовые комбинации кода Грея от 000 до 111.
3. Кодирование – представление квантованного значения сигнала некоторым кодом обычно с основанием 2. Число уровней квантования L равно
числу возможных комбинаций (кодовому алфавиту), что определяется разрядностью кода
n (число символов в кодовой группе), например
L = 2n = 23 = 8 (рис. 7.1, в).
121
UС
Um C
а
7
6
5
4
3
2
1
0
UИКМ
1
0
t
UАИМ
...
111
110
101
100
011
010
001
000

t
4
6
б
Код n
Уровни
L
U Кв
t
7
5
2
3
2
0
в
4
t
UАИМ
АИМ
модулятор
UКв
Квантователь
г
UАИМ
Кодирующее UИКМ
UИКМ Декодирующее
устройство
устройство
КОДЕР
ФНЧ
UС
ДЕКОДЕР
КОДЕК
Рис. 7.1. Процесс и схема формирования ИКМ
(t  nT)
fД
S (t )(t  nT )
S(t)
Рис. 7.2. Дискретизатор
При округлении отсчётов возникают погрешности |/2|, которые называются шумы квантования. Мощность шума квантования определяется только шагом квантования  (числом уровней квантования L = Um/)
2
Рш кв
1
1 U 
U m2
 2   m  
12
12  L  12  22 n .
Отношение мощности сигнала к мощности квантованного шума на выходе канала (квантовая шумовая защищенность), равна
a кв  10lg
U2   U2 
Pс
 10lg  m   m 2n   10lg  6  22n   6n  7,8 , дБ,
Pш кв
 2   12  2 
где n – число разрядов в кодовой комбинации (длина кодовой комбинации).
122
Для B = 64 кб/с и n = 8 aкв = 56 дБ. Зная требования к шумовой защищённости можно также определить минимальную разрядность кода n = (aКв – 7,8)/6.
Из приведённых выражений следует, что накопление шума квантования
не происходит, тогда как при аналоговых методах импульсной модуляции
(например, ФИМ) шумы, возникающие при каждой ретрансляции, суммируются.
Таким образом, принцип ИКМ позволяет реализовать передачу по цифровому каналу любого непрерывного сигнала. Кроме того, сигнал с ИКМ обладаем
высокой ПМУ передачи информации за счёт большой его избыточности.
На основе ИКМ разработан новый стандарт цифровой передачи аналогового сигнала – дифференциальная ИКМ (ДИКМ). Суть ДИКМ основана на
передаче не абсолютного значения отсчёта, а разности значений текущего и
предыдущего отсчётов. Это связано с тем, что параметры речи медленно изменяются во времени. Характеристики голоса изменяются на интервале
10...20 мс, т. е. амплитуда не имеет резких скачков. Следовательно, разность
соседних отсчётов изменяется незначительно. Это позволяет уменьшить скорость передачи информации более чем в 2 раза при том же качестве связи.
На приёме осуществляется преобразование вида
Еε  (ai  ai 1 )2  ai2  2ai ai 1  ai21  2Ea (1  ρ) ,
где ai, ai-1 – текущая и предыдущая кодовая комбинация;
Еa = ai2 = ai-12 – энергия сигнала;
Е – энергия разностного сигнала;
 = ai·ai-1/Еa – коэффициент корреляции соседних отсчётов.
Схема модулятора и демодулятора АДИКМ и алгоритмы преобразования сигналов представлена на рис. 7.3. Она представляет собой схему ИКМ,
дополненную устройством вычитания и предсказания на передающей стороне и устройством суммирования и предсказания на приёмной стороне.
Анализ показывает, что АДИКМ эффективна для сильно коррелированных сигналов, т. е. при  > 0,5.
123
АС
εi  ai  ai
ai
ИКМ
... связи
Канал
aˆi  ε  ai
εi
ai  f (ai 1 , ai 2 , )
ЦАП
АС
ai
Фильтрпредсказатель
Фильтрпредсказатель
Рис. 7.3. Модулятор и демодулятор дифференциальной ИКМ
7.2. Преобразование аналогового сигнала в цифровой методом
дельта-модуляции и оценка его помехоустойчивости
Дельта-модуляция (ДM, англ. Delta Modulation) – это особый вид импульсной модуляции, при котором аналоговый сигнал квантуется по времени
и амплитуде. Отличие от ИКМ состоит в том, что кодер ДМ представляет собой устройство с обратной связью (ОС) или с предсказанием (рис. 7.4), в котором процедура дискретизации и квантования объединены в одной петле
ОС и не могут быть разделены, как при ИКМ. Это альтернативный вариант
передачи аналогового сигнала по РРЛ в цифровой форме, в которой передаются не абсолютные значения сигнала, а только приращения.
u  kTД   uс  kTД   uКв  (k 1)TД 
ГТИ
UД
U Вх
fД
Схема
вычитания Компаратор
ФНЧ
UС
UКв
D
1 битовый ЦАП
UДМ
C
Канал связи
Q
Интегратор
ФНЧ
UС
1 битовый ЦАП
Интегратор
Рис. 7.4. Дельта – модулятор и демодулятор
Аналоговый сигнал (рис. 7.5, а) после фильтрации поступает на вход
124
схемы вычитания, в которой сопоставляется со ступенчатым (аппроксимирующим) напряжением Uкв (рис. 7.5, в). На выходе схемы вычитания формируется разностный сигнал
u (kTД) = uC (kTД) – uКв ((k – 1) TД),
где TД – период дискретизации сигнала по времени, TД = 1/fД.
Это разностное напряжение подаётся на вход компаратора, на выходе
которого образуется +1, если u(kTД) > 0 (рис. 7.5, г) и аппроксимирующее
напряжение UКВ в интеграторе получает приращение +. В том случае, когда
u(kTД) > 0 на выходе компаратора образуется –1, а напряжение UКВ уменьшается на одну ступеньку  (получает приращение –). В результате на выходе компаратора образуется последовательность, представленная на
рис. 7.5, г. Далее её преобразуют в кодере в последовательность, удобную
для передачи по каналу связи, например, в последовательность 1 и 0.
UС
Um C
а
t
UИ
б
1
0
t
в
U Кв
δ
t
UДМ
+1
-1
г
t
t
Рис. 7.5. Процесс формирования дельта – модулированного сигнала
125
Для обеспечения высокого качества UДМ необходимо иметь высокую тактовую частоту ГТИ с целью предотвращения перегрузок по крутизне, поэтому в
настоящее время линейная ДМ не находит практического применения.
Применение нашли методы адаптивной ДМ, при которых шаг квантования  меняется автоматически в соответствии с законом изменения крутизны
сигнала UC. Тогда на участках с высокой крутизной сигнала необходимо увеличить тактовую частоту, а с малой – уменьшить. Закон изменения шага  выбирают по статистическим характеристикам сообщений – по линейному, геометрической прогрессии, экспоненциальному и другим, обеспечивающим точность
передачи информации.
Достоинства ДМ – более устойчива к сбоям, меньшая скорость передачи информации при том же качестве, что и ИКМ, лучшие условия для синхронизации при объединении цифровых потоков, простота кодера и декодера.
Шумы квантования при ДМ, определяются выражением
Рш кв  kкв Fс δ 2 f д ,
где kКв – коэффициент пропорциональности (для речевого сигнала kкв = 0,33);
fд – частота дискретизации, равная частоте следования информационных
импульсов (тактовой частоте);
FC – частота модулирующего колебания сигнала.
Шумовая защищённость по квантовым шумам на выходе канала с ДМ,
равна
а кв
f д3
Рс
1
 10 lg
 10 lg 2
Рш кв
8π kкв Fс2 .
Из выражений следует, что шумовая защищённость очень критична к
величине fД и FC. При выборе fД из условия обеспечения заданного качества
связи, например, удовлетворительного (hкв = 6...9 дБ), для речевого сигнала с
FC = 3,4 кГц с учётом выражения, получим fД = 15...20 кГц. Увеличение fД в
2 раза (с 16 до 32 кГц) позволит получить хорошее качество канала (акв = 15 –
126
20 дБ). Получение хорошего канала достигается объединением двух каналов
по 16 кбит/с, т. е. использованием скорости 32 кбит/с.
Шумовая защищённость по квантованию аш
кв
ИКМ для скорости
16 кбит/с уступает адаптивной ДМ. Однако канал ДМ слабо приспособлен к
передаче сигналов с резкими перепадами (импульсных, тонального телеграфа
(ТТ)), что приводит к краевым искажениям в первом случае и переходным
шумам при ТТ. Канал с ДМ в отличие от канала с ИКМ не может считаться
аналогом КТЧ, что вызывает затруднение при их сопряжении с каналами других систем путём транзита по НЧ (по аналоговому сигналу).
Перспективой развития является ДМ с переменной крутизной наклона
(CVSDM – Continuously Variable Slope Delta Modulation). Метод CVSDM позволяет наблюдать за управлением битовым потоком. Для этого может использоваться либо последовательность 1, увеличивающая размер шага для понижения
наклона аналогового сигнала, либо последовательность 0, уменьшающая размер
шага для увеличения крутизны наклона и ослабления эффекта зернистости.
7.3. Преобразование аналогового сигнала в цифровой методом вокодерной модуляции и оценка его помехоустойчивости
Вокодер (voice coder – кодировщик голоса) – устройство синтеза речи
на основе выделения и кодирования её параметров. В вокодерах из речевого
сигнала выделяют два типа параметров: параметры, характеризующие источник речевых колебаний (генераторную функцию), – частота основного тона,
ее изменение во времени, моменты появления и исчезновения основного тона, шумового сигнал; параметры, характеризующие огибающую спектра речевого сигнала, (фильтровую функцию);
Выделенные параметры мультиплексируются и предаются по каналу,
т.е. приёмной стороне сообщаются только сведения о речевых звуках: механизме их формирования (основного тона) и параметрах основного тона (частоте), а также параметры огибающей спектра речи. Если последнее осуществля127
ется методом предсказания, то такие операции составляют суть вокодера с линейным предсказанием, который называют липредером (рис. 7.7). Суть линейного предсказания состоит в том, что для прогноза текущего отсчёта речевого
сигнала можно использовать линейно взвешенную сумму предшествующих
отсчётов, т. е. предсказываемый отсчёт.
Анализ речи
Анализатор
амплитуды спектра
Выделитель частоты
основного тона
Канал связи
...
Декодер
Выделитель сигнала
«тон-шум»
Система формантных фильтров
(синтез огибающей)
Переключатель вида спектра
Генератор Генератор основного
шума
тона речи
Предсказатель
Синтезатор речи
Синтез речи
Кодер
Речь
Речь
Рис. 7.7. Вокодер речи
В этом случае по каналу связи кроме параметров основного тона передаются в цифровой форме и значения коэффициентов предсказания а, позволяющие построить (синтезировать) последующее значение Si огибающей по
предшествующим Si-j, при этом
n
Si   a j Si  j .
j 1
Сами значения коэффициентов аj выявляются на основе изучения корреляционных свойств речевого сигнала. Точность передачи и восстановления
существенно зависит от числа параметров п, коэффициентов аj, точности его
передачи, параметров тона и частости формирования передаваемых параметров (размера кадра формирования аj).
Недостатками вокодеров является невысокое качество речи и не натуральность (узнаваемость, потеря индивидуальности) речи, а также сложности
технической реализации вокодера. Однако, в связи с развитием микропроцессорной техники и ЦОС, вокодерная связь выходит на первое место.
128
Качество речи вокодеров является функцией скорости передачи, производительности и задержки обработки. Анализ свидетельствует, что при общей
затрате на данные операции 1200 бит/с можно обеспечить передачу речевых
сигналов с удовлетворительным качеством. При скорости 2400 и 4800 бит/с
можно добиться хорошего качества связи и хорошей узнаваемости голоса.
Лучшие характеристики имеют полувокодеры (гибридные вокодеры),
сочетающие принципы непараметрического и параметрического методов кодирования. Так как в вокодерах сложно точно восстановить частоту основного тона речи (генераторную функцию), то вместо её параметров передаётся
реальный сигнал с шириной спектра до 1000 Гц, который кодируется непараметрическим методом, чаще всего, адаптивной дифференциальной импульсно-кодовой модуляцией (АДИКМ). Достоинством является неискажённость генераторной функции (частоты и закона изменения основного тона),
что обеспечивает хорошую узнаваемость голоса.
Известно несколько методов линейного предсказания, а именно:
1. Метод с возбуждением от импульсов основного тона – LPC (Linear
Predictive Coding). В кодере LPC сигнал возбуждения передаётся при помощи
трёх параметров: периода основного тона (Тот) для звуков, которые вокализованы при смыкании голосовой щели; сигнала тон-шум и амплитуды сигнала.
Скорость передачи кодера LPC выбирается от 2400 бит/с и ниже. Кодер не
обеспечивает необходимого качества речи даже при высокой скорости передачи.
2. Метод с многоимпульсным возбуждением MPELP (Multi Pulse Excidet Linear Predictive) или MPLPC (Multi Pulse Excited LPC). Здесь сигнал
остатка LPC представляется импульсами возбуждения с неравномерно распределёнными интервалами и с различными амплитудами (приблизительно
8 импульсов за 10 мс). На скорости 9,6 и 16 кбит/с создаётся речь, которая
отвечает по качеству ИКМ сигналам. Качество речи при многоимпульсном
возбуждении при скорости передачи 4,8 кбит/с заметно выше, чем при одноимпульсном возбуждении при той же самой скорости передачи.
129
3. Метод с возбуждением от остатка предсказания RELP (Residual Excited Linear Predictive). В RELP кодере остаток предсказания пропускается
через ФНЧ с частотой среза 800 Гц. При скорости 9,6 кбит/с сигнал дискретизируется
и
передаётся
со скоростью 7,2 кбит/с,
а остаток
9,6 –
7,2 = 2,4 кбит/с используется для передачи коэффициентов предсказания и
усиления. При частоте среза предсказателя 600 Гц и скорости передачи
4,8 кбит/с пропускная способность делится пополам. Сигнал остатка обладает высокой разборчивостью. В декодере сигнал возбуждения восстанавливается во всей полосе частот.
4. Метод с возбуждением от кода СELP (Code Excited Linear Predictive).
В линейном предсказателе СELP сигнал возбуждения представляется в виде
вектора, которому присваивается определённый индекс, т. е. код. Выбор оптимального вектора осуществляется из множества векторов-кандидатов, которые составляют кодовую книгу. Определение размера кодовой книги возбуждения имеет определяющее значение для создания необходимого качества восстановления голоса. Данный метод обеспечивает высокое качество
речи при скоростях передачи 4…16 кбит/с. По отношению к многоимпульсному методу CELP-метод достигает более высоких показателей восстановления речи при одинаковых скоростях. Широкое применение нашли два стандарта речепреобразующих устройств, рекомендованных МСЭ: G.728 на алгоритм LD-CELP (16 кбит/с); G.729 на алгоритм CS-ACELP (8 кбит/с).
Сравнение цифровых методов передачи аналоговых сигналов представлено в табл. 7.1. В таблице приведены следующие показатели оценки качества:
1. Качество голоса MOS – средняя субъективная оценка по 5-бальной
системе: 1 – плохо; 2 – слабо; 3 – разборчиво; 4 – хорошо; 5 – отлично.
2. Время задержки сигнала в кодеке ТЗАД = ТВых – ТВх ≤ 100 мс на сжатие, компрессию, предсказание, анализ и синтез сигнала.
3. Сложность кодирования (реализации) алгоритма преобразования,
связано с вычислениями при кодировании/декодировании и оценивается чис130
лом миллионов операций в секунду MIPS = 0…70.
4. Сжатие сигнала оценивается коэффициентом сжатия речи, который
равен отношению скорости передачи сигнала с ИКМ к скорости передачи
любого другого стандарта: KCЖ = BИКМ/Bi.
Область применения вокодеров – линии командной связи (наземной и
спутниковой), речевое управление и говорящие автоматы информационносправочной службы. Практически в таких вокодерах происходит автоматическое распознавание слуховых образов, а не определение параметров речи.
Таблица 7.1
Сравнительный анализ АЦП/ЦАП
Стандарт
МСЭ
ВПД,
кбит/с
Сжатие
MIPS,
млн.оп
ИКМ
АДИКМ
G.711
G.727
–
+
–
10
ДМ
(CVSDM)
G.721
–
–
LPC
(вокодер)
LD-CELP
(полувокодер)
CS-ACELP
GS-CELP
MP-MLQ
G.723
64
16
32
16
32
48
2,4
4,8
16
+
40
+
40
8
8
6,3
5,3
+
+
+
+
20
10
20
14
Алгоритм
G.728
G.729
G.729A
G.723.1
Качество
Сфера
голоса
применения
(MOS)
0,25
4,11
ТлфОП
0,25
3,2
ТлфОП,
4,11
р/тлф
0,15
3,2
ТлфОП,
3,85
р/тлф
4,11
20
2,85
р/тлф
3,35
1,25
3,61
ТлфОП
ТЗАД,
mc
15
15
38
38
3,92
3,85
4,25
3,55
ТлфОП, IoIP, ATM
видеотелефония, IoIP, MMсвязь
Примечание: ТлфОП – телефонная сеть общего пользования; р/тлф – радиотелефон;
Каналообразующая аппаратура (КОА) или аппаратура уплотнения
(АУ) определяет услуги потребителя и предназначена для формирования
группового многоканального сигнала из множества подлежащих передаче
информационных сигналов и обратного преобразования группового сигнала
131
в множество информационных сигналов потребителя на приёме.
В РР СП может использоваться собственная или типовая АУ. Обычно
цифровые РРСт комплектуются АВОРК или мультиплексорами (МП). Низкоскоростной МП обеспечивает плезиохронное формирование ГС со скоростью
до 8448 кбит/с (Е2) из низкоскоростных потоков (0,1...64)  n…2048 кбит/с, а
также сопряжение с оконечной аппаратурой по стыкам С1-ФЛ-БИ. Среднескоростной МП обеспечивает плезиохронное формирование ГС со скоростью до
34 348 кбит/с (Е3) из цифровых потоков ОЦК  n, Е1 и Е2. Высокоскоростной
МП синхронной цифровой иерархии обеспечивает синхронное формирование
ГС со скоростью 155 520 кбит/с (STM-1) из различных цифровых потоков.
Демультиплексор выполняет обратные процессы по разуплотнению ГС
на индивидуальные потоки, а также поиск и удержание цикловой синхронизации группового потока данных, выделение из него основного и служебного
трафиков и передачу их на интерфейсные окончания, подавление фазового
дрожания (джиттера) ЦС, возникающего вследствие мультиплексирования и
демультиплексирования.
Контрольные вопросы
1. Какие методы передачи цифровой информации используются в СПИ?
2. Дайте характеристику процессов преобразования аналогового сигнала в
цифровой методом импульсно-кодовой модуляции.
3. Дайте характеристику процессов преобразования аналогового сигнала в
цифровой методом дифференциальной ИКМ.
4. Структурная схема кодера/декодера ИКМ.
5. Оценка мощности шумов квантования при ИКМ.
6. Зависимость разрядности цифрового сигнала от квантовой защищённости
канала.
7. Как влияет компандирование на квантовую шумовую защищённость.
8. Основные характеристики ИКМ стандарта G.711
132
9. Принципы преобразования сигналов в дифференциальной ИКМ.
10. Структурная схема кодера/декодера ДИКМ.
11. Назначение и принцип работы устройства предсказания в кодеке с
АДИКМ.
12. Достоинства и недостатки ИКМ и ДИКМ.
13. Основные характеристики АДИКМ стандарта G.727.
14. Дайте характеристику процессов преобразования аналогового сигнала в
цифровой методом дельта модуляции.
15. Какая информация передаётся по каналу с дельта модулятором.
16. Структурная схема кодера/декодера ДМ.
17. От чего зависят шумы квантования (квантовая шумовая защищённость)
при ДМ.
18. Основные характеристики ДМ стандарта G.721.
19. Сущность передачи аналоговой информации вокодером.
20. Основные параметры речи, подвергающие цифровизации в вокодере.
21. Структурная схема вокодера речи.
22. Основные методы линейного предсказания, используемые в вокодерах речи.
23. Основные характеристики вокодеров речи различных стандартов.
24. Основные параметры, по которым сравниваются речепреобразующие
устройства..
133
Лекция 8. Формирование многоканальных сигналов. Мультиплексоры и демультиплексоры.
Цифровые средства многоканальной радиосвязи применяются для создания транспортных сетей связи и сетей доступа специального назначения.
Важное значение при построении сетей связи имеет каналообразующая и
коммутирующая аппаратура, которые определяют услуги потребителя и от
которых зависит распределённость структуры сети связи.
Каналообразующее оборудование или аппаратура (КОА) предназначена
для формирования группового (многоканального) сигнала (ГС) из множества
подлежащих передаче первичных электрических сигналов (ПЭС) (объединения
канальных сигналов на передающем конце) и обратного преобразования ГС в
множество ПЭС (разъединения канальных сигналов на приёмном конце).
В цифровых системах передачи многоканальной радиосвязи в качестве
КОА используются мультиплексоры (МП), реализованные по различным
технологиям. Роль и место мультиплексоров в РР СП приведены на рис. 8.1.
Мультиплексоры являются неотъемлемой частью РР СП, поэтому в данной
КСС (64 кбит/с)
Сервисный кан
(16 кбит/с)
Синхровставка
(16кбит/с)
Линейный МП
Мультиплексор
Речь (64 кбит/с)
Кодер
Скремблер
17,28 Мбит/с
Модем
CF2
Перемежитель
(2 объёмах
2RAMB)
++
+-
17,28 Мбит/с
Кодер
(ЦК)
160
кбит/с
8,64 Мбит/с
Генератор
скремблера
Кодер
(СК)
Генератор
синхрокода
КФМ
Генератор
несущей
частоты
8,64 Мбит/с
Рис. 8.1. Вариант применения мультиплексоров в цифровых СП
134
Выход
Мультиплексоры
Е2
(8448
кбит/с)
Мультиплексор
4хЕ1
Входы
главе рассмотрим принципы их построения и функциональные возможности.
8.1. Способы мультиплексирования и демультиплексирования
сигналов
Мультиплексирование (англ. Multiplexing) – это уплотнение канала,
т. е. передача нескольких потоков данных с меньшей скоростью (пропускной
способностью) по одному каналу, при помощи устройства под названием
мультиплексор (mux). Для объединения и разделения сигналов используются
линейные методы.
В общем случае необходимым и достаточным условием разделимости
ансамбля цифровых сигналов является их линейная независимость.
В п-мерном евклидовом пространстве сигналов, представимых усечённым рядом Котельникова, когда базу сигнала В = 2FT, можно выбрать не более В линейно независимых сигналов. Теория линейного разделения построена без учёта аддитивных помех в канале. В этих условиях безразлично, выбирать ли систему переносчиков {Si (t)} ортогональных или просто линейно
независимых сигналов, в любом случае их максимальное число не превышает
базы сигнала В. Однако если учесть влияние помех, то преимущество ортогональных сигналов становится неоспоримым, т. к. только в этом случае
энергия сигнала используется полностью. Частным случаем ортогональных
сигналов являются сигналы с неперекрывающимися спектрами, а также не
перекрывающиеся во времени сигналы.
Мультиплексор (mux) передаёт данные по нескольким логическим
каналам, используя один физический канал. Принцип действия мультиплексора прост: поступающие по нескольким входящим низкоскоростным линиям сигналы передаются в отведённом для каждого из них частотном диапазоне, интервале времени, коде или пространстве по высокоскоростной исходящей радиолинии. На противоположном конце высокоскоростной радиолинии эти сигналы вычленяются, или демультиплексируются (demux).
Также есть возможность разделить сигнал из одного источника на несколько
сигналов низкого уровня, передать их и затем осуществить обратную функ135
цию на приемной стороне, т. е. объединить. Этот процесс называется инверсным мультиплексированием (IMUX).
В зависимости от признака ортогональности различают следующие
способы мультиплексирования: мультиплексирование с разделением по частоте (Frequency Division Multiplexing, FDM); мультиплексирование с разделением по времени (Time Division Multiplexing, TDM); мультиплексирование
с разделением по коду (Code Division Multiple Access, CDMI); мультиплексирование с разделением по пространстве (Multiple Input Multiple Output - метод пространственного кодирования сигнала, MIMO) и др.
Каналообразующее оборудование можно разделить на три функциональные части: индивидуальное (ИО) – для формирования ортогональных
сигналов, групповое (ГО) – для суммирования ортогональных сигналов и генераторное (ГО) и другое вспомогательное оборудование (ВО) – для обеспечения вспомогательных функций по объединению и разъединению канальных сигналов (рис. 8.2).
Процессы мультиплексирования осуществляются на низких частотах.
По этой причине КОА ещё называют низкочастотным оборудованием (НЧО).
При частотном мультиплексировании частотный спектр делится на логические каналы, причем каждый пользователь получает этот канал в свое
распоряжение на время разговора (рис. 8.3).
Мультиплексирование с разделением по частоте (англ. FDM,
Frequency Division Multiplexing) предполагает размещение в пределах полосы
пропускания канала нескольких каналов с меньшей шириной. Каждому цифровому потоку выделяется своя ортогональная частота (канал). Каждый
частотный канала имеет свою величину, кратную скорости передачи цифровой информации, затем каналы комбинируются (суммируются). В результате каналы разносятся по всему спектру частот радиоствола, отделяясь друг
от друга защитными интервалами (см. рис. 8.3).
Однако для этого нужен процесс модуляции, посредством которого информационный сигнал налагается на сигнал линии связи. Тогда такой вид
136
мультиплексирования называется мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов (англ. Orthogonal frequency-division multiplexing,
OFDM).
Формир.
линейного
Сумматор сигнала
ГО

2
3
N
ГО
ИО
ГО
...
2
...
Входы
1
УУ
Выход
Формир.
ортогон.
сигналов
1
Рис. 8.2. Мультиплексирование по времени
C
D
Разделение каналов
высокоскоростной ДМП
линии
А
B
C
D
Демультиплексор
Низкоскоростные
линии
Мультиплексор
А
B
МП
А
B
Низкоскоростные
линии
C
D
Рис. 8.3. Мультиплексирование по частоте
При временном мультиплексировании пользователям периодически
выделяется вся полоса, но только на краткий период времени (рис. 8.4).
Временное мультиплексирование. При мультиплексировании с разделением по времени каждый входящий канал получает в свое распоряжение
всю пропускную способность линии, но только на строго определенный промежуток времени. Для речевого сигнала при ИКМ цикл дискретизации повторяется каждые 125 мкс = 1/8000 Гц (см. рис. 8.4). Совокупность каналов за
один цикл дискретизации составляет кадр.
В Европе, как и в остальном мире, за исключением США и Японии,
стандартной системой является ИКМ-32/30 (или E1) с 32 временными кана137
лами по 64 кбит/с, в которой 30 каналов используются в качестве информационных для передачи голоса, данных и т. д., а два – в качестве служебных,
причём один из служебных каналов предназначен для сигнализации (служебных сигналов установления связи), другой – для синхронизации
(табл. 8.1). Общая ёмкость системы составляет 32  64 кбит/с = 2,048 Мбит/с.
3
4
Низкоскор.
входящие
линии
Мультиплексор
2
1234
Высокоскорос
тная линия
Демультиплексор
ДМП
МП
1
1
2
3
4
Низкоскор.
выходящие
линии
Рис. 8.4. Мультиплексировани по времени
Система E1 образует первичную группу. Вторичную группу E2 образуют 4 канала E1, которые мультиплексируются в один канал Е2 общей ёмкостью 8,448 Мбит/с (рис.8.5). Причём на этом и последующих уровнях
мультиплексирование осуществляется побитно, а не побайтно, как это имело
место в случае мультиплексирования 30 голосовых каналов в один канал E1.
Избыточные биты используются для обрамления и восстановления синхронизации. Третичную систему E3 – четыре канала E2 (или шестнадцать каналов E1) общей емкостью 34,368 Мбит/с, а четверичную группу – четыре канала E3 общей ёмкостью 139,264 Мбит/с. Эти системы образуют европейскую плезиохронную цифровую иерархию (ПЦИ).
4хЕ1
...
40
...
51
...
62
...
73
4хЕ2
4хЕ3
Е1: 2,048 Мбит/с
Е2: 2048 кбит/с
...
Е3: 34,368 Мбит/с
4:1
... 6 5 4 3 2 1 0
4:1
4:1
1 исходящий канал Е2
Е4: 139,264 Мбит/с
Рис. 8.5. Плезиохронная цифровая иерархия
138
...
Таблица 8.1
Цифровая иерархия
Европа
Северная Америка
Япония
Уровень
коэф. мулькоэф. мулькоэф. мульскорость,
скорость,
скорость,
иерартиплексиротиплексиротиплексироМбит/с
Мбит/с
Мбит/с
хии
вания
вания
вания
0
0,064
–
0,064
–
0,064
–
1
2,048
30
1,544
24
1,544
24
2
8,448
4
6,312
4
6,312
4
3
34,368
4
44,736
7
32,064
5
4
139,264
4
97,728
3
В цифровой сфере можно расширить использование мультиплексоров
с разделением сигналов по времени как коммутированных пакетов информации в пределах более крупных потоков. С используемыми MPEG пакеты
информации мультиплексируются стандартами в пределах программного или
транспортного потока.
Статистические мультиплексоры (stat mux) могут динамично настраивать ширину пропускания каждого цифрового потока, входящего в более
крупный поток, благодаря чему ограниченная по ширине «труба» пропускания используется более эффективно.
Временные МП могут объединять различные компоненты видео, аудио и
данных в один пакет или файловый формат при формировании предварительно
мультиплексируемого контейнера. Ethernet является еще одним способом мультиплексирования с разделением по времени для передачи множества пакетов
между различными пунктами назначения, используя обычную проводку, иногда
с маршрутизаторами (которые являются ещё одной формой МП).
Мультиплексирование с пространственным разделением (Space
Division Multiplexing , SDM) является технологией, посредством которой несколько радиочастотных сигналов занимают одну полосу пропускания (или
центральную частоту), но в различных физических пространствах. Кроссполяризация – это общепринятое множество, посредством которого отдельные сигналы передаются по одной частоте линии связи, используя ортого139
нальные векторы электрического поля, обычно называемые горизонтальными и вертикальными. При приёме ортогональными антеннами эти два сигнала могут отдельно определяться и ДМ. Кроме помещения двух сигналов на
ортогональные плоскости, линии связи часто смещаются по электрической
фазе на 90 ˚. В результате получается круговая поляризация (Circular
Polarization, или CP), которая смягчает некоторые эффекты многолучевой интерференции.
Еще одна форма мультиплексирования с пространственным разделением использует характеристику под названием орбитальный угловой момент
(OAM), который помещает отдельные сигналы на множество элементов специально созданной спиральной антенны. OAM иногда называют переплетёнными радиолучами. Орбитальный угловой момент известен из исследований
оптической связи и отличается от круговой поляризации. Благодаря последней вектор электрического поля вращается в пространстве, в то время как с
помощью OAM вращается фронт импульса. Сигналы OAM генерируются с
использованием антенных систем, состоящих из концентрических зацикленных элементов. При этом в системе идет питание с последовательной задержкой, от элемента к элементу. Хотя считается, что OAM предлагает значительную эффективность полосы пропускания, многие сомневаются в этом.
Иногда орбитальный угловой момент описывается в лучшем случае как разновидность технологии передачи данных Multiple-Input-Multiple-Output
(MIMO), с теми же свойствами и без дополнительных преимуществ.
MIMO – это SDM-технология, которая увеличивает ёмкость передачи
при использовании пространственно разделённых передающих антенн вместе с пространственно разделёнными принимающими антеннами. В настоящий момент используемая в беспроводной технологии 802.11n MIMO работает, разделяя исходный сигнал на несколько компонентов низшего уровня.
Затем эти компоненты передаются по каналу одной частоты с помощью пространственно разделённых антенн. Трансмиттеры излучают сигнал в веща140
тельное пространство на одной частоте, а множество антенн используются
для получения передаваемых сигналов с разных направлений.
MIMO не представляет собой приём на разнесённые антенны, когда используются несколько принимающих антенн, чтобы устранить необходимость
во множестве трактов. MIMO – это только одна передающая антенна. Также эта
технология – не направленная антенной решётка, которая использует множество передающих антенн для создания направленного передающего элемента. И
еще MIMO не комбинация обеих вышеназванных технологий.
Таким образом, групповой сигнал в многоканальных системах радиосвязи
формируется на основе ортогональных сигналов. В качестве ортогональных используются сигналы с разделением по частоте, времени, коду, пространству и
поляризации. В РР СП в основном применяется способ с ВРК.
На новые мультиплексирующие технологии в сочетании с самоконфигурирующимися сетями широкого покрытия возлагаются большие надежды.
Считается, что с их помощью можно будет значительно увеличить эффективность использования полосы пропускания – ресурса, спрос на который
постоянно растёт.
8.2. Классификация мультиплексоров с временным разделением
сигналов
Мультиплексоры цифровых потоков классифицируются по следующим
признакам.
1. По количеству объединённых символов: битовый (PDH); байтовый
(SDH).
2. По способу ввода потоков: асинхронные (PDH); синхронные (SDH).
3. По адаптации к цифровым потокам: статические; динамические.
4. По режимам функционирования в сети:
конечный (терминальный) мультиплексор – имеет аналоговые канальные интерфейсы для подключения телефонных аппаратов и каналов АТС;
141
мультиплексор ввода/вывода – имеет цифровые интерфейсы для ввода/вывода цифровых потоков;
мультиплексор ввода/вывода с конференц-связью (групповыми каналами) – обеспечивает организацию голосовой трёхсторонней или более конференц-связи (до 20) путём суммирования сигналов цифровым способом (по
модулю 2). Оборудование осуществляет функции кроссировки каналов
64 кбит/с в пределах четырёх первичных сигналов 2048 кбит/с;
кроссировочный мультиплексор – конфигурация кроссирования производится на программном уровне через биты служебного канала в сигнале
2048 кбит/с или выделенный служебный канал 64 кбит/с.
Принципы формирования многоканального ГС – иерархический. Цифровой поток, создаваемый ЦСП данной ступени иерархии, получается в результате объединения нескольких потоков предыдущей ступени. Такая операция называется временным группообразованием или мультиплексированием. Количество объединяемых потоков определяется коэффициентом мультиплексирования Kмп; в европейской ПЦИ и СЦИ коэффициенты мультиплексирования для всех ступеней выше первой равны четырём.
Принцип мультиплексирования заключается в том, что на передаче
объединяемые (компонентные) потоки записывают каждый в своё запоминающее устройство (ЗУ), а затем поочередно считывают на общую шину
(общий агрегатный поток) поток с меньшей длительностью в число раз, равное Kмп. На приёме осуществляется обратная операция: из агрегатного потока
поочередно считывают импульсы компонентных потоков, их длительности
увеличивают до прежнего размера и подают на соответствующие выходы.
В ПЦИ из ЗУ поочерёдно считывают на общую шину биты компонентных потоков, что соответствует побитовому мультиплексированию (рис. 8.6).
В СЦИ применяется побайтовое мультиплексирование, при котором поочередно считывают отрезки компонентных потоков размером в 1 байт (8 бит).
На рис. 8.7 показана структурная схема записывающего устройства одного из цифровых потоков (ЦП). Его основу составляют ЗУ и выделитель
142
тактовой частоты (ВТЧ). Для остальных ЦП записывающие устройства имеют такую же структуру. Их выходы объединены. Записывающие устройства
каждого ЦП отличаются лишь временным сдвигом импульсов считывания
относительно друг друга на тактовый интервал, что исключает перекрытие
компонентных импульсов в общем потоке.
1-й компонентный
E1.1
E1.2
E1.4
E1.1
2-й компонентный
E1.2
3-й компонентный
E1.3
t
4-й компонентный
t
t
E1.4
t
Агрегатный E2
тайм-слоты
E1.1 E1.2 E1.3 E1.4 E1.1 E1.2 E1.3 E1.4 E1.1 E1.2 E1.3 E1.4
t
Рис. 8.6. Принцип объединения цифровых потоков
Вход
Запоминающее Выход
устройство
Импульсы
записи fз Импульсы
считывания
ВТЧ
fсч
Рис. 8.7. Записывающее устройство одного ЦП
Демультиплексирование (разделение) на приёме осуществляется поочередным считыванием импульсов агрегатного потока на соответствующий
выход. При этом важна идентификация (определение) номеров принимаемых
потоков. Она осуществляется, например, в результате выравнивания фазы
сигналов приёмника и передатчика и их частоты записи. Такой способ мультиплексирования называется синхронно-синфазным или синхронным с
«жёсткой» фазой. Однако на практике чаще применяется синхронное муль143
типлексирование с «плавающей» («мягкой») фазой, которое называют просто
синхронным мультиплексированием.
8.3. Мультиплексор синхронных потоков технологии SDH
При синхронном мультиплексировании общий поток записывается со
скоростью, с какой он приходит, т. е. частота его записи fз равна тактовой частоте fт, получаемой от выделителя тактовой частоты ВТЧ. Считывание же
информации из запоминающего устройства осуществляется с частотой fсч,
превосходящей частоту записи (fсч > fз = fт), как это показано на рис. 8.8.
Поскольку fсч > fз, то периодически ячейки памяти ЗУ будут оказываться свободными (эти моменты отмечены на рисунке звездочками) и в считанном потоке появятся «пробелы», называемые временными сдвигами. Если
отношение периода считывания Тсч к разности периодов записи Тз и считывания Тсч, целое число, то временные сдвиги будут следовать с постоянной
частотой. Так на рис. 8.8 Тз/Тсч = 4/3 и Τсч/(Τз – Тсч) = Τсч/(4/3 Τсч – Τсч) = 3,
то временные сдвиги всегда отделены друг от друга тремя информационными символами. На позициях временных сдвигов передаётся цикловой
синхросигнал агрегатного потока и другая служебная информация.
Четыре первичных компонентных потока (КП1-КП4) поступают на
входы ЗУ передающего оборудования (рис. 8.8, а). Импульсы записи подаются от генераторного оборудования ГО1, синхронизированного тактовой частотой компонентных потоков fз = fт, (fт – одинакова для всех компонентных потоков, поскольку по определению они синхронны).
Считывание импульсов осуществляется с частотой fсч = 33/32 fт, а т. к.
ЗУ имеет две ячейки памяти, временные сдвиги, равные двум импульсным
позициям, следуют через 64 интервала.
144
Условие: fсч > f3= fт
ЦП4
ЗУ
f3
fсч
ЦП3
СЦП
ЦП2
ЗУ
ЦП1
f3
fсч
Помеха
ЗУ
431
431
Радиоканал
связи
Пер
ЦСС
f3
ГО1
ЗУ
ЦП3
ЗУ
ЦП2
ЗУ
ЦП1
СЦП
ЗУ
fт
ЦП4
ЗУ
n t  ,  t 
Пер
ЦСС
ГО1
fт
f 3 = fТ
ГО2
ПЧ
а)
ТАТ
ТАТ
ТАТ
ТАТ
ТАТ
ТАТ
ГО2
ПЧ
33/32fт
33/32fт
Записанная
информация
1
2
3
4
f 3 = fТ
5
6
7
8
9
10 11
t
Импульсы
считывания
f сч > fт
*
*
f сч 
*
4
f3
3
t
Считываемая
информация
1 2 3
4 5 6
Т сч
 3  целое
Т 3  Т сч
б)
Для Е1
f сци  4
7 8 9
f сци
10 11
4
 4 fT
3
t
33
2048  8448кбит с
32
Рис. 8.8. Структура оборудования синхронного объединения потоков:
а – приёмная часть; б – передающая часть; в – создание временных сдвигов
Импульсы считывания вырабатываются генераторным оборудованием
ГО2, синхронизированным частотой, получаемой от преобразователя частоты ПЧ, и равной (33/32) fт.
Считывание с различных ЗУ осуществляется со сдвигом Тат = Тач/4.
Считываемые импульсы подаются на общую шину, где и объединяются в
общий поток. Временные сдвиги в различных КП следуют друг за другом,
поэтому
в
общем
потоке
они
образуют
восьмиразрядные
пакеты
(2р × 4потока = 8 разрядов), используемые для передачи циклового синхро145
сигнала и другой служебной информации. Цикловой синхросигнал формируется передатчиком циклового синхросигнала ПЕР ЦСС.
Если тактовая частота агрегатного потока fс сцп = (33/32) fт, и, следовательно, если скорость передачи компонентного потока равна 2048 кбит/с, то
скорость агрегатного составит 4·(33/32)2048 = 8448 кбит/с.
Заметим, что скорость передачи служебной информации в агрегатном
потоке будет равна 4·(33/32)2048 – 42048 = 256 кбит/с.
В приёмной части оборудования (рис. 8.8, б) из агрегатного потока АП
в ЗУ поочерёдно записываются импульсы общего потоков. Момент начала
записи устанавливается приёмником циклового синхросигнала ПР ЦСС, импульсы записи вырабатываются ГО2. Считывающие импульсы вырабатываются ГО1, которое синхронизировано частотой fт. ГО2 можно синхронизировать тактовой частотой агрегатного потока, поделённой на 4, а ГО1 частотой,
равной (32/33)fз.
8.3. Мультиплексор плезиохронных потоков технологии PDH
При синхронном объединении потоков отношение Τсч/(Τз – Тсч) является целым числом. Если же компонентные потоки синхронизированы автономными генераторами, то периоды их записи несколько различаются и, следовательно, указанное соотношение в общем случае изменяется во времени и
целым числом не является. Этот случай соответствует асинхронному мультиплексированию.
Плезиохронным мультиплексированием называют мультиплексирование потоков, у которых различие тактовых частот объединяемых потоков
относительно невелико. Отклонение отношения Τсч/(Τз – Тсч) от целого числа
вызывает смещение временных сдвигов позиций. Величина смещения называется временной неоднородностью, которая в общем случае может быть как
положительной (временной сдвиг наступает раньше), так и отрицательной
(временной сдвиг наступает позже).
146
Смещение временных сдвигов недопустимо, т. к. при этом невозможно
будет осуществить передачу циклового синхросигнала (его позиции во времени должны быть строго постоянны), и, следовательно, произвести разделение компонентных потоков на приёме.
Чтобы временные сдвиги в общем потоке не меняли своих позиций,
временные неоднородности следует компенсировать. Это достигается периодическим вводом дополнительных (незначащих) позиций (вставок+) и соответственно изъятием (–) импульсов из потоков, поступающих с повышенной
скоростью. В последнем случае эти импульсы должны быть также переданы,
для чего выделяются специальные позиции на временных сдвигах (рис. 8.9).
На приёме вставки удаляются, а дополнительно переданные импульсы
вставляются в компонентные потоки на соответствующие места. Эти операции осуществляются по командам, которые формируются на передаче и передаются на позициях временных сдвигов.
Таким образом, на передаче осуществляется побитовая синхронизация
компонентных потоков с общим потоком, а на приёме – восстановление исходных скоростей компонентных.
Верхний ряд диаграммы рис. 8.9, в отображает последовательность импульсов считывания компонентного потока с тактовой частотой, несколько ниже
номинальной. Поэтому периоды импульсов записи Тз´ этого потока больше номинального Тз на величину δ1. В результате возникает временная неоднородность Δt = nδ1, которая через некоторое время достигает критического значения.
Нижний ряд отображает последовательность импульсов считывания,
период которых равен В. В запоминающем устройстве предусмотрены две
ячейки памяти для получения временного сдвига, поэтому через 64 импульса
считывания образуется двухпозиционный временной сдвиг АВ. Когда временная неоднородность достигает критического значения, в последовательность импульсов считывания вводится вставка, которая и компенсирует
накопившуюся неоднородность. Заметим, что вставка представляет собой
147
исключение импульса из последовательности считывания, т. е. остановку
процесса считывания на время, равное Тсч.
Условие: f3  fТ
ГО1
Позиции КСС,
вставки и
доп.инф. от
ГО2
nt ,t 
f3
АП
НЕТ
ФД
1/4
Помеха
fсч
431
431
АП
Радиоканал
связи
Пер
ЦСС
ИЛИ
ИЛИ
ГУН
СУ
ФАПЧ
Позиции КСС,
вставки и доп. инф.
ГО
Только инф.позиции
f сч  f3
к др. БАС
ВТЧ
fСч=(33/32)/f. От др. БАС
Серв. инф.
От Пер ЦСС
Пр ЦСС
к др. БАС
Сервисная инф.
Т сч
 не целое и var
Т 3  Т сч
fT < fТ
Т э  Т э  t
63 64 1
2 3
63 64 А Б 1 2
4
63 64 1
1
2 3
63 64 А Б
2
Тсч=32/33Тэ
t  nt
4
63 64 1
63 64 А Б
2
1
tср Тэ
63 64 1
2
63 64 А Б 1 2
Т э  Т э  t
63 64 1
« + » стафинг
t  nt
ТСч=32/33ТЭ
б)
fсч
ФД
Пр КСС
fТ
63 64 А Б
f3
НЕТ
КСС
а)
ЦПi
ЗУ
И
...
ВТЧ
ЗУ
Только инф.позиции
ЦПi
2
t  nt
2
1 2
Вставка
tср  Т э
63 64 1
2
63 64 А 1
2
tср Тэ
Позиция В занята
Рис. 8.8. Структура оборудования плезиохронногоо объединения потоков:
а – приёмная часть; б – передающая часть; в – создание временных сдвигов
Процесс отрицательного согласования иллюстрирует рис. 8.9, в.
Компонентный поток поступает со скоростью, несколько больше номинальной, поэтому периоды его импульсов записи Тз″ укорочены на величину δt.
Из-за этого возникает отрицательная временная неоднородность, которая по
достижении ею критического значения компенсируется за счёт считывания
очередного импульса на позиции В ближайшего временного сдвига.
148
Структурная оборудования второго уровня ПЦИ (Е2), обеспечивающего двустороннее согласование скоростей компонентных потоков приведена
на рис. 8.9, а. Оконечное оборудование Е2 содержит четыре пары таких блоков.
На передаче поступающий компонентный поток КП записывается в ЗУ
с помощью импульсов записи от ΓΟ1. Скорость записи точно соответствует
скорости компонентного потока, поскольку ГО1 синхронизируется сигналом
с тактовой частотой fт, выделенным из этого же потока устройством ВТЧ
(выделителем тактовой частоты). Импульсы считывания поступает от ГО2,
которое синхронизировано задающим генератором аппаратуры объединения
компонентных потоков, через логические схемы «ИЛИ» и «НЕТ». Тактовая
частота последовательности импульсов считывания равна fсч = 33/32fт. Тактовые частоты могут отличаться от номинальной fт тактовой частоты компонентного потока на величину в пределах допустимой нестабильности . Как
показано на рис. 8.9, в (начало диаграммы), через 64 интервала записи образуется временной сдвиг из двух интервалов АВ, на это время ГО2 прекращает подачу импульсов считывания. Таким образом, частота записи fз = fт – тактовой частоте компонентного потока, а частота считывания fсч = fт", определяемой ГО2 аппаратуры объединения.
Цифровой ФД сравнивает частоты импульсов записи и считывания, которые в крайнем случае могут различаться в пределах суммы допустимых нестабильностей компонентного и общего потоков. Если fз = fсч (выдерживается соотношение Тсч/(Тз – Тсч) = 32, то на выходе ФД сигнал отсутствует. Если скорость КП относительно мала, появляется положительная временная неоднородность (временной сдвиг наступает раньше), которая постепенно увеличивается.
Когда величина неоднородности станет критической, равной Тз, на положительном выходе ФД появится импульс, который будет подан на передатчик
команд согласования скоростей (Пер КСС). Последний, во-первых, через логический элемент НЕТ исключит очередной импульс считывания (осуществит
вставку в агрегатный поток) и, во-вторых, сформирует команду положительно149
го согласования. Эта команда будет передана на ПРМ в агрегатном потоке и послужит для удаления из данного компонентного потока вставки.
При относительно высокой скорости поступающего компонентного потока временная неоднородность приобретает отрицательное значение. При
достижении неоднородностью критического значения импульс появится на
отрицательном выходе ФД. Пер КСС при этом через логический элемент
ИЛИ введет в ЗУ импульс считывания на позиции дополнительного канала и
сформирует команду отрицательного согласования, которая на приемном
конце обеспечит ввод в компонентный поток импульса из дополнительного
канала (организованного на позиции В временного сдвига).
В приёмной части БАС (рис. 8.9, б) осуществляются обратные операции. Приёмная часть управляется ГО, его тактовая синхронизация осуществляется сигналом, выделяемым из агрегатного потока устройством ВТЧ. Кроме того, ГО синхронизируется по циклам передачи посредством приемника
циклового синхросигнала (Пр ЦСС), что позволяет установить порядок последовательностей импульсов записи, поступающих на различные БАС.
Импульсы компонентного потока выделяются из агрегатного посредством временного селектора, состоящего из схемы «И», на один вход которого подается агрегатный поток, а на второй – от ГО соответствующая импульсная последовательность, тактовая частота которой равна 1/4 тактовой частоты агрегатного потока. Импульсы записи формируются из подобной же последовательности, но из которой исключены такты, соответствующие временным сдвигам (формируется из последовательности, содержащей только
информационные символы). Приёмник команд согласования скоростей
(Пр КСС) в случае получения положительной команды генерирует импульс
на положительном выходе, который запрещает запись на позиции вставки
посредством схемы «НЕТ». При получении отрицательной команды на отрицательном выходе Пр КСС формируется импульс, который позволяет записать в запоминающее устройство ЗУ информационный символ, переданный
на соответствующей позиции временного сдвига.
150
Количество ячеек памяти ЗУ определяется следующими факторами:
числом символов во временном сдвиге (одна ячейка на каждый символ); ислом видов согласования (одна ячейка на каждый вид); относительным временем ожидания момента согласования (менее 0,5 ячейки); относительными
фазовыми флуктуациями записываемых потоков (на передаче менее 0,03, на
приёме до 1,5 ячеек); устранением взаимного перекрытия импульсов записи
и считывания (до одной ячейки). Таким образом, ЗУ БАС передающей части
должна содержать около 5…6 ячеек, а БАС приёмной части – 6…8 ячеек.
Импульсы записи в БАС следуют неравномерно, но считываемый компонентный поток должен иметь постоянную скорость (частота последовательности импульсов считывания должна соответствовать усредненной скорости последовательности импульсов записи). Это достигается применением
системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), состоящей из генератора,
управляемого напряжением (ГУН), схемы управления (СУ) и аналогового
фазового детектора (ФД). Система ФАПЧ поддерживает равенство частоты
считывания fсч усредненному значению частоты записи fз. Если частота fз ср
изменяется, например, из-за ввода вставки, на выходе ФД появляется сигнал,
который поступает на систему управления СУ.
Система управления содержит фильтр нижних частот (ФНЧ), который
интегрирует поступающие сигналы. Напряжение с выхода СУ воздействует
на генератор управляемый напряжением (ГУН) и заставляет его изменить частоту fсч в нужную сторону. Спектр сигнала на входе СУ состоит их трёх слагаемых: первое представляет собой постоянную составляющую, соответствующую случаю идеального усреднения, т. е. наличию в считываемом потоке только временных сдвигов, второе обусловлено наличием разности частот записи и считывания в передающем устройстве, а третье – наличием
времени ожидания. Следовательно, подавление составляющих сигнала на
входе СУ, определяемых двумя последними слагаемыми, обеспечивает идеальное восстановление первоначальной скорости цифрового потока.
151
Для выполнения данного условия в схеме управления необходимо использовать ФНЧ с бесконечно малой полосой пропускания. Однако при этом
не обеспечивается необходимая полоса захвата устройства ФАПЧ, которая не
может быть меньше максимального расхождения частоты записи в передающем устройстве fз и частоты считывания в приёмном устройстве fсч, иначе
неизбежен срыв работы ГУН, ведущий к перерыву связи. Составляющие сигнала с входа СУ, попадающие в полосу пропускания ФНЧ, проходят на вход
ГУН, что приводит к фазовым флуктуациям выделенного компонентного потока (вандеру и джиттеру), снижающим качество передачи.
Таким образом, в системах с односторонним согласованием скоростей
основным источником низкочастотных составляющих управляющего сигнала (а, следовательно, и флуктуации сигнала на выходе аппаратуры сопряжения) является время ожидания, а в системах с двусторонним согласованием –
разность частот записи и считывания. Низкочастотные составляющие на
выходе ГУН могут быть подавлены способами, к которым можно отнести метод компенсации и метод передачи промежуточных значений временной неоднородности. В первом случае в петлю ФАПЧ вводится компенсирующий
сигнал, сформированный из последовательности импульсов, соответствующих моментам согласования. Во втором случае в петлю ФАПЧ вводится
компенсирующий сигнал, сформированный на основе информации о промежуточных значениях временной неоднородности, полученной по специальному каналу (на позициях временных сдвигов) от БАС. Эти способы относительно сложны и рассматриваются в специальной литературе.
8.4. Система синхронизации мультиплексированных потоков
Основной проблемой при объединении ЦП является выравнивание их
скоростей передачи (тактовых частот fт). Поэтому мультиплексирование
предполагает наличие системы синхронизации, предназначенной для выравнивания по скорости входных ЦП, подлежащих объединению (система
152
тактовой синхронизации). Объединяются входные ЦП по отношению к ГС
(объединённому) асинхронно или синхронно.
1. При синхронном выравнивании синфазность и синхронность между
тактовыми частотами, объединяемых ЦП Fтi (где i – количество объединяемых ЦП) и fт группового сигнала осуществляется по очень стабильной частоте центрального (ведущего) опорного генератора (ОГ) для систем передачи сети (линии). При этом
fог = fт и fт = NкFт.
Ведущий ОГ выполняется по технологии атомной или кварцевой стабилизации частоты. Относительная нестабильность – атомного ОГ (рубидиевого 10–11 за 1 с и 10–12 за сутки, цезиевого 10–12 за 1 с и 10–13 за сутки и водородного 10–14 за 1 с и 10–15 за сутки); кварцевого ОГ (10–9 за 1 с и 10–7 за сутки – обычного; 10–9 за 1 с и 10–8 за сутки – в термостате и 10–10 за 1 с и 10–9 за
сутки – охлаждаемого генератора).
Носителем тактовой синхроинформации в системах СЦИ является
непосредственно линейный сигнал STM-N (N = 1, 4, 16, 64). Данный принцип
принудительной иерархической синхронизации «Ведущий-ведомый» является экономически выгодным, т. к. коэффициент использования пропускной
способности цифрового трафика, равен
K Y  N к Fт1 f т  1 ,
где Fт1 – тактовая частота одного (объединяемого) цифрового потока;
Nк – количество объединяемых цифровых потоков;
fт – тактовая частота ГС.
Достоинством синхронных систем передачи является высокая степень
использования пропускной способности канала (тракта), а основным недостатком – выход их строя ведущего ОГ приведет к выходу всей ЦСП.
2. При асинхронном выравнивании частот синхронизация между ЦП Fтi
и тактовой частотой fт группового сигнала МП отсутствует. Если не использовать аппаратуры сопряжения, то из-за расхождения их частот импуль153
сы ЦП в ГС начинают накладываться друг на друга и искажаться. В качестве
аппаратуры сопряжения используются записывающее устройство ЗУ, что
равносильно процессу синхронизации двух генераторов, у которых частоты
отклоняются на величину
F = Fт1 – Fт2 .
Очевидно, что чем больше отклонение частот генераторов, тем больше
необходимо иметь объём оперативной памяти Vоп ЗУ и наоборот. Поэтому
для асинхронных цифровых систем передачи предъявляются требования к
нестабильности частоты δ = ∆F/F (рис. 8.10).
Анализ графика рисунка позволяет сделать следующие умозаключения:
1. Чем меньше нестабильность частот ЦП , тем меньше необходим
объём оперативной памяти ЗУ Vоп для обеспечения непрерывной синхронизации. Для уменьшения требований к  (качеству, стоимости ОГ) используют
различные схемы и варианты выравнивания частот. Широкое применение
нашёл способ положительного и отрицательного стаффинга (+ввод, –вывод
импульсов) – плезиохронные системы передачи;
Vоп
6
10
104
102
10-5
10-6
10-7
10-8
10-9
  F F
8.10. Зависимость объёма буферной памяти от стабильности генератора
2. Чем больше скорость объединяемого потока (частота ОГ fт), тем труднее обеспечить требуемую нестабильность частоты ОГ, а следовательно, тем
больше необходимо иметь объём памяти ЗУ Vоп. И тем чаще будут передаваться
служебная информация о  стаффинге, а значит снижается KY. Поэтому может
154
наступить экономическая нецелесообразность использования плезиохронных
систем передачи (например, ПЦИ-5 c 544,992 Мбит/с – нецелесообразна).
3. От стабильности частоты ОГ зависит время восстановления синхронизации при её пропадании (обрывостойкость) – режим удержания частоты внутренним ОГ системы передачи.
Достоинством асинхронного выравнивания частот синхронизации является автономность работы системы передачи. Следовательно, выход из
строя ОГ, выводит из строя только эту СП. Недостатком – невысокая степень
использования пропускной способности канала (тракта)
KY  Nк ( Fт1  F±стаф ) f т  1 .
8.5. Особенности построения универсальных мультиплексоров
Большинство производителей выпускает универсальные МП, которые
могут использоваться в качестве терминальных, ввода/вывода и кроссконнекторов – в зависимости от набора установленных модулей с агрегатными и трибутарными портами. Однако возможности каждого ограничены.
Конфигурация с двумя агрегатными портами является минимальной, обеспечивающей работу в сети с топологией кольцо или линия. Такая конструкция
МП не слишком дорога, но способна усложнить проектирование сети, если
требуется реализовать более разветвлённую топологию сети на максимальной для МП скорости.
Блочная схема универсального мультиплексора, состоящая из двух
терминальных используется в РР СП семейства «Микран» (рис. 8.11). Это
мультиплексор ввода/вывода на два направления – «западное» (З) и «восточное» (В) по агрегатным (2 × Е2) так и по трибутарным (2 × 4Е1) потокам. Он
обеспечивает на промежуточном пункте: ввод/вывод/транзит от 1 до 4 потоков Е1; кросс-коммутацию потоков Е1 между интерфейсными портами и
тайм-слотами потоков Е2 «западного» и «восточного» направлений.
155
Коммутатор мультиплексора МЦП-12ВВ-Е распределяет часть потоков
Е1 на 1-е, а часть Е1 на 2-е направление связи. Оставшиеся свободные каналы могут коммутироваться оператором на свободные каналы в любой конфигурации. Кроме того, потоки Е1.1, Е1.2, Е1.3. и Е1.4 могут использоваться
для передачи пакетов данных сети Ethernet (Eth). Это гибкий МП, который
имеет следующие режимы: оконечный; транзит; узловой (рис. 8.12).
Восток (2 направление)
Е2Вых
Коммутатор
Демультиплексор
Е2
HDB-3
Демультиплексор
4xE1
NRZ
Мультиплексор
Мультиплексор
FТ ВТЧ
FТ
Ethernet
Устройство
синхронизации
FТ ВЫХ
Ethernet
Интерфейс Е1
Выбор ист. синхр.
Распределение СИ
36...72 В
УЭП
+5,0 В
+3,3 В
+2,5 В
Е2Вх
Е2Вых
Конфигурация:
1.Терминальный (окон. Т1 или
транз.Т2)
Контроллер 2.Ввода/вывода (узловой с отв.)
Подключение доп. Каналов
к RS-232
FТ ВТЧ
FТ ВХ
Е2
HDB-3
4xE1
NRZ
Интерфейс Е2
Е2Вх
Интерфейс Е2
Запад (1 направление)
Интерфейс Е1
Блок упр. и
индикации
10 BASE-T Е1.1 Е1.2 Е1.3 Е1.4Е1.1 Е1.2 Е1.3 Е1.4 10 BASE-T
Запад
Восток
CAN
RS-232
Рис. 8.11. Блочная схема мультиплексора МЦП-12ВВ-Е
В каждом режиме возможна конфигурация с коммутацией цифровых
потоков Е1 и коммутацией пакетов Eth. В режиме транзит без Eth: потоки Е1
проключаются с З-В (В-З). Кроме того, по интерфейсу c RS-232 могут подключаться дополнительные каналы. Данный тип МП может эффективно работать в сетях с линейной и кольцевой топологией.
10 BASE-T
10 BASE-T
Запад
E1.1
E1.1
E1.2
E1.3
E1.4
МП/ДМ
E2
Восток
E1.2
E1.3
МП/ДМ
E1.4
E1.1
E1.2
E1.3
E1.4
Запад
E2
МП/ДМ
10 BASE-T
10 BASE-T
E1.1 E1.3
E1.1
E1.3
E1.2 E1.4
E1.2 E1.4
E2
Рис. 8.12. Режимы работы МЦП-12ВВ-Е
156
Восток
E2
Контрольные вопросы
1. Виды мультиплексирования сигналов в системах передачи МКРС.
2. Общая схема КОА и её функциональные части.
3. Мультиплексирование с разделением по частоте. Схема частотного МП.
4. Мультиплексирование с разделением по времени. Схема временного МП.
5. Структура плезиохронной цифровой иерархии в мультиплексорах РР
СП. Коэффициент мультиплексирования.
6. Особенности мультиплексирования сигналов, разнесённых в пространстве.
7. Классификация МП с временным разделением сигналов.
8. В чём заключается принцип мультиплексирования сигналов во времени.
9. Принцип работы записывающего ус тройства одного цифрового потока.
10. Условие синхронного мультиплексирования цифровых потоков.
11. Принцип формирования общего синхронного потока по структурной
схеме передающей части синхронного МП и временным диаграммам.
12. Принцип разъединения общего синхронного потока по структурной
схеме приёмной части синхронного МП (демультиплексора) и временным диаграммам.
13. Достоинства, недостатки и области применения синхронных МП.
14. Условие асинхронного мультиплексирования цифровых потоков.
15. Принцип формирования общего плезиохронного потока по структурной схеме передающей части плезиохронного МП и временным диаграммам.
16. Принцип разъединения общего плезиохронного потока по структурной
схеме приёмной части плезиохронного МП (демультиплексора) и временным
диаграммам.
17. Достоинства, недостатки и области применения плезиохронного МП.
18. Система синхронизации при мультиплексировании синхронных и
асинхронных цифровых потоков. Коэффициент использования пропускной
способности.
157
19. Принципы построения универсальных МП.
20. Режимы работы универсального мультиплексора МЦП-12ВВ-Е (оконечный узловой, транзит).
158
Лекция 9. Технические средства формирование и обработки сигналов с кодовым разделением сигналов
9.1. Математическая модель кодового разделения сигналов
Ортогональные псевдослучайные функции. При синхронном кодовом разделении каналов (КРК) широко применяются функции Уолша, которые являются строками или столбцами матриц Адамара. Любые две строки
или любые два столбца матрицы Адамара ортогональны. Поэтому, если они
используются для кодирования бит в синхронной системе с КРК, то теоретически не должно возникать взаимных помех.
Ортогональные функции Уолша могут быть сгенерированы с использованием итерационного процесса построения матрицы Адамара, начиная с
матрицы размером 1  1 H1 = [1]. Матрица Адамара размером 2n  2n формируется из матрицы размером n  n следующим образом:
Hn Hn 
1 1
H 2n  
 или 2  2 H 2  
 и т. д.,
1  1
Hn  Hn 
Номера функций соответствующие
виду: WAL (8,1) = 0000 0000;
WAL (8,2) = 0000 1111;
WAL (8,3) = 0011 1100;
WAL (8,4) = 0011 0011;
WAL (8,5) = 0110 0110
WAL (8,6) = 0110 1001;
WAL (8,7) = 0101 1010;
WAL (8,8) = 1010 1010 и диаграмме на рис. 9.1 для матрицы с кодом 4 (8 × 8)
можно записать: 1 строка (8,1); 2 строка (8,8); 3 строка (8,4); 4 строка (8,2);
5 строка (8,5); 6 строка (8,7); 7 строка (8.3); 8 строка (8,6). Полученная матрица совпадает с ортогональными функциями, приведёнными выше.
Здесь обозначение функции WAL (I, J) = W (I, J) означает: I (первая
цифра) длину последовательности; J (вторая цифра) – число изменений полярности последовательности, равная n – 1, где n – число интервалов функции. Функции являются цифровыми «аналогами синусоид». При кодировании обычно символ +1 заменяется на 0, а –1 на 1 или наоборот от этого ре159
зультат не изменится.
WAL(8,1)
1
-1 1 2 3 4 5 6 7 8
1
WAL(8,2)
1
WAL(8,3)
-1 1 2 3 4 5 6 7 8
t -1 1 2 3 4 5 6 7 8
1
t
WAL(8,6)
1
-1 1 2 3 4 5 6 7 8
1
WAL(8,4)
t -1 1 2 3 4 5 6 7 8
WAL(8,5)
1
t
t -1 1 2 3 4 5 6 7 8
WAL(8,7)
1
-1 1 2 3 4 5 6 7 8
t
WAL(8,8)
t -1 1 2 3 4 5 6 7 8
t
Рис. 9.1. Диаграммы ортогональных функций Уолша
Если попарно перемножить элементы двух различных строк матрицы, а
затем сложить результаты, то получится ноль. Это значит, что любая пара
строк в матрице Адамара является ортогональной, если нет взаимного сдвига. Например, взаимная корреляция (без сдвига) функций WAL (8,8) –
(10101010) и WAL (8,6) – (01101001), равна
 õ18  õ28    õ17  õ27    õ16  õ26    õ15  õ25    õ14  õ24    õ13  õ23    õ12  õ22    õ11  õ21  
 1 (1)    (1) 1  (1)  (1)   11  (1)  (1)   11  (1) 1  1 (1)  
 1  1  1  1  1  1  1  1  0,
где хij – элемент функции Уолша (i – номер функции Уолша, j – номер позиции в функции).
Взаимокорреляционная функция (ВКФ) с инверсной WAL(8,8) – (01010101)
(1)  (1)  11  1 (1)  (1) 1  1 (1)  (1) 1  11  (1)  (1)  1  1  1  1  1  1  1  1  0.
Согласно полученному результату эти две функции ортогональны. С
другой стороны, корреляция строки с самой собой, например, WAL(8,8) –
(10101010) даёт число
(1)  (1)  11  (1)  (1)  11  (1)  (1)  11  (1)  (1)  11  1  1  1  1  1  1  1  8,
160
что очевидно.
Если же скоррелировать строку и её инверсное представление, например, WAL(8,8) – (01010101), то результат будет равен
(1) 1  1 (1)  (1) 1  1 (1)  (1) 1  1 (1)  (1) 1  1 (1)   1  1  1  1  1  1  1  1  8.
Таким образом, информационный «0» 1-го канала можно передавать 1-ой
строкой матрицы Адамара, а информационную «1» – первой строкой, но с
инверсией; бинарному потоку 2-го канала можно присвоить вторую строку и
т. д. Так как строки матрицы ортогональны, то и сигналы различных каналов
можно разделить на приёмной стороне. Однако ортогональные функции Уолша имеют недостатки. Система должна быть синхронизирована. Для сдвинутых по времени и не синхронизированных сигналов взаимная корреляция
может быть не равна нулю.
Для практического генерирования функций Уолша используется система упорядочения Уолша-Паули, в которой все функции Уолша выражаются через функции Радемахера. Функции Радемахера называют меандровыми функциями. Они имеют временные диаграммы двоичного счётчика.
В табл. 9.1 приведена система двоичных чисел от 0 до 7 (код Грея), т. е.
для M = 8. Она представляет собой функцию, содержащую три переменных
(x1, x2, x3). Если предположить, что каждый разряд этих чисел поступает согласно десятичному номеру в таблице, то это можно изобразить следующими
диаграммами (рис. 9.2), которые представляют периодические функции Радамахера Rn(), подобные синусу (инверсные переменные подобны косинусу).
На основе этих функций могут быть получены любые другие функции
Уолша на конечном отрезке от 0 до m. Функции Уолша Wm(θ), упорядоченные по Пали, получаются перемножением функций Радемахера (рис. 9.3).
Здесь  – параметр нормированной длины последовательности  = 1/n.
При значениях функции Уолша, равных +1 и –1, операции умножения
функций Родемахера соответствует операции сложения по модулю два (mod 2).
161
Таблица 9.1
Двоичные числа
R2)
R3()
X2
X1
0
0
0
1
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
1
1
R1()
X3
0
0
0
0
1
1
1
1
1
W0  -1
W1 
1 2
1
1

1
-1
W3 


-1
W2 
1

-1
W4  1

-1
W5   1

W6 

-1
1
-1
W7 
1

-1
W0 ()  W000 ()  1,
№
0
1
2
3
4
5
6
7
W1 ()  W001 ()  R1 (),
W4 ()  W100 ()  R3 (),
W2 ()  W010 ()  R2 (),
W5 ()  W101 ()  R1 () R3 (),
W3 ()  W011 ()  R1 () R2 (),
W6 ()  W110 ()  R2 () R3 (),
W7 ()  W111 ()  R1 () R2 () R3 ().
Рис. 9.2. Функции Уолша Wm(θ)
Таким образом, функции Уолша могут формироваться устройством,
состоящим из двоичного счетчика для получения функций Радемахера и
комбинационной схемы, состоящей из сумматоров по mod 2.
162
R1   
34
1
-1 18
12
R2    1
1


-1
R3    1

-1
Рис. 9.3 Базисные периодические функции Радамахера Rn ()
9.2. Мультиплексоры линейного алгебраического суммирования
канальных сигналов
Рассмотрим систему трёх каналов, которая использует три ортогональных
расширяющих последовательности, применяющие ортогональные функции Уолша: 1-й канал (–1,–1,–1,–1); 2-й канал (+1,–1,+1, –1); 3-й канал (–1,–1,+1,+1).
Предположим, что нам надо передать следующую информацию:
1-й канал (110);
2-й канал (010);
3-й канал (001);
или заменяя:
0 на –1
1 на +1
1-й канал (+1+1–1);
2-й канал (–1+1–1);
3-й канал (–1–1+1);
Комбинация расширяющей последовательности с информацией канала
получается умножением всех разрядов последовательности на значение информационного бита. На рис. 9.4 показано получение такой последовательности для каждого из каналов. Теперь результаты расширения спектров каждого из каналов объединяются (суммируются), как это показано на рис. 9.5,а и
в табл. 9.2. Уплотненный сигнал получен поразрядным суммированием бит
всех каналов.
На рис. 9.5,б и в табл. 9.3 показан пример восстановления первоначального сигнала с использованием ортогональных функций для канала 2.
163
-1-1+1+1
Исходная
информация
0
+1+1-1-1
0
+1+1-1-1
1
-1-1+1+1
Рис. 9.3. Преобразование исходной информации для третьего канала на
основе последовательностей Уолша
Для восстановления исходного сигнала каждый разряд суммарного
сигнала умножается на соответствующий разряд расширяющей последовательности канала 2, после чего полученные результаты суммируются в пределах одного периода последовательности. Каждый интегральный сигнал дает максимальное значение, равное либо +4, либо –4. В зависимости от этого
исходный символ будет соответственно +1 или –1.
Тв
Канал 1
Тс
Суммарный
сигнал
Канал 2
Последователь
ность канала 2
Выход
коррелятора
Канал 3
+4
Суммарный
сигнал
а)
Выход
интегратора
б)
-4
-4
Рис. 9.5. Пример ортогонального: а) кодирования б)декодирования (восстановления) первоначального сигнала с использованием ортогональных функций
Аналогично могут быть получены значения исходной последовательности в канале 1 и 3. Если попытаться восстановить сигнал с использованием
ортогональной последовательности, не входящей в суммарный сигнал, то получается ноль для каждого периода интеграции (табл. 9.4).
164
Таблица 9.2
Пример ортогонального кодирования для каналообразования
Каналы
Канал 1
Канал 2
Канал 3
Суммарный сигнал
исходная
110
010
001
Последовательности
расширенного информация спектра
–1,–1,–1,–1
–1,–1,–1,–1
+1,+1,+1,+1
+1,–1,+1,–1
–1,+1,–1,+1
+1,–1,+1,–1
+1,+1,–1,–1
+1,+1,–1,–1
–1,–1,+1,+1
+1,–1,–1,–3
–1,+1,–3,–1
+1,–1,+3,+1
Таблица 9.3
Пример восстановления первоначального сигнала с использованием ортогональных функций
Суммарный сигнал
Последовательность канала 2
Выход коррелятора
Выход интегратора
Двоичный выход
+1,–1,–1,–3
–1,+1,–1,+1
–1,–1,+1,–3
–4
0
1,+1,–3,–1
–1,+1,–1,+1
+1,+1,+3,–1
+4
1
+1,–1,+3,+1
–1,+1,–1,+1
–1,–1,–3,+1
–4
0
Длительность тактового интервала одного бита расширяющего сигнала
называются чипом. Интервал Tb представляет собой период одного информационного разряда, и Tc – период одного чипа. Чиповая скорость Rc = 1/Tc часто используется, чтобы характеризовать систему передачи с широким спектром и обычно измеряется в Мчип/с.
Таблица 9.4
Пример восстановления первоначального сигнала с использованием
ортогональных функций для последовательности (–1,+1,+1,–1),
не входящей в суммарный сигнал
Суммарный сигнал
Последовательность канла 3
Выход коррелятора
Выход интегратора
Двоичный выход
+1,–1,–1,–3
–1,+1,+1,–1
–1,–1,–1,+3
0
0
–1,+1,–3,–1
–1,+1,+1,–1
+1,+1,–3+1
0
0
+1,–1,+3,+1
–1,+1,+1,–1
–1,–1,+3,–1
0
0
База сигнала (Вс), иногда называемая коэффициент расширения спектра, определяется как отношение чиповой скорости (Rc) к скорости передачи
информации (Rb = 1/Tb) Bc = Rc/Rb = Tb/Tc.
165
Это равенство представляет число чипов, содержащихся в одном информационном разряде. Чем выше значение базы сигнала (Вс), тем больше
расширение спектра.
Суммирующее устройство выполняет функции алгебраического суммирования. Выходной результирующий сигнал имеет сложную многоуровневую структуру – 2N-уровневую последовательность. Такой сигнал обладает
наилучшими ортогональными свойствами канальных сигналов, однако прием
и обработка в реальных каналах связи таких сигналов сопряжены с существенными трудностями, которые обусловлены большим значением пикфактора.
9.3. Мультиплексор нелинейного мажоритарного суммирования
канальных сигналов
Другим способом является мажоритарное суммирование канальных
сигналов, который относится к нелинейным способам сложения (уплотнения). Мажоритарный сумматор бинарных последовательностей вычисляет
знак алгебраической суммы канальных сигналов. Результирующим сигналом
в процессе суммирования является двухуровневый групповой сигнал.
По правилу мажоритарности значение символа группового сигнала
Sгр = 1, большинство символов канальных сигналов в данный момент времени имеют значение «1», и Sгр = 0, если большинство символов канальных
сигналов равно «0» в рассматриваемый момент (отрезок) времени. Если решение на выходе мажоритарного элемента принимается по большинству однотипных канальных символов, действующих одновременно, следовательно,
количество каналов в системе должно быть нечётным.
Для примера рассмотрим передачу 3 информационных потоков по
5 бит каждый (рис. 9.6).
166
1
S1
-1
"1"
"1"
1
9
1
W(8,8)
-1
инверсная
1
S2
-1
1
W(8,4)
-1
И1
"0"W(8,8)
1
-1
1
W(8,5)
-1
1
"1"
9
"1"
40
t
t
инверсная
Информационный поток 2
"1"
"1"
17
25
33
Кодирование по Уолшу сообщение 2
"0"
40
t
t
инверсная
1
S3
Информационный поток 1
"0"
"0"
17
25
33
Кодирование по Уолшу сообщение 1
инверсная
"0"
"1"
1
9
инверсная
Информационный поток 3
"1"
"0"
17
25
33
Кодирование по Уолшу сообщение 3
инверсная
"1"
40
t
t
Уплотненный (суммарный) сигнал
Sгр
t
-1
Рис. 9.6. Уплотнение трёх канальных сигналов
В качестве ортогональной системы функций взяты строки матрицы H8.
Таким образом, 1 бит кодируется 8 чипами. Первому потоку присвоена 2-я
строка матрицы H8; второму потоку – 3-я строка; третьему потоку – 4-я
строка. На последней осциллограмме изображён сигнал на выходе мажоритарного сумматора. Следует иметь в виду, что функции Уолша ортогональны в точке, т. е. при их смещении относительно друг друга ортогональность
теряется. Поэтому совместно с групповым сигналом необходимо передавать
синхросигнал, по которому на приёме должны восстанавливаться функции
Уолша, синфазные передающим. Они на приёме являются адресами для
«распознавания» канальных сигналов при их разделении. Для вычисления
такой функции существуют специальные логические схемы мажоритарного
суммирования. Структура передающей части системы уплотнения каналов по
167
форме приведена на рис. 9.7.
Разделение канальных сигналов осуществляется путём вычисления коэффициента корреляции в каждом канале между принятым групповым сигналом и восстановленной функцией Уолша (адреса) данного канала
(рис. 9.8).
S1
АЦП
ИС1
S1W
(кодер)
+
…
Ген.ПСП
Wij
Мажоритарн
ый элемент
(Ген. адреса)
…
…
Sn
АЦП
ИСn
(кодер)
Sгр
+
ПРД
+
Ген.ПСП Wij
Устр.
синхр
SnW
(Ген. адреса)
Рис. 9.7. Структура передающей части системы уплотнения каналов по форме
Коррелятор

Х
ПРМ
Sгр
Пороговое
устройство
S1
…
Wij
Ген.ПСП1
Sкор1
(Ген. адреса)
…
Коррелятор
Х
Устр.
синхр

Sкор n Пороговое Sn
устройство
Wij
Ген.ПСП1
(Ген. адреса)
Рис. 9.8. Структура приёмной части системы уплотнения каналов по форме
168
Для решения о принятом сигнале коэффициент корреляции сравнивают
с пороговым уровнем. При мажоритарном уплотнении каналов оценка принятого символа определяется знаком коэффициента корреляции. Если коэффициент корреляции остаётся меньше нуля, принимается решение о приёме
символа «1», если больше нуля, принимается решение о приёме символа «0».
На рис. 9.9 представлен процесс ДМ результирующего сложного сигнала.
При действии помех в канале связи возможны искажения ГС. При этом изменяются коэффициенты корреляции на выходе корреляторов ПРМ.
Распознавание символов будет верным до тех пор, пока не изменится
знак коэффициента корреляции. Следовательно, система уплотнения тракта
связи по форме с использованием в качестве поднесущих функции Уолша обладает некоторым запасом по помехоустойчивости. При 8-элементной функции
Уолша система способна «исправлять» один сбой на кодовую последовательность из 8 символов.
Для эффективной работы системы критически важно отсутствие временных сдвигов между приходящим сложным сигналом и опорным сигналом.
Синхронизация систем с КРК достигается, например, применением
специальной синхронизирующей последовательности, а также системы единого времени (СЕВ).
Другой способ построения систем с КРК основан на асинхронном принципе, т. е. сигнал от каждого абонента приходит в точку приёма с разными взаимными задержками.
Для лучших последовательностей ВКФ имеет значение порядка (2...3)/√N.
Поэтому взаимные помехи сигналов будут велики, и в общей полосе частот
возможна работа относительно малого количества терминалов, т. е. эффективность частотного ресурса будет низка.
169
Уплотненный сигнал
1
t
-1
1
Функция Уолша 1 канала (ген.адреса1)
t
-1
1
Выход сумматора по mod2 1 канала
t
-1
Выход коррелятора 1 канала
4
t
-4
Выход порогового устройства канала 1
1
9
"1"
17
25
33
Информационный поток 1
"0"
"0"
"1"
t
40
"1"
t
Функция Уолша 2 канала (ген.адреса 2)
1
t
-1
1
Выход сумматора по mod2 2 канала
t
-1
Выход коррелятора 2 канала
4
t
-4
Выход порогового устройства канала 2
1
1
9
"0"
17
"1"
25
"1"
33
"1"
40
tt
"0"
t
-1
1
Функция Уолша 3 канала (ген.адреса 3)
t
-1
1
Выход сумматора по mod2 3 канала
t
-1
Выход порогового устройства канала 3
4
t
-4
Выход порогового устройства канала 3
1
"0"
Информационный поток 2
"1"
"1"
"0"
"1"
t
-1
Рис. 9.9. Декодирование группового сигнала
170
Контрольные вопросы
1. Принципы формирования сигналов с кодовым разделением.
2. Математическая модель кодового разделения сигналов.
3. Мультиплексоры линейного алгебраического суммирования сигналов.
4. Мультиплексор нелинейного мажоритарного суммирования сигналов.
5. Структура передающей части системы уплотнения каналов по форме.
6. Структура приёмной части системы уплотнения каналов по форме.
7. Достоинства, недостатки и области применения кодового мультиплексора.
171
Перечень литературы
1.Галкин В.А. Цифровая мобильная радиосвязь. Учебное пособие для
вузов. – М.: Горячая линия-Телеком, 2007.- 432 с
2.Крухмалев В. В., Гордиенко В. Н., Моченов А. Д. Цифровые системы
передачи: учебное пособие. - М.: Горячая линия - Телеком, 2007
3. Якушенко С.А. Технические средства формирования и обработки сигналов в инфокоммуникационных системах и сетях. –Электронное изд., СПб.:
ГУАП – 2018. – 46с.
4. Алексеев Е.Б. и др. Проектирование и техническая эксплуатация цифровых телекоммуникационных систем и сетей: учебное пособие./Под ред.: В.
Н. Гордиенко, М. С. Тверецкий. - М.: Горячая линия - Телеком, 2008.
5. Митрофанов И.С. Теория электрической связи. Методические указания к выполнению лабораторных работ. – СПб ГУАП , 2004
6. Карлащук В.И. Электронная лаборатория на IBM PC .Программа Electronics Workbench и ее применение. – М.: Солон-Р, 2003.
7. Теория многоканальных широкополосных систем связи. Учебное пособие для вузов. Кузнецов В.С. "Горячая линия-Телеком" Изд.: 978-5-99120281-7ISBN: 2013, 200 с.http://e.lanbook.com/books/element.php?pl1_id =11838.
8. Основы построения телекоммуникационных систем и сетей: Учебник для вузов/ В.В. Крухмалев, В.Н.Гордиенко, А.Д. Моченов и др.; Под ред.
В.Н. Гордиенко и В.В. Крухмалева. - М.: Горячая линия – Телеком, 2004.
172
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
17
Размер файла
4 195 Кб
Теги
yakyshenko
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа