close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

KryachkoFederova

код для вставкиСкачать
МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
Федеральное государственное автономное
образовательное учреждение высшего образования
САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
АЭРОКОСМИЧЕСКОГО ПРИБОРОСТРОЕНИЯ
А. Ф. Крячко, Л. А. Федорова
ОСНОВЫ ТЕОРИИ И ТЕХНИКИ
ФАЗИРОВАННЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК
Учебное пособие
Санкт-Петербург
2017
УДК 621.396.67(075)
ББК 32.845
К78
Рецензенты:
доктор технических наук, профессор С. Б. Макаров;
доктор технических наук, профессор А. А. Монаков
Утверждено
редакционно-издательским советом университета
в качестве учебного пособия
Крячко, А. Ф.
К78 Основы теории и техники фазированных антенных решеток: учеб. пособие / А. Ф. Крячко, Л. А. Федорова. – СПб.:
ГУАП, 2017. – 197 с.
ISBN 978-5-8088-1183-6
В пособии приведены теоретические сведения о диаграммах направленности линейной системы излучателей. Излагается принцип
качания луча в неподвижных линейных системах излучателей. Рассматриваются решетки с фазовым сканированием луча и схемы их
построения. Приводятся сведения об излучателях для решеток СВЧдиапазона. Кроме того, рассматриваются такие элементы тракта, как
делители мощности, мосты, ответвители, фазовращатели, некоторые
ферритовые устройства.
Пособие предназначено для студентов, обучающихся по направлениям подготовки 10.00.00 – «Информационная безопасность»,
11.00.00 – «Электроника, радиотехника и связь».
УДК 621.396.67(075)
ББК 32.845
ISBN 978-5-8088-1183-6
© Крячко А. Ф., Федорова Л. А., 2017
© Санкт-Петербургский государственный
университет аэрокосмического
приборостроения, 2017
ВВЕДЕНИЕ
Антенная решетка – это антенна, состоящая из нескольких,
обычно однотипных излучателей, определенным образом расположенных в пространстве и возбуждаемых одним генератором или несколькими когерентными генераторами.
Применение антенных решеток обусловлено следующими причинами. Решетка из n элементов по сравнению с одиночным излучателем позволяет увеличить в несколько раз КНД антенны, а также сузить диаграмму направленности, а это в свою очередь повысит точность определения угловых координат источника излучения
в навигации, радиолокации и других областях радиотехники. С помощью решетки удается поднять электрическую прочность и живучесть антенны, поскольку выход из строя одного излучающего
элемента, как правило, не приводит к отказу всей решетки. Кроме
того, с помощью антенной решетки удается увеличить уровень излучаемой (принимаемой) мощности за счет размещения в каналах
решетки независимых усилителей высокочастотной энергии.
Одним из важных преимуществ решеток является возможность
быстрого обзора пространства за счет качания луча антенны электрическими методами по сравнению с механическим движением
луча антенны в пространстве.
Помехозащищенность радиосистемы, как известно, зависит
от уровня боковых лепестков антенны и возможности подстройки (адаптации) ее диаграммы направленности в соответствии с направлением прихода помех. Наиболее эффективно эти технические
проблемы решаются с помощью антенных решеток.
Как правило, в антенных решетках используются однотипные
элементы, число которых может составлять от двух до нескольких
десятков тысяч. Форма амплитудной функции направленности антенной решетки зависит от ее размеров, длины волны, количества
излучателей и их характеристик направленности, а также от соотношения амплитуд и фаз полей возбуждения отдельных элементов,
т. е. от амплитудно-фазового распределения по апертуре решетки.
3
В связи с большим числом элементов антенные решетки имеют
сложный фидерный тракт. Его настройка и регулировка часто являются сложной инженерной проблемой. Для такого тракта характерны большие потери. В качестве излучателей антенных решеток
обычно используются слабонаправленные антенны: вибраторные,
щелевые, спиральные, открытые концы волноводов и др. В случае,
если количество излучателей АР составляет несколько сотен или
тысяч, их объединяют в модули (подрешетки). Каждый из модулей
АР включает определенное количество излучателей.
В данной работе рассматриваются фазированные антенные решетки, работающие в диапазоне СВЧ и соответственно излучатели решетки – антенны сверхвысоких частот и пассивные устройства СВЧ, связывающие генератор (приемник) с излучателями. Под
устройствами СВЧ будем понимать пассивные линейные элементы
радиоэлектронных систем, работающие на частотах от 300 МГц
до 300 ГГц (диапазон от дециметровых до субмиллиметровых
волн). Устройство называется пассивным, если в его состав не входят активные преобразующие или усиливающие элементы, например транзисторы, электронные устройства СВЧ и т. п. Линейность
устройства СВЧ означает независимость его характеристик от величины мощности на его входе.
Общим признаком устройств и приборов СВЧ является соизмеримость их геометрических размеров с длиной волны. В число наиболее распространенных элементов этих устройств входят отрезки
линий передачи, делители мощности, направленные ответвители,
переходные и стыковочные узлы, согласующие элементы, фазовращатели, поляризаторы, фильтры, устройства с ферритами и т. п.
Совокупность устройств СВЧ, сочлененных между собой определенным образом, называют трактом СВЧ. В радиоэлектронной системе тракт СВЧ обычно занимает место между антенной и радиопередающим (радиоприемным) устройством. В этом случае его называют фидерным трактом (от английского глагола to feed – питать).
Под антенной (антенным устройством) будем понимать радиотехническое устройство, предназначенное для излучения или приема
электромагнитных волн.
4
1. НАПРАВЛЕННЫЕ СВОЙСТВА
ЛИНЕЙНОЙ СИСТЕМЫ ИЗЛУЧАТЕЛЕЙ
Для получения остронаправленных диаграмм направленности в ряде случаев применяют антенны, составленные из большого
числа излучателей, например, проволочных вибраторов, открытых
концов волноводов, рупорных и др. Напряженность электрического
поля, создаваемая такой системой в дальней зоне, равна геометрической сумме полей отдельных излучателей.
Различают различные типы антенных решеток по способу размещения излучателей (рис. 1): расположенные на одной оси – линейные системы (а); по кольцу – кольцевые (б); по сфере – сферические (в); на плоскости – плоскостные (г); на цилиндре – цилиндрические (д) и конформные, повторяющие конфигурацию поверхности,
на которой располагаются (е).
б)
а)
d
в)
d
г)
д)
е)
Рис. 1. Геометрическая разновидность
фазированных антенных решеток
5
1.1. Поле излучения линейной системы идентичных излучателей.
Теорема перемножения
Направленное действие излучения системы излучателей объясняется интерференцией полей, создаваемой отдельными излучателями. Вследствие этого диаграмма направленности зависит от: вида излучателей, расстояния d между ними и их числа n (от размеров
антенной системы nd), длины волны λ, взаимного расположения
излучателей, соотношения между амплитудами и фазами токов
в излучателях, поляризационных свойств отдельного излучателя,
разности фаз за счет разности хода до точки наблюдения.
Если система излучателей состоит из излучателей различного типа, произвольно расположенных в пространстве, то задача суммирования их полей в дальней зоне получается довольно громоздкой.
Напряженность поля в дальней зоне от N-го излучателя –
=
EN i
30kIN h ÄN
rN
fN (ϕ, θ)e-ikrN . (1.1)
Вектор напряженности поля, создаваемого всеми излучателями,
будет равен геометрической сумме всех N векторов напряженности полей, т. е. при суммировании полей в рассматриваемой точке
необходимо учитывать ориентацию каждого вектора в пространстве (поляризацию), а также его амплитуду и фазу. Если рассматриваемая система состоит из излучателей различного типа, произвольно расположенных в пространстве, задача суммирования полей не может быть упрощена, и в общем случае решение получается
весьма громоздким. Однако для системы идентичных излучателей
при одинаковой ориентации в пространстве общее выражение для
результирующей напряженности поля несколько упрощается.
В этом случае напряженность поля, создаваемого каждым отдельным излучателем системы в удаленной точке пространства, будет,
в частности, характеризоваться одинаковой поляризацией, поэтому
амплитуду общей напряженности поля системы можно определить
как сумму комплексных амплитуд составляющих:
E=
n
∑ EN . (1.2)
N =1
В рассматриваемой системе идентичных излучателей равны действующие длины
h Ä1= h Ä 2= 
= h ÄN= h Ä .
6
Амплитудные функции направленности излучателей
f1 (ϕ, θ)= f2 (ϕ, ϑ)= ....= fN (ϕ, θ).
Учитывая, что линейные размеры антенной решетки малы по
сравнению с расстоянием от излучателя до точки наблюдения, для
амплитудного множителя можно принять расстояния равными
расстоянию r0 от середины системы до точки наблюдения, а именно:
r1 ≈ r2 ≈  ≈ rN ≈ r 0.
Выражение (1.2) после преобразований и упрощения примет вид
=
E i
30kh Ä f1 (ϕ, θ)
n
∑ IN e-ikr=
N
n
Bf1 (ϕ, θ) ∑
IN - jkrN
e
,
I
r0
N 1=
N 1 1
=
(1.3)
где B = i30kh Ä I1 / r0 ; I1 = I1 e-iϕ1 – ток в первом излучателе.
Предположим, что излучатели являются абсолютно ненаправленными, т. е. множитель f1 (ϕ, θ) =1, тогда
IN -ikrN
e
.

N =1 I1
n
E=B ∑
Это выражение определяет напряженность поля в любом направлении, которая зависит от амплитуды и фазы токов в излучателях и разности фаз за счет разности хода:
ψ = -ikrN ,
поскольку расстояние rN зависит от углов ϕ и θ.
Обозначим
n 
I
∑ IN e- jkrN = fn (ϕ, θ). N =1 1
(1.4)
Тогда выражение для напряженности поля в дальней зоне примет вид
=
E Bf1 (ϕ, θ)fn (ϕ, θ).
Выражение (1.4) определяет диаграмму направленности системы излучателей, которые являются абсолютно ненаправленными.
Множитель B не влияет на форму диаграммы направленности,
поэтому функцию направленности линейной системы можно записать как
(1.5)
fë.ñ (ϕ, θ)= f1 (ϕ, θ)fn (ϕ, θ). 7
Это выражение позволяет сформулировать так называемую теорему перемножения функций направленности, которая гласит:
«Функция направленности системы из n идентичных и одинаково ориентированных направленных излучателей определяется
произведением функции направленности одиночного излучателя
на функцию направленности той же системы из n воображаемых
ненаправленных излучателей».
Эта теорема имеет большое значение для исследования сложных
антенных систем.
Множитель fn (ϕ, θ) в выражении (1.5) иногда называют множителем решетки.
Выражение (1.3) можно упростить в случае расположения излучателей вдоль прямой линии на одинаковых расстояниях друг от
друга. Такая система излучателей называется эквидистантной линейной системой или линейной решеткой (рис. 2).
Идентичные эквидистантные излучатели, одинаково ориентированные в пространстве, расположены на одинаковом расстоянии d друг от друга. Ось решетки совпадает с осью z полярной
системы координат, начало которой находится в центре первого
излучателя.
Направление на точку наблюдения,
расположенную в дальней зоне, будет
определяться меридиональным углом θ
сферической системы координат:
К
точке
z
наблюдения
rn
n
r4
r3
r2
r1
4
3
u
2
1
sθ
co
θ
(n
–
d
1)
r2 =r1 d cos θ;

r1 - 2d cos θ;
r3 =

.........................
n -1

r1 d cos θ;
r0 =
2

rn = r1 - ( n - 1) d cos θ.
(1.6)
Подставляя выражение (1.6) в (1.3), получим
IN -ik(r1 -( N -1)d cos θ)
e
=

N =1 I1
n
=
E Bf1 (ϕ, θ) ∑
Рис. 2. Линейная
n 
система идентичных
IN ik( N -1)d cos θ
- ikr1
f1 (ϕ, θ)
e
.
эквидистантных= Be

излучателей
N =1 I1
∑
8
(1.7)
Абсолютное значение Е (модуль) определяет диаграмму направленности линейной системы ненаправленных излучателей, множитель
n 
I
fn (θ) = ∑ N eik( N -1)d cos θ
I
N =1 1
является множителем решетки, определяющим диаграмму направленности. Он не зависит от азимутального угла ϕ сферической системы координат. Это обстоятельство позволяет применять теорему перемножения диаграмм направленности для любой плоскости ϕ = const
в пространстве, используя один и тот же множитель решетки.
Выражение (1.7) существенно упростится, если амплитуды токов
будут одинаковы, а их фазы будут изменяться по линейному закону
ψ N = (N - 1)ψ,
где ψ – угол сдвига фаз между токами соседних излучателей; т. е.
предполагается, что фаза тока в каждом соседнем излучателе отличается на величину ψ:
ψ
 e-iψ I e-i2ψ ;
I1 = I1 e j 0 ; I2 = I1 e-i=
; I3 I=
2
1
- iψ

=
IN I=
I1 e-i( N -1)ψ .
N -1 e
Подставив значение токов в формулу (1.7), получим
n
i( N -1)ψ
=
E Be-ikr1 f1 (ϕ, θ) ∑ eik( N -1)d cos θ e-=
= Be
- ikr1
N =1
n
f1 (ϕ, θ) ∑ e
i( N -1)(kd cos θ-ψ)
(1.8)
.
N =1
В полученное выражение входит сумма n членов геометрической
прогрессии, первый член которой равен единице (a1 = 1), а знаменатель q = ei(kd cos θ-ψ) .
Сумма n членов геометрической прогрессии
n
∑
q N -1
=
N =1
=
e
i
qn - 1 ein(kd cos θ-ψ) - 1
=
=
q -1
ei(kd cos θ-ψ) - 1
kd cos θ-ψ
(n -1)
n(kd cos θ - ψ)
2
sin
kd cos θ - ψ
sin
2
2
.
(1.9)
9
Подставляя выражение (1.9) в выражение(1.8), получим
n

sin  ( kd cos θ - ψ ) 
2

 exp -i k  r - n - 1 d cos θ  + n - 1 ψ  . (1.10)
= Bf1 (θ)
E
  1


2
2
1


  
 
sin  ( kd cos θ - ψ ) 
2

Выражение (1.10) является очень важным в теории антенн. Мноn -1
житель в показателе степени r1 d cos θ =r0 – есть расстояние
2
от середины антенной системы до точки наблюдения, а слагаемое
n -1
ψ = ψ0 обозначает фазовый угол тока излучателя, соответству2
ющего той же средней точке антенны. При указанных обозначениях выражение (1.10) можно переписать:
n

sin  (kd cos θ - ψ) 
2

 e-i(kr0 +ψ0 ) . =
E Bf1 (ϕ, θ)
1

sin  (kd cos θ - ψ) 
2

(1.11)
Это выражение является амплитудной характеристикой направленности рассматриваемой системы направленных излучателей,
а фазовый множитель e-i(kr0 +ψ0 ) – фазовой характеристикой системы, от которой зависит форма ее волновой поверхности (поверхности равных фаз). При сферической форме волновой поверхности ее
центр называется фазовым центром антенной системы.
Функция направленности линейной системы из n ненаправленных излучателей, называемая множителем решетки, как следует
из (1.11), имеет вид
fn (θ)íåíîðì
n

sin  (kd cos θ - ψ) 
2
.
=
1

sin  (kd cos θ - ψ) 
2

(1.12)
Ненормированная функция направленности системы из n ненаправленных излучателей (1.12), зависит от разности фаз за счет разности хода (kd cos θ) и фазы тока ψ в излучателе. Максимальное значение функции отличается от единицы и равно числу излучателей.
Действительно, при значениях (kd cos θ - ψ) =0 выражение (1.12)
10
превращается в неопределенность вида 0 0 . Раскрывая ее по правилу Лапиталя, получим
n

sin  (kd cos θ - ψ) 
2
 n.
=
lim fn (θ)íåíîðì
lim =
kd cos θ→ψ
kd cos θ→ψ
1

sin  (kd cos θ - ψ) 
2

Число излучателей n определяет максимально возможное значение выражения (1.12). Поэтому нормированное значение множителя решетки будет
fn (θ)íåíîðì
fn (θ)
=
=
fn (θ)max
n

sin  (kd cos θ - ψ) 
2
 .
1


n sin  (kd cos θ - ψ) 
2

(1.13)
1.2. Функция направленности непрерывной линейной
системы ненаправленных излучателей
Воспользуемся выражением (1.13), полагая, что число излучателей n → ∞, расстояние между ними d → 0 , длина системы nd = L:
ψ 
ψ 
 nkd
 kL
sin 
(cos θ - )  sin  (cos θ - ) 
kd 
kd 
 2
 2
lim fn (θ)
=
=
. (1.14)
kL
ψ
ψ 
 kd
(cos
θ
)
n → ∞,d → 0 n sin  (cos θ - ) 
2
kd
kd 
 2
ψ
представляет собой сдвиг фаз на единицу
d
2π
длины системы и его можно трактовать как волновое число k′ =
λ′
некоторой электромагнитной волны, распространяющейся вдоль
линейной системы со скоростью V = λ ′f, где f – частота колебаний,
λ ′ – длина волны в рассматриваемой системе.
Тогда можно провести следующие преобразования
Здесь отношение
ψ k′ 2π λ
λ
=
=
=
= ξ,
kd k λ ′ 2π λ ′
где λ длина волны в свободном пространстве; ξ – коэффициент укорочения волны.
11
Подставляя коэффициент замедления, получим
 kL

sin  (ξ - cos θ) 
2

.
f (θ)n =
kL
(ξ - cos θ)
2
(1.15)
Это выражение при коэффициенте ξ > 1 имеет максимальное
значение, меньшее единицы. Оно определяет ненормированную диаграмму направленности непрерывной линейной системы равноамплитудных ненаправленных источников, вдоль которой фаза меняется по такому же закону, как и в бегущей волне.
В случае непрерывной линейной синфазной системы, для котоψ
рой при ψ =0 и =
ξ
= 0 , получаем для углов θ, отсчитываемых от
kd
оси системы, множитель решетки
 kL

sin  cos θ 
2
. f (θ)n = 
kL
cos θ
2
(1.16)
Если отсчет углов θ′ вести от перпендикуляра к оси линейной системы, то надо произвести замену угла θ в соответствии с равенством θ= 90° - θ′. После замены углов выражение (1.16) примет вид
 kL

sin  sin θ′
2
.
f (θ)n = 
kL
sin θ′
2
(1.17)
Эти выражения позволяют рассмотреть направленные свойства
многих типов антенн, применяемых на практике.
1.3. Принцип качания луча в неподвижной антенной решетке
ненаправленных излучателей
Исследуем направленные свойства линейной системы из n ненаправленных излучателей с токами, сдвинутыми по фазе на одинаковый угол ψ. Рассмотрим линейную систему из дискретных излу12
чателей на расстоянии d друг от друга. Нормированная амплитудная функция направленности была получена ранее:
n

sin  ( kd cos θ - ψ ) 
2

 .
fn (θ) =
1

n sin  ( kd cos θ - ψ ) 
2


Найдем направления максимального излучения, при которых
fn (θmax ) =
1 из условия равенства нулю синуса в знаменателе.
Это условие выполняется при равенстве аргумента синуса целому
числу π:
1

 2 ( kd cos θ - ψ ) = mπ, где m = 0, ±1, ±2 …,


откуда получим углы направления максимального излучения для
главного (m = 0) и дифракционных лепестков:
cos θmax = m
λ ψ
+
.
d kd
(1.18)
Направление максимума главного лепестка при m = 0 определится из выражения
ψ
ψλ
cos θmax ãë = = , kd 2πd
(1.19)
ψ
причем cos θmax ãë = ≤ 1.
kd
Выражение (1.19) показывает, что направление максимального
излучения зависит от угла сдвига фаз между токами соседних излучателей – ψ, рабочей длины волны – λ и коэффициента замедления:
ψ k′ 2π λ
λ
=
=
=
= ξ.
kd k λ ′ 2π λ ′
Если отклонение главного лепестка осуществляется за счет изменения сдвига фаз тока, то такая линейная система называется фазированной антенной решеткой (ФАР). Если качание луча
осуществляется за счет изменения рабочей частоты (длины волны), то такая решетка называется решеткой с частотным сканированием.
Рассмотрим антенную решетку с фазовым сканированием луча –
ФАР (рис. 3).
13
1
2
3
4
θ
z
Рис. 3. Положения главного максимума диаграммы направленности
при разных значениях фазы ψ и отсчете углов θ
от оси z линейной системы излучателей
2π λ
= π.
λ 2
Рассчитаем направления максимального излучения для разных
значений фазы: 1 – для синфазной системы ψ = 0. Тогда из формулы
(1.19) получим cos θmax ãë =
0. Если углы максимального излучения
отсчитываются от оси z линейной системы, то θmax гл = 90°, 270°.
Максимум излучения синфазной системы излучателей получается
в направлении, перпендикулярном линии расположения излучателей; 2 – ψ =π 2 – направление главного максимума θmax =60°;
3=
– ψ 0,866π – направление главного максимума θmax =30°;
4 – ψ = kd = π – то направление главного максимума θmax =
0°, т. е.
система излучает вдоль оси.
Можно сделать вывод, что, меняя фазу тока ψ в неподвижной системе излучателей по линейному закону, можно изменять направление максимального излучения главного лепестка ДН, т. е. «качать луч» (см. рис. 3). Это изменение направления положения луча
ДН в фазированных антенных решетках (ФАР) используется для
обзора пространства в некоторых радиолокационных системах.
Необходимо отметить, что для синфазной системы излучателей
максимум ДН ориентирован перпендикулярно оси системы, а ширина главного лепестка на уровне половинной мощности равна
Пусть расстояние между излучателями d = λ 2, тогда kd =
λ
λ
λ
≈ 0,888 ≈ 51° .
nd
L
L
Для решетки с осевым излучением ширина диаграммы направленности
2θP 2 ≈ 0,888
14
λ
2θP 2 ≈ 2 0,888 .
L
Сравнение этих двух формул показывает, что при отклонении
луча от нормали к оси решетки происходит существенное расширение луча ДН в (1 cos θmax ) раз. Это является одним из существенных недостатков ФАР.
1.4. Влияние расстояния между излучателями
на диаграмму направленности линейной системы
Направления максимального излучения, как было показано,
определяются из выражения
cos θmax = m
λ ψ
+
= sin θ′max ,
d kd
где угол θ′ отсчитывается от нормали к оси системы (решетки) излучателей, а угол θ – от оси системы.
Направление излучения главного максимума ДН получаем при
m = 0:
ψ
cos θmax =sin θ′max = .
kd
Направление излучения первого дифракционного лепестка, соизмеримого по амплитуде с главным лепестком ДН, получаем при
m = ±1:
λ
sin θ′äèôð. =
cos θäèôð. =
± + sin θ′max ≤ 1.
d

λ
Чтобы неравенство работало, надо брать знак  -  при θ′max > 0
 d
 λ
и  +  при θ′max < 0.
 d
Условие возникновения дифракционных максимумов в решетке
излучателей получим в виде
d≥
λ
.
1 + sin θ′max
Для синфазной системы ψ = 0, sin θ′max =
0, угол θ′max =
0°. Дифракционные лепестки возникают при условии d ≥ λ.
15
Направления максимального излучения дифракционных лепестков синфазной системы излучателей ψ = 0 определяются из
формулы
λ
cos θäèôð =sin θ′äèôð =m .
d
Например, если у синфазной системы расстояние между излучателями d = λ, то угол направления главного максимума равен
θ′max =
0°. Направление первого дифракционного лепестка получим
λ
±90°.
из условия, что sin θ′äèôð ==
m
±1, тогда θ′äèôð =
d
С увеличением расстояния между излучателями возрастает число дифракционных лепестков.
Для системы с осевым излучением фаза ψ = kd и направление
главного максимума диаграммы θ′max =90°. Дифракционный максимум возникает при d ≥ λ/2, если d < λ/2, то он отсутствует при люd
бом положении θ′max. Очевидно также, что при значении
= 0,6
λ
дифракционный максимум появится лишь тогда, когда угол отклоd
нения диаграммы θ′max > 40°, а при = 0,8, когда θ′max > 13°. Слеλ
дует отметить, что дифракционные максимумы, интенсивность которых близка к интенсивности главного максимума, недопустимы
при работе антенной решетки.
λ
Для системы направленных излучателей можно взять d > , но
2
при этом максимум дифракционного лепестка функции fn(θ) должен совпадать с нулем функции одного направленного излучателя f1(θ). Поскольку функция определяется по теореме перемножения, то ее величина в этом направлении уменьшится.
1.5. Направленные свойства синфазной антенной решетки
ненаправленных излучателей
Известна функция направленности линейной системы ненаправленных излучателей:
n

sin  ( kd cos θ - ψ ) 
2

 .
fn (θ) =
1


n sin  ( kd cos θ - ψ ) 
2

16
Для синфазной системы сдвиг по фазе ψ = 0, и это выражение
преобразуется к виду
n

n

sin  kd cos θ 
sin  kd sin θ′ 
2
2



,
=
=
fn ( θ )
1
1




n sin  kd cos θ  n sin  kd sin θ′ 
2

2

где углы θ отсчитываются от оси z системы, а углы θ′ – от нормали
к оси системы (рис. 4).
Ранее было показано, что:
1) синфазная антенная система (ψ = 0) излучает главный лепесток ДН перпендикулярно своей оси: при m = 0 θmax =90°, 270°;
θ′max =
0°, 180°;
2) при расстоянии между излучателями d < λ и m = ±1 нет дифракционных лепестков. При d ≥ l появляются дифракционные лепестки. Чем больше d по сравнению с l, тем больше дифракционных лепестков.
Далее определим направления минимального излучения из условия, что синус в числителе функции направленности равен нулю или
n

sin  kd sin θ′min  =
pπ,
2

где p = ±1, 2, 3,... – число нулевых излучений. Отсюда найдем направления нулевых излучений:
sin θ′min=
p
λ
≤ 1.
nd
θ′
2θ′
θ
z
Рис. 4. Линейная система синфазных ненаправленных излучателей
17
Их число связано с размерами решетки излучателей соотношеnd
нием p ≤
.
λ
Чем больше протяженность антенны по сравнению с рабочей
длиной волны, тем больше нулевых излучений и соответственно
больше число боковых лепестков (их количество на единицу меньше числа нулевых излучений, p=′ p -1).
Затем найдем ширину главного лепестка между первыми нулями при значении p = 1 из выражения
λ
sin θ0′ = .
nd
Если протяженность антенны nd ≥ 20λ, то, заменив синус его аргументом, получим:
2θ0′ ≈
2λ
λ
λ
ðàä ≈ 115°
≈ 115° .
nd
nd
L
Исходя из этого, можно сделать вывод, что чем больше протяженность решетки излучателей L = nd, тем у же диаграмма направленности.
Следующим этапом будет определение ширины главного лепестка на уровне 0,707 Е.
Если nd ≥ 10λ, то θ0′ → 0, и выражение для функции направленности можно переписать, заменив синус в знаменателе его аргументом в виде
(
fn θ′P 2
n

sin  kd sin θ′P 
2  sin U
2
=
=
= 0,707.
n
U
kd sin θ′P
2
2
)
n

U  kd sin θ′ =
Аргумент=
 1,394 при значении функции 0,707.
2
P 
2

Заменив синус аргументом, получим
2θ′P ≈ 0,888
2
λ
λ
ðàä ≈ 51° .
nd
nd
Сделаем вывод, что чем больше линейный размер антенны по
сравнению с длиной волны, тем у же главный лепесток.
18
Далее определим максимальный уровень боковых лепестков из
условия, что синус в числителе функции fn ( θ ) равен максимальному значению, т. е.
n

sin  kd sin θ′max áîê  =
±1.
2


Тогда
n

 kd sin θ′max áîê =

2

(2 pmax áîê + 1) 2π .
Несложно получить максимальное значение боковых лепестков:
=
fn ( θ′ )
±1
±1
=
.
π
 kd

n sin 
sin θ′max áîê  n sin  2 pmax áîê + 1 

 2n
 2

(
)
Отcюда можно сделать вывод, что чем больше номер бокового лепестка, тем меньше его уровень.
1.6. Направленные свойства антенной решетки
с осевым излучением
Примером антенны с осевым излучением является антенна
«Волновой канал» (антенна УДА-Яги – рис. 5). Антенна представляет собой ряд параллельных вибраторов длиной около полуволны каждый, расположенных на общей оси на расстоянии d, равном
расстоянию около четверти длины волны. Один из вибраторов питается от генератора и называется активным (антенна). Вибратор
за активным вибратором называется рефлектором, перед активным вибратором – директором. Вибраторы, возбуждаемые электромагнитным полем активного вибратора, называются пассивными.
Ось антенны
Направление
максимального
излучения
~
Р
А
Директоры
Рис. 5. Антенна «Волновой канал»
19
При правильной настройке антенны максимум излучения ДН ориентирован вдоль оси вибраторов.
Ранее было показано, что линейная система излучает вдоль
своей оси при условии ψ = kd. Условием отсутствия дифракционных лепестков в системе с осевым излучением является нераλ
венство d < . Если расстояние между вибраторами d = λ/4, то фаза
2
ψ = π/2.
Функция направленности ненаправленных излучателей при
ψ = kd примет вид
n

 nkd
sin  ( kd cos θ - kd )  sin 
( cos θ - 1)
2
2



.
=
=
fn (θ)
1

 kd

n sin  ( kd cos θ - kd )  n sin  ( cos θ - 1) 
2
2




Здесь угол θ отсчитывается от оси системы.
Определим ширину главного лепестка диаграммы направленности между первыми нулями, приравняв синус в числителе нулю,
тогда аргумент синуса равен
nkd
( cos θ - 1) = pπ,
2
где p = ±1, 2, 3,....
Направление первого нуля получим при значении p = -1, чтобы
модуль косинуса был меньше единицы:
cos θ0 =
2 pπ
λ
+1 = 1.
nkd
nd
Если nd ≥ 10λ, то θ → 0, т. е. ДН сужается с увеличением числа
излучателей при заданном расстоянии между ними.
Чтобы уменьшить величину обратного излучения для угла
θ = 180°, синус в знаменателе функции направленности приравняем
к максимальному значению – единице:
 kd

 kd

sin  ( cos180° -=
1)  sin  ( -1 -=
1)  1.
 2

 2

Откуда получаем
sin kd = 1,
20
π
λ
тогда kd = , и расстояние между излучателями d =
обеспечит
2
4
минимум обратного излучения. Функция направленности в этом
случае запишется в виде
 nπ

sin  ( cos θ - 1) 
4

.
fn ( θ ) =
π


n sin  ( cos θ - 1) 
4

Найдем значения функции для углов 90° и 180° при разном числе излучателей:
 nπ 
sin  - 
 4 =
fn ( θ= 90°=
)
 π
n sin  - 
 4
= 2=
n
 0,707;


n= 3=
 0,33 ;
n
 0;
= 4=

= 0;
 nπ 
sin  -  n = 2 
 2  = n = 3 = - 1 = -0,33;
fn ( θ = 180° ) =


n
 π
n sin  -  n = 4 
= 0.
 2
Из приведенных расчетов видно, что увеличение числа излучателей приводит к сужению по оси системы главного лепестка диаграммы направленности. При нечетном числе излучателей появляется обратный лепесток величиной fn ( θ = 180° ) = -1/ n.
Это – значения теоретической функции направленности линейной системы с осевым излучением при условии, что амплитуды токов в каждом излучателе равны, а токи в каждом соседнем излучателе отличаются по фазе на 90°.
Рассмотрим систему из двух полуволновых вибраторов антенна–
λ
рефлектор, n = 2, расстояние между ними d = , амплитуды токов
4
π
равны и сдвинуты по фазе на ψ = . Ток в рефлекторе опережает
2
по фазе ток в антенне на 90°.
При этих условиях множитель решетки примет вид
1

π

=
fn =2 (θ) cos  ( kdz cos
=
θ - ψ )  cos  ( cos θ - 1)  .
2

4

21
Это выражение имеет максимум при угле θ = 0° и обращается
в нуль при угле θ = 180°. Диаграмма направленности системы из
двух параллельных полуволновых вибраторов, один из которых назван антенной, другой – рефлектором, в Н-плоскости имеет вид кардиоиды (рис. 6).
Волны, излучаемые антенной (активным вибратором), как бы отражаются от рефлектора, расположенного позади антенны на расстоянии в четверть длины волны. Для того чтобы получилась указанная на рисунке диаграмма в виде кардиоиды, амплитуды токов
антенны и рефлектора должны быть одинаковыми, а ток в рефлекторе должен опережать по фазе ток в антенне на 90°.
Подобную же диаграмму будет иметь система антенна–директор.
Директор представляет собой вибратор, расположенный впереди
λ
активного вибратора (антенны) на расстоянии d = . Ток в директо4
ре должен быть равен по амплитуде току в антенне и отставать от
него по фазе на 90°. Соответствующий сдвиг по фазе между токами в вибраторах получают с помощью соответствующей схемы питания .
Рефлектор может быть активным, если питается от генератора
при помощи фидера с опережением по фазе тока в антенне на 90°.
Рефлектор может быть пассивным, когда возбуждается полем активного вибратора. В этом случае подбор амплитуды и фазы тока
в нем достигается соответствующей настройкой (увеличением длины рефлектора, изменением расстояния между вибраторами).
P
A
180°
θ
0°
90°
Рис. 6. Диаграмма направленности в Н-плоскости
системы «антенна–рефлектор» (А–Р)
22
При пассивном полуволновом рефлекторе и расстоянии между
λ
вибраторами d =
можно записать уравнения Кирхгофа для свя4
занной системы контуров в виде:
=
U A Z11 IA + Z12 IÐ ;
U = Z I + Z I = 0,
Ð
21 A
22 Ð

где Z
=
11 73,1 + i42,5 Ом – собственное сопротивление полуволново
го вибратора; Z=
21 Z=
21 40,8 + i28,5 Ом – взаимное сопротивление
вибраторов.
Подставляя значения сопротивлений в выражение U Ð, получим
значение амплитуды и фазы тока, наведенного в рефлекторе
IÐ 0,586ImA exp(i112°). Для получения максимального значения
поля по оси антенны необходимо увеличить длину пассивного рефлектора (внести индуктивность), чтобы обеспечить задержку по фазе на разность (112 – 90) = 22°.
Настройка вибраторов в резонанс в антенне с пассивными вибраторами и одним активным должна производиться путем подбора
длин вибраторов. Рефлектор, как правило, больше активного вибратора и его сопротивление имеет индуктивный характер, директор –
меньше активного вибратора и его сопротивление имеет емкостной
характер. Ток рефлектора опережает ток в активном вибраторе, ток
в директоре отстает от тока в активном вибраторе.
Для получения максимума излучения вдоль антенны необходимо подбирать расстояние между вибраторами. Необходимое для
правильной настройки изменение длины ∆l зависит от толщины
вибраторов. Чем толще вибраторы, тем больше надо изменять длину
вибратора для достижения нужной настройки.
Диаграмма направленности системы А–Р (рис. 7) в Е-плоскости
получается перемножением диаграммы одного вибратора в Е-плоскости в виде восьмерки на ДН множителя решетки в виде кардиоиды (см. рис. 7, б). Диаграмма направленности системы А–Р
в Н-плоскости (см. рис. 7, а) определяется множителем решетки и
имеет вид кардиоиды, поскольку диаграмма направленности одного вибратора имеет вид окружности. Диаграммы направленности
системы А–Р сужается в Е- и Н-плоскостях одновременно.
Диаграммы направленности реальной антенны несколько отличаются от теоретических (рис. 8 и 9).
° уменьшается, но не
С увеличением количества директоров 2θP
2
прямо пропорционально длине L = nd. С увеличением L ширина ДН
23
а)
б)
300° 270°
330°
θ = 0°
60°
ϕ = 0°
180°
330°
90°
30°
270°
120°
60°
180°
210°
90°
Рис. 7. ДН системы А–Р в Н-плоскости (а) и в Е-плоскости (б)
–120°
–90°
–60°
–30°
150°
0°
180°
150°
120°
90°
30°
60°
Рис. 8. Экспериментальная диаграмма направленности
в Е-плоскости (пунктир) и в Н-плоскости (сплошная)
120°
90°
60°
30°
20°
10°
150°
180°
0°
210°
350°
340°
240°
270°
300°
330°
Рис. 9. Экспериментальная диаграмма направленности антенны
«волновой канал» из восьми вибраторов в тех же плоскостях
24
изменяется все меньше и меньше, поэтому бесконечно увеличивать
количество директоров становится нецелесообразно.
Преимущества: простота устройства, механическая прочность
конструкции, удобство питания вибраторов (с помощью бегущей
волны), формирование диаграммы направленности одновременно
в двух плоскостях.
Недостатки: свойства антенны сохраняются в полосе частот
5–10% относительно средней частоты, т. е. антенна узкополосная;
сложность настройки; малое входное сопротивление, требующее
сложной системы трансформации; невозможность формирования
ДН шириной меньше 20–30°; высокий (до 50%) уровень боковых лепестков.
В настоящее время в системах спутниковой связи наряду с зеркальными антеннами применяются различные антенные решетки. Для приема телевизионного сигнала с ИСЗ на земных станциях
применяют антенные решетки, собранные из антенн типа «волновой канал» со скрещенными вибраторами. Каждая антенна состоит из 30 вибраторов. Активный элемент представляет собой отрезок
двухвитковой цилиндрической спирали, питаемой коаксиальным
кабелем.
Преимущества такой антенны состоят в дешевизне и простоте
установки, к недостаткам же можно отнести отсутствие возможности перемещения луча антенны (направление задается на этапе
установки антенны), а также низкие значения электрических характеристик.
25
2. ПЛОСКОСТНЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
2.1. Поле излучения плоской двухмерной антенной решетки
На практике большое распространение получили двухмерные
антенные решетки (рис. 10), выполненные из вибраторов (например, синфазно-горизонтальная антенна), рупоров, спиралей и других излучателей.
Ранее была рассмотрена линейная система излучателей, расположенных по оси z. Диаграмма направленности такой системы рассчитывалась по теореме перемножения:
fë.ñ. (θ, ϕ)= f1 (θ, ϕ)fn (θ, ϕ),
где углы θ и ϕ отсчитываются от осей z и x соответственно;
f1 (θ, ϕ) – функция направленности симметричного полуволнового вибратора; fn (θ, ϕ) – множитель решетки линейной системы из n излу-
z
θ
dz
n, ψz
θ¢
y
p, ψx
dz
ϕ
x
z
~
z
y
x
y
y
x
Рис. 10. Двухмерная антенная решетка и ДН полуволновых вибраторов
в Е- и Н-плоскостях
26
чателей, расположенных по оси z на расстоянии dz со сдвигом по фазе токов на величину ψz:
n

sin  ( kdz cos θ sin ϕ - ψ z ) 
2

 .
fn (θ, ϕ) =
1

n sin  ( kdz cos θ sin ϕ - ψ z ) 
2


Представим теперь, что линейная система в плоскостной решетке является одним излучателем. Расположим p таких линеек
по оси x на расстоянии dx друг от друга и запитаем их со сдвигом
по фазе ψx. В таком случае получим новую линейную систему по оси
x. Применив теорему перемножения, получим выражение для расчета диаграммы направленности плоскостной системы:
fïë.ñèñò (θ, ϕ)= fë.ñ (θ, ϕ)fp (θ, ϕ)= f1 (θ, ϕ)fn (θ, ϕ)fp (θ, ϕ),
где fp (θ, ϕ) – множитель решетки линейной системы из p излучателей, расположенных по оси x на расстоянии dx со сдвигом по фазе
токов на величину ψx:
p

sin  ( kdx cos ϕ sin θ - ψ x ) 
2

 .
fp (θ, ϕ) =
1

p sin  ( kdx cos ϕ sin θ - ψ x ) 
2

Рассмотрим диаграмму направленности плоской антенной решетки в плоскости z0y, в которой ϕ = 90°; cosϕ = 0; sinϕ = 1. Функция направленности тогда равна
π

n

 p

cos  cos θ  sin  ( kdz cos θ - ψ z )  sin  - ψ x 
2

2

 2
,
)
fïë.ñèñò z0y (θ, ϕ= 90°=
sin θ
1

 ψx 
n sin  ( kdz cos θ - ψ z )  p sin  
2

 2 
где множитель решетки по оси x – величина постоянная:
 p

sin  - ψ x 
 2
 = const.
ψ


p sin  - x 
 2 
Вывод. Диаграмма направленности в плоскости z0y не зависит от p и ψx, а зависит только от расстояния dz, сдвига по фазе ψz
27
и рассчитывается как диаграмма направленности линейной антенной решетки из n направленных излучателей.
Рассмотрим диаграмму направленности плоской антенной решетки в плоскости x0y. При θ = 90°, cosθ = 0°, sinθ = 1. В этом случае
получаем
p

 n 
sin  ( kdx cos ϕ - ψ x )  sin  - ψ z 
2


 2 .
) 1
fïë.ñèñò x0y (ϕ, θ= 90°=
1

 ψ 
p sin  ( kdx cos ϕ - ψ x )  n sin  - z 
2


 2 
Вывод. Диаграмма направленности в плоскости xoy не зависит от
n, dz, ψz, а зависит только от параметров линейной антенной решетки
по оси x.
Таким образом, можно формировать ширину луча ДН в главных
плоскостях независимо друг от друга, меняя число излучающих
элементов или линейные размеры антенной решетки по осям x и z.
Для синфазной решетки удобнее при расчетах перейти к углу θ′, отсчитываемому от нормали к плоскости решетки, так как сюда направлен максимум диаграммы направленности. В формулах необθ sin θ′.
ходимо сделать замену cos=
Ширина диаграммы направленности синфазной линейной решетки связана с размерами и длиной волны соотношением:
2θ′P 2= 51°λ nd .
Если размеры плоскостной решетки одинаковые в главных плоскостях, то диаграмма направленности будет игольчатого типа
с максимумами, перпендикулярными плоскости решетки при синфазном возбуждении излучателей. Если размеры отличаются друг
от друга, то диаграмма направленности приобретает ножевидную
форму (рис. 11).
Рис. 11. Диаграммы направленности игольчатой и ножевидной форм
28
2.2. Поле излучения трехмерной плоскостной антенной решетки
Трехмерная антенная решетка образована двумя плоскостными
решетками, одна из которых играет роль антенны, а другая – роль
рефлектора, изображена на рис. 12. Расстояние между А–Р равно
dy = λ/4, ток в рефлекторе опережает по фазе ток в антенне на величину ψ y =π / 2, а его амплитуда равна амплитуде тока в антенне.
Функция направленности трехмерной системы А–Р определится
по теореме перемножения:
fA -P (θ′, ϕ) = fïë.ñ
(θ′, ϕ)fm 2 (θ′, ϕ) = f1 (θ′, ϕ)fn (θ′, ϕ=
)fp (θ′, ϕ)fm 2 (θ′, ϕ).
=
Здесь множитель системы из двух плоскостных излучателей
m = 2 будет равен:
1

π

fm=
ϕ - ψ y )  cos  (cos θ′ sin ϕ - 1)  .
=2 (θ′, ϕ) cos  (kdy cos θ′ sin=
2

4

В плоскости z0y при угле ϕ = 90° множитель А–Р примет вид
π

fm =2 (θ′, ϕ= 90°=
) cos  (cos θ′ - 1)  .
4


Диаграмма направленности, рассчитанная по этому выражению, имеет вид кардиоиды и обеспечивает однонаправленное излучение такой трехмерной решетки в направлении оси y.
z
θ
θ¢
y
ϕ
x
dy = N4
Рис. 12. Трехмерная антенная решетка «Антенна–Рефлектор»
29
2.3. Многовибраторная синфазная антенна
Многовибраторная синфазная (синфазно-горизонтальная) антенна состоит из полуволновых вибраторов, размещенных этажами по
несколько вибраторов на этаже с расстоянием между ними в половину длины волны (рис. 13).
Для синфазного возбуждения всех вибраторов применяется перекрещивание проводов фидера – питание «елочкой» (рис. 14). При
такой схеме питания полуволновые вибраторы питаются в узле тока. На нижнем этаже все вибраторы питаются в фазе. На каждом
вибраторе укладывается одна полуволна тока. На перекрещиваю-
4λ
λ/2
4
λ/
λ/2
2λ
λ/2
λ/2
λ/2
К передатчику
Рис. 13. Синфазно-горизонтальная вибраторная антенна
I
Q
λ/2
I
λ/2
U
Рис. 14. Распределение токов и зарядов на вибраторах
при питании «елочкой»
30
щихся участках фидера токи противоположны по фазе токам на
нижнем этаже вибраторов. Поскольку длина перекрещивающихся
проводов равна половине длины волны, то второй этаж вибраторов
имеет опять синфазное распределение токов.
Двухмерная плоская синфазная антенная решетка излучает
в обе стороны перпендикулярно плоскости решетки. Ширина ДН
в главных плоскостях определяется числом вибраторов в линейке
(по горизонтали) и числом этажей с учетом расстояния между ними.
Для создания однонаправленного излучения на расстоянии d = λ 4
от основного полотна решетки размещают полотно-рефлектор и получают трехмерную решетку. Часто рефлектор представляет собой
плоский экран сплошной или сетчатой конструкции для уменьшения парусности. Применяется также пассивный многовибраторный
рефлектор, имеющий такую же конструкцию, как и основное полотно антенной решетки.
Входное сопротивление каждого вибратора, работающего в системе, определяется как сумма собственного сопротивления и сопротивлений, наведенных всеми вибраторами синфазно-горизонтальной антенны (СГА) и ее рефлектором:
Râõ ÑÃÀ ≈ 2Râõ1 mn,
где m – число вибраторов в линейке по горизонтали; n – число этажей.
Чтобы при большом числе вибраторов в СГА ее входное сопротивление не было малым по сравнению с волновым сопротивлением питающего фидера Zф = 600–700 Ом, питание каждого полуволнового
вибратора осуществляют в узле тока (с его торца) «елочкой». При таком способе питания входное сопротивление вибратора равно
Zвх1 = 5000 Ом, так как излучающая длина вибратора равна длине
волны 2l = λ.
Существуют также эмпирические формулы расчета входного сопротивления СГА через волновое сопротивление симметричного вибратора:
Râõ ÑÃÀ ≈ r2Â 77mn – без рефлектора;
Râõ ÑÃÀ ≈ r2Â 155mn – с рефлектором,
 2l

где râ ≈ 120  ln - 1  – волновое сопротивление вибратора с радиу a

сом провода а.
Достоинства СГА: высокий КПД, возможность формирования
узких ДН при малом уровне боковых лепестков, который может
31
быть уменьшен выбором оптимального амплитудного распределения тока.
Недостатки: антенна узкополосная. Для расширения полосы
применяют толстые вибраторы и ряд согласующих трансформаторов.
2.4. Структура плоских антенных решеток
и способы размещения излучателей
Наибольшее распространение получили линейные и плоскостные антенные решетки. Большинство антенных решеток состоит
из идентичных излучателей, расположенных в узлах плоской координатной или треугольной сетки с определенным расстоянием d
(рис. 15).
Для нормальной работы решетки необходимо, чтобы в области
действительных углов сканирования луча находился лишь один
главный максимум, а дифракционный отсутствовал.
При использовании прямоугольной сетки дифракционные максимумы отсутствуют, если расстояния между излучателями в направлении координатных осей x и y удовлетворяют условиям
λ
dx, y <
,
1 + sin θx, y max
где θx max и θy max – максимальные углы отклонения луча при сканировании в плоскости z0x и z0y.
y
60°
d
H
dy
x
d/2
d
dx
d
Рис. 15. Прямоугольная и треугольная сетки расположения излучателей
32
Для треугольной сетки высота равностороннего треугольника
равна:
2
d 3
d
H = d2 -   =
.
2
2
 
Дифракционные максимумы отсутствуют, если высота треугольника
d 3
λ
=
H
≤
,
2
1 + sin θmax
откуда получаем условие для выбора расстояния d треугольной
сетки
2
λ
d≤
.
+
sin
θmax
1
3
Например, если θx = 45°, то расстояние между излучателями
прямоугольной сетки
dx =
dy ≤
λ
2
1+
2
λ
=
≤ 0,58λ.
1,707
При этих же условиях (θmax = 45°), для треугольной сетки получим
d≤
λ
=
3 1 + 0,707
2
2λ
3 ⋅ 1,7
≤ 0,68λ.
Таким образом, использование треугольной сетки позволяет
увеличить расстояние между излучателями и уменьшить их число примерно на 13% по сравнению с числом элементов в решетке
с прямоугольной сеткой. Приведенные условия не учитывают направленных свойств излучателей антенной решетки и определяют
предельные расстояния между излучателями в антенной решетке.
При ограниченном секторе сканирования использование направленных излучателей позволяет увеличить расстояние между ними
и уменьшить их число. Действительно, если диаграмма направленности одного излучателя f1(θ) ближе к нулю или равняется нулю
вне сектора сканирования (рис. 16), можно допустить существование дифракционных максимумов высших порядков в области действительных углов, увеличивая расстояние между излучателями.
При этом необходимо выполнить условие, чтобы при всех перемещениях луча дифракционный максимум не попадал в сектор сканировании.
33
Дифракционный
лепесток
Главный
лепесток
f1(θ)
Дифракционный
лепесток
fn(θ)
Сектор
сканирования
Рис. 16. К выбору расстояния между излучателями линейной системы
излучателей с известным сектором сканирования луча
Поскольку ДН антенной решетки определяется умножением
функции направленности одного излучателя f1(θ) на множитель решетки fn(θ), дифракционные максимумы оказываются подавленными, так как умножаются на целые или нулевые значения f1(θ).
При сканировании в секторе углов θ < θmax можно оценить выигрыш в количестве направленных излучателей решетки для прямоугольной и треугольной сетки по сравнению с решеткой изотропных излучателей по выражению
Nèçîòðîï
N
34
=
(1 + sin θmax )2
4 sin2 θmax
.
3. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ С ФАЗОВЫМ СКАНИРОВАНИЕМ
3.1. Схемы фидерного питания ФАР
Ранее было показано, что направление максимального излучения главного лепестка линейной системы ненаправленных излучателей определяется выражением
cos θmax =sin θ′max =
ψ
,
kd
где θmax – угол от оси системы; θ′max – угол от нормали к оси системы; d – расстояние между излучателями; k = 2π/λ – волновое число;
ψ – сдвиг по фазе между токами или полями в соседних излучателях.
Следовательно, управление положением луча в пространстве
можно осуществлять изменением фазы или частоты. Решетки, в которых луч сканирует в пространстве за счет изменения фазы, называются фазированными антенными решетками (ФАР). В схемах
питания излучателей таких решеток используются фазовращатели, с помощью которых обеспечивается изменение сдвига по фазе между токами в излучателях решетки. Изменение фазы может
быть плавным или дискретным.
Схемы питания решеток содержат элементы, обеспечивающие
функции деления мощности для питания излучателей с необходимой амплитудой и создание необходимого сдвига по фазе между токами в излучателях. Различают последовательные, параллельные
и комбинированные схемы питания. Рассмотрим эти схемы.
1. В последовательных схемах используются, как правило,
идентичные фазовращатели, при помощи которых создаются одиИзлучатели
ψ
Вход
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
Фазовращатели
Рис. 17. Линейная решетка с последовательной схемой
включения фазовращателей
35
наковые фазовые сдвиги между токами в соседних излучателях
(рис. 17).
Если нужно отклонить антенный луч на некоторый угол, то следует изменить электрическую длину всех фазовращателей на одну и ту же величину, соответствующую этому отклонению. Питающий фидер здесь работает в режиме бегущих волн, а излучатели
слабо связаны с фидером при помощи направленных ответвителей.
Нарастающее вдоль антенной решетки запаздывание по фазе токов
излучателей обеспечивается за счет прохождения всех фазовращателей к определенному излучателю. При этом фаза ψ = const в каждом фазовращателе изменяется в пределах +π, т. е. интервал изменения ψ = 2π. Достоинствами является простота управления и однотипность фазовращателей. Недостатками такой схемы являются весьма
высокие требования к системе управления, к стабильности работы
фазовращателей, неравномерность распределения мощности между
фазовращателями, большие потери, малая надежность, так как выход из строя одного фазовращателя может нарушить работу всей антенной решетки. Через первые от генератора фазовращатели проходит наибольшая мощность, а до последнего фазовращателя доходит
лишь незначительная ее часть. В схемах последовательного питания
используются, как правило, механические фазовращатели, так как
они обладают высокой стабильностью, малыми потерями.
2. При параллельной схеме питания фазовый сдвиг в каждом излучателе отличается на величину ψ от предыдущего (рис. 18). Следовательно, в крайних фазовращателях фаза должна изменяться
Излучатели
0
ψ
2ψ
3ψ
4ψ
5ψ
6ψ
Фазовращатели
Вход
Рис. 18. Линейная решетка с параллельной схемой
включения фазовращателей
36
7ψ
в пределах +0,5(N – 1)π, т. е. в (N – 1)/2 раз больше, чем в последовательной схеме. Целое число 2π можно сбрасывать и применять фазовращатели с изменением фаз в каждом фазовращателе на +π. Это
приводит к росту УБЛ за счет дискретного сдвига в излучателях.
В параллельной схеме через каждый фазовращатель проходит
лишь n-я часть излучаемой мощности, поэтому требования к допустимой мощности фазовращателей оказываются более низкими. Коэффициент полезного действия схемы примерно соответствует коэффициенту полезного действия одной параллельной ветви и, как правило, получается более высоким, чем в последовательной схеме. Схема
не требует высокой стабильности фазовращателей. Недостаток: сложность системы управления и неидентичность фазовращателей. Достоинства: потери меньше, чем в последовательной схеме. Постепенное деление мощности в схеме производится при помощи тройников.
3. Схема (рис. 19) является комбинированной, если в ней деление
мощности осуществляется последовательно при помощи направленных ответвителей, а фазовращатели включены параллельно.
Достоинством этой схемы является возможность осуществления
независимой регулировки амплитудного распределения путем изменения коэффициентов связи в направленных ответвителях.
Излучатели
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
Фазовращатели
Вход
Направленные
ответвители
Поглощающая нагрузка
Рис. 19. Линейная решетка с комбинированной схемой
включения фазовращателей
37
Схемы с параллельно-последовательным включением фазовращателей являются компромиссными и могут быть выполнены в вариантах, изображенных на рис. 20. Здесь многие фазовращатели
имеют равные сдвиги фаз, следовательно, могут быть собраны из
одинаковых элементов. Управление также упрощается по сравнению с параллельной схемой.
Анализ рассмотренных схем включения фазовращателей показывает, что последовательную схему целесообразно применять при
небольшом числе излучателей и низкой мощности излучения. Параллельная схема применяется при стремлении к повышению КПД
антенной системы и при условии высокой мощности излучения.
Смешанная схема включения фазовращателей (рис. 21) удовлетворяет более широким требованиям по сравнению с последовательной
и параллельной схемами.
Большие антенные решетки могут строиться по модульному
принципу, когда включение и выключение модуля может производиться автономно (рис. 22).
ψ
ψ
ψ
ψ
...
2ψ
2ψ
4ψ
4ψ
Вход
3ψ
2ψ
ψ
2ψ
0
ψ
Рис. 20. Линейная решетка с параллельно-последовательной
схемой включения фазовращателей
2ψ
Вход
Рис. 21. Смешанная схема включения фазовращателей
38
Излучатели
Подрешетки
ψ
2ψ
3ψ
4ψ
Рис. 22. Разбиение АР на модули (подрешетки)
fn(θ) подрешетки
fn(θ)
f1(θ)
Сектор
сканирования
Рис. 23. Диаграммы направленности одного излучателя АР,
подрешетки и решетки из нескольких (n) излучателей
Можно получить узкую ДН, объединив группу слабонаправленных излучателей в подрешетку (рис. 23). Излучатели возбуждаются синфазно и формируют ДН перпендикулярной плоскости антенной решетки.
Относительные размеры подрешеток выбираются в соответствии
с заданным сектором сканирования и заданным уровнем дифракционных максимумов высших порядков.
Диаграмма направленности подрешетки f1(θ)подреш у же диаграммы f1(θ) – одного слабонаправленного излучателя и равна нулю на дифракционном максимуме функции fn(θ) – множителя
решетки.
Наименьший сдвиг фаз ψ между токами в соседних излучателях
соответствует направлению максимального излучения главного лепестка нулевого порядка:
cos θmax =sin θ′max =
ψ
;=
ψ kd sin θ′max .
kd
39
Пусть сканирование происходит в пределах всей области действительных углов:
π
π
- ≤ θ′max ≤ .
2
2
Тогда θскан = π/2, а условие единственности главного лепестка
принимает вид d = λ / 2.
Для обеспечения сканирования +90° фаза должна меняться
в пределах
-π ≤ ψ ≤ π.
3.2. Пространственное питание антенной решетки
При пространственном питании энергия на антенную решетку
поступает от облучателя (рупора). Различают фазированные антенные решетки (ФАР) проходного типа (линзового или рефракционного) и отражательного (рефлекторного) типа.
3.2.1. ФАР проходного типа
В фазированных антенных решетках проходного типа (рис. 24)
используются две антенные решетки: собирающая и излучающая.
Излучатели обеих антенных решеток попарно соединены линией
передачи через проходные фазовращатели (ФВ). Две антенные решетки и фазовращатели образуют аналог линзы.
x
∆L
2
dn
−f
ψ
2
ψ
d1
dn
z
ϕ
ψ
y
fобл(ϕ)
f
ψ
ψ
Фазовый фронт
Рис. 24. Структурная схема ФАР проходного типа
40
Мощность передатчика поступает в слабонаправленную антенну
и излучается в сторону собирающей приемной антенной решетки.
Каждый элемент решетки принимает примерно n-ю часть мощности, которая после прохождения через управляемый фазовращатель попадает в излучающий элемент второй решетки. Положение
луча диаграммы направленности излучающей решетки определяется сдвигами по фазе между токами в этих элементах. Оно может
быть изменено за счет воздействия на управляемые фазовращатели.
Для того чтобы преобразовать сферическую (или цилиндрическую) волну облучателя в плоскую, нужно предусмотреть соответствующие запаздывания по фазе в ФВ, либо применить линии задержки.
Величина задержки по фазе для любого излучателя определяется по формуле
  π dn2
2π   1 dn2
f  1 +
+
⋅⋅
,
 - f =
  λ f
2 fn2
λ  
 

∆ψ(x)êîìïåíñ = k∆L=
где k = 2π/λ – волновое число; f – фокусное расстояние линзы; x –
координата излучателя в прямоугольной системе. Амплитуда поля
f
An fîáë (ϕ) .
для любого излучателя =
rn
3.2.2. ФАР отражательного типа
Отражательные схемы (рис. 25) отличаются от проходных тем,
что в них излучающие элементы решетки совмещены с приемными,
а на месте излучающих элементов установлен отражающий экран.
fизл(ϕ)
ψ
rn(ϕ)
ψ
ϕ
fобл(ϕ)
dn
ψ
ψ
ψ
f
Рис. 25. Структурная схема отражательной ФАР
41
Благодаря этому сигнал через ФВ проходит дважды в прямом и обратном направлениях после отражения от короткозамкнутых нагрузок, затем излучается в свободное пространство.
По аналогии с зеркальной антенной амплитуда поля:
f
An =
fîáë (ϕ) fèçë (ϕ).
rn
Если все излучатели слабонаправленные и имеют идентичные
диаграммы направленности
fîáë (ϕ) ≈ fèçë (ϕ) ≈ f0 (ϕn ),
то амплитуда поля на раскрыве решетки
An =
f02 (ϕ)
f
f
2
+ dn2
=
f02 (ϕ)
2
d 
1+  n 
 f 
=
f02 (ϕ)cos2 (ϕn ).
Угол раскрыва решетки определяется соотношением
ϕn =
arctg ( dn f ).
Максимальный угол раскрыва ϕmax ≤ 45°.
Фаза фронта волны, падающей на решетку,
ψ=
n
 dn2  2π  1  dn 2 
2π
2π 2
2 2π
.
1
rn
f + d=
f
f 1 +
=
+
 =

n
 f  λ  2  f  
λ
λ
λ




Величина задержки по фазе для любого излучателя
2
 π d2
2π
2π  1  dn 
n
f=
f 1 + 
.
 - 1 =
λ
λ  2 f 
λ f



Так как фронт волны сферический, надо вводить компенсацию:
∆ψ = ψn -
Ôn
êîìïåíñ =
-
π dn2
d
= -π sin θñêàí ,
λ f
λ
dn
где sin θñêàí =
.
f
Функция направленности ФАР определится суммой полей, создаваемой в дальней зоне излучателями решетки:
N
fn (θ) =∑ An e
n =0
42
- i(kdn sin θ+ Ôn ñêàí )
,
где фаза Ôn ñêàí = nÔ.
Величина фазового сдвига с учетом компенсации определится
выражением
2π
Ô=
( rn - f ) - Ôn êîìï + Ôn ñêàí .
n
λ
Достоинством проходной и отражательной схем построения ФАР
является их простота даже при большом числе излучателей. Преимуществом ФАР отражательного типа (рис. 26) является ее конструктивное и эксплуатационное удобство, заключающееся в доступности излучающих элементов при настройке и замене с неизлучающей стороны решетки. Проходная схема, состоящая из двух
решеток (приемной и передающей), сложнее отражательной, вместе
с тем ее преимущество состоит в отсутствии затенения излучающей
решетки слабонаправленным облучателем.
Общим недостатком ФАР проходного и отражательного типа является «переливание» электромагнитной энергии через края решетки подобно тому, как это имеет место в зеркальных антеннах.
Это приводит к уменьшению коэффициента использования поверхности (КИП) и увеличению уровня бокового излучения, что, в свою
очередь, ведет к уменьшению коэффициента направленного действия (КНД) ФАР и, как уже отмечалось, к уменьшению КПД.
Амплитудное распределение на раскрыве ФАР проходного и отражательного типа определяется ДН слабонаправленной облучающей антенны. В качестве облучателей ФАР широко применяются
Рис. 26. Вибраторная ФАР отражательного типа
с рупорным облучателем
43
1
2
Рис. 27. Отражательная волноводная ФАР: 1 – рупорный облучатель;
2 – волноводные излучатели с фазовращателями
облучатели зеркальных антенн: открытые концы волноводов, рупорные облучатели и т. п.
На сантиметровых волнах основными элементами решеток
в проходных и управляемых схемах являются отрезки волноводов, в каждом из которых установлен управляемый фазовращатель
(рис. 27).
3.2.3. Схемы решеток с коммутаторами
и коммутационными фазовращателями
При коммутационном управлении вместо фазовращателей с плавным изменением фазового сдвига используются коммутаторы (ключи) или коммутационные фазовращатели (рис. 28). Коммутационные фазовращатели обеспечивают скачкообразное изменение сдвига по фазе. При этом достигается более высокая стабильность за счет
того, что фазовращатели работают в режимах «включено-выключено». Коммутационная решетка имеет и более простое управляющее
устройство, чем решетка с фазовым управлением положения луча.
Это связано с тем, что положение луча диаграммы направленности
антенны в пространстве при коммутационном управлении определяется выборным подключением тех или иных элементов при помощи коммутаторов, а не изменением величины управляющего напряжения в фазовращателях.
Движение луча ДН в коммутационной решетке осуществляется
дискретно. При обзоре непрерывного сектора пространства величина угловых скачков не должна превышать ширины главного лепестка ДН на уровне половинной мощности.
44
Излучатели
а)
3/2π
π
Вход
π/2
Коммутаторы
d ≈ λ/2
Излучатели
б)
ψ
ψ
ψ
Вход
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
ψ
Коммутационный
фазовращатель
d ≈ λ/2
Рис. 28. Схемы АР с коммутаторами (а)
и коммутационными фазовращателями (б)
Управление коммутационными приборами может осуществляться как механическим, так и электрическим способом. На практике,
однако, наиболее широко используют электрическое управление,
так как оно обеспечивает гораздо более высокие скорости переключения.
В схемах с фазовым управлением применяют механические
и электрические фазовращатели.
45
4. ВОЛНОВОДНО-ЩЕЛЕВЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
4.1. Виды волноводно-щелевых решеток
Известны характеристики излучения полуволновой щели, прорезанной в безграничном плоском экране. Диаграмма направленности одной щели в Е-плоскости соответствует ДН полуволнового
вибратора в Н-плоскости и имеет вид окружности. Диаграмма направленности одной щели в Н-плоскости соответствует ДН полуволнового вибратора в Е-плоскости и имеет вид восьмерки. Поскольку ДН одной щели широкая, то для получения узких диаграмм направленности применяют антенны, состоящие из многих щелей,
образующих антенные решетки как линейные, так и плоскостные.
В волноводно-щелевых антеннах излучающие щели на стенках
прямоугольного волновода прорезают перпендикулярно токам проводимости или параллельно магнитным силовым линиям (рис. 29).
Волноводно-щелевые антенны (ВЩА) подразделяются на два вида: резонансные и нерезонансные (антенны бегущей волны).
В резонансной антенне в качестве нагрузки используется подвижный коротко замыкающий поршень, помещенный на конце
волновода. В волноводе в этом случае возникает режим стоячих
волн. Поршень настраивают таким образом, чтобы падающие от генератора и отраженные от поршня волны на последней щели складывались в фазе (были бы в резонансе).
y
b
3
2
x
xx
x
1
z
4
6
5
7
a
Штыри
Рис. 29. Распределение токов проводимости и виды излучающих щелей
в волноводе прямоугольного сечения с волной Н10
46
а)
d
d
Нагрузка
б)
d
d
Поршень
в)
Поршень
d
d
Рис. 30. Виды волноводно-щелевых антенн: а – щели в шахматном
порядке на широкой стенке волновода; б – щели на широкой стенке,
возбуждаемые реактивными штырями; в – встречно-наклонные щели
на узкой стенке волновода
При установке в конце волновода согласованной нагрузки, которая эквивалентна волновому сопротивлению линии, в нем устанавливается режим бегущих волн. Созданную на этом волноводе
антенну называют волноводно-щелевой (ВЩА) или нерезонансной
ВЩА в противовес резонансной (рис. 30).
Синфазное возбуждения щелей, расположенных по обе стороны
от средней линии, обеспечивается тем, что расстояние между ними
d = Λ 2 дает сдвиг по фазе 180°, а дополнительный сдвиг фаз на 180°
создается благодаря тому, что поперечные токи имеют противоположные направления по общим сторонам от средней линии.
Таким образом общий суммарный сдвиг фаз ψ получается равным 2π = 360° или 0°:
ψ = βd + π = ±
2π Λ
+ π = ±π + π. Λ 2
(4.1)
Конструкция такой волноводно-щелевой антенны приведена на
рис. 30, а и 31, где указаны смещения щелей на величину x1;2;3 в шахматном порядке относительно оси волновода, а также 1 – поршень;
2 – волновод; 3 – согласованная нагрузка; 4 – коаксиально-волноводный переход.
На рис. 30, б приведена конструкция синфазной волноводно-щелевой антенны (ВЩА) с продольными щелями, прорезанными
в широкой стенке прямоугольного волновода по оси волновода, где
обычно отсутствуют поперечные токи проводимости, а щели не излучают. Возбуждение щелей происходит благодаря реактивным
штырям. Реактивные штыри представляют собой металлические
стержни, ввинченные в волновод параллельно узкой стенке волновода (параллельно вектору E) в шахматном порядке относительно осевой линии волновода. Токи проводимости, текущие внутри
47
3
x5
d
2l
2
x3
x4
x2
1
x1
8
4
От передатчика
Рис. 31. Конструкция ВЩА бегущей волны с продольными щелями на
широкой стенке прямоугольного волновода
волновода, вызывают ток на стержнях. Вокруг каждого штыря возникает магнитное поле и токи проводимости, которые перпендикулярны магнитным силовым линиям и представляются у его основания на широкой стенке волновода в виде системы радиальных токов.
Часть этих токов пересекает щель и возбуждает ее. Изменение местоположения штыря относительно оси щели в шахматном порядке вызывает изменение направления токов, пересекающих щель. Это обеспечивает синфазное возбуждения системы щелей, расположенных
вдоль оси волновода на расстоянии d = Λ 2 друг от друга.
На рис. 32 показан один из вариантов двухмерной волноводнощелевой антенны, состоящей из восьми алюминиевых волноводов 1
(а), в каждом из которых прорезано десять гантельных щелей 2. Гантельные щели по сравнению с обычными прямоугольными щелями
обладают большей полосой пропускания. Особенностью антенны
является то, что четные и нечетные волноводы питаются с разных
сторон с помощью волноводных делителей мощности 3–6 (б). С раскрыва антенны формируются четыре луча диаграммы направленности (в). Максимумы лучей ориентированы под углами к плоскости антенны из-за линейного закона изменения фазы на ВЩА. Лучи
диаграммы образуют прямоугольник относительно земной поверхности. Такие антенны применяются, например, в самолетных допплеровских автономных навигационных устройствах, предназначенных для определения скорости и угла сноса самолета.
Конструкция синфазной волноводно-щелевой антенны с встречно-наклонными щелями, прорезанными в узкой стенке прямоу48
2
а)
3
5
1
б)
3
4
6
в)
Рис. 32. Двухмерная волноводно-щелевая антенна самолетной
радиолокационной станции
4
3
+δ
1
2
5
6
–δ
d
От генератора
Рис. 33. Синфазная антенна со встречно-наклонными щелями
в узкой стенке прямоугольного волновода
гольного волновода, приведена на рис. 33. Здесь введены обозначения: 1 – питающий волновод; 2 – дроссельный фланец; 3 – отверстия на фланце; 4 – волновод излучающей антенны; 5 – излучающие
щели; 6 – согласованная нагрузка. Оси наклонных щелей образуют
угол δ с направлением поперечных токов. Благодаря наклону щелей составляющие поперечных токов, перпендикулярные щели,
возбуждают в них электрическое поле. Интенсивность возбуждения
щели зависит от величины угла наклона. Максимальное излучение
щели получаем, если щель перпендикулярна линиям тока проводимости, т. е. при угле δ = 90°. Однако, расположив щели перпендикулярно линиям тока на расстоянии d = Λ 2 друг от друга, мы получим противофазную систему излучателей. Благодаря встречному
наклону щелей при расстоянии между щелями d = Λ 2 получим
49
l1
t
d0
Рис. 34. Разделительные блоки между щелями
для уменьшения паразитной вертикальной поляризации
дополнительный сдвиг фаз на 180° и величину синфазного возбуждения соседних щелей согласно выражению (4.1).
Поляризация вектора напряженности электрического поля Е
в щели совпадает с направлением токов проводимости, ортогональных щели. Векторы Е можно разложить на продольную и поперечную составляющие по отношению к оси волновода. Поперечные
составляющие двух соседних щелей противофазны и в направлении, перпендикулярном плоскости щелей, взаимно компенсируются, а продольные синфазные составляющие складываются. Поэтому поле в главном лепестке диаграммы поляризовано в продольной
плоскости, т. е. параллельно оси волновода.
В других направлениях наряду с продольной составляющей будет присутствовать поперечная составляющая поля. В целях уменьшения паразитной поперечной составляющей между щелями устанавливают разделительные блоки (рис. 34), которые создают в пространстве перед щелью запредельный волновод для вертикальной
составляющей электрического поля. Расстояние между блоками
выбирается из условия нераспространения волны H10 в этом запредельном волноводе d0 < λ 2.
4.2. Волноводно-щелевые антенны
с механическим изменением фазы
Волноводно-щелевая антенна (рис. 35) состоит из двух металлических частей углового профиля, из которых нижняя часть является неподвижной, а верхняя перемещается с помощью специального
привода. Щели длиной 2l прорезаны на широкой стенке волновода
50
Θ′
λ0
2
Θ
λ0
2
b
λ0
4
а
λ
4
Рис. 35. Схема ВЩА с изменяющимся размером широкой стенки волновода
3 4 5 9
8 7 6
d
2l
2
1
x1
x2
x5
x3
x4
От электродвигателя
10
От передатчика
Рис. 36. Конструкция ВЩА с механическим изменением фазы
в шахматном порядке на расстоянии d друг от друга и смещены относительно оси волновода на расстояния x1–x5 (рис. 36).
В этом случае ВЩА представляет собой антенную решетку с последовательным питанием. Роль фазовращателя играет расстояние d между соседними щелями. При изменении ширины волновода а меняется длина волны в волноводе Λ, а также меняется сдвиг
фаз между соседними щелями.
Длина волны в волноводе с волной Н10 связана с рабочей длиной
волны генератора и размером широкой стенки волновода соотношением
λ
Λ=
.
2
 λ 
1-

 2a 
51
2π
d - π.
Λ
Здесь сдвиг по фазе на величину π получаем за счет шахматного
расположения щелей. На средней длине волны рабочего диапазона
λ = λ0, длине волны в волноводе Λ = Λ0 и расстоянии между щелями
d = Λ0/2 получим значение фазы
Сдвиг по фазе между токами в соседних излучателях =
ψ0
=
ψ0
2π Λ0
=
- π 0,
Λ0 2
что соответствует синфазной системе с излучением, перпендикулярным оси линейки.
При изменении а = а0 + ∆а изменяются Λ и ψ. Отклонение луча
определяется выражением
ψ
2πdλ π λ λ
sin θ′max ãë = 0 =
= - .
kd Λ2πd kd Λ 2d
Размеры величины а определяются закономерностями, известными из теории волноводов: при уменьшении а возрастает затухание в волноводе; при увеличении а могут возникнуть волны высших типов. Поэтому практически используют пределы изменения
стенки: 0,6λ ≤ а ≤ 0,95λ. Эти неравенства ограничивают возможные
пределы качания луча (рис. 37).
Четвертьволновые дроссельные пазы служат для уменьшения
излучения энергии через зазоры между частями волновода.
При большой скорости сканирования применяют плавные фазовращатели, например, ферритовые. Недостатком ФАР с плавным
Θ′гл
+10°
a
λ
1
0,5
–10°
1
a0
λ
Рис. 37. Углы качания луча в ВЩА
за счет изменения размера широкой стенки волновода а
52
изменением фазы являются большие потери в фазовращателях
(ФВ), сложность управляющих схем, высокие требования к идентичности и стабильности ФВ.
Для фиксированного значения а = а0 рассчитывают длину волны в волноводе Λ0, выбирают расстояние между щелями d = Λ0/2,
тогда получаем решетку синфазных щелей с излучением, перпендикулярным оси. Изменяя размер волновода а, можно качать луч ДН.
Чтобы расширить пределы качания луча, можно волновод со щелями питать попеременно: то справа, то слева, используя двухканальный переключатель на волноводном тройнике.
4.3. Антенные решетки с частотным сканированием
Фазовый сдвиг между щелями зависит от частоты. В рассмотренных выше щелевых решетках с постоянными поперечными размерами волновода при изменении длины волны генератора (λ = λ0 + ∆λ)
изменяется длина волны в волноводе Λ0, следовательно, меняется
сдвиг по фазе ψ между щелями и отклоняется луч ДН.
Различают два типа АР с частотным сканированием (рис. 38):
с параллельным питанием (а) и с последовательным (б). На практике преимущественно используют второй тип. Фазовый сдвиг в каждом излучателе обеспечивается разной длиной змейкового волновода. Поясним принцип действия антенной решетки с последовательным возбуждением щелей (см. рис. 38, б), на котором изображен
змейковый волновод, питающий решетку излучателей. Длина пути
по змейке между излучателями больше расстояния между излучателями по прямой, т. е. l > d. Сдвиг по фазе между соседними излучателями по волноводу длиной l равен
ψ = βl =
2π
l,
Λ1
где Λ1 – длина волны в змейковом волноводе; β – постоянная распространения.
Так как длина прямого отрезка между соседними излучателями
d, то при длине волны в воздухе λ получим фазовый сдвиг
kd =
2π
d,
λ
где k – волновое число для некоторого, совпадающего с осью решетки воображаемого фидера, питающего все излучатели, а Λ – длина
волны в этом фидере, равная длине волны в воздухе, т. е. (Λ = λ).
53
а)
θ
Луч
б)
θ
d
Луч
d
Вход
Вход
Разветвитель
0
–θ +θ
в)
ds
in
θ
θ
θ
d
0
ф
2ф
3ф
4ф
h
t
a
Рис. 38. Антенны с частотным сканированием луча: а – схема
с параллельным питанием; б – схема с последовательным питанием
змейковым волноводом; в – замедляющая ребристая структура
в виде гребенки внутри волновода
Угол отклонения главного лепестка
ψ
2πlλ
λ l
l
= ==
ξ .
sin θ′max ãë =
kd Λ1 2πd Λ1 d
d
λ
– коэффициент замедления,
Λ1
вызванный различием длин волн в воздухе и в фидере (электрическое замедление). Множитель l / d характеризует замедление геометрическое, вызванное различием длин фидера и решетки. Чем
больше l / d , тем больше угол отклонения ДН. Чем больше ξ, т. е.
меньше Λ1, тем больше угол сканирования.
Для того чтобы осуществить сканирование в пределах большого
сектора и при этом мало менять частоту генератора, надо использовать антенные решетки с большим замедлением. Этого достигают
Здесь введено обозначение ξ =
54
θм
Рис. 39. Антенная решетка со свернутым (спиральным) волноводом
увеличивая l / d, например применяя змейковые или спиральные
волноводы (рис. 39), либо уменьшая Λ1, помещая внутрь волновода
замедляющую ребристую структуру в виде гребенки (см. рис. 38, в).
55
5. МНОГОЛУЧЕВЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
Антенные решетки, при помощи которых может быть сформирован ряд независимых друг от друга диаграмм направленности, называются многолучевыми (рис. 40). В ее состав входят решетка излучателей и диаграммообразующая схема (ДОС).
Диаграммообразующая схема служит для обеспечения независимого питания излучателей решетки через разные входы. При
подключении передатчика к одному из входов схемы в излучателях
решетки создается вполне определенное, свойственное лишь этому
входу амплитудно-фазовое распределение диаграммы направленности.
Подключение же передатчика к любому другому входу диаграммообразующей схемы вызывает изменение амплитудно-фазового
распределения в излучателях решетки и соответственно формирование другой, отличной от предыдущей, диаграммы направленности.
Как правило, ДОС строятся таким образом, чтобы питание с любого входа обеспечивало равноамплитудное распределение, но каждому входу соответствовала бы своя фазовая характеристика. При
переключении входов дискретно меняется сдвиг по фазе ψ между
токами соседних излучателей. В соответствии с этим также дискретно меняется положение антенного луча в пространстве. Если,
например, при питании с 1-го входа сдвиг по фазе между токами соθм1
θм2
Луч 3
Луч 4
Луч 2
Луч 5
Луч 1
α
Решетка излучателей
ДОС
1
2
3
Вход схемы
4
5
Рис. 40. Схема многолучевой антенной решетки (МАР) с пятью входами
56
седних излучателей равен ψ1, а при питании со 2-го – ψ2 , то главные максимумы формируемых при этом лучей 1 и 2 будут ориентированы под углами (см. рис. 40)
arcsin ψ1
θì1 =
;
kd
arcsin ψ2
θì2 =
,
kd
где d – расстояние между соседними излучателями решетки;
k = 2π/λ – волновое число.
В общем случае число входов диаграммообразующей схемы соответствует числу лучей, формируемых многолучевой антенной решеткой, а число входов схемы равняется числу излучателей решетки. Если многолучевая антенная решетка предназначена для работы в заданном секторе пространства, то она выполняется таким
образом, чтобы соседние лучи пересекались примерно на уровне половинной мощности. Многолучевая антенная решетка является
весьма универсальным устройством. Если она имеет Ì входов, то
при одновременном их использовании формируется Ì независимых
друг от друга лучей как в режиме передачи, так и в режиме приема,
а при поочередном – формируется один из лучей, соответствующий
подключенному входу. Так, например, при помощи антенной решетки с пятью входами обеспечивается формирование пяти независимых друг от друга диаграмм направленности (см. рис. 40).
Для питания многолучевых антенных решеток применяются
последовательные или параллельные диаграммообразующие схемы. Предложено много разновидностей таких схем. Рассмотрим две
из них.
5.1. Многолучевая антенная решетка последовательного питания.
Диаграммообразующая схема Бласса
На рис. 41 приведена четырехлучевая диаграммообразующая
схема (ДОС) Бласса. Поясним принцип образования лучей антенны.
Различные фазовые соотношения в многолучевой антенне с последовательной ДОС реализуются изменением углов наклона горизонтальных линий передачи входов 1–4. Расстояние между излучателями d. Все линии передачи связаны между собой через направленные ответвители (НО). На конце линий передачи помещают
согласованные нагрузки (СН).
57
d
1
CH
a
c
b
HO
HO
2
3
CH
HO
4
HO
HO
HO
CH
CH
CH
CH
CH
CH
Рис. 41. Четырехлучевая ДОС Бласса
К каждому излучателю по сравнению с предыдущим сигнал проходит по дополнительному пути:
l= c + a,
где
d
= d sec β
cos β
ñ
=
и а соответственно равно
откуда
=
a dtgβ,
=
l d sec β + dtg
=
β d(sec β + tgβ).
Здесь β – угол между осью антенной решетки и наклонной линией передачи.
Направление максимального излучения
sin θ′max = m
λ 2πlλ
λ l λ
+
=m +
,
d Λ2πd
d dΛ
здесь m = 0, ± 1, ± 2,...
После подстановки пути по линии передачи l получим для максимума ДН:
= m
sin θ′max
58
λ l λ
λ
λ
+ = m + (sec β + tgβ) .
d dΛ
d
Λ
4
5
6
1
2
3
Рис. 42. Веер лучей с раскрыва антенной решетки
при питании с разных входов
Следовательно, каждому значению угла β (каждому входу) соответствует свой лепесток под определенным углом наклона к раскрыву решетки. Переключая механически или электрически входы АР,
можно осуществлять дискретное сканирование пространства. При
подаче питания одновременно на несколько входов, можно сформировать веер лучей (рис. 42).
Недостаток: большое количество направленных ответвителей
(НО) и связь между каналами. Число направленных ответвителей
зависит от числа формируемых лучей (каналов) М. Поскольку число входов равно числу излучателей, то можно определить число направленных ответвителей для полной матрицы Бласса следующим
образом:
nлуч Мвход = М2 = Nн.о.
Соответственно для приведенной схемы 4 · 4 = 16 ответвителей.
Достоинствами схемы являются:
– произвольное число входов и число излучателей АР;
– направления лучей могут быть независимы от частоты;
– наличие тепловых потерь, которое позволяет развязать входные каналы многолучевой АР за счет уменьшения КПД;
– если число входов M равно числу излучателей n, то можно исключить согласованные нагрузки, применив модифицированную
схему Бласса (рис. 43).
Изменение угла наклона лепестков ДН реализуется за счет применения фиксированных фазовращателей (ФВ). Число направленных ответвителей для модифицированной матрицы Бласса
Nн.о = (М2 – М)/2. Для нашей схемы Nн.о = (42 – 4)/2 = 6 штук.
Конструкция волноводной четырехлучевой антенны на модифицированной ДОС по схеме Бласса (рис. 44) состоит из шести
59
ФВ 11
С11
ФВ 21
С21
ФВ 31
ФВ 12
С12
ФВ 22
ФВ 13
ФВ 14
С13
ФВ 23
С22
ФВ 32
С31
Рис. 43. Модифицированная схема Бласса
Рис. 44. Четырехлучевая антенна
на основе модифицированная ДОС Бласса
направленных ответвителей с крестообразными элементами связи
и шести диэлектрических фазовращателей, расположенных в волноводах. Направленные ответвители расположены в местах пересечения волноводов. Излучателями являются Н-плоскостные секториальные рупорные антенны.
5.2. Многолучевая антенная решетка параллельного питания.
Диаграммообразующая схема Батлера
Можно существенно уменьшить количество НО, применяя параллельную матричную схему. Та же антенная решетка из 4 излучателей с 4 лучами моет быть собрана на 4 гибридных соединени60
ях вместо 16 направленных ответвителей в последовательной схеме
(рис. 45). В качестве 4-плечных соединений используют волноводно-щелевые мосты.
Диаграммообразующая схема содержит отрезки волноводов,
длина которых от входа к выходу одинакова, два постоянных фазовращателя (ФВ) и четыре волноводно-щелевых моста (ВЩМ),
у которых сигналы на двух выходах сдвинуты по фазе на 90°.
При рассмотрении работы ДОС будем считать, что при прохождении сигнала через волноводный щелевой мост в плече, лежащем
напротив входного плеча, фаза не меняется, а в диагональном плече
фаза отстает на 90° (рис. 46).
Значения фазы в излучателях, создаваемых ЩМ при питании
с определенного входа, приводящих к смещению лучей диаграммы
направленности относительно нормали к оси антенной решетки, перечислены в табл. 1, а положение лучей ДН при питании со стороны
соответствующего по номеру входа представлено на рис. 47.
1
2
0°
90°
4
3
90°
0°
ЩМ
ЩМ
45°
45°
0°
90°
0°
90°
ЩМ
ЩМ
Рис. 45. Четырехлучевая АР на основе ДОС Батлера
π
Ψ=—
2
Ψ=0
+45° –45°
Плечо
Плечо
диагонально
напротив
по отношению
входного
к входам
π
Ψ=— Ψ=0
2
ЩМ
1
ЩМ
2
Входы
1
2
Входы
Рис. 46. Фазовые соотношения в плечах щелевого моста
61
14,5°
49°
14,5°
4
1
49°
3
2
Рис. 47. Положение лучей ДН при питании со стороны
соответствующего по номеру входа
Таблица 1
Фазы токов в излучателях четырехлучевой ДОС Батлера
Входы
Фаза токов в излучателях, град
1-м
2-м
3-м
4-м
1-й
45
90
135
180
2-й
135
0
225
135
3-й
90
225
0
135
4-й
180
135
90
45
Если d = λ/2, то kd =
2π λ
= π, тогда
λ 2
ψ
λ
ψ
ψ
=.
sin θ ãë = =
kd
2πd π
ψ
π
Получим при ψ = ±45°, =
θãë arcsin
= arcsin
= arcsin 0,25,
π
4π
направление луча ДН θmax ãë =
±14,5°. При ψ = ±3π/4 = ±135°, получим θmax ãë =
±49°.
Недостатки ДОС Батлера:
1) при возрастании числа излучателей АР резко растет необходимое число щелевых мостов и фазовращателей;
2) наличие пересечений фидерных линий затрудняет реализацию в полосковом и микрополосковом вариантах;
3) количество излучателей определяется целой степенью числа 2;
62
4
1
2
3
6
7
5
Рис. 48. Четырехлучевая антенна на основе ДОС Батлера
4) невозможность реализации амплитудного распределения заданной формы для уменьшения УБЛ;
5) частотно-зависимое положение лучей в пространстве.
Достоинства:
1) одинаковые 4-плечные соединения (ВЩМ);
2) набор фиксированных фазовращателей.
Волноводная четырехлучевая антенна на параллельной диаграммообразующей схеме Батлера (рис. 48) состоит из пяти сборочных единиц: блока излучателей 1, блоков направленных ответвителей с полной связью 2 и 5, блоков мостов 3 и 6. Блок излучателей 1
представляет собой четыре волновода, совмещенных по узким стенкам, объединенных общим фланцем и излучающим через открытые концы.
Внутри каждого волновода размещен индуктивный штырь, предназначенный для согласования его открытого конца со свободным
пространством. В средних волноводах размещены диэлектрические
фазовращатели на 180°. Блок 2 представляет собой совокупность волноводно-щелевых делителей мощности с полной связью и двух волноводов, объединенных двумя общими фланцами. Волноводно-щелевой делитель с полной связью состоит их двух волноводов, в общей узкой стенке которых прорезано по всей высоте окно длиной,
равной удвоенной длине окна волноводно-щелевого моста. Для настройки делителей мощности предусмотрены емкостные штыри 4.
Блок 3 содержит два параллельно расположенных моста, объединенных общим фланцем. Блоки 5 и 6 конструктивно аналогичны блокам 2 и 3. В волноводах блока 5 размещены диэлектрические фазовращатели на 225°. Блок 7 представляет собой четыре волновода, совмещенных узкими стенками и объединенных общими фланцами.
63
6. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
С НЕЛИНЕЙНОЙ ОБРАБОТКОЙ СИГНАЛА
Во всех рассмотренных АР в режиме приема сигналы, принятые
отдельными излучателями, складывались на выходе антенны. Это
простейший вид обработки сигналов. Такая антенная решетка называется аддитивной.
Существует ряд других методов нелинейной обработки сигналов,
например умножение, деление, усреднение, возведение в степень
и т. д. В результате можно значительно сузить главный лепесток
диаграммы направленности и благодаря этому существенно увеличить разрешающую способность антенной решетки по сравнению
с аддитивными решетками.
6.1. Схема, обеспечивающая сужение
главного лепестка ДН
Одна из схем, обеспечивающая сужение главного лепестка диаграммы направленности, показана на рис. 49. Здесь напряжения
с выходов двух антенн решетки подаются на суммарно-разностный
кольцевой мост и далее на два раздельных приемника (суммарного
и разностного каналов), где осуществляется усиление и детектирование, далее – к схеме сравнения, на выходе из которой выделяется разностное напряжение (u1–u2). Его знак зависит от направления
прихода сигнала от угла θ (рис. 50). К выходу схемы сравнения последовательно подключены диод Д1 и сопротивление нагрузки Rн.
При таком включении диода Д1 ток через нагрузку протекает лишь
тогда, когда диод открыт и u1 > u2.
Суммарно-разностный мост
Приемник
разностного
канала
Приемник
суммарного
канала
u2(θ)
Схема
сравнения
Д1
Rн
u1 – u2 > 0
u1(θ)
u1
Рис. 49. Схема, обеспечивающая сужение главного лепестка ДН
64
u1
0
u2
0
θ
θ
u1 – u2 > 0
0
θ
Рис. 50. Диаграммы направленности
суммарного и разностного каналов
и ДН после нелинейной обработки
Так как при нагрузке напряжение появляется лишь при u1 > u2,
то зависимость u1(θ) – u2(θ) имеет вид, показанный на рис. 50.
Таким образом, после нелинейной обработки главный лепесток
диаграммы направленности получился более узким. Меняя коэффициенты усиления приемников, можно регулировать ширину
главного лепестка ДН. Однако следует иметь в виду, что КНД антенны при этом остается таким же, как и у обычной антенны тех же
размеров, или даже несколько уменьшится.
6.2. Корреляционные антенные решетки
Рассмотрим корреляционные (мультипликативные) антенные
решетки и АР с логическим синтезом. В корреляционных антеннах
используются операции умножения сигналов с последующим усреднением или фильтрацией результирующего напряжения.
Рассмотрим простейшую антенную решетку, состоящую из двух
направленных излучателей (рис. 51). Пусть на решетку под углом θ
65
1
θ
2
θ
d
Умножитель
Интегратор
Рис. 51. Корреляционная антенная решетка из двух излучателей
падает плоская волна. Напряжение на выходе излучателя можно
записать в виде
=
U1 U cos ωt;
=
U2 U cos ( ωt + kd sin
=
θ′ ) U cos ω( t + τ )  ,
d
sin θ′; θ – угол
C
падения плоской волны на решетку; θ′ – угол между нормалью
и осью
kd 2πd
d d
=
= =
,
ω λ2πf λf C
где введены обозначения: ω – круговая частота;
=
τ
где С – скорость света; f – частота колебаний.
Произведем над сигналами последовательно операции умножения и усреднения, тогда результирующий сигнал будет иметь вид
1
T →∞ 2π
2
=
=
τ )  lim
U U=
1U2 U cos ωt cos  ω ( t +
=
T
2dt
∫ U1U=
-T
U2
U 2 sin ( 2kd sin θ′ )
cos=
.
( kd sin θ′ )
2
4 sin ( kd sin θ′ )
Это выражение определяет величину постоянного напряжения.
Для получения на выходе антенны переменного напряжения часто66
той Ω можно в канал одного излучателя включить переменный ФВ
и осуществлять фазовую модуляцию сигнала с частотой Ω.
Операция умножения и усреднения двух функций определяет
корреляционную функцию, откуда следует название антенной решетки. Функция
1 sin ( 2kd sin θ′ )
f ( θ′ )
=
= cos ( kd sin θ′ )
2 sin ( kd sin θ′ )
является функцией направленности двухэлементной корреляционной АР.
Из формулы видно, что постоянная составляющая выходного напряжения зависит от угла θ′ таким же образом, как функция направленности обычной двухэлементной решетки с расстоянием
между элементами, равным 2d, для которой функция направленности имеет вид
kd


=
f ( θ′ )  cos sin θ′ .
2


Это означает, что диаграмма направленности двухэлементной
корреляционной решетки будет такой же, как у обычной синфазной двухэлементной решетки, но с расстоянием между элементами
решетки в два раза большим. Это привело к сужению ДН, так как
с увеличением линейного размера антенны kd ширина диаграммы
направленности 2θ0p /2 уменьшается. Аналогичные результаты
можно получить и с многоэлементными антенными решетками.
Предложен ряд методов разбиения АР на модули с последующим
перемножением и усреднением сигналов. Если излучатели 1 и 2 являются направленными, то результирующий сигнал будет пропорционален их функциям направленности f1(θ) и f2(θ), что дает дополнительные возможности для формирования остронаправленной ДН.
6.3. Антенная решетка с логическим синтезом
Антенная решетка с логическим синтезом состоит из нескольких (чаще двух) антенн. Логическое синтезирование состоит в сравнении амплитуд сигналов от отдельных антенн и использовании
логических устройств типа «да-нет» для отпирания или запирания
приемника, либо в присоединении его к одной из антенн.
Вариант 1.
Боковые лепестки остронаправленной антенны будут подавлены, если вход приемника будет открыт при f1(θ)> f2(θ) и закрыт
67
f1(θ)
f2(θ)
f(θ)
Рис. 52. ДН остро-направленной f1(θ)и ненаправленной f2(θ) антенн,
а также результирующая ДН f(θ) с подавленными
боковыми лепестками
при f2(θ)> f1(θ) (рис. 52). В результате боковые лепестки принимаемой диаграммы будут подавлены боковыми лепестками f (θ).
Вариант 2.
Использование многоэлементной антенной решетки, применяемой на летательных аппаратах (ЛА).
Для борьбы с экранным действием корпуса ЛА каждый элемент
АР имеет узкую диаграмму направленности и принимает сигналы,
находящиеся в пределах только определенного телесного угла. Логическое устройство подсоединяет к приемнику ту антенну, на входе которой амплитуда сигнала будет наибольшей. Таким образом,
синтезированная ДН является изотропной.
68
7. КОЛЬЦЕВЫЕ И ЦИЛИНДРИЧЕСКИЕ ФАР
Цилиндрическая фазированная антенная решетка с электрическим сканированием луча – это система излучателей, размещенных
на поверхности цилиндра (рис. 53). Частным случаем цилиндрических ФАР являются кольцевые (и дуговые) решетки, излучатели,
в которых размещены по окружности (или дуге). Пространственная
ориентация излучателей такова, что направление максимума диаграммы направленности каждого из них совпадает с направлением
радиуса соответствующей ФАР в месте расположения излучателя.
Основными достоинствами выпуклых цилиндрических и кольцевых ФАР являются:
1) возможность широкоугольного сканирования лучом неизменной ширины и формы в азимутальной плоскости (в плоскости дуги до 360°). ФАР цилиндрической формы позволяет также производить сканирование в угломестной плоскости до ± 50°;
2) слабая взаимная связь излучателей из-за пространственного
разворота их осей по сравнению с линейными и плоскостными ФАР;
3) конструктивное удобство размещения выпуклых ФАР на разных объектах (здания, грузовик, корпус ракеты, обшивка самолета
и т. д.).
Чаще всего излучатели выпуклых ФАР расположены на хорошо проводящей металлической поверхности, из-за экранирующего
Рис. 53. Цилиндрическая ФАР с обтекателем
69
действия которой в формировании остронаправленного излучения
будет участвовать лишь часть излучателей всей решетки, а именно
те из них, которые расположены на освещенном участке ФАР относительно направления излучения антенны.
7.1. Амплитудно-фазовое распределение в кольцевой ФАР
Рассмотрим кольцевую фазированную антенную решетку (рис. 54).
Излучатели в кольцевой решетке располагаются по кольцу радиусом а с шагом d, причем при отсутствии условий возникновения
дифракционных лепестков выбирают
d<
λ
.
1 + sin θ′ñêàí
Введем обозначения: n – номер излучателя; R – расстояние от
излучателя до точки наблюдения М (R, θ), причем R >> a (размера апертуры и радиуса а кольцевой ФАР) и R >> λ. В дальней зоне
можно считать, что все направления R на точку наблюдения параллельны между собой.
x
f1(θ)
Rn
M(R, θ)
R
N
R0
θ
0
αn
d
α
∆n
Плоский
эквивалентный
раскрыв АР
2a
Рис. 54. Кольцевая фазированная антенная решетка
70
z
Опустим перпендикуляр из точки N на R и найдем расстояние от
крайнего излучателя до точки наблюдения
Rn= R - a cos ( αn - θ ),
где αn – угловое положение излучателя решетки.
Получим разность хода до точки наблюдения от центрального
излучателя АР и от крайнего излучателя:
R -=
Rn a cos ( αn - θ ).
Умножив полученный результат на волновое число k, получим
разность фаз за счет разности хода до точки М.
Поле излучения эквивалентного плоского раскрыва имеет вид
n
fn (θ) =∑ An e
- i ka cos( αn -θ ) + Ôn + Ôêîìï + Ôñêàíèð 
n =1
,
где Aп – амплитудное распределение поля на плоском излучающем
раскрыве; Фп – фаза поля в излучателе на раскрыве.
Амплитуда поля Aп связана с током Iп в n-м излучателе и функцией направленности одного излучателя соотношением
Aï ≈ Iï f1 ( αï ).
Разность хода до плоского раскрыва от n-го излучателя:

α2
∆ï = a - a cos αï = a (1 - cos αï ) ≈ a  1 - 1 + ï

2


α2
≈a ï.

2

Здесь косинус разложили в ряд Тейлора и взяли первый член ряда:
cos αï ≈ 1 -
α2ï
+ ....
2
Разность хода Δп влияет на амплитуду поля Ап на эквивалентном
плоском раскрыве, которая с увеличением Δп падает. Кроме того, на
плоском раскрыве появляются квадратичные фазовые искажения:
Ôï ≈
2π
2π α2
∆ï = a ï .
λ
λ
2
Если предположить, что угловые положения излучателей
αï =α0n, то фаза поля в излучателе на плоском раскрыве изменяется по квадратичному закону:
Ôï ≈
2π α20 2
a
n .
2
λ
71
Квадратичные фазовые искажения приводят к росту боковых лепестков и расширению главного лепестка. Допустимыми фазовыми
искажениями для площадки с постоянным законом распределения
поля являются искажения, которые меньше π/2. Для спадающего
к краям амплитудного распределения величина фазовых искажений не должна превышать величину 3π/4.
Для создания плоского синфазного раскрыва, квадратичные фазовые искажения надо компенсировать. Это можно сделать за счет
фазы токов в излучателях ϕIï, которые должны быть равны по величине, но противоположны по знаку фазовым искажениям на раскрыве -ϕIï = Φï = -Φ êîìï .
Для сканирования луча добавляем сдвиг фаз Ф от излучателя
к излучателю Φ ñêàí =
Φn ,
где n – исчисляется по всему излучающему раскрыву кольца;
N – число излучателей в кольцевой решетке.
Φ
Угол сканирования плоского раскрыва sin θñêàí ≈ - . Дискрет
π
сканирования луча ДН в пространстве равен угловому дискрету
расположения излучателей:
∆α1 =
360°
.
Nêîëüöà
Для точного сканирования луча с апертуры вводят понятие дискрет углового положения луча ДН с плоского раскрыва
∆α2 = 2θP/2
∆ψ
< ∆α1,
2n
где 2θP/2 – ширина ДН, формируемой с плоского раскрыва; ∆ψ –
сдвиг по фазе между токами излучателей плоского раскрыва.
У кольцевой ФАР размер излучающего раскрыва меньше диаметра решетки 2a. Вклад излучения существенно снижается, если функция направленности одного излучателя кольцевой АР
f1(θ) ≈ cosθ и угол излучающего раскрыва θmax ≈ 71°. Критерием
эффективности будет амплитуда поля на краю раскрыва на уровне 0,316 от максимального значения в центре. Снижение уровня
поля на краю от центра – 10 дБ (рис. 55).
Достоинства кольцевой ФАР: возможность широкоугольного
(до 360°) сканирования; слабая по сравнению с плоскими и линейными решетками взаимная связь между излучателями из-за пространственного разворота их осей; конструктивные удобства размещения выпуклых АР на корпусах ракет и самолетов.
72
A(x)
∆ = 0,316
a/2
a/2
Рис. 55. Распределение амплитуды поля
на плоском раскрыве кольцевой АР
Недостатки: сложность системы возбуждения излучателей и некоторая избыточность их количества.
В выпуклых фазированных решетках, как и в плоских решетках, применяют всевозможные слабонаправленные излучатели: вибраторы, открытые концы волноводов, рупоры, спиральные и диэлектрические антенны, щелевые и печатные излучатели различной
формы. Тип излучателей определяется требуемой длиной волны, диапазонностью и зависит от назначения и условий работы решетки.
Поляризация излучения выпуклых антенных решеток может
быть любой и связана она с поляризационными свойствами используемых излучателей.
7.2. Цилиндрические ФАР
Цилиндрические ФАР рис. 56 можно построить как из отдельных излучателей, так и из подрешеток, представляющих собой либо
ряд линейных решеток, расположенных по образующим цилиндра
(а), либо кольцевых решеток, размещенных одна над другой (б).
Излучатели на поверхности цилиндра можно располагать как
в узлах прямоугольной или гексагональной сеток, так и в плоских
фазированных антенных решетках.
Известные два способа распределения энергии между излучателями кольцевых и цилиндрических ФАР: фидерный и пространственный.
При фидерном возбуждении энергию к излучателям подводят с помощью отрезков линии передачи и делителей мощности. Для регулировки амплитудного и фазового распределения поля на излучающем
73
б)
а)
Рис. 56. Конструкция исполнения цилиндрических решеток
участке в цепи каждого излучателя устанавливается управляемый
фазовращатель и коммутатор (типа «включено-выключено»).
Фидерное возбуждение излучателей реализуется в схемах последовательного, параллельного и смешанного включения, в каждой
из которых фазовращатели и коммутаторы могут включаться поразному (рис. 57).
Достоинство схем с последовательным включением излучателей состоит в простоте, незанятости внутреннего объема решетки, сравнительно малых потерях в системе возбуждения. Недостаток – в резкой
б)
а)
Вход АР
Вход АР
– излучатель
– коммутатор
– фазовращатель
– согласованная нагрузка
Рис. 57. Схемы возбуждения кольцевых АР с последовательным
включением излучателей, а также параллельным (а)
и последовательным (б) включением фазовращателей
74
частотной зависимости фазового распределения на излучающем
участке, что сужает рабочую полосу антенны, в удвоенном числе
коммутаторов.
Сравнительный анализ схем включения фазовращателей в большинстве случаев заканчивается в пользу их параллельного включения, поскольку через каждый ФВ проходит лишь 1/Nизл часть всей
излучаемой мощности и общие потери в них равны потерям в одном
фазовращателе.
При последовательном включении фазовращателей повышаются требования к стабильности их характеристик и к пропускаемой
ими мощности, так как чем ближе фазовращатель к входу АР, тем
большую мощность он должен пропускать. Недостатком ФАР с параллельным возбуждением излучателей является громоздкость
распределительной системы, повышенные потери в ней и сложность
многоканального делителя мощности.
Существует ряд смешанных схем возбуждения излучателей выпуклых ФАР, представляющих собой различные комбинации последовательных и параллельных схем, которые позволяют сделать
менее громоздкой систему распределения энергии СВЧ.
При пространственном возбуждении излучателей кольцевой и
цилиндрической ФАР энергия к ним поступает от первичного излучателя внутри кольца. В поле излучения первичного излучателя
помещают вспомогательную приемную кольцевую решетку излучателей, диаметрально противоположно ориентированных к излучателям основной кольцевой ФАР. К каждому приемному излучателю
вспомогательной кольцевой АР через управляемый фазовращатель
подсоединяется излучатель основной решетки.
Для широкоугольного сканирования лучом необходимо управлять положением диаграммы направленности первичного облучателя. Пространственное возбуждение позволяет регулировать
амплитудное распределение поля на излучающем участке путем
использования облучателя с нужной формой ДН, исключать громоздкую распределительную фидерную систему, резко уменьшить
число коммутаторов, снизить потери в системе распределения. К недостаткам пространственного возбуждения следует отнести занятость внутреннего объема цилиндра и возможность использования
только в решетках большого радиуса, поскольку приемные излучатели вспомогательной кольцевой решетки должны находиться
в дальней зоне первичного облучателя.
Кольцевая антенна (рис. 58) состоит из нескольких линейных
волноводно-щелевых антенн, расположенных по образующим ко75
1
2
3
4
Рис. 58. Остронаправленная (кольцевая) антенна, применяемая на
летательных аппаратах: 1 – поперечные щели; 2 – металлические
клинья; 3 –прямоугольный волновод; 4 – обтекатель
нической части летательного аппарата. Линейки с поперечными
щелями на широкой стенке волновода излучают узкую диаграмму под углом к оси решетки в Е-плоскости и широкую диаграмму в Н-плоскости. Они могут быть использованы для формирования требуемой формы диаграммы направленности при кольцевом
питании.
Раскрыв волноводно-щелевой антенны закрыт радиопрозрачным обтекателем для защиты от пыли и атмосферных осадков.
76
8. ВИБРАТОРНЫЕ ИЗЛУЧАТЕЛИ
В антенных решетках используют слабонаправленные излучатели следующих типов: вибраторные, щелевые, волноводные, рупорные, диэлектрические стержневые, спиральные, полосковые (печатные излучатели разной формы).
Тип излучателя определяется требуемой длиной волны λ, рабочей полосой частот ∆f и зависит от назначения и условий работы.
8.1. Конструкции вибраторных излучателей
Вибраторные излучатели (рис. 59) широко используются как
элементы ФАР в метровом, дециметровом и сантиметровом диапазонах волн. Широкое применение вибраторных ФАР обусловлено
рядом их достоинств: относительно малой массой, устойчивостью
к атмосферным внешним воздействиям, возможностями складывания и быстрого разворачивания в мобильных радиотехнических системах, получения произвольной поляризации и управления поляризационной характеристикой излученного поля, управления ДН
отдельных излучателей благодаря включению управляемых нагрузок. Вибраторные излучатели как элементы ФАР при соответствующем выборе конструкции позволяют обеспечить работу в широкой
полосе частот или многочастотный режим в совмещенных вибраторных ФАР.
На рис. 59, а, ж изображен тонкий цилиндрический симметричный вибратор диаметром 2а << λ, где λ – длина волны, возбуждаемой от коаксиальной линии. Для защиты от внешних метеоусловий узел возбуждения такого вибратора может закрываться герметизирующим кожухом 3
(рис. 59, ж). Через коаксиальный разъем 6 вибратор связан с фидерным трактом. Для симметрирования возбуждения плеч вибратора 1 и 2 служит четвертьволновая щель 4. Для получения однонаправленного излучения используется экран 5. Тонкий вибратор
имеет небольшую рабочую полосу частот (2Δf/f0 ≈ 4...6%) и обладает
сравнительно малой электрической прочностью (в сантиметровом
диапазоне допустимая мощность не превышает 10 кВт). Рабочая полоса частот может быть расширена (до 10–15%) подбором длины 2lк
герметизирующего кожуха 3 (2lк ≈ 0,2λ).
В широкополосных вибраторах (см. рис. 59, б) для соединения
коаксиального питающего фидера с воздушной полосковой линией
77
а)
б)
в)
d
h=
λ
4
д)
г)
е)
λ/2
ж)
2l = λ/2
2lк
2
1
3
4
5
6
Рис. 59. Типы вибраторных излучателей, используемых в ФАР
78
длиной λ/4 использован экспоненциальный переход. Эти вибраторы
обладают также повышенной электрической прочностью.
Вибраторные излучатели ФАР обычно располагают над плоской
проводящей поверхностью, играющей роль рефлектора. Изменение
высоты h вибратора избирательно над экраном приводит к улучшению согласования в крайних положениях лучей при сканировании в Е- и Н-плоскостях. Начальное согласование вибратора длиной
2l = λ/2 осуществляется в направлении, перпендикулярном к плоскости расположения ФАР. Уменьшение шага решетки позволяет
не только подавить высшие дифракционные максимумы, но и улучшить согласование в широком секторе углового сканирования.
Изогнутый вибратор (см. рис. 59, в) имеет более широкую ДН
в Е-плоскости, что позволяет получить большой сектор сканирования ФАР.
В качестве направленных вибраторных излучателей в ФАР
с ограниченным сектором сканирования используются антенны типа волновой канал (см. рис. 59, г). В коротких (Н-образных) вибраторах (см. рис. 59, д) для настройки их в резонанс используются поперечные плечи. Такие вибраторы имеют уменьшенную поверхность
рассеяния. На рис. 59, е изображен вибратор в полосковом исполнении. Вибраторные излучатели оказались очень удобны и при миниатюризации антенн за счет комплексирования в одной апертуре нескольких разночастотных антенн. Рассмотрим конструкции вибраторных антенн, питаемых двухпроводной линией.
1. Полуволновый вибратор, питаемый двухпроводной линией
(рис. 60).
Входное сопротивление такого вибратора Zвх = 73,1 + i42,5 Ом,
а волновое сопротивление линии передачи Z0 = 300...600 Ом. Требуется согласовать двухпроводную линию с бегущей волной, поскольку при таких соотношениях сопротивлений КСВ = 5...7.
2. Полуволновый вибратор с шунтовым питанием.
Подбирая размеры lш и L шунта, удается получить в линии передачи без дополнительных элементов настройки режим, близкий
к режиму бегущих волн (рис. 61). В точке а устанавливается узел
2l =λ/2
Рис. 60. Полуволновый вибратор, питаемый двухпроводной линией
79
2l ≅ λ/2
lш
к.з
к.з
а
L
Рис. 61. Полуволновый вибратор с шунтовым питанием
(lш = 0,15λ и L = 0,12λ)
напряжения, что дает возможность крепить вибратор к опоре без
изоляторов.
3. Петлевой вибратор Пистолькорса
На рис. 62 показана двухпроводная линия, замкнутая на конце, и распределение тока и напряжения на ней. Если такую линию
растянуть вправо и влево на сечении длиной λ/4 (см. рис. 62, а), то
получим петлевой вибратор, называемый вибратором Пистолькорса. Петлевой вибратор Пистолькорса (см. рис. 62, б) состоит из двух
вибраторов: активного и пассивного. Вибраторы связаны сильной
электромагнитной связью за счет ближних полей и кондуктивной
связью с помощью перемычек на концах. В середине пассивного вибратора в точке 0 заряд равен нулю, поэтому вибратор можно крепить на металлической заземленной мачте или стойке, соединенной с корпусом летательного аппарата. Диаграмма направленности
близка к ДН полуволнового вибратора, так как расстояние между
плечами d << λ. Однако величина активного входного сопротивления Rвх будет существенно отличаться от 73,1 Ом. Если токи в антенне Iа и рефлекторе Iр равны, то активное входное сопротивление
такой системы излучателей будет записано как
Râõ àà =
R11 + R12 + R22 + R21 =
4 ⋅ 73,1 =
292,4 Îì,
а Xвх → 0 при тонких вибраторах.
Если волновое сопротивление линии Z0 = 300 Ом, то в линии возникают бегущие волны и не требуется дополнительного согласования. Кроме того, увеличивается мощность излучения.
Согласование вибратора с линией может быть достигнуто подбором диаметра проводов вибратора (рис. 63). Если Rвх < 292 Ом,
то диаметр активного вибратора da больше диаметра пассивного dр
и наоборот. Кроме того, вибратор может быть снабжен дополнитель80
+
а)
б)
Iz
λ
4
I′z
0
d << λ
λ
4
а
Uz
с
U′z
d << λ
К генератору
Рис. 62. Петлевой вибратор Пистолькорса
2d = λ/2
lш
dp
da
Рис. 63. Вибратор Пистолькорса с разными диаметрами плеч
и шунтами для согласования
1
λ0/4
λ0/4
2
Симметрирующая
приставка
Коаксиальный фидер
Симметрирующая
приставка
к. з. перемычка
К телевизору
Симметрирующая приставка,
используемая в телевизорах
Рис. 64. Симметрирующие устройства в виде приставок
81
ными перемычками и, подбирая длину шунта lш, можно добиться
согласования с фидером в довольно широкой полосе частот.
Рассмотрим конструкции вибраторных антенн, питаемых коаксиальным кабелем. При питании вибратора коаксиальным кабелем необходимо применять симметрирующие устройства типа: U – колено;
λ/4 – стакан; λ/4 – симметрирующие приставки (рис. 64); λ/4 – щели.
Для создания полосковых вибраторных излучателей (рис. 65)
можно использовать печатную технологию, причем в едином цикле
можно изготавливать излучатели СВЧ, цепи питания и фазовращатели. Для удешевления процесса в вибраторе делают штампованные отверстия для крепления электрода (рис. 66).
Широкое распространение получила линейная система синфазных полуволновых вибраторных излучателей, расположенных над
поверхностью волновода прямоугольного сечения и возбуждаемых
полем волновода (рис. 67).
Вибраторы располагаются на расстоянии Λ/2 друг от друга на
высоте λ/4. Они возбуждаются полем прямоугольного волновода
при помощи жесткого коаксиального кабеля. Для обеспечения синфазности возбуждения плечи соседних вибраторов подключаются
встречно к центральной жиле кабеля и оплетке. При питании ви2l = λ/2
к. з.
λ/4
Плечи
вибратора
Центральный проводник
Симметрирующее
устройство
W
lпр
Коаксиальнополосковый
переход
Электрическая схема
λ/4
Рис. 65. Вибратор в полосковом исполнении
82
2l = λ/2
λ/4
Рис. 66. Развертка вибратора в полосковом исполнении
λв/4
Е
Рис. 67. Линейная система синфазных полуволновых вибраторных
излучателей, расположенных над поверхностью волновода
прямоугольного сечения
браторов используются симметрирующие щели в оплетке жесткого
коаксиального кабеля.
Такая линейная система используется как в качестве облучателя зеркальных и линзовых антенн, так и в качестве элемента фазированной антенной решетки.
8.2. Микрополосковый излучатель
Печатный излучатель представляет собой металлическую пластину прямоугольной или круглой формы на диэлектрической
подложке, экранированной с обратной стороны. Возбуждение
микрополосковой антенны (рис. 68) может осуществляться либо коаксиальным кабелем через отверстие в экране и подложке
(а), либо микрополосковой полосковой линией (МПЛ) в плоскости
пластины (б).
В первом случае экран коаксиального кабеля подсоединяется
к экрану подложки, а центральный проводник пропускается через
подложку и соединяется с металлической пластиной в специально
подбираемой точке.
Во втором случае возбуждение осуществляется несимметричной
полосковой линией, для чего в пластине делается соответствующий
83
P0
а)
б)
b
α
а
d
d
Рис. 68. Возбуждение МПА: а – от коаксиального кабеля; б – от МПЛ
вырез. Вырез не обязателен, если точка питания смещена к краю
пластины.
Диэлектрическая проницаемость подложки выбирается в пределах εr =
2,5...10, тангенс угла потерь tgδ =10-4...10-3 , толщина диэлектрической подложки
=
hε ( 0,1...0,01) λ, толщина излучающей
пластины S = 0,025...0,05 мкм, длина волны в полосковой линии
λ ε =λ εr с шириной проводника W ≤ λ 2. Полоса согласования
для прямоугольной пластины ∆f f0 =
1,5% и для круглой пластины
∆f f0 ≈ 10%.
Существенным недостатком микрополосковой антенны является узкая рабочая полоса частот, связанная с резонансным механизмом действия антенны. Входное сопротивление МПА легко регулируется подбором точки питания:
Zâõ ≈ sin2 ( πa L ),
где а – расстояние между точкой питания и центром МПА. При питании на краю входное сопротивление максимально и достигает нескольких сотен Ом.
Освоенный диапазон частот f от 300 МГц до 20 ГГц.
Поля и токи в МПА распределяются исходя из местоположения
поля EZ в прямоугольной микрополосковой антенне (рис. 69). Поляризация EZ в резонаторе линейная. Излучение происходит из
двух торцевых синфазных щелей (из боковых щелей МПА мало),
поэтому коэффициент направленного действия МПА больше КНД
односторонней полуволновой щели волноводно-щелевой антенны.
Синфазное сложение волн от торцевых щелей и возбуждающего
штыря соответствует резонансу. Составляющая электрического поля
84
EZ (y) в поперечном сечении линии постоянна, а составляющая
EZ (x) изменяется по закону синуса. Отклонение от такого идеализированного распределения наблюдается только вблизи углов пластины и в окрестности точки питания. Например, на рис. 69, б показаны
распределения магнитных токов jxì и jxì в эквивалентной щели,
форма которой совпадает с формой краев металлической пластины.
Принята модель, согласно которой МПА трактуется как эквивалентная щелевая антенна в плоском безграничном экране без диэлектрика с направлением векторов Ïz =  Ex Hy  , т. е. излучение
а)
b0
б)
м
J3
b
y
a0
м
м
J1
J2
a
м
J4
x
ε0, µ0
z
y
d
э
м
J0
ε1, µ0
J1
ε1, µ0
м
J0
Рис. 69. Прямоугольная МПА: а – конструкция; б – распределение
электрических и магнитных токов в резонаторе
θ
0°
15°
30°
45°
–15°
1,0
0,8
0,6
–30°
Fθ(θ)
Fϕ(θ)
–45°
0,4
60°
75°
90°
–60°
0,2
–75°
–90°
Рис. 70. Диаграммы направленности МПА
85
перпендикулярно пластине.
Чем больше εr , тем меньше КНД, так как уменьшаются размеры пластины, и она плохо излучает. На практике εr < 5.
Главную роль в формировании излучаемого поля играют распределенные синфазные токи jyì и jyì , создающие линейно-поляризо1
3
ванное излучение с вектором Ех, параллельным оси х.
ì
ì
Токи jx и jx содержат два противофазных участка, излучения
2
4
которых взаимно компенсируются в плоскостях z0x и z0y.
Диаграммы направленности МПА (рис. 70) соответственно в Е- и
Н-плоскостях рассчитываются по выражениям:
sin U
fE ( θ, ϕ=
) cos σ sin ϕ U ;

(β0 L sin θ )2 

fH ( θ, ϕ=
σ
ϕ
θ
1
cos
cos
cos
,
)
 π2 - ( β0 L cos θ )2 


где U = 0,5β0W sin θ cos ϕ; =
σ 0,5β0 L cos θ; β0 = 2π λ0 .
8.3. Микрополосковая антенна с круговой поляризацией
В квадратных излучателях для получения волны круговой поляризации необходимо возбудить в резонаторе микрополосковой антенны два взаимно перпендикулярных колебания линейной поляризации с равной амплитудой Emx = Emx и сдвигом по фазе ψ = ± π 2
(рис. 71).
Схема возбуждения МПА при помощи полоскового делителя
мощности в 3 дБ приведена на рис. 71, а. Делитель мощности обеспечивает получение волн круговой поляризации правого и левого
вращения в зависимости от входа питания моста.
90°
б)
α
α
λ/4
а)
90°
а
Рис. 71. Схема возбуждения МПА с круговой поляризацией:
при помощи квадратного моста – а; при помощи тройника
и четвертьволнового отрезка линии – б
86
а
При подаче сигналов на развязанные между собой входы ответвителя на выходе антенны получают волну либо правой, либо левой
поляризации в зависимости от знака сдвига по фазе ψ = ± π 2 между
составляющими полей.
На рис. 71, б возбуждение МПА осуществляется при помощи полоскового тройника и дополнительного отрезка линии. Длина подводимых отрезков линии отличается на четверть длины волны, чтобы обеспечить сдвиг по фазе между составляющими поля на величину ψ = π 2.
На рис. 72 представлены два варианта конструкции (МПА). Точка питания располагается в углу пластины, а размеры ее сторон a и b несколько отличаются друг от друга (см. рис. 72, а). Вследствие этого резонансные частоты антенны для двух ортогональных
линейных поляризаций оказываются выше и ниже средней рабочей
частоты f0. Разница между частотами выбирается исходя из необходимости получения фазового сдвига ψ = π 2 между колебаниями
двух ортогональных линейных векторов.
Во втором варианте (см. рис. 72, б) конструкции, изображенной
на рисунке, необходимые амплитудно-фазовые соотношения между типами волн достигаются с помощью диагональной щели, прорезанной в проводящем элементе антенны. Питающая линия возбуждает в микрополосковом резонаторе колебания, соответствующие
излучению линейной поляризации. Колебания с перпендикулярной линейной поляризацией возбуждаются с помощью щели, прорезанной наклонно в металлической пластине антенны. Щель связи вызывает «расщепление» резонансных частот для двух видов
линейной поляризации. При правильном подборе «расщепления»
частот удается выполнить условие получения круговой поляризации на средней рабочей частоте f0.
а)
б)
∆
b
а
а
c
а
Рис. 72. МПА, излучающая поле круговой поляризации:
а – прямоугольная; б – с диагональной щелью
87
Рекомендуемые размеры щели: длина 0,369a, ширина Δ = 0,069a.
Хорошее отношение осей эллипса поляризации достигается в секторе углов 120°, в диапазоне частот 2%, для которого это отношение
не более 6 дБ. Микрополосковые антенны могут применяться как
самостоятельные антенны, так и как элементы антенных решеток.
Основными направлениями исследований является сохранение надежных методов автоматизированного проектирования МПАР, расширение рабочей полосы частот и КПД, продвижение в диапазон
миллиметровых волн.
8.4. Микрополосковая антенная решетка Франклина
Такая антенна состоит из нескольких секций полуволновых вибраторов (рис. 73). В каждом ряду концы соседних вибраторов соединяются между собой через фазирующий элемент, поглощающий λ 2 , в результате чего вибраторы возбуждаются синфазно. Роль фазирующих
секций выполняют отрезки короткозамкнутых линий длиной λ 4 .
Секция из трех полуволновых вибраторов с питанием в средних
точках содержит отрезки короткозамкнутых четвертьволновых
секций между ними (см. рис. 73, а).
Вместо одного отрезка длиной λ 4, иногда с целью уменьшения
паразитного излучения, применяют два таких отрезка, соединенных параллельно (см. рис. 73, б, в). Секция из пяти полуволновых
вибраторов с питанием в средних точках приведена на рис. 73, г.
а)
б)
в)
г)
Θ
Фидер
λ/2
λ/2
Рис. 73. МПА-решетки Франклина из полуволновых вибраторов
88
8.5. МПА-решетка с емкостной связью
Это – многорядная печатная антенная решетка, у которой вибраторы в каждом ряду связаны не λ 4-отрезками, а емкостной связью
через зазоры между торцами соседних вибраторов, имеющих сравнительно большие поперечные размеры. Подбором величины зазоров и длины вибраторов можно добиться синфазного возбуждения
элементов АР и более выгодного амплитудного распределения тока,
спадающего по краям антенной решетки.
В литературе описана антенная решетка из 40 вибраторов, напечатанная на волокнистом стекле толщиной t = 1,6 мм, связанном
эпоксидной смолой. Рабочая длина волны λ =12 см; ширина вибратора 5,8 мм; зазор между вибраторами 0,4 мм; расстояние между рядами (секциями), питаемыми синфазно с помощью симметричной
линии, 76,2 мм; ширина диаграммы направленности в Е-плоскости
2θP 2 =50°, ширина в Н-плоскости 2ϕP 2 =13°; уровень боковых лепестков УБЛ = –15 дБ. Система вибраторов на стекле располагается
на диэлектрике с проницаемостью ε =2,5 и толщиной слоя 19 мм,
что соответствует высоте h = λ ε 4 над экранирующей пластиной.
8.6. МПА с осевым излучением
К другой группе антенн в микрополосковом исполнении относятся антенны с осевым излучением типа «волновой канал».
Расстояние между вибраторами и длина вибраторов должны
быть уменьшены с учетом длины волны в диэлектрике, которая
равна λ ε =λ ε .
Для диэлектрической пластины, выполненной из тефлонового
стекла толщиной 0,5 мм, на длине волны λ =10 см коэффициент замедления равен ξ = λ λ ′ = 1,1. Печатная антенна на такой пластине расположена над плоским экраном на высоте h = λ 4 . Диаграмма направленности похожа на ДН антенны «волновой канал»,
а ÊÍÄmax ≈ 16...17 äÁ.
89
9. РУПОРНЫЕ АНТЕННЫ
9.1. Волноводные излучатели
Излучатели в виде открытого конца волновода являются слабонаправленными антеннами. Главный максимум ДН ориентирован
вперед по оси волновода. Поляризация поля излучения из открытого конца прямоугольного волновода с основным типом колебаний
H10 – линейная (параллельная узкой стенке волновода). Волноводные излучатели находят широкое применение и в качестве самостоятельных антенн и как элементы составных антенных систем, например в виде элементов антенных решеток, облучателей линзовых
и зеркальных антенн.
Функции направленности открытого конца прямоугольного
волновода с волной H10 в главных плоскостях рассчитываются по
формулам:
 kb

sin  sin θ 
 1 - Γ λ

2


cos θ 
;
fE ( θ )=  1 +
 1 + Γ Λ
 kb sin θ
2
 1 - Γ λ

fH ( θ ) 
=
+ cos θ 

1+ Γ Λ

 ka

cos  sin θ 
 2
.
2
 2a

1 -  sin θ 
 λ

Здесь Λ – длина волны в волноводе; λ – длина волны в свободном
пространстве; Γ – комплексный коэффициент отражения; a и b –
размеры широкой и узкой стенок волновода соответственно, угол θ
отсчитывается от оси волновода.
Достоинства антенны: простота конструкции и, как следствие,
низкая стоимость; относительно широкая диапазонность.
Недостатки:
1) плохое согласование с внешним пространством. Это приводит
к тому, что КБВ в волноводе не превышает, как правило, 0,6. Поэтому принимаются дополнительные меры по улучшению согласования с помощью штырей, диафрагм и др.;
2) разная ширина диаграмм направленности в главных плоскостях (рис. 74).
90
F(θ)
Н-плоскость
Е-плоскость
0,8
0,4
0
0
40
80
120
160
0
θ, град
40
80
120
160
Рис. 74. Диаграмма направленности излучения из открытого конца
прямоугольного волновода при=
a λ 0,71;=
b λ 0, 32
=
; λ 3,2 ñì=
; Γ 0,28
Существует множество практических способов, которые улучшают характеристики излучения открытого конца волновода. В некоторых случаях, например, для расширения диаграммы в H-плоскости срез раскрыва делают клиновидным. В центре раскрыва параллельно узкой стенке волновода устанавливают цилиндрический
штырь – «разбрызгиватель».
Одним из способов уменьшения бокового излучения является
установка коробчатых экранов из поглощающих материалов вблизи
открытого конца волновода, что приближает его диаграмму направленности к диаграмме направленности прямоугольной синфазной
площадки с косинусоидальным распределением амплитуды поля.
Рассмотрим теперь излучение из открытого конца круглого волновода. Основным типом волн круглого волновода является волна Н11 (рис. 75).
Рабочая длина волны выбирается из условия существования
волны Н11 λ < λ êð H11 =3,42a и нераспространения следующего типа
волны Е01:
2,62a < λ < 3,42a.
Радиус волновода лежит в этом случае в пределах
0,29λ ≤ a ≤ 0,38λ .
Для средней длины волны имеем: а = 0,33lср.
Характеристики направленности открытого конца волновода
в главных ортогональных плоскостях определяются выражениями:

fE ( θ )=  1 + 1 - λ λ êð

(
)
2

cos θ  Λ1 ( ka sin θ );

91
y
H
E
x
z
A
A
2a
H11
A–A
E
H
Λ/2
Рис. 75. Круглый волновод с волной типа Н11

fH =
( θ )  cos θ + 1 - λ λêð

(
)
2



J1′ ( ka sin θ )
2
 3,41a

1-
sin θ 
 λ

,
где Λ1 – лямбда-функция первого порядка; J1′ ( ka sin θ ) – производная функции Бесселя первого рода; а – радиус волновода (угол θ –
отсчитывается от оси z, перпендикулярной плоскости раскрыва
волновода).
Диаграмма направленности в Е-плоскости несколько уже, чем
ДН в Н-плоскости (рис. 76).
Широкое распространение получили рупоры Е- и Н-плоскостные,
пирамидальные, выполненные на основе прямоугольного волновода, а также конические на базе круглого волновода (рис. 77).
92
F(θ)
α = 0,34λ
0,8
α = 0,5λ
0,4
0
0
40
80
120
160
0
θ, град
Е-плоскость
40
80
120
160
Н-плоскость
Рис. 76. Диаграммы направленности круглого волновода
в Е и Н-плоскостях, возбуждаемого волной Н11
а)
в)
б)
bp
ap
г)
е)
д)
Рис. 77. Основные типы электромагнитных рупоров:
а – Н-плоскостной секториальный рупор;
б – Е-плоскостной секториальный рупор;
в–д –пирамидальные рупоры; е – конический рупор
0
R
ϕ0
ϕ0
Д
Рис. 78. Продольное сечение рупора
93
Рассмотрим продольное сечение рупора, образованного из прямоугольного или круглого волновода путем увеличения поперечных размеров раскрыва (рис. 78).
Здесь введены обозначения: 2ϕ0 – угол раскрыва рупора; Д – ширина раскрыва рупора; R – радиальная длина рупора; 0 – вершина
рупора.
Амплитуда поля на апертуре пирамидального рупора распределена так же, как и в питающем волноводе с волной типа Н10. Распределение фазы соответствует цилиндрическому волновому фронту двойной кривизны, который приближенно можно считать сферическим. Данное распределение учитывает разность хода лучей от
фазовых центров в Е- и Н-плоскостях (они в общем случае не совпадают, т. е. RH ≠ RE) до раскрыва рупора.
Характеристики направленности пирамидального рупора в соответствующих плоскостях совпадают с характеристиками направленности Н- и Е-секториального рупоров. В Е-плоскости рупора амплитуда поля постоянна, поэтому диаграмма направленности
такая же, как у прямоугольной площадки с амплитудным и синфазным полем:
 kÄ E

sin 
sin θ 
1 + cos θ
2

.
fE ( θ ) =
Ä
k
2
E sin θ
2
Если принять во внимание, что в Н-плоскостном рупоре длина
волны в волноводе Λ → λ, а фазовая скорость стремится к скорости света, то коэффициент отражения от него обычно мал. Выбирая длину рупора оптимальной, диаграмму направленности
в Н-плоскости можно рассчитать по выражению синфазной прямоугольной площадки с распределением амплитуды поля по закону косинуса при коэффициенте отражения Г = 0:
 kÄH

cos 
sin θ 
1 + cos θ
 2
.
fH ( θ ) =
2
2
 kÄH

sin θ 
1-
 π

Здесь Ä E и Ä H – размеры раскрыва рупора в соответствующей плоскости.
Для приближенного расчета прямоугольных волноводов и секториальных (пирамидальных) рупорных антенн в Е-плоскости можно
94
80
θ
0
40
30
5
50
0,
60
1
0,
2
,3
0, 0
70
0, 0,4
6
0,
7
0,8
20
10
0,5 0,7 0,9 1,1 1,3 1,5 1,7 1,9 ДE/λ
θ
30
28
26
0
24
0,1
22
0,3 0,2
20
18
16
0,5 0,4
14
0,7 0,6
12
0,8
10
2,0 2,2 2,4 2,6 2,8 3,0 3,2 3,4 ДE/λ
Рис. 79. Зависимости половины ширины ДН (θ) в Е-плоскости
по относительному уровню поля излучения Е/Еmax от относительных
размеров ДЕ/λ прямоугольного волновода и пирамидального рупора,
возбуждаемых волной H10
воспользоваться зависимостями ширины диаграммы направленности от размера раскрыва ДЕ/λ, приведенных на рис. 79.
Для приближенного расчета прямоугольных волноводов и секториальных (пирамидальных) рупорных антенн в H-плоскости можно воспользоваться зависимостями половины ширины диаграммы
направленности от размера раскрыва ДH/λ (рис. 80).
КНД пирамидального рупора с размерами раскрыва Ä E и Ä H
можно выразить через КНД Е- и Н-секториальных рупоров DE и DH
с теми же размерами раскрыва:
D=
π 
λ 
λ 
DH
DE
.


32 
Ä H 
Ä E 
95
80
θ
70
40
0,
6
0,
7
0,8
0
2
0,
3
0,
50
5
0,
60
0,1
0,
4
30
20
10
0,5 0,7 0,9 1,1 1,3 1,5 1,7 1,9 ДН/λ
θ
50
46
42
0
38
0,1
34
30
0,3 0,2
26
22 0 0,5 0,4
,6
18
0,7
14 0,8
10
2,0 2,2 2,4 2,6 2,8 3,0 3,2 3,4 ДН/λ
Рис. 80. Зависимости половины ширины ДН (θ) в H-плоскости
по относительному уровню поля излучения Е/Еmax от размеров
раскрыва ДH/λ прямоугольного волновода и пирамидального рупора,
возбуждаемых волной H10
Для пирамидального рупора, как и для секториальных, существуют оптимальные размеры раскрыва, когда при заданных значениях RE и RH он имеет наиболее возможный КНД. Максимально допустимый фазовый сдвиг, имеющий место на краях апертуры
оптимального пирамидального рупора, составляет, как и у соответствующих секториальных рупоров в Н- и Е-плоскостях,
ψH
max îïò
3
=
π и ψE
4
max îïò
π
=
.
2
Размеры раскрыва пирамидального рупора определяются формулами
Ä E îïò
=
96
2λRE и Ä H îïò
=
3λRH .
Ширина диаграммы направленности в главных плоскостях для
оптимального пирамидального рупора определяется в соответствии
с формулами для соответствующих оптимальных секториальных
рупоров:
λ
λ
(2θP 2 ) Åîïò ≈ 53°
и (2θP 2 ) Hîïò ≈ 80°
.
Ä E îïò
Ä H îïò
КИП оптимального пирамидального рупора составляет приблизительно 0,5, а КНД определяется формулой
Dîïò ≈ 16
RH RE
λ
.
Пирамидальный рупор хорошо согласован с внешним пространством и характеристическое (волновое) сопротивление на раскрыве
определяется формулой
Z0
Zâð =
.
2
 λ 
1-

 2Ä H 
Пирамидальный рупор при минимальном занимаемом объеме
имеет наибольший КНД из всех рупорных антенн.
Характеристика направленности оптимального конического рупора с волной H11 в ортогональных плоскостях определяется выражениями, соответствующими круглой синфазной площадке с постоянным и косинусоидальным законом распределения амплитуды
поля:
1 + cos θ
в Е-плоскости =
fE ( θ )
Λ1 ( ka sin θ );
2
1 + cos θ J1′ ( ka sin θ )
.
в Н-плоскости fH ( θ ) =
2
2
 3,41a

1-
sin θ 
 λ

где Λ1 – лямбда-функция первого порядка; J1′ ( ka sin θ ) – производная функции Бесселя первого рода; а – радиус раскрыва рупора;
угол θ отсчитывается от оси z, перпендикулярной плоскости раскрыва рупора.
Для приближенного расчета круглых волноводных излучателей и конических рупорных антенн в Е-плоскости с волной Н11
можно воспользоваться зависимостями половины ширины ДН (θ)
в Е-плоскости по относительному уровню поля излучения Е/Еmax
от диаметра раскрыва (рис. 81).
97
80
θ
0,
5
60
0,
6
0,
7
50
40
0,1
2
0,
3
0,
70
0
0,
4
0,8
30
20
10
0,5 0,7 0,9 1,1 1,3 1,5 1,7 1,9 ДE/λ
34
30
26
22
18
14
10
θ
0
0
0,2 ,1
0,3
0,5 0,4
0,6
0,7
0,8
6
2,0 2,2 2,4 2,6 2,8 3,0 3,2 3,4 ДE/λ
Рис. 81. Зависимости половины ширины ДН (θ) в Е-плоскости
по относительному уровню поля излучения Е/Еmax от диаметра
круглого волновода (а) и конического рупора (б), возбуждаемых волной H11
Для приближенного расчета круглых волноводных излучателей
и конических рупорных антенн в Н-плоскости с волной Н11 соответственно можно воспользоваться зависимостями, представленными
на рис. 82.
В коническом рупоре с волной Н11 диаграммы направленности
в главных плоскостях отличаются по ширине, так как в Е-плоскости
закон распределения поля постоянный, а в Н-плоскости спадающий. Для выравнивания диаграмм направленности по ширине используют гофрированные волноводы (рис. 83).
В таких излучателях эффективно возбуждается гибридная волна HE11, силовые линии E и H которой почти не искривляются в поперечном сечении, что обеспечивает осевую симметрию ДН и практическое отсутствие кросс-поляризации. При проектировании излучателя в виде цилиндрического гофрированного волновода
98
80
θ
40
0,8
4
0
0 ,1
50
0,
6
0,
7
2
0,
5
0,
60
0,
3
0,
70
30
20
10
0,5 0,7 0,9 1,1 1,3 1,5 1,7 1,9 ДН/λ
60
θ
50
0
40
0,1
0,3 0,2
0,5 0,4
20 0,7 0,6
0,8
10
2,0 2,2 2,4 2,6 2,8 3,0 3,2 3,4 ДН/λ
30
Рис. 82. Зависимости половины ширины ДН (θ) в H-плоскости
по относительному уровню поля излучения Е/Еmax от диаметра
круглого волновода (а) и конического рупора (б), возбуждаемых волной H11
t
S
2r0
Н11
2r1
d
d/λ
0,4
0,35
0,3
1
2
3
4
5 2r1/λ
Рис. 83. Зависимости оптимальных параметров d/λ от 2r/λ
для облучателя в виде цилиндрического гофрированного волновода
следует выбирать шаг гофра s < 0,15λ, толщину ребер t ≥ 0,5s, глубину канавок d ≥ 0,25λ.
Конические гофрированные рупорные излучатели позволяют
формировать поле с осесимметричной ДН, ширина которой прак99
тически постоянна в 80%-ной полосе частот с низким уровнем
кросс-поляризационного излучения (менее –30...–35 дБ) и уровнем
обратного излучения на 10...20 дБ меньше, чем у гладкостенного
рупора.
Оптимальные условия возбуждения гибридной волны HE11 в таком излучателе обеспечиваются при d ≥ λ / 4, t ≥ λ / 8, диаметре
раскрыва рупора Д/λ в зависимости от углового размера 2α0
(рис. 84). С энергетической точки зрения отношение числа ребер
к длине волны желательно уменьшать, а с точки зрения улучшения
согласования – увеличивать и плавно изменять их высоту от нуля
до λ/4. Обычно в начале структуры делают число ребер на длину
волны в горловине рупора N = 6÷10, а в конце N = 2÷4.
Другой способ улучшения согласования гофрированных рупоров
состоит в следующем. Вместо концентрических канавок на стенках
рупоров прорезается спирально развертывающаяся канавка с шагом вдоль стенки рупора, равным λ/2 (рис. 85). Каждой точке спирали соответствует диаметрально расположенная точка с постоянной
разностью расстояний по стенке рупора, равной λ/4. Отраженные
от таких точек поля возвращаются к питающему волноводу с одиД/λ
d
6
Д
t
α0
r
4
2
0
S
30
40
50
ϕ, град
40
c = –25λ дБ
30
–20
α0, град
α0 = 60°
20
ϕ, град
40
30
20
–15
10
0
25
–10
–3
50 75 100 125 kr
10
c = –25λ дБ α0 = 15°
–20 –15
–10
–3
0 50 100 150 200 250 300 kr
Рис. 84. Зависимости оптимальных параметров от выбора конструкции
гофрированного конического рупорного излучателя
100
а)
б)
Гладкий рупор
E
Em
0
20lg
Е
Рупор с канавкой
–10
H
Е
H
–20
θ, град 60
40
20
0
–30
дБ
0
20
40
60 θ, град
Рис. 85. Конический рупорный излучатель со спиральными канавками (а)
и распределение поля в раскрывах гладкого и гофрированного рупоров (б)
наковой амплитудой и полуволновой разностью хода, такие волны
взаимно гасятся. Глубина спирально развертывающихся канавок
и расстояние между ребрами такие же, как и у рупоров с концентрическими канавками.
101
10. ДИЭЛЕКТРИЧЕСКАЯ СТЕРЖНЕВАЯ АНТЕННА
Наряду с указанными антеннами в диапазоне СВЧ находят применение антенны поверхностных волн в виде диэлектрических
стержней (рис. 86). Стержень выполняется из диэлектрика цилиндрической или конической формы. У стержневых антенн максимум излучения диаграммы направленности ориентирован вдоль
оси стержня.
Электромагнитное поле возбуждается в диэлектрическом стержне отрезком металлического волновода круглого сечения. Поле
в волноводе в свою очередь возбуждается с помощью штыря, соединенного с центральной жилой коаксиального кабеля. Расстояние
от штыря до замкнутой торцевой стенки круглого волновода выбирается равным четверти длины волны в волноводе для обеспечения однонаправленного распространения электромагнитной волны
вдоль стержня (рис. 86).
При питании прямоугольным волноводам (рис. 87) в диэлектрическом стержне возбуждаются волны, аналогичные волнам в круглом волноводе с волной H11. Фазовая скорость распространения
волн вдоль стержня зависит от диэлектрической проницаемости материала, а также от соотношения между диаметром стержня и длиной волны. Рекомендуются следующие формулы для определения
а)
L = 6λ
λB/4
0,3λ
d
0,5λ
Ось
антенны
Круглый
волновод
Коаксиальный
фидер
Полистирол
Максимум
излучения
б)
θ
Рис. 86. Конструкция стержневой диэлектрической антенны конической
формы: а – поперечное сечение стержневой диэлектрической антенны
длиной 6λ; б – диаграмма направленности
102
по А–А
z1
2
a
3
x
4
a0
1
b
L
A
Рис. 87. Конструкция стержневой антенны: 1 – волновод прямоугольного
сечения с поперечными размерами a×b; 2 – волноводный переход
с прямоугольного на круглое сечение; 3 – волновод круглого сечения;
4 – диэлектрическая стержневая антенна
максимального и минимального диаметров стержней, полученные
на основании опытных данных:
dmax = λ
π ( ε - 1) ;
dmin = 0,63dmax .
Диаграмма направленности стержневой антенны определяется
так же, как у антенн бегущей волны выражением
f ( θ )= f1 ( θ ) fn ( θ ).
Здесь функция направленности одиночного элементарного излучателя определяется как
f1 ( θ ) ≅ J0 ( ka sin θ ),
где J0 – функция Бесселя нулевого порядка; а – средний радиус
стержня; k – волновое число.
Множитель системы определяется выражением
=
fn ( θ ) sin
kL
kL
( ξ - cos θ )
( ξ - cos θ ),
2
2
где L – длина стержня; θ – угол, отсчитываемый от оси стержня;
ξ =C Vô – коэффициент укорочения волны, зависящий от материала стержня и отношения d λ. Для стержня конической формы
ξ = ( ξ1 + ξ2 ) / 2,
где ξ1 соответствует dmax λ , а ξ2 соответствует dmin λ .
103
Vф
=
С
1
ξ
1,0
ε=2
0,8
2,5
3
0,6
L = 2λ
0,4
10
4
5
6
30°
20°
20
10°
0,3
32,5
0°
0
0,2
0,4
0,6
0,8
d/ λ
10°
Рис. 88. Графики зависимости 1 ξ =Vô Ñ в функции d λ для разных
20°
значений диэлектрической проницаемости
ε
L = 3λ
20°
10°
L = 2λ
30°
0°
20°
10°
10°
0°
20°
20°
L = 4λ
10°
10°
20°
L = 3λ
0°
20°
10°
10°
20°
0°
30°
10°
20°
20°
L = 4λ
Рис. 89. Диаграммы направленности конической стержневой
диэлектрической 10°
антенны различной длины
при dmax λ =0, 45 и dmin λ =0, 3
0°
104
10°
20°
30°
Рис. 90. Антенная решетка из четырех стержней, питаемых синфазно
Графики зависимости 1 ξ =Vô Ñ от отношения d λ для разных
значений ε приведены на рис. 88.
Ширину диаграммы направленности можно рассчитать по приближенной формуле
2θP 2 ≅ 60° λ L.
С увеличением длины стержня диаграмма направленности сужается. Один диэлектрической стержень имеет довольно широкую
диаграмму направленности, как видно из рис. 89.
Для сужения диаграммы направленности и увеличения КНД
применяют решетки из диэлектрических стержней, например из четырех, питаемых синфазно через коаксиальные тройники (рис. 90).
Между длиной стержня L и коэффициентом укорочения волны существует оптимальное соотношение, при котором получается
максимальный КНД вдоль оси антенны: ξ = 1 + λ / 2L или
Lîïò = λ / 2 ( ξ - 1).
105
11. ЦИЛИНДРИЧЕСКАЯ СПИРАЛЬНАЯ АНТЕННА
Цилиндрическая спиральная антенна (рис. 91) является наиболее распространенной антенной вращающейся поляризации, которая широко используется в диапазоне от метровых до сантиметровых волн. Она представляет собой цилиндрическую проволочную
спираль 1 (см. рис. 91, а), один конец которой присоединен к внутреннему проводнику коаксиального фидера 3. При этом наружная
оболочка фидера соединяется с металлическим экраном 2. Экран
может быть сплошным или изготавливаться из металлической сетки для уменьшения парусности и массы. Развертка витка спирали
представлена на рис. 91, б. К основным параметрам спиральной антенны относятся диаметр спирали 2a, шаг спирали S, число витков
n и диаметр экрана d. Зная их, легко определить угол подъема витка
=
α arctg(S πD), длину неплоского витка спирали L = (πD)2 + S2 и
длину спиральной антенны l = nS.
Цилиндрическую спиральную антенну можно рассматривать
как отрезок спирального волновода. В таком волноводе могут распространяться электромагнитные волны различных типов, обозначаемые Tí , где n = 0, 1, 2... – целое число. Физически индекс n соответствует числу волн тока вдоль одного витка спирали. В зависимости от параметров и электрических размеров спирали в ней
преобладает волна того или иного типа (рис. 92).
Если рабочая длина волны значительно превышает длину витка
спирали и ее электрические размеры малы (L λ << 1), то при распроD
a)
б)
l = nS
S
1
Развертка витка спирали
L
α
πD
2
3
Рис. 91. Цилиндрическая спиральная антенна
106
S
странении волны тока по спирали амплитуда и фаза тока вдоль
каждого витка остается практически постоянной и поэтому каждый виток ведет себя подобно рамке малых размеров. Фазовая скорость распространения волны вдоль спирали практически равна
скорости электромагнитной волны в свободном пространстве. Амплитудно-фазовое распределение вдоль спирали представляет собой суперпозицию двух волн: падающей и отраженной от конца
спирали. Но, поскольку вдоль спирали фаза тока изменяется незначительно, то спираль оказывается эквивалентной многовитковой
рамочной антенне и работает в режиме поперечного излучения. Диаграмма направленности спирали для этого случая представлена
на рис. 92, а.
Этот режим соответствует стоячей волне T0 в спиральном волноводе. Волна T0 существует при относительно малых значениях диаkD
cos α
.
<
метра спирали и прекращает распространяться, если
2 1 - sin α
С приближением длины волны к длине витка L ≈ λ возникает
электромагнитная волна T1, интенсивность которой постепенно
возрастает. В некотором диапазоне волна T1 является преобладающей и определяет характеристики излучения спирали. Этот диапазон длин волн зависит от угла подъема витка спирали a. В теории
спиральных волноводов показано, что максимальный диапазон
длин волн, в котором преобладает волна T1, достигается при
a = 15...20°. В этом случае указанный диапазон связан с длиной витка соотношением (0,7...0,75)L < λ < (1,4...1,3)L.
При возбуждении электромагнитной волны T1 она распространяется в спирали, как в замедляющей системе. Фазовая скорость
волны тока вдоль проводника спирали оказывается меньше скорости света в свободном пространстве Vô1 = 0,7...0,8C. При этом
а)
б)
в)
Рис. 92. Диаграммы направленности спирали при различных
соотношениях длины витка к длине волны:
а – λ > 6 D; б – λ ≈ πD =L; в – λ < 2D
107
и длина волны тока λ1 будет меньше длины волны в свободном пространстве l.
Рассматривая каждый виток спирали как отдельный излучатель, спиральную антенну с падающей волной T1 можно представить как линейную эквидистантную антенную решетку с линейным фазовым распределением и одинаковыми поляризационными
характеристиками ее элементов.
Таким образом, при распространении падающей волны обеспечивается режим осевого излучения спирали (см. рис. 92, б) и максимум ее КНД. При этом поляризационные характеристики спирали в целом совпадают с поляризационными характеристиками
одиночного витка, в частности в направлении оси спирали поляризация поля излучения будет близка к круговой. Направление вращения векторов поля совпадает с направлением намотки спирали.
Конец спирали представляет собой разомкнутый конец спирального волновода, поэтому при соприкосновении с падающей электромагнитной волной T1 происходит ее отражение. При этом вектора поля сохраняют направление вращения. Однако по отношению
к направлению распространения волны направление вращения
отраженной волны становится обратным и противоположным направлению намотки спирали. Такая волна в спиральном волноводе
распространяться не может. Она преобразуется в волны высших типов, которые затухают в малой окрестности конца спирали, поэтому цилиндрическая спираль с волной T1 работает в режиме, близком к режиму бегущих волн. Амплитудное распределение тока для
этой волны практически постоянно вдоль всей спирали.
При дальнейшем укорочении длины волны λ < 2D излучение
вдоль оси спирали падает, но возникают два максимума под острыми углами к оси спирали (см. рис. 92, в).
Диаграмму направленности спиральной антенны в режиме осевого излучения можно представить произведением диаграммы направленности одиночного витка f1 (θ) на множитель решетки fn (θ).
Одиночный виток характеризуется слабой направленностью: нормированная ДН меридиональной составляющей поля f1θ (θ) ≈ cos θ,
нормированная ДН азимутальной составляющей поля f1ϕ (θ) ≈ 1, поэтому можно считать, что ДН спирали определится только множителем
решетки:
n

sin  ( kS cos θ - ψ ) 
2

,
fn ( θ ) =
1


sin  ( kS cos θ - ψ ) 
2

108
где n – число витков; S – расстояние между соседними витками; θ –
угол, отсчитываемый от оси спирали; ψ – сдвиг по фазе между токами в соседних излучателях.
В режиме осевого излучения поля от отдельных витков в направлении оси спирали должны быть близкими к синфазным, поэтому
ток в каждом последующем витке должен отставть по фазе от тока
в предыдущем витке на угол
=
ψ
2π
S + 2π.
λ
Сдвиг по фазе между токами в соседних витках можно представить формулой
2π
ψ = L,
λ1
где λ1 – длина волны в проводе спирали.
В результате, приравняв указанные сдвиги по фазе, получим условие синфазного сложения полей вдоль оси спирали в виде
S
L
+1 = ,
λ
λ1
откуда длина витка
L
=
( S + λ ) / ξ,
где ξ = λ / λ1 – коэффициент укорочения волны (коэффициент замедления).
Так как в цилиндрических спиральных антеннах ξ ≈ 1,0...1,4, то
при приближенных расчетах в режиме осевого излучения принимают длину витка L = λ, шаг спирали
=
S (0,15...0,3)λ, коэффициент
укорочения ξ = 1,25. Рабочий диапазон определяется из условия
0,7L ≤ λ ≤ 1,3L. Диаметр экрана выбирается в пределах 1,0–1,6 длины спирали l.
С учетом сказанного ДН цилиндрической спиральной антенны
можно рассчитать по формуле
 nk

sin  ( ξL - S cos θ ) 
2

.
fñïèð ( θ ) =
k

n sin  ( ξL - S cos θ ) 
2

109
Формула справедлива, если число витков n ≥ 3, угол подъема
спирали лежит в пределах α = 12...16°, а отношение L/λ меняется
от 0,75 до 1,3.
По формулам, полученным в результате экспериментов, можно
определить следующие параметры спиральной антенны:
– ширину ДН на уровне половинной мощности
2θP/2 ≈
52°
L nS
λ λ
;
– коэффициент направленного действия
2
L S
D ≈ 15   n ;
λ λ
– входное сопротивление Râõ ≈ 140L / λ.
К достоинству цилиндрических спиральных антенн следует отнести простоту конструкции и широкой диапазон (λ max / λ min ≈ 1,7).
Недостатком является невозможность формирования при помощи
одной спирали диаграмм направленности шириной менее 25°, так
как число витков спирали нельзя брать больше 11. Для сужения диаграмм направленности применяют решетки из нескольких идентичных спиралей (рис. 93).
Диаграмма направленности такой решетки из двух излучателей
в ряду как в горизонтальной, так и в вертикальной плоскости определится по теореме перемножения функции направленности одной
d
d
θ
Рис. 93. Решетка из четырех цилиндрических спиралей
110
спирали на множитель решетки для двух синфазных излучателей
выражением
 kd

fë.ñ (θ)= f1 (θ)cos 
sin θ ,
 2

где f1=
(θ) fñïèð (θ) – функция направленности одиночной спирали;
d – расстояние между центрами спиралей; θ – угол, отсчитываемый
от оси спирали.
Поляризация цилиндрической спирали с длиной витка, равной
длине волны, близка к круговой поляризации, направление вращения вектора Е совпадает с направлением намотки спирали.
111
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
ЧАСТОТНО-НЕЗАВИСИМЫХ АНТЕНН
К частотно-независимым антеннам относят слабонаправленные
излучатели, способные работать в диапазоне с отношением верхней
и нижней граничных частот 5:1 и более, при сохранении хорошего
качества согласования входа и при не слишком сильном изменении
формы ДН. Потребность в таких антеннах возникает при создании
широкополосных систем связи. В понимании механизма действия
частотно-независимых антенн основным является принцип электродинамического подобия. Согласно этому принципу характеристики антенны остаются неизменными, если с изменением длины
волны пропорционально изменяются все геометрические размеры
антенны.
Выполнить единственную антенну так, чтобы она оставалась
в строгом смысле электродинамически подобной самой себе на различных частотах, можно лишь в том случае, если ее форма определяется только угловыми размерами. Простейший пример – бесконечно длинный вибратор с плечами конической формы. Другие
формы структур предполагают, что первоначальная форма антенны
после увеличения масштаба по радиусу совпадает с исходной формой, повернутой в пространстве. К числу таких структур принадлежат, например, пространственные эквиугольные спирали. Плоская
бесконечная эквиугольная структура (рис. 94) образуется парой металлических плеч. Края плеч определяются уравнениями эквиугольных спиралей:
=
r ( ϕ ) A exp a ( ϕ + ϕ0 )  ,
где А и ϕ0 – постоянные величины, определяющие масштаб по координате r и первоначальный угол поворота плеча, а параметр а равен
котангенсу угла между радиусом и касательной к спирали. Вблизи
центра плечи структуры обрезают и в образовавшийся зазор подводят возбуждающее напряжение.
Заметим, что пространственные структуры из эквиугольных
спиралей можно создавать, располагая металлические плечи на поверхности конуса. Замечательной особенностью как плоских, так и
пространственных эквиугольных спиральных структур является
своеобразная автоматическая отсечка излучающих токов, возникающих в спиральных плечах под действием генератора, они резко
уменьшаются (в 100 раз и более) после прохождения витка спира112
ли, периметр которого примерно равен длине волны. Остающаяся
невозбужденной внешняя часть структуры может быть отброшена,
и это почти не сказывается на ДН антенны и входном сопротивлении. Явление отсечки токов впервые было обнаружено экспериментально и впоследствии подтверждено с помощью электродинамических расчетов.
Вследствие отсечки токов в излучении эквиугольной спиральной
структуры конечных размеров участвует только центральная часть
с диаметром, примерно равным λ/π (так называемая активная область). При изменении частоты электрические размеры активной
области остаются постоянными и в результате возможно создание
антенн с почти постоянным входным сопротивлением и мало меняющейся ДН в 10-кратном и даже большем диапазоне частот. Нижняя граница рабочего диапазона определяется из условия равенства
длины волны периметру последнего витка структуры. Верхняя граница рабочего диапазона определяется соизмеримостью с длиной
волны размеров области возбуждения антенны, где геометрия спиральных линий оказывается нарушенной из-за наличия соединения с линией питания антенны.
При создании плоских спиральных эквиугольных антенн, а также в ряде других случаев положительное значение имеет еще одно
обстоятельство, связанное с принципом перестановочной двойственности. Дело в том, что плоская структура, определяемая угловыми
размерами, может одновременно трактоваться и как электрическая (вибраторная) и как магнитная (щелевая) излучающая система (рис. 94).
а)
Плоская проводящая
спираль
б)
Дополнительная
щелевая спираль
Рис. 94. К пояснению работы равноугольной спирали:
а – плоская проводящая спираль; б – дополнительная щелевая спираль
113
Обозначим входное сопротивление вибраторной системы через Z1
и заметим, что согласно принципу двойственности при взаимной замене металлической (см. рис. 94, а) и щелевой (см. рис. 94, б) частей
структуры ее сопротивление изменяется и принимает значение Z2,
определяемое формулой
=
Z2
Z02
=
4Z1
( 60π )2
Z1
.
При совпадении формы электрической и дополнительной магнитной частей структуры имеет место равенство Z1 = Z2, и входное
сопротивление оказывается равным Z1 = Z2 = 60π Ом на любой частоте.
Итак, можно сформулировать следующие принципы создания
частотно-независимых антенн:
1) в антенне должно выполняться условие автоматической отсечки излучающих токов, гарантирующее постоянство электрического
размера излучающей части антенны;
2) форма антенны должна определяться в основном угловыми
размерами;
3) форма щелевой части плоской антенны должна совпадать
с формой вибраторной части (принцип дополнительности).
Первостепенное значение принадлежит принципу отсечки токов. Нарушение второго и третьего принципов в реальных антеннах не обязательно приводит к заметному ухудшению частотных
свойств.
12.1. Логарифмическая спиральная антенна
Логарифмическая спиральная антенна состоит из двух ветвей (рис. 95). Края каждой ветви определяются логарифмическими спиралями, одна из которых повернута относительно другой на
угол δ. Этот поворот позволяет получить плечо конечной ширины.
Уравнения логарифмических спиралей для одного плеча в полярной системе координат имеют вид
r1 =r0 exp [ aϕ];
r2 = r0 exp a ( ϕ - δ )  = r0 exp ( aϕ ) exp ( -aδ ) = kr1,
(12.1)
где r1, r2 , ϕ – текущие полярные координаты; k, а, δ – положительные константы.
114
ρ1
ρ2
α
ϕ
L
δ
Рис. 95. Логарифмическая спиральная антенна
Вторая ветвь антенны получается путем поворота первой ветви
на 180° и определяется уравнениями:
r3 = r0 exp a ( ϕ - π )  ;
r4 = r0 exp a ( ϕ - π - δ )  = kr3 .
(12.2)
Из выражений 12.1 и 12.2 следует, что отношение радиус-векторов, определяющих края плеч, есть величина постоянная
r2 r4
=
= exp ( -aδ ) = k = const.
r1 r3
Логарифмические спиральные антенны относятся к классу частотно-независимых антенн. Для пояснения этого свойства рассмотрим кривую r1, определяющую форму одного из краев плеча антенны. Уравнение (12.1) является уравнением равноугольной спирали.
Спираль называется равноугольной потому, что касательная, проведенная к ней в любой точке, образует с радиус-вектором r1 угол α
постоянной величины.
При увеличении угла ϕ на один полный оборот радиус-вектор r1
увеличивается в exp ( 2πa ) раз. Таким образом, размеры каждого последующего витка логарифмической спирали отличаются от преды115
дущего лишь постоянным множителем. Разделив обе части уравнения на длину волны λ, получим
  1
r1 r0
λ 
=
exp
=
( aϕ ) exp a  ϕ ln=
  exp a ( ϕ - ϕ0 )  ,
λ
λ
  a r0  
λ
1
где ϕ0 = ln .
a r0
Из этого выражения следует, что изменение рабочей длины волны эквивалентно повороту антенны на угол ϕ0 , причем длина ее
плеча, выраженная в длинах волн r1 λ , остается без изменения.
Бесконечная структура, описываемая уравнением, будет частотнонезависимой, так как с изменением длины волны пропорционально
изменяются все размеры антенны. Поскольку период структуры
ln λ, то такие структуры называются логопериодическими. Для получения антенны конечных размеров необходимо определить длину плеч, при которых антенны еще сохраняют требуемые основные
параметры в рабочей полосе частот. Экспериментальные исследова=
L (1...1,5)λ max ,
ния показали, что антенна, длина плеча которой
имеет параметры, практически независимые от частоты. Длина
спирали вдоль осевой линии данного плеча может быть рассчитана
по формуле
1
=
L
+ 1 ( r - r0 ),
a2
где r0 и r – начальный и конечный радиусы-векторы спирали;
а – скорость разворачивания спирали. Минимальная длина волны
рабочего диапазона ограничена начальным радиусом r0 ≤ λ min 8.
Геометрические размеры антенны полностью определяются длиной
плеча L, радиусом r0 , задающим размер в районе зажимов; углом
δ, задающим ширину плеча; коэффициентом k0, определяющим
угловую ширину плеча вдоль радиуса r. Чтобы плечи двухзаходной
спиральной антенны не перекрывались, необходимо выполнить неравенства
δ < π;
k0 > eaπ ;
- aδ
k=
0 e =
т. е. e-aπ < k0 < 1.
116
r2
< 1,
r1
Практически выбирают k0 = 0,6...0,75. Скорость разворачивания
спирали для получения максимальной полосы частот выбирают
в пределах 0,2 < a < 0,45, т. е. спираль свивают туго.
Таким образом, нижняя частота рабочего диапазона логарифмической спиральной антенны ограничивается длиной плеча, верхняя – конструкцией в области точек питания. В реальных антеннах
отношение максимальной частоты к минимальной частоте рабочего
диапазона
=
Êä fmax
=
fmin 20.
При числе витков 1,5–2,5 диаграмма направленности антенны
состоит из двух лепестков, максимумы которых перпендикулярны
плоскости антенны. Так как изменение частоты для такой антенны
эквивалентно ее повороту в пространстве вокруг оси, перпендикулярной плоскости листа, ширина лепестков не остается постоян40...50° во всем раной, а периодически меняется в пределах 2ϕ=
P2
бочем диапазоне частот с сохранением направления максимального
излучения.
Физические процессы, происходящие в антенне, можно пояснить следующим образом. Волна тока, бегущая вдоль ветвей спиральной антенны, вследствие излучения энергии, быстро затухает
по амплитуде (примерно в 10 раз на расстоянии одной длины волны). Область порядка длины волны вдоль ветвей составляет активную зону антенны. При уменьшении длины волны (увеличении частоты) интенсивность излучения возрастает. При этом активная область сокращается пропорционально уменьшению длины волны.
Распределение тока и электрические размеры активной области
остаются неизменными.
Поле, создаваемое антенной, имеет вращающуюся поляризацию.
Поляризационная структура поля близка к поляризационной структуре поля волнового витка с бегущей волной тока. Аналогичный вид
имеет и диаграмма направленности, максимум ДН которой ориентирован вдоль нормали к плоскости расположения витков антенны.
Коэффициент перекрытия диапазона λ max λ min в реальных
конструкциях может достигать 20 и более. Входное сопротивление
антенны – активно. Его величина зависит от значения коэффициента k, определяющего ширину ветвей. С ростом ширины ветвей оно
уменьшается.
Комплексная диаграмма направленности 2n-заходной логарифмической самодополнительной спиральной антенны (рис. 96) может быть приближенно рассчитана по формуле
(
Fθ ( θ, ϕ=
) Fϕ ( θ, ϕ ) ≈ A ( θ ) exp iψ ( θ ) exp in ϕ + π 2
),
117
a = 0,1
a a=1
30
30
a = 1/3
60
60
a = 10
a=∞
90
1 0,8 0,6 0,4 0,2 a′ 0,2 0,4 0,6 0,8 1
90
Рис. 96. ДН спирали при разных значениях скорости разворачивания
n n
где
 θ
cos θ  tg  e a arctg ( a cos θ )
2

A ( θ) =
;
sin θ 1 + a2 cos2 θ
=
ψ ( θ)
(
)
n
ln 1 + a2 cos2 θ + arctg ( a cos θ );
2a
a – скорость разворачивания спирали.
Технологически плоскую двухзаходную логарифмическую спираль можно выполнить из фольгированного с двух сторон СВЧдиэлектрика (например, ФЛАН-4). На одной стороне выполняется
двухзаходная спираль, а на другой стороне по средней линии плоского спирального проводника располагается экспоненциальный
трансформатор (рис. 97). Коаксиальный соединитель типа СРГ-50
с помощью перехода соединяется с проводником трансформатора
(см. рис. 97 – Б–Б).
Трансформатор выполнен на несимметричной полосковой линии, экраном которой является плоский проводник спирали. Ширина проводника трансформатора, проложенного по средней линии
спирального проводника, уменьшается от соединителя к точке питания в центре спирали. В центре спирали проводник трансформатора с помощью перемычки соединяется с проводником спирали,
противоположным экранному проводнику спирали для трансформатора (см. рис. 97 – А–А). Поскольку полосковая линия слабо излучает, то несимметрия, вносимая в конструкцию спиральной антенны трансформатором, слабо влияет на характеристики антенны.
Полное входное сопротивление плоской проводящей спирали Ζâ
и полное входное сопротивление Ζù дополнительной ей щелевой
118
Проводник трансформатора
АА
Б
Б
Проводники
спиральной антенны
А–А М5:1
Перемычка
Проводник
трансформатора
Соединитель
СРГ-50
Проводник
спирали
Проводники
и спирали
Проводник
трансформатора
Переход с коаксиальной
на полосковую линию
Рис. 97. Двухзаходная логарифмическая спиральная антенна
с трансформатором сопротивлений
антенны (см. рис. 94) связаны в силу принципа перестановочной
двойственности уравнений электродинамики для дополнительных
структур следующим соотношением:
2
Ζâ =Ζù =Ζ
( 0 2) =( 60π ) ,
2
где Z
=
0 120π – волновое сопротивление воздушного пространства
для волны типа ТЕМ. Если спиральная антенна является самодополнительной, т. е. при повороте на некоторый угол превращается
в дополнительную ей щелевую антенну, то
Ζâ = Ζù = Râõ.ù = Râõ.â = 60π = 188 Ом.
119
Для плоской логопериодической спирали это соотношение справедливо при δ= 90°, когда спиральная структура бесконечна как в сторону уменьшения, так и в сторону увеличения размеров. В диапазоне
длин волн λ min ≤ λ ≤ λ max , где λ min =r
8 0 , а λ max =
L, входное сопротивление плоской спиральной логарифмической самодополнительной
антенны стремится к этому пределу и является чисто активным.
Такое входное сопротивление не согласовано с волновым сопротивлением коаксиальных кабелей ( Zê = 50 Ом; 75 Ом), используемых в антенной технике. Поскольку входное сопротивление спиральной антенны существенно зависит от ширины проводящей спирали вдоль радиуса r, т. е. от коэффициента k0 , то, подобрав
коэффициент k0 , можно получить входное сопротивление, близкое
к волновому сопротивлению кабеля, и тем самым обеспечить согласование антенны в широком диапазоне частот. Однако такое согласование невозможно для самодополнительной спиральной антенны.
Преимуществом самодополнительной спиральной антенны является меньшая зависимость поляризации от длины волны СВЧколебания. Так, для самодополнительной спиральной антенны при
λ max λ min ≤ 7 в пределах точности измерений круговая поляризация наблюдается не только на оси спирали, но даже под углом 70°
к оси. Таким образом, для сохранения преимуществ самодополнительной спирали и ее согласования с волновым сопротивлением кабеля необходимо применение плавного экспоненциального трансформатора. Он трансформирует входное полное сопротивление 188 Ом
во входное сопротивление Zê = 50 Ом [5], причем длина трансформатора Lòð должна быть больше, чем λ max 2.
Плоские спирали используются в диапазоне частот 0,2...18 ГГц.
Для частот более 2 ГГц их изготавливают по интегральной технологии СВЧ. Это позволяет миниатюризировать антенны и унифицировать их основные узлы. Плоские спирали, имеющие небольшие
габаритные размеры, применяются в качестве самостоятельных
слабонаправленных антенн, облучателей зеркальных и линзовых
антенн, а также в составе антенных решеток.
11.2. Конические спиральные антенны
Антенна образуется путем проектирования плоской логопериодической спиральной антенны на поверхность конуса (рис. 98). Основными геометрическими параметрами антенны являются параметры исходной плоской логопериодической спиральной антенны и
угол конусности θ0.
120
Плоская логоспиральная
Проекция ветви
на конус
θo
Рис. 98. Коническая логоспиральная антенна
Принцип работы такой же, как у плоской логопериодической
спиральной антенны. Также наблюдается быстрое убывание амплитуды тока вдоль ветвей спирали. При изменении длины волны активная зона антенны смещается вдоль ветвей, но ее электрические размеры и закон распределения тока остаются постоянными.
В отличие от плоской логопериодической спиральной антенны,
которая излучает одинаково в обе стороны, коническая логоспиральная антенна (при определенном соотношении ее конструктивных параметров) обеспечивает однонаправленное излучение вдоль
оси конуса в сторону его вершины. Диаграмма направленности
в основном зависит от угла конусности θ0. При θ0 ≤ 15° обратное излучение существенно уменьшается, и ДН имеет один передний лепесток. Форма ДН близка к телу вращения. Типичные ДН конической логоспиральной антенны при различных углах α показаны
на рис. 99. Поляризация поля в пределах ширины ДН близка к круговой. Ширина ДН на уровне половинной мощности 2θP 2 имеет
порядок 90°.
Две соосные конические логопериодические спиральные антенны позволяют сформировать квазиизотропную диаграмму направленности.
Коническая логопериодическая спиральная антенна по форме
диаграммы направленности, согласованию с линией питания и поляризации поля является широкополосной. Максимальная и мини121
а)
θ = 0°
90°
270°
θ = 0°
б)
90°
180°
в)
270°
θ = 0°
90°
180°
270°
180°
Рис. 99. Типичные ДН конической спиральной антенны
при различных углах α: а – α = 73°; б – α = 60°; в – α = 45°.
Сплошная линия – Еϕ, пунктир – Еθ; θ0 = 10°
мальная длины волн рабочего диапазона ориентировочно определяются соотношениями
λ
6amax ;
max =
λ
8amin ,
min =
где amax и amin – наибольший и наименьший радиусы спирали.
Конический логопериодический спиральный излучатель применяется в качестве слабонаправленной антенны ФАР, а также в качестве облучателя зеркальных антенн.
12.3. Плоская антенна в виде спирали Архимеда
Плоская спиральная антенна может быть выполнена из двух
плоских спиральных лент, возбуждаемых генератором высокой частоты, или в виде щелевой антенны, состоящей из двух криволинейных щелей, прорезанных в металлическом экране и возбуждаемых генератором высокой частоты. В зависимости от формы кромок
спирали различают архимедову (арифметическую) и равноугольную (логарифмическую) спиральные антенны. Антенны могут быть
одно-, двух- и многозаходными (рис. 100, 101). Криволинейные пластины или щели называются плечами антенны.
Архимедова (арифметическая) спираль (см. рис. 100) образована
путем вырезания спиральной ленты из металлического листа.
Данной спирали Архимеда соответствует в полярных координатах уравнение вида
r = aϕ + b,
где ρ – радиус-вектор; ϕ – полярный угол; a и b – константы.
122
ϕ=0
ϕ
b2
b
ρ
Рис. 100. Однозаходная
спираль Архимеда
w
b1
Рис. 101. Двухзаходная
архимедова спираль
Ленточный проводник образован двумя такими кривыми, отличающимися значением параметра b. Ширина ленты равна, таким образом, ω= b2 - b1. Двухзаходная спираль (см. рис. 101) выполняется
из двух идентичных лент. Причем одна из лент повернута относительно другой на 180°. Обычно ширину лент и зазора выбирают рав2ω
ной, тогда для двухзаходной спирали константа будет равна a =
.
π
Спиральная антенна в свободном пространстве излучает в обе
стороны. Для получения однонаправленного излучения размещают ленточную спираль на одной стороне диэлектрической пластины, металлизированной с другой стороны или расположенной в раскрыве металлического резонатора.
Принцип действия двухзаходной архимедовой спиральной антенны можно пояснить, рассматривая ее приближенно как двухпроводную линию, по которой распространяется бегущая волна, причем
ток в одном из проводников запаздывает относительно тока в другом
проводнике. Последнее обстоятельство и приводит к излучению.
Пусть проводники возбуждаются в центре антенны в противофазе. Если провода двухпроводной линии свиты в кольца, то в диаметрально противоположных точках кольца токи будут в одинаковой
фазе. Потребуем, чтобы периметр витка (кольца) спирали равнялся
длине волны 2πr = λ. Радиус витка такой спирали равен r 1 =λ 2π.
Так как намотка спирали тугая, то и в смежном витке спирали выполняется условие r 2 =λ 2π, и токи в диаметрально противоположных точках витка потекут в одинаковом направлении. При этом
оба провода образуют «резонансные кольца с бегущей волной тока».
123
Именно эти кольца и создают основную долю излучения, так как
излучение остальных витков будет в значительной мере взаимно
компенсироваться. Радиусы «резонансных колец» кратны рабочей
длине волны.
Наибольший практический интерес представляет первый резонанс, так как он обеспечивает осевое излучение поля вращающейся
поляризации. Ввиду интенсивного излучения первого резонансного кольца амплитуда тока за ним (при ρ > ρ0) резко убывает. Поле
с круговой поляризацией имеет направление вращения, совпадающее с направлением намотки спирали.
При изменении длины волны пропорционально меняется и радиус
резонансного кольца, а электрические параметры антенны остаются
неизменными. Таким образом, спираль будет представлять собой
весьма широкополосную антенну. Наибольшая рабочая длина волны
определяется максимальным радиусом спирали λ max = 2πrmax.
Диаграмма направленности архимедовой спирали, расположенной в раскрыве резонатора, состоит из одного широкого лепестка.
Поляризация поля излучения этой спирали – вращающаяся благодаря тому, что по спирали распространяется бегущая волна тока.
По мере отклонения от осевого направления коэффициент эллиптичности убывает и в плоскости спирали близок к нулю. Согласование антенны с фидером, как и форма диаграммы направленности,
сохраняются в широком диапазоне частот.
Диаграммы направленности для плоской архимедовой спирали
в режиме осевого излучения, расположенной на расстоянии h над
проводящим экраном, для составляющих поля Eθ и Eϕ вычисляются по формулам:
=
Eθ sin ( kh cos θ ) J1 sin θ / sin θ cos θ;
E
=
ϕ j sin ( kh cos θ ) J1′ ( sin θ ),
где θ – угол, отсчитываемый от оси спирали; J1, J1′ – соответственно функция Бесселя первого порядка и ее производная; k = 2π λ .
12. 4. Частотно-независимая логопериодическая антенна
Характерной особенностью частотно-независимой антенны является то, что на заданной длине волны работает только часть антенны, геометрические размеры которой резонируют с рабочей
длиной волны. При изменении длины волны рабочая область перемещается вдоль антенны – туда, где обеспечиваются резонансные от124
носительно новой длины волны размеры антенны. Рассмотрим работу антенны, в основе которой лежит принцип логарифмической
периодичности (рис. 102). Длина вибраторов и расстояние между
ними возрастают по мере удаления от начала антенны так, что все
вибраторы оказываются подобными, а соединяющие их концы линии образуют постоянный для данной антенны угол α.
Коэффициент подобия (безразмерный период структуры) τ связывает длины соседних вибраторов l и расстояние этих вибраторов R от вершины угла α соотношением
=
τ li =
-1 li Ri -1 Ri .
Поскольку все вибраторы отличаются друг от друга по длине, все
они резонируют на различных частотах. На некоторой частоте f0,
являющейся резонансной для одного из вибраторов с длиной l = λ0 2,
входное сопротивление этого вибратора является чисто активным и
равным примерно 73 Ом, а входное сопротивление остальных вибраторов будет комплексным. При этом их реактивные составляющие
будут тем большими, чем больше длина каждого отличается от резонансной длины. Это в свою очередь приводит к существенному
уменьшению амплитуды токов в вибраторах, удаленных от резонансного вибратора, и поэтому уменьшается их влияние на суммарное поле излучения. Поле излучения будет определяться так называемой активной областью антенны, состоящей из резонансного вибратора (например, вибратор 3 на рис. 102) и ближайшими к нему
двумя-тремя вибраторами. Короткий вибратор 2 перед резонансным вибратором 3 играет роль директора, а более длинный вибратор 4 – рефлектора.
Это можно объяснить следующим образом. Так как длина вибратора 4 оказывается больше резонансной, а длина вибратора 2 мень-
i=1
12
i
3 4
α
2li
0
Ri –1
Ri
Рис. 102. Схема логопериодической антенны
125
ше резонансной, то наведенный за счет пространственной связи ток
в вибраторе 4 будет опережать по фазе ток в вибраторе 3, а ток в вибраторе 2 будет отставать по фазе от тока в вибраторе 3.
В логопериодической антенне кроме пространственной связи
имеется еще связь при помощи распределительного фидера, фазовые сдвиги которого совпадают по характеру с пространственными
сдвигами. Кроме того, за счет подключения соседних вибраторов
к противоположным проводам двухпроводной линии создается дополнительный сдвиг по фазе между токами в 180°.
В результате перечисленных факторов ток в вибраторе 4 будет существенно опережать ток в резонансном вибраторе 3, а ток в вибраторе 2 будет значительно от него отставать. Антенна подобного типа излучает энергию преимущественно в сторону начала антенны
в пределах одной полусферы.
Если частота генератора уменьшится и станет равной τf0 , то
начнет резонировать следующий более длинный вибратор. Возрастание частоты до значения (f0 τ) вызовет резонанс в более коротком
вибраторе, поэтому на всех частотах, равных
fi = τfi -1,
где fi – резонансная частота i-го вибратора, диаграмма направленности антенны практически не меняется.
Так как при изображении на логарифмической шкале резонансные частоты повторяются через одинаковые интервалы, равные
ln
=
τ ln fi - ln fi -1,
то антенны получили название логопериодических.
126
13. ФРАКТАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ
Среди множества известных антенных конструкций, используемых в настоящее время в средствах связи, фрактальные антенны
являются новым конструктивным решением, отличающимся от известных решений. Первые публикации, рассматривающие электродинамику фрактальных антенн, появились в 80-е гг. ХХ в. Фракталы – это геометрические формы, рекурсивно повторяющиеся в увеличивающемся или уменьшающемся масштабе, главным отличием
которых является дробная размерность. Понятие фрактала введено в 1975 г. Бенуа Мандельбротом (от латинского fractus – «расколотый», «сломанный», «нерегулярный», «дробный», «состоящий
из фрагментов»). Он первым указал на их родство с природно-естественными формами, систематизировал и обобщил этот класс объектов. В современном его понимании фрактал обладает свойствами
самоподобия, когда часть объекта подобна целому с соответствующим уменьшением масштаба (например, ветка повторяет форму дерева). Фракталы можно подразделить на следующие классы: алгебраические, геометрические, природные, стохастические, детерминированные, недетерминированные.
Начало же практическому использованию фрактальных антенн
положил американский инженер Натан Коэн. Проживая в центре Бостона, он решил обойти запрет городских властей на установку наружных антенн и замаскировал антенну любительской
радиостанции под декоративную фигуру из алюминиевой фольги.
Он создал антенну на основе известной в геометрии кривой Коха
(рис. 103), описание которой предложил в 1904 г. шведский математик Нильс Фабиан Хельге фон Кох (1870–1924).
Процесс построения кривой Коха состоит в следующем. Исходный отрезок длиной z делят на 3 равные части и вместо центральной
части подставляют излом в виде угла равностороннего треугольника со стороной z/3 (рис. 104). Таким образом получают трехсегментную структуру (образующий шаблон), центральный элемент кото-
∼
Рис. 103. Симметричный вибратор на основе кривой Коха
127
Рис. 104. Относительные высоты нескольких итераций фрактала
рой замещен треугольником без основания. Далее процесс повторяют над каждым сегментом в отдельности: во второй итерации на
отрезках z/3 строят треугольники со стороной z/9, на них в третьей
итерации – треугольники со сторонами z/27 и т. д. Каждый шаг
синтеза увеличивает длину результирующей кривой в 4/3 раза. Однако при этом габаритная высота фрактала не меняется.
В настоящее время теория фрактальных антенн находится в стадии становления.
В результате многочисленных экспериментальных исследований было установлено, что такие фрактальные антенны позволяют
получить практически тот же коэффициент усиления, что и обычные проволочные антенны, но при меньших габаритах, что важно
для мобильных приложений. Например, на рис. 104 показаны относительные высоты нескольких итераций фрактала Коха для одной
и той же резонансной частоты в сравнении с плечом обычного полуволнового вибратора (диполя).
Было введено понятие размерности обобщенного фрактала Коха:
D=
log 4
,
log 2 (1 + cos θ ) 
где θ – угол при основании инициирующего треугольника.
Показано, что по мере роста угла θ растет размерность D и при
угле θ → 90° размерность D → 2.
128
С увеличением размерности нелинейно возрастает и общая длина ломаной линии
n
2


Ln,θ = 
 L0 ,
 1 + cos θ 
где L0 – длина линейного диполя; n – номер итерации.
Переход значений угла θ= 60° к значениям θ= 80° на шестой
итерации позволяет увеличить общую длину фрактала более чем
в 4 раза.
Была получена зависимость первой резонансной частоты диполя
Коха fк от размерности фрактала D, номера итерации n и резонансной частоты f0 линейного диполя той же высоты, что и ломаная линия Коха (по крайним точкам):

 n - 1  ln D 
fê f0 1 - exp 
=

.
 n  D 

Внутреннее сопротивление диполя Коха на первой резонансной
частоте
2
ln D 

R=
,
ê R0 1 - (1 + 0,9 ln n )
D 

где R0 – внутреннее сопротивление линейного диполя (D = 1), которое в рассматриваемом случае равно 72 Ом.
Другой тип фрактала, который можно использовать в качестве
вибратора, – рекурсивное дерево (рис. 105).
Фрактал образуют из простого монополя путем последовательного разбиения его вершин на две ветви под заданным углом (до 60°).
Рис. 105. Симметричный вибратор в виде рекурсивного дерева
129
Каждая новая итерация увеличивает количество проводящих путей на краях антенны и при неизменной высоте двухмерное дерево
понижает резонансную частоту. Характеристика направленности
древовидного вибратора в дальней зоне очень близка к ДН прямого
вибратора.
Дальнейшим развитием такой антенны является «трехмерное
дерево», получаемое путем последовательного разбиения вершин
прямого монополя на «четверки» ветвей в двух ортогональных плоскостях. Наряду с минимизацией габаритов при использовании такого типа антенн становятся излишними дополнительные меры по
маскировке их под естественные деревья, как это делалось в случаях традиционных антенн.
Весьма близким по своим свойствам к антенне на основе фрактала Коха является диполь, сформированный по закону Германа
Минковского (1864–1909). При построении этой антенны вместо системы треугольников на отрезке прямой формируют меандры убывающих размеров (рис. 106).
При первом изгибе прямолинейного диполя в виде прямоугольника его усиление возрастает. Последующие итерации практически не меняют коэффициент усиления, но диапазон рабочих часто
расширяется, а сама антенна становится гораздо компактнее. Как
и при антенне на базе кривой Коха, эффективными являются лишь
первые 5–6 шагов. Чтобы сгибать провод дальше, придется уменьшить его диаметр, а это повысит сопротивление антенны и приведет
к потере усиления.
На рис. 107 приведен пример первой итерации фрактального
преобразования Минковского прямой дипольной антенны длиной
а)
б)
АС
АС
в)
АС
г)
АС
Рис. 106. Диполь, сформированный по закону Минковского
130
а)
б)
l
h
L
l
l
АС
∼
АС
∼
Рис. 107. Нулевая (а) и первая (б) итерации Минковского
L, которую можно принять за нулевую итерацию. Разделив отрезок
на три равные части и выполнив прямоугольник высотой h и длиной l, получим первую итерацию. Применяя подобное преобразование к каждому отрезку, можно получить фрактальные диполи высших итераций. Поскольку резонансная частота диполя определяется его длиной, то для сохранения ее при фрактальном преобразовании неизменной примем
L∑ n = L,
где L∑n – общая длина фрактального диполя n-й итерации.
При условиях, что L∑ n= 3l + 2h и h = l / 2, высота фрактального
диполя составит
n
3
Lô n =   L,
4
т. е. с повышением порядка итерации высота диполя сокращается,
что и является основным преимуществом фрактальных антенн.
Все рассмотренные дипольные антенны являются узкополосными. Например, ширина полосы частот на уровне 3дБ у обычного диполя составляет 2,4% от несущей, для кривой Коха в 5-й итерации
этот параметр возрастает до 3,1%, использование двухмерного древовидного фрактала 5-й итерации позволяет расширить полосу приема до 4,2% и лишь в варианте трехмерного дерева – до 12, 7%.
Находят применение также модифицированные фракталы Минковского. В антенных приложениях встречаются, по меньшей мере, три модификации топологии кривой, приписываемой Минковскому, шаблоном которой служит «биполярный скачок». При этом
в одной из модификаций отходят от строгих правил построения
131
фрактала в пользу комбинации «биполярных скачков» Минковского и модулированного ими меандра. На основе антенн такой комбинированной геометрии предложено реализовать четырехэлементную антенную решетку поперечного приема для работы на частотах
2,4 ГГц (рис. 108).
На рисунке видно, что высота антенных элементов в виде модифицированных «биполярных скачков» Минковского меньше и рабочая полоса частот шире.
Известна также двухдиапазонная антенна-решетка (2,45 и 5,25
ГГц), выполненная на монополях Коха (аналог – несимметричный
вибратор), согнутых на 90°. Вибратор изгибают на 90° в точке, делящей его сегменты с соотношением длин 2:1.
На частоте f = 2,4 ГГц размеры решетки из двух излучателей
λ 
 λ
12,33×10,16 мм  ≈ ... , рабочая полоса частот ∆f ≈ 20%,
 10 12 
КПД = η = 93%, ДН по азимуту почти равномерная, КУ около 3,4 дБ.
При работе в антенной решетке КПД одного диполя снижается с 93
до 72%, на частоте 5,2 ГГц с 90 до 80%.
На частоте 5,2 ГГц развязка между элементами, образующими
центральную пару антенн, около 10 дБ. Взаимное влияние в паре
соседних разнодиапазонных элементов в зависимости от частоты
сигнала характеризуется величиной развязки, которая меняется от
11 дБ на частоте 2,45 ГГц до 15 дБ на частоте 5,25 ГГц. Причина
ухудшения эффективности работы антенн – взаимное влияние печатных элементов.
12 мм
2
3
4
Щель λ/4
1
Рис. 108. Четырехэлементная антенная решетка на частоту 2,4 ГГц
132
В отечественных разработках эти антенны еще мало используются, а в армии США они наносятся на шлемы солдат.
Помимо дипольных структур в качестве узкополосных антенн
можно использовать фрактальные рамки, построенные на основе
кривых Коха и Минковского (рис. 109).
Традиционные рамочные антенны при малых размерах имеют низкое входное сопротивление, что усложняет их согласование
с питающим фидером. Фрактальные же технологии позволяют заметно увеличить сопротивление рамочной антенны на частотах ниже резонансной, что упрощает решение задачи ее согласования для
нужд радиопеленгации.
Рассмотренные варианты антенн ориентированы на проволочную технологию их изготовления, однако их формирование можно
осуществить также печатным монтажом на диэлектрической основе (рис. 110).
∼
∼
Рис. 109. Фрактальные рамки на основе кривых Коха и Минковского
L
LфI
W
LфII
WфI
WфII
Точка
запитки
Точка запитки
Точка запитки
Рис. 110. Нулевая (а), первая (б), вторая (в) итерации фрактального
преобразования Минковского квадратной МПА
133
На первой итерации вершины квадрата становятся центрами четырех квадратов со сторонами вдвое меньшей длины. Далее в вершинах этих квадратов вновь располагаются центры еще меньших
четырехугольников, и процесс рекурсивного синтеза повторяется.
Как видно из рисунка, размер МПА существенно сокращается уже
при первых итерациях. Примечательно, что на каждом новом шаге
периметр получаемой фигуры увеличивается в два раза. Резонансная длина квадратных МПА определяется условием
L = 0,49
λ
εýô
,
где λ – резонансная длина волны; εэф – эффективная диэлектрическая проницаемость среды между МПА и плоскостью «земли».
Для фрактальной МПА Минковского получено эмпирическое соотношение
λ
L∑ n = 0,6
,
εýô
которое можно использовать при инженерных расчетах.
Выбор точки питания МПА определяет такие важные параметры
излучателя, как согласование с фидером, форма ДН и поляризация.
В случае использования фрактальных антенн этот выбор не так тривиален, как при квадратных МПА. Можно осуществлять питание
антенны в центральной части фрактала, геометрия которой остается
практически неизменной при итерациях высшего порядка.
Сравнение характеристик излучения квадратной МПА с фрактальной МПА показали снижение коэффициента усиления (с 7,2
до 6,1 дБ) и расширение ДН фрактальной МПА (с 62 до 76°) на частоте 3 ГГц, что обусловлено уменьшением линейных размеров и
площади антенны. Следовательно, применение порядка итерации
фрактального преобразования n > 2 приведет к недопустимому снижению характеристик антенны.
При комплексном применении фрактальных технологий можно
уменьшить расход материалов и массу антенных систем, особенно
если излучатели объединены в антенную решетку. В последнем случае миниатюризация излучающих антенных элементов на фрактальной основе позволяет существенно снизить их взаимное влияние за счет увеличения межэлементного зазора.
Другой эффект, получаемый вследствие компактности фрактальных излучателей в антенных решетках, состоит в возможности
134
более компактной установки элементов в интересах расширения
сектора сканирования. Например, в габаритах пятиэлементной эквидистантной решетки Дольфа–Чебышева с полуволновым межосевым интервалом размещения квадратных излучателей можно расположить семь элементов Минковского (рис. 111).
В одном из своих изобретений Натан Коэн предлагает размещать
несколько фрактальных антенн Минковского (рис. 112, 113) внутри
мобильной телефонной трубки, коммутируемых на вход приемного
d = 0,35λ
d = 0,5λ
Рис. 111. Линейные решетки из квадратных МПА
и фрактальных антенн Минковского
50
Рис. 112. Фрактальная антенна
Минковского
(крест Минковского)
Рис. 113. Фрактальные антенны
Минковского для мобильной
телефонной трубки
135
устройства в зависимости от ориентации их диаграмм направленности на базовую станцию. Как положительный момент при этом
отмечается заметное экранирующее действие внутреннего содержимого трубки на излучение антенны в направлении головы пользователя.
В дополнение к рассмотренным классам узкополосных конструкций фрактальных антенн следует остановиться на еще одном типе
геометрических фракталов. Самоподобие фрактальной геометрии
приводит к ярко выраженным диапазонным свойствам антенн.
Характерным примером такой антенны является «решето» Серпинского (рис. 114), на котором впервые были изучены многодиапазонные свойства фрактальных антенн. Данная фигура названа по
имени польского математика Вацлава Серпинского (1882–1969), который в 1916 г. впервые исследовал ее свойства.
Процесс формирования такого фрактала (см. рис. 114) на первом
шаге состоит в удалении из исходного треугольника центрального
треугольного сегмента с вдвое меньшей высотой. В образующихся
новых треугольниках на втором шаге снова удаляют центральные
части, а далее последовательно повторяют данную процедуру требуемое количество раз.
Свойство самоподобия фрактальных структур обусловило высокую повторяемость их электромагнитных параметров в различных
частотных диапазонах. Выполненная из токопроводящей оптически прозрачной пленки такая конструкция антенны может быть
размещена на лобовом стекле автомобиля, что позволит при необходимости вести прием во всех известных диапазонах частот ЧМвещания, осуществлять радиотелефонную связь и беспроводной доступ к широкополосным сетям.
В сотовых радиотелефонах получила распространение также
многодиапазонная фрактальная антенна на основе «ковра» Серпинского, формируемого, в отличии от рассмотренного «решета», изъятием из исходного квадрата убывающих по величине квадратных
сегментов (рис. 115).
Рис. 114. Последовательность построения фрактала Серпинского
136
Рис. 115. Фрактальная антенна на основе «ковра» Серпинского
Такая антенна достаточно компактна, ее размер меньше обычного слайда [24×36 мм]. Ее можно не только устанавливать на плате,
но и напылять на внутреннюю поверхность корпуса. Для изготовления таких антенн как правило используют фаббер-технологии
трехмерного прототипирования, позволяющие прецизионно формировать миниатюрные антенны любой сложности. Как и при наличии фрактальных деревьев, рассмотренные многодиапазонные
антенны можно объединить в трехмерном варианте. Например, развитием «ковра» Серпинского является фрактальный куб, а «решета» – пирамида.
Известны исследования кольцевых фрактальных антенн (рис. 116).
Для конкретных размеров антенн (диаметр внешнего кольца
2,2 см, диаметр провода 0,4 мм) были рассчитаны их частотные
характеристики. При этом для первой итерации был получен
а)
б)
в)
Рис. 116. Кольцевые фрактальные антенны нулевой (а), первой (б),
второй (в) итераций
137
типичный для фрактальных антенн набор резонансных частот и
сделан вывод об увеличении ширины полученных рабочих диапазонов 1,4 ≤ fâåðõ fíèæí ≤ 2 по уровню ÊÑÂ ≤ 2. Основным результатом работы является создание антенны первой итерации, которая
при выбранных размерах является не просто многодиапазонной,
а сверхширокополосной в результате слияния этих диапазонов.
Перекрытие по частоте составляет fâåðõ fíèæí = 7,8 по уровню
ÊÑÂ ≤ 2.
Благодаря развитию теории фрактальных антенн серьезное продвижение наметилось в реализации проектов создания систем на
одном чипе с интеграцией на кристалл либо корпус процессора обработки сигналов компактных антенных излучателей.
(
)
(
138
)
14. ЭЛЕМЕНТЫ ТРАКТА ПИТАНИЯ ФАР
14.1. Т-образные делители мощности (тройники)
Делители мощности в фидерном тракте используются для распределения потока мощности, поступающей от одного источника,
между несколькими каналами. Наиболее простой случай разветвления основного канала волноводной линии передачи на два канала это Т-образное разветвление линий передачи (тройники) в Е- и
Н-плоскости.
Н-плоскостной волноводный тройник представляет собой Т-образное сочленение двух прямоугольных волноводов с волной типа
Н10 в Н-плоскости.
При подаче колебаний в плечо 3 на выходах в плечах 1 и 2 получим равные по амплитуде и синфазные сигналы (рис. 118).
Н-плоскостной волноводный тройник может быть представлен
эквивалентной параллельной схемой с одинаковыми волновыми сопротивлениями в плечах 1–3 (см. рис. 118). Если волновые сопроа)
б)
Рис. 117. Волноводные тройники: Е-тройник – а; Н-тройник – б
а)
б)
a
E2
1
E1
2
2
W
X W
1
b
W
E
a
3
3
Рис. 118. Н-плоскостной волноводный тройник
и его эквивалентная схема
139
а)
б)
3
b′
3
1
W′
E
2 W
B
W
1
b
2
b
a
a
в)
b′
Рис. 119. Е-плоскостной волноводный тройник и его эквивалентная схема
тивления всех плеч равны между собой Z=
1 Z=
2 Z=
3 Z=
0 W, то
при питании со стороны плеча 3 сопротивление нагрузки для него
будет равно
Z1 Z2
Z02 Z0 W
=
= =
ZÍ=
.
3
Z1 + Z2 2Z0
2
2
Сопротивление нагрузки активно, но в два раза меньше волнового сопротивления плеча, что приводит к появлению отраженной
волны. Н-плоскостной волноводный тройник требует согласования
со стороны плеча 3. В качестве устройств для согласования применяют реактивные штыри, призмы или диафрагмы, размещенные
в тройнике таким образом, чтобы не нарушить плоскости симметрии устройства.
При подаче колебаний в плечо 3 Е-тройника на выходах в плечах 1 и 2 (рис. 119) получим два равных по амплитуде и противоположных по фазе сигнала. Если в плечи 1 и 2 подать противофазные сигналы, то в плече 3 осуществиться их суммирование. Волноводные тройники выполняются на базе волноводов одинакового
сечения, однако необходимо устранять отраженную волну на входе
плеча 3. При рассмотрении эквивалентной последовательной схемы
Е-тройника, очевидно, что сопротивление нагрузки плеча 3 в два
раза больше его волнового сопротивления (Zн = 2Z0 = 2W), что приводит к нарушению режима бегущих волн. Для согласования моста в месте стыка располагают согласующий элемент в виде клина,
штыря, диафрагм, не нарушающих симметрии устройства.
14.2. Диодный двухканальный переключатель
на волноводном Е-тройнике
В плечи 1 и 2 тройника (рис. 120) включают по паре коммутируемых p - i - n -диодов Д1 и Д2 с резонансными диафрагмами, кото140
Pвх
E
b
1
b
2
Д1
Д1
Д2
Λ/4
Д2
Pвых
b
Λ/4
Рис. 120. Двухканальный переключатель ФАР
на волноводном Е-тройнике
рые расположены на расстоянии в четверть длины волны в волноводе (l = Λ 4) друг от друга для компенсации отражений.
Рассмотрим суммарный коэффициент отражения от диафрагм
каждого диода в плече тройника:


Ã=
∑ Ã1 + Ã2 å
-i
2π
2l
Λ .
Если коэффициенты отражения от каждого диода равны друг


другу Ã=
1 Ã=
2 Ã, то суммарный коэффициент отражения примет вид:
Ã ∑
=
2π
2π
-i l
2π i l
l e Λ +e Λ
=
Λ
Ãå
2
-i
2

2Ãe
-i
2π
l
Λ cos 2π l.
Λ
При расстоянии между диодами l = Λ 4 коэффициент отражения Ã ∑ = 0, т. е. отражения от одной диафрагмы компенсируют отражения от другой. При подаче сигнала в Е-плечо (см. рис. 20) на
диоды Д1 в плече 1 подается напряжение с полярностью (+), и диоды
закорачивают плечо 1. Вся мощность из Е-плеча поступает в плечо
2, так как на диоды Д2 в этом плече подается напряжение с полярностью (–).
При смене полярности сигнал из Е-плеча поступает в плечо 1, так
как плечо 2 оказывается закороченным. В плечах 1 и 2 при использовании Е-тройника получаются противофазные сигналы, при использовании Н-тройника– синфазные сигналы.
Использование в каждом плече по два диода с диафрагмами увеличивает развязку между плечами 1-го и 2-го делителей.
141
14.3. Волноводные направленные ответвители
Направленный ответвитель (рис. 121) служит для отвода части
мощности из одной фидерной линии в другую. При этом направление распространения ответвленной волны во второй линии зависит
от направления ее распространения в первой.
Направленный ответвитель любого типа характеризуется двумя
основными параметрами: переходным затуханием С и коэффициентом направленности D, выраженными обычно в дБ:
Ñ = 10lg
Ð31
дБ;
Ð1
D = 10lg
P31
дБ,
P41
где Р1 – мощность, поступающая на вход 1; Р31 – мощность, ответвляемая в направлении плеча 3 из плеча 1 основного волновода;
Р41– мощность, ответвляемая в направлении плеча 4 из основного
волновода 1.
Существует множество типов таких устройств. Рассмотрим некоторые из них.
14.3.1. Направленный ответвитель с отверстиями связи
в узкой стенке
Рассмотрим волноводные направленные ответвители, которые
представляют по существу мостовые схемы, но с резко неодинаковым делением мощности. Для обеспечения направленной передачи используют разнообразные элементы связи, простейшими
из которых являются разнесенные по длине волновода небольшие отверстия в общей стенке двух прямоугольных волноводов.
4
3
1
2
Рис. 121. К пояснению параметров направленных ответвителей
142
На рис. 122 представлен направленный ответвитель с двумя отверстиями связи в общей узкой стенке, разнесенными на расстояние
l = Λ0 4 , где Λ0 – длина волны в волноводе на средней длине волны λ0 рабочего диапазона генератора.
Мощность, подводимая к плечу 1, переносится волной по главному волноводу к нагрузке (плечо 2), возбуждая в дополнительном
волноводе волны через отверстия связи волны. Эти волны распространяются от отверстий связи в обе стороны к индикатору мощности (плечо 3) и согласованной нагрузке (плечо 4). Коэффициент передачи S0 через одиночное круглое отверстие связи в узкой стенке
волновода выбирается много меньшим единицы и равен
2
π Λd
S0 = i
  ,
2 ba
где d – диаметр отверстия связи; a и b – поперечные размеры волновода; Λ – длина волны в волноводе.
Волны, возбуждаемые через отверстия связи по ходу распространения волны из плеча 1 (см. рис. 122), складываются в фазе в плече 3 с индикатором мощности, так как проходят по волноводу одинаковые расстояния. Волны, возбуждаемые от отверстий связи, в плече 4 с согласованной нагрузкой вычитаются. Это объясняется тем,
что волна от первого отверстия связи приходит непосредственно в согласованную нагрузку. Волна, возбуждающая второе отверстие, проходит по главному волноводу до второго отверстия связи путь Λ0 4
и этот же путь по дополнительному волноводу – обратно до плеча
К индикатору мощности (плечо 3)
Плечо 4
1
2 6
5
3 4
1
От генератора
СВЧ
(плечо 1)
К нагрузке
(плечо 2)
λ0/4
Отверстия связи
Рис. 122. Направленный ответвитель с двумя отверстиями связи
в общей узкой стенке: 1, 5 – фланцы волновода; 2 –главный волновод;
3 – дополнительный волновод; 4 – согласованная нагрузка;
6 – замкнутая стенка
143
с согласованной нагрузкой 4, приобретая сдвиг по фазе в 180° относительно волны от первого отверстия. Таким образом, ответвитель
становится направленным. Входное плечо 1 главного волновода и
соседнее с ним плечо 4 с согласованной нагрузкой оказываются развязанными.
Мощность в плече 3 с индикатором мощности пропорциональна
мощности в главном волноводе Pпад. В силу симметрии устройства
эти свойства будут выполняться и при питании ответвителя с других плеч.
Действие направленного ответвителя (НО) с двумя отверстиями
связи существенно зависит от рабочей частоты. При длине волны
генератора, отличной от расчетной l0 волны в плече с согласованной
нагрузкой при питании со стороны плеча 1 НО не будут в противофазе, развязка между соседними плечами нарушится.
Действительно, комплексные волны напряжения b3 и b4 , выходящие из плеч 3 и 4 ответвителя соответственно, с учетом коэффициента передачи отверстия связи S0 и расстояния l между отверстиями можно представить в виде
b3 = S0 a1 + S0 a1 = 2S0 a1;
 S a + S a exp ( -i2β=
b=
l ) 2S0 a1 cos βle-iβl,
4
0 1
0 1
где a1 –поступающая в плечо 1 комплексная волна напряжения;
b4 – комплексная волна напряжения, вышедшая из плеча 4 или отраженная от него. Эти соотношения позволяют определить коэффициент передачи из плеча 1 в плечо 4:
=
S
b=
a 2S cos βle-iβl
41
4
1
0
и развязку между этими плечами




1 
1

.
=
T41 10
=
lg 
10
lg

2
2


 2 S41 
 2 2S0 ñosβl 




Здесь β = 2π Λ – постоянная распространения волны в волноводе.
При изменении длины волны генератора относительно l0 сдвиг
по фазе на длине l будет отличаться от q = 90° на величину Dq . Относительно вектора на первом отверстии связи вектор от второго отверстия развернется на угол (180° + 2Dq). Проведем преобразования
следующего вида:
cos βl = cos ( 90° ± ∆θ ) = - sin ∆θ .
144
Соответственно развязка между входом 1 и соседним плечом 4
(см. рис. 122) определится выражением


1

.
T41 = 10 lg 
2

 2 2S0 sin ∆θ 


При Dq = 0 на средней длине волны l0 развязка равна бесконечности. При увеличении Dq (изменении рабочей длины волны) развязка падает.
Для работы в более широком диапазоне длин волн используют
направленные ответвители с тремя отверстиями связи (рис. 123).
Расстояния между осями соседних отверстий связи делаются равными четвертями длины волны в волноводе Λ0 4 для некоторой
средней длины волны l0. Волны, приходящие от каждого из отверстий в плечо 4 у первого по ходу движения волны отверстия, будут
складываться. Относительно вектора А (волны от первого отверстия) вектор В от второго отверстия отстает на 180°, а вектор С от
третьего отверстия отстает на 360°.
Для выполнения хорошей развязки между плечами 1 и 4 необходимо удовлетворить равенство B = A + C = 2 A , что достигается
увеличением размера диаметра среднего отверстия. Комплексная
волна напряжения, прошедшая через отверстия связи из 1-го плеча
в 4-е, определится выражением
l
 -i2βl + Ce
 -i4β=
b4= A + Be
4 A sin2 ∆θe-i2βl .
Рассчитав величину развязки T41 для НО с тремя отверстиями
связи, нетрудно увидеть, что ее величина больше, чем у НО с двумя
а)
Λ0/4
1
б)
Λ0/4
С
в)
2
2∆Θ
А
А
А
4
А′ B
B′ С
EAC
С
С′
3
B
λ ≠ λ0
B
∆G
λ ≠ λ0
Рис. 123. Волноводный направленный ответвитель
с тремя отверстиями связи (а) и векторные диаграммы
для плеча 4 (б и в)
145
отверстиями. Векторная диаграмма при изменении рабочей длины
волны l у НО с тремя отверстиями связи представлена на рис. 123.
Суммарный вектор разворачивается на угол Dq.
Направленные ответвители используются для контроля как
мощности в питающем волноводе Pпрям, так и отраженной мощности Pотр, движущейся в обратном направлении. Для разделения
Pпрям и Pотр используют НО из трех идентичных волноводов, связанных между собой по узкой стенке отверстиями связи. В свободных
плечах дополнительных волноводов сдвоенного НО помещаются согласованные нагрузки. Такой направленный ответвитель позволяет
создать прибор для измерения коэффициента бегущей волны. Действительно, измерив Pотр и Pпрям, можно вычислить коэффициент
отражения
Γ = Ðîòð Ðïðÿì ,
а затем
ÊÁÂ=
(1 - Γ ) (1 + Γ ).
14.3.2. Направленный ответвитель
с крестообразными щелями
Направленный ответвитель с крестообразными щелями (рис. 124)
состоит из двух волноводов (основного и вспомогательного), расположенных перпендикулярно друг другу, с двумя крестообразными
отверстиями связи на общем участке широкой стенки. Крестообраз-
Вспомогательный
волновод
x0
Н10
a
a – x0
пл-ть А
Основной
волновод
Н10
пл-ть Б
Н10
Рис. 124. Направленный ответвитель с крестообразными щелями
146
ные щели разнесены по ходу движения волны на четверть длины
волны в волноводе Λ0 4 по вертикали и горизонтали.
Рассмотрим принцип действия такого направленного ответвителя. Известно, что волна Н10 в прямоугольном волноводе имеет две
составляющие магнитного поля: поперечную и продольную, сдвинутые по фазе на π/2. В волноводе существуют также продольные
плоскости А и Б, проходящие через поперечное сечение основного
волновода, с координатами х0 и (а–х0), в которых амплитуды этих
составляющих равны и, следовательно, магнитное поле поляризовано по кругу. Причем направления вращения вектора магнитного поля в плоскостях А и Б противоположны и связаны с направлением движения волны. Направление вращения этого поля зависит от того, в какую сторону распространяется волна в волноводе.
При смене направления движения волны правая поляризация в щели меняется на левую поляризацию и наоборот.
Справедливо и обратное утверждение: если создать в точке х0
вращающееся по кругу магнитное поле, то оно возбудит в соседнем
волноводе волну Н10, распространяющуюся только в одном направлении. Поэтому направленный ответвитель с одним крестообразным отверстием связи в сечении х0 обладает направленными свойствами. Очевидно, что если один волновод развернуть относительно
другого вокруг оси, проходящей через центр отверстия связи, то работа ответвителя не нарушится. Обычно волноводы устанавливают
под прямым углом друг к другу. Волна из питающего волновода создает в отверстии вращающееся круговое магнитное поле, которое
в свою очередь возбудит в другом волноводе волну, распространяющуюся от отверстия связи только в одно плечо, в котором она двигалась и до разворота волноводов. Два крестообразных отверстия
связи увеличивают направленность ответвителя и уменьшают переходное затухание.
Изменение направления распространения волны, связанное
с поворотом вспомогательного волновода на 90°, влечет за собой изменение фазы волны во вспомогательном волноводе также на 90°,
поскольку поперечное магнитное поле в одном волноводе становится продольным, в другом – наоборот. Эти изменения фазы противоположны для правого и левого вращения магнитного поля, так как
поворот волновода происходит либо по вращению, либо против вращения поля. За счет данного явления между волнами, ответвленными отверстиями, происходит сдвиг фаз на 180°. Кроме того, щели
разнесены друг относительно друга на Λ0 4 по направлению распространения волны (направо Λ0 4 и вниз Λ0 4 ), что дает еще
147
сдвиг фаз на 180°. В этом случае в нижнем плече НО поля будут
складываться в фазе. Для верхнего плеча НО разность фаз хода изза разнесения отверстий на Λ0 4 равняется нулю. Происходит их
частичная компенсация в диапазоне частот, что повышает направленность ответвителя и уменьшает переходное ослабление.
14.3.3. Волноводно-щелевой делитель с полной связью
Состоит их двух волноводов, в общей узкой стенке b которых
прорезано по всей высоте окно длиной, равной удвоенной длине окна волноводного щелевого моста (рис. 125).
Принцип действия щелевого моста можно пояснить следующим
образом. Если мощность подводится к плечу 1 моста (рис. 126), в котором распространяется только волна H10, то в области щели волна
l
b
а
а
Рис. 125. Волноводно-щелевой делитель с полной связью
E° 3
E° 10
E° 20
1
E° 10
E° 20
H10 A
Б
A
E°
Б
3
2а
4
2
E° 20
10
E° 10
E° 4
E° 20
Рис. 126. Структуры волн в области щели волноводного щелевого моста
148
′ и H20
′ . В области щепорождает два типа волн равной амплитуды H10
ли мост представляет собой единый прямоугольный волновод с размером широкой стенки A = 2a и узкой стенкой b. Размеры щели не допу′ .
скают возникновения волн более высоких порядков, например, H30
Уровень возбуждения плеч 3 и 4 при питании моста со стороны
′ и H20
′
плеча 1 будет определяться соотношением фаз волн H10
после щели.
Если бы скорость движения этих волн была одинаковой, то в плече 3 они бы сложились в фазе, а в плече 4 были бы противофазны. От
′ и H20
′ распространяются в сторону сечения
сечения АА волны H10
ББ с разными фазовыми скоростями.
Скорости движения волны Vф в области щели связана с длиной
волны генератора l, скоростью света C и размером волновода а соотношениями:
2
′
=
V
C
ô10
 λ 
1-
 ;
 4a 
′
=
V
C
ô20
 λ 
1-
 .
 2a 
2
′ движется быстрее волны. H10
′ В обычном щелевом
Волна H20
мосте необходимо получить равные по амплитуде сигналы в плечах
3 и 4 моста. Это получается, если сдвиг по фазе между волнами после щели длиной l определится выражением
′ ) - ( 2πl Λ20
′ ) = ( 2n - 1) π 2,
θ = ( 2πl Λ10
где n = 1, 2, 3… .
Отсюда длина щели равна
l=
(2n - 1)
4
′ Λ20
′
Λ10
.
′ - Λ10
′
Λ20
Для того чтобы сигнал в плече 3 моста равнялся нулю в делителе
с полной связью, необходимо чтобы сдвиг по фазе между волнами
после щели длиной l равнялся 180°. В этом случае сигнал из плеча 1
проходит в диагональное плечо 4 (см. рис. 126). Это достигается увеличением длины щели в два раза по сравнению с обычным щелевым
мостом. Тогда длина щели определится выражением
l=
(2n - 1)
2
′ Λ20
′
Λ10
.
′
′
Λ20 - Λ10
149
Действительно, если длину щели выбрать в два раза больше, чем
′ в сеу стандартного ЩМ, то при подаче сигнала в плечо 1 волна H20
′ не на 90°, а на 180°, т. е. на вычении ББ плеча 3 опередит волну H10
′ будет в одной
ходе плеча 3 сигнал равен нулю. В плече 4 волна H20
′ с учетом дополнительного сдвига по фазе полуфазе с волной H10
волн полей на 180°. Таким образом, сигнал из входного плеча 1 попадает в диагональное плечо 4. Аналогично сигнал из плеча 2 попадет в плечо 3 в силу симметрии щелевого моста.
Волноводно-щелевой делитель может быть использован для перекрестного питания излучателей ФАР, что особенно актуально
в многолучевых фазированных антенных решетках, использующих схему Батлера.
14.3.4. Регулируемый делитель мощности
на щелевых мостах
Регулируемый делитель мощности состоит из двух щелевых мостов и фазовращателя, включенного между ними, как показано на
рис. 127. К плечу 1 первого щелевого моста подключен генератор,
к плечу 4 – согласованная нагрузка, плечи 2′ и 3′ второго щелевого
моста являются выходными плечами. Нетрудно показать, используя волновые матрицы рассеяния щелевого моста, что сигналы на
выходах второго щелевого моста связаны с сигналом E1âõ на входе
первого моста и фазой ψ фазовращателя соотношениями
ψ
E 2′âûõ = iE1âõ sin e
2
-i
ψ
2;
-
ψ
ψ
E 3′âûõ = -iE1âõ cos e 2 .
2
Как видно из приведенных соотношений, величина выходных
сигналов зависит от величины фазового сдвига фазовращателя.
1
1′
2
ЩМ1
2′
ЩМ2
ФВ
4
3
4′
СН
Рис. 127. Регулируемый делитель мощности на щелевых мостах
150
3′
Параметры делителя мощности оцениваются через переходное ослабление С. Эта величина характеризуется отношением мощности
на входе к мощности на одном из выходных плеч при полностью согласованных других плечах. Учитывая, что мощность пропорциональна квадрату напряженности поля, получим переходное ослабление между плечами 1 и 3′ в виде выражения
P
1
C3′1 =
-10 lg 1âõ =
-10 lg
.
2
P3′âûõ
ψ

 cos 
2

При сдвиге по фазе ψ = 0° переходное ослабление равно нулю,
т. е. вся мощность из плеча 1 поступает в плечо 3.′ При =
ψ 180° переходное ослабление будет бесконечно большим и в плечо 3′ сигнал
не поступает. Меняя разность фаз ψ между щелевыми мостами,
можно как угодно менять соотношение между амплитудами на выходах второго щелевого моста, не нарушая при этом согласование
системы со стороны входа. При значении фазы ψ= 90° мощность делится поровну между выходными плечами второго моста, переходное ослабление равно
1
C3′1 =
C2′1 =
-10 lg
=
-3 дБ.
2
π

 cos 
2

В этом случае устройство в целом работает как единый гибридный ответвитель с делением мощности пополам, т. е. как мост.
14.4. Фазовращатели
Фазовращатели СВЧ предназнчены для изменения фазы отраженной или проходящей волны на требуемую величину.
Различные конструкции таких устройств широко используются
в трактах СВЧ, особенно в трактах фазированных антенных решеток. Различают отражательные и проходные фазовращатели СВЧ.
Отражательные фазовращатели отображаются на эквивалентной
схеме как двухполюсники, а проходные – как четырехполюсники. Существуют фазовращатели механические и электромеханические. Различают также фазовращатели с плавным и дискретным
изменениями фазы.
151
14.4.1. Механические фазовращатели
Механические фазовращатели (рис. 128) находят применение
в лабораторных и измерительных установках. Они имеют низкое
быстродействие, т. е. малую скорость изменения фазы.
В механических фазовращателях проходного типа изменение
длины отрезков линии передачи можно осуществлять путем регулировки их геометрической длины или с помощью изменения коэффициента фазы.
Рассмотрим принцип действия механического ФВ, известного
под названием «тромбон», (см. рис. 128, а). Этот фазовращатель выполнен на жестком коаксиальном кабеле. Для обеспечения согласования точки скользящих контактов во внутреннем и внешнем проводниках коаксиального кабеля разнесены по продольной координате. В этом случае на всех стыкуемых между собой отрезках линии
а)
б)
2
3
3
l
3
2
1
3
3
1
3
1
в)
l
P
P
a0
Рис. 128. Виды механических фазовращателей:
а – тромбонного типа; б – с диэлектрической пластиной;
в – с регулируемым размером волновода
152
передачи сохраняется одинаковое отношение диаметров внешнего и
внутреннего проводников, т. е. обеспечивается постоянное волновое
сопротивление.
Волноводные фазовращатели с изменением коэффициента фазы волны Н10 прямоугольного волновода показаны на рис. 128, б, в.
В конструкции (рис. 128, б) диэлектрическую пластину 2 вводят
в волновод 1 параллельно силовым линиям электрического поля Е
и перемещают от края к центру волновода держателем 3, пропущенным через отверстие в боковой стенке волновода. При продвижении
пластины в область большей концентрации поля Е увеличивается замедление волны и растет запаздывание по фазе на выходе ФВ.
Края пластины скошены для уменьшения отражений.
Диэлектрическую пластину можно погружать в прямоугольный
волновод параллельно силовым линям электрического поля (параллельно узкой стенке волновода) через неизлучающую продольную
щель в широкой стенке волновода, что приводит к замедлению волны и увеличению запаздывания по фазе на выходе фазовращателя.
Скосы на краях диэлектрической пластины играют роль плавных
переходов, обеспечивающих согласование ФВ. Подбором формы
скосов можно изменять вид зависимости фазового сдвига от глубины погружения пластины.
В конструкции (рис. 128, в) волновод выполнен из упругого металла и в середине широких стенок волновода прорезаны продольные неизлучающие щели. Под действием внешнего усилия, приложенного к боковым стенкам волновода, ширина волновода а изменяется, что приводит к изменению критической длины волны
λкр = 2а и фазовой скорости волны Н10 (сжатие волновода уменьшает запаздывание по фазе).
14.4.2. Электромеханический фазовращатель
Принцип работы электромеханического фазовращателя (рис. 129)
основан на использовании электрострикционного эффекта, который
состоит в деформации некоторых диэлектрических материалов, называемых пьезоэлектриками, под действием приложенного к ним
электрического напряжения. Наиболее сильно этот эффект выражен
у диэлектрических образцов, выполненных из керамики на основе
цирконат-титанат свинца. Из этой керамики делают тонкие пластинки и склеивают их однополярными сторонами (см. рис. 129, б). Такие
двухслойные пластинки называются биморфными. Под действием
электрического напряжения, приложенного к металлизированным
153
а)
Биморфная пластина
б)
Металлизация
а
Диэлектрическая прокладка
Рис. 129. Электромеханический фазовращатель
сторонам биморфной пластинки, она выгибается в направлении,
определяемом полярностью приложенного напряжения. Величина
прогиба зависит от величины приложенного напряжения. В электромеханическом фазовращателе (см. рис. 129, а) прогиб биморфной
пластины приводит к уменьшению размера широкой стенки прямоугольного волновода. Из-за изменения фазовой скорости волны на
участке расположения биморфной пластины изменяется фаза проходящей волны. Такие фазовращатели находят применение в миллиметровом диапазоне волн. Величина приложенного напряжения
к биморфной пластине составляет приблизительно сотни вольт.
14.4.3. Отражательные диодные фазовращатели
Многопозиционные отражательные фазовращатели часто выполняются в виде отрезка линии передачи, шунтированного в ряде
сечений коммутационными элементами, имеющими чисто активные переменные пары сопротивлений r и Kr.
Дискретно-коммутационный фазовращатель состоит из отрезка линии передачи с параллельно включенными в нее p-i-n-диодами
с управляемой величиной сопротивления r объема полупроводника
(рис. 130). Один из коммутационных элементов (проводящий p-i-nдиод) при подаче к его зажимам постоянного напряжения закорачивает линию передачи в сечении включения, так как его сопротивление r стремится к нулю, а остальные коммутационные элементы
имеют высокое сопротивление Kr (параметр качества K > 100) и не
оказывают влияния на фазу коэффициента отражения. Отрезок l1
от входа линии до первого р-i-n-диода определяет фазу коэффициента отражения ψ = 2βl1. Здесь β – постоянная распространения волны
в линии β = 2π/Λ.
154
Вход
l2
l1
Рис. 130. Схема включения р-i-n-диода в линию передачи
При переключении коммутационных элементов изменяются положения плоскости короткого замыкания в линии передачи и фаза
коэффициента отражения ψ = 2β(l1 + l2).
Управляющим элементом коммутационных фазовращателей
является резонансная диафрагма 2 в прямоугольном волноводе,
коммутируемая p-i-n-диодами 1 (рис. 131). На эквивалентной схеме
волновод с коммутируемой диафрагмой изображается в виде двухпроводной линии с параллельно включенным в нее переменным активным сопротивлением, которое под действием управляющего тока может меняться от rmin до rmax.
Отношение K = rmax rmin называется «качеством» и является одной из основных характеристик диодов, определяющих свойства дискретно коммутационных фазовращателей (КПД, точность установки
а)
б)
1
3
в)
2
г)
Рис. 131. Коммутируемая резонансная диафрагма:
а – щелевой модуль; б – схема включения p-i-n-диодов;
в – волноводный коммутатор СВЧ-мощности;
г – эквивалентная схема волноводного коммутатора
155
фазы и т. д.). Существующие p-i-n-диоды характеризуются величиной
параметра «качества», изменяющегося в пределах К = 250...1000.
Иногда при управлении малой СВЧ-мощностью в качестве фазовращателей применяются диоды с управляемой емкостью запорного слоя – варакторы, обладающие быстродействием около 10–2 мкс,
но не выдерживающие рабочей мощности, характерной для большинства типов радиотехнических систем.
Основными техническими характеристиками фазовращателей
являются: полоса рабочих частот, время переключения, пределы
регулирования фазы, величина управляемой мощности в непрерывном режиме работы ФАР, величина управляемой мощности
в импульсном режиме работы ФАР, величина фазовой ошибки, потери СВЧ-энергии, габариты и вес, надежность и стоимость.
Фазовращатель (ФВ) отражательного типа на прямоугольном
волноводе с резонансными диафрагмами, коммутируемыми р-i-nдиодами (см. рис. 131), состоит из закороченного на одном конце
прямоугольного волновода, в котором на определенном расстоянии
друг от друга расположены поперечные перегородки (диафрагмы)
с коммутируемыми диодами. Приходящая со стороны открытого
конца волновода электромагнитная волна отражается от одной из
диафрагм, замкнутых диодом. При этом диоды в остальных перегородках обесточены и не шунтируют волновод. Если теперь пропустить ток через другой диод, то фаза отраженной волны на открытом конце волновода изменится из-за изменения пути, проходимого
волной внутри волновода.
Выход и вход в фазовращателе отражательного типа оказываются совмещенными. Описанный ФВ может быть использован как самостоятельное устройство (рис. 132, а) или как отдельный узел в фаа)
б)
2
1
Рис. 132. Коммутационные фазовращатели: а – отражательный
волноводный ФВ; б – проходной ФВ на щелевом мосту
156
зовращателе проходного типа на волноводно-щелевом мосту с раздельным входом и выходом (рис. 132, б).
В качестве примера приведем характеристики резонансной диафрагмы с полупроводниковыми диодами одного из существующих
в настоящее время типов. При длине волны λ = 3,2 см резонансная
диафрагма помещается в прямоугольный волновод с поперечными
размерами a×b = 23×5 мм. Размеры щели диафрагмы 12×1 мм. Размеры пары диодов 1×1×1 мм. Коэффициент прохождения при обесточенном состоянии –0,4 дБ; при пропускании тока –20 дБ. Предельная пропускаемая мощность: импульсная 5 кВт, средняя 10 Вт.
Ток управления 100 мА.
14.4.4. Проходной фазовращатель
на волноводном щелевом мосте
Волноводный вариант дискретного полупроводникового фазовращателя с дискретом фазы Δϕ = –π/2 состоит из Н-плоскостного
волноводно-щелевого моста, в два соседних плеча которого включены отражательные фазовращатели, имеющие по три полупроводниковых выключателя каждый (см. рис. 132, б). Колебания СВЧ, подведенные к одному из входов такого фазовращателя, делятся поровну между плечами щелевого моста 1, лежащими напротив входного
плеча, со сдвигом по фазе между ними в 90°.
При этом фаза сигнала в плече напротив опережает входной сигнал на 45°, а фаза сигнала в диагональном плече отстает от входного
на 45°.
Пройдя через мост и отразившись от полупроводниковых выключателей ФВ, находящихся в режиме запирания, сигналы вторично проходят мост и складываются на выходе моста в плече, соседнем входному. Вход и выход фазовращателя развязаны друг от
друга.
Величина вносимого фазового сдвига зависит от номера замкнутого диода верхнего и нижнего отражательных фазовращателей,
работающих синхронно, и от расстояния между ними. Меняя плоскость короткого замыкания в плечах моста, можно дискретно менять фазу в выходном плече щелевого моста.
Подобный фазовращатель имеет механический аналог, в котором отражательным фазовращателям соответствуют отрезки волновода с подвижными короткозамыкающими поршнями. Синхронное перемещение поршней обеспечивает плавное изменение фазы на
выходе фазовращателя.
157
В коммутационрном фазовращателе синхронное переключение
диафрагм с диодами соответствует скачкообразному перемещению
поршней в механическом аналоге.
14.4.5. Проходные диодные фазовращатели
на переключаемых отрезках линии передачи
Проходные многопозиционные фазовращатели должны обеспечивать заданный набор фаз коэффициента передачи при сохранении условий согласования входов во всех состояниях и при минимальном вносимом ослаблении мощности. Одним из простейших
является фазовращатель на переключаемых отрезках линии передачи (рис. 133). Изменение фазы коэффициента передачи на величину дискрета фазы Δψ = β(l1 – l2) происходит в результате смены
пути прохождения СВЧ-колебаний по отрезку l1 или l2, осуществляемой диодными выключателями.
В конструкциях, выполненных на переключаемых отрезках линии передачи, каналы переключаются по одной цепи управления
путем изменения полярности управляющего сигнала. В каждом канале диоды включены согласованно и последовательно как в линию
передачи, так и в цепь управления.
14.4.6. Коммутационный ответвляющий фазовращатель
Принцип действия коммутационного ответвляющего ФВ (рис. 134)
состоит в следующем. В питающем волноводе 1 возбуждается бегущая волна. Через коммутируемые щели 2–5 питающий волновод 1
связан с отрезком волновода 6, на закороченном торце которого прорезаны наклонные щели 7 и 8.
βl1
Вход
Выход
βl2
Рис. 133. Проходной ФВ на переключаемых отрезках линии
158
а)
7, 8
Λ
2
Λ
4 Λ
2
6
в)
б)
E2x
E2y
Y
E1y
E1x
2, 3, 4, 5
X
1
Рис. 134. Коммутационный ФВ ответвляющего типа:
а – общий вид ФВ; б – излучающие щели;
в – проходной ФВ с фазой 0–π
При работе фазовращателя все щели в питающем волноводе замкнуты, кроме одной, которая возбуждает электромагнитные колебания в отрезке волновода 6. Фаза возбуждаемых колебаний зависит
от номера незамкнутой щели, так как щели связи разнесены вдоль
оси питающего волновода и фаза их возбуждения совпадает с фазой
бегущей волны в месте расположения щелей (см. рис. 134, а). Для направления движения волны в питающем волноводе и нумерации
щелей фаза колебаний, возбуждаемых в отрезке волновода 6 незамкнутой щелью в зависимости от номера щели, равна: щель 2 – фаза
Ф2 = 0; щель 3 – фаза Ф3 = –кl1; щель 4 – фаза Ф4 = –к(l1 + l2); щель
5 – фаза Ф5 = –к(l1 + l2 + l3).
Энергия волны, возбуждаемой в отрезке волновода 6, излучается одной из наклонных щелей 7, 8, коммутируемых полупроводниковыми диодами. Для уменьшения поляризационных потерь
угол наклона щелей берется порядка 5–10°. Вследствие малого наклона преобладает по величине одна из составляющих поля щели,
а именно составляющая поля Ех (см. рис. 134, б). Указанная составляющая является рабочей. Другая составляющая поля является
вредной и ее следует всячески уменьшать путем уменьшения угла
наклона щелей. Составляющие поля Ех имеют противоположное
направление, поэтому при переключении щелей фаза излученного
поля, соответствующая компоненте Ех, изменяется на 180°. При переключении щелей связи и излучающих наклонных щелей происходит дискретное изменение фазы поля излучения.
159
Если расстояние между щелями связи равно Λ/8, значения фазы
будут Ф2 = 0; Ф3 = 45°; Ф4 = 90°; Ф5 = 135°, т. е. переключение щелей
связи позволяет менять возбуждение волновода 6 скачком через 45°.
За счет переключения наклонных излучающих щелей 7, 8 к каждому из приведенных выше фазовых сдвигов можно добавить фазовый сдвиг величиной 180°. Таким образом фазовращатель обеспечивает изменение фазы скачком на 45°. Если вместо четырех щелей
взять три или две щели связи и расположить их вдоль оси питающего волновода на расстоянии соответственно Λ/6 и Λ/4, то получим
фазовращатели с изменением фазы скачком на 60 и 90°.
Отрезок волновода 6 с уменьшенным размером узкой стенки является четвертьволновым трансформатором, Величина его коэффициента трансформации, а также угол наклона щелей связи выбираются из условия получения максимальной величины КПД и требуемой величины связи с питающим волноводом.
Следует отметить, что отрезок волновода 6 с наклонными щелями и четвертьволновым трансформатором можно использовать как
самостоятельный проходной фазовращатель с дискретом изменения фазы на 180°. В этом случае величина коэффициента трансформации определится из условия согласования.
14.4.7. Проходные фазовращатели
на волноводном двойном тройнике
В трактах СВЧ широко применяются проходные фазовращатели на волноводных мостах. Например, при использовании двойного волноводного тройника сигнал поступает в Н-плечо моста и делится поровну в фазе между боковыми плечами. В боковые плечи
подключаются два идентичных отражательных фазовращателя
на коммутационных диодах с длиной короткозамкнутых плеч l1
и l2, отличающихся на четверть длины волны в волноводе. Сигналы, отраженные от плоскости короткого замыкания в боковых плечах, вернутся к мосту в противофазу и пройдут в плечо Е моста.
Фаза в выходном Е-плече будет зависеть от длин короткозамкнутых
плеч l1 и l2. Размещая пары диодов в боковых плечах моста таким
образом, чтобы при их замыкании разность пути от входа моста до
плоскости короткого замыкания составляла четверть длины волны
в волноводе, можно дискретно менять фазу на выходе в плече Е.
160
15. ФЕРРИТОВЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ
15.1. Основные свойства ферритов в поле СВЧ
с круговой поляризацией
Применяемые в СВЧ ферриты представляют собой окислы железа с примесью окислов других металлов : марганца, магния, никеля
и т. п.
Внешне феррит имеет вид керамики с большой относительной диэлектрической проницаемостью εr = 8...16 и tgδ = 10–2...10–3.
В обычном (не намагниченном) состоянии ферриты ведут себя как
диэлектрики с малыми потерями и обладают очень малой проводимостью σ = 10–7...10–12 1/Ом·м. Свойства феррита меняются, когда
его намагничивают постоянным магнитным полем.
Для рассмотрения явлений в ферритовых устройствах СВЧ можно воспользоваться упрощенной моделью электрона в виде вращающегося вокруг собственной оси заряженного волчка. Магнитная
проницаемость феррита в СВЧ-диапазоне определяется гиромагнитными свойствами электронов. При вращении вокруг своей оси
электрон, имеющий массу и заряд, создает механический Rэ и магнитный Мэ–моменты, направленные в противоположные стороны
(рис. 135). Области феррита, в которых магнитные моменты большей части электронов ориентированы одинаково, называются доменами. Объем одного домена составляет примерно 10–2 см3. Из-за их
произвольной ориентации в феррите результирующий магнитный
момент равен нулю.
а)
Bs
б)
Rэ
Br
Н
Н0
–Hc
Mэ
0
Hz
Н0
H0
–Br
–Bs
Рис. 135. Феррит в постоянном магнитном поле Н0 (а)
и петля гистерезиса (б)
161
При приложении постоянного магнитного поля Н0 вектор спинового магнитного момента Мэ будет вращаться вокруг направления
этого поля, описывая конус. Подобное явление называется прецессией. Прецессия вектора Мэ вокруг Н0 всегда происходит по часовой
стрелке, если смотреть вдоль вектора Н0.
Угловая скорость вращения ω0 определяется величиной постоянного магнитного поля Н0 и гиромагнитной постоянной γ0 и называется собственной частотой прецессионного движения
ω0 =2πf0 =γ 0 H0 ,
где γ 0 = 2π ⋅ 0,035 ÌÃö / À ⋅ ì -1.
При соответствующем выборе постоянного магнитного поля H0
собственная частота прецессионного движения ω0 лежит в области
СВЧ.
γ H
Если H0 ≈ (3...8) ⋅ 103 À/ñì, то f0 = 0 0 =0,035 ⋅ (3...8) ⋅ 105 МГц.
2π
Изменяя магнитное поле Н0, можно в больших пределах перемещать частоту ферромагнитного резонанса.
В результате сложных внутренних взаимодействий в феррите
с течением времени происходит затухание амплитуды прецессии,
и магнитный момент устанавливается вдоль поля Н0. Магнитные моменты отдельных доменов Мэ ориентируются одинаково
и образуют результирующий магнитный момент подмагниченного
феррита.
Подмагниченный феррит характеризуется вектором намагниченности М, определяемым как предел отношения результирующего магнитного момента феррита к его объему при стремлении последнего к нулю, тензором магнитной проницаемости ||μ|| и вектором
магнитной индукции B =
μ0 ( H + M ) =
μ H.
С ростом напряженности постоянного магнитного поля H0 происходит переориентация доменов, растут результирующий магнитный момент и магнитная индукция феррита. Это продолжается до
тех пор, пока векторы Н0 и М не станут параллельными. При дальнейшем росте модуля Н0 происходит ориентация по полю не сориентированных в доменах электронов, после чего наступает насыщение
феррита. С уменьшением модуля Н0 происходит уменьшение магнитной индукции. При этом закон убывания магнитной индукции
не совпадает с законом ее нарастания. Это называется явлением гистерезиса (см. рис. 135). Петля гистерезиса (ПГ) характеризуется величиной индукции насыщения Bs, остаточной намагниченности Вr
и коэрцитивной силой Нс. Остаточная намагниченность находит
162
применение в фазовращателях на ППГ для обеспечения внутренней
магнитной памяти.
При отклонении оси вращения электрона, находящегося в постоянном магнитном поле, какой-либо внешней силой она начинает
прецессировать (вращаться) вокруг направления устойчивого равновесия. Прецессия всегда происходит по часовой стрелке, если смотреть в направлении Н0. При наличии потерь прецессия происходит
по спирали, сходящейся к направлению Н0. Роль внешней силы, отклоняющей ось вращения электрона при распространении в феррите радиоволны, играет переменное магнитное поле волны Н≈, перпендикулярное направлению Н0.
Интересные явления возникают в том случае, когда к ферриту,
кроме постоянного магнитного поля, прикладывается переменное
высокочастотное электромагнитное поле с круговой поляризацией
вектора H≈ . Если вектор H≈ лежит в плоскости, перпендикулярной направлению H0 , то суммарный вектор магнитного поля начинает вращаться. В зависимости от направления вращения высокочастотного поля H≈ воздействие его на момент Мэ будет различным.
При вращении вектора H≈ по часовой стрелке, если смотреть по
направлению вектора H0 , угол конуса, по которому вращается магнитный момент, увеличивается. При вращении вектора H≈ против
часовой стрелки (против прецессии) высокочастотное поле в среднем не окажет воздействия на вращение магнитного момента. Таким образом, свойства намагниченной ферритовой среды будут различными в зависимости от направления вращения, т. е. среда становится анизотропной.
В общем случае при учете потерь в феррите магнитная проницаемость среды оказывается комплексной величиной:
μ ± =μ′± + jμ′′± ,
где действительная часть характеризует скорость распространения
волны в феррите, а мнимая часть характеризует потери, которые зависят от величины подмагничивающего поля Н0 (рис. 136).
Кроме изменения скорости распространения волны намагниченный феррит вызывает также поглощение СВЧ-поля. При вращении
вектора высокочастотного поля H≈ по часовой стрелке на указанное увеличение угла конуса между векторами H≈ и Мэ расходуется
энергия высокочастотного поля (поглощение). При вращении против часовой стрелки взаимодействие векторов слабое и поглощение
поля практически отсутствует.
163
При ферромагнитном резонансе (Hð =ω0 γ 0 ) резко отличаются
потери для волн с правым и левым направлением вращения магнитного вектора H≈ высокочастотного поля. Вне области резонанса
потери невелики для двух направлений вращения, но достаточно
сильно отличаются составляющие μ′+ и μ′- , определяющие фазовые
соотношения между волнами.
На практике используются три области кривых, примерно разделенных пунктирными линиями (см. рис. 136).
Область I соответствует H0 << Hðåç , когда μ′+ и μ′- по величине
существенно отличаются друг от друга, но еще обе положительны.
Соответственно отличаются и фазовые скорости волн с различной
круговой поляризацией, что дает принципиальную возможность
построения различных невзаимных ферритовых устройств (фазовращатель, поляризатор).
Область II соответствует H0 < Hðåç и μ′+ ≈ 0, при этом феррит вызывает заметное искажение пространственной структуры высокоIII обл
µ
µ0
Правая
круговая
поляризация 2∆Н
I обл
II обл
µ′′
µ′
1
0
µ
µ0
1
0
Нрез
Н0
Левая
круговая
поляризация
µ′–
µ′′–
Н0
Рис. 136. Зависимости магнитной проницаемости
поляризованных волн от величины подмагничивающего поля
при совпадении частоты ω с частотой прецессии
164
частотного поля (эффект «смещения» поля волны правого направления вращения), поскольку rotE = - jϖμ′+ H = 0). На этом принципе
строятся вентили в прямоугольных волноводах.
Область III соответствует H0 ≈ Hðåç . В этой области наиболее существенным фактором является различие в активных потерях,
определяемых значениями μ′′+ и μ′′- .
Потери волны с правым направлением вращения (по часовой
стрелке) резко возрастают, что может быть использовано для построения вентилей.
15.2. Феррит в волноводах прямоугольного сечения
В волноводе прямоугольного сечения с основной волной Н10
имеются сечения x0 и (a – x0), в которых вектор высокочастотного
магнитного поля обладает вращающейся круговой поляризацией
(рис. 137). Координаты этих сечений относительно узких стенок
волновода (см. рис. 137, а) определяются формулой
π
Λ
tg x0 = ,
a
2a
здесь a – размер широкой стенки волновода; Λ – длина волны в волноводе.
a) y
b
Нx
x0
Нz
a x
б)
Н0
Рис. 137. Волновод прямоугольного сечения:
а – сечения круговой поляризации;
б – расположение ферритовой пластинки в волноводе
165
В этих сечениях имеются две ортогональные составляющие магнитного поля, равные по амплитуде и сдвинутые по фазе в одном
сечении на +90°, а в другом сечении на –90°. Поэтому магнитное
поле волны Н10 у разных стенок в сечениях x0 и (a – x0) волновода имеет противоположное направление вращения. При изменении направления движения волны в волноводе в этих сечениях
направление вращения поля меняется на противоположное. Если
теперь в сечении x0 или (a – x0) поместить ферритовую пластинку
(см. рис. 137, б) и подмагнитить ее постоянным магнитным полем
Н0, (вдоль координаты y) перпендикулярным высокочастотному полю волны Н10 в волноводе, то будут выполнены условия, обеспечивающие невзаимные свойства феррита.
В зависимости от направления распространения волна Н10 будет
испытывать различное воздействие со стороны намагниченного феррита. Влияние пластинки феррита будет определяться некоторыми
эффективными значениями магнитных проницаемостей μ′+ и μ′- .
В I-й области μ′- > μ′+ , следовательно, фазовые постоянные будут
разными:
β+=
2
π
ϖ2εμ′+ -  
a
и β -=
2
π
ϖ2εμ′- -   .
a
Величина изменения фазы волны в волноводе определяется произведением фазовой постоянной распространения волны на длину
пластины l:
ψ+ =
β+ l и ψ - =β- l.
Так как магнитная проницаемость μ′- > μ′+ , то фазовый сдвиг
ψ- > ψ+ .
Таким образом, фазовый сдвиг волн, распространяющихся в разных направлениях, будет различным. Следовательно, расположив
ферритовую пластину в сечении х0, можно создать устройство со
свойствами невзаимного фазовращателя.
15.3. Невзаимные ферритовые фазовращатели
с поперечным полем подмагничивания феррита
В ферритовых фазовращателях с поперечным полем подмагничивания (рис. 138) используются свойства существования в волноводах
сечений x0 и (a–x0), в которых вектор Н≈ волны Н10 имеет круговую
поляризацию с противоположным направлением вращения. При изменении направления движения волны в волноводе в этих сечениях
166
а)
б)
2
2
3
S
1
1
S
N
H0
2
1
Рис. 138. Невзаимные фазовращатели с поперечным полем
подмагничивания феррита: а – волноводный; б – коаксиальный
направление вращения поля меняется на противоположное. Помимо
этого принимают во внимание зависимость магнитной проницаемости ферритов от направления (право, влево) вращения полей от поля
подмагничивания. Для создания постоянного поперечного магнитного поля в фазовращателях используются электромагниты.
Фазовращатели с поперечным полем подмагничивания – невзаимные, так как направления вращения вектора Н≈ в области ферритовых вставок оказываются различными для волн, распространяющихся в противоположных направлениях. Таким образом, фазовый сдвиг волн, распространяющихся в разных направлениях,
будет различным. Так как магнитная проницаемость μ′- > μ′+ , то
фазовый сдвиг ψ - > ψ + .
В фазовращателе на прямоугольном волноводе для увеличения
фазового сдвига и уменьшения длины волны обычно используют
две ферритовые пластины, расположенные по обе стороны от оси
волновода в сечениях x0 и (a – x0) волновода с круговой поляризацией вектора Н≈ и намагниченные в противоположных направлениях.
Здесь (см. рис. 138): 1 – феррит;. 2 – управляющий электромагнит;
3 – диэлектрик.
В фазовращателе на коаксиальной линии передачи применяют
также ферритовое и диэлектрическое заполнение, обеспечивающее
существование вращающегося вектора Н≈ в феррите. При изменении управляющего тока в электромагните изменяются магнитная
проницаемость феррита, замедление волны и фаза, вносимая фазовращателем.
167
Общим недостатком фазовращателей с плавным изменением фазы является необходимость непрерывной подачи тока в управляющие обмотки.
Практически во всех подобных устройствах для подмагничивания феррита используют постоянные магниты, обеспечивающие
фиксированный сдвиг по фазе.
15.4. Проходной волноводный ферритовый
фазовращатель Реджиа–Спенсера
Он состоит из отрезка прямоугольного волновода, внутри которого помещен продольно подмагниченный ферритовый стержень.
Продольное магнитное поле в стержне создает соленоид, намотанный непосредственно на волновод.
По центру прямоугольного волновода с волной H10 составляющая магнитного высокочастотного поля параллельна широкой
стенке волновода и перпендикулярна постоянному магнитному полю H0, создаваемому соленоидом. Линейно поляризованный вектор
высокочастотного поля можно разложить на два вектора круговой
поляризации со встречным направлением вращения, имеющие разные постоянные распространения: β+ и β- .
Фазовый набег определяется на феррите длиной l из соотношения
β - β+
ψ= l.
2
При изменении тока в соленоиде изменяется и подмагничивающее поле, которое приводит к изменению магнитной проницаемости стержня и, следовательно, фазовой скорости проходящей
волны.
Фазовращатель Реджиа-Спенсера взаимный и может быть создан на любую частоту в диапазоне 8–70 ГГц. Его достоинством являются конструктивная простота и возможность изменения фазы
в пределах 0–360° при сравнительно слабых управляющих полях
и вносимом ослаблении СВЧ-мощности 0,5–1,0 дБ. Однако фазовращатель пригоден в сравнительно узкой полосе частот при уровнях
средней мощности не более 0,5 кВт.
Фазовращатели с плавным изменением фазы называются аналоговыми. Недостатком ферритового аналогового фазовращателя является низкая точность установки фазы и необходимость постоянного протекания управляющего тока через соленоид для поддержания требуемого фазового сдвига.
168
4
3
1
5
2
Рис. 139. Проходной волноводный ферритовый фазовращатель:
1 – фланец; 2 – прямоугольный волновод; 3 – ферритовый стержень;
4 – диэлектрическое кольцо; 5 – постоянный магнит
Наибольшее распространение на практике получили дискретные фазовращатели, которые имеют высокое быстродействие, большую точность установки фазы и большую повторяемость характеристик при серийном производстве по сравнению с фазовращателями, имеющими плавное изменение фазы.
15.5. Ферритовые вентили
с поперечным полем подмагничивания
Вентиль представляет собой устройство СВЧ, пропускающее без
потерь мощность в прямом направлении с входа на выход и полностью поглощающее мощность СВЧ, подведенную к его выходу. Наибольшее распространение на практике получили резонансные вентили, вентили со смещением поля и поляризационные вентили.
Резонансный вентиль (рис. 140) на прямоугольном волноводе
с волной Н10 состоит из ферритовой пластинки 1, размещенной параллельно продольной оси волновода на таком расстоянии от его
узкой стенки, где амплитуды продольной и поперечной составляющих магнитного поля равны. В этом сечении вектор магнитного поля вращается в плоскости Н в направлении, задаваемом направлением распространения волны.
Поперечное подмагничивающее поле Н0 создается постоянным
магнитом 2.
169
2
N
1
S
3
Рис. 140. Резонансный вентиль
В основу работы такого вентиля положен эффект ферромагнитного резонанса. Величина подмагничивающего поля лежит в области III (см. рис. 136), и значение подмагничивающего поля приближается к резонансному значению H0 ≈ Hðåç . В этой области волна,
бегущая в одном направлении, сильно затухает, а бегущая в противоположном направлении проходит почти без ослабления.
Для падающей волны в месте расположения феррита вектор магнитного поля вращается против часовой стрелки, что соответствует
волне левого вращения. Такая волна распространяется по волноводу с ферритом практически без потерь. Отраженная волна в месте
расположения феррита имеет вектор магнитного поля правого вращения и интенсивно поглощается ферритом. Диэлектрическая пластина 3 предназначена для расширения рабочей полосы частот вентиля. Недостатком резонансного вентиля является большая напряженность подмагничивающего поля Н0 и, следовательно, большой
вес постоянного магнита и самого вентиля.
Этот недостаток в значительной степени устраняется в вентилях,
построенных на основе эффекта смещения поля.
Для создания вентилей при значениях H0 < Hðåç используется
свойство смещения поля в области II (см. рис. 136). Наличие ферритовой пластинки в сечении х0, обладающей для СВЧ-поля с правым
направлением вращения магнитной проницаемостью μ′+ ≈ 0, приводит к подавлению электрического поля волны H10, поскольку
rotE = -iωμ′+ H = 0 и E = 0.
В этом случае поле Е смещается из сечения x0.
Вентиль на смещении поля (рис. 141) конструктивно (2) выполняется так же, как и резонансный вентиль. Отличие состоит в том,
170
а)
б)
Отраженная
волна
Падающая
волна
N
1
S
3 2
Рис. 141. Ферритовый вентиль на смещении поля: а – вентиль:
1 – ферритовая пластинка, 2 – поглощающая пленка
с большими потерями, 3 – постоянный магнит; б – распределение
электрического поля в поперечном сечении волновода для волн,
бегущих в разных направлениях
что вместо диэлектрической пластины боковая поверхность феррита покрывается радиопоглощающей пленкой.
Для правополяризованной волны с магнитной проницаемостью
μ′+ поглощающая пленка оказывается в узле электрического поля и
не влияет на эту падающую волну. Волна распространяется по волноводу практически без потерь, так как в месте расположения поглощающей пленки образуется ноль поперечного электрического
поля из-за смещения поля Е из феррита (см. рис. 141, б).
Для левополяризованной волны с проницаемостью μ′- в месте
расположения поглощающей пленки будет максимум поперечной
составляющей электрического поля Е, и отраженная волна интенсивно поглощается этой пленкой.
15.6. Ферритовый Y-циркулятор
Циркуляторы представляют собой устройства СВЧ, имеющие
три или четыре входных линии передачи, причем мощность СВЧ
без потерь передается в одном направлении, например с входа 1 на
вход 2, с входа 2 на вход 3 и т. д. Циркуляторы, имеющие три входных линии передачи, называются Y-циркуляторами. Циркуляторы
с четырьмя входами называются Х-циркуляторами. На эквивалентной схеме циркуляторы отображаются в виде шестиполюсника (три
входа) или восьмиполюсника (четыре входа). Циркулятор является невзаимным устройством СВЧ без потерь. Наибольшее практическое применение имеют Y-циркуляторы, использующие различие
171
магнитных проницаемостей феррита для волн круговой поляризации магнитного поля правого и левого вращений.
Ферритовый Y-циркулятор (рис. 142) представляет собой три
прямоугольных волновода, соединенных между собой под углом
120° в H-плоскости. Размеры волноводов обеспечивают существование только волны H10.
В центре сочленения волноводов (рис. 143) размещается ферритовый стержень или диск 4. Постоянный магнит создает поле Н0
вдоль оси ферритового стержня (диска) перпендикулярно широким
стенкам волноводов. Высота стержня равна высоте волноводов или
меньше нее. Стержень обычно помещается в диэлектрический цилиндр 5, который заметно улучшает работу циркулятора и упрощает его настройку, расширяя полосу пропускания.
3
Магнит
1
2
Феррит
Рис. 142. Y-циркулятор на прямоугольных волноводах
P1
1
+ E1 4
5
+
2
E′2
E
+ 2
E′3
+
E3
+ a
3
P2
Рис. 143. К пояснению работы ферритового Y-циркулятора
172
Если в тройнике нет феррита, то волна, поступающая в плечо 1,
делится поровну и в фазе между плечами 2 и 3. При наличии намагниченного феррита волны, проходящие в плечи 2 и 3, будут суперпозицией двух полей: первичного, обозначенного E2 и Е3, и вторичного, переизлученного ферритовым стержнем (Е′2, Е′3). Первичные поля в плечах 2 и 3 в силу симметрии будут синфазны и равны
по амплитуде. Амплитуды и фазы вторичных полей в плечах 2 и
3 зависят от размеров и электрических параметров ферритового
стержня и диэлектрического цилиндра. Параметры феррита можно регулировать подмагничивающим полем. Регулировками можно добиться, чтобы поля Е2 и Е′2 в плече 2 были синфазны, а Е3 и Е′3
в плече 3 – противофазны, а их амплитуды одинаковы. При этих условиях электромагнитная энергия из плеча 1 полностью переходит
в плечо 2. Так как система симметричная, то колебания из плеча 2
будут передаваться только в плечо 3, а из плеча 3 – в плечо 1, т. е.
будет реализована последовательность передачи 1–2–3–1. При изменении направления внешнего магнитного поля последовательность
передачи (циркуляция) также изменится на обратную: 1–3–2–1.
Работу циркулятора можно также объяснить следующим образом. При возбуждении, например входа 1 волной H10 прямоугольного волновода, она разделяется на две волны, огибающие ферритовый диск. Направления вращения вектора H этих волн в месте расположения феррита оказываются противоположными (+ по часовой
стрелке и – против часовой стрелки), поэтому магнитные проницаемости ферритового диска для этих волн μ + и μ - оказываются различными. Это обусловливает различие фазовых скоростей волн,
огибающих ферритовый диск с разных сторон. Размеры и параметры феррита подбирают так, чтобы эти волны на входе 2 циркулятора складывались в фазе, а на входе 3 – в противофазе. Из-за поворотной симметрии Y-циркулятора аналогичные процессы будут происходить при возбуждении входов 2 и 3. Y-циркуляторы могут быть
выполнены также на коаксиальных и полосковых линиях.
15.7. Проходной фазовращатель на Y-циркуляторе
Рассмотрим работу фазовращателя на Y-циркуляторе (рис. 144)
в волноводном исполнении. Если к плечу 2 Y-циркулятора подключить отрезок волновода длиной l, замкнутый на конце, то волна из
плеча 1 переходит в плечо 2 и после отражения от замкнутого плеча
2π
поступает в плечо 3, получив сдвиг по фазе ψ = 2l.
Λ
173
Разместив в плече 2 несколько p-i-n-диодов, включенных параллельно друг другу на фиксированных расстояниях l1, l2,
можно обеспечить дискретное изменение фазы в выходном плече 3
Y-циркулятора за счет включения диодов. Известно, что сопротивление диода может меняться от 10 до 10 тыс. Ом. Если диод отключен, то его сопротивление велико, и он не шунтирует линию передачи. При подаче на него напряжения сопротивление диода мало и он
замыкает линию накоротко.
15.8. Четырехплечный циркулятор на щелевых мостах
Четырехплечный циркулятор (рис. 144) содержит два щелевых
моста и включенные между ними пластины из диэлектрика и феррита.
Нетрудно показать, что сигналы на выходах второго щелевого
моста связаны с сигналом E1âõ на входе первого моста и разностью
фаз ψ между сигналами на входе второго щелевого моста соотношениями
ψ
ψ -i 2


E4âûõ = iE1âõ sin e
;
2
-
ψ
ψ
E 2âûõ = -iE1âõ cos e 2 .
2
В циркуляторе весь сигнал из плеча 1 первого щелевого моста
поступает в диагональное плечо 2 второго моста, если разность фаз
между входными сигналами ψ = 0.
Если разность фаз между сигналами на входе второго моста равна ψ = π, то весь сигнал из плеча 1 первого щелевого моста поступает
в плечо 4 второго моста, лежащего напротив входа 1. Величина фаН0
4
Ферритовая
пластинка
1
3
2
Диэлектрическая
пластинка
3-децибельный
ответвитель
(щелевой мост)
Рис. 144. Четырехплечный циркулятор на щелевых мостах
174
Феррит
E1 = 1
1
ϕ– = ϕ0 + π
0,707 π/2
3
0,707
0,707
π
+ ϕ0
2
0
0,707
ϕ0
ϕ0
ϕ0
ϕ+ = ϕ0
0,5
0,5
π + ϕ0
ϕ0
4
π
2
0,5
ϕ0 +
0,5
π
ϕ0 +
2
2
Диэлектрик
Рис. 145. К пояснению работы циркулятора на щелевых мостах
зового сдвига, вносимого ферритовой и диэлектрической пластинами
при разных направлениях движения волны, показана на рис. 145.
При работе циркулятора сигналы слева направо передаются из
входного плеча в диагональное плечо: с 1-го на 2-е, с 3-го на 4-е. При
передаче сигналов справа налево мощность поступает в плечо, лежащее напротив входного, т. е. с 2-го на 3-е и с 4-го на 1-е.
15.9. Проходной дискретный ферритовый фазовращатель
Дискретный ферритовый фазовращатель с дискретом фазы
Δϕ = –π/4 (рис. 146) состоит из прямоугольного волновода, внутри
которого размещены три тороидальных ферритовых элемента, имеπ
π/2
π/4
Рис. 146. Проходной коммутационный ферритовый фазовращатель
175
B
Br
–H0
–Iупр
H
Iупр
Рис. 147. Прямоугольная петля гистерезиса (ППГ)
ющих «прямоугольную» петлю гистерезиса (ППГ), показанную на
рис. 147. Подмагничивание феррита создается импульсами тока,
протекающего по проводам, проходящим через тороиды. Амплитуда импульсов Iупр выбирается такой, чтобы феррит достиг состояния насыщения по величине магнитной индукции В. Значение фазового сдвига, вносимого одним ферритовым тороидом, определяется величиной остаточной магнитной индукции ±Вr .
Основным преимуществом фазовращателей этого типа является
наличие внутренней магнитной памяти. Она проявляется в том, что
ферриты с ППГ (рис. 147) сохраняют состояние намагниченности
неограниченно долго, а управляющий ток протекает лишь при перемагничивании феррита, причем импульсы тока имеют длительность порядка 10–6 с и амплитуду 20–30 А.
Такие фазовращатели имеют широкое практическое применение и работают в полосе частот 5–10% от средней частоты, внося дополнительные тепловые потери примерно 1 дБ при КСВ-1,2 на входе. Уровень средней мощности СВЧ-колебаний, подводимых к входу
фазовращателя, может достигать 0,5 кВт.
Следует отметить, что рассмотренный ферритовый фазовращатель является невзаимным устройством, т. е. величина вносимого
фазового сдвига зависит от направления распространения волны
в волноводе (рис. 148).
Сохранение фазового сдвига для волны с противоположным направлением распространения достигается изменением направления управляющего тока в проводах.
Невзаимность фазовращателя объясняется тем, что феррит, подмагниченный поперечно относительно распространения волны
176
Феррит
В
Н
В
Н
a
Н
Н0
Н
a
Н0
Направление
распространения волны Н0
Рис. 148. К пояснению невзаимности фазовращателя
СВЧ, имеет разные значения магнитной проницаемости для волн
с противоположным направлением вращения вектора магнитного
поля. Участки ферритовых тороидов, которые параллельны узким
стенкам волновода, расположены в сечениях х0 и (а – х0) с круговой поляризацией вектора магнитного поля волны Н10 по часовой
стрелке и против часовой стрелки. Направление вращения задается
направлением распространения волны. При изменении направления распространения волны в волноводе меняется направление вращения вектора Н этой волны относительно направления подмагничивающего поля Н0 (см. рис. 148), поэтому изменяется магнитная
проницаемость феррита и величина вносимого фазового сдвига.
15.10. Поляризатор на круглом волноводе
Поляризатор на круглом волноводе состоит из круглого волновода с основным типом колебаний Н11 . В центр волновода помещают
тонкий ферритовый стержень, поддерживаемый диэлектрической
втулкой. Намагничивание феррита постоянным магнитным полем
H0 вдоль оси волновода производится соленоидом (катушка с током на волноводе). Причем магнитное поле H0 << Hрез (область I на
рис. 136) перпендикулярно магнитному высокочастотному полю.
Структура основной волны круглого волновода TE11 в центре
волновода имеет линейную поляризацию вектора Н. Известно, что
всякую линейно поляризованную волну можно представить суммой
двух волн с половинными амплитудами круговой поляризации со
встречным направлением вращения H+ и H- . Угол поворота в пространстве этих векторов определяется их фазами. Если фазы изменяются одинаково, поляризация результирующего вектора сохраняется прежней. Если же вращающиеся векторы изменяются по
фазе не одинаково, то суммарный вектор повернется в простран177
стве, т. е. изменит свою поляризацию. Явление поворота плоскости
поляризации волны при прохождении ее через анизотропное вещество называется эффектом Фарадея. Поворот плоскости поляризации всегда происходит по часовой стрелке, если смотреть по направлению подмагничивающего поля H0, и не зависит от направления
распространения волны.
В таком случае феррит на рассмотренные два вектора со встречным направлением вращения будет оказывать различное воздействие. В результате сложения этих векторов на выходе феррита происходит поворот плоскости поляризации суммарного вектора по
сравнению с поляризацией на входе феррита. Плоскость поляризации поворачивается по часовой стрелке на угол
α = ( β- - β + ) l 2,
где β+ и β– – постоянные распространения правополяризованной
и левополяризованной волн соответственно; l – длина ферритового
стержня.
15.11. Фазовращатель на круглом волноводе с волной Н11
В фазовращателях на круглом волноводе с волной Н11 и с продольно намагниченными стержнями используют зависимость фазовой скорости волны на участке с ферритовым стержнем от напряженности поля подмагничивания. Однако в таких фазовращателях
2
Н0
Н0
2
1
3
Рис. 149. Фазовращатель на круглом волноводе с двумя
встречновключенными обмотками подмагничивания: 1 – продольно
намагниченный ферритовый стержень; 2 – плавный переход от круглого
волновода к прямоугольному волноводу; 3 – обмотка подмагничивания
178
обязательно должно устраняться вредное влияние эффекта Фарадея, проявляющееся в повороте плоскости поляризации, паразитной амплитудной модуляции и в дополнительном ослаблении колебаний при изменении поля подмагничивания Н0. Поле подмагничивания создается двумя соленоидами, включенными встречно
(рис. 140). Поворот плоскости поляризации волны на двух участках
волновода с ферритовым стержнем, намагниченным в противоположных направлениях, происходит в разные стороны, и поляризация волны на выходе фазовращателя остается такой же, как и на
его входе. С двух сторон круглого волновода с ферритовым стержнем устанавливаются плавные переходы от круглого волновода
к прямоугольному.
При изменении величины тока в соленоиде изменяется поле
подмагничивания и фазовый сдвиг фазовращателя в соответствии
с формулой
ψ = ( β- - β + ) l 2,
где β+ и β– – коэффициенты распространения правополяризованной
и левополяризованной волн соответственно; l –длина ферритового
стержня. Данный фазовращатель – взаимный.
15.12. Поляризационный вентиль на круглом волноводе
Поляризационный вентиль (рис. 150) состоит из поляризатора на
круглом волноводе с волной Н11, принцип работы которого рассмотрен ранее и основан на использовании эффекта Фарадея. К входам
поляризатора подключены плавные переходы с круглого волновода 2′ на прямоугольные волноводы 1 и 2, являющиеся входом и выходом вентиля.
Внутри переходов размещены поглощающие пластины 3’. Параметры ферритового стержня 1′ и соленоида 4′ подобраны так, чтобы обеспечивать поворот на угол ψ = 45° плоскости поляризации,
проходящей по круглому волноводу волны Н11. При возбуждении
входа вентиля 1 волной H11 прямоугольного волновода она в плавном переходе 2′ преобразуется в волну H11 круглого волновода. Это
преобразование происходит без поглощения мощности СВЧ пластиной 3′, так как силовые линии электрического поля проходящей
волны перпендикулярны пластине. Пройдя через поляризатор, плоскость поляризации волны Н11 поворачивается по часовой стрелке
на 45°, и силовые линии электрического поля оказываются параллельными узким стенкам выходного прямоугольного волновода.
179
4′
а)
2′
2
Н0 3′
3′
2
1
Н0
1′
45°
б)
Е
Е
1
в)
Е
1
Н01
2
Н10
Н11
Н10
45°
45°
Е
2
Е
Н11
Н10
Рис. 150. Поляризационный вентиль
Второй плавный переход преобразует без потерь волну круглого
волновода в волну Н10 прямоугольного волновода 2.
При возбуждении прямоугольного волновода 2 волной Н10 она
без потерь преобразуется в волну Н11 круглого волновода.
Пройдя поляризатор, плоскость поляризации волны Н11, поворачивается по часовой стрелке на 45°, так как направление вращения
плоскости поляризации в эффекте Фарадея определяется направлением подмагничивающего поля Í0 и не зависит от направления
распространения волны. Таким образом, силовые линии электрического поля волны Н11 оказываются параллельными поглощающей
пластине и широким стенкам прямоугольного волновода 1. Мощность СВЧ, переносимая этой волной, интенсивно поглощается пластиной 3′, и на вход 1′ волна не проходит.
Вентили используются как элементы развязки в трактах СВЧ,
например для устранения вредного воздействия колебаний на генератор СВЧ.
180
16. ОКОНЕЧНЫЕ НАГРУЗКИ ТРАКТОВ
16.1. Согласованные нагрузки
Волноводные согласованные нагрузки бывают поверхностные и
объемные. Конструктивно их выполняют в виде отрезка волноводной трубы 2, короткозамкнутого на одном конце 4 и снабженного соединительным фланцем 1 – на другом (рис. 151). Внутри трубы помещают поглощающее сопротивление 3 в виде пластин с заостренными концами или клина с одним или двумя скосами.
В поверхностных согласованных нагрузках для волноводов прямоугольного поперечного сечения, возбуждаемого волной Н10, в качестве поглощающего сопротивления используются тонкие клинообразные диэлектрические пластины, покрытые поглощающим
слоем с поверхностным сопротивлением около 1000 Ом/см2. Пластины располагаются параллельно электрическим силовым линиям поля, а значит, параллельно узким стенкам волновода. Клинообразная форма пластин обеспечивает поглощение мощности в широкой полосе частот с минимальным значением КСВ и, кроме того,
равномерный нагрев сопротивления. Это особенно важно, поскольку неравномерное выделение тепла по длине сопротивления вызывает деформацию пластин. Иногда для противодействия изгибу, короблению пластин и уменьшению их длины при сохранении треа)
1
2
б)
3
А–А
4
А
А
Рис. 151. Волноводные согласованные нагрузки: с поверхностными
поглощающими сопротивлениями в виде одиночных (а)
и сдвоенных (б) пластин
181
буемого значения рассеиваемой мощности и КСВ используют две
склеенные пластины, одна из которых короче другой.
Согласованные нагрузки с поверхностными сопротивлениями применяются для рассеивания небольших уровней мощности
до 5–8 Вт.
Волноводные согласованные нагрузки с объемным сопротивлением можно использовать для рассеивания не только малых, но и
больших уровней мощности (до 1000 Вт). Малые значения КСВ этих
нагрузок достигаются правильным выбором размеров и формы поглощающих сопротивлений. Их объемная клинообразная форма
обеспечивает минимальный КСВ в широком диапазоне частот и
равномерное нагревание всего сопротивления. Объемное поглощающее сопротивление представляет собой композицию карбонильного
железа и полистирола. Кроме карбонильного железа можно использовать графит, асбест и др. В качестве связки используют различные термореактивные материалы, например эпоксидные компаунды. Они позволяют получить сопротивление с более высокой механической прочностью и теплостойкостью. Высокую термостойкость
имеют объемные поглощающие сопротивления из кристаллического кремния с керамической связкой. Материал поглощающего сопротивления имеет хорошую адгезию со стенками волновода, поэтому дополнительного крепления поглощающего сопротивления не
требуется.
Конструкция поглощающей нагрузки малой мощности (рис. 152)
состоит из отрезка волноводной трубы 2 с фланцем 1 на одном конце и короткозамыкающей металлической заглушки 4 на другом
1
5
2
3
4
77
Рис. 152. Конструкция волноводной поглощающей нагрузки малой
мощности (до 5 Вт) с объемным поглощающим сопротивлением
182
конце. Внутри трубы жестко закреплено поглощающее сопротивление 3 клинообразной формы. Винт 5 крепит заглушку 4 к волноводной трубе.
Для поглощения большой мощности (сотни ватт) используется
волноводная поглощающая нагрузка, конструкция которой представлена на рис. 153. Корпус нагрузки состоит из двух частей 2 и 3,
изготовленных литьем. Обе части скрепляются винтами 4 и после
сборки образуют прямоугольный волновод с фланцем и охлаждающими ребрами. Волновод со стороны, противоположной фланцу,
закрыт металлической заглушкой 6, закрепленной с помощью винтов. Внутри волновода установлено поглощающее сопротивление 1,
закрепленное в волноводе стопорными винтами 5.
Наименьшие отражения в широкой полосе частот обеспечиваются вставками, входная часть которых в плоскости вектора Е имеет форму экспоненциального клина. Для устранения отражения
от металлической заглушки 6 вставка должна вносить ослабление
20–25 дБ. Для улучшения отвода тепла площадь соприкосновения
вставки со стенками волновода делают максимальной, а внешнюю
поверхность волновода снабжают радиатором.
В коаксиальном тракте простейшей нагрузкой является резистор с сопротивлением, равным волновому сопротивлению линии
435
А
1
6
3
2
А
120
А–А
5
4
155
Рис. 153. Конструкция волноводной поглощающей нагрузки
высокой мощности с объемным поглощающим сопротивлением
183
передачи. Однако на сантиметровых волнах размеры резистора соизмеримы с длиной волны, входное сопротивление становится частотно-зависимым и качество согласования заметно ухудшается.
Для снижения коэффициента отражения и расширения рабочей полосы частот коаксиальные нагрузки (рис. 154) сантиметрового диапазона волн часто выполняются в виде отрезков нерегулярной
линии передачи с потерями. Поглощающие элементы могут быть
объемными или в виде тонких поглощающих пленок. Хорошее согласование в конструкции с объемным конусом (рис. 154, а) достигается при длине поглощающего элемента l ≥ λ.
Более распространены коаксиальные нагрузки с поглощающими элементами в виде керамических цилиндров, покрытых металлооксидными или углеродистыми проводящими пленками. Толщину пленки выбирают малой по сравнению с глубиной погружения
тока, поэтому поверхностное сопротивление пленки почти не завиa)
б)
l
l
d
D
в)
l
d
2a
z
Рис. 154. Коаксиальные согласованные нагрузки с поглощающими
элементами в виде: конуса (а); экрана ступенчатой формы (б);
экрана воронкообразной формы (в)
184
сит от частоты. Чтобы входное сопротивление коаксиальных нагрузок с цилиндрическими поглощающими элементами были чисто
активными и почти не менялись в значительном интервале частот,
такие нагрузки снабжают нерегулярными металлическими экранами со специально подобранными профилями и размерами.
При поглощающем элементе в виде ступенчатого экрана (см.
рис. 154, б) оптимальное качество согласования при λ ≥ 6l получается при выборе уменьшенного диаметра экрана в соответствии
с соотношением
138 lg ( D d ) = Zâ
5,
где Zâ – волновое сопротивление основного коаксиального кабеля.
Длина уступа внешнего проводника должна быть несколько меньше длины пленочного поглощающего элемента.
Широкополосные коаксиальные нагрузки имеют внешний экран
воронкообразной формы (см. рис. 154, в).
Согласованные нагрузки для полосковых линий передачи представляют собой тонкопленочные полоски из резистивных материалов, нанесенных на полосковую плату и закороченных с одного конца на экран полосковой линии. Толщину полоски подбирают в несколько раз меньше глубины проникновения тока, а длина полоски
может быть малой по сравнению с длиной волны. Однако из-за небольшой площади теплоотвода такие сосредоточенные нагрузки выдерживают лишь небольшую мощность. Для увеличения рассеиваемой мощности нагрузки выполняются в виде протяженных отрезков
(l ≈ λ) регулярных или нерегулярных линий передачи с потерями.
При этом необходим подбор формы поглощающей поверхности.
16.2. Реактивные нагрузки
Реактивные нагрузки находят широкое применение в СВЧустройствах. В качестве реактивных двухполюсников обычно используют короткозамкнутые шлейфы. Основным параметром, характеризующим качество реального шлейфа, является величина
входного КСВ, которая должна быть как можно более высокой.
Возможные конструктивные решения подвижных короткозамыкающих поршней для прямоугольных волноводов продольных сечений, параллельных узкой стенке волновода, показаны на рис. 155.
В первой конструкции (см. рис. 155, а) разрезные пружинные
контакты А вынесены от закорачивающей стенки волновода на расстояние Λ / 4. Поэтому контакты оказываются в сечении волновода
185
A
а)
1
B
Н10
3
B
A
2
λB/4
ZB1
ZB1
1
б)
B
A
B
A
Н10
λB/4
ZB1
в)
2
λB/4
ZB1
A
3
1
B
Н10
3
B
A
λB/4
A
2
Рис. 155. Волноводные короткозамыкающие поршни: 1 – волновод;
2 – поршень; 3 – тяга
с нулевыми значениями продольного тока на стенках волновода,
и неидеальность контактов не приводит к потерям мощности.
Во второй конструкции поршня (см. рис. 155, б) механические
контакты А включены в волновод через два трансформирующих отрезка линии передачи с низкими значениями нормированного волнового сопротивления ZÂ1 и ZÂ2 .
Предполагая, что активное сопротивление контактов в точке А
равно rA, и применяя дважды формулу пересчета сопротивления через четвертьволновый трансформатор, находим входное сопротив2
ление в точках B: rB = rA ( ZÂ1 ZÂ2 ) .
При выборе ZÂ1 << ZÂ2 удается существенно уменьшить эквивалентное сопротивление контакта rB и увеличить КСВ поршня.
186
В третьей конструкции поршня (см. рис. 155, в) точки механического контакта помещены в середину свернутого короткозамкнутого
полуволнового отрезка линии передачи, который состоит из двух
каскадно включенных четвертьволновых отрезков с волновыми сопротивлениями ZÂ1 и ZÂ2 . К активному сопротивлению контакта
rA добавляется бесконечное реактивное сопротивление короткозамкнутого четвертьволнового шлейфа с волновым сопротивлением ZÂ2 . Сумма сопротивлений контакта и шлейфа трансформируется четвертьволновым отрезком с волновым сопротивлением ZÂ1
в практически нулевое сопротивление в точке B, в которой создается виртуальное короткое замыкание для токов СВЧ.
187
17. МОДУЛИ ИЗЛУЧАТЕЛЕЙ РЕШЕТОК
С ФАЗОВРАЩАТЕЛЯМИ
17.1. Модуль полуволнового полоскового вибратора
с фазовращателями
Рассмотрим работу модуля вибраторной фазированной антенной
решетки (ФАР) отражательного типа, состоящей из полотна вибраторов и рупорного облучателя. Излучатель решетки – симметричный полуволновый вибратор в микрополосковом исполнении расположен над плоской металлизированной поверхностью на высоте
подвеса h = λ/4 (рис. 156). Симметричный вибратор методом катодного распыления нанесен на подложку из поликора с относительной
диэлектрической проницаемостью e ≈ 9. Плечи вибратора подключены к четвертьволновому отрезку двухпроводной линии, нанесенной на подложку. Продолжением четвертьволновой двухпроводной
линии является симметрирующее устройство в виде U-колена, выполненное на той же подложке, но с металлизированной обратной
поверхностью. Длина ветвей l1 и l2 симметрирующего U-колена отличается на l/2, что обеспечивает требуемую фазу токов в двухпроводной линии передачи на плечах вибратора. Длина ветви l1 обычно
выбирается равной l/4, при которой она служит трансформатором
сопротивлений для согласования входного сопротивления U-колена
с входным сопротивлением четвертьволновой линии, нанесенной на
подложку без металлизации обратной стороны. Вибратор с фазовра2l
λ
4
l1
l2
Z
а
б
Рис. 156. Модуль полуволнового полоскового вибратора
с фазовращателями
188
щателями объединен в модуль (см. рис. 156). Фазовращатель выполнен на p-i-n-диодах, обозначенных как а и б, которые включены в полосковую линию передачи, разомкнутую на концах.
Рассмотрим работу фазовращателя, выполненного на полосковой линии передачи (рис. 157) . Расстояние от точки введения электромагнитной энергии в фазовращатель – точки 0 до p-i-n-диодов а и
б – одинаковое и равно l. Разомкнутые отрезки левой и правой ветвей фазовращателя L1 и L2 отличаются по длине.
Поскольку диоды а и б включены в разрыв полоскового проводника, то подключение постоянного напряжения к p-i-n-диодам
осуществляет соединение разомкнутых отрезков левой и правой ветвей полосковой линии фазовращателя, т. е. l и L1 или L2
(см. рис. 157). Очевидно, что волны, распространяющиеся от точки
«0» в противоположных направлениях, в зависимости от подачи
питания на диоды а и б проходят различный путь. Если питание
к диоду не подключено, то падающая волна отражается от сечения
полосковой линии в точке включения p-i-n-диода, пройдя от точки 0
до диода путь длиной l. Если же к диоду подключено питание, то падающая волна пройдет от точки 0 до разомкнутого конца полосковой линии путь l + L1 или L2 и отразится обратно. Волны, отраженные либо от сечений включения в полосковую линию p-i-n-диодов а
и б, либо от разомкнутых концов полосковой линии фазовращателя, достигнув точки 0, складываются с фазами, соответствующими
пройденной электрической длине пути. Таким образом, при коммутации питания на диоды а и б образуется результирующее напря-
L1
а
б
l
0
L2
l
Рис. 157. Схема переключения фазового состояния излучающего модуля
189
жение с некоторой амплитудой и фазой, определяемой разницей
в электрической длине путей отраженных волн, пришедших обратно в точку 0.
Пусть U1 и U2 – гармонические напряжения волн, распространяющихся соответственно в направлении p-i-n-диодов а и б, а U –
результирующее напряжение волны, образующейся при сложении
в точке 0 волн, отраженных либо от сечений включения p-i-n-диодов
а и б, либо от разомкнутых концов полосковой линии фазовращателя. Тогда выражения для U1 и U2 в точке 0 с учетом фазы падающей
и отраженной волн при подключенном на диоды а и б питании могут быть записаны в следующем виде:
U1 Um1 cos ωt + 2k ( l + L1 )  ;
=





=
U2 Um2 cos ωt + 2k ( l + L2 )  ,
где Um1 и Um2 – соответственно амплитуды гармонических напряжений U1и U2; ψ1 = 2k(l + L1) – фаза волны, распространяющейся от
точки 0 по направлению к диоду а до разомкнутого конца и обратно к точке 0; ψ2 = 2k(l + L2) - фаза волны, распространяющейся от
точки 0 по направлению к диоду б до разомкнутого конца и обратно
к точке 0; k = 2π/λ – постоянная распространения.
Приняв указанные обозначения, получим следующие выражения:
U1 Um1 cos [ ωt + ψ1 ];
=

=
U2 Um2 cos [ ωt + ψ2 ].
Таким образом в рассмотренной схеме фазовращателя можно получить четыре фазовых состояния волны, определяемых изменением электрической длины левой и правой ветвей полосковой линии
фазовращателя l, L1, L2 путем подключения либо отключения питания на p-i-n-диодах а и б.
Четыре фазовых состояния осуществляются запрограммированным включением питания p-i-n-диодов. Рассмотрим эти состояния
диодов.
1. Питание на p-i-n-диоды не подано. При этом падающая волна
напряжения, достигнув точки 0, распространяется с равными амплитудами Um1 и Um2 в направлении диодов а и б. При отключенном
питании диодов «а» и «б» в точках их включения полосковая линия оказывается разомкнутой, и падающая волна отражается с коэффициентом отражения по напряжению, равным 1. В результате
190
интерференции отраженных волн в точке 0 фаза результирующего
напряжения принимает значение y = y0 = 2kl. Это фазовое состояние y0 принимаем за исходное.
2. Питание на p-i-n-диоды а и б подано. Сопротивление диодов
мало, что соответствует обеспечению непрерывности левой и правой ветвей полосковой линии фазовращателя, характеризующихся
электрическими длинами k(l + L1) и k(l + L2) соответственно. Отличие в длинах L1 и L2 выбрано таким образом, чтобы отражение волн
от разомкнутых концов участков полосковой линии L1 и L2 образоπ
вывало бы при сложении в точке 0 фазу напряжения=
ψ
(4n + 1),
2
где n = 0, 1, 2, ... - целое число.
3. Питание подключено к p-i-n-диоду а, на p-i-n-диод б питание
не подано. В этом случае падающая волна, распространяющаяся
по левой ветви, отражается от разомкнутого конца длиной (l+ L1),
а в правой ветви отражение возникает в разомкнутом сечении линии длиной l, соответствующем точке включения p-i-n-диода б. Отраженные волны при интерференции в точке 0 образуют результирующее напряжение с фазой y = p(2n + 1), n = 0, 1, 2, ... .
4. Питание подключено к p-i-n-диоду б, на p-i-n-диод а питание
не подано. В данном случае падающая волна, распространяющаяся по левой ветви полосковой линии, отражается от сечения линии
длиной l, определенного точкой включения p-i-n-диода а, а в правой
ветви отраженная волна возникает от разомкнутого отрезка длиной
(l + L2). В результате сложения отраженные волны образуют в точ3π  4

ке 0 результирующее напряжение с фазой
=
ψ
 n + 1 .
2 3

Все возможные фазовые состояния отдельного излучающего модуля при различных комбинациях подключения управляющего напряжения на p-i-n -диоды фазовращателя сведены в табл. 2.
Таблица 2
Фазовые состояния излучающего модуля
при различных комбинациях подключения управляющего напряжения
на p-i-n-диоды фазовращателя
Варианты подключения управляющего
напряжения на p-i-n-диоды
p-i-n-диод а
p-i-n-диод б
0
1
1
0
0
1
0
1
Фазовые состояния
излучающего модуля,
град
0
90
180
270
191
17.2. Линейные волноводные антенные решетки
с фазовращателями
1. Антенная решетка с последовательной схемой распределения
электромагнитной энергии с параллельным включением отражательных фазовращателей приведена на рис. 158. Здесь испоьзуются
направленные ответвители с элементами связи в виде крестообразных щелей 2, разнесенных по ходу движения волны на четверть длины волны в волноводе Λ 4. Извлеченная из питающего
волновода 1 энергия за счет направленной связи ответвителя поступает в сторону отражательного фазовращателя 3. Отраженная от соответствующего коммутируемого диода фазовращателя энергия излучается через открытый конец волновода.
2. В линейной коммутационной антенной решетке с фазовращателями проходного типа на щелевых волноводных мостах (рис. 159) из
питающего волновода 1 энергия извлекается в щелевой мост 2 через
щель 6, прорезанную на широкой стенке питающего волновода под
углом к его оси. Поступившая в щелевой мост волна делится поровну со сдвигом по фазе на 90° между плечами моста и после отражения от соответствующей пары коммутируемых диодов 3 или
от короткозамкнутых нагрузок 5 излучается из открытого конца
волновода 4. Отметим, что соседние щели, возбуждающие щелевые
мосты, прорезаны на широкой стенке встречно-наклонно с расстоянием между ними в половину длины волны в волноводе для синфазного возбуждения щелевых мостов проходных фазовращателей.
3. Отличительной чертой коммутационной решетки с фазовращателями ответвляющего типа является то, что питающий волновод используется не только для распределения энергии между из3
2
1
Рис. 158. А–Р с последовательной схемой распределения мощности:
1- питающий волновод; 2 – крестообразные щели направленного
ответвителя; 3- диоды отражательного фазовращателя
192
A
4
2
3
1
5
6
Рис. 159. Линейная антенная решетка с ФВ проходного типа
на волноводных щелевых мостах
Рис. 160. Плоская коммутационная решетка с ФВ ответвляющего типа
лучателями, но и для создания управляемых фазовых сдвигов, так
как он – неотъемлемая часть фазовращателя. Из таких линейных
решеток можно набрать дву[мерные решетки (рис. 160).
Распределение энергии между линейными решетками осуществляется с помощью резонаторного распределителя, который состоит
из отрезков волноводов, закороченных с одного конца и связанных
через резонансные щели с питающим волноводом, также замкнутым с одного конца. Расстояние в отрезках волноводов от закороченных стенок до щели связи и от центра последней щели до закорачивающей стенки питающего волновода разветвителя равно Λ/4.
Размеры питающего волновода должны быть такими, чтобы расстояние между щелями связи равнялось половине длины волны в этом
волноводе. Поворот щелей связи относительно осевой линии питающего волновода выбирается из условия согласования и получения
требуемого амплитудного распределения.
193
Библиографический список
1. Сазонов, Д. М. Антенны и устройства СВЧ / Д. М. Сазонов. – М.:
Высш. шк., 1988. – 432 с.
2. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных
антенных решеток / под ред. Д. И. Воскресенского. – М.: Радиотехника, 2003. – 632 с.
3. Антенны и устройства СВЧ. Расчет и проектирование антенных решеток и их излучающих элементов / под ред. Д. И. Воскресенского. – М.: Сов. радио, 1972. – 320 с.
4. Воскресенский, Д. И. Устройства СВЧ и антенны / Д. И. Воскресенский, В. Л. Гостюхин, В. М. Максимов, Л. И. Пономарев. – М.:
Радиотехника, 2006.
5. Марков, Г. Т. Антенны: учебник для студентов радиотехнических специальностей / Г. Т. Марков, Д. М. Сазонов. Изд. 2-е. – М.:
Энергия, 1975. – 527 с.
6. Акумян, А.А. Микрополосковая фрактальная антенна Минковского S-диапазона / А. А. Акумян, Н. Г. Погосян, А. А. Гаспарян,
А. А. Кузанян // Изв. НАН РА и ГИУА. Сер. ТН. 2011. Т. LXIY, 2.
7. Белов, К.А. Кольцевые фрактальные антенны / К. А. Белов,
Б. Б. Лебедев // Материалы научно-практической конференции
с международным участием. Институт физики, нанотехнологий и
телекоммуникаций СПбГПУ, ч. 1. – СПб.: Политехн. ун-т, 2014. –
211 с.
8. Слюсар, В. И. Фрактальные антенны / В. И. Слюсар. – М.: Техносфера, 2005. – С. 529–542.
9. Федоров, П. Н. Мачты-деревья / П. Н. Федоров // Конструктор.
№ 2. 2001. С. 18.
194
СОДЕРЖАНИЕ
Введение..................................................................... 1. НАПРАВЛЕННЫЕ СВОЙСТВА
ЛИНЕЙНОЙ СИСТЕМЫ ИЗЛУЧАТЕЛЕЙ....................... 1.1. Поле излучения линейной системы идентичных
излучателей. Теорема перемножения.................... 1.2. Функция направленности непрерывной линейной
системы ненаправленных излучателей.................. 1.3. Принцип качания луча в неподвижной антенной
решетке ненаправленных излучателей.................. 1.4. Влияние расстояния между излучателями
на диаграмму направленности линейной системы... 1.5. Направленные свойства синфазной антенной
решетки ненаправленных излучателей................. 1.6. Направленные свойства антенной решетки
с осевым излучением.......................................... 2. ПЛОСКОСТНЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ................... 2.1. Поле излучения плоской двухмерной антенной
решетки............................................................ 2.2. Поле излучения трехмерной плоскостной антенной
решетки............................................................ 2.3. Многовибраторная синфазная антенна.................. 2.4. Структура плоских антенных решеток
и способы размещения излучателей...................... 3. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ С ФАЗОВЫМ
СКАНИРОВАНИЕМ..................................................... 3.1. Схемы фидерного питания ФАР........................... 3.2. Пространственное питание антенной решетки........ 4. ВОЛНОВОДНО-ЩЕЛЕВЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ.... 4.1. Виды волноводно-щелевых решеток..................... 4.2. Волноводно-щелевые антенны
с механическим изменением фазы........................ 4.3. Антенные решетки с частотным сканированием..... 5. МНОГОЛУЧЕВЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ................. 5.1. Многолучевая антенная решетка
последовательного питания.Диаграммообразующая
схема Бласса..................................................... 5.2. Многолучевая антенная решетка параллельного
питания. Диаграммообразующая схема Батлера..... 3
5
6
11
12
15
16
19
26
26
29
30
32
35
35
40
46
46
50
53
56
57
60
195
6. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
С НЕЛИНЕЙНОЙ ОБРАБОТКОЙ СИГНАЛА................... 64
6.1. Схема, обеспечивающая сужение
главного лепестка ДН......................................... 64
6.2. Корреляционные антенные решетки..................... 65
6.3. Антенная решетка с логическим синтезом............. 67
7. КОЛЬЦЕВЫЕ И ЦИЛИНДРИЧЕСКИЕ ФАР................ 69
7.1. Амплитудно-фазовое распределение в кольцевой
ФАР................................................................. 70
7.2. Цилиндрические ФАР........................................ 73
8. ВИБРАТОРНЫЕ ИЗЛУЧАТЕЛИ................................ 77
8.1. Конструкции вибраторных излучателей................ 77
8.2. Микрополосковый излучатель............................. 83
8.3. Микрополосковая антенна с круговой
поляризацией.................................................... 86
8.4. Микрополосковая антенная решетка Франклина.... 88
8.5. МПА-решетка с емкостной связью........................ 89
8.6. МПА с осевым излучением.................................. 89
9. РУПОРНЫЕ АНТЕННЫ........................................... 90
9.1. Волноводные излучатели.................................... 90
10. ДИЭЛЕКТРИЧЕСКАЯ СТЕРЖНЕВАЯ АНТЕННА...... 102
11. ЦИЛИНДРИЧЕСКАЯ СПИРАЛЬНАЯ АНТЕННА...... 106
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
ЧАСТОТНО-НЕЗАВИСИМЫХ АНТЕНН......................... 112
12.1. Логарифмическая спиральная антенна................ 114
11.2. Конические спиральные антенны....................... 120
12.3. Плоская антенна в виде спирали Архимеда.......... 122
12. 4. Частотно-независимая логопериодическая
антенна............................................................ 124
13. ФРАКТАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ................................... 127
14. ЭЛЕМЕНТЫ ТРАКТА ПИТАНИЯ ФАР..................... 139
14.1. Т-образные делители мощности (тройники).......... 139
14.2. Диодный двухканальный переключатель
на волноводном Е-тройнике............................... 140
14.3. Волноводные направленные ответвители............. 142
14.4. Фазовращатели................................................ 151
15. ФЕРРИТОВЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ........................... 161
15.1. Основные свойства ферритов в поле СВЧ
с круговой поляризацией.................................. 161
196
15.2. Феррит в волноводах прямоугольного сечения. .... 165
15.3. Невзаимные ферритовые фазовращатели
с поперечным полем подмагничивания феррита... 166
15.4. Проходной волноводный ферритовый
фазовращатель Реджиа–Спенсера...................... 168
15.5. Ферритовые вентили
с поперечным полем подмагничивания................ 169
15.6. Ферритовый Y-циркулятор................................ 171
15.7. Проходной фазовращатель на Y-циркуляторе...... 173
15.8. Четырехплечный циркулятор на щелевых
мостах............................................................ 174
15.9. Проходной дискретный ферритовый
фазовращатель................................................ 175
15.10. Поляризатор на круглом волноводе.................... 177
15.11. Фазовращатель на круглом волноводе
с волной Н11..................................................................... 178
15.12. Поляризационный вентиль на круглом
волноводе........................................................ 179
16. ОКОНЕЧНЫЕ НАГРУЗКИ ТРАКТОВ........................ 181
16.1. Согласованные нагрузки................................... 181
16.2. Реактивные нагрузки........................................ 185
17. МОДУЛИ ИЗЛУЧАТЕЛЕЙ РЕШЕТОК
С ФАЗОВРАЩАТЕЛЯМИ............................................. 188
17.1. Модуль полуволнового полоскового вибратора
с фазовращателями........................................... 188
17.2. Линейные волноводные антенные решетки
с фазовращателями........................................... 192
Библиографический список....................................... 194
197
Учебное издание
Крячко Александр Федотович
Федорова Лариса Александровна
ОСНОВЫ ТЕОРИИ И ТЕХНИКИ
ФАЗИРОВАННЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК
Учебное пособие
Редактор Л. А. Яковлева
Компьютерная верстка Н. Н. Караваевой, А. Н. Колешко
Сдано в набор 25.12.16. Подписано к печати 16.05.17. Формат 60×84 1/16.
Усл. печ. л. 11,5. Уч.-изд. л. 11,9. Тираж 50 экз. Заказ № 171.
Редакционно-издательский центр ГУАП
190000, Санкт-Петербург, Б. Морская ул., 67
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
1
Размер файла
8 012 Кб
Теги
kryachkofederova
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа