close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

Martynov Proektirovanie

код для вставкиСкачать
Министерство образования и науки российской федерации
Федеральное государственное бюджетное образовательное
учреждение высшего профессионального образования
САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
АЭРОКОСМИЧЕСКОГО ПРИБОРОСТРОЕНИЯ
А. А. Мартынов
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
В ПОСТОЯННОЕ НАПРЯЖЕНИЕ
Учебное пособие
(с примерами расчета)
Санкт-Петербург
2011
УДК 621.314.5
ББК 31.264.5
М29
Рецензенты:
канд. техн. наук, доцент М. В. Бураков;
канд. техн. наук, ведущий научный сотрудник ЦНИИСЭТ М. Ю. Сергеев
Утверждено
редакционно-издательским советом университета
в качестве учебного пособия
Мартынов А. А.
М29 Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение: учеб. пособие / А. А. Мартынов. – СПб.: ГУАП, 2011. –
216 с.: ил.
ISBN 978-5-8088-0679-5
Излагаются устройство, принцип работы, характеристики и методики
расчета однотактных и двухтактных импульсных полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненных по схемам как с трансформаторной связью между нагрузкой и питающей
сетью, так и без нее.
Приводятся методики статического и динамического расчетов замкнутых
систем стабилизации выходного напряжения импульсных полупроводниковых преобразователей.
Рассматриваются схемы и элементы защиты полупроводниковых преобразователей от сверхтоков и перенапряжений.
Приводятся справочные данные по современной элементной базе импульсных полупроводниковых преобразователей, необходимые при их проектировании.
Учебное пособие предназначено для студентов, изучающих дисциплины
«Проектирование вторичных источников питания», «Силовая электроника»,
«Полупроводниковые преобразователи электрической энергии», «Полупроводниковые устройства систем управления», «Промышленная электроника»,
«Проектирование источников питания радиотехнических устройств». Пособие будет также полезно и специалистам, занимающимся расчетом и проектированием вторичных источников питания.
УДК 621.314.5
ББК 31.264.5
ISBN 978-5-8088-0679-5
© Санкт-Петербургский государственный
университет аэрокосмического
приборостроения (ГУАП), 2011
© А. А. Мартынов, 2011
Принятые в учебном пособии сокращения
ВАХ – вольт-амперная характеристика
ДППН – двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение
ДППН I – двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненный по схеме c выводом нулевой точки первичной обмотки трансформатора
ДППН II – двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненный по полномостовой
схеме
ДППН III – двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненный по полумостовой
схеме
ИОН – источник опорного напряжения
КПД – коэффициент полезного действия
ОППН – однотактный преобразователь постоянного напряжения
в постоянное напряжение, выполненный по схеме без трансформаторной связи между нагрузкой и питающей сетью
ОППН I – однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение I рода, выполненный по схеме с последовательным ключевым элементом и последовательным (по отношению к нагрузке) включением дросселя
ОППН II – однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение II рода, выполненный по схеме с параллельным ключевым элементом и последовательным (по отношению к нагрузке) включением дросселя
ОППН III – однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение III рода, выполненный по схеме с последовательным ключевым элементом и параллельным (по отношению к нагрузке) включением дросселя
3
ООП – однотактный обратноходовой преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью между нагрузкой и питающей сетью и передачей энергии на интервале паузы
ОПП – однотактный прямоходовой преобразователь постоянного
напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью
между нагрузкой и питающей сетью и передачей энергии на интервале импульса
ППН – преобразователь постоянного напряжения в постоянное
напряжение
ШИМ – широтно-импульсный модулятор
4
ВВЕДЕНИЕ
Вопросы теории и проектирования импульсных источников питания рассматриваются в учебных пособиях [1], специальной технической литературе [2–4, 6, 8, 10], справочниках [5, 11], журнальных публикациях [7]. Как правило, часто приводятся основные расчетные соотношения для тех или иных схем импульсных источников питания, не соединенные в единую методику расчета. Именно
это обстоятельство и вызывает у студентов определенные трудности
при расчете и проектировании этих преобразователей во время как
курсовых, так и дипломных проектов.
В настоящем учебном пособии автор приводит целый ряд схем
импульсных источников питания, расчетные соотношения и примеры расчетов этих схем, дополняя, уточняя и конкретизируя методики, изложенные в том или ином объеме в вышеперечисленных
изданиях.
Прежде чем приступить к импульсным источникам питания, проведем сравнение импульсных и линейных источников питания по
основным параметрам, что позволит в определенной мере выявить
главные достоинства и недостатки этих источников питания [4].
Достоинства линейных источников питания: простота, низкие
пульсации выходного напряжения и высокая точность поддержания
выходного напряжения и тока на заданном уровне. Главными их недостатками являются сравнительно большие потери мощности и вследствие этого – невысокий коэффициент полезного действия (КПД).
Импульсные источники питания имеют сравнительно малые потери мощности и более высокий КПД. В табл. 1 сравниваются некоторые из основных параметров линейных и импульсных вторичных
источников питания. Показатели по достижимому уровню стабилизации напряжения и тока обычно у линейных источников питания
выше, чем у импульсных, на порядок и более. Иногда для достижения требуемого уровня стабилизации напряжения в импульсных источниках питания приходится применять линейные выходные стабилизаторы, улучшающие стабильность выходного напряжения.
Пиковые значения (р-р) выходных пульсаций импульсных источников питания находятся в диапазоне от 25 до 100 мВ, что значительно больше, чем у линейных источников питания. Необходимо
заметить, что для импульсных источников питания значения пульсаций выходного напряжения нормируются от пика до пика (р-р),
как показано на рис. 1, в то время как для линейных источников –
в среднеквадратичных (действующих) значениях (rms). Импульсные
5
источники питания также имеют бо′льшую длительность переходных процессов, чем линейные, но намного большее время удержания напряжения при отключении напряжения питающей сети, что
является очень важным в случае применения их для питания компьютерных устройств.
Таблица 1
Сравнение импульсных и линейных источников
по основным параметрам
Параметр
Источник питания
Линейный
Импульсный
Нестабильность по выходному напряжению, %
0,02–0,05
0,05–0,1
Нестабильность по току нагрузки, %
0,02–0,1
0,1–1,0
0,5–2 (rms)
25–100 (р-р)
40– 55
60–80
Средняя удельная мощность, Вт/дм3
30
140
Время восстановления, мкс
50
300
До 2
До 32
Выходные пульсации, мВ
КПД, %
Время удержания напряжения, мс
V»ÔÎ
™ÅÈÄÁË̽¹
ÇËÈÁù
½ÇÈÁù
QQ
U
Рис. 1. Форма пульсаций выходного напряжения
импульсного источника питания
6
Наконец, импульсные источники питания могут работать при
более широком диапазоне изменения входного напряжения. Допустимый диапазон изменения входных напряжений линейных источников питания обычно не превышает ±10% от номинального
значения, что оказывает прямое влияние на КПД. У импульсных
источников питания влияние диапазона изменения входного напряжения на КПД очень незначительное или вообще отсутствует,
и диапазон входных напряжений может быть ±20% и более.
В пособии рассматривается достаточно большое число схем импульсных преобразователей, что потребовало введения определенной классификации этих схем. В основу классификации, выполненной в учебном пособии, положена классификация, принятая в справочнике [5].
Вопросы для самоконтроля
1. Сформулируйте определения преобразователей, имеющих сокращенные наименования ОППН, ОППН I, ОППН II, ОППН III, ООП,
ОПП, ДППН, ДППН I, ДППН II, ДППН III.
2. В чем заключаются основные различия между линейными
и импульсными преобразователями постоянного напряжения?
3. В каком из преобразователей постоянного напряжения, линейного или импульсного типа, больше потери мощности и меньше КПД?
7
1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
1.1. Основные типы импульсных преобразователей
постоянного напряжения
Импульсные преобразователи напряжения постоянного тока можно разделить на два больших класса – однотактные преобразователи постоянного напряжения (ОППН) и двухтактные преобразователи постоянного напряжения (ДППН) [5]. В свою очередь ОППН разделяются на два подкласса – бестрансформаторные ОППН и ОППН
с трансформаторной связью между нагрузкой и питающей сетью.
Однотактные преобразователи постоянного напряжения
в постоянное напряжение без трансформаторной связи
нагрузки и питающей сети
К таким преобразователям относятся следующие преобразователи постоянного напряжения в постоянное напряжение [5]:
ОППН I – однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжения I рода, выполненный по схеме с последовательным ключевым элементом и последовательным (по отношению к нагрузке) включением дросселя;
ОППН II – однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжения II рода, выполненный по схеме с параллельным ключевым элементом и последовательным (по отношению к нагрузке) включением дросселя;
ОППН III – однотактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение III рода, выполненный по схеме с последовательным ключевым элементом и параллельным (по отношению к нагрузке) включением дросселя.
Перечисленные преобразователи широко используют на практике [5]. Часто в технической литературе эти преобразователи называют общим термином – регуляторы. Ниже дается более подробное
описание и сопоставление свойств этих регуляторов, а также рассматриваются их модификации.
Упрощенные схемы бестрансформаторных ОППН I, II и III рода
приведены на рис. 2, а–в. В качестве ключей К1, К2, К3 могут использоваться полностью управляемые полупроводниковые ключитранзисторы или запираемые тиристоры.
Регулировочные характеристики трех основных схем ОППН
в предположении, что ключ К идеален (т. е. падение напряжения
на нем во включенном состоянии и времена включения и выключе8
a)
É
£
6»Î
ª
6Æ
7%
ª
3Æ
s
б)
7%
É
6»Î
6Æ
£
ª
3Æ
s
ª
7%
£
6»Î
É
s6Æ
ª
в)
3Æ
s
Рис. 2. Схемы однотактных преобразователей
постоянного напряжения I (a), II (б), III (в) рода
ния равны нулю) и ток в дросселе Др непрерывен, описываются соотношениями:
– для ОППН I Uнг = Uвхγ;
– для ОППН II Uнг = Uвх/(1 – γ);
– для ОППН III Uнг = γ Uвх/(1 – γ),
где Uнг – среднее значение выходного напряжения; Uвх – напряжение
источника питания; γ = tи/T – коэффициент скважности, это относительное время включенного состояния ключа К; здесь T = tи + tп = 1/ƒ –
период следования импульсов; tи, tп – время включенного (время
импульса) и выключенного (время паузы) состояния ключа соответственно; ƒ – частота следования импульсов; U нг = Uнг/Uвх – относительное значение выходного напряжения преобразователя.
9
Для схем, приведенных на рис. 2, б и в, это напряжение нагрузки, которое будет при условии наличия на выходе преобразователя
сглаживающего конденсатора.
При учете реальных потерь на элементах преобразователя в правые части соотношений, описывающих регулировочные характеристики всех трех основных типов регуляторов, следует ввести сомножитель η (КПД).
Коэффициент полезного действия реальных преобразователей,
элементы которых имеют потери (из-за падения напряжения на
ключе и на диоде во включенном состоянии, наличия сопротивления у обмотки дросселя и др.), можно записать в виде
η = UнгIнг/(UнгIнг + ∑Pп),
где ∑Pп – суммарные потери мощности во всех элементах.
Поскольку диоды VD в ОППН II и ОППН III проводят ток только
на интервале tп, на выходе этих регуляторов необходимо применять
сглаживающие конденсаторы С2 (см. рис. 2, б и в); в ОППН I выходной ток сглаживается дросселем Др (либо индуктивностью, входящей в состав самой нагрузки) и конденсатором С2.
Регуляторы I и III рода потребляют от источника питания ток
только на интервале tи. Если такое импульсное потребление тока от
реального источника нежелательно или недопустимо, следует применять входной фильтр типа L-C или С (см. рис. 2, а и в).
Относительное выходное напряжение Uнг ОППН III равно произведению напряжений U нг для ОППН I и ОППН II, поэтому регулятор III рода может быть получен путем последовательного соединения регуляторов I и II рода. Такое соединение ОППН I и ОППН II
после исключения промежуточного конденсатора, поскольку речь
идет о средних значениях напряжения, и объединения двух последовательно включенных дросселей в один, так как средние значения токов в них одинаковые, показано на рис. 3, а.
Выполненный по схеме рис. 3, а, ОППН позволяет реализовать
любой закон регулирования. Действительно, если регулирование
осуществляется ключом К1, а ключ К2 разомкнут, то имеем ОППН I,
если ключ К1 замкнут, а регулирование осуществляется ключом К2,
то имеем ОППН II, если регулирование осуществляется одновременным замыканием и размыканием ключей К1 и К2, то имеем
ОППН III.
Для получения общеизвестной схемы регулятора ОППН III (см.
рис. 2, в) из схемы регулятора на рис. 3, а необходимо исключить некоторые функционально лишние элементы, так как нет необходи10
a)
7%
É
£
6»Î
6Æ
7%
£
ª
3Æ
s
б)
6»Î
ª
£
7%
6Æ
É
3Æ
s
Рис. 3. Схемы ОППН III: а – в виде последовательного соединения
ОППН I и ОППН II; б – с фильтрующим конденсатором
между выводами входа и выхода
мости иметь два регулирующих ключа и два диода, включенных для
протекающих токов последовательно и работающих синхронно [5].
Исключение функционально лишних элементов можно провести, закоротив ключ К2, разомкнув диод VD2 и подключив анод диода VD1 к выходной шине (по переменной составляющей анод диода
VD1 равноправно может быть подключен к любой шине выходного
напряжения). В результате получим из­вестный регулятор ОППН Ш
(см. рис. 2, в), знак выходного напряжения при этом инвертируется. Особенностью этого регулятора, как отмечалось выше, является
импульсное потребление тока от источника входного напряжения
с амплитудой Iвх m. В предположении, что пульсации тока в дросселе Др малы, Iвх m определяется соотношением
Iвх m = Iнг/(1 – γ),
где Iнг – среднее значение тока нагрузки.
Если в полученной схеме положительную обкладку конденсатора
фильтра С подключить к положительной шине входного напряжения (по переменной составляющей эта обкладка равноправно может
быть подключена к любой шине источника входного напряжения),
11
то получим другой вариант ОППН III (см. рис. 3, б). Особенностью
этого регулятора является непрерывное потребление тока от источника входного напряжения, среднее значение которого за период
рабочей частоты равно
Iвх = Iнгγ/(1 – γ).
Таким образом, базовыми являются лишь регуляторы I и II рода. Их принципиальное различие заключается в том, что в ОППH I
имеет место ограниченное накопление энергии в дросселе, определяемое при γ → 1 лишь значениями входного напряжения Uвх
и сопротивлением нагрузки Rнг, в то время как в ОППН II при γ → 1
энергия, накапливаемая в дросселе (а также в конденсаторе выходного фильтра), стремится к бесконечности. Поэтому ОППН II и ряд
других схем с аналогичным свойством, рассматриваемых ниже, относят к регуляторам с неограниченным накоплением энергии в реактивных элементах.
Однотактные преобразователи с трансформаторной связью
нагрузки и питающей сети
К таким преобразователям относятся [4]:
ООП – однотактный обратноходовой преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью между нагрузкой и питающей сетью и передачей энергии на интервале паузы;
ОПП – однотактный прямоходовой преобразователь постоянного
напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью
между нагрузкой и питающей сетью и передачей энергии на интервале импульса.
Обратноходовой преобразователь напряжения сети. Схема
обратноходового преобразователя, непосредственно подключенного
к сети переменного тока, основанная на схеме типового обратноходового преобразователя, показана на рис. 4. Необходимо обратить
внимание на то, что преобразователь в этой схеме питается напряжением, полученным путем выпрямления напряжения сети переменного тока без использования сетевого трансформатора [4].
На этой схеме также показана цепь обратной связи, по которой
сигнал от выхода подается на цепь управления транзистора VT. Эта
цепь обратной связи должна иметь изоляцию для того, чтобы выходная цепь преобразователя постоянного тока была бы гальванически
развязана от сети переменного тока, что обычно выполняется с по12
мощью устройств, содержащих маломощный трансформатор, или
с помощью оптронных полупроводниковых приборов (оптопар).
На интервале открытого состояния транзистора VT (0 < t < tи)
электрическая энергия источника питания накапливается в индуктивности трансформатора, а на интервале паузы tи < t < T, т. е. закрытого состояния транзистора, эта накопленная энергия передается в цепь нагрузки.
Прямоходовой преобразователь постоянного напряжения.
Другая популярная схема импульсного преобразователя (рис. 5)
известна как схема прямоходового преобразователя. Хотя эта схема очень напоминает обратноходовую схему, имеются и некоторые
фундаментальные различия [4]. Обычно на выходе ОПП устанавливают L-C сглаживающий фильтр, поэтому в прямоходовом преобразователе энергия накапливается не в трансформаторе, а в индуктивности дросселя сглаживающего фильтра. Точки, обозначающие
начало обмоток на трансформаторе, показывают, что электрическая
энергия от источника питания передается в нагрузку на интервале
открытого состояния транзистора. При этом на вторичной обмотке
7%
$
$
ª¾ËÕ
6»ÔÎ
s
75
±¡¥
ªÎ¾Å¹
Êɹ»Æ¾ÆÁØ
©¹À»ØÀù
Рис. 4. Схема обратноходового преобразователя напряжения
при питании от сети переменного тока
7%
-
7%
ª¾ËÕ
$
6»ÔÎ
s
$
75
±¡¥
©¹À»ØÀù
ªÎ¾Å¹
Êɹ»Æ¾ÆÁØ
Рис. 5. Схема прямоходового преобразователя постоянного напряжения
при питании от сети переменного тока
13
7%
$
5
ªË¹ºÁ
ÄÁÀ¹ËÇÉ
6»ÔÎ
s
7%
$
ªË¹ºÁ
ÄÁÀ¹ËÇÉ
ª¾ËÕ
$
6»ÔÎ
s
7%
$
6»ÔÎ
s
75
±¡¥
©¹À»ØÀù
ªÎ¾Å¹
Êɹ»Æ¾ÆÁØ
Рис. 6. Схема обратноходового преобразователя
с несколькими выводами
трансформатора наводится напряжение, под воздействием которого
через диод VD1 и дроссель течет ток нагрузки.
У этой схемы, как правило, бо′льшая продолжительность включенного состояния транзистора относительно выключенного состояния, более высокое среднее значение напряжения во вторичной обмотке и более высокий выходной ток (ток нагрузки).
Когда транзистор VT закрывается, ток в обмотке дросселя не может измениться мгновенно и под воздействием ЭДС самоиндукции
дросселя продолжает течь через нагрузку и диод VD2. Таким образом, в отличие от обратноходовой схемы ток от элемента, сохраняющего энергию (Lф), течет во время обоих интервалов цикла переключения транзистора VT. Поэтому прямоходовой преобразователь постоянного напряжения имеет более низкий уровень пульсаций выходного напряжения, чем обратноходовая схема при тех же самых
выходных параметрах, что бесспорно является достоинством схемы
ОПП по сравнению со схемой ООП.
Импульсный преобразователь с несколькими выходами. Большинство импульсных источников питания имеют больше одного
выхода. Например, для источников питания цифровых схем в до14
полнение к выходному напряжению +5 В могут иметься выходы
на напряжения +12, –12, +24 и –5 В [4]. Эти выходы используются
в системах для питания всевозможных устройств типа формирователей сигналов для гибких и жестких дисков, принтеров, видеотерминалов, интерфейсов типа RS-232 и различных аналоговых схем.
На рис. 6 показан обратноходовой преобразователь с несколькими
выходами. Напряжение обратной связи снимается с выхода +5 В и
подается в широтно-импульсный модулятор (ШИМ), таким образом стабилизируя всю схему. Это означает, что вспомогательные выходы не стабилизируются в той же мере, как главный выход +5 В.
Для некоторых нагрузок, например для двигателя дисковода, это не
важно. Для других нагрузок, более критичных к уровню стабилизации напряжения, на вспомогательные выходы устанавливают линейные стабилизаторы, чтобы обеспечить требуемый уровень стабилизации напряжения данного канала, как это показано на рис. 6.
Стандартные импульсные источники питания могут иметь до пяти
различных выходов.
Вопросы для самоконтроля
1. В чем заключаются основные различия между ООП и ОПП?
2. В чем заключается различие между ОППН I и ОППН II?
1.2. Двухтактные преобразователи постоянного напряжения
в постоянное напряжение с трансформаторной связью нагрузки
и питающей сети
Различают три основные схемы ДППН [4]:
ДППН I – двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненный по схеме c выводом нулевой точки первичной обмотки трансформатора (рис. 7);
ДППН II – двухтактный преобразователь постоянного напряжения
в постоянное напряжение, выполненный по полномостовой схеме;
5
7%
-Í
7%
6»Î
7575
ªÍ
6
»ÔÎ
s
s
Рис. 7. Схема ДППН I
15
ДППН III – двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненный по полумостовой схеме.
ДППН I по сути является разновидностью прямоходового преобразователя за исключением того, что оба ключа включены в цепь
первичной обмотки трансформатора.
Двухтактные преобразователи, выполненные по полномостовой
и полумостовой схемам
Еще две разновидности двухтактного преобразователя называются, соответственно, полномостовым и полумостовым преобразователями [2]. Полномостовая схема (рис. 8) представляет собой че
75
75
7%
-Í
6»Î
7%
75
ªÍ
75
6»ÔÎ
s
s
Рис. 8. Схема двухтактного преобразователя постоянного напряжения
в постоянное напряжение, выполненного по полномостовой (мостовой) схеме
ª
75
7%
-Í
6»Î
7%
ª
75
$Í
6»ÔÎ
s
s
Рис. 9. Схема двухтактного преобразователя постоянного напряжения
в постоянное напряжение, выполненного по полумостовой схеме
16
тыре транзистора, собранных по схеме однофазного моста. Эта схема, как известно, имеет два плеча, в каждое из которых включено
по два транзистора. Способы управления этими преобразователями
(алгоритмы управления) будут рассмотрены ниже.
В полумостовой схеме (рис. 9) имеется всего два транзистора,
включенных только в одно плечо инвертора. В другое плечо инвертора включены последовательно два конденсатора. Полумостовая
схема дешевле полномостовой, но имеет свои недостатки, которые
также будут рассмотрены ниже.
1.3. Однотактный преобразователь
постоянного напряжения I рода
Часто в специальной литературе ОППН I (рис. 10) называют преобразователем постоянного тока в постоянный ток (ППТ) с последовательным ключевым элементом [1].
В ОППH I основным режимом работы является режим непрерывного тока в дросселе цепи нагрузки L2. Однако при малой величине
коэффициента скважности γ или малом выходном токе такой регулятор может перейти в режим прерывистого тока в дросселе [5].
Режим непрерывного тока в дросселе. Временные диаграммы
токов и напряжений для этого режима показаны на рис. 11.
Если принять, что пульсации напряжения на конденсаторе С2
достаточно малы, а постоянная времени дросселя τдр = L/r >> Т (где
r – активное сопротивление обмотки дросселя), то можно считать
линейным закон изменения тока в обмотке дросселя на соответствующих интервалах времени (см. рис. 11). Тогда на интервалах замкнутого и разомкнутого состояний транзистора VT ток через обмотку дросселя, а следовательно, и ток через транзистор и через диод
изменяются в соответствии с выражениями:
– при 0 < t < tи
i1(t) = Imin + (Uвх – Uнг)t/L = iк;
6a»Î
-
J»Î
6»Î
s
-
75
J½É
$
6Ì75
7%
ª
*Ƽ
6Ƽ
3 Ƽ
s
Рис. 10. Схема ОППН I с входным фильтром (L1-С1)
и сглаживающим фильтром (L2-С2)
17
– при 0 < t < tп
i2(t) = Imax – (Uнг/L)t = iVD,
где Imin и Imax – минимальное и максимальное значения тока коллектора транзистора iк и диода iVD соответственно.
6Ì75
5
JÃ
*NJO
5
U
*NBY
U
J 7%
U
6»ÎÍ
6a»Î
U
J½É
*
U
6½É
U
6Ƽ
D6Ê
6
J»Î
U
J»Î
*»ÎN
U
UÁ
5
5
Рис. 11. Временные диаграммы, поясняющие работу ОППН I:
uу VT – напряжение управления транзистора; iк – ток коллектора
транзистора VТ; iVD – ток диода VD; uвх.ф – напряжение на входе
сглаживающего фильтра; iдр2 – ток дросселя сглаживающего фильтра;
uдр2 – напряжение на обмотке дросселя сглаживающего фильтра;
uнг – напряжение нагрузки; iвх – ток входной цепи преобразователя
18
Для того чтобы найти эти значения, приравняем энергию, потребленную от источника питания за время tи, и энергию, выделенную
в нагрузке за период Т:
tè
∫ Ei1 (t)dt = Uíã IíãT .
0
Отсюда с учетом того, что при t = tи ток, протекающий через обмотку дросселя L2, достигает величины iL = Imax, определим максимальное и минимальное значения тока, протекающего через обмотку этого дросселя:
I min = Iíã ∓
max
(E − Uíã ) γ
,
2Lf
(1)
где знак минус соответствует минимальному, а плюс – максимальному значению тока.
Напомним, что γ = tи/T – коэффициент скважности.
Среднее значение тока через дроссель L2 за период Т
IL2 = (Imin + Imax ) / 2 = Iíã .
(2)
Среднее значения тока через транзистор VT
Iк.ср = Iнгγ.
(3)
Среднее значения тока через диод VD
tï
1
Iñð VD = ∫ i2 (t)dt = Iíã (1 − γ ).
T
(4)
0
Напряжение на транзисторе Uкэ и на шунтирующем диоде UVD
в выключенном состоянии равно напряжению на входе преобразователя:
Uкэ = UVD = Uвх.
(5)
Расчетная мощность транзистора Рк, показывающая степень использования транзистора по отношению к мощности нагрузки, при
пренебрежении пульсациями тока в дросселе:
Рк = Uк maxIк max = Рнг/γ.
(6)
Отсюда следует, что наилучшее использование транзистора по
мощности имеет место при коэффициенте скважности γ → 1.
19
Найдем критическое значение тока нагрузки, которое при заданной индуктивности дросселя L2 еще поддерживает режим непрерывного тока нагрузки. С этой целью полагаем Imin = 0, тогда
Iн.кр = Uвхγ(1 – γ)/(2L2ƒ).
(7)
Аналогично можно найти критическую индуктивность Lкр, которая при заданном токе нагрузки еще поддерживает режим непрерывного тока в нагрузке:
Lкр = Uвхγ(1 – γ)/(2Iнгƒ).
(8)
Режим прерывистого тока в дросселе. Если ток нагрузки
Iнг < Iнг.кр при заданной индуктивности дросселя либо L < Lкp при
заданном токе нагрузки, то преобразователь переходит в режим
прерывистых токов в дросселе [5]. Для этого случая регулировочная характеристика преобразователя отличается от его регулировочной характеристики в режиме непрерывных токов и может быть
получена в предположении, что Imin = 0. Обозначая время проводящего состояния диода через t′п и полагая, что к концу работы шунтирующего диода в этом режиме ток в обмотке дросселя iдр2 при
t = t′п равен 0, находим
t′п = (Uвх – Uнг)tи/Uнг.
Среднее значение тока в нагрузке за период Т найдем в виде
tè
tï
0
0
1 (U − Uíã )t
1
dt + ∫
Iíã = ∫ âõ
T
L
T
 (Uâõ − Uíã )tè Uíã t 

 dt.
−

L
L 
Отсюда после умножения обеих частей равенства на сопротивление нагрузки Rнг и ряда преобразований получим регулировочную
характеристику регулятора в режиме прерывистого тока
U íã = Uíã / Uâõ = γ 2
{[1 + (8τ
äð.íã f / γ
2
} (4fτ
)] −1
äð.íã ),
(9)
где τдр.нг = L/Rнг.
Регулировочная характеристика изображена на рис. 12 для двух
значений τдр.нг штриховыми линиями 2 и 3. Видно, что режим непрерывных токов в дросселе наступает тем раньше, чем больше τдр.нг.
Заменив левую часть уравнения (9) на γ, находим значение γкр, при
котором наступает критический режим:
γкр = 1 – 2τдр.нгƒ.
20
(10)
66
»Î
Ƽ
G
Рис. 12. Регулировочные характеристики ОППH I:
1 – для основной схемы регулятора в режиме непрерывного тока;
2 и 3 – то же в режиме прерывистого тока при двух значениях τдр.нг1
и τдр.нг2 > τдр.нг1; 4 и 5 – для ОППН I с отводом на обмотке дросселя
(см. рис. 19) при kтр < 1 и kтр > 1
Раскрывая τдр.нг и заменяя Rнг = Uнг/Iнг, преобразуем выражение (9) к виду
Uнг/Uвх = Uíã = γ2/[γ2 – (2LIнгƒ/Uвх)],
(11)
который является по существу внешней характеристикой идеального ОППH I в режиме прерывистого тока. Эти характеристики при
различных значениях γ показаны в относительных единицах на рис. 13.
При Iнг > Iнг.кр внешняя характеристика идеального ОППН I не зависит от тока нагрузки (сплошные линии в области 2). Отметим, что
идеальным преобразователем принято считать преобразователь без
потерь мощности на элементах схемы.
Граничная линия 3 построена по формуле (7) для Iнг.кр.
Внешняя характеристика реального ОППН I в режиме непрерывного тока зависит от тока нагрузки при Iнг > Iнг.кр, что обусловлено наличием активного сопротивления обмотки дросселя RL [5].
Эту характеристику ОППH I определим из условия равенства вольтсекундных площадей в установившемся режиме, действующих на
индуктивности дросселя на интервалах tи и tп, в предположении,
что сопротивление обмотки дросселя RL отлично от нуля. Тогда
(Uвх – Uнг – IнгRсх)tи = (Uнг + IнгRсх)tп,
21
6Ƽ
6»Î
G
G
G
*Ƽ
Рис. 13. Внешние характеристики ОППH I при различных γ
для режимов прерывистого (область 1)
и непрерывного (область 2) тока
откуда
Uнг/Uвх = γ – IнгRсх/Uвх,
(12)
где Rсх – активное сопротивление элементов схемы, по которым
течет ток нагрузки. В данной схеме Rсх равно активному сопротивлению обмотки дросселя, т. е. Rсх = RL.
Эти характеристики показаны на рис. 13 штриховыми линиями
в области 2.
Выходное сопротивление ОППH I
Rвых = –δUн/δIн = Rсх.
Пульсации выходного напряжения. При расчете сглаживающего фильтра всегда необходимо установить значения коэффициента
пульсаций напряжения на входе фильтра kп1 и коэффициента пульсаций напряжения на выходе фильтра kп2.
Коэффициент пульсаций напряжения на входе сглаживающего
фильтра без учета падения напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя определяется отношением амплитуды основной (первой) гармоники переменной составляющей напряжения
пульсаций Uп m(1) к среднему значению выходного напряжения преобразователя Uнг, т. е.
kп1 = Uп m(1) /Uнг.
22
Поскольку Uп m(1) = [2/π]Uвхsin (180оγ) [1], а Uнг = Uвхγ, то коэффициент пульсаций
kп1 = [2/(πγ)]sin (180оγ).
Расчет коэффициента пульсаций следует провести для значений
коэффициентов скважности γmax и γmin. Для дальнейших расчетов
следует выбрать тот коэффициент скважности, при котором kп1
максимальный.
Зависимость амплитуды пульсаций напряжения нагрузки, которое равно амплитуде пульсаций напряжения на конденсаторе
фильтра С2, ΔUC2, от параметров фильтра можно установить, определив заряд ΔQ в фильтрующем конденсаторе С2, обусловливающий
изменение выходного напряжения от минимального его значения
до максимального [5]:
ΔQ = [0,5(Uвх – Uнг)tи/2L]T/2.
Учитывая, что ΔQ = С2 ΔUC2, находим
ΔUС2 = Uвхγ(1 – γ)/(8LC2f2) = Uнг(1 – γ)/(8LC2f2).
(13)
Из соотношения (13) легко определить величину коэффициента
пульсаций kп2 при уже известных параметрах сглаживающего фильтра, значении частоты f и значении коэффициента скважности γ:
kп2 = (1 – γ)/(8LC2f2).
Обычно значение kп2 задано в техническом задании на проектирование преобразователя, поэтому чаще требуется определить параметры фильтра L и C2 при известных значениях f и γ:
LC2 = (1 – γ)/(8kп2f2).
(14)
Определив по формуле (14) величину LC2, далее необходимо по
формуле (8) определить величину индуктивности фильтра L. Отметим, что рассчитанное значение L = Lкр соответствует максимальному отклонению тока ΔIL. Для уменьшения этой величины следует
выбирать такой дроссель, индуктивность которого больше, чем рассчитанное значение Lкр. Величину емкости фильтра C2 определим,
разделив произведение LC2, рассчитанное по формуле (14), на значение индуктивности выбранного дросселя.
Отметим, что радикальным способом уменьшения пульсаций
выходного напряжения при заданных значениях L2 и С2 или уменьшения массы и размеров фильтра L2, С2 при заданных пульсациях
ΔUС2 является повышение рабочей частоты для ОППН.
23
Выше при определении пульсаций выходного напряжения предполагалось, что внутреннее сопротивление конденсатора фильтра
для переменной составляющей тока равно нулю. Поэтому такой расчет пульсаций выходного напряжения дает заниженные значения
по сравнению с экспериментальными. Реальный электролитический конденсатор в большинстве практических случаев может быть
представлен последовательным соединением трех элементов: емкости С, активного сопротивления rC и индуктивности LC. Последние
две составляющие полного сопротивления обусловлены физическими явлениями и конструктивными особенностями электролитических конденсаторов и обычно лежат в пределах
rC = (4÷11) · 10–3 Ом; LC = (12÷18) · 10–12 Гн.
Параметр rC в справочных материалах по конденсаторам имеет
обозначение ESR [9].
Расчет пульсаций выходного напряжения с учетом этих дополнительных составляющих и в предположении треугольной формы
кривой тока через конденсатор дает дополнительную «паразитную»
составляющую пульсаций
ΔUС2 пар = [rCUнг(1 – γ)/(Lf)] + LCUнг/(Lγ).
(15)
В ряде случаев именно эта составляющая может оказать существенное влияние на величину пульсаций выходного напряжения.
Определив по паспортным данным выбранных конденсаторов паразитные параметры rC и LC, следует оценить величину коэффициента пульсаций выходного напряжения преобразователя, вызванную наличием этих параметров:
kп2 пар = ΔUC2 пар/Uнг = rC(1 – γ)/(Lf) + LC/(L γ).
Если величина kп2 пар окажется соизмеримой с заданным значением kп2, то необходимо принимать меры по снижению величины
kп2 пар. Уменьшение пульсаций может быть достигнуто либо за счет
параллельного включения нескольких конденсаторов, так как при
этом уменьшаются эквивалентные паразитные параметры rC и LC,
либо выбором конденсаторов, у которых паразитные параметры rC
и LC имеют меньшее значение [5].
На практике емкость конденсатора фильтра необходимо выбирать также из условия получения достаточно малых динамических
пульсаций, обусловленных ступенчатым изменением тока нагрузки. Уменьшение динамических пульсаций возможно только за счет
увеличения емкости конденсатора фильтра. Анализ процессов при
24
ступенчатом изменении тока позволяет получить следующее выражение для выбора емкости фильтра по заданной амплитуде динамических пульсаций выходного напряжения ΔUC дин:
∆Iíã tíàðàñò
tíàðàñò
≥ C2 ≥
,
rÑ
2∆UÑ äèí − ∆Iíã rÑ
где tнараст ≈ εТ – время нарастания тока в дросселе до нового установившегося значения;
ε = L/Lкр – превышение индуктивности дросселя над критическим значением индуктивности;
Т – период работы транзистора;
ΔIнг – ступенчатое изменение тока нагрузки от установившегося
значения.
Из левого неравенства можно сделать вывод о нецелесообразноtíàðàñò
, ибо это
сти выбора емкости конденсатора больше, чем C2 =
rC
не приведет к уменьшению динамических пульсаций. Правое неравенство дает значение необходимой емкости. Коэффициент ε выбирается из условия компромисса между значением потерь в сердечнике дросселя и потерь в сопротивлении его обмотки. С ростом ε
потери в сердечнике уменьшаются из-за уменьшения амплитуды
пульсаций тока дросселя, а потери в сопротивлении обмотки растут
из-за увеличения числа витков обмотки дросселя. Значение ε = 10÷15
в ряде случаев может явиться разумным компромиссом [5].
При выборе конденсатора сглаживающего или входного фильтра
необходимо определить по справочным данным на конденсатор то
допустимое значение переменной составляющей тока, которое он
может пропустить (Iпрм max) и сравнить его с величиной переменной
составляющей тока, протекающей по конденсатору фильтра при
выбранных параметрах этого фильтра. Это сравнение удобно проводить по действующим значениям этих токов, поскольку в справочных данных на конденсаторы часто приводится действующее значение тока Iпрм д.з. В том случае, когда в справочных данных на конденсаторы приведено максимальное (амплитудное) значение тока
Iпрм max, это значение следует разделить на 2 .
Переменная составляющая тока, протекающая по обмотке дросселя и конденсатору фильтра, имеет треугольную форму (см. кривую iдр2 на рис. 11). Действующее значение этого тока ΔILд.з легко
определить через максимальное отклонение этого тока ΔIL, разделив его на 12 [4].
25
Из формулы (1) следует, что максимальное отклонение тока
ΔIL = Imax – Imin = (Uвх – Uнг)γ/(Lf),
а действующее значение этого тока
∆ILä.ç = ∆IL
12.
Конденсатор выбран правильно, если Iпрм д.з > ΔILд.з.
После того, как параметры фильтра выбраны и уточнены, следует проверить фильтр на отсутствие резонанса. Резонанса в фильтре
не будет, если выбранные параметры фильтра удовлетворяют условию: частота собственных колебаний фильтра (ωс.к) меньше половины частоты пульсаций напряжения нагрузки (ωп), т. е.
ωс.к<0,5ωп.
1.4. Статический расчет замкнутой системы ОППН I
Среди задач, которые требуется решить при проектировании
преобразователя постоянного напряжения, есть задача выполнения
статического расчета замкнутой системы проектируемого преобразователя.
Статический расчет проводится после того, как выполнен расчет
силовой схемы преобразователя и выбраны все его элементы.
Цель статического расчета – определение коэффициента усиления предварительного усилителя, который обеспечит требуемую точность поддержания напряжения нагрузки. Как известно, требуемая точность поддержания напряжения нагрузки
приводится в техническом задании на проектирование преобразователя.
Схема проектируемого ОППН I, работающего в режиме стабилизатора, представлена на рис. 14.
Выходное напряжение сравнивается с напряжением источника опорного напряжения ИОН, полученная разность усиливается
усилителем и возбуждает ШИМ, который в свою очередь управля
6»Î
s
-Í
75
ª
±¡¥
7%
s
ª
¡§¦
6»ÔÎ
s
Рис. 14. Схема ОППН I с обратной связью по напряжению нагрузки
26
ет транзистором. Энергия, запасенная в дросселе, зависит от соотношения времени, когда ключ открыт, и времени, когда он закрыт.
При непрерывном характере тока нагрузки ток через дроссель протекает как на интервале импульса (через транзистор VT), так и на
интервале паузы (через диод VD).
Для выполнения статического расчета замкнутой системы необходимы следующие исходные данные:
– номинальное напряжение нагрузки Uнг N = … В;
– номинальный ток нагрузки I нг N = … А;
– эквивалентное сопротивление схемы Rсх = … Ом;
– отклонение напряжения источника питания ±ΔUвх% = …%;
– допустимое отклонение напряжения нагрузки ±ΔUнг% = … %;
– регулировочная характеристика схемы управления γ = f(Uó)
(рис. 15);
– регулировочная характеристика силовой схемы преобразователя Eï = f(γ) (рис. 16);
– γ = tи/T – коэффициент скважности;
– tи – длительность импульса;
– T = 1/fp – период следования импульсов управления;
– Uó = Uу/Uоп max – относительное значение напряжения управления на входе системы управления;
– Uоп max – максимальное значение опорного сигнала системы
управления;
– Eïð = Епр/Епр0 – относительное значение ЭДС на выходе преобразователя;
– Епр0 – ЭДС холостого хода на выходе преобразователя.
G
ÈÉ
6Z
Рис. 15. Регулировочная
характеристика
схемы управления ОППН I
G
Рис. 16. Регулировочная
характеристика
силовой схемы ОППН I
27
3
а)
%
3
V ÇÈ
6»ÔÎÈZ
3
6Z
3
6
в)
б)
6ÇÈNBY
5
6»ÔÎÈÌ
6Z
5
U
UÁ 5
5
U
Рис. 17. Формирователь импульсов управления (Uп.у):
а – схема компаратора; б, в – временные диаграммы,
поясняющие его работу
Временные диаграммы, поясняющие работу схемы управления
преобразователя (рис. 17, а), приведены на рис. 17, б, в.
Определим требуемую величину ЭДС преобразователя с учетом
отклонения напряжения источника питания. Примем значение тока нагрузки равным номинальному значению:
Епр = Uвх minγmax = Uнг N + Iнг N Rcx + ΔUкэ.нас,
(16)
где Uвх min = Uвх N – ΔUвх = Uвх N [1 – (ΔUвх%)/100];
γmax – максимальное значение коэффициента скважности;
Rcx = RLф – эквивалентное сопротивление схемы;
ΔUкэ.нас – падение напряжения на открытом транзисторе.
Максимальное значение коэффициента скважности
γmax = (Uнг N + Iнг N Rcx + ΔUкэ.нас)/(Uвх min).
28
(17)
Епр0 – это ЭДС холостого хода при номинальном значении входного напряжения (Uвх N) и коэффициенте скважности, равном единице, т. е. γ = 1.
Следовательно: Епр0 = Uвх N, а Eïð = Епр/Uвх N.
Из рис. 15 следует, что Uó = γ, а Uó max = γmax, следовательно:
Uу max = Uó max Uоп max.
Величина Uоп max выбирается при разработке системы управления. Наиболее приемлемые значения Uоп max = 5 или 10 В.
Если принято Uоп max = 5 В, то Uу max = 5 Uó max = 5γmax В.
Определив величину Uу max и величину Епр, можно определить
коэффициент усиления преобразователя kпр:
kпр = Епр/Uу max.
(18)
Далее определяем общий коэффициент усиления системы K при
реализации обратной связи по напряжению нагрузки.
Структурная схема этой системы приведена на рис. 18.
Соотношения между параметрами схемы
Uδ = Uз – Uосн;
LÈÌ
LÈÉ
6ÃÖƹÊ
6À
s
6D
6Z
s 6ÇÊÆ
¨¬
(19)
*
3
3Ƽ
3 DY
3
žÈÉ
¦
¨É
L½Æ
Рис. 18. Структурная схема замкнутой системы ОППН:
ПУ –предварительный усилитель; Пр – преобразователь вместе
с системой управления; ДН – датчик напряжения; Uδ = Uз– Uосн –
напряжение рассогласования; Uз – напряжение задания;
Uосн – напряжение обратной связи; Uу – напряжение управления
на входе преобразователя; kп.у – коэффициент усилия предварительного
усилителя; kпр – коэффициент усиления преобразователя;
kд.н – коэффициент передачи датчика напряжения;
Епр – ЭДС на выходе преобразователя; R сх – активное сопротивление
элементов схемы, по которым протекает ток нагрузки
29
Uосн = kд.нUнг;
(20)
Uу = kп.уUδ;
(21)
Епр = kпрUу;
(22)
Епр = Uнг N + Iнг NRcx + ΔUкэ.нас = Uнг N + ΔUнг.р,
(23)
где ΔUнг.р = Iнг NRcx + ΔUкэ.нас – падение напряжения на элементах
схемы при разомкнутой системе.
Решая уравнения (19) – (23), получим:
(Uз – kд.н Uнг N)kп.уkпр = Uнг N + ΔUнг.р;
Uнг N (1 + kп.уkд.нkпр) = kп.уkпрUз + ΔUнг.р;
Uнг N = ((kп.уkпр)Uз/(1 + K)) – ΔUнг.р/(1 + K),
(24)
где ((kп.уkпр)Uз/(1 + K)) = Uп0 – напряжение холостого хода преобразователя при замкнутой системе;
ΔUнг.р/(1 + K) = ΔUнг.з – отклонение напряжения нагрузки при
замкнутой системе.
Величина K определяется из соотношения
ΔUнг.р/ΔUнг.з = K + 1;
(25)
K = (ΔUнг.р/ΔUнг.з) – 1 = kп.уkд.н kпр.
(26)
Далее необходимо определить значение коэффициентов kпу и kд.н.
Поскольку неизвестны значения двух коэффициентов, необходимо
еще одно уравнение в дополнение к уравнению
kп.у kд.нkпр = K.
Это уравнение можно вывести из вышеприведенных уравнений:
kп.у = Uy/Uδ = Uу max/(Uз – kд.нUнг N).
(27)
Приняв Uз = 5 В и зная значения Uу max и Uнг N, можно рассчитать
kп.у и kд.н. Для проверки правильности выполненных расчетов необходимо рассчитать значение Uнг N по формуле (24).
1.5. Пример расчета ОППН I, работающего
в режиме стабилизации выходного напряжения
Исходные данные, необходимые для расчета [1]:
– параметры выходной сети:
• напряжение нагрузки Uнг N = 16 В;
• ток нагрузки Iнг N = 10 А = const;
30
• допустимые отклонения напряжения нагрузки ± ΔUнг% =
= ±0,12 %;
• требуемый коэффициент пульсаций напряжения нагрузки
kп2 = 0,05;
– параметры входной сети:
• напряжение входной сети Uвх = 30 В;
• отклонение напряжения входной сети ±ΔUвх% = ±10 %;
• температура окружающей среды Θср = 35 оС.
ОППН I должен иметь входной фильтр для подавления пульсаций входного тока.
Требуемый уровень подавления пульсаций входного тока
Iвх.п/Iвх0 = 0,05,
где Iвх.п – амплитуда первой гармоники переменной составляющей
входного тока ОППН I; Iвх0 – среднее значение входного тока при номинальном режиме работы ОППН I.
Принципиальная электрическая схема силовой схемы проектируемого однотактного преобразователя приведена на рис. 10, а временные диаграммы, поясняющие работу этого преобразователя, –
на рис. 11.
Расчет загрузки элементов схемы и их выбор
Определим в первом приближении минимальное, максимальное
и номинальное значения коэффициента скважности γmin, γmax, γN
соответственно с учетом падения напряжения на элементах схемы и
отклонений входного напряжения:
γmax = (Uнг N + ΔURL2)/(Uвх min – ΔURL1 – ΔUкэ.нас);
(28)
γmin = (Uнг N + ΔURL2)/(Uвх max – ΔURL1 – ΔUкэ.нас);
(29)
γN = (Uнг N + ΔURL2)/(Uвх N – ΔURL1 – ΔUкэ.нас).
(30)
Поскольку дроссели фильтров и транзистор еще не выбраны,
примем падение напряжения на активных сопротивлениях обмоток
дросселей L1 и L2, ΔURL1 и ΔURL2, исходя из общепринятых рекомендаций [1]:
ΔURL1 = (0,01 – 0,04)Uвх N, принимаем ΔURL1 = 0,02Uвх N;
ΔURL2 = (0,01 – 0,04)Uнг N, принимаем ΔURL2 = 0,02Uнг N,
а ΔUкэ.нас примем равным 2 В.
γN = (16 + 0,02 · 16)/(30 – 0,02 · 30 – 2) = 0,595.
31
γmax = (16 + 0,02 · 16)/(30 – 0,1 · 30 – 0,02 · 30 – 2) = 0,663.
γmin = (16 + 0,02 · 16)/(30 + 0,1 · 30 – 0,02 · 30 – 2) = 0,537.
Определим значения коэффициента пульсаций kп1 на входе
фильтра L2-С2 при значениях скважности:
– при γmin = 0,537 и γmax = 0,663
kп1 = [2/(πγ)]sin (180оγ);
– при γ = γmin = 0,537
kп1 = [2/(π · 0,537)]sin(180о · 0,537) = 1,178;
– при γ = γmax = 0,663
kп1 = [2/(π · 0,663)]sin (180о · 0,663) = 0,837.
Следовательно, расчет параметров фильтра следует вести для режима работы ОППН I при γ = γmin.
Определим величину индуктивности сглаживающего фильтра
L2 по формуле (8) с учетом рекомендации L2 > Lкр:
Lкр = Uвх(1 – γ)/(2Iнгƒ) = [30 · 0,537(1 – 0,537)]/(2 · 10 · 5000) =
= 74,6 · 10–6 Гн = 74,6 мкГн.
Рабочая частота переключения транзистора fр выбирается исходя из условия минимизации массы и габаритов проектируемого ОППН I с учетом частотных характеристик транзисторов, которые могут быть применены при реализации проектируемого
ОППН I.
При значениях fр = 1 – 5 кГц возможно применение биполярных
транзисторов, при значениях fр = 5 – 15 кГц возможно применение
транзисторов IGBT, а при fр = 15 – 100 кГц следует применять полевые транзисторы (MОSFET).
При этом обязательно надо учитывать возможность выбранного
транзистора на рассчитанные значения тока Iк max и напряжения
Uкэ max.
Примем fр = 5000 кГц, тогда круговая частота пульсаций ωп =
= 2πfр = 31 400 с–1.
Поскольку величина индуктивности L2 должна быть больше
Lкр = 74,6 мкГн, выбираем 3 высокочастотных дросселя Д13-20, рабочая частота которых составляет 100 кГц, индуктивность L = 315 мкГн,
активное сопротивление обмотки 0,15 Ом, ток подмагничивания 4 А
(см. табл. 36).
32
Обмотки соединяем параллельно. Результирующая индуктивности в этом случае составит 105 мкГн, рабочий ток 12 А, активное сопротивление обмотки 0,05 Ом.
Определим величину максимального отклонения тока цепи нагрузки ΔIL2:
ΔIL2 = Imax– Imin = (Uвх– Uнг)γmin/(L2f) =
= (30 – 16)0,537/(105 · 10–6 · 5000) = 14,32 А,
а действующее значение этого тока
∆IL2ä.ç = ∆IL2
12 = 14,32
12 = 4,134 A.
Интегральный параметр фильтра L2C2 определим по формуле (14):
L2C2 = (1 – γ)/(8kп2f2) = (1 – 0,537)/(8 · 0,05 · 50002) =
= 4,63 · 10–8 Гн·Ф.
Требуемая величина емкости конденсатора C2 с учетом рассчитанного выше произведения (L2C2):
C2 = (L2C2)/L2 = (4,63 · 10–8)/(105 · 10–6) =
= 441 · 10–6 Ф = 441 мкФ.
С учетом рекомендаций подразд. 1.3 выбираем конденсатор типа
В41607 (см. табл. 30), параметры которого:
– номинальное значение емкости СN = 800 мкФ;
– номинальное значение напряжения UСN = 63 В;
– допустимое максимальное значение тока переменной составляющей
Iпрм max = 9,6 A;
rС = 26 · 10–3 Ом.
Определим допустимое действующее значение переменной составляющей тока конденсатора:
Iïðì ä.ç = 9,6
2 = 6,8 Α.
Условие выбора конденсатора фильтра (Iпрм д.з > ΔIL2 д.з) выполнено.
Проведем проверку фильтра на резонанс. Необходимо, чтобы частота собственных колебаний фильтра ωс.к была бы меньше половины частоты пульсаций напряжения ωп, т. е. ωс.к < 1/2 ωп:
ω
ωñ.ê
с.к = 1
L2C2 = 1
105 ⋅ 10−6 ⋅ 800 ⋅ 10−6 = 3450 ñ−1;
33
ωп = 2πfр = 6,28 · 5000 = 31 400 с–1;
3450 с–1 < 15 700 с–1.
Условие отсутствия резонанса выполнено.
Определим величину падения напряжения на внутреннем активном сопротивлении конденсатора от переменной составляющей
тока ΔIL
ΔUС2 прм = ΔILrС = 14,32 · 26 · 10–3 = 372 · 10–3 В,
а полный размах пульсации выходного напряжения на полном сопротивлении конденсатора
Uï2 = ∆IL xC2 2 + rC22 = 14,32 1 (2πCf )2 + rC2  = 0,673 Â,


ΔUС2 прм меньше величины Uп2.
Амплитуда полуволны пульсаций напряжения Uп2/2 = 0,336 В.
Коэффициент пульсации напряжения нагрузки kп2 определяется
отношением Uп2/2 к среднему значению напряжения нагрузки, т. е.
kп2 = Uп2/(2Uнг) = 0,673/32 = 0,02.
Заданием на проект величина kп2 определена равной 0,05. Величина коэффициента пульсации рассчитанного фильтра меньше требуемой величины kп2. Следовательно, фильтр полностью удовлетворяет требование задания по ограничению пульсаций выходного напряжения.
Определим загрузку транзистора VT по току и напряжению.
Максимальное значение тока коллектора Iк max определим по
формуле
Iк max = I2 + (tиUL и)/(2L2),
(31)
где I2 = 10 А – среднее значение тока нагрузки;
tи – длительность импульса тока;
UL и – напряжение на дросселе L2 на интервале импульса;
L2 – индуктивность дросселя L2.
Определим теперь загрузку транзистора по току по формуле (31)
Iк max = I2 + (tиUL и)/(2L2) =
= 10 + 0,663 · 11,5/(5000 · 2 · 105 · 10–6) = 17,26 А,
где UL и = Uвх N – Uнг N – ΔUкэ.нас – ΔURL1 = 30 – 16 – 2 – 10 · 0,05 = 11,5 В,
tи = γmaxТ = 0,663/5000 с.
34
Для расчета максимального (амплитудного) значения тока транзистора примем значение γ = γmax = 0,663, при котором амплитуда
тока максимальна.
Напряжение на закрытом транзисторе Uкэ и на закрытом диоде
UVD определяем по формуле (5):
Uкэ = UVD = Uвх = 30 В.
Выбираем транзистор с двойным запасом по току и напряжению,
т. е. Iк N = 2 · 17,26  34,52 А, а Uкэ  60 В. Рабочая частота транзистора 5000 Гц.
Выбираем биполярный транзистор 2Т827А (см. табл. 25),
номинальные значения параметров которого:
Iк.и max = 40 А;
Uкэ N = 100 В;
ΔUкэ.нас ≤ 2 В; tвкл = 1,2 мкс, tвыкл = 4,5 мкс, коэффициент передачи по
току h21Э ≥ 750, максимальная рассеиваемая мощность Pmax = 125 Вт,
граничная частота fгр = 10 мГц, тепловое сопротивление р-n-переход – корпус транзистора Rп.к = 0,3 °С/Вт.
Загрузка диода по току определяется по формуле (4):
IVD = 10 · (1 – γmin) = 10 · (1 – 0,537) = 4,63 А.
Выбираем диод с двойным запасом по току и напряжению, т. е.
IVDN ≥ 2 · 4,63 = 9,26 А, а UVD ≥ 60 В.
Выбираем быстродействующий диод SF164 (см. табл. 19), номинальные значения параметров которого:
Uобр max = 200 В, IN = 16 А, ΔUв.пр = 0,975 В, tвосст = 35 нс.
Расчет потерь мощности и КПД [1]
В этой схеме потери мощности выделяются на активном сопротивлении обмотки дросселя, Δ Рдр, на транзисторе, Δ РVT, и на диоде, Δ РVD.
При номинальном токе нагрузки и номинальном коэффициенте
скважности, γN, потери мощности таковы.
потери на активном сопротивлении обмотки дросселя, RL,
с учетом того, что Iдр = Iнг N = 10 А:
ΔРдр = I2дрRL = 102 · 0,05 = 5 Вт.
Потери на транзисторе имеют две составляющие – статические
потери, ΔРVT ст, и динамические, ΔРVT дин:
Δ РVT = ΔРVT ст + ΔРVT дин.
35
Среднее значение тока, протекающего через транзистор, в соответствии с (3):
Iк.ср = Iнг N γmax = 10 · 0,669 = 6,69 А.
ΔРVT ст = ΔUкэ.нас Iк.ср = 2 · 6,69 = 13,38 Вт;
ΔРVT дин = Uнг Iнг Nfр(tвкл + tвыкл)/2 =
= 16 · 10 · 5000 · 5,7 · 10–6/2 = 2,28 Вт;
ΔРVT = ΔРVT ст + ΔРVT дин = 13,38 + 2,28 = 15,66 Вт.
Потери мощности на диоде
ΔРVD = Δ Uв.прIVD = 0,975 · 4,63 = 4,51 Вт.
Итак, суммарные потери мощности равны 25,17 Вт.
КПД преобразователя при номинальном режиме работы
η = Рнг/(Рнг + ΣΔРп) = 16 · 10/(160 + 25,17) = 0,864.
(32)
Расчет площади радиатора для транзистора
Определим площадь радиатора Sp, необходимого для отвода тепла, выделяемого транзистором при его работе:
Sp > 1000/(Rр.с σт),
(33)
где σт – коэффициент теплоотдачи от радиатора в окружающую среду;
Rр.с – тепловое сопротивление радиатор – окружающая среда:
Rр.с << Rт – Rп.к – Rк.р;
(34)
Rт – суммарное тепловое сопротивление;
Rп.к = 0,3 °С/Вт – тепловое сопротивление р-n-переход – корпус
транзистора (из справочных данных транзистора);
Rк.р = 0,33 °С/Вт – тепловое сопротивление корпус – радиатор;
Rт < (Θп.доп – Θср)/∆PVT,
Θп.доп – допустимая температура перехода транзистора;
Θср – температура окружающей среды (указана в задании на проектирование);
Rт < (125 – 35)/15,66 = 5,93 °С/Вт;
Rр.с << 5,94 – 0,3 – 0,33 = 5,31 °С/Вт;
Sp > 1000/(5,31 · 1,5) = 125,55 см2.
Площадь радиатора следует выбирать с запасом не менее чем
в 1,5–2 раза. Форма пластинчатого радиатора показана на рис. 49.
36
Для приведенного здесь примера примем площадь радиатора равной 250 см2.
Статический расчет замкнутой системы ОППН I
Схема проектируемого ОППН I, работающего в режиме стабилизатора, приведена на рис. 14.
Статический расчет выполним по методике, изложенной в подразд. 1.4.
Исходные данные:
– номинальное напряжение нагрузки Uнг N = 16 В;
– номинальный ток нагрузки Iнг N = 10 А;
– напряжение источника питания Uвх = 30 В;
– отклонение напряжения источника питания ±Uвх% = ±10%;
– допустимое отклонение напряжения нагрузки
±ΔUнг% = 0,12 %;
±ΔUнг = [0,12/100] · 16 = 0,0192 В.
Регулировочная характеристика силовой схемы ОППН I Eï = f (γ )
приведена на рис. 16.
Регулировочная характеристика схемы управления γ = f(Uó )
приведена на рис. 15.
Эквивалентное сопротивление схемы включает в себя только активное сопротивление обмотки дросселя Rсх = RL = 0,05 Ом.
Выполним статический расчет ОППН I, параметры которого
приведены выше. Примем Uоп max = 5 В; Uз = 5 В. Определим ЭДС
преобразователя Епр с учетом активного сопротивления обмотки
выбранного дросселя L2 и падения напряжения на открытом транзисторе:
Епр = Uнг N + Iнг N Rcx + ΔUкэ.нас = 16 + 10 · 0,05 + 2 = 18,5 В.
Определим максимальное значение коэффициента скважности
с учетом параметров выбранных элементов:
γmax = Епр/(Uвх N – ΔUвх – ΔURL1) = 18,5/(30 – 0,1 · 30 – 30 · 0,02) = 0,7.
С учетом линейности регулировочной характеристики системы
управления (см. рис. 15) можно записать
Uó max = γmax = 0,7.
Тогда
Uу max = Uó
max Uоп max
= 0,7 · 5 = 3,5 В.
37
Коэффициент усиления силовой схемы преобразователя
kпр = Епр/Uу max = 18,5/3,5 = 5,28.
Коэффициент усиления всей системы в целом, K:
K = (ΔUнг.р/ΔUнг.з) – 1 = (2,5/0,0192) – 1 = 129,2;
ΔUнг.р = Iнг NRcx + ΔUкэ.нас = 10 · 0,05 + 2 = 2,5 В;
ΔUнг.з = 0,0012 · 16 = 0,0192 В.
Далее необходимо определить коэффициенты усиления предварительного усилителя kп.у и коэффициент передачи датчика напряжения kд.н, посредством которого заводится обратная отрицательная связь по напряжению в систему управления. Поскольку неизвестных два, то необходимо иметь два уравнения. Первое уравнение
получаем из соотношения для коэффициента K:
K = kп.уkд.нkпр = 129,2;
kп.уkд.н = K/kпр = 129,2/5,28 = 24,47.
Второе уравнение получим из расчетных соотношений (20)–(22),
составленных с учетом связей параметров структурной схемы, приведенной на рис. 18:
kп.у = Uу max/(Uз – kд.н Uнг N) = 3,5/(5 – 16kд.н).
Решая два последних уравнения, получим
kп.у = 79; kд.н = 0,309.
Проведем проверку правильности расчета коэффициентов:
Uнг N = [(kп.у kпр)/(1 + K)] Uз – ΔUнг.р/(1 + K) =
= ((79 · 5,28)/130,2) · 5 – 2,5/130,2 = 16 В.
Uнг N = 16 В.
Полученное значение Uнг N равно значению, указанному в задании на проектирование.
Таким образом, расчет коэффициентов проектируемой системы
выполнен верно.
Расчет входного фильтра следует провести по методике, изложенной в разд. 7.
38
1.6. Оценка динамических показателей разомкнутой системы
ОППН I при скачкообразном изменении нагрузки
В качестве показателей качества динамических характеристик
силовой схемы ППН принимаются [2]:
– показатель перерегулирования σ;
– длительность полуволны переходного процесса tп.
Эти показатели определяем по следующим соотношениям:
σ=
{ (L
ô
где / Cô )(Iíã N − Iíã min ) e−(πα)/(2ω)

}U
íã N ,;
(35)
α = 0,5 [Rcx/Lф – Iнг min/(Uвх N Сф)];
ω ñ.ê = 1
(36)
Lô Cô ;
(37)
(Iнг N – Iнг min) – скачок тока нагрузки, на который и производится
оценка динамических показателей.
Длительность полуволны переходного процесса
tп ≈π/ωс.к.
(38)
Оценим динамические показатели ОППН I, расчет которого выполнен выше.
Рассчитанные ранее параметры:
Lф = 105 · 10–6 Гн, Сф = 800 · 10–6 Ф, Iнг N = 10 А, Rсх = 0,05 Ом.
Зададимся величиной
Iнг min = 0,2I нг N.
Частота собственных колебаний сглаживающего фильтра определена выше: ωс.к = 3450 с–1.
Следовательно:
tп ≈ π/ωс.к = 3,14/3450 = 9,1 · 10 –4 с.
α = 0,5(Rcx/Lф – Iнг min/(Uвх N Сф)) = 0,5(476 – 83,33) = 196.
σ=
{ (L / C )(I
= { 2,545e
ô
ô
íã N
− Iíã min ) e−(πα)/(2ω)

−0,228
}U
íã N
=
}16 = 0,0586 ≈ 0,06.
Таким образом, перерегулирование не превышает 6%, а длительность полуволны переходного процесса менее 1 мс.
39
Вопросы для самоконтроля
1. Напишите соотношения для расчета:
– коэффициента скважности;
– напряжения нагрузки;
– среднего значения тока нагрузки;
– максимального значения коллекторного тока транзистора;
– максимального значения напряжения на закрытом транзисторе и диоде.
2. По каким параметрам следует выбирать транзистор?
3. По каким параметрам следует выбирать диод?
4. Как рассчитать требуемую величину индуктивности дросселя
фильтра?
5. Как рассчитать требуемую величину емкости конденсатора
фильтра?
6. Как рассчитать потери мощности ОППН I?
7. Как рассчитать площадь радиатора для отвода тепла от транзистора?
8. В чем заключается основная задача статического расчета
ОППН I?
9. По каким параметрам можно оценить динамические свойства
ОППН I?
1.7. Модификации ОППН I с промежуточным отводом
у обмотки дросселя
Кроме основной схемы (см. рис. 2, а) известны модификации
ОППH I [5], характеризующиеся наличием отвода у обмотки дросселя, к которому подключается либо диод (рис. 19), либо регулирующий ключ К. Последний случай можно считать вариантом схемы,
приведенной на рис. 19, при W23 > W12.
Регулировочную характеристику для схемы рис. 19 при идеальных элементах можно получить из соотношения
(Uвх – Uнг)tи/W13 = Uнгtп/W23,
откуда
Uнг = Uвхkтрγ/[1 – (1 – kтрγ)],
где kтр = W23/W13 – коэффициент трансформации обмоток дросселя.
Последнее выражение справедливо и при подключении к отводу
дросселя регулирующего ключа, а диода VD к точке 1, в этом случае kтр > 1. Регулировочные характеристики для этих двух случаев
40
показаны на рис. 12 штрихпунктирными линиями 4 (при kтр < 1)
и 5 (при kтр > 1). Включение шунтирующего диода к отпайкам дросселя позволяет расширить возможности использования регуляторов напряжения с точки зрения не только получения желаемых регулировочных характеристик, но и некоторого перераспределения
токов и напряжения на регулирующем ключе и шунтирующем диоде. Однако трудность получения хорошей магнитной связи между
секциями обмоток дросселя и связанное с этим явление перекрытия времени работы регулирующего ключа и шунтирующего диода,
а также ухудшение регулировочной и внешней характеристик привели к тому, что такие модификации ОППH I не получили столь
широкого использования, как простейшая базовая схема.
ОППH I с магнитно-связанным сглаживающим фильтром.
Радикальным способом уменьшения пульсаций выходного напряжения является использование регуляторов с магнитно-связанным
сглаживающим фильтром (рис. 20). Работа такого преобразователя практически ничем не отличается от работы простейшего
ОППH I. Однако введение на дросселе дополнительной обмотки W2,
магнитно-связанной с W1 и образующей совместно с конденсатором С2 дополнительную ветвь, существенно влияет на пульсации
выходного напряжения. За счет выбора определенного коэффициента трансформации и степени магнитной связи между обмотками
W1 и W2 можно всю переменную составляющую тока направить по
ветви W2 – С2, сведя при этом переменную составляющую тока в обмотке W1 к нулю. Приняв, что суммарный ток в обмотках W1 и W2
£
&
É
6Æ
7%
$Í
3Æ
s
Рис. 19. Модификация ОППH I с отводом на обмотке дросселя
£
7%
8
8
$
6Æ
É
3Æ
$
Рис. 20. Схема ОППН I с магнитно-связанным фильтром
41
изменяется на каждом из интервалов tи, tп по линейному закону,
разложим переменную составляющую этого тока в ряд Фурье для
режима полной компенсации пульсаций выходного напряжения:
∆i =
∞
 2E sin πγ 
sin mω1t,

1L11 
∑  πmω
m=1
где L11 = Ls1 + Lµ – полная индуктивность обмотки W1, равная сумме индуктивности рассеяния Ls1 и индуктивности связи Lµ; m – номер гармоники.
Если вся переменная составляющая тока протекает через С2, переменная составляющая напряжения на этом конденсаторе равна
∆UC2 =
∞ 

1
 −2E sin πγ 
∆idt = ∑ 
cos mω1t.
∫
2 2

C2

m=1 πm ω1 L11C2 
Составим уравнения для напряжений, приложенных к обмоткам W1 и W2:
di
di
u = L11 1 + Lµ 2 ;
dt
dt
u + ∆uC2 = Lµ
di1
di
+ L22 2 ,
dt
dt
где u = Uвх– Uнг на интервале импульса (0 ≤ t ≤ tи);
u = –Uнг на интервале паузы (tи ≤ t ≤ Т);
L22 = Ls2 + Lµ – полная индуктивность обмотки W2, a Ls2 – индуктивность рассеяния, при этом принято, что число витков W2 ≈ W1.
Отсюда находим
di1 u(1 − L22 / Lµ ) + ∆uC2
=
.
dt
Lµ − L11L22 / Lµ
Следовательно, пульсации тока в обмотке W1 дросселя обусловлены приложенным к этой обмотке напряжением (первое слагаемое
в числителе) и пульсациями напряжения на конденсаторе С2 (второе слагаемое). С учетом этого пульсации напряжения на нагрузке
можно представить в виде суммы двух составляющих:
∆uÑ1 = ∆uÑ′ 1 + ∆uÑ′′1 .
Первая составляющая определяется вышеприведенным соотношением для пульсаций выходного напряжения ОППH I при учете
42
в этом соотношении эффективного значения индуктивности обмотки W1 с учетом магнитной связи с обмоткой W2:
∆uÑ′ 1 =
где Kc = Lµ
Uâõ γ (1 − γ )(1 − Kñ / kòð )
8f 2 L11C1 (1 − Kc2 )
,
L11L22 – коэффициент связи между обмотками;
kòð = L11 / L22 – коэффициент трансформации дросселя.
Эта составляющая пульсаций напряжения может быть легко скомпенсирована при выполнении условия Kс = kтр либо может
иметь любой знак при отклонении от этого условия.
Вторая составляющая пульсаций напряжения ∆uÑ′′1 может быть
найдена путем интегрирования второго слагаемого в формуле для
di1/dt с учетом выражения для ΔuС2. При этом получим

∞ 

2E sin πγ
sin mω1t
∆i1′′ = ∑ 
 πm3ω3 L C L (1 −1 / K2 ) 
m=1
1 11 2 µ
c 
и, следовательно,
∆uÑ′′1 =

∞ 

2E sin πγ cos mω1t
1
.
∆i1′′dt = ∑ 

∫
4 4
2


C1
m=1 πm ω1 L11Lµ (1 − 1 / Kc )C1C2 
Тогда пульсации напряжения «от пика до пика»
∆uÑ′′1 =
4E sin πγ
πω14 L11Lµ (1 −1 / Kc2 )C1C2
.
Поскольку ∆uÑ′′1 всегда отрицательно, а ∆uÑ′ 1 может принимать
любой знак, возможна их компенсация. Положив ∆uÑ′ 1 = 0, найдем
условие такой компенсации
(sin πγ)/[γ(1– γ)(1/(Kckтр) – 1/K2c)] = 0,5π5f2LµC2.
Видно, что полную компенсацию пульсаций выходного напряжения во всем диапазоне регулирования получить невозможно.
Осуществляя полную компенсацию в наихудшей точке регулирования γ = 0,5, нетрудно найти, что отклонения от полной компенсации в крайних точках диапазона регулирования не превышают
10%. Естественно, полную компенсацию можно осуществить в любой другой точке γ.
Для реализации условия компенсации необходимо иметь возможность изменять kтр и Kc. Подстройка kтр легко осуществляется
43
небольшим изменением числа витков одной из обмоток, а изменение Kc – например включением небольшой индуктивности последовательно с обмоткой W1. Рассмотренный вариант магнитносвязанного фильтра не является единственным, возможны и другие
пути его реализации [5].
Вопросы для самоконтроля
1. В чем заключается особенность работы ОППН I с отводом на
обмотке дросселя?
2. Укажите недостатки ОППН I с отводом на обмотке дросселя.
3. Укажите достоинства ОППН I с магнитно-связанным сглаживающим фильтром.
1.8. Характеристики регулятора ОППН II
Схема регулятора ОППН II показана на рис. 21, а, временные диаграммы, поясняющие работу этой схемы, – на рис. 21, б–д.
При включении транзистора VT на интервале 0 < t < tи индуктивность L подключается непосредственно к источнику питания.
Ток в индуктивности iL начинает линейно нарастать, пока из схемы управления не поступит сигнал на запирание транзистора VT.
После запирания транзистора VT на интервале tи < t < T избыточная энергия, накопленная в дросселе L, через открытый диод VD
поступает в нагрузку, подзаряжая конденсатор фильтра С.
При включении регулирующего транзистора VT через него начинает протекать ток дросселя. На этом интервале времени диод находится под обратным напряжением, равным Uнг. Энергия, потребляемая от источника входного напряжения, идет на увеличение
накопленной энергии в дросселе, а энергия в нагрузку передается от
ранее заряженного конденсатора С2, через который протекает весь
ток нагрузки.
При размыкании транзистора VT ток дросселя переключается на
диод, а на регулирующем ключе действует напряжение Uнг. Энергия, потребляемая от источника входного напряжения на этом интервале времени, идет в нагрузку и на дозаряд конденсатора фильтра.
Ток конденсатора фильтра равен разности тока дросселя и нагрузки.
В отличие от ОППH I, в ОППН II сглаживание пульсаций выходного
напряжения выполняет только конденсатор фильтра [5].
Режим непрерывного тока. Будем считать, что все ранее принятые допущения справедливы и для ОППН II. Тогда на интервалах
замкнутого и разомкнутого состояний транзистора ток через обмотку
44
а)
J
6»Î
б)
6
*Ƽ
7%
-
6
JÃ
6Ì 75
Ƽ
75
ª
3Ƽ
s
VÇÈ
6Ì
6ÇÈNBY
в)
5
5
UÁ
5
5
U
6Ì75
г)
UÌ
U
JÃ
*ÃNBY
д)
UÁ
5
5
U
J$ *
5
5
U
Рис. 21. Схема ОППН II (а) и временные диаграммы, поясняющие
его работу (б – д): uоп, uу – напряжение опорного сигнала
и напряжение управления.; uу VT – напряжение управления
транзистора VТ; iк – ток коллектора (стока) транзистора VT;
iL – ток, протекающий через дроссель L
45
дросселя, а следовательно, и ток через транзистор и через диод изменяются по линейному закону [5]:
– при 0 < t < tи ток
i1(t) = Imin + Uвхt/L;
– при tи < t < tп ток
i2(t) = Imax + (Uвх – Uнг)t/L.
Подставив значения i1 (tè ) = Imax ,и i2 (tï ) = Imin , получим из этих
двух соотношений регулировочную характеристику ОППН II
(рис. 22), которая в относительных единицах имеет вид
Uнг/Uвх = 1/(1 – γ) = Uíã .
Определим минимальное и максимальное значения тока дросселя. С этой целью приравняем энергию, запасенную в дросселе за
время tи, и энергию, отданную источником питания за период T:
tè
∫ Uâõ i1 (t)dt = (Uíã − Uâõ )IíãT.
Отсюда
0
Imin = [Iнг/(1 – γ)] – Uвхγ/(2Lf);
Imax = [Iнг/(1 – γ)] + Uвхγ/(2Lf).
6&
Æ
3
ÊÎ
6Ƽ
G
G
Рис. 22. Регулировочные характеристики ОППН II:
1 – в режиме непрерывного тока для идеальных элементов;
2 – в режиме прерывистого тока;
3 – для реального регулятора в режиме непрерывного тока
46
(39)
Среднее значение тока через дроссель
Iäð = (Imin + Imax ) / 2 = Iíã / (1 − γ ).
(40)
Среднее значение тока через транзистор
Iср VT = Iнгγ/(1 – γ) = Iдрγ.
(41)
Среднее значение тока через диод
Iср VD = Iнг.
Среднее значение тока через дроссель
Iдр = Iср VT + Iср VD = Iнг/(1 – γ).
(42)
Напряжение на транзисторе в разомкнутом состоянии и обратное напряжение на диоде определяются соотношением
UVT = UVD = Uнг = Uвх/(1 – γ).
(43)
Расчетная мощность транзистора
Pк = Iк maxUк max = IнгUнг/(1 – γ) = Pнг/(1 – γ).
(44)
Следовательно, использование транзистора в схеме ОППН II по
мощности при γ → 1 ухудшается [2].
Найдем критические значения тока нагрузки и индуктивности
дросселя, при которых еще поддерживается режим непрерывного
тока. Подставив в (39) Imin = 0, получим
Iнг.кр = [Uвхγ(1 – γ)]/(2Lf),
(45)
а критическое значение индуктивности
Lкр = [Uвхγ(1 – γ)]/(2Iнгf).
(46)
Режим прерывистого тока дросселя [5]. Если Iнг < Iнг.кр при
заданной индуктивности дросселя либо L < Lкр при заданном Iнг,
то ОППН II переходит в режим прерывистого тока в дросселе. Для
определения регулировочной характеристики в этом режиме примем Imin = 0. Обозначим время проводящего состояния диода через
t′п и, полагая, что к концу работы шунтирующего диода в режиме
прерывистого тока в дросселе i2(t′п) = 0, найдем время проводящего
состояния диода
t′п = Uвх tи/(Uнг – Uвх).
(47)
47
Среднее значение тока в нагрузке Iнг в режиме прерывистого тока, как и ранее, есть среднее значение тока через диод IVD:
tï′
Iíã =
1
i2 (t)dt.
T∫
0
После умножения обеих частей равенства на Rнг и преобразований получим регулировочную характеристику в режиме прерывистого тока
Uíã Uâõ = 0,5 + 0,25 + γ 2 Rñõ (2Lô f ).
(48)
Регулировочная характеристика в режиме прерывистого тока
изображена на рис. 22 линией 2. Соотношение (48) можно преобразовать к виду
Uнг/Uвх = 1 + γ2Uвх/(2LфfIнг).
(49)
Это выражение, по существу, описывает внешнюю характеристику идеального ОППH II в относительных единицах в режиме
прерывистого тока.
Внешние характеристики при различных γ показаны на рис. 23
сплошными линиями в области 1.
Граничная линия 3 на рис. 23 построена по формуле (45) для Iнг.кр.
Внешние характеристики преобразователя в режиме непрерывного тока. Для определения внешней характеристики реального
ОППН II в режиме непрерывного тока воспользуемся равенством вольт секундных площадей, действующих на
обмотке дросселя на соответствующих
66
Ƽ
»Î
временных интервалах, при учете конечного сопротивления r обмотки [3]:
G
G
G
(Uвх – IдрRcx)tи = (Uнг – Uвх + IдрRcx)tп,
откуда с учетом Iдр = Iнг(1 – γ) получим внешнюю характеристику в относительных единицах в виде
*Ƽ
Рис. 23. Внешние
характеристики ОППН II
при различных γ для режимов
прерывистого (область 1)
и непрерывного (область 2)
токов
48
Uíã Uâõ =
Iíã Rñõ
1
−
. (50)
1 − γ (1 − γ )2 Uâõ
Для рассматриваемой схемы сопротивление Rcx = r (r – активное сопротивление обмотки дросселя).
Внешние характеристики в режиме непрерывного тока при различных γ показаны на рис. 23 штриховыми линиями в области 2.
Выходное сопротивление ОППН II
Rвых = –∆Uнг/∆Iнг = Rсx/(1 – γ)2.
Заменив Iнг = Uнг/Rнг, запишем внешнюю характеристику в другой форме
(51)
Uнг/Uвх = (1 – γ)/[(1 – γ)2 + Rcx/Rнг].
Дифференцируя это выражение по γ, находим значение γ*, при
котором характеристика имеет максимум:
ãm
γ* = 1 − Rñõ Ríã .
(52)
При этом выходное напряжение достигает своего максимального
значения, относительная величина которого
*
Uíã
max
Uâõ = 0,5 Ríã / Rñõ .
(53)
Таким образом, учет конечного сопротивления обмотки дросселя
показывает, что в режиме непрерывного тока внешняя характеристика зависит как от Iнг, так и в сильной степени от γ, а уровень выходного напряжения не может превысить некоторого максимального значения и становится тем меньше, чем больше отношение Rcx/Rнг [5].
Регулировочная характеристика при Rcx = 0,625Rнг показана
на рис. 22 линией 3.
Пульсации выходного напряжения
Из принципа работы ОППН II следует, что на интервале включенного состояния транзистора (tи) нагрузка питается от заряженного конденсатора С. Поскольку заряд, отбираемый от конденсатора
фильтра за время включенного состояния транзистора ΔQ = Iнгγ/ƒ,
а пульсации напряжения на конденсаторе С2 равны ΔUС2 = ΔQ/С2,
то можно определить пульсации напряжения на конденсаторе, равные пульсациям напряжения на нагрузке:
ΔUС2 = Iнгγ/(ƒС2).
(54)
Из формулы (54) легко определить требуемую величину емкости
фильтра С при известных значениях тока нагрузки Iнг, коэффициента скважности γ и требуемой по техническому заданию величины
напряжения пульсаций Uп:
С2 = Iнгγ/(ƒUп),
где Uп = kп2Uнг.
49
Как уже было сказано, наличие у электролитических конденсаторов паразитных активной и индуктивной составляющих внутреннего сопротивления может вызвать значительные пульсации
выходного напряжения, причем влияние этих составляющих из-за
импульсного характера тока через конденсатор в ОППH II сильнее,
чем в ОППH I [4].
1.9. Пример расчета ОППН II,
работающего в режиме стабилизации выходного напряжения
Исходные данные [1]:
– параметры выходной сети:
• напряжение нагрузки Uнг N = 24 В;
• ток нагрузки Iнг N = 8 А;
• допустимое отклонение напряжения нагрузки ±ΔUнг% = 0,1%;
• требуемый коэффициент пульсации напряжения нагрузки
kп2 = 0,005;
– параметры входной сети:
• напряжение Uвх N = 12 В;
• допустимое отклонение напряжения входной сети, ±ΔUвх% =
= 10%;
• температура окружающей среды Θср = 25 °С.
Определим в первом приближении значения коэффициента
скважности γ:
γN – номинальное значение;
γmax – максимальное значение;
γmin – минимальное значение.
С учетом рекомендаций [1] примем значение падения напряжения на элементах схемы:
ΔURL = (0,01 – 0,03)Uвх – падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя;
ΔUкэ.нас = 1 В – падение напряжения на открытом транзисторе;
ΔUв.пр = 1 В – прямое падение напряжения на открытом диоде.
Значение коэффициента γ определим из соотношения
Uнг = (Uвх – ΔURL – ΔUв.пр)/(1 – γ);
γN = 1 – (Uвх N – ΔURL – ΔUв.пр)/Uнг N = 0,55;
γmax = 1 – (Uвх min – ΔURL – ΔUв.пр)/Uнг N = 0,600;
γmin = 1 – (Uвх max – ΔURL – ΔUв.пр)/Uнг N = 0,500.
50
Критическое значение индуктивности Lкр определим по формуле (46):
Lкр = (Uвхγ(1 – γ))/(2Iнгfp),
где fp – частота переключения транзистора.
Примем fp = 5000 Гц.
Наибольшее значение индуктивности будет при γ = γmin и Uвх max:
Lкр = [Uвх max γmin(1 – γmin)]/(2Iнг fp) = 41,25 мкГн.
Среднее значение тока дросселя Iдр = Iнг/(1 – γN) = 18 А.
Выбираем дроссель Д336 (см. табл. 37). При параллельном соединении обмоток индуктивность L = 100 мкГн, активное сопротивление обмотки RL = 0,008 Ом, номинальный ток подмагничивания
равен 18 А.
Таким образом:
ΔURL = IдрRL = [Iнг/(1 – γmax)]RL = 0,16 В.
Принятое ранее падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя ΔURL = 0,18 В.
Погрешность в определении ΔURL незначительна и допустима
для подобных расчетов.
Определим максимальное значение тока коллектора транзистора Iк max:
Iк max = (Iнг/(1 – γ)) + (tиUL и)/(2L),
где UL и = Uвх – ΔUкэ.нас – ΔURL – напряжение на обмотке дросселя на
интервале открытого состояния транзистора, tи:
UL и = 12 – 1 – 0,18 = 10,82 В.
При γ = γmax = 0,600
tи = γmaxТ = γmax/fp = 1,2 · 10–4 с;
Iк max = (8/(1 – 0,6) + (1,2 · 10–4 · 10,82)/(2 · 1 · 10–4) = 26,5 А.
Напряжение на коллекторе закрытого транзистора
Uкэ = Uнг N + ΔUв.пр = 24 + 1 = 25 В.
Среднее значение тока транзистора при γ = γN
Iк.ср = (IнгγN)/(1 – γN) = 8 · 0,55/0,45 = 9,77 А.
Выбираем биполярный транзистор 2Т827А (см. табл. 25), номинальные значения параметров которого: Iк.и max = 40 А; Uкэ N = 100 В;
51
ΔUкэ.нас ≤ 2 В; tвкл = 1,2 мкс; tвыкл = 4,5 мкс; h21Э ≥ 750; Pmax = 125 Вт;
fгран = 10 мГц.
Поскольку коэффициент передачи по току этого транзистора
составляет h21э = 750, ток базы этого транзистора не превышает
28 мА, что позволяет использовать в качестве системы управления микросхему 1114ЕУЗ, ток выходной цепи которой составляет
100 мА.
Отметим, что принятое ранее падение напряжения на открытом
транзисторе ΔUкэ.нас = 1 В совпадает с ΔUкэ.нас выбранного транзистора 2Т827А.
Оценим расчетную мощность транзистора:
РVT = Uкэ.насIк max = [Iнг/(1 – γmax)]Uнг = Рнг/(1 – γmax);
РVT = 192/0,4 = 480 Вт.
Определим параметры диода:
– средний ток диода IVD = Iнг = 8 А;
– напряжение на диоде UVD обр max = Uнг N + ΔUкэ.нас = 25 В.
Выбираем быстродействующий диод SF164 (см. табл. 19) с учетом
коэффициентов запаса по току kз.т = 2 и напряжению kз.н = 2.
Параметры выбранного диода:
– максимальный выпрямленный ток IVD N = 16 А;
– максимальное обратное напряжение UVD обр max = 200 В;
– прямое падение напряжения ΔUв.пр = 0,97 В.
Регулировочная характеристика рассчитанного преобразователя показана на рис. 24.
6Ƽ #
G
Рис. 24. Регулировочная характеристика преобразователя
52
Расчет потерь мощности и КПД преобразователя
В этой схеме потери мощности выделяются на дросселе, ΔРдр, на
транзисторе, ΔРVT, и на диоде, ΔРVD.
При номинальном токе нагрузки и номинальном коэффициенте
скважности, γN, потери мощности на активном сопротивлении обмотки дросселя составят:
ΔРдр = I2дрRL = [Iнг/(1 – γN)]2RL = [8/(1 – 0,55)]2 • 0,008 = 2,53 Вт.
Потери на транзисторе имеют две составляющие – статические
потери, ΔРVT ст, и динамические, ΔРVT дин:
ΔРVT ст = ΔUкэ.насIVT ср = ΔUкэ.нас [(IнгγN)/(1 – γN)] =
= 1 · 9,77 = 9,77 Вт;
ΔРVT дин = UнгIVT срfр(tвкл + tвыкл)/2 =
= 24 • 9,77 • 5000 • 5,7 • 10–6/2 = 3,34 Вт.
Итак, суммарные потери мощности на транзисторе ΔРVT = 13,1 Вт.
Потери мощности на диоде
ΔРVD = ΔUв.прIнг N = 1 · 8 = 8 Вт.
Итак, суммарные потери мощности равны 23,64 Вт.
Определим КПД η спроектированного преобразователя при номинальном режиме работы:
η = 192/(192 + 23,64) = 0,89.
Расчет площади радиатора для отвода тепла, выделяемого транзистором, проводится по методике, приведенной в подразд. 1.5.
Расчет величины емкости фильтра
Амплитуду пульсаций напряжения нагрузки Uп определим по
формуле (54):
ΔUС = Uп = (Iнгγ)/(fСф),
откуда емкость фильтра
Cф = Iнгγ/(fUп).
Допустимую величину амплитуды пульсаций напряжения нагрузки определим по данным задания на проектирование:
Uп = kп2Uнг = 0,005 · 24 = 0,12 В.
53
Определим требуемую величину емкости фильтра:
Сф = 8 · 0,55/(5000 · 0,12) = 7333 мкФ.
Размах отклонения тока дросселя ΔIL равен размаху отклонения
тока конденсатора ΔIC.
Определим, воспользовавшись формулой (39), размах отклонения тока дросселя ΔIL с учетом индуктивности выбранного дросселя и коэффициента скважности γ = γN и номинального значения
входного напряжения Uвх N = 12 В:
ΔIL = Imax – Imin = (Uвхγ)/(Lf) =
=12 · 0,55/(100 · 10–6 · 5000) = 13,2 А.
Действующее значение этого тока, согласно [4]:
∆IL ä.ç = ∆IL / 12 = 3,81 À.
Выбираем конденсатор Сф по справочным данным табл. 32 – четыре конденсатора типа EXR, параметры каждого из которых:
– номинальное значение емкости СN = 2200 мкФ;
– номинальное значение напряжения UN = 50 В;
– допустимое действующее значение переменной составляющей
тока Iпрм д.з = 3,32/1,41 = 2,35А;
– rС = 0,037 Ом.
При параллельном соединении четырех конденсаторов получим:
результирующую емкость С = 8800 мкФ;
результирующее допустимое действующее значение переменной
составляющей тока IС прм д.з = 2,35 · 4 = 9,41 А;
результирующее внутреннее активное сопротивление конденсатора rС2 = 0,037/4 = 0,0092 Ом.
Сравнивая значения Iпрм д.з и ΔIL д.з между собой, можно видеть,
что выбранный конденсатор имеет достаточный запас по току.
Определим величину падения напряжения на внутреннем активном сопротивлении конденсатора от переменной составляющей
тока ΔIL:
ΔUС2 прм = ΔILrС2 = 13,2 · 0,0092 = 0,122 В,
а полный размах пульсации выходного напряжения на полном сопротивлении конденсатора
Uï2 = ∆IL xC2 2 + rC22 = 13,2 1 (r π ⋅ 8,8 ⋅10−3 ⋅ 500)2 + 0,00922 = 0,13 Â.
Амплитуда полуволны пульсаций напряжения Uп2/2 = 0,065 В.
Коэффициент пульсации напряжения нагрузки kп2 определяется
54
отношением Uп2/2 к среднему значению напряжения нагрузки,
т. е.
kп2 = Uп2/(2Uнг) = 0,065/24 = 0,0027.
Заданием на проект величина kп2 определена равной 0,005. Величина коэффициента пульсации рассчитанного фильтра меньше
требуемой величины kп2. Следовательно, фильтр полностью удовлетворяет требование задания по ограничению пульсаций выходного напряжения.
Проведем проверку фильтра на резонанс. Необходимо, чтобы частота собственных колебаний фильтра ωс.к была бы меньше половины частоты пульсаций напряжения ωп, т. е.
ωс.к < 1/2ωп;
ω ñ.ê = 1
Lô Cô = 1
100 ⋅10−6 ⋅ 8800 ⋅10−6 = 1066 ñ−1;
ωп = 2πfр = 6,28 · 5000 = 31 400 с–1;
1066 с–1 < 15 700 с–1.
Условие отсутствия резонанса выполнено. Параметры фильтра
выбраны правильно.
Построим регулировочную характеристику спроектированного
преобразователя с учетом сопротивления схемы:
Rсх = RL = 0,008 Ом; Rнг = 3 Ом; Uвх = 12 В.
Расчет проведем по формуле (50), в которой учтены падения напряжения на обмотке дросселя, ΔURL, и на открытом диоде, ΔUв.пр:
Uнг = (Uвх – ΔURL – ΔUв.пр)(1 – γN)/[(1 – γN)2 + (Rсх/Rнг)].
Статический расчет системы выполняется по методике, приведенной в подразд. 1.4.
Расчет входного фильтра следует провести по методике, изложенной в разд. 7.
Вопросы для самоконтроля
1. Напишите соотношения для расчета:
– напряжения нагрузки;
– среднего значения тока нагрузки;
– максимального значения коллекторного тока транзистора;
– максимального значения напряжения на закрытом транзисторе и диоде.
55
2. По каким параметрам следует выбирать транзистор?
3. По каким параметрам следует выбирать диод?
4. Как рассчитать требуемую величину индуктивности ОППН II?
5. Как рассчитать требуемую величину емкости конденсатора
фильтра?
6. Как рассчитать потери мощности ОППН II?
1.10. Модификации ОППН II с промежуточным отводом
у обмотки дросселя
Кроме основной схемы (см. рис. 2, б), возможны модификации
ОППH II, отличающиеся наличием у обмотки дросселя отвода, к
которому подключен либо диод (pис. 25), либо регулирующий ключ
К (в этом случае W23 > W12) [5]. Для получения регулировочной характеристики напишем равенство
Uвхtи/W13 = (Uнг – Uвх)tп/W12,
откуда
Uнг = Uвх(1 + γ/[(1 – γ)kтр]),
где kтр = W13/W12.
По тем же причинам, которые были указаны для ОППH I с отводом у обмотки дросселя, модификация ОППН II по схеме, приведенной на рис. 25, не получила большого распространения.
ОППН II с магнитно-связанным фильтром. Существенное
уменьшение пульсаций выходного напряжения может быть достигнуто в ОППН II с магнитно-связанным фильтром (рис. 26). Работа
данного регулятора практически не отличается от работы ранее рассмотренного ОППН I (см. рис. 20). Однако в отличие от последнего
здесь имеет место и непрерывное потребление энергии от источника
входного напряжения, и непрерывная передача энергии в нагрузку.
&
É
7%
£
6Æ
$Í
3Æ
s
Рис. 25. Модификация ОППН II с отводом на обмотке дросселя
56
&
£
7%
$
8
8
6Æ
Q
$
3Æ
s
Рис. 26. Схема ОППН II с магнитно-связанным фильтром
Как и в случае ОППH I с магнитно-связанным фильтром, здесь имеются два контура, составленные магнитно-связанными обмотками
дросселя и конденсаторами С2 и C1.
Изменяя коэффициенты трансформации и магнитной связи
между обмотками, можно добиться отсутствия в одной из ветвей,
например в ветви W1 – С1, изменения тока, и пульсации выходного
напряжения будут сведены в этом случае к нулю. Соотношения для
пульсаций напряжения на конденсаторах в схеме, приведенной на
рис. 20, могут быть использованы и в случае ОППН II по схеме, приведенной на рис. 25 [5].
57
2. ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ПОСТОЯННОЕ НАПРЯЖЕНИЕ
С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ
МЕЖДУ НАГРУЗКОЙ И ПИТАЮЩЕЙ СЕТЬЮ
2.1. Двухтактные преобразователи постоянного напряжения
в постоянное напряжение
Схемы ДППН приведены на рис. 7–9 [4].
Для реализации широтного способа управления двухтактных
преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненных по полумостовой схеме (ДППН III) (см. рис. 9),
¸
6 Ì75
¹
6 Ì75
º
»
5
5
5
5
5
5
U
U
6
U
6E
UÁ 5
5
U
Рис. 27. Временные диаграммы, поясняющие применение
широтного способа управления схемы ДППН III:
а, б – импульсы управления транзисторов VT1 и VT2 соответственно;
в – напряжение вторичной обмотки трансформатора;
г – выпрямленное напряжение на входе сглаживющего фильтра
58
и по схеме с выводом нулевой точки первичной обмотки трансформатора (см. рис. 7), применяется широтный способ управления, осуществляемый путем регулирования скважности импульсов управления, подаваемых на оба транзистора силовой схемы.
Временные диаграммы (рис. 27, а–г) поясняют применение широтного способа управления для схемы ДППН III и для схемы
ДППН I. Для мощных импульсных источников питания часто находит применение двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение ДППН II, выполненный по
полномостовой схеме (см. рис. 8).
Эта схема преобразует одно постоянное напряжение Uвх в другое Uнг с промежуточным преобразованием входного напряжения
Uвх в высокочастотное переменное U1, а затем с помощью промежуточного трансформатора изменяет это напряжение U1 до требуемой
величины U2 и далее выпрямляет его с помощью неуправляемого
выпрямителя в постоянное напряжение заданной величины Uнг [2].
Регулирование величины напряжения U2 и, следовательно, напряжения Uнг осуществляется широтным способом, при котором регулируется ширина полуволны напряжения на каждом полупериоде
переменного напряжения.
Для реализации широтного способа управления двухтактного
преобразователя постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненного по полномостовой схеме, достаточно часто применяют следующие три способа управления:
– широтный способ управления, при котором одновременно регулируется ширина всех импульсов управления, подаваемых на
транзисторы силовой схемы;
– фазовый способ управления, применяемый для управления
полномостовой схемы. При этом способе ширина всех импульсов
управления остается неизменной и равной половине периода выходного напряжения, регулирование же напряжения осуществляется
фазовым сдвигом импульсов управления транзисторов одного плеча мостовой схемы по отношению к импульсам управления транзисторов другого плеча схемы (рис. 28, а–е);
– широтный способ управления, применяемый для управления
полномостовой схемой, при котором ширина импульсов управления транзисторов одного плеча мостовой схемы остается неизменной и равной половине периода выходного напряжения, а ширина
импульсов управления транзисторов другого плеча мостовой схемы
регулируется в пределах от половины периода выходного напряжения до нуля (рис. 29, а–е).
59
¸
¹
º
»
¼
½
Y
6 Ì75
5
5
5
5
5
5
5
5
5
5
6 Ì75
U
U
6 Ì75
U
6 Ì75
U
6
U
6E
UÁ 5
5
U
Рис. 28. Временные диаграммы, поясняющие применение
фазового способа управления полномостового преобразователя:
а–г – импульсы управления транзисторов VT1–VT4 соответственно;
д – напряжение вторичной обмотки трансформатора;
е – напряжение на выходе выпрямителя
2.2. Методика расчета двухтактного преобразователя,
выполненного по полумостовой схеме
Рассмотрим более подробно работу двухтактного преобразователя,
выполненного по полумостовой схеме [2] (см. рис. 9). Временные диаграммы, поясняющие работу этого преобразователя, см. на рис. 27.
Отметим, что вторичная обмотка трансформатора вполнена с выводом средней точки, а неуправляемый выпрямитель выполнен по схе60
¸
6
Ì75
¹
6 Ì75
5
º
5
5
5
5
U
U
6
½
U
6 Ì75
¼
5
U
6 Ì75
»
5
5
U
6E
UÁ 5
5
U
Рис. 29. Временные диаграммы, поясняющие широтный способ
управления полномостового преобразователя, реализуемый путем
регулирования ширины импульсов управления только двух транзисторов
(VT2 и VT3) при постоянной скважности импульсов управления
двух других транзисторов (VT3 и VT4): а–г – импульсы управления
транзисторов VT1–VT4 соответственно; д – напряжение вторичной
обмотки трансформатора; е – напряжение на выходе выпрямителя
ме двухфазного однотактного выпрямителя. Когда транзистор VT1
открыт на интервале времени 0 < t < tи, а транзистор VT2 закрыт,
происходит передача энергии от конденсатора С1 в нагрузку и в накопительный Lф-Cф-фильтр. Одновременно происходит подзаряд
конденсатора С2. Во время паузы, когда оба транзистора закрыты,
61
конденсатор Сф разряжается на нагрузку и энергия дросселя Lф
отдается в нагрузку через оба диода выпрямителя. После открытия
транзистора VT2 накопленная конденсатором С2 энергия будет
передаваться во вторичную цепь трансформатора, а конденсатор С1
будет подзаряжаться.
Приведем основные расчетные соотношения этой схемы.
Напряжение на нагрузке без учета падения напряжения на элементах схемы определяется соотношением
Uнг = 0,5γUвх/kтр.
Коэффициент трансформации трансформатора kтр = W1/W2
определим по формуле
kтр = U1/U2 = (0,5Uвх min – ΔUкэ.нас – ΔUтр1)γmax/[Uнг + ΔURL +
+ (ΔUв.пр + ΔUтр2)γmax],
(55)
где U2 – напряжение вторичной обмотки трансформатора;
U1 – напряжение первичной обмотки трансформатора;
ΔUв.пр – падение напряжения на открытом диоде;
ΔUкэ.нас – напряжение насыщения на открытом транзисторе;
W1 и W2 – число витков первичной и вторичной обмоток соответственно;
ΔUтр1 и ΔUтр2 – падения напряжения на первичной и вторичной
обмотках трансформатора соответственно.
На этом этапе расчета не известны параметры трансформатора,
транзистора и диода. Поэтому необходимо задаться падениями напряжения на элементах схемы [1]:
ΔUкэ.нас = (1–2) В;
ΔUв.пр = (1–2) В;
ΔURL = IнгRL = (0,01–0,02)Uнг N;
ΔUтр2 = IнгRтр2 = (0,01–0,02)Uнг N;
ΔUтр1 = IвхRтр1 = (0,01–0,02)Uвх N,
где Rтр1 – активное сопротивление первичной обмотки трансформатора;
Rтр2 – активное сопротивление вторичной обмотки трансформатора.
Значением γmax задаемся в пределах 0,85–0,9, а затем по формуле
(55) определяем коэффициент трансформации kтр.
62
Коэффициент скважности γ определяется для двухтактных преобразователей отношением длительности импульса к длительности
полупериода выходного напряжения, т. е.
γ = tи/Т′,
Т′ = T/2
– длительность полупериода выходного напряжения.
где
Отметим, что после выбора элементов силовой схемы необходимо
определить падение напряжения на них, сравнить со значениями,
принятыми на первом этапе расчета, и если расхождение превышает 10%, провести повторный уточняющий расчет.
Минимальное значение коэффициента скважности γmin для полумостовой схемы определяется по соотношению
γmin = (Uнг N + ΔURL)/(U2m max – ΔUтр2 – ΔUв.пр),
(56)
где U2m max – максимальное значение амплитуды напряжения вторичной обмотки трансформатора:
U2m max = (0,5Uвх max – ΔUкэ.нас – ΔUтр2)/kтр,
(57)
Uвх max = Uвх N + ΔUвх.
Действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора в номинальном режиме
U2N = (4 2 π)U2m sin(πγ N 2) .
(58)
Действующее значение напряжения первичной обмотки трансформатора
U1N = U2N kтр.
(59)
Это же напряжение может быть определено через входное напряжение Uвх N и γN :
U1N = [4 (π 2 )](0,5Uâõ N − ∆Uêý.íàñ − ∆Uòð1 )sin(πγ N 2).
(60)
Расчетное значение мощности трансформатора Sтр для двухфазной однотактной схемы выпрямления определим по формуле
Sтр = (Sтр1 + 2Sтр2)/2,
где Sтр1 = U1I1, Sтр2 = U2I2 – расчетные мощности первичной и вторичной обмоток трансформатора.
Действующее значение тока вторичных обмоток трансформатора
I2N = (I2/Id)Iнг N;
63
I2/Id = 0,707 для однофазного двухполупериодного выпрямителя
при наличии индуктивности в цепи нагрузки [1].
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
I1N = (I1/Id)Iнг N/kтр;
I1/Id = 1,0 для однофазного двухполупериодного выпрямителя
при наличии индуктивности в цепи нагрузки [1].
По рассчитанным значениям Sтр, U1N, U2N, I1N, I2N выполняем
расчет трансформатора.
Далее определяем загрузку транзисторов и диодов по току и напряжению.
Максимальное значение тока транзистора
Iк max = 2Pнг/(Uвхηγ2min) + ΔI′L,
(61)
где ΔI′L – приведенная к первичной обмотке амплитуда пульсаций
тока сглаживающего дросселя: ΔI′L = ΔIL/(2kтр);
ΔIL = IL max– IL min – полный размах пульсации тока дросселя.
Выбираем транзистор, номинальное значение тока коллектора
которого Iк N > 2Iк max, а напряжение Uкэ N > 2Uвх max.
Отметим, что для полномостовой схемы ток Iк max меньше в 2 раза
по сравнению с полумостовой схемой. Благодаря этому полномостовые схемы находят применение для преобразователей большой
мощности.
Среднее значение тока диода выпрямителя Iв.ср = 0,5Iнг N.
Максимальное обратное напряжение на закрытом диоде в этой
схеме равно 2U2m.
При выборе диодов принимаем коэффициенты запаса по току
kз.т = 2 и напряжению kз.н = 2.
Емкость конденсатора входного делителя для полумостовой схемы необходимо рассчитывать исходя из допустимой амплитуды
(размаха) пульсаций Um п выбранного типа конденсатора по формуле
С1 = Рнг/(4ηfпUm пUвх min),
(62)
где fп – частота пульсаций выпрямленного напряжения: fп = 2fр;
Uвх min – минимальное значение входного напряжения.
Обратим внимание на то, что допустимая амплитуда пульсаций напряжения конденсаторов C1 и C2 определяется по справочным данным
на выбранный тип конденсаторов, например по справочным данным,
приведенным в табл. 28–32, или по справочникам-каталогам конденсаторов [9]. По данным табл. 28–32 значение Um п можно определить,
64
перемножив допустимое значение амплитуды переменной составляющей тока конденсатора Iпрм max и полное сопротивление кондесатора на частоте, равной fп, т. е.
Um ï = Iïðì
max
xC2 + rC2 ,
где хC = 1/(2πСfп).
Минимальное значение индуктивности дросселя сглаживающего фильтра Lmin определяется из условия обеспечения непрерывного
характера тока нагрузки по соотношению
Lmin > Uнг(1 – γmin)/(2Iнг min fп). (63)
Выбираем по справочным данным, приведенным в табл. 33–37,
дроссель, индуктивность которого больше рассчитанного значения
Lmin (примерно в 1,5–2 раза), а номинальное значение тока обмотки – не менее номинального значения тока нагрузки.
Максимальный ток дросселя IL max определяется с учетом размаха амплитуды пульсаций тока дросселя ΔIL:
IL max = Iнг N + ΔIL/2 = Iнг N +
+ [Uвх max/(2kтр) – Uнг]γmin/(4L fп).
(64)
Амплитуду первой гармоники тока IL1 m дросселя можно определить из выражения
IL1 m = ΔIL/[2π2γmin(1 – γmin)]. (65)
Емкость конденсатора Сф определяется с учетом требований по
пульсациям выпрямленного напряжения Uп2:
Сф = Uнг(1 – γ min)/(8Uп2 f2п),
(66)
где Uп2 – допустимая по техническому заданию амплитуда пульсаций напряжения нагрузки:
Uп2 = kп2Uнг.
Выбираем по справочнику конденсатор, емкость которого не менее рассчитанного значения Сф, рабочее напряжение не менее 2Uнг N,
а величина допустимого действующего значения тока переменной
составляющей Iпрм д.з не менее действующего значения переменной составляющей тока фильтра ∆IL ä.ç = ∆IL 12.[4]. Величину ΔIL = ΔIC
определим по формуле
ΔIL = ΔIC = IL max – IL min = [(Uвх max/2kтр) – Uнг]γmin/(4Lfп).
65
Кроме этого, необходимо провести проверку сглаживающего
фильтра на отсутствие резонанса аналогично тому, как это выполнено в подразд. 1.5.
Входной фильтр следует рассчитать по методике, приведенной
в подразд. 6.5.
Оценку динамических характеристик спроектированного преобразователя следует провести по методике, приведенной в подразд. 1.5.
Вопросы для самоконтроля
1. Каким значением коэффициента скважности, γmax или γmin,
следует задаваться при расчете ДППН III?
2. Как рассчитать требуемую величину коэффициента трансформации трансформатора?
3. Как рассчитать параметры, по которым следует выбирать
транзисторы ДППН III?
4. По каким параметрам следует выбирать дроссель и конденсатор сглаживающего фильтра и как рассчитать эти параметры?
5. Какой способ регулирования выходного напряжения следует
применять при управлении ДППН III?
2.3. Методика расчета двухтактного полномостового
преобразователя
Схему двухтактного полномостового преобразователя см. на
рис. 8, а временные диаграммы, поясняющие работу схемы – на
рис. 29, а–е.
Пример расчета двухтактного полномостового преобразователя,
выполненного по схеме, приведенной на рис. 8
Исходные данные:
– напряжение нагрузки Uнг N = 10 В;
– ток нагрузки I нг N = 20 A;
– допустимое отклонение напряжения нагрузки ±ΔUнг% = 0,1 %;
– напряжение входной сети Uвх N = 100 В;
– допустимое отклонение напряжения входной сети ±ΔUвх% = 10,0 %;
      – требуемый коэффициент пульсаций напряжения нагрузки
kп2 = 0,05;
– температура окружающей среды Θср = 30 °C.
Учитывая, что напряжение нагрузки 10 В, целесообразно выполнить неуправляемый выпрямитель, подключаемый ко вторичной
66
обмотке трансформатора, по однофазной двухполупериодной схеме
так, как это показано на рис. 29, а. Поскольку ток нагрузки в этой
схеме проходит только через один диод, потери мощности на диодах
выпрямителя в этой схеме будут в 2 раза меньше, чем в мостовой
схеме выпрямления.
Благодаря этому коэффициент полезного действия ДППН II при
низком значении напряжения нагрузки будет выше, чем при применении для этих же целей однофазной мостовой схемы выпрямления [1].
Расчет параметров трансформатора двухтактного полномостового
преобразователя
Для определения коэффициента трансформации трансформатора kтр зададимся максимальным коэффициентом скважности
γmax = 0,9. Это значение будет при минимальном входном напряжении
Uвх min = Uвх N (1 – ΔUвх%/100) = 100(1 – 0,1) = 90 В
и номинальном токе нагрузки Iнг N = 20 А.
Определим требуемую величину коэффициента трансформации
трансформатора kтр = W1/W2:
kтр = (Uвх min – 2ΔUкэ.нас)γmax/[Uнг N + ΔURL + (ΔUтр + ΔUв.пр)γmax],
где ΔUтр – падение напряжения на обмотках трансформатора, приведенное к вторичной обмотке.
Можно рекомендовать задаваться величиной ΔUтр = (0,01 –
– 0,02)Uнг N [1]. Примем ΔUтр = 0,02Uнг N = 0,01 · 20 = 0,2 В.
ΔUв.пр– падение напряжения на открытом диоде. Примем
ΔUв.пр = 1 В.
ΔURL – падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя сглаживающего фильтра. Можно рекомендовать задаваться величиной ΔURL = (0,01– 0,02)Uнг N [1]. Примем ΔURL = 0,02 ×
× 10 = 0,2 В.
ΔUкэ.нас – падение напряжения на открытом транзисторе. Зададимся величиной ΔUкэ.нас = 1 В.
kтр = (90 – 2 · 1) · 0,9/[10 + 0,2 + (0,2 + 1,0) · 0,9] = 7,02.
Определим амплитудное значение напряжения вторичной обмотки трансформатора при номинальном значении входного напряжения Uвх N = 100 В:
U2m N = (Uвх N – 2ΔUкэ.нас)/kтр = (100 – 2 · 1)/7,02 = 13,96 В.
67
Номинальное значение коэффициента скважности γN определим
из соотношения
(U2m N – ΔUтр – ΔUв.пр)γN = Uнг N + ΔURL;
γN = (10 + 0,2)/(13,96 – 0,2 – 1,0) = 10,2/12,76 = 0,8.
Определим минимальный коэффициент скважности γmin :
γmin = (Uнг N + ΔURL)/(U2m max – ΔUтр – ΔUв.пр) =
= 10,2/(15,45 – 1,2) = 0,715,
U2m max = (Uвх max – 2ΔUкэ.нас)/kтр =
= (100 · (1 + 0,1) – 2)/7,02 = 15,38 В.
Далее определим действующее значение напряжения вторичной
обмотки трансформатора в номинальном режиме
U2N = (4 π 2)U2m N sin(πγ N 2) = (4 π 2) ⋅13,96 ⋅ 0,9048 = 11,41 Â.
Действующее значение напряжения первичной обмотки трансформатора
U1N = U2N kтр = 11,41 · 7,02 = 80,11 В.
Это же напряжение может быть определено через входное напряжение Uвх N и γN :
U1N = (4 π 2)(Uâõ N − 2∆Uêý.íàñ )sin(πγ N 2) =
= (4 π 2) ⋅ 98 ⋅ 0,9048 = 80,11 Â.
Рассчитанные значения U1N одинаковы, что свидетельствует
о точности выполненных расчетов.
Определим действующие значения токов первичной и вторичной
обмоток.
Действующее значение тока вторичных обмоток трансформатора
I2N = (I2/Id)Iнг N = 0,707 · 20 = 14,14 А.
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
I1N = (I1/Id)Iнг N/kтр = 1 · 20/7,02 = 2,85 А.
Расчет промежуточного высокочастотного трансформатора
Определим расчетную мощностью трансформатора
Sтр = (U1N I1N + 2U2N I2N)/2 =
= (80,11 · 2,85 + 2 · 11,41 · 14,14)/2 = 275,5 Вт.
68
Принимаем для расчета трансформатора мощность Sтр = 300 Вт.
Исходные данные, необходимые
для расчета трансформатора:
E
– расчетная мощность трансформатора Sтр = 300 Вт;
– напряжение первичной обмотки
U1N = 80,11 В;
I
– ток первичной обмотки I1N =
%
= 2,85 А;
Рис. 30. Тороидальный
– напряжение вторичной обмотки
сердечник
U2N = 11,41 В;
– ток вторичной обмотки I2N =
= 14,14 А;
– частота fр = 5000 Гц.
Поскольку частота fр = 5000 Гц, применение обычных электротехнических cталей для сердечника магнитопровода трансформатора нецелесообразно ввиду значительных удельных потерь этих сталей на частотах выше 50 Гц.
Поэтому в качестве материала сердечника магнитопровода
(рис. 30) примем магнитомягкий материал пермалой марки 79HM
с толщиной ленты 0,05 мм. Удельные потери такого материала на
частоте f = 5000 Гц и при величине индукции 0,5 Тл составляют не
более 6 Вт/кг [8].
Толщина ленты, которой намотаны сердечники, 0,05 мм;
lср – средняя длина магнитной силовой линии сердечника;
Sc – активная площадь сечения сердечника.
Таблица 2
Габаритные размеры тороидальных сердечников,
выполненных из сплава 79НМ
Размеры, мм
№
п/п
d
D
h
1
20
25
2
25
3
lcр, см
Sc1, см2
Масса, г
5
7,1
0,1
6,1
35
6,5
9,4
0,3
21
28
40
10
11
0,5
44,1
4
32
50
10
13
0,7
79,8
5
50
60
15
17
0,8
100
69
Определим сечение сердечника трансформатора
Sc = C Sòð α10−6 (fBj) [ì2 ].
Коэффициент С = 0,5. Принимаем остальные параметры равными: α = 2÷4; f = 5000 Гц; В = 0,5 Тл; j = 2,5 А/мм2:
Sc = 0,5 300 ⋅ 2,5 ⋅10−6 (5000 ⋅ 0,5 ⋅ 2,5) = 1,73 ⋅10−4 ì2 = 1,73 ñì2 .
Выбираем 3 сердечника под № 4 из табл. 2.
Площадь окна сердечника
Sок = (π/4)d2 = (π/4) · 3,22 = 8,038 см2.
Площадь магнитопровода одного сердечника с учетом коэффициента заполнения указана в табл. 2: Sc = 0,7 см2.
При укладке сердечников друг на друга получим суммарное сечение магнитопровода Sc = 3 · 0,7 = 2,1 см2.
Определим число витков первичной обмотки
W1 = U1/(4BScf) = 80,11 · 104/(4 · 0,5 · 2,1 · 5000) =
= 38,14 витка.
Принимаем W1 = 39 витков.
Число витков вторичной обмотки
W2 = W1/kтр = 39/7,02 = 5,55 витка.
Принимаем W2 = 6 витков.
Уточним величину коэффициента трансформации:
kтр = W1/W2 = 39/6 = 6,5.
Сечение провода первичной обмотки
q1 = I1N/j = 2,85/2,5 = 1,14 мм2.
Сечение провода вторичной обмотки
q2 = I2N/j = 14,14/2,5 = 5,656 мм2.
Провода для обмоток выбираем по справочным данным, приведенным в табл. 38.
Для вторичной обмотки берем 6 проводов сечением 0,9161 мм2
и наматываем ими обмотку впараллель. Таким образом, реальное
значение q2 = 0,9161 · 6 = 5,4966 мм2.
Для первичной обмотки берем 2 провода сечением 0,5809 мм2 и наматываем ими обмотку впараллель. Реальное значение q1 = 0,5809 ×
× 2 = 1,1618 мм2.
70
Определим коэффициент заполнения окна трансформатора kзап,
учтем при этом, что трансформатор содержит две вторичные обмотки:
kзап = (q1W1 + q2W2)/Sок = (1,1618 · 39 + 2 · 5,4966 · 6)/803,8 = 0,138.
Коэффициент заполнения окна трансформатора с тороидальным
сердечником не должен превышать 0,2, т. е. kзап ≤ 0,2. Рассчитанный трансформатор удовлетворяет этому требованию.
Следовательно, трансформатор может быть выполнен.
Определим в первом приближении активное сопротивление обмоток трансформатора, приведенное к вторичной обмотке [1]:
Ròð =
kRLUd 10−3 fc Bm
4
.
Id fBm
Ud Id
Ròð = [6,5 ⋅103 ⋅10 ⋅10−3 (20 ⋅ 5000 ⋅ 0,5)]4 5000 ⋅ 0,5 (10 ⋅ 20) =
= 2,44 ⋅10−3 Îì.
Электрические потери в обмотках трансформатора
ΔРэл.тр = I2dRтр = 202 · 2,44 · 10–3 = 0,977 Вт.
Потери в магнитопроводе трансформатора:
ΔРм = Рудm = 6 · 3 · 0,0798 = 1,436 Вт,
где Руд – удельные потери пермаллоя Вт/кг; m – масса сердечника
магнитопровода, кг.
Суммарные потери в трансформаторе
Ртр = Рэл.тр + Рм = 0,977 + 1,436 = 2,413 Вт.
Расчет параметров сглаживающего фильтра
Методика расчета сглаживающего фильтра в этом преобразователе идентична методике, приведенной в подразд. 2.2.
Определим значения коэффициента пульсаций выпрямленного
напряжения на входе фильтра kп1 для двух значений коэффициента
скважности γmin и γmax:
2
kï1 = sin γπ.
γπ
При γ = γmin коэффициент пульсаций на входе фильтра
2
kï1 =
sin(0,715π) = 0,695.
0,715π
71
При γ = γmax коэффициент пульсаций на входе фильтра
kï1 =
2
sin 0,9π = 0,218.
0,9π
Для расчета параметров сглаживающего фильтра принимаем
значение kп1 = 0,695.
Частота пульсаций напряжения нагрузки fп = 2f = 2 · 5000 =
= 10 000 Гц.
Индуктивность сглаживающего фильтра рассчитаем по формуле (63):
Lmin > 10(1 – 0,715)/(2 · 20 · 10 000) =
=7,125 · 10–6 Гн = 7,125 мкГн.
По справочным данным, приведенным в табл. 35, выбираем четыре дросселя типа SRP1270-2R2M и включаем их последовательно. Параметры дросселя SRP1270-2R2M:
– индуктивность L = 2,2 мкГн;
– допустимое действующее значение тока обмотки Iд.з = 22 А;
– активное сопротивление обмотки RL = 4,2 · 10–3 Ом.
Результирующие параметры четырех последовательно соединенных дросселей:
– индуктивность Lф = 8,8 · 10–6 Гн;
– допустимое действующее значение тока обмотки Iд.з = 22 А;
– активное сопротивление обмотки RL = 16,8 · 10–3 Ом.
Емкость конденсатора Сф определяется с учетом требований по
пульсациям выпрямленного напряжения Uп2:
Uп2 = kп2Uнг;
Uп2 = kп2Uнг = 0,05 · 10 = 0,5 В;
Сф = Uнг(1 – γmin)/(8LUп2f2п) = 10(1 – 0,715)/
/(8 · 8,8 · 10–6 · 0,5 · 10 0002) = 810 · 10–6 Ф = 810 мкФ.
По справочным данным, приведенным в табл. 28–32, необходимо выбирать конденсатор, емкость которого не менее 900 мкФ, рабочее напряжение не менее 2Uнг N ≥ 20 В, а величина допустимого действующего значения тока переменной составляющей Iпрм д.з
не менее действующего значения переменной составляющей тока
фильтра [4]
∆IL ä.ç = ∆IL
72
12.
Величину ΔIL = ΔIC определим по формуле
ΔIL = ΔIC = IL max – IL min = [(Uвх max/kтр) – Uнг]γmin/(4L fп);
ΔIL = [(1,1 · 100/6,5) – 10] · 0,715/(4 · 8,8 · 10–6 · 10 000) = 14,06 А.
∆IL ä.ç = ∆IL
12 = 14,06 3,46 = 4,06 A .
Перечисленным выше требованиям удовлетворяет конденсатор
фирмы EPOS типа В41607 (см. табл. 30), параметры которого:
– номинальная емкость СN = 1100 мкФ;
– номинальное напряжение UN = 55 В;
– внутреннее активное сопротивление rС = 26 · 10–3 Ом;
– допустимое максимальное значение переменной составляющей
тока Iпрм max = 9,7 А;
– допустимое действующее значение Iпрм д.з = 9,7/1,41 = 6,88 А.
Это значение больше того значения, которое будет протекать через конденсатор фильтра при его работе, ΔIL д.з = 4,06 А.
Определим коэффициент пульсаций напряжения нагрузки kп2
при выбранных параметрах фильтра.
Падение напряжения на полном сопротивлении конденсатора
фильтра
Uï2 = ∆IL m xC2 + rC2 = 4,06 ⋅1,41 ⋅ 0,01442 + (26 ⋅10−3 )2 = 0,17 B;
kп2 = Uп2/Uнг = 0,17/10 = 0,017.
Заданием на проект величина kп2 определена равной 0,05.
Параметры фильтра удовлетворяют требованию задания по уровню подавления пульсаций выпрямленного напряжения.
Проверка фильтра на резонанс:
ω ñ.ê = 1
ω ñ.ê = 1
Lô Cô < 0,5ω ï ;
8,8 ⋅10−6 ⋅1100 ⋅10−6 = 10 163 c−1.
10 163 с–1 < 31 400 с–1.
Параметры фильтра удовлетворяют требованию отсутствия резонанса.
Расчет загрузки транзисторов по току и напряжению и их выбор
Максимальное амплитудное значение тока вторичной обмотки
трансформатора
I2m max = Iнг N + ΔIL/2 = 20 + 14,06/2 = 27,03 А.
73
Максимальное амплитудное значение тока первичной обмотки
трансформатора
I1m max = I2m max/kтр = 27,03/6,5 = 4,16 А.
Максимальный коллекторный ток транзистора Iк m max = I1m max =
= 4,16 А.
Среднее значение тока транзистора IVT ср = Iк m maxγmax = 4,16 · 0,9 =
= 3,744 А.
Максимальное напряжение на коллекторе транзистора Uкэ равно напряжению Uвх max = 110 В.
Транзисторы выбираем с учетом коэффициентов запаса по току
и напряжению: kз.т = 2 и kз.н = 2.
Выбираем 4 полевых транзистора КП946А (см. табл. 23). Параметры этих транзисторов:
– максимальный ток стока Ic max = 15 А;
– напряжение сток-исток Uс-и = 500 В;
– напряжение насыщения Uс-и нас = 0,7 В;
– время включения tвкл = 80 нс;
– время выключения tвыкл = 55 нс;
– максимальная рассеиваемая мощность Ррасс max = 40 Вт;
– тип корпуса ТО220.
Отметим, что падение напряжения на открытом транзисторе несколько меньше принятого ранее значения Uc-и нас = 1,0 В. Проводить уточнение расчета не требуется.
Для управления этими транзисторами выбираем 2 драйвера
IR21091S (см. табл. 18), основные параметры которых:
– рабочее напряжение UN = 600 В;
– максимальный выходной ток Iвых max = 120 мА;
– максимальный втекающий ток Iвт max = 250 мА;
– напряжение питания Uпит = 10–25 В;
– минимальное выходное напряжение Uвых min = 10 В;
– максимальное выходное напряжение Uвых max = 20 В;
– задержка выходного сигнала tз = 60 нс;
– тип корпуса SOIC-8.
Силовая схема вместе со схемой управления (D3), выполненной
на базе универсальной микросхемы 1114ЕУ3, и драйверами (D1
и D2) для связи выходов схемы управления с цепями управления
транзисторов силовой схемы приведены на рис. 31.
Каждый из драйверов (D1 и D2) предназначен для управления
двумя транзисторами одного плеча – верхнего и нижнего транзистора. Импульсы управления на входные цепи драйверов (HIN и LIN)
74
75
s 6»Î
6»Î
6ÈÁË
$
75
7%
7%
3
3
75
5
%
3
3
-Í
ªÍ
6Ƽ
8
8
7%
7%
75
75
Рис. 31. Силовая схема и схема управления ДППН II
s6ÈÁË
6ÈÁË
$0.
s6ÈÁË
74
%
6ÈÁË
)0
)*/
74
-*/ -0
3
%
6ÈÁË
3
6ÈÁË
s6ÈÁË
74
)*/
-0
-*/
$0.
74
)0
поступают от системы управления (D3). Поскольку в однофазной мостовой схеме одновременно проводят ток два транзистора, расположенных по диагонали моста (VT1 c VT2 или VT3 c VT4), входные цепи
HIN первого драйвера (D1) и LIN второго драйвера (D2) объединены,
также объединены HIN второго драйвера и LIN первого драйвера.
На этой схеме показана также цепь заведения обратной связи по
напряжению в схему управления. На схеме не показаны источники
питания драйверов. Выбор источников питания для драйверов следует провести с учетом рекомендации по источникам питания драйверов, которые содержатся в подразд. 8.1.
Справочная информация по микросхеме 1114ЕУ3 приведена
в подразд. 6.3.
Расчет загрузки диодов выпрямителя и их выбор
Среднее значение тока диода IVD ср = Iнг0,5 = 20 · 0,5 = 10 А.
Обратное напряжение на диодах выпрямителя равно напряжению нагрузки Uнг = 10 В.
Выбираем диоды с учетом коэффициентов запаса по току kз.т = 2
и напряжению kз.н = 2.
IVD N ≥ 20 А и Uв.обр max ≥ 20 В.
По справочным данным (табл. 19) выбираем четыре диода 20TQ045/
IR, параметры которых: Iв.ср N = 20 А; Uв.обр max = 45 В; ΔUв.пр = 0,57 В.
Отметим, принятое ранее падение напряжения на открытом диоде равно 1 В. Реальное падение напряжения на открытом диоде несколько меньше.
Уточнение расчета проводить не следует.
Расчет потерь и коэффициента мощности преобразователя
Выше были определены потери мощности трансформатора
ΔРтр = ΔРэл + ΔРм = 0,977 + 1,436 = 2,413 Вт.
Потери мощности на активном сопротивлении обмотки дросселя
ΔРдр = I2нгRL = 202 · 16,8 · 10–3 = 3,26 Вт.
Потери на транзисторе имеют две составляющие:
– статические потери ΔРVT ст = ΔUкэ.нас IVT ср = 0,7 • 2,448 = 1,71 Вт;
– динамические потери ΔРVT дин = UвхIVT срfр(tвкл + tвыкл)/2 = 100 ×
× 3,74 · 5000 · (80 + 55) · 10–9/2 = 0,126 Вт.
Суммарные потери мощности на одном транзисторе ΔРVT = 1,836 Вт,
а на двух последовательно включенных транзисторах ∑ΔРVT = 2 ×
× 1,836 = 3,672 Вт.
76
Потери мощности на диодах выпрямителя
ΔРVD = IVD срΔUв.пр = 10 · 0,57 = 5,7 Вт.
Итак, суммарные потери мощности на элементах схемы преобразователя
∑ΔРп = ΔРтр + ΔРдр + ∑ΔРVT + ΔРVD =
= 2,413 + 3,26 + 3,672 + 5,7 = 15,038 Вт.
Коэффициент полезного действия преобразователя
η = Рнг/(Рнг + ∑ΔРп) = 10 · 20/(10 · 20 + 15,038) = 0,93.
Расчет площади радиаторов для транзисторов проводится по методике, приведенной в подразд. 1.5.
Статический расчет системы выполняется по методике подразд. 1.4.
Оценка динамических показателей разомкнутой системы ДППН
Оценим динамические показатели силовой схемы спроектированного двухтактного полномостового преобразователя по методике, изложенной в подразд. 1.6.
Рассчитанные ранее параметры:
Lф = 8,8 · 10–6 Гн,
Сф = 1100 · 10–6 Ф,
Iнг N = 20 А,
Rсх = Rтр + RL = 0,00244 + 0,0168 = 0,01924 Ом.
Зададимся величиной
Iнг min = 0,2Iнг N = 0,2 · 20 = 4 А.
Частота собственных колебаний сглаживающего фильтра определена выше:
ωс.к = 10 163 с–1.
Следовательно:
tп ≈ π/ωс.к = 3,14/10163 = 3,09 · 10 –4 с.
α = 0,5[Rcx/Lф – Iнг min/(Uвх N Сф)] =
= 0,5 [(0,01924/8,8 · 10–6– 4/(100 · 1100 · 10–6)] = 1075.
σ=
=
(Lô / Cô )(Iíã N − Iíã
Uíã N
−πα 2ω
min )e
=
(8,8 ⋅10−6 / 1100 ⋅10−6 )(20 − 4)e−0,16
= 0,03.
10
77
Таким образом, перерегулирование не превышает 3%, а длительность полуволны переходного процесса составляет 0,3 мс.
Входной фильтр рассчитать по методике, приведенной в подразд. 6.5.
Вопросы для самоконтроля
1. Каким значением коэффициента скважности, γmax или γmin,
следует задаваться при расчете ДППН II?
2. Как рассчитать требуемую величину коэффициента трансформации трансформатора?
3. Как рассчитать параметры, по которым следует выбирать
транзисторы ДППН II?
4. По каким параметрам следует выбирать дроссель и конденсатор сглаживающего фильтра и как рассчитать эти параметры?
5. Как рассчитать размах колебаний тока обмотки дросселя ΔIL?
6. Какие способы регулирования выходного напряжения можно
применять при управлении ДППН II?
7. Как рассчитать параметры, по которым следует выбирать диоды выпрямителя ДППН II?
8. Как рассчитать требуемое значение коэффициента трансформации трансформатора?
9. Какое значение γ следует применять при расчете ДППН II?
78
3. ПРЯМОХОДОВЫЕ И ОБРАТНОХОДОВЫЕ ОДНОТАКТНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
На рис. 4 и 5 приведены типовые схемы обратноходового и прямоходового преобразователей соответственно. Обратим внимание
на то, что на этих схемах преобразователи питаются напряжением,
полученным выпрямлением напряжения сети переменного тока без
использования сетевого трансформатора. Такое схемное решение
находит широкое применение в источниках питания различной аппаратуры, включая бытовую технику.
На этих схемах также показаны цепи обратных связей, по которым сигнал от выхода подается на цепь управления транзистора силовой схемы. Каждая цепь обратной связи кроме передачи сигнала,
пропорционального напряжению нагрузки, должна обеспечивать
также и гальваническую развязку цепи управления транзистора
и цепи нагрузки для того, чтобы выход преобразователя и нагрузка не имели бы потенциальной связи с питающей сетью переменного тока. Обычно такая потенциальная развязка выполняется с помощью трансформатора малой мощности или соответствующей
оптопары [4].
3.1. Однотактный обратноходовой преобразователь
Рассмотрим собственно однотактный обратноходовой преобразователь [1, 2, 4, 5, 7] на рис. 32.
Обратноходовой преобразователь работает следующим образом. Транзистор VT1 управляется ШИМ. Когда VT1 открыт, ток
в первичной обмотке трансформатора линейно увеличивается. Этот
трансформатор фактически является дросселем с вторичной обмоткой и, в отличие от обычного трансформатора, накапливает в себе
существенную энергию.
Когда транзистор VT закрывается, магнитный поток в сердечнике трансформатора начинает уменьшаться, на обмотках трансформатора наводится ЭДС. Под воздействием ЭДС вторичной обмотки
по ней начинает протекать ток i2.
Ток i2 заряжает конденсатор С и также течет в нагрузку. На рис. 32
показаны импульсы токов i1 = iк и i2 во время включенного и выключенного состояний транзистора VT. Ток i1 течет во время включенного состояния, а ток i2 – во время выключенного состояния
транзистора VT и поддерживает постоянное напряжение на конденсаторе С uС = uнг.
79
JÃ 75
а)
6»Î
$ 8
7%
5
8
J$
s
s
$
6Ƽ
JƼ
J
¹
JÃ
* ƼNBY
º
5
U
5
J
*Ƽ
5
»
U
5
J©
U
¼
5
6Ƽ
5
U
6Ƽ
5
5
U
Рис. 32. Схема однотактного обратноходового преобразователя (а)
и временные диаграммы, поясняющие его работу (б–д): iк – ток
коллектора транзистора VT и первичной обмотки трансформатора;
i2 – ток вторичной обмотки трансформатора;
iс – ток конденсатора; uнг – напряжение нагрузки
Если выходная нагрузка увеличивается, необходимо только увеличить длительность включенного состояния транзистора VT, во
время которого ток i1 достигнет более высокого значения, что создаст в результате более высокий ток i2 во вторичной обмотке во время выключенного состояния транзистора VT и, наоборот, при уменьшении нагрузки ток i2 уменьшает свое значение.
Если выходное напряжение сравнить с опорным напряжением
и полученной разностью управлять ШИМ, то получится замкнутая по напряжению система стабилизации напряжения нагрузки,
80
и схема автоматически будет сохранять постоянное значение выходного напряжения.
В обратноходовом преобразователе длительность включенного
состояния транзистора должна быть больше длительности выключенного состояния для того, чтобы большее количество энергии было запасено в трансформаторе и передано в нагрузку.
3.2. Однотактный прямоходовой преобразователь
Другая популярная схема импульсного преобразователя постоянного напряжения, известная как схема прямоходового преобразователя [2], приведена на рис. 33. Хотя эта схема очень напоминает обратноходовую схему, имеются и некоторые существенные от75
а)
J
6»Î
-
7%
Js
8
7%
6Ƽ
ª
8
$
$
J
5
s
¹
J
*ÃNBY
º
UÁ
5
5
UÁ
5
5
5
5
U
J
»
J-
$*-
U
U
UÁ
Рис. 33. Схема ОПП (а) и временные диаграммы (б–д), поясняющие
работу прямоходового преобразователя: i1, i2 – ток первичной
и вторичной обмоток трансформатора; iL – ток, протекающий
через обмотку дросселя
81
личия. Прямоходовой преобразователь накапливает энергию не
в трансформаторе, а в дросселе. Точки, обозначающие начало обмоток на трансформаторе, показывают, что, когда транзистор открыт,
во вторичной обмотке появляется напряжение, и ток течет через диод VD1, обмотку дросселя и далее в нагрузку и конденсатор фильтра.
У этой схемы сравнительно большая продолжительность включенного состояния транзистора относительно выключенного состояния, более высокое среднее напряжение во вторичной обмотке и более высокий выходной ток нагрузки.
Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия
от источника питания поступает через трансформатор Т как в нагрузку, так и на заряд конденсатора С3. После закрытия транзистора ток в индуктивности дросселя не может измениться мгновенно
и продолжает течь через диод VD. Таким образом, в отличие от обратноходовой схемы, ток от элемента, сохраняющего энергию, течет
во время обеих половин цикла переключения. Поэтому ОПП имеет
более низкое напряжение выходных пульсаций, чем ООП при тех
же самых выходных параметрах. Кроме этого, при использовании
ОПП можно получить на выходе преобразователя мощность почти
вдвое больше, чем при использовании ООП.
При разработке однотактных преобразователей часто возникает
вопрос, какую же схему преобразователя выбрать. Принятое решение должно быть технически обоснованным и учитывать достоинства и недостатки каждой схемы [7].
Рассмотрим более подробно работу и приведем сравнительную
оценку обеих схем преобразователей [7].
3
6»Î
$
3
$
8
s
7%
5
s
8
3
$
7%
$
3
ª¬
6»Î
s
75
$
Рис. 34. Схема силовой части одинарного ООП
82
6»ÔÎ
3Æ
ª
s
6»ÔÎ
На рис. 34 приведена схема ООП, дополненная четырьмя R-Cцепочками и диодом VD2. Назначение этих элементов будет рассмотрено ниже. Именно такое схемотехническое решение ООП и находит применение на практике.
Входное напряжение питания Uвх подается на последовательно соединенные первичную обмотку трансформатора W1 и транзистор VT1.
При открытом транзисторе VT первичная обмотка W1 трансформатора T подключена к источнику входного напряжения Uвх, и в индуктивности обмотки W1 происходит накапливание энергии. После
закрывания транзистора VT накопленная энергия с помощью вторичной обмотки W2 через выходной диод VD1 поступает в нагрузку
и заряжает выходной фильтрующий конденсатор С1.
Регулировочная характеристика идеального ООП – нелинейная:
Uвых = Uвхγ/[(1 – γ)kтр], (67)
где kтр = W1/W2 – коэффициент трансформации трансформатора,
а γ – коэффициент скважности.
Отметим два интересных момента в работе ООП [4]:
1) один и тот же диапазон изменения коэффициента скважности γ
приводит в ООП к бо′льшим изменениям выходного напряжения,
чем в ОПП;
2) ток через конденсатор С1 имеет характерный медленно спадающий участок во время паузы работы силового транзистора VT, причем часть интервала паузы ток может идти не в конденсатор (когда происходит необходимый заряд конденсатора), а из конденсатора
(разряд конденсатора на нагрузку).
Так же, как и у ОПП, в ООП имеется два возможных характерных режима по току вторичной обмотки W2 – режим непрерывных
токов и режим прерывистых токов на временном интервале паузы
работы силового транзистора VT. Причем в режиме прерывистых
токов ООП завышает выходное напряжение по сравнению с тем, которое определено идеальной регулировочной характеристикой ООП
согласно формуле (67).
Если в ОПП важным параметром является ток намагничивания
трансформатора, то в ООП – это индуктивность обмотки трансформатора L1. Критическое значение индуктивности обмотки W1, определяющее границу между режимами непрерывных и прерывистых
токов вторичной обмотки трансформатора Т1 (на интервале паузы):
L1кр = Uвх γN(1 – γN)/[kтр(2fрIнг min)],
(68)
где kтр = W1/W2 – коэффициент трансформации трансформатора Т;
83
γN = Uнг/(Uнг + Uвх/kтр) – номинальное значение коэффициента
скважности, определенное без учета падения напряжения на элементах схемы;
Uвх, Uнг – номинальные значения напряжений на входе преобразователя и нагрузки соответственно;
Iнг min – минимальный ток нагрузки.
Из этого выражения видно, что чем меньше ток нагрузки, тем
больше должна быть индуктивность первичной обмотки трансформатора.
Отметим, что сердечник магнитопровода трансформатора должен быть выполнен с сосредоточенным или распределенным зазором [4], поскольку магнитопровод трансформатора постоянно намагничен.
3.3. Реальные процессы в простейшем ООП
Конечно, реальный ООП и реальный ОПП имеют диаграммы напряжений и токов, отличающиеся от почти идеальных диаграмм,
приведенных выше [7].
В ООП сразу после выключения транзистора VT1 на диаграмме
напряжения на стоке полевого транзистора наблюдается достаточно
узкий выброс напряжения, обычно значительной величины, многократно повышающей входное напряжение [7] (рис. 35, б).
Наличие накопленной энергии WL = i2LS/2 в индуктивности рассеяния LS трансформатора Т1 при выключении вызывает резонансный переходный процесс на стоке транзистора VT1.
Поскольку величина индуктивности рассеяния мала, этот процесс имеет относительно небольшую длительность.
Отметим различия процессов, происходящих в ОПП и в ООП.
Первое отличие заключается в том, что в ОПП выходное напряжение формируется с помощью выходного L-C-фильтра, т. е. напряжение, поступающее с выходной обмотки трансформатора во время
импульса (прямой ход), принципиально больше напряжения нагрузки. Выходная обмотка, соответственно, имеет количество витков, адекватное импульсному напряжению на обмотке.
В ООП напряжение нагрузки формируется непосредственно
с выходной обмотки трансформатора во время паузы (обратный ход),
а выходная обмотка, соответственно, имеет количество витков,
адекватное выходному напряжению.
В результате количество витков выходной обмотки ОПП всегда
принципиально больше количества витков выходной обмотки ООП.
84
¸
6 Ì75
¹
5
U
VDË
6»Î
6»Î
5
U
º
J75
5
Рис. 35. Диаграммы напряжения (а, б)
и тока (в) силового транзистора ООП
U
При одинаковых витках первичных обмоток ОПП и ООП коэффициент трансформации трансформатора ООП всегда меньше, чем
у трансформатора ОПП [7]. То есть вторичная обмотка ООП имеет
меньше витков и в ООП имеется большая, чем в ОПП, разница между витками первичной и вторичной обмоток трансформатора. Это
обусловливает значительно худшие условия магнитной связи обмоток в ООП и, как следствие, большую индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора в ООП.
Поэтому в ООП энергия выброса больше, чем в ОПП, а игольчатый выброс напряжения на стоке транзистора VT1 всегда выше
и больше по длительности, чем в ОПП [7]!
Второе отличие заключается в том, что затухающие колебания
игольчатого выброса в ОПП происходят вокруг линии, соответствующей уровню входного напряжения.
В ООП затухающие колебания игольчатого выброса происходят
вокруг линии, соответствующей сумме напряжения питания, Uвх,
и приведенного к первичной обмотке выходного напряжения, Uвых.
85
В результате, при одинаковой конструкции трансформатора,
в ООП исходный паразитный выброс напряжения на стоке силового
транзистора значительно больше по уровню и энергетике, чем аналогичный выброс в ОПП.
На диаграмме тока, приведенной на рис. 35, в, при включении
транзистора VT, так же как и в ОПП, наблюдается треугольный
выброс тока с высокочастотным переходным процессом. Появление данного выброса связано с тем, что включение транзистора VT
обычно происходит при значительном напряжении на стоке транзистора VT, таким образом, при включении транзистора VT через него
проходит ток разряда конденсатора С2, заряженного относительно
высоким напряжением. Кроме этого, выходной диод VD1 еще находится в проводящем состоянии, в результате чего при включении
транзистора VT образуется короткое замыкание выходной обмотки
трансформатора на выходной конденсатор С1. Но величина сверхтока в этом случае ограничивается индуктивностью рассеяния обмоток трансформатора.
Для предохранения силового транзистора ООП от пробоя и от
перегрузки по току в первую очередь необходимо применять только полевые транзисторы (MOSFET) [7]. Они имеют универсальные
динамические характеристики и высокую перегрузочную способность. Кроме этого, у этих транзисторов практически отсутствует явление вторичного пробоя, которое имеет место у биполярных
транзисторов. Из-за этого недостатка биполярные транзисторы не
нашли широкого применения в высокочастотных ООП.
Для ограничения отмеченных выше нежелательных явлений
принимаются специальные схемы решения, защищающие транзисторы по напряжению и по току. Цепочка R1–C3 (см. рис. 34) кратковременно берет на себя уменьшающий рабочий ток обмотки W1,
что позволяет быстро и эффективно (т. е. без потерь и перегрузок)
выключиться транзистору VT1 при относительно плавном нарастании напряжения на стоке. Замедление скорости изменения тока
в обмотке W1 на этапе выключения транзистора VT1 снижает величину игольчатого выброса напряжения на стоке. Расплатой за это
положительное действие является дополнительная нагрузка транзистора VT на этапе включенного состояния, ведь заряженный конденсатор С3 необходимо разряжать при каждом переключении транзистора. Таким образом, с помощью цепочки R1–C3 можно формировать траекторию выключения транзистора VT.
Индуктивность рассеяния трансформатора Т также может считаться схемной мерой, так как часто ее действие в ООП, работаю86
щих на высоких частотах, усиливают дополнением ферритовой бусинки, одеваемой на вывод обмотки W1 трансформатора Т. Таким
образом, можно отметить двойную роль индуктивности рассеяния
обмоток трансформатора. С одной стороны, она увеличивает перенапряжение на транзисторе, а с другой – ограничивает сверхток через транзистор VT при его включении.
С перенапряжениями на транзисторе можно бороться с помощью
установки в схеме различных цепочек, например диода VD2 и цепочки С3–R1 (см. рис. 34). Эта цепочка ограничивает импульс перенапряжения, как показано на рис. 35, б более темной линией.
Дополнительные цепочки типа приведенных на схеме рис. 34
(R4–С6, R2–C4, R3–С5) используются для уменьшения уровня помех, появляющихся в обмотках, в элементах печатных плат, в выводах компонентов и т. д. вследствие резких изменений напряжений
и токов в этих цепях.
3.4. Выбор силового транзистора ООП
по напряжению и току
Рассмотрим кривые напряжения на диаграмме, показанные на
рис. 35, б. Даже при самом удачном применении перечисленных выше мер для подавления перенапряжения на стоке силового транзистора VT, все равно необходимо ориентироваться на то, что при серийном производстве преобразователей это перенапряжение может
достигать значения 10 – 20% от суммарного напряжения питания и
приведенного к первичной обмотке выходного напряжения [7].
Определим величину напряжения стока транзистора VT, Uст max.
При максимальном напряжении питания, когда действует минимальный коэффициент заполнения импульсов, легко вычислить
значение этого коэффициента, используя соотношение
Uвых = Uвх max γmin/(1 – γmin).
(69)
При известных значениях Uвх max и γmin определим величину напряжения стока транзистора VT, Uст max :
Uст max = Uвх max + U вх max γmin/(1 – γmin) = Uвх max/(1 – γmin). (70)
Соотношение для минимального и максимального коэффициентов скважности без учета падения напряжения на элементах схемы
можно в первом приближении определить по формуле
γmin = γmax/[γmax (1 – K′) + K′)], (71)
87
где
K′ = Uвх max/Uвх min (72)
– коэффициент, учитывающий предельное отклонение входного напряжения.
При проектировании преобразователей напряжения вначале обычно задаются значением максимального коэффициента скважности.
На практике для преобразователей, работающих от низких входных напряжений, обычно принимают значение γmax в пределах 0,5<γmax <0,6.
Можно, например, принять значение γmax = 0,6. Тогда минимальный
коэффициент скважности γmin при двукратном изменении входного
напряжения (K′ = 2) будет в соответствии с нелинейной регулировочной характеристикой ООП равен 0,428, т. е. γmin = 0,428.
В этом случае напряжение стока транзистора Ucт max будет
в 2,33 раза больше максимального значения входного напряжения, т. е.
Uст max = 2,33Uвх max.
Таким образом, если бы перенапряжения из-за действия индуктивности рассеяния обмотки трансформатора не было бы, то пришлось бы
выбирать транзистор VT на двойное максимальное напряжение питания. Далее, необходимо учесть перенапряжение от игольчатого выброса (10–20 %) и прибавить еще 20–40 % на запас по напряжению для
обеспечения необходимой надежности. В результате для ООП с типовым двукратным изменением входного напряжения получаем
Uст max = Kзап(1,1 – 1,2) · 2Uвх max = (2,7 – 3,4)Uвх max = (3 – 4)Uвх max. (73)
Выбор транзистора по току для стабилизированного ООП, так
же как и для ОПП, производят исходя из выходной мощности ООП
Рвых, КПД и входного напряжения Uвх, при этом скос амплитуды
кривой тока пока не учитываем.
Средний за период ток стока транзистора Iст1 = Pвых/(ηUвх min).
Импульсный ток получается делением этого выражения на коэффициент скважности γ, соответствующий Uвх min, т. е. на γmax, например, γmax = 0,66. Тогда с учетом всплеска тока (Kр = 1,2–1,5) получаем при Uвх min
Iст max1 = (1,2–1,5)РвыхK′/(ηUвх min γmax). (74)
При напряжении Uвх = Uвх max можно определить
Iст max2 = (1,2–1,5)Рвых K′/(ηUвх max γmin). (75)
Максимальное значение тока транзистора Iст max можно оценить
в первом приближении, приняв КПД = 0,9 и учтя реальную форму
88
тока, т. е. наличие скоса амплитуды кривой тока. Для учета скоса
амплитуды кривой тока введем в формулу для расчета Iст max коэффициент Kр = 1,2 и K′ = 1,22–1,7:
Iст max = 1,2РвыхK′/(ηUвх maxγmin).
(76)
С таким выбором тока можно смириться, учитывая большую
перегрузочную способность МОП-транзисторов по току, а вот мириться с большим коэффициентом превышения напряжения на
стоке транзистора в ООП возможно не всегда. Оценим величину напряжения на стоке транзистора в первом приближении. Допустим,
что максимальное входное напряжение ООП равно 372 В. Это значение будет иметь выпрямленное напряжение на выходе сетевого
выпрямителя, питающего ООП, при напряжении сети переменного
тока 220 В и максимальном отклонении этого напряжения +20 %.
В этом случае необходимо применять МОП-транзисторы с максимальным напряжением стока 1116–1488 В, которые теоретически
обладают заметно худшими свойствами по быстродействию и по величине сопротивления канала в прямом направлении по сравнению
с низковольтными транзисторами. Но самое главное, таких МОПтранзисторов пока промышленность еще не производит [7].
Радикальным средством уменьшения величины игольчатого выброса напряжения является увеличение мощности R–C шунтирующих цепочек (R2–C4 и R1–C3 и диода VD2) путем уменьшения величины сопротивления и увеличения емкости. Однако необходимо
помнить, что это неизбежно приводит к заметному снижению КПД
(от 80 до 75–70%), а это совсем ненужное лишнее тепло и перегрузка по мощности входного источника питания. Можно применять
сложные методы намотки обмоток трансформатора, направленные
на уменьшение индуктивности рассеяния. В результате применения этих схемотехнических и технологических решений удается
уменьшить игольчатый выброс напряжения на стоке транзистора
до 2–5 %.
Это позволит как минимум на 20 % уменьшить требования
к транзистору по напряжению. В нашем примере напряжение понизится до 893–1190 В и могут подойти транзисторы с напряжением
900 В, а такие транзисторы с удовлетворительными характеристиками выпускают несколько фирм [7, 12, 13].
В том случае, когда требуется существенно снизить напряжение на стоке транзистора, можно пойти на уменьшение величины
γmax. Для сетевых источников электропитания по схеме ООП часто
приходится принимать γmax = 0,4–0,5. В этом случае максимальное
89
напряжение на транзисторе с учетом формул (71) и (72) можно определить по соотношению
Uст max = Uвх max/(1 – γmin) = Kзап(1,02–1,05)1,4Uвх max = (1,7–2)Uвх max.
Здесь можно применять широко распространенные транзисторы
на 700 В. Однако следует обратить внимание на то, что работа ООП
с меньшими значениями коэффициента скважности приводит к увеличению потерь и снижению КПД.
Возникает вопрос: как же уменьшить паразитный выброс напряжения без снижения КПД, как использовать энергию этого выброса? Решение этого очень важного с энергетической точки зрения
вопроса возможно путем существенного усложнения силовой схемы
преобразователя.
3.5. Однотактный преобразователь, выполненный
по схеме косого полумоста
Схема, которая получила название косой полумост [7], приведена на рис. 36.
В этой схеме энергия паразитных выбросов напряжения рекуперируется в первичный источник питания с помощью диодов VD3
и VD3′, что и позволяет сохранить высокий КПД.
Самое главное, эта схема позволяет иметь самое низкое напряжение на стоке силовых транзисторов VT. Оно не превышает напряжение питания Uвх. Конечно, следует помнить, что силовые транзисторы в этой схеме должны открываться и закрываться одновременно.
3
6»Î
75a
3a
7%
7%
8
$a
3
5
$
8
7%a
75
ª¬
s
6»Î
$
3
$
Рис. 36. Схема косого полумоста на базе ОПП
90
ª
6»ÔÎ
3Æ
s
6»ÔÎ
Схема косого полумоста может также эффективно применяться
и для ООП, предназначенных для работы с повышенным входным
напряжением питания. Очевидное достоинство этой схемы – отсутствие перенапряжений на транзисторе, что позволяет использовать
относительно дешевые силовые транзисторы с невысоким пробивным напряжением. Отметим также и недостаток этой схемы – последовательное включение на пути рабочего тока первичной обмотки W1
трансформатора Т двух транзисторов. Однако в случае применения
низковольтных транзисторов MOSFET, которые, как известно, имеют пониженное сопротивление открытого канала, увеличение потерь
мощности на транзисторах оказывается незначительным и не приводит к какому-либо заметному снижению КПД преобразователя.
Отметим различие в загрузке силового транзистора по напряжению.
Максимальное напряжение на силовом транзисторе в схеме ООП
Uст max = (4 –5)Uвх max.
Максимальное напряжение на силовом транзисторе Uст max в схеме ОПП
Uст max = (3 – 4)Uвх max.
По максимальному току cтока транзистора Iст max = (7–10)Pвых/
/Uвх maх схемы ООП и ОПП практически одинаковы.
Отметим, что схема косого полумоста может быть реализована
как в ООП, так и в ОПП [7].
Вопросы для самоконтроля
1. В чем заключается физическая причина появления импульсов
перенапряжения на транзисторе?
2. В чем заключается физическая причина появления всплеска
тока при включении транзистора?
3. Перечислите способы подавления импульсов перенапряжения
на транзисторе.
4. Перечислите способы подавления всплеска тока при включении транзистора.
5. Какая из схем, ООП или ОПП, может быть использована для
преобразователей повышенной мощности?
6. Укажите достоинства и недостатки схемы, называемой косой
полумост.
7. Какие транзисторы, биполярные или MOSFET, следует применять при разработке ООП и ОПП?
91
4. Методика расчета трансформаторов
для импульсных преобразователей постоянного
напряжения в постоянное напряжение,
выполненных по схеме ОПП
Приведенная ниже процедура расчета позволяет определить параметры трансформаторов, используемых для развязки и передачи
энергии во вторичные цепи, т. е. для трансформаторов ОПП. Накопление энергии в этих трансформаторах нежелательно.
4.1. Определение расчетного значения величины
магнитной индукции сердечника трансформатора
В качестве первого шага необходимо определить размах колебаний магнитной индукции ∆B в установившемся режиме. Трансформатор должен быть рассчитан на работу при возможно большем
значении ∆B, что позволяет иметь меньшее число витков в обмотке, увеличить номинальную мощность и уменьшить индуктивность рассеивания [4]. На практике значение ∆B может ограничиваться либо индукцией насыщения сердечника Bнас, либо потерями
в магнитопроводе. Отметим, что в полномостовых, полумостовых и
двухполупериодных схемах со средней точкой первичной обмотки
трансформатор возбуждается симметрично. При этом значение магнитной индукции изменяется симметрично относительно нуля характеристики намагничивания, что дает возможность иметь теоретически максимальное значение ∆B, равное удвоенному значению
индукции насыщения Bнас. В большинстве однотактных схем, используемых, например, в однотактных преобразователях, магнитная индукция колеблется полностью в пределах первого квадранта
характеристики намагничивания от остаточного значения индукции Bост до Bнас, ограничивая теоретический максимум ∆B до значения (Bнас– Bост). Это означает, что если ∆B не ограничено потерями
в магнитопроводе (обычно при рабочей частоте fр ниже 50–100 кГц),
для однотактных схем требуется трансформатор бо′льших размеров
при одной и той же выходной мощности.
В соответствии с законом Фарадея значение ∆B определяется произведением вольт-секунда на первичной обмотке. В установившемся
режиме произведение вольт-секунда на первичной обмотке устанавливается на постоянном уровне и равно Uвх mintи max или Uвх maxtи min.
Размах колебаний магнитной индукции, таким образом, также
постоянен.
92
Однако при обычном методе управления рабочим циклом, который используется большинством микросхем для импульсных стабилизаторов, при запуске и во время резкого увеличения тока нагрузки повышение напряжения Uвх max может иметь место одновременно с tи max. При этом, в том случае, когда Uвх max в 2 раза больше
Uвх min, размах индукции ∆B может достигать удвоенного значения
от значения в установившемся режиме. Поэтому, чтобы сердечник
не насыщался при переходных процессах, установившееся значение
∆B должно быть в 2 раза меньше теоретического максимума. Однако если в схему управления завести отрицательную обратную связь
по входному напряжению, позволяющую контролировать значение
произведения вольт-секунда, то максимальное значение этого произведения фиксируется на уровне, немного превышающем установившийся. Это позволяет увеличить значение ∆B и увеличить мощность трансформатора [4].
Значение индукции насыщения Bнас для большинства мощных
ферритов типа 3С8 превышает 0,3 Тл. В двухтактных преобразователях величина ∆B обычно ограничивается значением 0,3 Тл. При увеличении частоты до 50 кГц потери в магнитопроводе приближаются
к потерям в обмотках трансформатора. Увеличение потерь в магнитопроводе на частотах выше 50 кГц требует уменьшения значения
∆B при расчете трансформатора.
В однотактных схемах без фиксаций произведения вольт-секунда
для сердечников с Bнас – Bост = 0,2 Тл и с учетом переходных процессов установившееся значение ∆B приходится ограничивать на
уровне только 0,1 Тл. Потери в магнитопроводе на частоте 50 кГц
будут незначительными вследствие небольшого размаха колебаний
магнитной индукции. В схемах с фиксированным произведением
вольт-секунда ∆B может принимать значения до 0,2 Тл, что дает
возможность существенно сократить размеры трансформатора.
Отметим, что на рабочих частотах выше 50–100 кГц значение ∆B
обычно выбирают исходя из условия ограничения потерь в магнитопроводе [4].
4.2. Вывод расчетных соотношений для определения произведения
площадей сердечника магнитопровода и окна
Принятые в формулах обозначения:
kз = Sоб/Sок – коэффициент заполнения окна (должен быть не более 0,40);
Sоб – суммарная площадь проводников всех обмоток;
93
Sок – площадь окна сердечника трансформатора;
kр = Sоб1/Sоб – коэффициент площади первичной обмотки;
Sоб1 – суммарная площадь проводников первичной обмотки;
kт = Iвх/I1 – коэффициент формы кривой тока первичной обмотки
трансформатора;
Iвх – среднее значение входного тока;
I1 – действующее (среднеквадратичное) значение входного тока;
kоб = kтkзkр – обмоточный коэффициент;
j – плотность тока;
fр – рабочая частота трансформатора однотактных преобразователей;
Рнг – выходная мощность (мощность, отдаваемая преобразователем в нагрузку).
Постоянная составляющая входного тока импульсного преобразователя Iвx вычисляется по формуле
Iвх = Pвх/Uвх,
где Pвх = Pнг/η, η – КПД преобразователя.
На первом этапе расчета следует задаться величиной η ≈ 0,9.
Максимальное действующее значение тока первичной обмотки I1max соответствует минимальному значению напряжения на
входе преобразователя Uвх min. Соотношение между действующим значением тока и постоянной составляющей входного тока
первичной обмотки определяется коэффициентом формы кривой
тока kт.
С учетом коэффициента kт определим действующее значение тока первичной обмотки
I1max = Pвх max/(Uвх minkт).
Количество витков первичной обмотки можно определить по
формуле
W1 = Uвх minkтkзkpSок j/Pвх max.
Требуемая площадь сечения окна сердечника магнитопровода
Sок = (W1Pвх max)/(Uвх minkтkзkpj).
В соответствии с законом Фарадея
Uвхdt = W1dФ
можно установить
94
Uвх mintи = W1ΔВSc,
(77)
откуда определим площадь сердечника магнитопровода
Sс = Uвх mintи max/(W1ΔВ). (78)
Для прямоходового преобразователя максимальное значение
коэффициента скважности γmax рекомендуется принимать равным 0,5. В этом случае максимальное значение времени импульса tи
max можно определить по соотношению
tи max = γmax/fр = 1/(2fр).
Объединяя (77) и (78), получим произведение площадей сердечника и окна для однотактного прямоходового преобразователя [4]:
ScSок = Pвх max · 104/(kтkзkр jmaxΔВ2fр) [см4]. (79)
В случае, когда размах колебаний магнитного потока ограничивается насыщением, предполагается, что потери в магнитопроводе
незначительны и все потери приходятся на обмотки. Для сердечника с произведением площадей ScSок = 1 см4 максимальная плотность тока jmax, вызывающая перепад температур на 30 °С в зоне нагрева при естественном охлаждении, равна 4,20 А/мм2.
Увеличение размера сердечника приводит к уменьшению максимальной плотности тока, так как площадь рассеивающей тепло поверхности увеличивается медленнее, чем объем, в котором происходит выделение тепла. Эмпирически плотность тока можно определить по формуле (80) [4]
j30 = 4,2(ScSок)–0,240 [А/мм2].
(80)
В случае ограничения ΔВ насыщением сердечника ScSок вычисляют по формуле
ScSок = [Pвх max · 104/(kтkзkр420ΔВ2fр)] 1,31 =
= [11,9 Pвх max/(kобΔВfр)] 1,31 [см4 ]. (81)
Выведем формулу для расчета произведения ScSок исходя из
условия ограничения потерь мощности в сердечнике магнитопровода трансформатора.
Снова предполагается перепад температур на 30 °С в зоне нагрева,
но потери распределяются поровну между сердечником и обмотками.
Это означает, что первые 15 °С обусловлены потерями в магнитопроводе, а другие – потерями в обмотках. Плотность тока, вызывающая повышение температуры обмотки на 15 °С, рассчитывается по формуле
j15 = 2,97(ScSок) –0, 240 [А/мм2 ].
(82)
95
Это значение подставляется в (79) вместо jmax, но сначала необходимо определить величину ΔВ, при которой потери в сердечнике
вызывают нагрев на 15 °С. Удельные потери в сердечнике можно вычислить по следующей эмпирической формуле:
2
Pуд = ΔВ2,4
m (KНf + KЕf ). (83)
Для большинства мощных ферритов коэффициент гистерезиса
KН = 4 · 10–5, а коэффициент вихревых токов KЕ = 4 · 10–10.
В формуле (83) f – это частота, с которой магнитная индукция изменяется в сердечнике. Для однотактных схем частота f = fр.
Перепад температуры ΔТ зависит от величины удельных потерь Pуд в магнитопроводе, объема сердечника Vс и его теплового сопротивления Rт и вычисляется по формуле
где
ΔТ = RтVсPуд = 15 °С, Vс Pуд = Pм, (84)
(85)
Pм – потери в магнитопроводе трансформатора (магнитные потери).
Если тепловое сопротивление и объем сердечника не известны,
их можно вычислить по эмпирическим зависимостям от произведения площадей (ScSок):
Rт = 23(ScSок)–0,37 [оС/Вт]; (86)
Vс = 5,7(ScSок)0,66 [см3].
Отметим, что, в том случае, когда сердечник магнитопровода
трансформатора выбран, объем Vс легко определить по справочным
данным на этот сердечник.
Используя полученные соотношения, определяем требуемое
значение (ScSок) для случая ограничения ΔВ потерями в сердечнике:
ScSок = (KНf + KЕf2)[Pвх · 104/(120kоб2fр)]1,58 [см4]. (87)
Таким образом, при расчете прямоходовых однотактных преобразователей формулы (81) и (87) позволяют определить значение произведения ScSок в зависимости от того, какие ограничения
поставлены перед тем, кто проводит расчет трансформатора,
а именно:
– ограничение величины ΔВ насыщением магнитопровода (81);
– ограничение величины ΔВ потерями в магнитопроводе (87).
Отметим, что эмпирические формулы (80) и (82) позволяют
определить максимальное значение плотности тока при задан96
ном ограничении перепада температур на 30 и на 15 °С соответственно.
В случае, когда допустим перепад температуры Δθ больше, чем
30 оС, можно воспользоваться эмпирической формулой (82), введя
в нее поправочный коэффициент
kθ = ∆θ 15.
Тогда формула (82) приобретает вид
jθ = kθ 2,97(ScSок) –0,240 [А/мм2 ].
(88)
поправочный коэффиНетрудно убедиться, что при Δθ = 30
циент
kθ = 30 15 = 1,41.
оС
Умножив 1,41 на 2,97, получим коэффициент 4,20, который используется в эмпирической формуле (80) при определении плотности тока при перепаде температуры на Δθ = 30 оС, что подтверждает
точность формулы расчета поправочного коэффициента kθ.
Если Δθ = 60 оС, то плотность тока следует определять по
формуле
j60 = k60 2,97(Sc Sîê )−0,240 = 5,94(Sc Sîê )−0,240 [À/ìì2 ].
Таким образом, при повышении перепада температуры до 60 °С
плотность тока может быть увеличена в 2 раза по сравнению
с плотностью тока при Δθ = 15 оС.
Правильный выбор типоразмера сердечника позволит избежать
насыщения магнитопровода трансформатора и обеспечит приемлемые потери в магнитопроводе и обмотках.
Отметим, что в формулах (81) и (87) предполагается, что обмотки
занимают 40% от площади окна, соотношение между площадями
первичной и вторичной обмоток соответствует одинаковой плотности тока в обеих обмотках и что суммарные потери в магнитопроводе
и обмотках приводят к перепаду температур в зоне нагрева на 30 °C
при естественном охлаждении.
В табл. 3 приведены значения коэффициентов kоб, kт, kз, kр, которые используются при расчете значения ScSок трансформатора для
ОПП и двух двухтактных преобразователей [4].
В приведенных ниже формулах для полумостовых схем Uвх равняется половине размаха входного напряжения.
Для первичной обмотки со средней точкой все значения приводятся для половины первичной обмотки.
97
Таблица 3
Значения расчетных коэффициентов
Тип преобразователя
Первичная/
Вторичная
обмотки
kоб
kт
kз
kр
Прямоходовой преобразователь
БО/БО
0,141
0,71
0,40
0,50
Полномостовой/полумостовой
БО/СТ
0,165
1,0
0,40
0,41
Двухполупериодный со средней
точкой
СТ/СТ
0,141
1,41
0,40
0,25
Примечание. БО – обмотка без отвода; СТ – обмотка со средней
точкой.
Если значение ScSок, рассчитанное по формуле (81), больше, чем
рассчитанное по формуле (87), то размах колебаний магнитной индукции ограничивается насыщением, и в качестве ΔВ принимается
значение, используемое в (87).
Далее вычисляется минимальное число витков первичной обмотки W1, необходимое для нормальной работы при заданном значении
произведения вольт-секунда:
W1 > (Uвх mintи max · 104)/(ΔВSс) = 5000Uвх min/(ΔВSс fр).
(89)
Для однотактных преобразователей
tи max = γmax/fр [с];
для двухтактных преобразователей
tи max = γmax/(2fр) [с].
Коэффициент трансформации kтр рассчитывается для случая
наименьшего напряжения на вторичной обмотке, соответствующего минимальному входному напряжению и максимальному коэффициенту скважности.
kтр = W1/W2 = 0,95(Uвх min – ΔUкэ.нас)γmax/(Uнг + ΔUв.пр),
(90)
где ΔUв.пр – прямое падение напряжения на диоде;
ΔUкэ. нас – падение напряжения на открытом транзисторе.
Коэффициент 0,95 в формуле (90) введен для учета влияние времени включения и выключения транзистора на уменьшение величины напряжения, прикладываемого к первичной обмотке.
98
Обратим внимание на то, что по формуле (90) определяется коэффициент трансформации преобразователя, в цепи фильтра нагрузки которого отсутствует дроссель фильтра, т. е. применен С-фильтр.
В случае применения L-C-фильтра в цепи нагрузки в формуле (90)
необходимо учесть падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя фильтра ΔURL, которое суммируется с Uнг
и ΔUв.пр.
Затем вычисляется число витков вторичной обмотки W2 и округляется до ближайшего большего целого числа:
W2 = W1/kтр. (91)
Для округленного значения числа витков вторичной обмотки вычисляется фактическое число витков первичной обмотки
W1 = W2kтр.
Если новое значение W1 окажется значительно больше, чем минимальное, полученное из формулы (89), то может потребоваться
сердечник больших размеров.
В этом случае новое значение W1 подставляется в формулу (89)
для нахождения фактического значения ΔВ. Полученное значение
ΔВ используется для нахождения удельных потерь (83), а затем найденное значение удельных потерь умножается на объем сердечника
Vс для получения фактических потерь в сердечнике Рс. Далее определяется температура перегрева ΔТ по формуле (84).
Плотность тока во всех обмотках должна быть одинаковой, что
соответствует однородной плотности мощности во всех обмотках
и таким образом улучшает использование площади окна.
Чтобы избежать больших потерь на вихревые токи и облегчить
процесс выполнения обмоток, можно использовать несколько запараллеленных витков более тонкого провода с эквивалентной общей
площадью поперечного сечения. Для вторичных обмоток с большими токами рекомендуется использовать тонкую медную пластину.
Требования к изоляции между обмотками для схем с непосредственным питанием от сети составляются в зависимости от конкретного применения и требования стандарта по электробезопасности.
Приведем требования стандарта по электробезопасности для
трансформаторов и дросселей оборудования, работающего в отапливаемом и вентилируемом помещении [4].
1. Толщина диэлектрика между обмотками должна иметь 3 слоя
лавсановой пленки толщиной 0,0254 мм (всего 0,16 мм со связующим веществом).
99
2. Безопасное расстояние между выводами первичной и вторичной обмоток должно быть не менее 0,6 см.
3. Электростатический экран между первичной и вторичной обмотками (экран Фарадея) должен иметь слой медной фольги толщиной 0,035 мм (со связующим веществом 0,076 мм).
4.3. Учет электрических потерь,
вызванных поверхностным эффектом
Известно [4], что при протекании по обмоткам трансформатора
и дросселя тока, форма которого имеет импульсный характер, необходимо учитывать так называемый эффект вытеснения тока, или
поверхностный эффект. Физическая сущность этого явления заключается в том, что в этом случае ток протекает не по всей площади проводника, а только по внешней (наружной) части площади
проводника, тем самым происходит уменьшение эффективной площади проводника, по которой протекает ток. Уменьшение площади
проводника приводит к увеличению активного сопротивления обмотки трансформатора и к увеличению потерь мощности трансформатора.
Поверхностный эффект необходимо учитывать при расчете и
проектировании высокочастотных преобразователей, рабочая частота которых составляет десятки и сотни килогерц.
Увеличение активного сопротивления обмотки из-за поверхностного эффекта учитывается путем введения в расчет сопротивления
обмотки коэффициента
FR = R AC/RDC,
где R AC – активное сопротивление обмотки при протекании по ней
переменного тока, действующее значение которого равно I, а частота равна fp; RDC – активное сопротивление обмотки при протекании
по ней постоянного тока, среднее значение которого равно IDC.
Потери мощности в обмотке в этом случае следует определять по
формуле
Pэл = I2[FRRDC] = I2R AC.
На рис. 37 показана зависимость величины коэффициента увеличения сопротивления FR для близкорасположенных обмоток,
намотанных круглым проводом или плоской лентой, от глубины проникновения тока в проводник Q при различном числе слоев
обмотки.
100
'3
ÊÄ
ÇØ
2
Рис. 37. Зависимость потерь в проводниках обмотки
от глубины проникновения тока под поверхность проводника
(величины фактора Q)
Величина FR является функцией глубины проникновения тока
под поверхность проводника DPEN, толщины проводника h, коэффициента слоя меди FL и числа слоев в секции обмотки. Когда обмотки не чередуются, вся первичная обмотка выполняется в виде
одной секции, так же как и все вторичные обмотки. При разделении первичной обмотки на две половины, расположенные внутри
и снаружи вторичных обмоток, каждая половина первичной обмотки является секцией этой обмотки. Точно так же вторичная обмотка выполняется из двух частей, при этом каждая секция вторичной
обмотки размещается поверх соответствующей секции первичной
обмотки. Этот конструктивный прием наполовину уменьшает число слоев в каждой секции обмоток и способствует существенному
уменьшению электрических потерь, вызванных поверхностным эффектом [4].
Для нахождения коэффициента FR сначала вычисляют глубину
проникновения тока под поверхность проводника DPEN на данной
частоте по формуле
DPEN = 75
f [ñì]. (92)
101
Параметр Q, равный отношению толщины одного слоя обмотки
к глубине проникновения тока под поверхность проводника, может
быть рассчитан по эмпирическим формулам:
Q = 0,8 (d/DPEN) – для плотно уложенного круглого провода;
Q = h/DPEN – для плоской ленты,
где d – диаметр провода; h – толщина ленты.
После определения параметра Q по графикам (см. рис. 37) определяем величину параметра FR с учетом числа слоев обмотки. Далее
выполняется расчет электрических потерь в обмотках.
Следует обратить внимание на то, что полученное в результате
расчета значение FR и потери определены только для первой (основной) гармоники тока, частота которой равна fp и не учитывает наличие остальных высших гармонических составляющих импульса тока. Возникающая при расчете потерь ошибка может быть довольно
велика только в случае узких импульсов, т. е. при малых значениях
коэффициента скважности. В этом случае величина ошибки расчета может достигать 20—30%.
Когда требуется большая точность расчета потерь, необходимо
вычислять FR и потери для каждой из наиболее сильно выраженных гармонических составляющих импульса тока. Понятно, что
для выполнения такого расчета необходимо предварительно реальную кривую формы тока представить в виде гармонического ряда
i = i1 + i2 + i3 + … + iν,
где i1 – первая (основная) гармоника переменной составляющей тока, частота которой f1 = fр;
iν – ν-я гармоника переменной составляющей тока, частота которой fν = νfр.
При учете высших гармонических параметр Q следует рассчитывать для каждой высшей гармоники по формуле
Q = h FL DPEN ν . (93)
Для круглого провода h = 0,866d.
Глубину проникновения тока под поверхность проводника DPENν,
на данной частоте fν определяют по формуле (92), подставив в нее
значение этой частоты, т. е.
DPEN ν = 75 fν [ñì].
Значение Q зависит от конструктивного коэффициента слоя меди FL, который является функцией расстояния между проводниками и формы проводников в слое.
102
В уравнении (93) можно приближенно принять значение произведения
h FL = 1,0
для медной полосы и приблизительно 0,8 для плотно уложенного
круглого провода.
Для круглого провода, уложенного с произвольным интервалом,
коэффициент FL может быть вычислен по уравнению
FL = 0,866[Wi/bW],
(94)
где Wi – число витков в слое; bW – ширина обмотки.
4.4. Расчет действующего значения токов
цепей импульсных преобразователей
Соотношения между максимальным амплитудным значением
тока Im, общим действующим током I и его постоянной и переменной составляющими IDC и IAC показаны ниже на типовых диаграммах токов, характерных для импульсных источников питания [4].
Потери, обусловленные поверхностным эффектом, являются функцией сопротивления обмотки действующей составляющей переменного тока IAC, в то время как низко­частотные потери – функция сопротивления обмотки на постоянном токе и общего действующего
тока I:
I2 = I2DC + I2AC. (95)
Расчетные соотношения при прерывистом характере тока нагрузи (рис. 38): – среднее значение тока цепи нагрузки
IDC = Im γ/2;
(96)
– действующее значение переменной
составляющей тока цепи нагрузки
I AC = Im γ 3 − γ 2 4; (97)
– действующее значение тока цепи
нагрузки
I AC = ∆I
12.
(98)
*N
*
*"$
*%$
UÁ
5
Рис. 38. Форма кривой
прерывистого тока
103
*N
**%$
J
$*
*N
$ *Á
*
*"$
*%$
UƼ
5
U
Рис. 39. Форма кривой непрерывного
тока (обмотки дросселя)
UÁ
5
U
Риc. 40. Форма кривой тока
обмотки трансформатора
I = Im γ 3,
где γ = tи/T; Im – амплитудное значение тока.
Расчетные соотношения при непрерывном характере тока нагрузки (рис. 39):
– действующее значение тока цепи нагрузки
I ≈ IDC = Im – ΔI/2; (99)
– действующее значение переменной составляющей тока цепи
нагрузки
I AC = ∆I
12.
Расчетные соотношения для тока вторичной обмотки трансформатора (рис. 40):
– среднее значение тока вторичной обмотки трансформатора
IDC = (Im – ΔI/2)γ;
– действующее значение переменной составляющей тока вторичной обмотки трансформатора
I AC ≈ (Im − ∆I 2) γ (1 − γ );
– действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
I ≈ (Im − ∆I 2) γ .
Обратим внимание на то, что амплитудное значение тока цепи
нагрузки равно амплитудному значению импульса тока вторичной
обмотки трансформатора.
104
4.5. Конструкция сердечника магнитопровода трансформатора
однотактных преобразователей
Как уже было сказано, сердечник магнитопровода трансформатора высокочастотных однотактных преобразователей должен быть
выполнен из феррита в целях понижения потерь мощности в сердечнике. Приведем несколько конструкций этих сердечников (рис. 41
и 42) и их параметры (табл. 4).
Обозначения, принятые в табл. 4:
B, G, D, C, A – линейные размеры сердечников;
Vc – объем сердечника;
Sc – поперечная площадь сечения сердечника;
Sок – площадь окна;
Rт – тепловое сопротивление сердечника;
Е – высота окна сердечника;
H – ширина окна сердечника.
)
"( #
&
%
©
Рис. 41. Конструкция ферритового сердечника типа PQ [4]
"
(#
&
)
$
%
Рис. 42. Конструкция ферритового сердечника типа EC и ETD [4]
105
106
4,21
3,21
PQ40/40
EC52
ETD44
EC52
PQ35/35
ETD39
ЕС41
РQ32/30
ЕС41
ETD34
ЕС35
PQ32/20
PQ26.2S
ЕC35
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
0,94
0,96
1,31
1,36
1,83
1,90
2,33
2,59
4,63
5,28
5,59
6,40
7,87
14,36
ЕС70
ETD49
17,83
3
ЕС70
1
SсSок,
см4
2
Обозначение сердечника
№
п/п
3,43
2,65
3,20
3,43
3,42
4,06
3,20
4,06
3,91
3,50
5,22
4,40
5,22
4,00
4,87
7,00
7,00
В, см
2,27
2,25
2,75
2,27
2,63
2,70
2,75
2,70
3,01
3,20
3,30
3,33
3,30
3,70
3,70
4,45
4,45
G, см
3,46
2,50
2,08
3,46
3,46
3,90
3,06
3,90
3,96
3,50
4,84
4,46
4,84
4,00
4,94
6,90
6,90
D, см
0,95
1,90
2,20
0,95
1,08
1,16
2,20
1,16
1,25
2,60
1,34
1,48
1,34
2,80
1,63
1,64
1,64
С, см
0,95
1,22
1,37
0,95
1,08
1,16
1,37
1,16
1,25
1,46
1,34
1,48
1,34
1,52
1,63
1,64
1,64
А, см
2,96
1,58
1,12
2,45
2,42
2,45
2,10
2,78
2,92
2,47
3,06
3,30
3,17
2,92
3,62
4,15
4,55
E, см
0,52
0,52
0,69
0,66
0,18
0,64
0,69
0,77
0,88
0,87
0,84
0,92
0,98
1,09
1,03
1,24
1,41
0,84
1,18
1,70
0,84
0,97
1,21
1,61
1,21
1,25
1,96
1,80
1,74
1,80
2,01
2,11
2,79
2,79
6,53
6,53
9,42
6,53
7,64
10,80
11,97
10,80
11,50
17,26
18,80
18,00
18,80
20,50
24,20
40,10
40,10
H, см Sc, см2 Vc, см3
Параметры ферритовых сердечников типа PQ, EC и ETD
1,12
0,81
0,77
1,62
1,89
1,57
1,45
2,14
2,57
2,15
2,57
3,04
3,11
3,18
3,73
5,15
6,39
Sок,
см2
18,50
24,00
22,00
18,50
19,00
16,50
18,50
16,50
15,00
16,00
11,00
12,00
11,00
12,00
11,00
7,50
7,50
Rт,
°С/Bт
Таблица 4
4.6. Типовая серия ферритовых сердечников формы Е
В работе [8] приведены параметры ферритовых сердечников типа Е
(рис. 43). Сердечник магнитопровода трансформатора состоит из
двух таких половинок (рис. 44). Параметры сердечников типа Е
приведены в табл. 5.
Материал сердечника – ферритовая масса Н10.
Для изготовления трансформатора необходимо на каркасе намотать первичную и вторичную обмотки, причем высота каркаса
h = 2L1. Затем каркас с обмотками размещается внутри сердечника.
После сборки сердечник стягивается металлической лентой.
"
4
S
-
-
S
©
#
Рис. 43. Одна половина сердечника магнитопровода
Рис. 44. Трансформатор в сборке:
1 – первая половина сердечника магнитопровода;
2 – вторая половина сердечника магнитопровода;
3 – вторичная обмотка; 4 – первичная обмотка;
5 – лента для стяжки магнитопровода; 6 – стяжка;
7 – клеммы выводов обмотки; 8 – каркас для обмотки
107
Таблица 5
Параметры ферритовых серечников типа Е
Тип
0930016
0930017
0930018
0930019
0930020
А,
мм
L,
мм
2L,
мм
S,
мм
B,
мм
C,
мм
L1,
мм
Sок,
см2
Sc,
см2
20
8,6
17,2
5
15
5
5,7
0,57
0,25
25 10,2 20,4
6
6
7
0,91
0,36
19
32 12,4 24,8 7,8
24
ScSок,
см4
Aи,
мкГн/
виток
0,35–
0,65
0,45–
0,3276
0,75
0,1425
8 8,25 1,32 0,624 0,8237
42 21,3 42,6
15 29,5 12
15 2,625
1,8
4,725
55 27,8 55,6
22 37,5 17
19 3,895 3,74
14,567
0,8–
1,3
1,5–
2,5
2,4–
4,2
Очень важный параметр A и, приведенный в табл. 5, показывает индуктивность первичной обмотки трансформатора при
W1 = 1 виток. Благодаря наличию такой информации легко определить индуктивность первичной обмотки L1 при любом числе витков W1:
L1 = AиW12.
(100)
При проектировании ООП индуктивность первичной обмотки трансформатора L1 является одним из важнейших параметров,
и точность расчета этого параметра крайне важна.
4.7. Расчет потерь в ферритовом сердечнике магнитопровода
трансформатора
Потери в ферритовых сердечниках являются функцией удельных потерь Руд, объема сердечника Vc и теплового сопротивления
Rт [4].
Зависимости объема сердечника и теплового сопротивления от
произведения площадей SокSc показаны на рис. 45 и 46. Точки на
графиках – реальные величины для сердечников семейств ЕС, ETD,
RM и PQ.
Значения тепловых сопротивлений приводятся для режима
охлаждения при естественной конвекции. Расчет магнитных потерь в сердечнике ΔРм выполняется по формуле (85), расчет повы108
3Ë
o$›Ë
4D 4ÇÃ ÊÅ
Рис. 45. Зависимость теплового сопротивления
от произведения площадей ScSoк
7Ê
ÊÅ
4D 4ÇÃÊÅ
Рис. 46. Зависимость объема сердечника от произведения площадей ScSoк
109
шения температуры трансформатора вследствие выделения потерь
в сердечнике, ΔТ, – по формуле (84).
Значения теплового сопротивления магнитопровода трансформаторов для сердечников семейств ЕС, ETD, RM и PQ приведены
в табл. 4.
Вышеприведенные эмпирические уравнения для определения
теплового сопротивления Rт и объема сердечника магнитопровода Vc от произведения площадей (ScSок) были выведены, исходя
из этих данных. Эти формулы можно использовать для расчета Rт
сердечников типа Е.
110
5. Методика расчета ОПП
При расчете ОПП необходимо:
– рассчитать трансформатор;
– рассчитать загрузку транзистора и диодов по току и напряжению, произвести выбор этих элементов;
– рассчитать сглаживающий фильтр и выбрать элементы его;
– рассчитать потери мощности и КПД;
– выполнить статический расчет замкнутой по напряжению системы;
– оценить динамические показатели спроектированного преобразователя.
Методика расчета трансформатора для этого типа преобразователя уже рассмотрена выше.
Последующие этапы расчета ОПП целесообразно рассмотреть на
примере расчета реальной схемы ОПП.
Исходные данные:
– напряжение нагрузки Uнг N = 24 В;
– допустимое отклонение напряжения нагрузки ±ΔUнг% = 0,1 %;
– ток нагрузки Ιнг N = 8 A;
– допустимый коэффициент пульсаций напряжения нагрузки
kп2 = 0,01.
Параметры питающей сети:
– напряжение Uвх N = 12 В;
– допустимое отклонение напряжения питающей сети ± ΔUвх =
= 10 %.
Температура окружающей среды Θ = 25 °C.
Схемы и временные диаграммы, поясняющие работу ОПП, приведены на рис. 47.
5.1. Расчет трансформатора
Определим требуемое произведение площадей сечения сердечника магнитопровода Sc и окна Sок, исходя из условия ограничения
индукции ΔB насыщением сердечника магнитопровода, поэтому
воспользуемся формулой (81):
ScSок = [11,9Pвx N/(kобΔBfp)]1,31 [см4],
где Pвx N = Pнг N/η – номинальная входная мощность, Pнг N =
= Uнг NIнг N = 24 · 8 = 192 Bт – номинальная мощность нагрузки;
kоб = 0,141 (см. табл. 3);
111
75
¸
J
5
6»Î
ª
ª
J 7%
8
8
-Í
7%
J
$Í
s
¹
s
J
*ÃNBY
º
»
J
J-
UÁ
5
5
UÁ
5
5
U
U
$*-
UÁ
5
5
U
Рис. 47. Схемы (а) и временные диаграммы (б–д), поясняющие
работу ОПП: i1 – ток стока транзистора VT, ток первичной обмотки
трансформатора; i2 – ток вторичной обмотки трансформатора;
iL – ток дросселя фильтра
ΔB = 0,1 Тл – размах колебания магнитной индукции сердечника трансформатора;
fp – частота переключения транзистора.
Примем fp = 50 кГц, а КПД преобразователя η = 0,9.
ScSок = [11,9 · 192/(0,141 · 0,1 · 50 000 · 0,9)]1,31 = 5,357 см4.
Выбираем сердечник PQ40/40, параметры которого:
Sc = 2,01 см2, Sок = 3,18 см2, ScSок = 6,40 см4.
Определим число витков первичной обмотки трансформатора W1.
Примем значение γmax = 0,5, а ΔB = 0,1 Тл.
112
Число витков первичной обмотки
W1 = (Uвх min – ΔUкэ.нас) tи max · 104/(ΔBSc).
Минимальное значение напряжения на входе преобразователя
Uвx min = Uвx N(1 – 0,1) = 12 · 0,9 = 10,8 В.
Падение напряжения на открытом транзисторе ΔUкэ.нас примем
равным 0,5 В.
Максимальная длительность импульса управления при
γ = γmax = 0,5
tи max = γmax/fp = 0,5/50 000 = 1 · 10–5 с.
W1 = (10,8 – 0,5) · 1 · 10–5 · 104/(0,1 · 2,01) = 5,12 витка.
Принимаем W1 = 5 виткам.
Определим коэффициент трансформации трансформатора kтр,
приняв при этом:
– падение напряжения на открытом транзисторе ΔUкэ.нас = 0,5 В;
– падение напряжения на открытом диоде ΔUв.пр = 0,75 В;
– падение напряжения на активном сопротивлении обмотки
дросселя ΔURL = 0,02 · 24 = 0,48 В.
C учетом определенных выше параметров определим коэффициент трансформации ОПП
kтр = W1/W2 = 0,95(Uвx min – ΔUкэ.нас)γmax/(Uнг N + ΔUв.пр + ΔURL) =
= 0,95(10,8 – 0,5) · 05/(24 + 0,75 + 0,48) = 0,1939.
Принимаем kтр = 0,2.
Число витков вторичной обмотки
W2 = W1/kтр = 5/0,2 = 25.
Принимаем W2 = 25 виткам.
Уточняем коэффициент трансформации kтр = W1/W2 = 5/25 = 0,2.
В дальнейших расчетах используем это значение коэффициента
трансформации, т. е. kтр = 0,2.
Определим плотность тока в проводниках обмоток трансформатора, вызывающую перепад температур на 30 оС в зоне нагрева при
естественном охлаждении по формуле (88):
j30 = 4,2(ScSок)–0,240 = 4,2 · 6,40–0,240 = 2,69 А/мм2.
Принимаем плотность
j = 2,69 А/мм2.
тока
в
обмотках
трансформатора
113
5.2. Расчет параметров сглаживающего фильтра
Работа сглаживающего фильтра в этой схеме во многом идентична работе сглаживающего фильтра ОППН I, поскольку энергия для
зарядки конденсатора фильтра передается от источника на интервале импульса, а на интервале паузы энергия, запасенная конденсатором, передается нагрузке.
Определим величину индуктивности дросселя фильтра L.
Величина этой индуктивности должна быть больше критической, L > Lкр, чтобы обеспечить непрерывный характер тока нагрузки. Величину Lкр определим из соотношения
ΔUL = Ud1 – Uнг = 2LIнгfp,
где ΔUL – падение напряжения на дросселе сглаживающего фильтра
на интервале импульса;
Ud1 – расчетное значение среднего напряжения на входе фильтра
при γ = 1;
Uнг – среднее значение напряжения нагрузки, равное напряжению на конденсаторе сглаживающего фильтра С3;
L – индуктивность дросселя сглаживающего фильтра;
Iнг – среднее значение тока нагрузки;
fp – частота переключения транзистора.
Напряжения Ud1 и Uнг определим по соотношениям:
Ud1 = (1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас);
Uнг = Ud1γ – ΔUв.пр– ΔURL.
Величина падения напряжения на обмотке дросселя
ΔUL = [(1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас) – (1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас)γ] + ΔUв.пр + ΔURL;
ΔUL = (1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас)(1 – γ) + ΔUв.пр + ΔURL.
Критическое значение индуктивности сглаживающего фильтра
Lкр = [(1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас)(1 – γ) + ΔUв.пр + ΔURL ]γ/(2Iнгfp),
где ΔUв.пр – падение напряжения на открытом диоде;
ΔURL = IнгRL – падение напряжения на активном сопротивлении
обмотки дросселя.
Определим величину Lкр, необходимую для проектируемого преобразователя.
Зададимся в первом приближении значениями:
ΔUв.пр = 0,75 В;
114
ΔURL = IнгRL = 0,02Uнг N = 0,02 · 24 = 0,48 В;
ΔUкэ.нас = 0,5 В;
γ = γmax = 0,5; kтр = 0,2.
Lкр = [(1/0,2) (12 – 0,5)(1 – 0,5) + 0,75 + 0,02 · 24] ×
× 0,5/(2 · 8 · 50 000) = 18,73 · 10–6 Гн.
Для того чтобы ток, протекающий через обмотку дросселя, имел
непрерывный характер, необходимо выбрать дроссель, индуктивность которого Lф > Lкр.
С учетом этого выбираем три стандартных дросселя серии
SRP1270-100м (cм. табл. 35). Индуктивность каждого из дросселей
равна 10 мкГн, а обмотка выполнена на ток 10 А, ток насыщения 16 А,
активное сопротивление обмотки RL = 0,017 Ом. Размер дросселя
14 · 14 мм2, высота 7 мм. Дроссель предназначен для работы в цепях до 150 кГц. Обмотки дросселей соединяем последовательно.
Таким образом, результирующая индуктивность составит 30 мкГн,
а активное сопротивление обмотки RL = 0,017 · 3 = 0,051 Ом.
Падение напряжение на обмотках дросселя, ΔURL, при протекании по ним тока нагрузки Iнг = 8 А:
ΔURL = 8 · 0,051 = 0,408 В.
Сравним рассчитанное значение ΔURL со значением, принятым
в первом приближении, ΔURL = 0,48 В. Значения практически одинаковы, уточнение этого параметра не требуется.
Определяем размах амплитуды пульсаций тока обмотки дросселя ΔIL при Lф = 30 мкГн:
ΔIL = [(1/kтр)(Uвх – ΔUкэ.нас)(1 – γmax) +
+ ΔUв.пр + ΔURL ]γmax/(2Lфfp);
ΔIL = [(1/0,2)(12 – 0,5)(1 – 0,5) + 0,75 + 0,408] · 0,5/(2 · 30 · 10–6 ×
× 50 000) = 4,98 А.
Поскольку энергия в нагрузку в этой схеме передается на интервале импульса, т. е. открытого состояния транзистора, целесообразно применить L-C сглаживающий фильтр, индуктивность которого
обеспечивает накопление энергии и уменьшает амплитуду пульсации тока цепи нагрузки.
Выше был выбран дроссель фильтра, индуктивность которого
равна 30 мкГн. Определен также размах отклонения тока обмотки
115
дросселя, ΔIL = 4,98 A. Действующее значение переменной составляющей тока, протекающего через обмотку дросселя и конденсатор:
∆IL ä.ç = ∆IL
12 [4],
ΔIL д.з = 4,98/3,46 = 1,44 A.
Определим далее произведение индуктивности и емкости фильтра LфCф по формуле (14):
LфCф = (1 – γ)/(8kп2f2) = (1 – 0,5/(8 · 0,01 · 50 0002) = 25 · 10–10 ГнФ.
Емкость фильтра Cф можно определить, разделив рассчитанное
выше значение LфCф = 25 · 10–10 ГнФ на Lф = 30 · 10–6 Гн:
Cф = 25 · 10–10/(30 · 10–6) = 0,833 · 10–4 Ф = 83,3 мкФ.
Выбранный конденсатор должен удовлетворять одному важному требованию: действующее значение тока, который он способен
пропустить, должно быть не менее рассчитанной выше величины
ΔIL д.з = 1,44 A. С учетом этого требования емкость выбранного конденсатора может быть больше рассчитанного значения.
По справочным данным (cм. табл. 28) выбираем конденсатор
фирмы Jamicon, параметры которого:
– номинальное значение емкости CN = 680 мкФ;
– рабочее напряжение UcN = 50 В;
– максимальное допустимое действующее значение переменной
составляющей тока Iпрм д.з = 1,86 А;
– rC = 78 · 10–3 Ом.
Следовательно, падение напряжения на внутреннем сопротивлении конденсатора фильтра от амплитуды переменной составляющей тока составит
ΔUC = IАС m · rC = 1,41 · 1,44 · 78 · 10–3 = 0,112 В.
Определим амплитуду пульсаций напряжения на выбранном
конденсаторе при протекании по нему переменного тока пульсаций
ΔIL д.з = 1,41 · 1,44 A:
Uï2 = ∆IL ä.ç ⋅1,41 ⋅ xÑ2 + rÑ2 =
= 2,03 1 (2πfï Cô )2 + (78 ⋅10−3 )2 = 0,158 Â.
Определим коэффициент пульсаций напряжения нагрузки при
выбранных параметрах фильтра
kп2 = Uп2/Uнг = 0,158/24 = 6,6 · 10–3 = 0,0066 < 0,01,
116
что удовлетворяет требованию задания по ограничению пульсаций
напряжения нагрузки.
Проверка параметров фильтров на резонанс.
Необходимо выполнение условия
ωc.к < 0,5ωп.
ω ñ.ê = 1
Lô Cô = 1
30 ⋅10−6 ⋅ 680 ⋅10−6 = 106 142,3 = 7027 ñ−1 .
ωп = 6,28 · 50 000 = 314 · 103 с–1.
0,5ωп = 157 · 103 с–1.
(7,027 · 103) < (157 · 103).
Параметры фильтра удовлетворяют требованиям отсутствия резонанса и обеспечивают заданную техническим заданием допустимую величину коэффициента пульсации напряжения нагрузки.
Расчет сечения проводов трансформатора
Уточним амплитудное значение импульса тока, протекающего
по вторичной обмотке:
I2m = Iнг.ср + ΔIL/2 = 8,0 + 4,98/2 = 10,49 А.
Определим действующие значение тока вторичной обмотки
трансформатора I2 при γmax = 0,5 и Iнг N = 8 А.
Действующее значение тока вторичной обмотки с учетом пульсаций тока
I2 = (I2m − ∆IL 2) γ max = (10,49 − 4,98 2) 0,5 = 6,364 A .
Действующее значение тока первичной обмотки с учетом пульсаций тока:
I1 = I2/kтр = 6,364/0,2 = 31,82 А.
Амплитудное значение импульса тока, протекающего по первичной обмотке:
I1m = I2m/kтр = 10,49/0,2 = 52,45 А.
Среднее значение тока, протекающего по первичной обмотке
трансформатора:
I1ср = I1m γ max = 52,45 · 0,5 = 26,225 А.
Определим далее сечение проводов обмоток, выберем провода
и определим коэффициент заполнения окна kзап. Обязательным
117
условием возможности выполнения трансформатора является выполнение условия kзап < 0,4.
Требуемое сечение провода вторичной обмотки
q2 = I2/j = 6,364/2,69 = 2,357 мм2.
Требуемое сечение провода первичной обмотки
q1 = I1/j = 31,82/2,69 = 11,83 мм2,
где j = 2,69 А/мм2 – плотность тока.
С целью устранить влияние поверхностного эффекта (или уменьшить его влияние) на увеличение активного сопротивления обмоток трансформатора выполняем их многожильным проводом марки ПЭЛР-1, предельная рабочая температура которого равна 105 °C
(см. табл. 38).
Первичную обмотку выполняем из 123 проводов сечением
0,096221 мм2 впараллель, тогда результирующее сечение этого многожильного провода
q1 = 123 · 0,096221 = 11,835 мм2.
Вторичную обмотку выполняем из 25 проводов тем же сечением
0,096221 мм2 впараллель, тогда результирующее сечение этого многожильного провода
q2 = 25 · 0,096221 = 2,405 мм2.
Проверяем коэффициент заполнения окна
kзап = (q1W1 + q2W2)/Sок = (11,835 · 5 + 2,405 · 25)/318 =
= 119,3/318 = 0,375.
Коэффициент заполнения окна менее 0,4, следовательно, трансформатор можно изготовить и уточнение расчета трансформатора
не требуется.
По табл. 38 определим, что диаметр выбранного провода с изоляцией составляет 0,39 мм, а сечение провода с изоляцией составит
0,11939 мм2. Таким образом, эквивалентное сечение многожильного витка первичной обмотки с учетом изоляции составит
q1 экв.из = 123 · 0,1139 = 14,686 мм2,
а эквивалентное сечение многожильного витка вторичной обмотки
с учетом изоляции составит
q2 экв.из = 25 · 0,1139 = 2,985 мм2.
118
Эквивалентному сечению q1 экв.из соответствует эквивалентный диаметр провода одного эквивалентного витка с учетом изоляции
d1 ýêâ.èç = q1 èç ⋅ 4 π = 14,686 ⋅ 4 π = 4,325 ìì.
Эквивалентному сечению q2 экв.из соответствует эквивалентный диаметр провода одного эквивалентного витка с учетом изоляции
d2 ýêâ.èç = q2 èç ⋅ 4 π = 2,985 ⋅ 4 π = 1,95 ìì.
При изготовлении трансформатора необходимо выполнить следующие требования электробезопасности, приведенные выше.
1. Межобмоточную изоляцию выполняем в виде трех слоев лавсановой пленки толщиной 0,0254 мм. Со связующим веществом
толщина диэлектрика составляет 0,16 мм.
2. Расстояние между выводами первичной и вторичной обмоток
устанавливаем 0,7 см.
3. Между первичной и вторичной обмотками установлен электростатический экран (экран Фарадея) в виде слоя медной фольги
толщиной 0,035 мм. Со связующим веществом толщина электростатического экрана составляет 0,076 мм.
5.3. Выбор транзистора
Транзистор выбираем по максимальному (амплитудному) значению тока стока (или коллектора) и максимальному напряжению сток-исток (или коллектор-эмиттер). Ранее без учета наличия
всплеска импульса тока было определено максимальное значение
тока первичной обмотки трансформатора I1m = 52,45 А.
С учетом коэффициента запаса по току kз.т = 2 ток стока транзистора Iст N должен быть не менее 105 А.
В подразд. 2.4 приведены рекомендации по выбору транзистора
по току с учетом всплеска импульса тока первичной обмотки
Iст max = (1,2; …; 1,5)(1,2; …; 1,4) · 1,2 · РвыхK′/(ηUвх maxγmin) =
= (7; …; 10)Pвых/Uвх max.
Значение γ = γmin определим для режима работы преобразователя при максимальной величине входного напряжения Uвх max:
Uвх = Uвх max = 12(1 + 0,1) = 13,2 В;
Uнг N = (1/kтр) (Uвх max – ΔUкэ.нас)γmin – ΔUв.пр – ΔURL;
119
γmin = (Uнг N + ΔUв.пр + ΔURL)kтр/(Uвх max – ΔUкэ.нас) =
= (12 + 0,75 + 0,408) · 0,2/(13,2 – 0,5);
γmin = 0,207.
Определим номинальное значение тока стока транзистора с учетом наличия всплеска импульса тока [4], воспользовавшись для
этих целей вышеприведенной формулой.
Примем η = 0,9 и определим остальные параметры:
K′ = Uвх max/Uвх min = 1,1/0,9 = 1,222;
γmin = 0,207;
Рвых = 24 · 8 = 192 Вт;
Uвх max = 1,1 · 12 = 13,2 В;
Iст max = 1,2 · 192 · 1,222/(0,9 · 13,2 · 0,207) = 114 А.
Рассчитанный c учетом рекомендаций подразд. 2.4 ток стока
Iст max транзистора практически совпадает с рассчитанным выше
значением тока стока транзистора (105 А). Для выбора транзистора
примем значение
Iст max = 115 А.
Номинальное напряжение транзистора сток-исток Uс-и определим по формуле
Uс-и max = Uвх max + U вх max γmin/(1 – γmin) = Uвх max/(1 – γmin) =
= 13,2/(1 – 0,207) = 16,64 В.
С учетом рекомендаций подразд. 2.4 коэффициента запаса по напряжению kз.н принимаем равным 4, т. е. kз.н = 4.
Таким образом, транзистор необходимо выбирать на напряжение не менее 70 В.
Окончательно принимаем решение по требуемым параметрам
транзистора.
Номинальное значение тока стока должно быть не менее 115 А,
а номинальное значение напряжения Uс-и N – не менее 70 В.
Учитывая, что рабочая частота fp принята равной 50 000 Гц,
а также учитывая рекомендации, приведенные в подразд. 2.4, необходимо выбирать транзистор MOSFET. Таким требованиям удовлетворяет транзистор BSM111AR (см. табл. 22), параметры которого:
Uc-и = 100 B; Iст max = 200 А; Rнас = 8,5 · 10–3 Ом.
120
Суммарное время включения и выключения транзистора
(tвкл + tвыкл) < 0,25 мкс.
Тепловое сопротивление переход-исток транзистора Rп-и =
= 0,18 °С/Вт.
Таким образом, падение напряжения в открытом состоянии
транзистора при токе I1m = Icт m = 52,45 А составит ΔUс-и = 52,45 ×
× 8,5 · 10–3 = 0,446 В.
Это падение напряжения меньше принятого ранее при расчете падения ΔUкэ.нас = ΔUс-и = 0,5 В. Уточнение расчета не требуется.
5.4. Выбор диодов VD1 и VD2
Выбор диода VD1 проводим по среднему значению импульса тока
вторичной обмотки трансформатора I2ср = I2mγmax = 8 · 0,5 = 4 А с учетом коэффициента запаса по току kз.т = 2, Iв.ср = kз.т · 4 = 2 · 4 = 8 A
и максимальному обратному напряжению.
Амплитудное значение обратного напряжения на диоде VD1
определяется напряжением, прикладываемым к нему на интервале паузы:
Uобр m = (Uнг N + ΔUв.пр + ΔURL)/γmin;
U2m = (8 + 0,75 + 0,408)/0,207 = 44,24 В.
С учетом коэффициента запаса по напряжению kз.н = 2 необходимо выбирать диод VD1 на номинальное обратное напряжение не
менее 89 В.
В качестве диода VD1 выбираем диод Шотки 8TQ100/IR (cм. табл. 19)
на ток Iв N = 8 А; Uв.обр N = 100 В; ΔUв.пр = 0,72 В..
Выбор диода VD2 проводим по среднему значению тока, протекающего по обмотке дросселя на интервале паузы tп = T – tи. При
γmax = 0,5 этот ток равен току, протекающему по обмотке дросселя
на интервале импульса tи:
IVD2 ср = Iнг N(1 – γmax) = 8 · 0,5 = 4 А.
С учетом коэффициента запаса по току kз.т = 2
Iв.ср = kз.т · 4 = 2 · 4 = 8 A.
Максимальное обратное напряжение на диоде VD2 появляется
на интервале импульса и равно амплитуде напряжения вторичной
обмотки на интервале импульса:
UVD2 обр = U2m = Uвх max/kтр = (13,2 – 0,5)/0,2 = 63,5 В.
121
С учетом коэффициента запаса по напряжению kз.н = 1,5 необходимо выбирать диод VD2 на номинальное обратное напряжение не
менее 100 В.
В качестве диода VD2 выбираем диод Шотки 8TQ100/IR на ток
Iв N = 8 А; Uв.обр N = 100 В; ΔUв.пр = 0,72 В.
5.5. Расчет потерь мощности
и коэффициента полезного действия ОПП
Определим электрические потери в обмотках трансформатора.
Воспользовавшись данными табл. 4, приведем габаритные размеры
выбранного сердечника магнитопровода (рис. 48). Размеры указаны
в сантиметрах.
Определяем среднюю длину витков первичной и вторичной обмоток, имеющих форму цилиндра.
Размеры окна, в котором размещается обмотка:
ширина Н = 10,9 мм, высота Е = 29,2 мм.
Витки обмотки укладываются слоями по высоте окна. Первичную обмотку укладываем внутрь, а вторичную – поверх первичной
обмотки.
Диаметр среднего витка первичной обмотки D1 равен сумме
внутреннего диаметра сердечника (А = 15,2 мм) и толщине изоляции обмотки от корпуса (примем равной 0,5 мм). Таким образом,
D1 = 15,7 мм = 1,57 см.
Первичная обмотка занимает один слой, так как нетрудно установить, что длина намотки витков первичной обмотки составит
L1 нам = W1d1 экв.из = 5 · 4,325 = 21,625 мм,
8
8
%¦
8
%›¦
а высота окна равна 29,2 мм.
8
Рис. 48. Габаритные размеры сердечника трансформатора
122
Длина среднего витка первичной обмотки lср1 = πD1 = 49,3 мм =
= 4,93 см.
Расчетная длина провода первичной обмотки
L1 = W1lср1 = 5 · 4,93 = 24,65 см.
Активное сопротивление первичной обмотки
R1 = ρL1/q1 = 0,0175 · 0,2465/11,835 = 0,364 · 10–3 Ом,
где ρ – удельное электрическое сопротивление меди, ρ =
= 0,0175 Ом · мм2/м.
Определим число слоев вторичной обмотки.
Длина намотки витков вторичной обмотки
L2 нам = W2d2 экв.из = 25 · 1,95 = 48,75 мм.
Разделим L2 нам на высоту окна сердечника Е, получим требуемое число слоев:
48,75/29,2 = 1,7.
Это означает, что для намотки вторичной обмотки требуется не
менее 1,7 слоя.
Диаметр эквивалентного среднего витка вторичной обмотки, которая размещается поверх витков первичной обмотки и занимает
(как будет показано ниже) два слоя, равен
D2 экв = D1 + 2d1 экв.из + d2 экв.из =
= 15,7 + 2 · 4,325 + 1,95 = 26,3 мм = 2,63 см.
Длина среднего витка вторичной обмотки
lср2 = πD2 экв = 8,258 см.
Длина провода вторичной обмотки
L2 = W2 lср2 = 25 · 8,258 = 206,45 см.
Активное сопротивление вторичной обмотки
R2 = ρL2/q2 = 0,0175 · 2,06/2,405 = 15 · 10–3 Ом.
Оценим необходимость учета влияния поверхностного эффекта
на увеличение активных сопротивлений обмоток R1 и R2.
Диаметр выбранного единичного проводника (без изоляции) для
первичной и вторичной обмоток один и тот же: d = 0,35 мм.
Глубина проникновения тока под поверхность проводника
DPEN = 75
f = 75 50 000 = 0,335.
123
Параметр Q = 0,8d/DPEN = 0,8 · 0,35/0,335 = 0,836.
По графикам (см. рис. 37) устанавливаем, что для первичной
обмотки величина параметра FR = R AC/RDC = 1. Это означает, что
при выбранных параметрах первичной обмотки ее активное сопротивление для переменной составляющей тока, частота которой равна 50 000 Гц, равна активному сопротивлению для постоянного тока и эффект вытеснения тока в этой обмотке отсутствует.
Для вторичной обмотки величина параметра FR = R AC/RDC ≈ 1,25.
Это означает, что активное сопротивление вторичной обмотки для
переменной составляющей тока, частота которой равна 50 000 Гц,
в 1,25 раза больше, чем для постоянной составляющей.
Действующее значение переменной составляющей тока вторичной обмотки трансформатора (см. рис. 40)
I AC ≈ (Im − ∆I 2) γ (1 − γ ).
При γmax = 0,5, I2m = 10,49 А и ΔI/2 = 2,49 А
I AC ≈ (10,49 − 2,49) 0,5(1 − 0,5) = 4 A.
Электрические потери в проводах первичной обмотки
ΔPэл1 = I12R1 = 31,822 · 0,343 · 10–3 = 0,347 Вт.
Электрические потери в проводниках вторичной обмотки имеют
две составляющие:
– электрические потери от постоянной составляющей
2
′ = I2ñð
∆Pýë2
R2 = (8 γ max )2 ⋅15 ⋅10−3 = 0,24 Âò;
– электрические потери от переменной составляющей с учетом
эффекта вытеснения тока
2
′′ = I2ñð
∆Pýë2
R2 = 42 ⋅1,25 ⋅15 ⋅10−3 = 0,300 Âò.
Суммарные электрические потери в обмотках трансформаторе
ΔPэл = ΔPэл1 + ΔP′эл2 + ΔP′эл2 = 0,347 + 0,24 + 0,3 = 0,887 Вт.
Потери в магнитопроводе трансформатора
ΔРм = Руд.мVс.
Для выбранного сердечника Vс = 20,5 см3. Величину удельных
потерь материала магнитопровода определим по формуле (83):
Руд.м = ΔВ2,4 (KНfp + KЕfp2).
124
Для большинства ферритов коэффициент гистерезиса KН = 4 · 10–5,
а коэффициент вихревых токов KE = 4 · 10–10.
Руд.м = 0,12,4 (4 · 10–5 · 50 000 + 4 · 10–10 · 50 0002) = 0,012 Вт/см3.
Потери в магнитопроводе выбранного сердечника
ΔРм = 0,012 · 20,5 = 0,306 Вт.
Таким образом, суммарные потери в трансформаторе
ΔРп.тр = ΔРэл + ΔРм = 0,877 + 0,306 = 1,19 Вт.
Потери в транзисторе
ΔРVT = ΔР VT ст + ΔР VT дин,
– статические потери в транзисторе, здесь
где ΔР VT ст =
Rотк– сопртивление прямого канала транзистора в открытом состоянии, для выбранного транзистора Rотк = 8,5 · 10–3 Ом;
I12 cрRотк
I1 cр = 26,225 А:
ΔРVT ст = 26,2252 · 8,5 · 10–3 = 5,846 Вт;
динамические потери в транзисторе
ΔРVT дин = Рвхfp (tвкл + tвыкл)/2 = Uвх I1 ср fp (tвкл + tвыкл)/2;
ΔРVT дин = 12 · 26,225 · 50 000 · 0,25 · 10–6/2 = 1,967 Вт.
Суммарные потери в транзисторе
ΔРVT = 5,846 + 1,967 = 7,813 Вт.
Потери в диоде VD1
ΔРVD1 = ΔUв.прIVD1 cр = 0,72 · 4 = 2,88 Вт.
Потери в диоде VD2
ΔРVD2 = ΔUв.прIVD 2 cр = 0,72 · 4 = 2,88 Вт.
Электрические потери в обмотке дросселя
ΔРэл.др = I2нгRдр = 82 · 0,051 = 3,264 Вт.
Итак, суммарные потери в преобразователе
ΣРп = ΔРп.тр + ΔРэл.др + ΔРVT + ΔРVD1 + ΔРVD2 =
= 1,19 + 3,264 + 7,813 + 2,88 + 2,88 = 18,027 Вт.
125
Коэффициент полезного действия преобразователя
η = Рнг/(Рнг + ΣΔРп) = 24 · 8/(24 · 8 + 18,027) = 0,914.
Рассчитанный с учетом параметров выбранных элементов КПД
несколько больше принятого в первом приближении значения,
равного 0,9. Следовательно, проводить уточняющий расчет не требуется.
5.6. Расчет площади радиатора транзистора
Sp > 1000/(Rр.с σт),
где Sp – площадь радиатора;
σт – коэффициент теплоотдачи от радиатора в окружающую
среду;
Rр.с – тепловое сопротивление радиатор – окружающая среда:
Rр.с << Rт – Rп.к – Rк.р,
здесь Rт – суммарное тепловое сопротивление;
Rп.к – тепловое сопротивление р-n-переход – корпус транзистора,
для выбранного транзистора Rп.к = 0,18 °С/Вт;
Rк.р – тепловое сопротивление корпус – радиатор, для выбранного транзистора Rк.р = 0,33 °С/Вт;
Rт < (Θп.доп – Θср)/PVT,
здесь Θп.доп – допустимая температура перехода транзистора;
Θср – температура окружающей среды (указана в задании на проектирование):
Rт < (125 – 25)/7,813 = 12,799 °С/Вт;
Rр.с << 12,799 – 0,18– 0,33 =
= 12,289 °С/Вт;
Sp > 1000/(12,289 · 1,5) = 54,249 см2.
В качестве радиатора берем три алюминиевые пластины общей площадью
120 см2 и скрепляем их вместе так, как
это показано на рис. 49.
Рис. 49. Радиатор в сборке
126
5.7. Статический расчет замкнутой по напряжению системы
Структурная схема замкнутой по напряжению системы приведена на рис. 18.
Схема управления ОПП, подобно схеме рис. 17, а, содержит компаратор, на вход которого поступают два сигнала: напряжение
управления Uу и опорное напряжение uоп (см. рис. 17, б). Опорное
напряжение имеет пилообразную форму, период этого напряжения T = 1/fp. Как видно из рис. 17, б, длительность импульса управления, подаваемого на затвор транзистора силовой схемы преобразователя, tи, определяется моментом равенства напряжений
управления и опорного напряжения. Коэффициент скважности импульсов управления γ = tи/T. При Uу = Uоп max коэффициент скважности γ = 1.
Основные расчетные соотношения, необходимые для расчета
замкнутой по напряжению системы:
– напряжение обратной связи Uосн = kд.нUнг, где kд.н – коэффициент передачи датчика напряжения;
– напряжение рассогласования, подаваемого на вход предварительного усилителя: Uδ = Uз – Uосн, где Uз – напряжение задания;
– напряжение управления, подаваемое на вход системы управления преобразователя: Uу = kп.уUδ;
– ЭДС на выходе преобразователя Епр = kпр Uу;
– напряжение нагрузки Uнг = Епр – Iнг Rсх – ΔUв.пр.
Выше было определено падение напряжения на открытом диоде
ΔUв.пр = 0,75 В.
Эквивалентное сопротивление схемы
Rсх = RL + Rтр2 + R′тр1,
R1/k2тр
= 0,364 · 10–3/(0,2)2 = 9,1 · 10–3 Ом – приведенгде R′тр1 =
ное к вторичной обмотке активное сопротивление первичной обмотки;
Rтр2 – активное сопротивление вторичной обмотки;
Rсх = 0,051 + 15 · 10–3 + 9,1 · 10–3 = 0,075 Ом.
Определим величину ЭДС преобразователя
Епр N = Uнг N + Iнг N Rсх + ΔUв.пр =
=24 + 8 · 0,075 + 0,72 = 25,32 В.
127
Относительное значение сигнала управления
Uó = Uу/Uоп max = γ.
Примем Uоп max = 5 В.
Определим Uу mах, при котором γ = γmax = 0,5:
Uу mах = Uоп maxγmax = 5 · 0,5 = 2,5 В.
Коэффициент усиления преобразователя
kпр = Епр/Uу mах = 25,32/2,5 = 10,128.
Из приведенных выше основных соотношений определим
Uнг N = kпр kп.у(Uз– kд.нUнг N) – Iнг NRсх– ΔUв.пр;
Uнг N (1 + kпр kп.у kд.н) = kпр kп.уUз– Iнг N Rсх– ΔUв.пр;
Uнг N = kпрkп.у Uз/(1 + kпрkп.уkд.н) –
– (Iнг N Rсх + ΔUв.пр)/(1 + kпр kп.у kд.н);
Iнг NRсх + ΔUв.пр = ΔUнг.раз = 8 · 0,075 + 0,72 = 1,32 В,
где ΔUнг.раз – падение напряжения в разомкнутой системе преобразователя, ΔUнг.раз = 1,32 В;
ΔUнг.з = ΔUнг.раз/(1 + kпрkп.уkд.н) – падение напряжения в замкнутой системе преобразователя.
Обозначим произведение коэффициентов kпр kп.у kд.н = K, K – общий коэффициент усиления системы.
ΔUнг.раз/ΔUнг.з = K – 1;
ΔUнг.з задано заданием на проектирование:
ΔUнг.з = (ΔUнг %/100)Uнг N = 0,001 · 24 = 0,024 В.
Определим общий коэффициент усиления системы
K = (ΔUнг.раз/ΔUнг.з) – 1 = (1,32/0,024) – 1 = 55 – 1 = 54.
Далее следует определить коэффициенты kп.у и kд.н.
Определим сначала произведение этих коэффициентов
kд.нkп.у = K/kпр = 54/10,128 = 5,331.
Далее определим значение коэффициента kпу:
kп.уUδ = Uу mах = 2,5 В;
kп.у (Uз – Uосн) = kп.у (Uз– kд.н Uнг N) = 2,5.
128
Примем напряжение задания Uз = 5 В.
kп.уUз – kп.у kд.н Uнг N = 2,5;
kп.у · 5 – 5,331 · 24 = 2,5;
kп.у = (2,5 + 127,96)/5 = 26,092.
Коэффициент передачи датчика напряжения
kд.н = 5,331/26,092 = 0, 2081.
Проведем проверку расчета коэффициентов:
Uнг N = [Uз kпр kп.у/(1 + K)] – ΔUнг раз/(1 + K) =
= [5 · 10,128 · 26,564/55] – 1,31/55;
Uнг N = 24,023 – 0,023 = 24 В.
Расчет коэффициентов kпр, kп.у, kд.н произведен правильно.
Расчет входного фильтра
Расчет входного фильтра следует провести по методике, изложенной в разд. 7.
Вопросы для самоконтроля
1. Как рассчитать произведение площадей SсSок трансформатора
для ОПП?
2. Как рассчитать число витков первичной обмотки трансформатора?
3. Как рассчитать потери в сердечнике магнитопровода трансформатора?
4. Какой эффект получил название «эффект вытеснения тока»
и в чем заключается его физическая сущность?
5. Назовите конструкторско-технологические приемы снижения
вредного влияния эффекта вытеснения тока.
6. Как рассчитать требуемое значение индуктивности сглаживающего фильтра?
7. Как рассчитать требуемое значение емкости сглаживающего
фильтра?
129
6. ОДНОТАКТНЫЙ ОБРАТНОХОДОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
В процессе расчета ООП необходимо:
– выполнить расчет трансформатора;
– рассчитать загрузку элементов преобразователя по току и напряжению и выбрать их;
– рассчитать сглаживающий фильтр цепи нагрузки;
– рассчитать входной фильтр;
– рассчитать потери мощности на элементах схемы и определить
КПД преобразователя;
– рассчитать площадь радиатора транзистора;
– выполнить статический расчет спроектированной системы;
– оценить устойчивость спроектированной системы к возмущениям.
Как уже было сказано, трансформатор обратного хода накапливает энергию на интервале импульса, т. е. того интервала, на котором ток от источника питания проходит через открытый транзистор
в первичную обмотку трансформатора [4]. Передача же этой накопленной трансформатором энергии в нагрузку осуществляется на
интервале паузы, т. е. на интервале закрытого состояния транзистора. С учетом сказанного, при расчете трансформатора ООП кроме определения таких традиционных параметров, как мощность
трансформатора Sтр, напряжение первичной и вторичной обмоток,
сечение проводов обмоток, потери мощности в обмотках и сердечнике, необходимо обеспечить индуктивность первичной обмотки, достаточной для накопления упомянутой выше энергии.
6.1. Методика расчета трансформатора обратного хода
Напомним, что изложенная в предыдущем разделе методика относится к расчету трансформаторов прямого хода, используемых
для связи и развязки в схемах понижающих и повышающих преобразователей (в которых накопление энергии в обмотке трансформатора нежелательно).
Приведенная же ниже методика применяется для расчета так называемых трансформаторов обратного хода, являющихся по существу катушками индуктивности с несколькими обмотками, которые
обеспечивают накопление и передачу энергии в нагрузку и развязку
нагрузки и питающей сети в обратноходовых преобразователях.
Высокие значения магнитных проницаемостей (µR = 3000÷100 000)
основных магнитных материалов не позволяют запасать в них мно130
го энергии. Это свойство хорошо для трансформатора ОПП, но не
для трансформатора ООП. Большое количество энергии, которое
должно быть запасено в трансформаторе обратного хода, фактически сосредотачивается в воздушном зазоре или в другом немагнитном материале сердечника трансформатора, величина относительной магнитной проницаемости которого µ R = 1, и который разрывает путь магнитных линий внутри сердечника с большой магнитной проницаемостью [7]. В молибден-пермаллоевых и порошковых
железных сердечниках энергия накапливается в немагнитном
связующем веществе, удерживающем магнитные частицы вместе.
Этот распределенный зазор не может быть измерен или определен
непосредственно, вместо этого приводится эквивалентная магнитная проницаемость для всего сердечника с учетом немагнитного
материала.
Расчетные соотношения для удельных магнитных потерь, потерь в магнитопроводе и повышения температуры те же, что и для
трансформатора прямого хода [см. формулы (83)–(85)].
Определение рабочего диапазона изменения индукции сердечника
магнитопровода трансформатора
Вычисляемые в приведенной ниже методике расчета значения
индуктивности и тока относятся к первичной обмотке. Величина
индуктивности L1 и пиковое значение тока короткого замыкания
через первичную обмотку I1m определяют максимальное значение
2 )/2, которую первичная обмотка (катушка индукэнергии (L1I1m
тивности) должна запасать (в зазоре) без насыщения сердечника
и с приемлемыми потерями в магнитопроводе и проводах.
Далее необходимо определить максимальное пиковое значение
индукции Вmax, которое соответствует пиковому току I1m. Чтобы
минимизировать размер зазора, необходимый для накопления требуемой энергии, катушка индуктивности должна использоваться
в режиме с достаточно большим значением Вmax. Это позволит минимизировать число витков в обмотках, потери на вихревые токи,
а также размер и стоимость трансформатора.
В стабилизаторах, работающих в режиме непрерывного тока нагрузки, Вmax может быть выбрано в пределах 0,28–0,3 Тл.
На практике значение Вmax ограничивается либо величиной индукции насыщения сердечника Bнас, либо потерями в магнитопроводе. Потери в ферритовом сердечнике пропорциональны как
частоте, так и полному размаху изменения индукции ΔВ в течение каждого цикла переключения, возведенному в степень 2,4.
131
В стабилизаторах, работающих в режиме прерывистого тока, значение магнитной индукции изменяется от нуля до Вmax (остаточная намагниченность незначительна из-за наличия зазора) и максимальный размах колебаний индукции ΔВм равняется Вmax.
В таких схемах (особенно на высоких частотах), ΔВм (и Вmax) обычно ограничивается потерями в магнитопроводе. С учетом этого для
расчета трансформатора принимают Вmax≈0,2 Тл, величина которого меньше, чем величина Внас.
Определение размера сердечника магнитопровода
На первом этапе расчета необходимо определить минимальное
значение индуктивности первичной обмотки трансформатора L1,
обеспечивающее непрерывный характер тока, а также значение коэффициента трансформации kтр [2]:
L1min = Uвхγmax(1 – γmax)kтр/(2Iнг minƒр),
(101)
где Iнг min – минимальное значение тока нагрузки.
Коэффициент трансформации можно определить, воспользовавшись коммутационным законом, согласно которому при переключении транзистора (в момент скачкообразного изменения тока первичной обмотки) поток в сердечнике трансформатора остается неизменным. Из этого следует равенство намагничивающих сил первичной и вторичной обмоток:
I1mW1 = I2mW2;
kтр = W1/W2 = I2m/I1m,
(102)
где I1m, I2m – амплитудные значения тока первичной и вторичной
обмотки трансформатора соответственно в момент выключения
транзистора;
W1, W2 – соответственно число витков первичной и вторичной обмотки трансформатора.
Максимальное значение коэффициента скважности γmax принимаем с учетом рекомендаций подразд. 2.4: 0,5 ≤ γmax ≤ 0,6.
Номинальное значение коэффициента скважности γN определим
по формуле
γN = (Uнг N + ΔUв.пр + ΔUтр2)kтр/[(Uвx N – ΔUкэ.нас– ΔUтр1) +
+ (Uнг N + ΔUв.пр + ΔUтр2)kтр],
(103)
где Uвх N, Uнг N – номинальные значения напряжения на входе и выходе преобразователя соответственно;
132
ΔUв.пр – прямое падение напряжения на диоде;
ΔUкэ.нас – падение напряжения на открытом транзисторе;
ΔUтр1, ΔUтр2 – падение напряжения на активном сопротивлении
первичной и вторичной обмотки трансформатора соответственно.
Для удовлетворения требований по динамическим и статическим
характеристикам преобразователя целесообразно для дальнейших
расчетов принимать L1 = (1,1–1,2)L1min. Если преобразователь работает
при неизменном токе нагрузки, то для расчета L1min можно принять
Iнг min = (0,2–0,3)Iнг N.
Теперь можно перейти к расчету произведения площади окна
сердечника Sок и площади поперечного сечения магнитопровода Sc.
Используемый сердечник должен быть способен запасти требуемую энергию в небольшом зазоре без вхождения сердечника трансформатора в насыщение и иметь приемлемые потери в магнитопроводе. Кроме того, окно сердечника должно вмещать требуемое количество витков первичной и вторичной обмоток, обеспечивающее
приемлемые потери в обмотках. Для выбора сердечника можно использовать приводимые ниже формулы (104) и (105), которые дают
возможность получить значение произведения площадей сердечника SокSc в первом приближении. Из справочных таблиц выбирается
сердечник, произведение площадей SокSc которого несколько превышает рассчитанную по этим формулам величину.
Формула (104) применяется, когда ΔВ ограничено насыщением,
а (105) – когда ΔВ ограничено потерями в магнитопроводе. В сомнительных случаях вычисляются оба значения и используется наибольшее [4].
Сначала рассмотрим случай расчета SокSc, исходя из условия
ограничения насыщения сердечника магнитопровода:
SокSc = [(L1I1mI1 · 104)/(420k1Bmax) ]1,31 [см4],
(104)
где размерность индуктивности L в генри [Гн], а индукции В –
в теслах [Тл];
I1m – максимальное амплитудное значение тока первичной обмотки трансформатора при t = tи = γmaxТ = γmax/fр;
I1 – действующее значение тока первичной обмотки трансформатора при максимальной нагруке;
Bmax – максимальное значение индукции сердечника трансформатора;
k1 – коэффициент, учитывающий площадь окна сердечника
трансформатора, занимаемую витками первичной обмотки транс133
форматора (табл. 6). Для обратноходового однотактного преобразователя, работающего в режиме непрерывного тока нагрузки, k1 = 0,2:
k1 = kзапkр,
где kзап – коэффициент заполнения окна витками первичной и вторичной обмоток;
kр – коэффициент площади первичной обмотки. При kр = 0,5
площади поперечного сечения витков первичной и вторичной обмоток равны. Указанное в табл. 6 значение коэффициента заполнения
окна kзап = 0,4 для трансформаторов обратного хода дано с учетом
изоляции, удовлетворяющей требованиям стандарта по электрической прочности изоляции, но не включает фурнитуру и саму катушку. Для тороидальных сердечников коэффициент kзап должен быть
разделен на 2. Коэффициент площади первичной обмотки kр = 0,5
предполагает, что площади поперечного сечения первичной и вторичной обмоток равны [4].
Формула (104) основана на потерях в проводах при плотности тока jmax в обмотках трансформатора при максимальном допустимом
перепаде температур в трансформаторе 30 оC. Значение jmax зависит
от размеров сердечника и вычисляется по формуле
j30 = 420(Sок Sc) –0,240 [А/см2].
(105)
В случае ограничения потерями в сердечнике используется формула (106), которая также основана на перепаде температур в зоне
нагрева на 30 оС, но вызванного равными вкладами от потерь в проводах и от потерь в магнитопроводе:
Sок Sc = [(L1ΔI1I1 · 104)/(jmaxk1ΔBМ)] [см4].
(106)
Величина ΔI1 в первом приближении может быть принята равной Iнг min/kтр. Этот параметр требует последующего уточнения после
определения величины индуктивности, которой обладает первичная обмотка трансформатора.
Форма кривой тока первичной обмотки трансформатора показана на рис. 40.
Среднее значение тока первичной обмотки
I1 ср = (I1m – I1/2)γ.
Действующее значение переменной составляющей тока первичной обмотки
I AC ≈ (I1m − ∆I1 2) γ (1 − γ ).
134
Действующее значение тока первичной обмотки
I1 ≈ (I1m − ∆I1 2) γ .
(107)
При наличии нескольких вторичных обмоток они должны быть
распределены таким образом, чтобы среднеквадратичное значение
плотности тока в них было одинаково для обеспечения однородного
распределения мощности в обмотках [4].
Увеличение числа витков W1 приводит к уменьшению предварительно взятого значения Вmax или ΔВМ и к уменьшению потерь
в сердечнике.
При расчете параметра SокSc по формуле (106) необходимо предварительно задаться величиной плотности тока jmax в пределах
2–3 А/мм2, причем большие значения плотности тока следует выбирать для трансформаторов меньшей мощности. После выбора сердечника следует уточнить допустимую для принятого перепада температуры в трансформаторе величину плотности тока jθ по формуле
(88) и сравнить ее с принятым ранее значением jmax. В случае существенного различия значений этого параметра необходимо провести
заново расчет параметра SокSc с новым значением jmax.
Таблица 6
Значения коэффициентов kзап, kр и k1 для трансформаторов ООП
kзап
kр
k1 = kзапkр
Трансформатор обратного хода
в непрерывном режиме
0,4
0,5
0,2
Трансформатор обратного
хода в режиме прерывистого тока
0,4
0,5
0,2
Режим работы трансформатора
Сначала определяется число витков первичной и вторичной обмоток.
Минимальное число витков первичной обмотки определяется по
следующим формулам:
– при ограничении индукцией насыщения Внас
W1min = (L1I1m · 104)/(ScBmax);
(108)
– при ограничении потерями в сердечнике
W1min = (L1ΔI1 · 104)/(ScΔB).
(109)
Воспользовавшись значением kтр, определенным по формуле
(102), определим число витков вторичной обмотки W2:
W2 = W1/kтр.
135
Отношение площадей проводника первичной и вторичной обмоток выбирается равным отношению действующих значений токов
в этих обмотках, чтобы плотность тока была везде одинакова.
Для получения хорошей связи между обмотками каждая обмотка должна занимать всю высоту окна. Если витки в плотно намотанной обмотке не занимают всю высоту окна, то обмотку надо разрядить. Однако при этом ухудшается использование площади окна
и увеличиваются потери на вихревые токи, особенно если диаметр
провода приближается к удвоенной глубине проникновения. Чтобы
избежать этого, предпочтительно заменить провод большого диаметра несколькими запараллеленными проводами, которые заполнят
доступную площадь намного более компактно и позволят уменьшить потери на вихревые токи.
Например, предположим, что мы имеем плотно намотанную обмотку с числом витков W провода диаметром d и занимающую только половину доступной высоты окна сердечника магнитопровода.
Толщина слоя обмотки равняется d. Если эту обмотку разрядить,
то связь с другими обмотками улучшится, но толщина останется та
же, что приведет к удвоению занимаемого объема. Если же один
провод заменить четырьмя запараллеленными проводами (плотно прижатыми друг к другу, как если бы они были один провод),
у каждого из которых площадь поперечного сечения q/4, диаметр
d/2, то же количество витков W, то они займут точно всю высоту
окна, но высота обмотки при этом будет только d/2, что уменьшит
потери на вихревые токи и индуктивность рассеяния. В предельном
случае для обмоток на большие токи в качестве проводников необходимо использовать один или два витка тонкой медной фольги.
Соотношение между общим дейстующим значением тока в любой обмотке, I1, и его постоянной, I1 ср, и переменной, I1АC, составляющими определяется так:
I1 = I12ñð + I12ÀÑ .
(110)
При расчете потерь в обмотках использовалось дейстующее значение общего тока и сопротивление обмотки постоянному току RDC.
Однако сопротивление переменному току R AC может оказаться намного больше вследствие скин-эффекта, заставляющего переменную составляющую течь только в небольшой поверхностной части
общей проводящей площади. Отношение R AC/RDC называется коэффициентом сопротивления и обозначается FR, т. е. FR = R AC/RDC.
Потери на вихревые токи обусловлены только действующим зна136
чением переменной составляющей тока IAC, которая протекает по
обмотке с повышенным для этой переменной составляющей активным сопротивлением обмотки R AC.
В трансформаторах обратного хода, работающих в режиме непрерывного тока, переменная составляющая магнитного потока невелика, что соответствует небольшим потерям в магнитопроводе.
Однако переменная составляющая тока в каждой обмотке весьма
велика, потому что направление тока непрерывно меняется при
передаче энергии от первичной обмотки к вторичным обмоткам,
что вызывает существенные потери на вихревые токи в проводах
обмоток.
На величину электрических потерь в обмотках может оказывать
влияние так называемый эффект близости.
Эффект близости вызывается переменной составляющей магнитного поля, существующей между первичной и вторичной обмотками [4]. Это переменное поле наводит циркулирующие переменные токи внутри каждого проводника, которые в одних местах
складываются с постоянной составляющей, а в других вычитаются, что приводит к увеличению электрических потерь в обмотках.
Для борьбы с этим эффектом либо уменьшают циркулирующие
токи, применяя более тонкие запараллеленные провода и тонкую
медную фольгу, либо уменьшают величину магнитного поля. Последнее достигается использованием сердечника с более высоким
окном, что позволяет увеличить число витков в слое и соответственно уменьшить число слоев, или чередованием обмоток, помещением одной половины витков первичной обмотки внутри вторичной обмотки, а другой – снаружи. Наиболее сложным в этой
методике является расчет теплового сопротивления Rт при естественном охлаждении, определяющего перепад температур в зоне нагрева. Значение Rт сильно зависит от конструкции корпуса
преобразователя, в котором установлен трансформатор, размера и
местоположения охлаждающих вентиляционных отверстий, соотношения между горизонтальными и вертикальными размерами
поверхностей установки (эффект дымохода), а также от наличия
принудительного охлаждения.
Известно, что критерием истины является практика, поэтому
для проверки точности расчета коэффициента Rт и теплового расчета трансформатора в целом можно рекомендовать экспериментальную проверку теплового режима спроектированного и изготовленного преобразователя. Для определения реального значения температуры в наиболее нагретой точке сердечника трансформатора
137
необходимо поместить чувствительную термопару в середине центрального стержня и проверять перепад температур при условиях
работы преобразователя, близких к рабочим.
Вычисление немагнитного зазора
Ширина зазора lз рассчитывается по классической формуле для
индуктивности [4]
lз = (µ0µRW21Sc/L1) · 10 –2 [cм] при µR = 1.
(111)
Зазор выполняется путем разделения половинок сердечника
прокладкой, толщина которой приблизительно равна половине расчетной ширины зазора. При этом половина зазора приходится на
центральный стержень, а другая половина – на внешние стержни
в предположении, что суммарная площадь поперечного сечения
обоих внешних стержней равняется площади центрального стержня. Однако при большой величине зазора происходит увеличение
внешнего магнитного поля, которое является источником электромагнитных помех, что может существенно осложнить электромагнитную совместимость преобразователя с другими потребителями
электрической энергии.
В тороидальных сердечниках зазор распределен между магнитными частицами по всему объему сердечника и недоступен для вычисления. Вместо ширины зазора в этом случае дается эквивалентная относительная магнитная проницаемость, как если бы сердечник был сделан полностью из однородного магнитного материала:
µR(max) = (Llтр · 102)/(µ0W21Sc),
(112)
где lтр – эффективная длина магнитной линии внутри сердечника.
6.2. Пример расчета однотактного обратноходового
преобразователя
Исходные данные:
– номинальное напряжение нагрузки U2N = 20 В;
– допустимое изменение напряжения нагрузки ∆U2% = 0,1 %;
– ток нагрузки I2N = 10 А;
– коэффициент пульсаций напряжения нагрузки kп2 = 6 · 10–3;
– номинальное напряжение Uвх N = 12 В;
– предел изменения напряжения источника питания ΔUвх% =
= ±30 %;
– температура окружающей сети Θ = 20 оC.
138
Значение минимального тока нагрузки принимаем равным
0,3 · I2N = 0,3 · 10 = 3 А.
Примем величину амплитуды пульсации тока нагрузки ΔIнг = 3 А.
Принципиальная схема силовой части ООП и временные диаграммы, поясняющие работу ООП, представлены на рис. 32. На вход
преобразователя поступает постоянное напряжение Uвх, а с выхода его снимается постоянное напряжение U2 . На базу транзистора VT поступают импульсы управления с регулируемым коэффициентом скважности γ. Диод VD имеет обратное включение. Ненасыщающийся трансформатор выполняет функцию индуктивного
накопителя энергии, когда на интервале 0 < t < tи транзистор VT
находится в режиме насыщения. Во время паузы (tп = Т – tи) накопленная энергия через вторичную обмотку трансформатора W2
подается в нагрузку и подзаряжает конденсатор С. На интервале tи диод VD закрыт и конденсатор С частично разряжается на
нагрузку.
Расчет трансформатора
Определяем коэффициент трансформации в первом приближении, воспользовавшись равенством намагничивающих сил
обмоток трансформатора в момент выключения транзистора
I1mW1 = I2mW2:
kтр = W1/W2 = I2m/I1m.
Амплитуду импульса тока первичной обмотки I1m следует определять при том же значении коэффициента скважности γ = γmax:
I1m = I1 ср/γmax + ΔI1/2.
Среднее значение входного тока определим, задавшись η = 0,9:
I1 ср = Pнг/[η(Uвх min – ΔUкэ.нас – ΔUтр1)] =
= 200/[(0,9(8,4 – 1,0 – 0,12)] = 30,52 А.
Примем форму импульса прямоугольной, тогда при γmax = 0,6
амплитуда импульса тока первичной обмотки трансформатора
I1m = I1ср/γmax = 30,52/0,6 = 50,87 А.
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
при γmax = 0,6
I1 = I1m γ max = 50,87 0,6 = 39,4 A.
139
Амплитуду импульса тока вторичной обмотки I2m следует определять при том же значении коэффициента скважности γ = γmax:
I2m = Iнг/(1 – γmax) = 10/(1 – 0,6) = 25 А.
По рассчитанным значениям I1m и I2m определим значение коэффициента трансформации:
kтр = W1/W2 = I2m/I1m = 25/50,87 = 0,4914.
Параметры, принятые для дальнейших расчетов. Максимальное значение коэффициента скважности γmax принимаем с учетом
рекомендаций подразд. 2.4: 0,5 ≤ γmax ≤ 0,6.
Принимаем γmax = 0,6.
Определим значения максимального, Uвx max, и минимального,
Uвx min, входного напряжения:
Uвx max = Uвx N(1 + 0,3) = 12 · 1,3 = 15,6 В;
Uвx min = Uвx N(1 – 0,3) = 12 · 0,8 = 8,4 В.
Задаемся в первом приближении следующими параметрами:
– напряжение насыщения транзистора ΔUкэ.нас = 1 В;
– падение напряжения на диоде в прямом направлении Uв.пр =
= 1 В;
– падение напряжения на активном сопротивлении первичной
обмотки ΔUтр1 = 0,01Uвx N = 0,01 · 12 = 0,12 В;
– падение напряжения на активном сопротивлении вторичной
обмотки ΔUтр2 = 0,01Uнг N = 0,01 · 20 = 0,2 В.
Номинальное значение коэффициента скважности γN определяем
в первом приближении по формуле (103):
γN = (Uнг N + Uв.пр + ΔUтр2)kтр/[(Uвx N – ΔUкэ.нас – ΔUтр1) +
+ (Uнг N + Uв.пр + ΔUтр2)kтр];
γN = (20 + 1 + 0,2)0,4914/[(12 – 1 – 0,12) +
+ (20 + 1 + 0,2) · 0,4914] = 0,489.
Определим по формуле (71) минимальное значение коэффициента скважности γmin:
γmin = γmax/[γmax (1 – K′) + K′)],
где K′ = Uвх max/Uвх min = 1,3/0,7 = 1,857;
γmin = 0,6/[0,6(–0,857) + 1,857] = 0,447.
140
Определим в первом приближении величину индуктивности
первичной обмотки трансформатора, необходимую для работы преобразователя:
L1min = Uвх NγN(1 – γN)kтр/(2Iнг minƒр) =
= 12 · 0,489 · 0,511 · 0,4914/(2 · 0,3 · 10 · 50 000) = 4,9 · 10–6 Гн.
С учетом рекомендаций, приведенных выше, принимаем минимальное значение тока нагрузки Iнг min = 0,3Iнг N = 0,3 · 10 = 3 А.
Размах отклонения тока первичной обмотки трансформатора
ΔI1 ≈ Iнг min/kтр = 3/0,5 = 6 А.
Для дальнешего расчета необходимо взять значение L1 c некоторым запасом:
L1 = 1,2L1min = 1,2 · 5 · 10–6 = 6 · 10–6 Гн.
Определим в первом приближении произведение площадей SокSc
по формуле (106):
SокSc = [(L1ΔI1I1 · 104)/(jmaxk1ΔBМ)] [см4].
Зададимся значением jmax = 290 А/cм2.
Заметим, что параметры jmax и ΔI1 необходимо уточнить после
расчета трансформатора.
Коэффициент k1 определяем из табл. 6: k1 = 0,2.
SокSc = (6 · 10–6 · 6 · 39,4 · 104)/(290 · 0,2 · 0,1) = 2,44 см4.
Выбираем из табл. 5 сердечник типа Е 0930-019, у которого
SокSc = 4,725 см4;
Sc = 1,8 см2; Sок = 2,65 см2; Аи = 2,0 мкГн/виток.
Определим число витков первичной обмотки W1 по формуле (108):
W1min = (L1ΔI1 · 104)/(ScΔB) = (6 · 10–6 · 6 · 104)/(1,8 · 0,1) = 2 витка.
Принимаем W1 = 2 витка.
Число витков вторичной обмотки
W2 = W1/kтр = 2/0,4914 = 4,07.
Принимаем W2 = 4, тогда kтр = W1/W2 = 2/4 = 0,5.
Значение коэффициента трансформации kтр = 0,5 практически
совпадает со значением коэффициента трансформации kтр = 0,4914,
рассчитанным ранее в первом приближении.
141
Определим теперь реальную величину индуктивности первичной
обмотки рассчитанного трансформатора по формуле (100). Из табл. 5
определим величину коэффициента Aи. Для выбранного сердечника Е0930-019 параметр Аи находится в пределах: 1,5 · 10–6 Гн/
виток ≤ Aи ≤ 2,5 · 10–6 Гн/виток. Принимаем наименьшее значение
параметра Aи = 1,5 · 10–6 Гн/виток.
В этом случае индуктивность первичной обмотки
L1 = АиW12 = 1,5 · 10–6 · 22 = 6,0 · 10–6 Гн.
Это значение L1 полностью совпадает с рассчитанным ранее значением L1 = 1,2L1min = 1,2 · 5 · 10–6 = 6 · 10–6 Гн.
Определим размах отклонения тока первичной обмотки ΔI1 с учетом реального значения индуктивности первичной обмотки трансформатора:
ΔI1 = (Uвх max – ΔUкэ.нас – ΔUтр1)γmin(1 – γmin)/(2L1ƒр) =
= (12 · 1,3 – 1 – 0,12) · 0,447(1 – 0,553)/(2 · 6 · 10–6 · 50 000) = 5,96 А.
Рассчитанный размах отклонения тока первичной обмотки
ΔI1 = 5,96 А практически равен значению (6,0 А), принятому ранее.
Следовательно, проводить пересчет трансформатора не нужно.
Поскольку значения kтр, L1 и ΔI1 совпадают с рассчитанными ранее значениями, пересчитывать значения параметров γN, γmin, γmax
и параметры трансформатора не требуется.
Расчет сечения проводов обмоток и коэффициента заполнения окна
Выше было определено действующее значение тока первичной
обмотки
I1 = 39,4 A.
Определим действующее значение тока вторичной обмотки I2.
Определим амплитуду импульса тока вторичной обмотки I2m,
исходя из равенства среднего значения тока нагрузки Iнг среднему
значению импульса тока вторичной обмотки [I2m(1 – γN)], т. е.
Iнг = I2m(1 – γmax),
10 = I2m(1 – 0,6), откуда
I2m = 10/0,4 = 25,0 А.
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
I2 = I2m 1 − γ max ;
I2 = 25 0,4 = 15,18 A.
142
Определим плотность тока обмоток трансформатора, которая
обеспечит перегрев обмоток на ΔΘ = 30 оC по формуле
j30 = 420SокSc –0,240 [A/см2];
j30 = 420 · 4,725–0,240 = 289 A/см2 = 2,89 А/мм2.
Рассчитанная плотность тока практически совпадает с принятым ранее значением j30 = 290 А/см2, и уточнений расчетов не требуется.
Определим сечение проводов:
– первичной обмотки q1 = 39,4/2,9 = 13,586 мм2;
– вторичной обмотки q2 = 15,81/2,9 = 5,45 мм2.
Провода для обмоток выбираем по справочным данным (табл. 38).
Первичную обмотку выполняем из 103 параллельно соединенных
проводов сечением q = 0,1320 мм2. Таким образом, сечение витка
первичной обмотки q1 = 13,596 мм2.
Вторичную обмотку выполняем из 41 параллельно соединенных
провода сечением q = 0,4301 мм2. Таким образом, сечение витка вторичной обмотки q2 = 5,41 мм2.
Определим коэффициент заполнения окна сердечника kзап:
kзап = (W1q1 + W2q2)/Sок = (2 · 13,596 + 4 · 5,41)/265 = 0,184.
Рассчитанный коэффициент заполнения окна меньше допустимого значения, равного 0,4 (см. табл. 6). Трансформатор может быть
изготовлен.
Выбор транзистора VT1
Транзистор выбирается по величине максимального (амплитудного) значения тока стока (коллектора) Iст m при γ = γmin = 0,447:
Icт m = Pнг/(Uвх maxγminη) + Uвх maxγmin/(2L1ƒр) =
= [200/(12 · 1,3 · 0,447 · 0,9)] +
+ [12 · 1,3 · 0,447/(2 · 6 · 10–6 · 50 000)] = 31,87 + 11,62 = 43,5 A.
Определим максимальное напряжение на транзисторе
Uс-и max = Uвх max/(1 – γmin) = 12 · 1,3/(1 – 0,447) = 28,2 В.
Выбор транзистора выполним с запасом по току и напряжению.
Примем коэффициент запаса по току kз.т = 2 и по напряжению
kз.н = 2. Таким образом, номинальное значение тока стока транзистора должно быть не менее 100 А, а напряжение Uс-и N не менее 60 В
и рабочая частота транзистора должна быть не менее 50 000 Гц.
143
Таким условиям удовлетворяет транзистор BSM121AR, параметры которого имеют следующие значения: Uс-и N = 200 В; Iст N =
= Iк N = 130 A.
Сопротивление канала в открытом состоянии Rс-и.нас = 20 мОм.
Максимальная рассеиваемая мощность Рmax = 700 Вт.
Тепловое сопротивление переход–корпус Rп-к = 180 оС/мВт.
Падение напряжения на открытом транзисторе при токе 50 А
IкRс-и.нас = ΔUкэ.нас = 43,5 · 0,02 = 0,87 В.
Это падение напряжения практически равно принятому ранее
значению (ΔUкэ.нас = 1 В), уточнение расчета не требуется.
Для управления затвором этого транзистора выбираем драйвер
IR2121 (см. табл. 16), который необходимо установить между выходом системы управления и затвором транзистора силовой схемы.
Расчет емкости сглаживающего фильтра
Работа емкостного фильтра в этой схеме аналогична работе емкостного фильтра в схеме ОППН II. В обеих схемах заряд конденсатора происходит на интервале паузы, а разряд – на интервале импульса.
С учетом этого обстоятельства для расчета необходимой величины емкости конденсатора можно воспользоваться формулой (54).
Емкость конденсатора сглаживающего фильтра С2 рассчитывается исходя из удовлетворения требований по пульсациям напряжения нагрузки Uп2.
Поскольку заряд, отбираемый от конденсатора фильтра за время включенного состояния транзистора: ΔQ = Iнгγ/ƒ, а пульсации напряжения на конденсаторе С2 равны ΔUC2 = ΔQ/С2, то можно определить пульсации напряжения на конденсаторе, равные пульсациям
напряжения на нагрузке:
ΔUC2 = Iнгγ/(ƒС2) = Uп2.
Следовательно, емкость конденсатора должна быть не менее величины
С2 = Iнгγ/(ƒUп2),
где Uп2 = kп2Uнг.
Коэффициент пульсации напряжения нагрузки kп2 задан в задании на проект:
kп2 = 6 · 10 –3.
Uп2 = kп2Uнг N = 6 · 10 –3 · 20 = 0,12 В.
С2 = 10 · 0,6/(50 000 · 0,12) = 1 · 10–3 Ф = 1000 мкФ.
144
Конденсатор должен быть выбран на рабочее напряжение не менее двухкратного напряжения нагрузки, к которой он подключен
параллельно, т. е. UCN ≥ (2Uнг) ≥ (2 · 20) ≥ 40 В.
Как уже было отмечено, при выборе конденсатора необходимо соблюсти условие по величине тока, протекающего через конденсатор, а именно: действующее значение переменной составляющей тока, протекающего через конденсатор при выбранных параметрах
преобразователя, должно быть меньше того допустимого действующего значения тока, которое указано в справочных данных на конденсатор, Iпрм. Если в справочных данных указано амплитудное
значение тока Iпрм max, то это значение следует разделить на 2.
Размах отклонения тока вторичной обмотки трансформатора ΔI2 равен размаху отклонения тока, протекающего через конденсатор ΔIС.
Величину ΔI2 можно определить, умножив наибольшую величину отклонения тока первичной обмотки трансформатора ΔI1max на
коэффициент трансформации:
ΔI1max = Uвх maxγmin/(2L1ƒр) =
= [12 · 1,3 · 0,447/(2 · 6 · 10–6 · 50 000)] = 11,62 A.
ΔI2 = ΔI1kтр = 11,62 · 0,5 = 5,81 А.
Таким образом, действующее значение тока переменной составляющей, протекающей через конденсатор:
IC = ∆I2
12 = 5,81 3,46 = 1,68 A.
С учетом этого обстоятельства выбираем конденсатор фирмы
HITANО, серия EXR, емкостью 1000 мкФ. Параметры конденсатора (см. табл. 32):
СN = 1000 мкФ, UCN = 50 В, внутреннее активное последовательное сопротивление при fп = 100 кГц rС = 0,053 Ом, а допустимое амплитудное значение тока конденсатора Iпрм max = 2,4 A.
Допустимое действующее значение этого тока Iпрм д.з = 2,4/1,41 =
= 1,7 А. Сравним это значение тока с рассчитанным ранее значением IС = 1,68 А. Выбранный конденсатор удовлетворяет требованию
по допустимой величине тока.
Падение напряжения от переменного тока, протекающего через
конденсатор, составит
2
∆UC = IC (1 / 2πfC ) + rC2 =
2
= 1 / 2 ⋅ π ⋅ 50 000 ⋅1 ⋅10−3  + 0,0532 = 1,7 ⋅ 0,053 = 0,090 Â.


(
)
145
По техническому заданию определено значение напряжения
пульсаций Uп2:
Uп2 = 0,006 · 20 = 0,12 В.
Из сопоставления значений ΔUC и Uп2 видно, что при установке
выбранного конденсатора пульсации напряжения нагрузки будут
меньше заданного значения.
Выбор диода
Среднее значение тока, протекающего через диод, равно среднему значению тока нагрузки: Iв.ср = 10 А.
Максимальное обратное напряжение на закрытом диоде равно
напряжению нагрузки: Uобр max = 20 В.
Выбираем диод с запасом по току и напряжению: kз.т = 2 и
kз.н = 2.
Таким образом, нужен диод с Iв N ≥ 20 А и Uобр max ≥ 40 В.
По справочным данным (табл. 19) выбираем диод Шотки типа
20TQ045/IR, параметры которого:
Iв N = 20 А, Uобр max = 45 В, ΔUв.пр = 0,57 В.
Отметим, что выбранный диод имеет меньшее прямое падение
напряжения по сравнению с тем, что было принято на начальной
стадии расчета (ΔUв.пр = 1,0 В), поэтому уточняющий расчет проводить не следует.
Расчет потерь мощности
и коэффициента полезного действия ООП
Определение электрических потерь мощности в обмотках
трансформатора.
Определим активное сопротивление обмоток трансформатора.
Для этого сначала определим длину проводов обмоток. Сердечник
магнитопровода трансформатора имеет конструкцию, приведенную
на рис. 43.
Определяем среднюю длину витка первичной и вторичной обмоток, используя размеры сердечника, приведенные в табл. 5. Средняя длина витка первичной обмотки lср.вит1 = 6 см. Средняя длина
витка вторичной обмотки lср.вит2 = 7 см.
Длина провода первичной обмотки
l1 = W1lср.вит1 = 2 · 6 = 12 см.
146
Длина провода вторичной обмотки
l2 = W2lср.вит2 = 4 · 7 = 28 см.
Активное сопротивление первичной обмотки
R1 = ρl1/q1 = 0,0175 · 0,12/13,596 = 0,154 · 10–3 Ом,
ρ = 0,0175 Ом · мм2/м – удельное электрическое сопротивление меди.
Активное сопротивление вторичной обмотки
R2 = ρl2/q2 = 0,0175 · 0,28/5,412 = 0,905 · 10–3 Ом.
Определим необходимость учета влияния поверхностного эффекта на величину сопротивлений R1 и R2.
Вспомним, что первичная обмотка выполнена из 103 параллельно
соединенных проводов, сечение каждого из которых q = 0,1320 мм2,
а диаметр d = 0,41 мм.
Вторичная обмотка выполнена из 41 параллельно соединенных
провода, сечение которых также равно q = 0,1320 мм2, а диаметр
d = 0,41мм.
Первичная обмотка занимает один слой, так как нетрудно установить, что длина намотки витков первичной обмотки
L1 нам = W1d1 экв.из = 6,8 · 2 = 13,6 мм,
а высота окна (см. табл. 5) 2L1 = 30,0 мм.
Эквивалентный диаметр витка первичной обмотки с учетом изоляции проводов
d1 ýêâ.èç = N1q1 èç ⋅ 4 / π = 7,68 ìì,
N1 = 103 – число проводов витка первичной обмотки;
q1 из = 0,45 мм2 – площадь сечения провода с учетом изоляции его.
Вторичная обмотка занимает также один слой, так как нетрудно
установить, что длина намотки витков вторичной обмотки
L2 нам = W2d2 экв.из = 4 · 4,85 = 19,4 мм,
а высота окна (см. табл. 5) составит 2L1 = 30,0 мм.
d2 ýêâ.èç = N2q2 èç ⋅ 4 / π = 4,85 ìì, N2 = 41 провод.
Глубина проникновения тока под поверхность проводника
DPEN = 75
f = 75
50 000 = 0,335 ñì.
Параметр Q = 0,8d/DPEN = 0,8 · 0,41/0,335 = 0,98.
По графикам (см. рис. 36) устанавливаем, что величина параметра FR = R AC/RDC практически равна единице как для первичной,
147
так и для вторичной обмотки. Это означает, что при выбранных параметрах обмоток их активные сопротивления для переменной составляющей тока, частота которой равна 50 000 Гц, равна активному сопротивлению для постоянного тока.
Таким образом, для расчета потерь мощности в первичной и вторичной обмотках следует использовать рассчитанные ранее сопротивления R1 и R2 без введения поправочных коэффициентов.
Электрические потери в проводах первичной обмотки
ΔPэл1 = I12R1 = 39,42 · 0,154 · 10–3 = 0,239 Вт;
ΔPэл2 = I22R2 = 15,812 · 0,905 · 10–3 = 0,226 Вт.
Суммарные электрические потери в обмотках трансформатора
ΔPэл = 0,465 Вт.
Определение потерь мощности в сердечнике магнитопровода
трансформатора Рм.
ΔРм = Руд.мVс.
Для выбранного сердечника Vс = 19 см3;
Руд.м = ΔВ2,4(KНfp + KEfp2).
Для большинства ферритов коэффициент гистерезиса KН = 4 · 10–5,
а коэффициент вихревых токов KE = 4 · 10–10:
Руд.м = 0,12,4(4 · 10–5 · 50 000 + 4 · 10–10 · 50 0002) = 0,012 Вт/см3.
Потери в магнитопроводе
ΔРм = 0,012 · 19 = 0,228 Вт.
Таким образом, суммарные потери в трансформаторе
ΔРп.тр = ΔРэл + ΔРм = 0,465 + 0,228 = 0,693 Вт.
Потери в транзисторе
ΔРVT = ΔРVT ст + ΔРVT дин,
– статические потери в транзисторе;
где ΔРVT ст =
Rотк – сопротивление прямого канала транзистора в открытом
состоянии. Для выбранного транзистора Rотк = 20 · 10–3 Ом.
Для расчета статических потерь транзистора возьмем среднее значение тока, рассчитанное для наиболее тяжелого режима, – работа преобразователя при минимальном значении входного
I12cрRотк
148
напряжения. Напомним, что это значение уже было рассчитано:
I1 cр = 30,52 А.
Коэффициент скважности при этом γ = γmax = 0,6.
ΔРVT дин = 30,522 · 20 · 10–3 = 18,63 Вт.
Динамические потери в транзисторе
ΔР VT дин = Рвхfp(tвкл + tвыкл)/2 = UвхI1 ср maxfp(tвкл + tвыкл)/2,
ΔР VT дин = 12 · 30,52 · 0,25 · 10–6 · 50 000/2 = 2,29 Вт.
Суммарные потери в транзисторе
ΔРVT = 18,63 + 2,29 = 20,919 Вт.
Потери в диоде
ΔРVD = ΔUв.прIв.ср = 0,57 · 10 = 5,7 Вт.
Итак, суммарные потери в преобразователе
ΣΔРп = ΔРп.тр + ΔРVT + ΔРVD = 0,693 + 20,919 + 5,7 = 27,312 Вт.
Коэффициент полезного действия ООП
η = Рнг/(Рнг + ΣΔРп) = 20 · 10/(20 · 10 + 27,312) = 0,88.
Сравним КПД, рассчитанный с учетом параметров выбранных
элементов, со значением, принятым в первом приближении значения (0,9). Проводить уточняющий расчет преобразователя не требуется, поскольку значение КПД практически равно принятому
ранее.
Расчет площади радиатора транзистора
Sp > 1000/(Rр.с σт),
где Sp – площадь радиатора;
σт – коэффициент теплоотдачи от радиатора в окружающую среду;
Rр.с – тепловое сопротивление радиатор – окружающая среда;
Rр.с << Rт – Rп.к – Rк.р,
здесь Rт – суммарное тепловое сопротивление;
Rп.к – тепловое сопротивление переход – корпус транзистора;
Rк.р– тепловое сопротивление корпус–радиатор.
149
Rт < (Θп.доп – Θср)/PVT,
где Θп.доп – допустимая температура перехода транзистора;
Θср – температура окружающей среды (указана в задании на проектирование).
Rт < (125 – 25)/20,919 = 4,78 °С/Вт;
Rр.с << (4,78 – 0,3 – 0,33) = 4,15 °С/Вт;
Sp > 1000/(4,15 · 1,5) = 160,6 см2.
В качестве радиатора берем три алюминиевые пластины общей площадью 200 см2 и скрепляем их вместе так, как это показано на рис. 49.
Вопросы для самоконтроля
1. Как рассчитать требуемое значение индуктивности первичной
обмотки трансформатора ООП?
2. Как рассчитать располагаемое значение индуктивности первичной обмотки трансформатора ООП?
3. Перечислите элементы, на которых происходит выделение потерь мощности, и как рассчитать эти потери?
4. Как рассчитать КПД ООП?
5. Как убедиться в том, что требование задания по ограничению
величины пульсаций напряжения нагрузки выполнено?
6. Как рассчитать амплитудное, среднее и действующее значения
коллекторного тока (или тока стока для MOSFET) транзистора?
6.3. Схема управления
В качестве схемы управления используем универсальную микросхему К1114ЕУ3 (рис. 50). Микросхема представляет собой схему управления импульсными источниками питания на коммутируемые мощности 8–10 Вт. Микросхема выполняет следующие
функции: формирование опорного напряжения, усиление сигнала рассогласования, формирование пилообразного напряжения,
широтно-импульсную модуляцию, формирование двухтактного и
однотактного выхода, защиту от сквозных токов, усиление сигнала
датчика тока или напряжения, обеспечение «запуска». Корпус типа
4112.16-15.01, масса не более 1,4 г.
Схема включения универсальной микросхемы К1114ЕУ3 показана на рис. 51.
Тип резисторов: С1-4.
Тип конденсаторов: К50-24.
Тип диодов: 2Д201 А.
150
3
$
2
# 7%
7%
#
Рис. 50. Функциональная схема универсальной микросхемы К1114ЕУ3:
обозначения элементов: 1 – генератор пилообразного напряжения;
2 – компаратор паузы; 3 – компаратор ШИМ; 4, 7 – операционные
усилители; 5, 8–11 – логические элементы; 6 – триггер;
12 – источник опорного напряжения; G – источник смещения
компаратора; назначение выводов: 1 – опорное напряжение;
2, 5 – инвертирующие входы; 3, 4 – неинвертирующие входы;
6 – частотная коррекция; 7 – регулировка паузы; 8 – вывод задания
частоты (С); 9 – вывод задания частоты (R); 10 – коллектор VT1;
11 – эмиттер VT1; 12 – эмиттер VT2; 13 – коллектор VT2;
14 – напряжение питания; 15 – общий; 16 – блокировка фазорасщепителя
6ÈÁË»Î
3
6ÈÁË
§ºÒÁÂ
$
3
$
›ÔÎ
3
£&¬
›ÔÎ
6½Ë
6ÇÊÆ
$
ÁÊ˹ÆÏÁÇÆÆǾ
»ÃÄ×оÆÁ¾
$
3
7%
3 7%
7%
3
3
3
$
3 3
3
3
Рис. 51. Схема включения универсальной микросхемы К1114ЕУ3:
R1 = R3 = 3–100 кОм; R2 = 0–1 кОм; R4 = 0–3 кОм; R5, R7 – определяются
значениями Uвх, Iвых; R6 = 1–10 кОм; R8–R10, R12 = 3–30 кОм;
R11 = 10 кОм – 1 Мом; С1 = С3 = 0,1–10 мкФ; С2 = 510 пФ – 0,22 мкФ
151
Паспортные данные микросхемы К1114ЕУ3 приведены в табл. 7 и 8.
Таблица 7
Электрические параметры микросхемы
Параметр
Напряжение питания
Опорное напряжение при Uп = 9 В,
Uком.вх = 10 В, Iвых = 0
Остаточное напряжение при Uп = 9 В,
Uком.вх = 10 В, Iвых = 0, fком = 10 кГц
Ток закрытой микросхемы при Uп = 9 В,
Uком.вх = 10 В, Iвых = 0
Ток потребления при Uп = 36 В,
Uком.вх = 10 В, Iвых = 0
Температурный коэффициент опорного
напряжения
Показатель
9–36 В
4,7–5,3 B
Не более 1,5 В
Не более 50 мкА
Не более 15 мА
Не более 0,01%/°С
Нестабильность по напряжению ИОН
при Uп = 36 В, Uком.вх = 10 В, Iвых = 0
Не более 0,05
Длительность фронта (среза) импульса
выходного тока
Не более 200 нс
Таблица 8
Предельно допустимые режимы эксплуатации
микросхемы К1114ЕУ3
Параметр
Напряжение питания в предельном режиме
Входное коммутирующее напряжение в предельном режиме
Входной ток в предельном режиме
Рассеиваемая мощность
Частота коммутации в предельном режиме
Температура окружающей среды
Показатель
9–36 В
2–40 В
Не более 200 мА
Не более 0,8 Вт
4–400 кГц
–10, ..., +100 °С
Допускается подключение нагрузки в цепь коллектора или эмиттера выходных транзисторов. При включении нагрузки в цепь эмиттера выходных транзисторов остаточное напряжение не превышает
3 В при Iвых = 200 мА. Допускается параллельная работа выходных
транзисторов на общую нагрузку. Для осуществления синхронной работы выходных транзисторов и увеличения выходного тока
до 0,4 А необходимо соединить вывод 16 с общей шиной. Допуска152
ется использовать источник опорного напряжения в качестве маломощного стабилизатора фиксированного напряжения с выходным
током до 5 мА.
Допускается изменение коэффициентов усиления и частотная
коррекция усилителей с помощью резисторов и конденсаторов,
включаемых между выходом усилителей (вывод 6) и их входами (выводы 4, 5 и 2, 3) по схеме, отличающейся от основной схемы включения. При этом вытекающий и выходной ток усилителей не должен
превышать 1 мА, а втекающий выходной ток усилителей не должен
превышать 0,3 мА. Напряжения на выводах 4, 5 и 2, 3 должны находиться в пределах 0–5 В. Суммарная емкость радиокомпонентов
и монтажа, подключенных к выходным транзисторам микросхемы,
не должна превышать 510 пФ.
Частота генератора пилообразного напряжения определяется по
формуле
1
,
f=
(0,6÷0,8)R1C2
где R1, C2 – резистор и конденсатор задания частоты.
Допускается монтаж микросхемы в аппаратуру 2 раза, демонтаж 1 раз. Допустимое значение статического потенциала 500 В.
Расчет и выбор элементов схемы управления:
f = 1/(0,666 · 3 · 103 · 0,01 · 10–6) = 50 000 Гц;
С1 = 10 мкФ;
R1 = 12,5 кОм;
C2 = 0,01 мкФ;
R3 = 100 кОм;
R4 = 2 кОм;
R5 = R7 = Uвх/Iзатв = 12/0,01 = 1,2 кОм;
C3 = 5 мкФ;
R2 = 0,5 кОм;
R6 = 5 кОм;
R8 = R9 = R10 = R12 = 15 кОм;
R11 = 500 кОм.
При подключении микросхемы к цепи управления транзистора
преобразователя необходимо выход 2 (вывод 13) подключить к базе
транзистора, а общую шину питания (вывод 15) подключить к эмиттеру транзистора.
153
6.4. Статический расчет замкнутой
по напряжению системы
Статический расчет замкнутой системы проводится по методике, изложенной в подразд. 1.2.
Для выполнения статического расчета используем структурную
схему замкнутой системы, приведенную на рис. 18. Схема управления,
подобно схеме рис. 17, содержит компаратор, на вход которого поступают два сигнала – напряжение управления и опорный сигнал. Опорное
напряжение имеет пилообразную форму, период этого напряжения
T = 1/fp. Как видно из рис. 17, б, длительность импульса управления,
подаваемого на затвор транзистора силовой схемы преобразователя,
tи, определяется моментом равенства напряжений управления и опорного напряжения. Коэффициент скважности γγ = tи/T.
При Uу = Uоп max коэффициент скважности γ = 1.
Основные расчетные соотношения:
– напряжение обратной связи по напряжению Uосн = kд.нUнг;
– напряжение рассогласования Uδ = Uз – Uосн;
– напряжение управления, подаваемое на вход системы управления преобразователя: Uу = kп.уUδ;
– ЭДС на выходе преобразователя Епр = kпрUу;
– напряжение нагрузки Uнг = Епр – IнгRсх – ΔUв.пр.
Выше были определены следующие параметры.
Падение напряжения на открытом диоде: ΔUв.пр = 1,0 В.
Эквивалентное сопротивление схемы: Rсх = Rтр2 + R′тр1, где R′тр1 –
приведенное ко вторичной обмотке активное сопротивление первичной обмотки; Rтр2 – активное сопротивление вторичной обмотки:
R′т1 = R1/k2тр = 0,154 · 10–3/(0,5)2 = 0,616 · 10–3 Ом.
Rсх = Rтр2 + R′тр1 = 0,905 · 10–3 + 0,616 · 10–3 = 1,521 · 10–3 Ом.
Определим величину ЭДС преобразователя:
Епр N = Uнг N + Iнг N Rсх + ΔUв.пр =
= 20 + 10 · 1,521 · 10–3 + 0,57 = 20,585 В.
Относительное значение сигнала управления
Uó = Uу/Uoп max = γ.
Примем Uoп max = 5 В.
Определим Uу max, при котором γ = γmax = 0,5:
Uу max = Uoп mаxγmax = 5 · 0,5 = 2,5 В.
154
Коэффициент усиления преобразователя
kпр = Епр/Uу max = 20,585/2,5 = 8,234.
Из приведенных выше основных соотношений определим
Uнг N = kпрkп.у(Uз– kд.нUнг N) – Iнг NRсх– ΔUв.пр;
Uнг N(1 + kпрkп.уkд.н) = kпрkп.уUз– Iнг NRсх– ΔUв.пр;
Uнг N = kпрkп.у Uз/(1 + kпрkп.уkд.н) –
– (Iнг NRсх + ΔUв.пр)/(1 + kпрkп.уkд.н);
Iнг NRсх + ΔUв.пр = ΔUнг.раз,
ΔUнг.раз – падение напряжения в разомкнутой схеме преобразователя:
ΔUнг.раз = 10 · 0,0015 + 0,57 = 0,58 В;
ΔUнг.з = ΔUнг.раз/(1 + kпрkп.уkд.н) – падение напряжения в замкнутой схеме преобразователя;
kпрkп.уkд.н = K – общий коэффициент усиления системы.
ΔUнг.раз/ΔUнг.з = K – 1,
а ΔUнг.з задано заданием на проектирование:
ΔUнг.з = (ΔUнг %/100) Uнг N = 0,001 · 20 = 0,02 В.
Определим общий коэффициент усиления системы K:
K = (ΔUнг.раз/ΔUнг.з) – 1 = (0,585/0,02) – 1 = 29,25 – 1 = 28,25.
Далее следует определить коэффициенты kп.у и kд.н.
Определим сначала произведение этих коэффициентов:
kд.н kп.у = K/kпр = 28,25/8,234 = 3,43.
Далее определим значение коэффициента kп.у:
kп.уUδ = Uу max = 2,5 В;
kп.у(Uз – Uосн) = kп.у (Uз – kд.н Uнг N) = 2,5.
Примем напряжение задания Uз = 5 В.
kп.у Uз – kп.у kд.н Uнг N = 2,5;
kп.у · 5 – 3,43 · 20 = 2,5;
kп.у = (2,5 + 68,6179)/5 = 14,223.
155
Коэффициент передачи датчика напряжения
kд.н = 3,43/14,223 = 0,241.
Проведем проверку расчета коэффициентов:
Uнг N = [Uз kпр kп.у/(1 + K)] – [ΔUнг.раз/(1 + K)] =
= [5 · 8,234 · 14,223/29,25] – [0,585/29,25] = 20,019 – 0,02 = 20 В.
Расчет коэффициентов kпр, kп.у, kд.н произведен правильно.
6.5. Проверка преобразователя на устойчивость
к возмущающим воздействиям
Определим постоянные времени входного и сглаживающего
фильтров.
Сглаживающий фильтр выполнен по схеме С-фильтра, постоянная времени которого
TC2 = С2Rнг = 1000 · 10–6 · 2 = 2,0 · 10–3 с.
Сопротивление нагрузки Rнг = Uнг N/Iнг N = 20/10 = 2 Ом.
Определим постоянные времени входного фильтра:
TL1 = L1/Rвх = 2,5 · 10–6/0,6 = 4,166 · 10–6 c;
TC1 = С1 Rвх = 3,2 · 10–3 · 0,6 = 1,89 · 10–3 с,
Rвх = Uвх/Iвх = 12/20 = 0,6 Ом – входное сопротивление преобразователя.
Для оценки динамических характеристик спроектированного
преобразователя воспользуемся пакетом Simulink.
Кроме постоянных времени сглаживающего и входного фильтров, необходимо использовать и коэффициенты, рассчитанные ранее при выполнении статического расчета:
kп.у = 14,223; kпр = 8,234; kд.н = 0,241.
Передаточные функции фильтров:
– cглаживающего фильтра
W(p)2 = 1/(TС2p + 1) = 1/(2 · 10–3 · p + 1);
– входного фильтра
W(p)1 = 1/(TL1TC1p2 + TL1p + 1) =
= 1/(7,875 · 10–9 · p2 + 4,166 · 10–6 · p + 1).
156
Поведение системы при двух возмущениях:
1) при возмущении по управляющему воздействию (рис. 52);
2) при возмущении по цепи нагрузки типа «скачок тока нагрузки» (рис. 53).
Результаты исследования поведения системы при двух возмущениях приведены на рис. 54, а и б.
Анализируя переходные процессы, графики которых приведены
на рис. 54, а, б, можно сделать вывод об устойчивости спроектированной системы ООП.
EFOT
5SBOTGFS'DO
,
(BJO
4DPQF
4UFQ
(BJO
Рис. 52. Модель системы для исследования реакции
на возмущение по управлению
4UFQ
EFOT
(BJO 5SBOTGFS
'DO
,
(BJO
$POTUBOU
4DPQF
,
(BJO
(BJO
Рис. 53. Модель системы для исследования реакции
на скачок нагрузки
157
а)
™ÅÈÄÁ½Ì˹
б)
s
UD
™ÅÈÄÁ½Ì˹
s
UD
Рис. 54. График переходного процесса при возмущении по управлению (а)
и нагрузке (б)
6.6. Методика расчета входного фильтра
При работе многих импульсных преобразователей постоянного
напряжения входной ток носит импульсный характер, т. е. включает в себя постоянную составляющую и высшие гармонические тока.
Высшие гармоники, протекая по проводам источника питания, создают помехи для работы устройств, подключенных к этому источнику. Для улучшения электромагнитной совместимости проектируемого преобразователя необходимо на вход преобразователя установить входной фильтр. Входной фильтр предназначен для подавления высших гармонических входного тока преобразователя.
Пример входного L1-C1-фильтра приведен на рис. 55.
Отметим, что форма входного тока практически всех рассмотренных выше преобразователей идентична, т. е. представляет со158
J
6»Î
J
-
J$
ª
›¡¨
s
Рис. 55. Схема подключения входного фильтра
к преобразователю: ВИП – входной импульсный преобразователь
бой прямоугольный импульс, скважность которого регулируется
в пределах γmin ≤ γ ≤ γmax. Исключение составляет входной ток однотактного преобразователя постоянного напряжения в постоянное
напряжение II рода, выполненного по схеме с параллельным ключевым элементом и последовательным (по отношению к нагрузке)
включением дросселя (ОППН II). Форма этого тока, как правило,
имеет непрерывный характер (см. рис. 21, д). У остальных рассмотренных выше преобразователей форма входного тока имеет импульсный характер.
Форма входного тока обратноходового преобразователя приведена на рис. 32 (iк = i1), форма входного тока прямоходового преобразователя приведена на рис. 33 (iк = i1), форма входного тока ОППН I
приведена на рис. 11 (кривая iк).
Методика расчета входных фильтров преобразователей, входной
ток которых представляет собой прямоугольный импульс, практически одинакова.
При расчете параметров входного фильтра можно пренебречь наклоном вершины импульса тока и считать его форму прямоугольной, такой, как представлена на рис. 11 кривой iвх.
Разложение в ряд Фурье такого импульса ограничим только постоянной составляющей I1,0 и первой (основной) гармоникой i1,1:
i1(t) = I1,0 + i1,1.
Постоянная составляющая входного тока
I1,0 = I1mγ.
Напомним, что I1m – амплитуда импульса входного тока.
Подавление первой гармоники переменной составляющей входного тока является наиболее трудной задачей, поскольку ее частота
наименьшая из всех гармонических составляющих.
Как видно из схемы входного фильтра, подавление переменной составляющей входного тока до уровня I1L осуществляется
159
за счет индуктивности дросселя L1, установленного в цепи, соединяющей вход преобразователя с источником питания. Емкость
входного фильтра C1 необходима для создания цепи, по которой
должна протекать переменная составляющая входного тока, так
как цепь для протекания этого тока в источник питания, по сути,
заблокирована большим индуктивным сопротивлением дросселя
входного фильтра.
Основная задача, которую необходимо решить при расчете входного фильтра, заключается в определении величины индуктивности дросселя и емкости входного фильтра.
Поскольку индуктивность дросселя L1 должна представлять
очень большое индуктивное сопротивление для переменной составляющей входного тока преобразователя, то можно считать внутреннее сопротивление источника питания преобразователя для этой
переменной составляющей входного тока равным нулю, т. е. дроссель и конденсатор входного фильтра для переменной составляющей входного тока преобразователя оказываются включенными параллельно входу преобразователя. Причем через обмотку дросселя
должен течь ток переменной составляющей I1,1L, равный тому значению, до которого следует ограничить величину этого тока. В соответствии с первым законом Кирхгофа ток, протекающий через конденсатор входного фильтра, равен по величине сумме первой гармонической входного тока преобразователя, I1,1m, и составляющей тока, протекающей по обмотке дросселя, I1,1L, т. е. I1,1C = I1,1m + I1,1L.
Обычно требуемый уровень подавления гармонических входного
тока установлен заданием на проектирование либо он определяется в процессе разработки и отладки преобразователя. Приемлемый
уровень подавления высших гармонических входного тока, как
правило, находится в пределах 0,01I1,1m ≤ I1,1L ≤ 0,1I1,1m.
Для примера расчета входного фильтра примем уровень подавления
первой гармонической входного тока до величины I1,1L = 0,01I1,1m.
Проведем расчет для коэффициента скважности, при котором
первая гармоническая входного тока наибольшая, т. е. при γ = 0,6.
Отметим, что это значение γ равно максимальному значению коэффициента скважности проектируемого преобразователя из последнего примера (подразд. 6.2).
Выполним расчет входного фильтра для этого последнего примера.
В проектируемом ООП максимальная амплитуда импульса входного тока I1m = 50,87 А, среднее значение этого тока при γmax = 0,6
I1,0 = 50,87 · 0,6 = 30,52 А,
160
а действующее значение этого тока, равного току первичной обмотки трансформатора при γmax = 0,6:
I1 = I1m γ max = 50,87 0,6 = 39,4 A.
При γmax = 0,6 амплитуда первой гармонической входного тока
определяется по формуле
I1,1m = (2I1m/π)sin(πγ) = (2 · 50,87/π)sin(π · 0,6) = 32,14 А.
Ранее было принято условие подавление первой гармонической
до уровня 0,01I1,1m = 0,01 · 32,4 = 0,324 А.
Определим амплитуду тока конденсатора входного фильтра
I1,1C = I1,1m + I1,1L = 32,14 + 0,324 = 32,464 А.
Отметим, что рабочее напряжение конденсатора должно быть не
менее 2Uвх max = 2 · 15,6 = 31,2 В.
Обратимся к справочным данным по конденсаторам (см. табл. 28–
30 и 32). В этих таблицах приведены допустимые действующие значения тока, протекающего через конденсатор. Допустимое амплитудное значение в 2 раз больше.
В табл. 30 приведены данные по конденсаторам фирмы EPOS.
Конденсаторы типа В41607 фирмы EPOS емкостью 800 мкФ каждый на рабочее напряжение 63 В допускают пропуск переменного
тока 9,6 А при частоте 10 000 Гц. Внутреннее активное сопротивление rC = 26 · 10–3 Ом. При параллельном включении четырех конденсаторов результирующая емкость Ср = 4 · 800 = 3200 мкФ,
допустимое (амплитудное) значение переменного тока составит
4 · 9,6 = 38,4 А, а результирующее внутреннее активное сопротивление rC р = 26 · 10–3/4 = 6,5 · 10–3 Ом.
Емкостное сопротивление этого конденсатора входного фильтра
на частоте fр = 50 000 Гц
xC = 1/(2πfрCф) = 1/(2 · 3,14 · 50000 · 4 · 800 · 10–6) =
= 9,9 · 10–4 Ом.
Сравнивая между собой хC и rC, можно видеть, что определяющим в величине полного сопротивления этого конденсатора является внутреннее активное сопротивление конденсатора, rС.
Падение напряжения на конденсаторе и дросселе входного фильтра U1,1С от переменной составляющей входного тока I1,1C равно произведению тока I1,1C и полного сопротивления конденсатора, т. е.
U1,1C = I1,1C xC2 + rC2 = 32,994 ⋅ 6,57 ⋅10−3 = 0,217 Â.
161
Далее выполним расчет индуктивности дросселя входного фильтра
L1 = хL1/(2πfр),
где хL1 = U1,1С/I1L = 0,217/0,324 = 0,67 Ом.
Тогда
L1 = 0,67/(6,28 · 50 000) = 2,13 · 10–6 Гн = 2,13 мкГн.
По справочным данным (см. табл. 35) выбираем четыре дросселя типа SRP1270-100M, обмотка каждого из которых выполнена на
действующее значение тока Iоб.д.з = 10 А и обладает индуктивностью
L = 10 мкГн. Активное сопротивление обмотки Rоб = 16,8 · 10–3 Ом.
Рабочая частота дросселя – до 150 кГц.
Соединяем обмотки дросселей параллельно. В результате получим:
– индуктивность дросселя Lр = 10 · 10–6/4 = 2,5 · 10–6 Гн;
– сопротивление обмотки Rоб.р = 16,8 · 10–3/4 = 4,2 Ом;
– допустимое действующее значение тока обмотки Iоб.д.з.р = 40 А.
Напомним, что ранее было рассчитано действующее значение
входного тока преобразователя, равное 39,4 А.
Поскольку индуктивность обмотки выбранного дросселя Lр больше
требуемой величины индуктивности L1, а ток обмотки дросселя больше
значения тока, протекающего по этой обмотке (40 А > 39,4 А), дроссель выбран правильно и обеспечит требуемый уровень подавления
переменной составляющей входного тока.
Проведем проверку входного фильтра на резонанс.
Определим частоту собственных колебаний входного фильтра L1-C1:
ω ñ.ê = 1
L1C1 = 1
2,5 ⋅10−6 ⋅ 3,2 ⋅10−6 = 11185
11 185cс−–11.
Частота импульсов входного тока ωп = 6,28 · 50 000 = 314 000 c–1.
ωс.к< 0,5ωп.
Таким образом:
– фильтр удовлетворяет требованию на отсутствие резонанса;
– параметры входного фильтра удовлетворяют требованию задания на подавление гармонических составляющих входного тока
в полном объеме.
162
7. ЗАЩИТА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ОТ СВЕРХТОКОВ
И ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЙ
Ввиду чувствительности полупроводниковых приборов к перегрузкам, коротким замыканиям и перенапряжениям, для обеспечения надежной работы преобразователей к системам защиты предъявляются следующие основные требования [1]:
– максимальное быстродействие в целях ограничения аварийных токов по длительности и амплитуде значениями, определяемыми перегрузочной способностью полупроводниковых приборов;
– ограничение всех видов внешних и внутренних перенапряжений допустимыми значениями;
– безотказность в работе при всех видах повреждений;
– отключение поврежденного участка без дополнительной нагрузки на оставшиеся в работе полупроводниковые приборы и недопустимого перенапряжения на них;
– возможность применения автоматического повторного включения.
7.1. Защита преобразователя от сверхтока
Основные элементы защиты от сверхтоков и токов короткого замыкания могут быть разделены на две основные группы.
Первая группа включает в себя те устройства, которые обеспечивают защиту преобразователя посредством прерывания или предотвращения протекания аварийного тока.
Вторая группа включает в себя те элементы преобразователя, за
счет сопротивления которых ограничивается величина и скорость
нарастания аварийного тока.
К элементам первой группы относятся:
– быстродействующие системы электронной защиты, которые
отключают весь преобразователь от источника питания;
– встроенные в транзисторы элементы защиты от сверхтоков (интеллектуальные модули);
– автоматические выключатели и плавкие предохранители, отключающие преобразователь от источника питания.
К элементам второй группы относятся:
– дроссели цепи постоянного тока;
– внутреннее сопротивление промежуточного трансформатора;
– внутреннее сопротивление источника питания.
163
При выборе элементов защиты следует учитывать, что автоматические выключатели и плавкие предохранители реагируют на действующее значение тока. Полупроводниковый прибор реагирует
в основном на нагрев, который пропорционален значению тока, промежуточному между действующим и средним значениями.
В зависимости от необходимой степени сложности защиты и от
сложности силовой схемы преобразователя возможно включение
нескольких перечисленных выше устройств защиты. Действие этих
устройств должно быть согласовано с характеристиками полупроводниковых приборов и друг с другом с тем, чтобы обеспечить выполнение перечисленных выше требований к защите. Срабатывание защиты должно происходить прежде, чем произойдет повреждение полупроводникового прибора.
Следует сразу отметить, что время срабатывания автоматических выключателей и плавких предохранителей существенно больше, чем время допустимой перегрузки полупроводникового вентиля по току, поэтому эти устройства защиты самостоятельно не могут обеспечить должную защиту полупроводникового вентиля от
сверхтока. Однако в совокупности с электронными системами защиты автоматические выключатели и плавкие предохранители находят самое широкое применение в системах защиты полупроводниковых преобразователей. Примером такого решения являются
устройства защиты с использованием короткозамыкателя, применяемого для защиты цепей постоянного тока [1].
Защита от сверхтоков с помощью плавких предохранителей
Для защиты полупроводниковых преобразователей находят применение плавкие предохранители, устанавливаемые в цепях как
переменного, так и постоянного тока [11]. При этом предохранитель
должен срабатывать в режиме включения и выключения преобразователя, обеспечивать бесперебойную работу в нормальном стационарном режиме и надежно срабатывать, защищая элементы преобразователей в аварийном режиме. К плавким предохранителям
предъявляют следующие требования:
– согласование характеристик предохранителя с характеристиками защищаемых элементов;
– неизменность характеристик предохранителя во времени и минимальные потери мощности при протекании номинального тока;
– наличие эффективного токоограничения;
– высокая отключающая способность предохранителя;
164
– минимальное напряжение дуги во время срабатывания предохранителя, не превышающее напряжения пробоя неповрежденных
вентилей;
– минимальные весовые и габаритные показатели.
Для надежной защиты полупроводниковых вентилей от выхода
из строя при перегрузке по току необходимо, чтобы полный интеграл отключения предохранителя Wп был меньше защитного показателя вентиля Wв.
Для защиты диодов и тиристоров выпускаются быстродействующие предохранители на рабочие токи 10 А (тип 10FC), 16 А
(тип 16FC) и 20 А (тип 20FC) (рабочее напряжение постоянного тока
660 В) и на токи 35 А (тип 35FC), 40 А (тип 40FC), 63 А (тип 63FC)
и 80 А (тип 80FC) (рабочее напряжение постоянного тока 450 В).
Приведем справочные данные на несколько типов плавких предохранителей (табл. 9–11).
Таблица 9
Предохранители АВЕ быстродействующие
Наименование
Номинальный ток
IN, А
Интеграл отключения,
I2t, A2 · c
АВE 500
0,5
0,075
АВE 001
1,0
1,500
АВE 002
2,0
8,0
АВE 003
3,0
13,5
АВE 004
4,0
24,0
АВE 005
5,0
37,5
АВE 008
8,0
160,0
АВE 010
10
300,0
АВE 012
12
576,0
АВE 015
15
1125,0
АВE 018
18
1620,0
АВE 020
20
2400,0
АВE 025
25
3750,0
АВE 030
30
5400,0
D = 6,3 мм, L = 32 мм, корпус керамический, рабочее напряжение
250 В.
165
Таблица 9′
Время срабатывания предохранителей АВЕ на токи от 50 мA до 35 А
в зависимости от величины протекающего тока
Значение
тока Iр
Время
срабатывания
Значение
тока Iр
Время
срабатывания
1,5IN
60 мин
4IN
0,5 c
2,1IN
20 c
10IN
0,1 с
Таблица 10
Минимальное начальное
сопротивление, Ом
Максимальное
допустимое напряжение, В
0,90
1,80
7,2
60
40
0,14
d = 11,7
MF-R250
2,50
5,00
10,3
30
40
0,025
12,0×12,0
MF-R300
3,00
6,00
10,8
30
40
0,02
12,0×12,0
Размеры, мм
MF-R090
Максимальный
допустимый ток, А
Максимльный ток,
не изменяющий
характеристик, А
Максимльное время
срабатывания, с
Наименование
Минимальный ток,
приводящий к скачку
сопротивления, А
Параметры самовосстанавливающихся предохранителей
MF-R400
4,00
8,00
12,7
30
40
0,01
14,2×14,2
MF-R500
5,00
10,00
14,5
30
40
0,01
17,4×17,4
MF-R600
6,00
12,00
16,0
30
40
0,005
19,3×19,3
MF-R700
7,00
14,00
17,5
30
40
0,005
22,1×22,1
MF-R800
8,00
16,00
18,8
30
40
0,005
24,2×24,2
MF-R900
9,00
18,00
20,0
30
40
0,005
24,2×24,2
Самовосстанавливающиеся предохранители (multifuse) – компоненты, предназначенные для защиты электронных и полупроводниковых устройств от перегрузки по току или от перегрева. Принцип их работы основан на свойстве резко увеличивать свое сопротивление под воздействием проходящего тока или температуры
окружающей среды и автоматически восстанавливать свои первоначальные свойства после устранения этих причин. Диапазон рабочих температур от –40 до + 85 °С.
166
Таблица 11
Ширина
(диаметр),
мм
Длина, мм
Максимальный
допустимый
рабочий ток,
А
Максимальная
температура,
не приводящая
к срабатыванию,
°С
Температура
срабатывания,
°С
Наименование
Параметры термопредохранителей
TZK-10
102
70
0,5
7,5
1,8
TZK-11
115
95
0,5
7,5
1,8
TZK-12
130
100
0,5
7,5
1,8
TZK-13
133
100
0,5
7,5
1,8
TZK-14
150
120
0,5
7,5
1,8
TZK-16
169
130
0,5
7,5
1,8
TZK-18
187
160
0,5
7,5
1,8
TZV-076
76
50
2,0
12
3,0
TZV-086
86
60
2,0
12
3,0
Термопредохранители предназначены для защиты дорогостоящих компонентов и оборудования, таких как трансформаторы, силовые транзисторы, от повреждения при перегреве выше допустимой
рабочей температуры. В нормальном состоянии термопредохранитель имеет нулевое сопротивление, а при нагреве термопредохранителя (от защищаемого компонента) до температуры срабатывания
разрушается внутренняя термочувствительная перемычка, размыкая цепь, в которую включен термопредохранитель. Термопредохранители, как и плавкие предохранители, – это компоненты одноразового действия. После срабатывания необходимо устранить причину
срабатывания предохранителя и заменить термопредохранитель.
Вопросы для самоконтроля
1. Сформулируйте основные требования, которые предъявляются к предохранителям.
2. В чем заключаются основные различия самовосстанавливающихся предохранителей от традиционных плавких предохранителей?
3. Укажите области применения термопредохранителей.
167
Электронная защита от сверхтоков
Принципиальная электрическая схема защиты преобразователя
от сверхтоков с помощью короткозамыкателя показана на рис. 56.
Рассмотрим принцип работы этого устройства защиты [1]. Входной
ток преобразователя Iвх, протекая по сопротивлению Rш, создает
падение напряжения ∆Uш = IвхRш. На диоде VD от тока утечки Iут
транзистора VT имеется падение напряжения ∆Uв.пр, которое в данной схеме выполняет функцию опорного напряжения. Разность этих
двух напряжений поступает на базу-эмиттер транзистора VT. Величина сопротивления Rш выбирается такой, чтобы при величине входного тока Iвх ≤ Iвх.доп падение напряжения ∆Uш было бы меньше, чем
∆Uв.пр. На вход транзистора VT поступает запирающее напряжение,
и транзистор VT закрыт. При Iвх ≥ Iвх.доп падение напряжения ∆Uш
становится больше падения напряжения ∆Uв.пр. Транзистор VT открывается, на управляющий электрод тиристора VS поступает положительный потенциал источника питания, тиристор открывается. Источник питания оказывается закороченным на тиристор VS,
ток, протекающий через тиристор, резко возрастает, что приводит
к срабатыванию плавкого предохранителя F1. Преобразователь отключается от источника питания. Заметим, что в момент открытия
тиристора VS напряжение на входе преобразователя становится равным нулю и входной ток преобразователя также становится равным
нулю. Из принципа работы этого устройства защиты следует, что
срабатывание защиты происходит от мгновенного значения входного
тока, что обеспечивает высокое быстродействие и надежность.
3Ñ
'
J »Î
s
7%
s
*ÌË
75
›
74
›¡¨
3
s
Рис. 56. Схема электронной защиты
168
В качестве шунта следует применять провода из высокоомных
сплавов, например из манганина или константана. Шунты из этих
сплавов имеют высокое удельное электрическое сопротивление, что
важно для уменьшения массы и размеров шунта, малый температурный коэффициент удельного сопротивления, обеспечивающий
стабильность электрического сопротивления при изменении температуры, и хорошую технологичность, позволяющую изготавливать
компактные шунты в виде спирали.
В табл. 39 приведены значения сопротивления манганиновой
проволоки длиной 1 м при различных значениях ее диаметра.
Пример расчета защиты от сверхтока
с помощью короткозамыкателя
Выполним расчет защиты с помощью короткозамыкателя для
однотактного обратноходового преобразователя, параметры которого приведены в подразд. 6.2.
Среднее значение входного тока преобразователя Iвх.ср = 30,52 А.
Амплитудное значение входного тока преобразователя
Iвх m = 50,87 А.
Допустимое значение тока стока транзистора Icт m = 200 А.
Входное напряжение преобразователя 12 В ± 30 %.
Зададимся амплитудным значением тока срабатывания защиты Im ср:
Im ср = 1,2Iвх m = 1,2 · 50,87 = 60 А.
Расчет сопротивление шунта
Rш = R13 = ∆Uв.пр/Iвх.ср.
Выбираем диод VD4 (см. табл. 19).
Тип диода – SF12.
Параметры диода:
Iв.ср N = 1 А;
∆Uв.пр = 0,95 В; Uв.обр max = 100 В.
Сопротивления шунта Rш = R13 = 1/61 = 0,016 Ом.
Шунт изготавливаем из высокоомного манганинового провода
(см. табл. 39).
Примем плотность тока провода шунта равной 6 А/мм2.
Необходимое сечение провода определим, разделив значение тока, протекающего через шунт, на плотность тока:
q = Iвх.ср/j = 30,52/6 = 5,1 мм2.
169
По справочным данным табл. 39 выбираем провод диаметром
d = 2,5 мм.
Сечение провода q = πd2/4 = 4,9 мм2. Сопротивление 1 метра длины этого провода равно 0,1 Ом.
Нетрудно рассчитать, что для того, чтобы шунт обладал бы
сопротивлением, равным 0,016 Ом необходимо 0,016/0,1 = 0,16 м
длины этого провода. Скрутим этот провод в виде спирали диаметром 1 см. Шунт будет содержать 5 витков.
Выбираем транзистор VT2 по справочным данным табл. 25.
Тип транзистора – КТ704, параметры которого:
Iк N = 2,5 А; Iк.и = 4,0 А; Uкэ N = 600 В; h21Э = 10 – 100.
Сопротивление резистора R14, шунтирующего цепь управляющий переход – катод тиристора VS1, выбираем равным 20 Ом.
Выбираем тиристор VS1 по справочным данным, приведенным
в табл. 27.
Тип тиристора – ТЧ100-3, паспортные данные которого:
– среднее значение тока в открытом состоянии 100 А;
– ударный ток в открытом состоянии Iуд = 3100 А;
– допустимое повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии 300 В;
– время включения – не более 5 мкс.
В цепь постоянного тока установим предохранитель типа UAF на
рабочий ток IN = 35 А (см. табл. 9)
Время срабатывания tср при токе, равном 10IN = 10 · 35 А, составляет от 0,1 с.
Интеграл плавления предохранителя
Wп = 3502 · tср = 12 250 А2 · с.
Определим
ТЧ100-3:
допустимый
интеграл
перегрузки
тиристора
Wт = I2удtп = 31002 · 0,01 = 96 100 А2 · c.
Допустимое время перегрузки тиристора ударным током принято равным 0,01 с.
Поскольку Wп< Wт (12 250 < 96 100), то при прохождении сверхтока по цепи постоянного тока раньше сработает предохранитель,
а тиристор защиты останется в работоспособном состоянии.
170
7.2. Защита цепей преобразователя
от электромагнитных импульсов (перенапряжений)
Появление этих импульсов связано с коммутацией мощной нагрузки, короткими замыканиями цепей нагрузки, с грозовыми разрядами. Наиболее простыми, дешевыми и надежными элементами
для защиты от электромагнитных импульсов являются защитные
диоды, металлооксидные варисторы и газовые разрядники [14]. Отметим, что эти элементы имеют различные вольт-амперные характеристики (ВАХ), различное быстродействие, различные возможности по поглощению энергии электромагнитного импульса, определяемые в основном теплоемкостью и предельной температурой
элемента.
Защитные диоды
Защитные диоды [12] по принципу действия аналогичны полупроводниковым стабилитронам. Однако они имеют некоторые особенности по сравнению с обычными стабилитронами. Во-первых, большую
часть времени они работают в ждущем режиме, т. е. в допробойной
области ветви ВАХ. При этом они имеют малые токи утечки и практически не оказывают влияния на работу схемы, в которой они установлены. Обычно этот режим нормируется. Параметры защитных
диодов приведены в табл. 12. В предпробойной области нормируется значение напряжения, при котором обратный ток диода достигает
определенной заданной величины (например, 1 или 10 мА).
В области обратимого пробоя защитные диоды имеют крутую
ВАХ с малым значением дифференциального сопротивления, что
позволяет пропускать через них в течение короткого времени (обычно до 10 мс) весьма большие токи (до сотен ампер). При этом обычно оговаривается максимальное значение импульсной мощности,
которую может рассеивать защитный диод при определенных параметрах импульса (обычно ограничивается длительность фронта
и длительность импульса). Это говорит о том, что диод может поглотить определенную ограниченную величину энергии (произведение
мощности на длительность импульса). Если эта величина по какимлибо причинам превышается, то защитный диод выходит из строя,
но он устроен таким образом, что при этом его выводы закорачиваются, и это обычно оговаривается фирмой-изготовителем. Это свойство весьма ценно, так как во многих случаях лучше пожертвовать
недорогим защитным диодом, чем дорогой аппаратурой, которую
он защищает.
171
Защитные диоды имеют весьма высокое быстродействие (до 1 пс) и
пропускают большие токи в импульсе, при этом мощность, рассеиваемая диодом в импульсе, может достигать 1,5 кВт и более. Однако защитные диоды обладают малой теплоемкостью и относительно низкой
предельной температурой кристалла, что обусловливает сравнительно
небольшую энергию, которую он может поглотить без разрушения.
Защитные диоды выпускаются двух видов – однонаправленные
и двунаправленные. Однонаправленные используются в обратном
направлении в режиме обратного пробоя, а в прямом направлении
ведут себя как обычные диоды с малым дифференциальным сопротивлением. Двунаправленные защитные диоды эквивалентны
встречному включению двух однонаправленных защитных диодов
и в допробойной области имеют большое сопротивление в обоих направлениях. Представляется полезным установка однонаправленного защитного диода на входе преобразователя при питании его от
источника постоянного тока (рис. 57).
В этом случае он защищает преобразователь от двух неблагоприятных воздействий – от перенапряжений и от переполюсовки входной сети. Если защитный диод установлен после дросселя входного
фильтра, то дроссель будет несколько ограничивать амплитуду тока, протекающего через диод при его срабатывании. При длительном перенапряжении или переполюсовке сетевой предохранитель,
установленный на входе преобразователя, далеко не всегда спасает
защитный диод от выхода из строя. Все зависит от быстродействия
предохранителя. Однако даже при выходе из строя защитного диода необходимо помнить, что в этом случае недорогой защитный диод спасает более дорогой преобразователь.
Для защиты цепи нагрузки преобразователя защитный диод
устанавливают на выходе преобразователя (рис. 58). В случае отказа цепи обратной связи преобразователя по напряжению, связанного с обрывом этой цепи или с отказом какого-либо элемента (напри-
'
$
$
7%
%$%$
ÃÇÆ»¾ÉËÇÉ
Рис. 57. Защита преобразователя от перенапряжения на входе
и от переполюсовки источника питания
172
мер, оптрона), на питаемую преобразователем аппаратуру, содержащую часто очень дорогие компоненты (например, микропроцессоры), может быть подано напряжение, значительно превышающее
допустимое, что может привести к выходу из строя всех активных
компонентов и конденсаторов. При установке защитного диода
в этом случае ток через него резко возрастает, что приводит либо
к срабатыванию устройств защиты по току преобразователя, либо,
в крайнем случае, к срабатыванию сетевого предохранителя.
Защитные диоды находят также применение для защиты транзисторов силовой схемы преобразователя от выбросов напряжения,
обусловленных реакцией индуктивности рассеяния трансформаторов выходных каскадов. При этом защитный диод подключается либо через обычный быстродействующий диод параллельно первичной обмотке трансформатора (рис. 59, а), либо параллельно силовому транзистору выходного каскада (рис. 59, б). В первом случае
-Í
s
s
%$%$
ÃÇÆ»¾ÉËÇÉ
ÁÄÁ
"$%$
ÃÇÆ»¾ÉËÇÉ
$Í
7%
6»ÔÎ
Рис. 58. Защита цепи нагрузки преобразователя от перенапряжений
при нарушении режима работы преобразователя
B
5
¹
5
7%
6»Î
6»Î
7%
75
s
75
7%
s
Рис. 59. Защита силовых транзисторов от импульсов перенапряжения,
возникающих при работе преобразователя, при включении
защитного диода параллельно первичной обмоте
трансформатора (а) и транзистора (б)
173
напряжение пробоя защитного диода должно быть выше напряжения обратного хода первичной обмотки трансформатора, определяемого по плоской части вершины импульса напряжения. Во
втором случае напряжение пробоя защитного диода выбирается
выше суммы максимального напряжения питания и напряжения
обратного хода первичной обмотки трансформатора, также определяемого по плоской части вершины импульса напряжения. При
этом следует иметь в виду, что параллельно транзистору подключается емкость защитного диода, которая при отпирании транзистора разряжается через него и создает выброс тока в начале прямого хода работы преобразователя. При подключении защитного
диода к первичной обмотке трансформатора диод выбирается на
меньшее напряжение, чем во втором случае, а выброс тока при
включении транзистора обусловливается зарядом емкости разделительного диода.
Таблица 12
Максимальный
импульсный
ток Iи m, А
Максимальное
напряжение
Uи m, В
Напряжение
открывающее
Uвr, В
Максимальный
ток утечки
Irm, мкА
Напряжение
закрывающее
(обратное)
Urm, В
Наименование
Параметры защитных диодов
Допустимая импульсная мощность рассеивания
защитного диода 600 Вт
Диоды с односторонней проводимостью
SМ6Т10А
8,55
10
10
14,5
41
SМ6Т15А
12,8
5
15
21,1
28
SМ6Т 68А
58,1
5
68
92
6,5
SМ6Т 200СА
171
5
200
274
2,2
Диоды с двусторонней проводимостью
SМ6Т10СА
8,55
10
10
14,5
41
SМ6Т15СА
12,8
5
15
21,1
28
SМ6Т 68СА
58,1
5
68
92
6,5
SМ6Т 200СА
171
5
200
274
2,2
174
Максимальный
импульсный
ток Iи m, А
Максимальное
напряжение
Uи m, В
Напряжение
открывающее
Uвr, В
Максимальный
ток утечки
Irm, мкА
Напряжение
закрывающее
(обратное)
Urm, В
Наименование
Таблица 12 (окончание)
Допустимая импульсная мощность рассеивания
защитного диода 1500 Вт
Диоды с односторонней проводимостью
1,5KЕ12А
10,2
5
12
16,7
94
1,5KЕ30А
25,6
5
30
41,4
38
1,5KЕ91А
77,8
5
91
125,0
12,6
1,5KЕ220А
185
5
220
328,0
4, 8
Диоды с двусторонней проводимостью
1,5KЕ12СА
10,2
5
12
16,7
94
1,5KЕ30СА
25,6
5
30
41,4
38
1,5KЕ91СА
77,8
5
91
125,0
12,6
1,5KЕ400СА
342,0
5
400
548,0
2,8
Металлооксидные варисторы
Варистор – это переменный и нелинейный полупроводниковый
резистор, сопротивление R которого изменяется в зависимости от
приложенного к нему напряжения. При изготовлении варистора
порошкообразный полупроводник, например SiC, запрессовывают
вместе со связующим веществом (глиной, жидким стеклом, органическими лаками) в форму и запекают при температуре 1700 °С.
Уменьшение R с ростом напряжения связано с падением сопротивления между зернами SiC. Это происходит вследствие нелинейного
роста тока через р-п-переходы, которые образуются на этих контактах из острых участков зерен в результате автоэлектронной эмиссии.
Варистор следует включать параллельно защищаемому устройству
или элементу. При возникновении импульса напряжения варистор,
в силу нелинейности своей ВАХ, резко уменьшает свое сопротивле175
ние до долей ома и шунтирует устройство, защищая его и рассеивая
поглощенную энергию в виде тепла. В этом случае через варистор
кратковременно может протекать ток, достигающий нескольких
тысяч ампер. Так как варистор практически не имеет инерции, то
после гашения импульса напряжения он вновь приобретает очень
большое сопротивление, и прохождение тока через него прекращается. Таким образом, включение варистора параллельно защищаемому устройству не оказывает никакого влияния на работу этого
устройства в нормальных условиях, но мговенно срезает импульсы
перенапряжения при их появлении.
Металлооксидные варисторы имеют быстродействие несколько хуже защитных диодов (до 25 нс), но пропускают значительно
большие импульсные токи и могут поглотить значительно большую
энергию – до нескольких десятков джоулей (в зависимости от размеров варистора) (табл. 13, 14).
Таблица 13
C, пФ,
при
fимп = 1 кГц
Uc, В
14
16
24
43
10,0 13,0
0,3
2000 19 500
МЧВН 4032
17 В±10% 2000
17
20
27
53
10,0 14,5
0,3
2000 18 500
МЧВН 4032
20 В±10% 2000
20
26
33
65
10.0 18,5
0,3
2000 16 000
МЧВН 4032
25 В±10% 2000
25
28
39
77
10,0 24,0
0,3
2000
8000
МЧВН 4032
30 В±10% 2000
30
34
47
93
10,0 28,0
0,3
2000
5500
МЧВН 2220
35 В±10% 1000
35
45
56
110 10,0
9,0
0,1
1000
5000
МЧВН 2220
40 В±10% 1000
40
56
68
135 10,0 12,0
0,1
1000
4500
МЧВН 2220
6 В±20% 250
6
8
11
21
0,02
250 14 000
176
2,5
0,5
Imax, A
U п, В
Рmax, Вт
Uds, В
МЧВН 4032
14 В±10% 2000
Наименование
Ic, А
Urms, В
Wmax, Дж
Параметры металооксидных варисторов
Таблица 14
Терминология и обозначения варисторов, принятые в табл. 13
Параметр
Терминология
Описание параметра
Urms
Напряжение переменного тока
Максимальное непрерывное напряжение переменного тока, подаваемое на варистор
Uds
Напряжение постоянного тока
Максимальное непрерывное напряжение постоянного тока, подаваемое на варистор
Uп
Напряжение при
токе 1 мА
Значение напряжения на варисторе
при токе 1 мА (начало нелинейной
характеристики варистора)
Uc
Напряжение при
классификационном токе
Пиковое значение напряжения
при прохождении через варистор
импульса классификационного тока
с параметрами 8/20 мс (длительность фронта – 8 мс, длительность
импульса в целом – 20 мс)
Ic
Классификационный ток
Импульсное значение тока, составляющее 0,1Imax для 100 импульсов
с периодом следования 2 импульса
в минуту
Wmax
Значение поглощаемой энергии
Энергия, поглощаемая при одиночном импульсе с параметрами
10/1000 мс максимального тока без
повреждения варистора
Рmax
Рассеиваемая мощность
Максимальное среднее значение
рассеиваемой мощности без повреждения варистора
Imax
Максимальный ток
C
Емкость варистора
Максимальный импульсный ток
для импульса с параметрами
8/20 мс без повреждения варистора
Емкость варистора при частоте 1 кГц
Газовые разрядники
Газовые разрядники в активном состоянии имеют внутреннее сопротивление менее 10 Ом. При исчезновении импульса перенапряжения внутреннее сопротивление прибора достигает значения 106 Ом менее чем за 1 мкс. Для ограничения тока, протекающего через прибор
при наличии импульса перенапряжения, необходимо последовательно с разрядником включать резистор. Так, например, для разрядников типа CG2 470 или CG2 600, включенных для защиты ВИП,
177
питающегося от сети переменного тока, необходимо включать резистор с сопротивлением 18 Ом, мощностью 0,5 Вт.
Газовые разрядники являются наиболее мощными из двух- или
трехэлектродных защитных приборов. Их особенностью является
значительно большая задержка срабатывания, обусловленная относительно медленным развитием разряда в среде смеси инертных газов, заполняющих разрядник (до 4 мкс), что является недостатком.
Однако при возникновении дугового разряда в искровом промежутке напряжение горения дуги сравнительно низкое – десятки вольт,
что снижает мощность, рассеиваемую разрядником, и позволяет погасить часть энергии импульса на эквивалентном сопротивлении питающей сети и после срабатывания разрядника наилучшим образом
защитить аппаратуру, особенно при воздействии электромагнитных
импульсов значительной продолжительности, вызванных, например, грозовыми разрядами. Достоинствами газовых разрядников являются относительно небольшой разброс напряжения пробоя, очень
большое сопротивление в закрытом состоянии и сравнительно небольшое сопротивление в состоянии пробоя, а также небольшая собственная емкость (единицы пикофарад) в отличие от варисторов и защитных диодов, у которых эти емкости достигают значений до десятков и сотен пикофарад. Это позволяет применять газовые разрядники в сигнальных цепях, в том числе и высокочастотных, где наличие
большой емкости недопустимо. Удобно также наличие трех электродных разрядников, что позволяет защищать симметричные линии.
Схема с использованием защитного разрядника представлена
на рис. 60.
;
È
;
È
Рис. 60. Схема защиты цепи от электромагнитных импульсов
с помощью защитного разрядника: Zп – полное эквивалентное
сопротивление питающей сети
178
Кривая напряжения на
6
входе преобразователя при
воздействии
электромаг- 6
½ÁÆ
нитного импульса, амплитуда которого составляет 4 кВ,
длительность 20 мкс, а дли6ÊË
тельность фронта импульса
8 мкс, приведена на рис. 61.
На этом рисунке Uст –
статическое напряжение
UÅÃÊ
пробоя разрядника, а Uдин –
динамическое напряжение Рис. 61. Кривая напряжения на нагрузке
при воздействии электромагнитного
пробоя разрядника. Из риимпульса
сунка видно, что в течение
времени около 2 мкс будет
действовать импульс напряжения с амплитудой, почти вдвое превышающей номинальное напряжение питания преобразователя,
что может оказаться опасным для преобразователя. Для снижения
импульса входного напряжения в этом случае целесообразно воспользоваться одним из трех вариантов:
– установить защитный L-C-фильтр (рис. 62, а);
– поставить защитные варисторы (рис. 62, б);
– установить защитные диоды (рис. 62, в).
Последний вариант наиболее удобен для питающих сетей постоянного тока. Напряжение срабатывания варистора или защитного
диода должно быть несколько выше статического напряжения пробоя газового разрядника. В этом случае амплитуда импульса напряжения на входе преобразователя будет соответствовать напряжению, показанному на рис. 61 в виде пунктирной линии. Между
газовым разрядником и варистором или между газовым разрядником и защитным диодом целесообразно включить дроссель, который будет играть роль токоограничивающего сопротивления,
а также будет способствовать более быстрому срабатыванию газового разрядника.
Технические параметры газовых разрядников типа CG, CG2,
РМТ3(310).
Количество срабатываний без выхода из строя:
2500 срабатываний при токе 10 А и параметрах импульса перенапряжения 10/1000 мкc;
500 срабатываний при токе 500 А и параметрах импульса перенапряжения 10/100 мкc.
179
¸
;
È
;
È
¹
;
È
6
6
6
;
È
º
;
È
-Í
7%
Рис. 62. Схема комбинированной защиты от электромагнитного
импульса с использованием: а – разрядника и L-C-фильтра;
б – разрядника и варисторов; в – разрядника и защитных диодов
Максимально предельные параметры при установке газового
разрядника в цепи переменного тока:
– для разрядников типа CG, CG2 максимальный импульсный ток составляет 10 кА (максимальное число срабатываний 10);
– для разрядников типа РМТ3(310) максимальный импульсный ток составляет 20 кА (максимальное число срабатываний 10).
Максимально предельные параметры при установке газового
разрядника в цепи постоянного тока:
– для разрядников типа CG, CG2 230–470 максимальный импульсный ток составляет 20 А (максимальное число срабатываний 10);
180
– для разрядников типа CG2 600 и РМТ3(310) максимальный
импульсный ток составляет 10 А (максимальное число срабатываний 10).
Емкость газовых разрядников составляет 1 пФ при частоте
1 МГц.
Вопросы для самоконтроля
1. Укажите физические причины появления импульсов перенапряжения на элементах преобразователя.
2. Перечислите основные устройства, применяемые для защиты
полупроводниковых элементов от перенапряжений, и укажите их
достоинства и недостатки.
3. Дайте сравнительную оценку защитных диодов, варисторов
и газовых разрядников по времени срабатывания.
181
8. СПРАВОЧНЫЕ ДАННЫЕ ПО ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЕ
ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
8.1. Источники питания драйверов
В цепях управления транзисторов IGBT и МОSFET, как это было показано выше, необходимо устанавливать специальные микросхемы, драйверы, для потенциальной развязки системы управления и силовой схемы преобразователя и для формирования сигнала
управления с требуемыми параметрами.
Питание микросхем драйверов обычно осуществляется от низковольтного изолированного источника питания постоянного тока
[10]. В мостовой схеме преобразователя для драйвера верхнего ключа изолированный источник питания необходим, поскольку напряжение на его эмиттере постоянно изменяется, а для драйвера нижнего ключа изолированное питание требуется для того, чтобы свести к минимуму влияние наводок по шине «земля».
Напряжение изоляции источника питания драйвера должно
быть как минимум в 2 раза выше номинального рабочего напряжения IGBT-модуля (т. е. 2400 В для IGBT-модулей на 1200 В). Следует
учитывать, что в системах с несколькими изолированными источниками питания паразитные емкости между ними должны быть минимальными для исключения суммирования шумов синфазного сигнала. Рекомендуемая конфигурация источников питания для гибридных микросхем драйверов IGBT-модулей показана на рис. 63.
*%
s
s­
*$0.
6&&
›
ss
­
£½É¹Â»¾ÉÌ
6$$
›
*%
Рис. 63. Рекомендуемая конфигурация источников питания
для гибридных микросхем драйверов
182
Два источника питания необходимы для обеспечения положительного и отрицательного смещения IGBT. Рекомендуется использовать положительное питание + 15 В (Ucc) для формирования смещения включения и –10 В (UEE) для формирования отрицательного
смещения выключения. Погрешность для таких источников питания должна составлять ±10 %, тем не менее, другие значения возможны, если они указаны в документации драйвера. Электролитические или танталовые конденсаторы развязки должны быть подсоединены непосредственно к выводам питания микросхемы драйвера. Эти конденсаторы снабжают драйвер требуемыми импульсами
тока для управления затвором IGBT. Величина емкости зависит от
габаритов IGBT-модуля. Как правило, емкость 47 мкФ достаточна
для большинства реальных схем преобразователей.
Ток потребления драйвера IGBT включает две составляющие.
Первая составляющая – ток покоя, необходимый для формирования внутренних режимов драйвера. Его величина постоянна для
фиксированных значений UСС и UEE. Вторая составляющая – это
ток, необходимый для управления затвором IGBT. Этот ток прямо
пропорционален рабочей частоте и общей емкости затвора IGBTмодуля.
При использовании малогабаритных IGBT-модулей и при низких рабочих частотах ток покоя будет доминирующей составляющей. Необходимый ток покоя драйверов M57957L и M57958L при
UСС = 15 В и UEE = –10 В определяется по формулам
Id = QG fPWM + 13 мA;
для драйверов M57959AL и M57962AL ток покоя
Id = QG fPWM + 18 мA,
где Id – требуемый ток питания; QG – заряд затвора; fPWM – рабочая
частота.
Однополярный режим питания
Ток потребления Id+ от положительного источника питания UСС
почти равен току потребления Id– от отрицательного источника питания UEE. Мощность, потребляемая драйвером при открывании
транзистора, больше, чем при закрывании, поэтому ток, протекающий по общему проводу IСОМ, незначителен. Во многих случаях желательно использовать один изолированный источник питания драйвера. Простой способ достижения этого – создание средней точки посредством резистора и стабилитрона. Для определения
183
çÅ
6%
›
›Ô»Ç½ ½É¹Â»¾É¹
s
s­
›
s
s­
çÅ
›Ô»Ç½
½É¹Â»¾É¹
›
¶ÅÁË˾É
*(#5
›Ô»Ç½
½É¹Â»¾É¹
Рис. 64. Схема питания микросхем драйверов M57957L и M57958L
величины резистора необходимо знать ток ICОM. Для микросхем
M57957L и M57958L достаточен ток в диапазоне 2,5 мА, для микросхем M57959AL и M57962AL – 3,5 мА.
На рис. 64 представлена схема питания с использованием стабилитрона для формирования тока 5 мА. Так организовано питание
драйвера от одного изолированного источника +25 В. При использовании такой схемы питания для драйверов M57957L и M57958L на
выводе 5 возникает напряжение смещения после задержки, вызванной резистором 2,7 кОм и конденсатором 47 мкФ. Такая задержка
может вызвать всплеск напряжения на выходе драйвера.
Напряжение однополярного источника питания и стабилитрона может быть изменено, таким образом, можно использовать стандартный источник питания. Например, при использовании стандартного DC/DC преобразователя 24 В можно применить стабилитрон на напряжение 9 В, питание драйвера в такой схеме составит
+15/–9 В, что допустимо практически для всех гибридных микросхем драйверов. При подобных корректировках следует помнить
о двух ограничениях:
– напряжения должны быть в допустимых пределах, указанных
в документации драйвера;
– напряжение включения должно быть в пределах +15 В ±10%
для обеспечения эксплуатационных характеристик IGBT-модулей.
Полная мощность рассеивания драйвера
Микросхема драйвера имеет максимально допустимую мощность рассеивания, которая зависит от температуры окружающей среды.
184
3 ½ÇÈ
›Ë
¸
¹
3 ½ÇÈ
›Ë 5o$
5o$
Рис. 65. Температурные характеристики драйвера M57957L (а)
и M57962AL (б)
При напряжениях питания UСС = + 15 В и UEE = –10 В мощность
рассеяния может быть определена в соответствии с выражением
Pd = Id(UСС + UЕЕ).
Потребляемую мощность, рассчитанную в соответствии с приведенным выражением, можно сравнить с характеристиками ухудшения параметров, показанными на рис. 65, а и б для определения
максимально допустимой температуры окружающей среды. Рассчитанная мощность включает и мощность, рассеиваемую на внешнем резисторе затвора IGBT-модуля RG, поэтому эта мощность может быть вычтена из полученного ранее значения. Однако величину
этой мощности трудно оценить, поскольку она зависит от величины паразитной индуктивности, типа IGBT-модуля и скорости работы драйвера. В большинстве случаев величиной этих потерь можно пренебречь. Иными словами, точное следование приведенной
формуле создает определенный запас по мощности. При работе на
высоких частотах с мощными IGBT-модулями ограничения по
температуре окружающей среды могут быть достаточно принципиальными.
8.2. Драйверы M57957L и M57958L
Внутренняя схема и пример применения микросхем M57957L
и M57958L показаны на рис. 66, а и б.
Для минимизации паразитных индуктивностей цепи подсоединения микросхемы к модулю должны быть минимальной длины.
Непосредственно на выводы питания микросхемы необходимо уста185
3
а)
3
3
3
3
6»Î
б)
3D
.
›Îǽ
ÄǼÁоÊÃǼÇ
ÊÁ¼Æ¹Ä¹
.-
Åí
6ªª
›
Åí
6&&
Рис. 66. Внутренняя схема (а) и типовая схема включения (б)
микросхем M57957L и M57958L
новить развязывающие конденсаторы емкостью 47 мкФ. Рекомендуется использовать стабилитрон на напряжение 18 В, установленный как можно ближе к выводу затвора IGBT-модуля. Он предназначен для защиты затвора в моменты переключений и короткого
замыкания.
Драйвер имеет встроенный входной резистор величиной 185 Ом
для ограничения тока оптрона при входном напряжении +5 В.
Если используется другое входное напряжение, необходимо установить внешний дополнительный резистор для поддержания тока
оптрона в диапазоне 16 мА. Номинальное сопротивление резистора
186
можно рассчитать при условии, что падение прямого напряжения
составляет 2 В.
Пример.
Если используется входное напряжение 15 В, то величина внешнего резистора определяется следующим образом:
Rвнеш = (15 – 2)/(16 · 10–3) – 185 = 630 Ом.
8.3. Драйверы фирмы International Rectifier
На рис. 67–69 приведены схемы подключения драйверов к транзисторамсиловых схем преобразователей, а в табл. 15–18 – их параметры.
7%
а)
6ÈÁË
6»Î
ª
ª
6E
7ªª
7»
*/
)0
&33
$4
$0.
7T
ª
3
3
£Æ¹¼ÉÌÀþ
£Æ¹¼ÉÌÀþ
б)
ª
6ÈÁË
6»Î
$
$
7$$
7$$
*/
)0
&33
$4
$0.
7T
$
3
3
Рис. 67. Схема подключения драйвера верхнего (а) и нижнего (б) ключа
к транзистору силовой схемы
187
7%
6ÈÁË
6E
ª
$
6»Î
7ªª
7»
*/
)0
$0.
$
3
7T
-0
£Æ¹¼ÉÌÀþ
3
Рис. 68. Схема подключения драйвера полумоста
к транзисторам плеча силовой схемы
6 E
6ÈÁË
)*/
4%
-*/
744
7$$
$
)0
7»
7PP
$
7T
)*/
4%
-*/ 7$$
$
744 $0.
-0
3
ª
£Æ¹¼ÉÌÀþ
3
Рис. 69. Схема подключения драйвера верхнего и нижнего ключа
к транзисторам силовой схемы
188
Таблица 15
Максимальный
выходной
ток, мА
Максимальный
втекающий
ток, мА
Напряжение
питания, В
Минимальное
выходное
напряжение, В
Максимальное
выходное
напряжение, В
Тип корпуса
IR2125S
500
1000
2000
10–25
12
18
SOIC-16
IR21271
600
200
420
10–25
9–12
20
SOIC-8
IR21271S
600
200
420
10–25
9–12
20
SOIC-8
IR2128S
600
200
420
10–25
10
20
SOIC-8
IR2117S
600
200
420
10–25
10
20
SOIC-8
IR2122S
600
110
110
10–25
10
20
SOIC-8
IR2127S
600
200
420
10–25
10
20
SOIC-8
IR2118S
600
200
420
10–25
10
20
SOIC-8
IR2125
500
1000
2000
10–25
12
18
DIP-8
Наименование
Максимальное
рабочее
напряжение, В
Драйверы верхнего ключа
Таблица 16
Наименование
Максимальный
выходной
ток, мА
Максимальный
втекающий
ток, мА
Напряжение
питания, В
Минимальное
выходное
напряжение, В
Максимальное
выходное
напряжение, В
Напряжение
смещения, В
Тип корпуса
Драйверы нижнего ключа
IR1210
1500
1500
6–20
6
20
0
SOIC-8
IR4426S
1500
1500
6–20
6
20
–
SOIC-8
IR4427S
1500
1500
6–20
6
20
–
SOIC-8
IR4428S
1500
1500
6–20
6
20
–
SOIC-8
IR2121
1000
2000
10–25
12
18
5
DIP-8
IR4426
1500
1500
6–20
6
20
–
DIP-8
IR4427
1500
1500
6–20
6
20
–
DIP-8
IR4428
1500
1500
6–20
6
20
–
DIP-8
189
Таблица 17
Наименование
Рабочее
напряжение, В
Максимальный
выходной ток, мА
Максимальный
втекающий ток, мА
Напряжение
питания, В
Минимальное
выходное
напряжение, В
Максимальное
выходное
напряжение, В
Задержка
выходного
сигнала, нс
Тип корпуса
Драйверы полумоста
IR21094S
600
120
250
10–25
10
20
60
SОIC-14
IR21094
600
120
250
10–25
10
20
60
DIP-14
IR21592S
600
500
500
12–25
10
20
–
SОIC-16
узкий
IR2157S
600
500
500
10–25
10
20
–
SОIC-16
узкий
IR21592
600
500
500
12–25
10
20
–
DIP-16
IR2157
600
500
500
10–25
10
20
–
DIP-16
Таблица 18
Максимальный
втекающий ток, А
Напряжение
питания, В
Минимальное
выходное
напряжение, В
Максимальное
выходное
напряжение, В
Задержка
выходного
сигнала, нс
Тип корпуса
600
Максимальный
выходной ток, А
IR2106S
Рабочее
напряжение, В
Наименование
Драйверы верхнего и нижнего ключа
120
250
10–25
10
20
50
SОIC-8
IR2184S
600
1700
1700
10–25
10
20
–
SОIC-8
IR2183S
600
1700
1700
10–25
10
20
–
SOIC-8
IR21091S
600
120
250
10–25
10
20
60
SOIC-8
IR2301S
600
120
250
10–25
10
20
50
SОIC-8
IR2181S
600
1700
1700
10–25
10
20
–
SOIC-8
IR2102S
600
100
210
10–25
10
20
50
SОIC-8
IR2108S
600
120
250
10–25
10
20
60
SОIC-8
IR2101S
600
100
210
10–25
10
20
50
SОIC-8
190
8.4. Справочные данные по диодам
Таблица 19
Наименование
Uобр, В
Iв.ср N,
А
∆Uв.пр, В
Iу.т m, A
Iимп. пр,
А
tвосст,
нс
Сильноточные диоды
HER154/Taw
HER304/Taw
HER604/Taw
IN5404/Taw
6A40/Taw
6A60/Taw
6A80/Taw
6A100/Taw
300
1,5
1,3
0,005
–
–
800
300
400
400
600
800
1000
3,0
6,0
3,0
6,0
6,0
6,0
6,0
1,3
1,3
1,2
1,0
1,0
1,0
1,0
0,01
0,01
0,02
0,01
0,01
0,01
0,01
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
Диоды Шотки
19TQ015/IR
15
19
0,36
10,5
–
MBR735/Taw
35
7,5
0,57
0,1
–
MBR745/Taw
45
7,5
0,57
0,1
–
MBR760/Taw
60
7,5
0,57
0,1
–
MBR1045/IR
45
10
0,57
0,1
–
MBR1645/IR
45
16
0,57
0,2
–
8TQ080/IR
80
8
0,72
0,55
–
8TQ100/IR
100
8
0,72
0,55
–
12TQ045/IR
45
12
0,56
1,75
–
20TQ045/IR
45
20
0,57
2,70
–
1N5818
30
1,0
0,45
1,0
25
1N5822
40
3,0
0,525
2,0
80
SR360
60
3,0
0,75
3,0
150
SR560
60
5,0
0,70
5,0
150
SR860
60
8,0
0,75
5,0
150
Быстродействующие выпрямительные диоды
SF12
100
1,0
0,95
0,005
30
SF22
100
2,0
0,95
0,005
75
SF34
100
3,0
0,95
0,005
125
SF54
200
5,0
0,95
0,005
150
SF164
200
16,0
0,975
0,01
125
SF302
100
30,0
0,975
0,01
300
SF304
200
30,0
0,975
0,01
300
SF18
600
1,0
1,25
0,005
30
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
35
35
35
35
35
35
35
35
191
8.5. Справочные данные по стабилитронам кремниевым
средней мощности
Таблица 20
192
1,0
1,2
1,5
2,7
3,3
3,9
4,7
0,8
10,0
12,0
15,0
18,0
22,0
47,0
56,0
68,0
82,0
150,0
180.0
270,0
330.0
100,0
120,0
170,0
220,0
8
2
5
2
5
2
5
2
5
2
Температурный
коэффициент
напряжения
cтабилизации, %/°C
6,2
7,5
9,1
11,0
13,3
16,4
19,8
5,2
24,2
29,5
36,0
43,0
51,5
61,5
75,0
90,0
110,0
132,0
143,0
165,0
198,0
132,0
143,0
164,0
198,0
Θна корп = 130 °C
5,0
6,1
7,4
9,0
10,8
13,3
16,2
4,2
19,6
24,2
29,5
35,0
42,5
50,5
61,0
74,0
90,0
108,0
117,0
135,0
162.0
108,0
117,0
136,0
162,0
Максиммально
допустимая
мощность, Вт
Θокр.ср
от –60 до 75 °C
не более
1000
1000
1000
500
500
500
500
1000
150
150
150
150
150
50
50
50
50
50
50
25
25
50
50
25
25
Дифференциальное
сопротивление,
Ом, не более
Напряжение
стабилизации, В
не менее
Д815А
Д815Б
Д815В
Д815Г
Д815Д
Д815Е
Д815Ж
Д815И
Д816А
Д816Б
Д816В
Д816Г
Д816Д
Д817А
Д817Б
Д817В
Д817Г
КС620А
КС630А
КС650А
КС680А
2С920А
2С930А
2С950А
2С980А
Ток стабилизации, мA
Наименование
Стабилитроны средней мощности
0,45
0,05
0,07
0,08
0,09
0,10
0,11
0,45
0,12
0,12
0,12
0,12
0,12
0,14
0,14
0,14
0,14
0,16
0,16
0,16
0,16
0,16
0,16
0,16
0,16
8.6. Справочные данные по транзисторам
Таблица 21
Мощные транзисторы полевые, корпус ТО220
Технология
Uс-и max, В
Iс N, A
∆Uс-и, В
Pmax,
Вт
IRF1104/IR
N, NEX
40
100
2–4
170
IRF1405/IR
N, NEX
55
169
2–4
330
IRF710/Its
N, MOS
400
2
2–4
38
BUZ80A/Ph
N, MOS
800
3
2,1–4
75
IRF620/STM
N, MOS
200
6
2–4
70
IRF740/IR
N, NEX
400
10
2–4
125
IRF6215/IR
P, NEX
–150
13
(–2)–(–4)
110
IRF9530N/IR
P, NEX
–100
14
(–2)–(–4)
110
IRF9540N/IR
P, NEX
–100
23
(–2)–(–4)
200
IRF5305N/IR
N, NEX
–55
31
(–2)–(–4)
200
IRF5210N/IR
N, NEX
–100
40
(–2) –(–4)
87
IRF3710/IR
N, NEX
100
57
2–4
88
IRF3707/IR
N, NEX
30
62
2–4
180
IRF3706/IR
N, NEX
20
77
0,6–2
170
IRF1010N/IR
N, NEX
55
85
2–4
330
STP80NF10/STM
N, MОS
100
80
2–4
210
STP12NB30/STM
N, MОS
300
12
3–5
125
STP80NF10/STM
N, MОS
500
12
3–5
110
STP80NF10/STM
N, MОS
600
6
2–4
125
STP80NF10/STM
N, MОS
800
5,4
3–5
125
STP80NF10/STM
N, MОS
1000
5
3–5
135
Наименование
193
Таблица 22
Мощные транзисторы полевые, корпус Mоdule-s
Iс-и max, Rп.к,
мA
°С/мВт
Θmax рар,
оС
Iс max,
A
Uс-и рар,
В
Pmax,
Вт
Rс-и нас,
мОм
EFM119
15
100
1000
200
100
300
125
EFM109S
12
500
1000
400
100
300
125
EFM089S
24
100
1000
110
100
300
125
EFM079M113
32
100
960
140
100
300
150
EFM049
8
400
1000
800
100
300
125
BSM181F
34
800
700
320
100
180
150
BSM151F
56
500
700
110
100
180
150
BSM121AR
130
200
700
20
100
180
150
BSM111AR
200
100
700
8,5
100
180
150
EFM029S
7,0
500
1000
1,1
100
300
125
Наименование
Таблица 23
Iс N, A
1∆Uc-и, В
Pmax, Вт
500
15
0,7
40
55
80
0,7
КП948А
ТО220
800
5
0,3
20
100
80
1,3
КП948В
ТО220
700
5
0,3
20
100
80
1,3
КП953А
ТО218
800
15
0,45
50
150
150
2,0
КП953Г
ТО218
600
15
0,45
50
150
150
2,0
КП954А
ТО220
150
20
0,3
40
50
50
0,3
КП954Б
ТО220
100
20
0,3
40
50
50
0,3
КП954В
ТО220
60
20
0,25
40
50
50
0,5
КП955А
ТО218
500
25
0,6
50
100
100
1,5
К95П8А
ТО218
150
30
0,2
70
60
80
0,5
2П7160Е
КЕ-97В
60
35
0,12
150
–
–
–
194
tрасс, мкс
Uс-и max, В
ТО220
tвкл, нс
Тип
корпуcа
КП946А
tсп, нс
Наименование
Мощные транзисторы полевые отечественные
Таблица 24
Транзисторы IGBT, корпус ТО220
Производитель Internatiоnal Rectifier
Наименование
IRG4BC10К
IRG4BC10SD
IRG4BC20F
IRG4BC20SD
IRG4BC20UD
IRG4BC30FD
IRG4BC30FD
IRG4BC30S
IRG4BC30U
IRG4BC40F
IRG4BC30S
Uкэ max, В
Iк, А
∆Uкэ.нас, В
Pк max, Вт
tвкл, нс
600
600
600
600
600
600
600
600
600
600
600
9
14
16
19
13
31
28
34
23
49
40
2,39
1,58
1,66
1,40
1,85
1,59
2,21
1,40
1,95
1,50
1,72
38
38
60
60
60
100
100
100
100
160
160
11
76
24
62
39
42
60
22
17
26
34
Таблица 25
1000 2,5 4,0 15 10–100
850
5
7,0 70 10-50
700 10 12,0 50
5–30
700
4
8,0 50 10–60
1000 1
1,0 15 10–120
1500 5
7,5 56
6–35
250 10 20
50 10–50
1500 5
7,5 40 15–100
650 15 25,0 125
≥8
400
7 10,0 60
≥10
150 20 30,0 90 15–50
45
10 20,0 50
40
150 15 25,0 50 12–60
100 15 15,0 50
≥30
100 20 40 125 ≥750
500 15 20 100 ≥150
≤ 5,0
≤ 1,0
≤ 2,5
≤ 0,5
≤ 2,5
≤ 1,0
≤ 2,5
≤ 1,5
≤ 1,5
≤ 1,0
≤ 1,0
≤ 1,0
≤ 2,5
≤ 1,5
≤ 2,0
≤ 2,0
–
≤ 4,0
≤ 3,5
≤ 1,8
≤ 2,5
≤ 10
≤ 2,0
≤ 4,0
≤ 3,0
≤ 2,5
≤ 1,5
≤ 0,5
≤ 1,1
≤ 0,2
≤ 4,5
≤ 6,0
tсп, мкс
tрасс, мкс
∆Uкэ.нас, В
h21э, ед.
Pк max, Вт
600
500
350
400
600
700
250
700
360
200
75
45
150
55
100
400
Iк.и max, А
Uкэ.огр, В
КТ-10
КТ-28
КТ-9
КТ-28
КТ-9
КТ-9
КТ-9
КТ-9
КТ-9
КТ-28
КТ-97
КТ-28
КТ-9
КТ-10
КТ-9
КТ-9
Iк max, A
Тип
корпуса
КТ704
КТ810А
КТ812А
КТ818А
КТ826Б
КТ838А
КТ844А
КТ846А
КТ847А
КТ858А
КТ935Б
КТ997А
2КТ945А
2КТ998
2Т827А
2Т834А
Uк.б 0 проб, В
Наименование
Мощные транзисторы биполярные отечественные
–
≤ 0,3
≤ 1,3
≤ 0,3
≤ 0,7
≤ 1,5
≤ 0,3
≤ 0,3
≤ 0,8
≤ 0,7
≤ 0,2
≤ 0,1
≤0,24
≤0,05
≤ 1,2
≤ 0,5
195
Таблица 26
Uкэ.огр, В
Iк max, A
Pк max, Вт
h21э, ед.
∆Uкэ.нас, В
tрасc, мкс
tсп, мкс
Rп.к, °С/мВт
Θmax р, °С
Мощные импортные транзисторы биполярные
300
1000
400
1000
600
1200
650
600
400
800
400
1000
250
600
1000
600
1000
450
800
1000
1000
200
200
300
300
30
400
30
10
20
20
40
50
60
75
75
50
50
45
23
30
150
800
1400
800
2000
200
3120
300
150
150
150
150
150
150
500
500
310
400
189
189
300
1000
100
100
150
100
100
100
100
20
40
50
50
100
750
75
75
75
75
40
15
75
75
2,5
2,8
2,0
2,8
2,0
2,5
2,0
2,5
2,5
2,5
2,5
2,5
2,5
2,5
2,5
2,0
2,5
3,0
3,0
2,5
2,5
2,0
2,5
2,5
2,5
3,0
3,0
3,0
2,5
0,5
1,8
1,2
3,0
1,0
2,5
2,5
1,5
2,5
–
–
2,5
3,0
3,0
2,0
1,2
2,0
4,0
3,0
4,0
15
1,8
1,8
0,9
3,0
0,5
3,0
3,0
3,0
3,0
0,7
1,5
3,0
3,0
–
89
156
63
620
40
410
300
300
300
300
300
300
350
250
400
310
660
660
400
125
–
150
150
150
150
150
150
125
125
125
125
125
125
150
150
150
150
150
150
150
150
Наименование
1D200AО20
1D1200Z100
1D1300A000
1D1300Z100
1D130F050
1D1400A120
2SD915
B2TD019
B2TD039
B2TD059
B2TD109
B2TD139S
B2TD149
SK75DB060D
SK75DB100D
SK50DM060D
SK50DB100D
SK30DB045D
SK15DB080D
SK30DB100D
SK150DB060D
8.7. Справочные данные по отечественным тиристорам
100
0325
100
0325
ТО125-12,5 100–1000 12,5 0,45 8,5
1,4
ТО2-10
1,75 13,0 50–150
196
100-1000
10
0,40
8
11,0
Тип
охладителя
Rв.дин · 10–3,
Ом
1,6
tвыкл, мкс
8
∆Uв.пр, В
0,40
А
10
I0в.ср,
Iимп max, кА
100–1000
Iв.ср, А
ТО125-10
Uобр max, В
Наименование
Таблица 27
0241-80
100–1000
19
1,75
4,7
Тип
охладителя
tвыкл, мкс
Rв.дин · 10–3,
Ом
0,75
∆Uв.пр, В
40
I0в. ср, А
Iимп max, кА
ТО2-40
Iв.ср, А
Наименование
Uобр max, В
Таблица 27 (окончание)
50–150
0241-80
ТО132-25
100–1200
25
0,60
13
1,85
–
50–150
0231
ТО132-40
100–1200
40
0,75
15
1,75
–
50–150
0231
ТО142-50
100–1200
50
0,80
17
1,85
–
50–150
0241
ТО142-63
100–1200
63
1,2
19
1,75
–
50–150
0241
ТО142-80
100–1200
80
1,35
20
1,75
–
50–150
0241
ТЧ-100
100–1200 100
3,1
72
2,2
–
12–63
0171
Примечание. I0в.ср – максимально допустимый средний ток оптотиристора с охладителем при естественном охлаждении и температуре окружающей среды 40 °С.
8.8. Справочные данные по конденсаторам
Таблица 28
Конденсаторы электролитические с малым импедансом
фирмы Jamicоn
Емкость,
мкФ
Максимальное допустимое
действующее значение
тока пульсаций, А,
при fп = 100 кГц
Внутреннее
последовательное
активное сопротивление
ЕSR · 10–3, Ом,
при fп = 100 кГц
Габаритные
размеры
D×L, мм
Напряжение 16 В
220
0,43
180
8×14
330
0,57
144
10×6
470
0,71
118
10×18
680
0,92
93
10×21
1000
1,22
76
13×21
2200
1,96
43
13×31
3300
2,52
36
13×41
4700
2,70
31
16×42
197
Таблица 28 (окончание)
Емкость,
мкФ
Максимальное допустимое
действующее значение
тока пульсаций, А,
при fп = 100 кГц
100
0,33
Внутреннее
последовательное
активное сопротивление
ЕSR · 10–3, Ом,
при fп = 100 кГц
Габаритные
размеры
D×L, мм
Напряжение 25 В
330
8×11
220
0,59
170
10×16
330
0,76
136
10×18
470
0,97
112
10×21
680
1,27
88
13×21
1000
1,69
72
13×26
2200
2,79
41
13×41
3300
3,11
34
16×42
Напряжение 35 В
100
0,39
311
8×14
220
0,66
161
10×18
330
0,95
129
10×26
470
1,12
105
13×21
680
1,48
83
13×26
1000
1,94
68
13×31
2200
2,89
39
16×42
Напряжение 50 В
47
0,28
453
8×11
68
0,37
352
8×14
100
0,49
292
10×16
220
0,82
151
10×21
330
1,09
121
13×21
470
1,43
99
13×26
680
1,86
78
13×31
1000
2,56
64
13×41
Напряжение 100 В
198
47
0,45
368
10×26
68
0,53
286
13×21
100
0,71
238
13×26
Таблица 29
Конденсаторы электролитические, тип LFВ
CN, мкФ
10000
22000
4700
10000
22000
33000
47000
2200
4700
6800
10000
15000
22000
1000
2200
4700
6800
10000
470
1000
2200
4700
6800
10000
47
100
220
Максимальное допустимое
действующее значение
тока пульсаций, А,
при fп = 100 кГц
ЕSR · 10–3, Ом,
при
fп = 100 кГц
Напряжение 16 В
3,1
38
4,5
30
Напряжение 25 В
6,8
30
8,0
26
10,6
23
13,2
18
14,5
17
Напряжение 40 В
3,9
90
5,2
60
6,8
45
8,2
38
10,5
29
11,7
26
Напряжение 63 В
1,6
135
2,2
75
4,0
48
4,9
45
5,5
32
Напряжение 100 В
1,2
285
1,8
120
2,8
68
3,7
53
4,5
47
7,8
41
Напряжение 500 В
0,2
1500
0,3
850
0,6
350
Габаритные
размеры
D×L, мм
8×14
35×50
25×36
30×36
35×50
35×66
40×66
25×36
30×36
30×50
35×50
35×66
40×66
25×36
30×36
35×50
35×66
35×66
25×36
30×36
35×50
35×66
40×66
50×95
30×30
35×50
40×6
199
Таблица 30
Конденсаторы фирмы EPCОS для импульсных преобразователей
постоянного тока
200
UN, В
CN, мкФ
25
25
40
40
55
55
63
63
25
25
40
40
55
55
63
63
5000
6800
3000
3800
1800
2700
1500
2100
2500
3300
1500
2000
1100
1500
800
1100
200
470
560
680
1000
820
1500
1800
2200
270
330
390
470
560
680
820
1000
1200
ESR · 10–3, Ом,
при fп = 10 кГц
Iпрм max, А,
при fп = 100 кГц
Серия В41607
28
20
29
20
29
20
28
20
26
18
26
18
26
18
26
18
Серия В 43504
280
230
160
130
110
90
80
60
480
390
330
280
230
190
160
130
110
Габаритные
размеры
D×L, мм
7,8
10,3
7,5
10,3
7,5
10,2
7,3
10,0
9,9
13,5
9,8
13,4
9,7
13,4
9,6
13,3
22×40
25×40
22×40
22×40
22×40
25×40
22×40
25×40
22×40
25×40
22×40
25×40
22×40
25×40
22×40
25×40
4,2
5,0
6,9
7,3
8,4
10
12
14
3,2
3,7
4,2
4,9
5,5
6,3
7,2
8,4
9,6
22×35
25×35
35×30
30×35
30×40
35×40
25×35
35×50
22×35
22×40
25×35
22×50
25×45
30×40
30×45
35×45
35×45
Таблица 30 (продолжение)
UN, В
CN, мкФ
450
68
82
120
150
180
220
270
25
15000
22000
40
63
33000
47000
68000
100000
150000
220000
330000
10000
15000
22000
33000
47000
68000
100000
150000
220000
4700
6800
10000
15000
22000
33000
47000
68000
100000
ESR · 10–3, Ом,
при fп = 10 кГц
Iпрм max, А,
при fп = 100 кГц
1990
1650
1130
910
760
620
510
Серия В43580
42
29
20
16
12
9,4
8,0
7,0
6,4
42
29
22
16
12
10
8,2
7,2
6,4
60
44
30
22
16
12
10
8,0
6,2
Габаритные
размеры
D×L, мм
1,5
1,8
2,3
2,7
3,1
3,6
4,1
22×30
22×35
25×35
25×40
25×45
25×50
30×45
18
25
35,7×55,7
35,7×80,7
30
30
30
30
40
40
50
18
25
30
30
30
30
40
50
50
15
20
28
30
30
40
40
50
50
35,7×80,7
35,7×105,7
51,6×80,7
51,6×105,7
64,3×105,7
76,9×105,7
76,9×143,2
35,7×55,7
35,7×80,7
35,7×80,7
35,7×105,7
51,6×80,7
51,6×105,7
64,3×105,7
76,9×105,7
76,9×143,2
35,7×55,7
35,7×80,7
35,7×105,7
51,6×80,7
51,6×105,7
64,3×105,7
64,3×105,7
76,9×105,7
76,9×143,2
201
Таблица 30 (окончание)
UN, В
CN, мкФ
100
1500
2200
3300
4700
6800
10000
15000
22000
33000
350
1500
2200
3900
5600
8200
12000
15000
18000
1000
1500
2200
3300
4700
6800
10000
12000
15000
1000
1500
2200
3300
5600
6800
8200
12000
400
450
202
ESR · 10–3, Ом,
при fп = 10 кГц
Iпрм max, А,
при fп = 100 кГц
104
70
48
35
24
17
13
10
8
Серия В43456
110
73
41
29
3900
5600
11
9
160
110
73
49
34
24
16
14
11
220
150
100
65
38
32
28
18
Габаритные
размеры
D×L, мм
11
16
19
26
30
30
40
50
50
35,7×55,7
35,7×80,7
35,7×80,7
35,7×105,7
51,6×80,7
51,6×105,7
64,3×105,7
76,9×105,7
76,9×143,2
16
21
32
43
50
70
50
70
8,2
13
15
20
29
33
28
46
54
13
18
24
32
49
50
57
70
51,6×80,7
51,6×105,7
64,3×105,7
76,9×105,7
76,9×143,2
91,0×144,5
76,9×220,7
91,0×221,0
51,6×80,7
51,6×80,7
51,6×105,7
64,3×105,7
76,9×105,7
76,9×143,2
91,0×144,5
76,9×220,7
91,0×221,0
51,6×80,7
51,6×105,7
64,3×105,7
76,9×105,7
76,9×143,2
91,0×144,5
76,9×220,7
91,0×221,0
Примечания:
1. Электролитический конденсатор должен использоваться при допустимых токах пульсации, значение которых указывается в справочных
данных.
2. Требования по напряжению: сумма постоянного напряжения и напряжения пульсации не должна превышать номинальное рабочее напряжение конденсатора. Указанные максимально допустимые токи пульсации, если не оговаривается особо, определяются при температуре 85 оС
и на частоте 120 Гц. При другой температуре окружающей среды и на другой частоте в качестве максимально допустимого тока пульсации применяется ток пульсации, умноженный на поправочный коэффициент. Значения
поправочного коэффициента в зависимости от температуры окружающей
среды и частоты пульсации приведены в табл. 31
Таблица 31
Значения поправочного коэффициента в зависимости от температуры
окружающей среды и частоты пульсации
Температура, °С
Коэффициент
40
60
Частота, Гц
Коэффициент
1,9
60
0,7
1,5
120
1,0
70
1,3
300
1,1
85
1,0
1000
1,3
105
0,6
10 000
1,4
100 000
1,4
Таблица 32
Конденсаторы фирмы HITANО, серия EXR
Емкость,
мкФ
330
1000
3300
6800
10000
220
330
470
Габаритные
размеры D×L,
мм
ESR, Ом, при 20 °С
и fп = 100 кГц
Напряжение 6,3 В
8×12
0,25
8×14
0,10
10×21
0,052
16×26
0,03
16×31
0,022
Напряжение 10 В
8×11
0,25
8×12
0,25
8×12
0,15
Iпрм max, мA,
при 105 °С
и fп = 100 кГц
295
555
1220
1950
2150
295
295
555
203
Таблица 32 (продолжение)
Емкость,
мкФ
680
1000
1500
2200
3300
4700
6800
10000
220
330
470
680
1000
1500
2200
3300
4700
6800
10000
100
220
330
470
680
1000
1500
2200
3300
4700
6800
204
Габаритные
размеры D×L,
мм
ESR, Ом, при 20 °С
и fп = 100 кГц
Напряжение 10 В
8×14
0,10
10×12,5
0,08
10×21
0,07
10×21
0,052
13×21
0,039
13×26
0,03
16×26
0,22
16×31
0,018
Напряжение 16 В
8×12
0,25
8×14
0,15
10×12,5
0,12
10×16
0,08
10×21
0,068
13×21
0,045
13×21
0,039
16×26
0,03
16×31
0,022
16×36
0,018
18×36
0,015
Напряжение 25 В
6,3×11
0,25
8×12
0,15
8×14
0,15
10×16
0,09
10×21
0,062
13×21
0,052
13×26
0,035
16×26
0,030
16×31
0,022
16×36
0,018
18×41
0,015
Iпрм max, мA,
при 105 °С
и fп = 100 кГц
805
760
1000
1220
1660
1950
2150
2400
295
555
587
850
1050
1575
1660
1950
2150
2400
2800
295
555
555
760
1102
1220
1830
1950
2150
2400
3550
Таблица 32 (окончание)
Емкость,
мкФ
Габаритные
размеры D×L,
мм
ESR, Ом, при 20 °С
и fп = 100 кГц
Iпрм max, мA,
при 105 °С
и fп = 100 кГц
Напряжение 50 В
100
10×12
0,35
469
220
10×21
0,21
796
330
10×21
0,19
1055
470
13×21
0,10
1365
680
13×26
0,077
1790
1000
16×26
0,053
2408
1500
16×31
0,045
2920
2200
18×36
0,037
3320
3300
18×41
0,03
3100
Напряжение 63 В
100
10×16
0,31
558
220
13×21
0,20
977
330
13×21
0,12
1298
470
13×26
0,081
1688
680
16×26
0,065
2252
1000
16×31
0,049
2988
1500
18×36
0,04
3100
2200
18×41
0,024
3600
Напряжение 100 В
100
13×21
0,18
714
220
16×26
0,10
1282
330
16×31
0,09
1563
470
18×32
0,076
1907
680
18×36
0,062
2387
1000
18×41
0,076
3100
205
8.9. Справочные данные по дросселям
Таблица 33
Дроссели высокочастотные
Диапазон рабочей частоты до 150 кГц
Наименование
РЕ-53802S
РЕ-53803S
РЕ-53804S
РЕ-53805S
РЕ-53807S
РЕ-53809S
РЕ-53811S
РЕ-53812S
РЕ-53813S
РЕ-53815S
РЕ-53816S
РЕ-53809S
РЕ-53818S
РЕ-53819S
РЕ-53820S
РЕ-53821S
РЕ-53822S
РЕ-53823S
РЕ-53824S
РЕ-53826S
РЕ-53827S
РЕ-53828S
РЕ-53829S
РЕ-53830S
РЕ-53831S
РЕ-53932S
РЕ-53933S
РЕ-53934S
206
L, мкГн
Iоб N, А
Размер LCI-20
178
0,16
118
0,20
79
0,25
55
0,30
26
0,45
Размер LCI-30
256
0,25
118
0,38
78
0,43
55
0,56
26
0,84
17
1,02
Размер LCI-37
252
0,44
173
0,54
115
0,67
78
0,82
54
1,00
38
1,20
26
1,48
18
1,81
Размер LCI-44
377
0,68
248
0,83
168
1,02
112
1,26
77
1,54
53
1,87
37
2,24
24
2,74
17
3,0
Rоб · 10–3, Ом
2,8
1,8
1,5
1,0
0,62
2,2
1,2
0,8
0,5
0,2
0,1
0,9
0,6
0,4
0,3
0,2
0,1
0,1
0,06
1,0
0,6
0,4
0,3
0,2
0,13
0,1
0,07
0,05
Таблица 33 (окончание)
Наименование
L, мкГн
Rоб · 10–3, Ом
Iоб N, А
Размер HCI-68
250
1,50
168
1,81
114
2,22
77
2,70
53
3,0
Размер LCI-50
25
3,0
Размер HCI-68
77
3,0
РЕ-53935S
РЕ-54036S
РЕ-54037S
РЕ-54038S
РЕ-54039S
РЕ-54041S
РЕ-54044S
0,23
0,18
0,10
0,09
0,08
0,04
0,08
Таблица 34
Размеры дросселей типа LCI и HCI
Размеры, мм
А
В
Высота h,
мм
8,64
11,05
14,35
15,34
17,02
23,87
8,64
11,18
14,48
15,75
17,78
23,87
6,86
9,14
9,14
9,91
9,91
10,16
Наименование
LCI-20
LCI-30
LCI-37
LCI-44
LCI-50
HCI-68
Таблица 35
Дроссели высокочастотные серии SRP 1270
Габаритные размеры A × B × h = 14 × 14 × 7 мм
Наименование
L, мкГн
I об. доп. д. з, А
I нас, А
Rоб · 10–3, Ом
SRP1270-R68M
SRP1270-1R0M
SRP1270-1R1M
SRP1270-2R2M
SRP1270-3R3M
SRP1270-4R7M
SRP1270-6R8M
SRP1270-8R2M
SRP1270-100M
0,68
1,0
1,5
2,2
3,3
4,7
6,8
8,2
10,0
35
32
27
22
18
15
12
11
10
60
50
48
40
35
30
21
17
16
1,6
2,1
2,6
4,2
6,6
11,2
14,0
15,5
16,8
207
Таблица 36
Дроссели Д13 высокочастотные двухобмоточные
Наименование
L, мГн
I об. доп. д. з,
А
Uдоп.д.з.прм.сост.напр, В
Rоб,
Ом
Д13-1, Д13-1б
Д13-2, Д13-2б
Д13-3, Д13-3б
Д13-4, Д13-4б
Д13-5, Д13-5б
Д13-6, Д13-6б
Д13-7, Д13-7б
Д13-8, Д13-8б
Д13-9, Д13-9б
Д13-10, Д13-10б
Д13-11, Д13-11б
Д13-12, Д13-12б
Д13-13, Д13-13б
Д13-18, Д13-18б
Д13-19, Д13-19б
Д13-20, Д13-20б
Д13-21, Д13-21б
Д13-22, Д13-22б
0,315
0,08
0,005
0,20
0,0125
1,25
0,315
0,020
2,0
0,5
0,0315
3,15
0,80
0,125
5,0
0,315
0,02
0,08
0,5
1,0
4,0
1,0
4,0
0,5
1,0
4.0
0,5
1,0
4,0
0,5
1.0
4,0
1,0
4,0
16,0
8,0
58
33
12
47
18
100
48
15
132
34
16
200
120
34
135
74
10
25
0,9
0,25
0,03
0,40
0,06
1,50
0,70
0,05
1,60
0,60
0,05
1,50
0,80
0,13
1,80
0,15
0,02
0,05
Примечание. Приведены номинальные параметры дросселя при последовательном соединении обмоток при номинальной частоте fр = 100 кГц.
При параллельном соединении обмоток дросселя сопротивление и индуктивность уменьшаются в 4 раза, а ток увеличивается в 2 раза.
Таблица 37
Дроссели типа Д
Наименование
L, Гн
I об, А
Uдоп.д.з.прм.сост.напр, В,
на частоте 5 кГц
Rоб, Ом
Д301
Д302
Д307
Д308
Д313
Д314
Д320
Д321
Д328
0,0004
0,0008
0,0004
0,0004
0,0004
0,0008
0,0004
0,0008
0,0004
1,6
1,1
2,2
1,6
3,2
2,2
4,5
3,2
6,3
2,52
3,36
3,1
4,2
3,82
5,72
6,02
8,36
7,92
0,1
0,18
0,19
0,33
0,13
0,24
0.082
0,162
0,056
208
Таблица 37 (окончание)
Наименование
L, Гн
I об, А
Uдоп.д.з.прм.сост.напр, В,
на частоте 5 кГц
Rоб, Ом
Д336
Д337
Д338
Д339
Д344
Д345
Д346
Д352
Д353
Д354
Д360
Д362
Д363
Д364
Д369
0,0004
0.0008
0,006
0,0125
0,0004
0,0008
0,006
0,0004
0,0008
0,006
0,0004
0,006
0,0125
0,112
0,00125
9
6,3
2,2
1,6
12,5
9
3,2
18
12,5
4,5
25
6,3
4,5
1,6
18
11,52
15,84
48,8
66,2
20
21,6
66
21,6
30,2
94
28,8
100
100
100
86,4
0.032
0,075
0,83
1,2
0,045
0,097
0,69
0.014
0,03
0,31
0,0076
0,284
0,45
2,52
0,026
Примечание. Дроссели типа Д, рассчитанные на рабочий диапазон частот переменной составляющей от 5 до 50 кГц, с индуктивностью
от 0,0001 до 0,2 Гн и постоянной составляющей тока подмагничивания
от 0,07 до 50 А, предназначены для работы в источниках питания напряжением до 250 В. При параллельном соединении обмоток дросселя сопротивление и индуктивность уменьшаются в 4 раза, а ток увеличивается в 2 раза.
8.10. Характеристики медных проводов для обмоток
трансформаторов и высокоомных манганиновых проводов
для электрических шунтов
Таблица 38
Медные обмоточные провода
Провод без изоляции
Диаметр провода с изоляцией, мм
СопроДиаметр
тивПЭЛР-2,
ПЭЛР-1
Сечение
по меди
ление
ПЭВ-2,
(tр =
ПЭЛУ
(без изо- расчетное,
ПЭВ-1
ПЭЛ
1000 м
ПЭТВ,
мм2
ляции),
провода, = 105 °С)
ПЭТВ-1
мм
Ом
0,10
0,12
0,00785
0,01131
2237
1551
0,12
0,14
0,125
0,145
0,12
0,14
0,13
0,15
0,135
0,155
209
Таблица 38 (продолжение)
Провод без изоляции
Диаметр провода с изоляцией, мм
СопроДиаметр
тивПЭЛР-2,
ПЭЛР-1
Сечение
по меди
ление
ПЭВ-2,
(tр =
ПЭЛУ
(без изо- расчетное,
ПЭВ-1
ПЭЛ
1000 м
ПЭТВ,
мм2
ляции),
провода, = 105 °С)
ПЭТВ-1
мм
Ом
0,13
0,14
0,15
0,16
0,17
0,18
0,19
0,20
0,21
0,23
0,25
0,27
0,29
0,31
0,33
0,35
0,38
0,41
0,44
0,47
0,49
0,51
0,53
0,55
0,59
0,64
0,69
0,74
0,77
0,86
0,93
210
0,01327
0,01539
0,01767
0,02011
0,02270
0,02545
0,02835
0,031432
0,03464
0,04155
0,04909
0,05726
0,066605
0,07548
0,08553
0,096221
0,1134
0,1320
0,1521
0,1735
0,1886
0,2143
0,2206
0,23276
0,2734
0,3217
0,3739
0,4301
0,4657
0,5809
0,6793
1321
1139
993
872
773
689
619
558
506
422
357
306
265
232
205
182
155
133
115
101
93
85,9
79,5
73,7
64,1
54,5
46,9
40,7
37,6
30,1
25,8
0,15
0,16
0,18
0,19
0,20
0,21
0,22
0,23
0,24
0,26
0,28
0,31
0,33
0,35
0,37
0,39
0,42
0,45
0,48
0,51
0,53
0,56
0,58
0,60
0,64
0,69
0,74
0,80
0,83
0,92
0,99
0,155
0,165
0,18
0,19
0,20
0,21
0,22
0,23
0,24
0,27
0,29
0,31
0,33
0,35
0,37
0,39
0,42
0,45
0,48
0,51
0,53
0,56
0,58
0,60
0,64
0,69
0,74
0,80
0,83
0,92
0,99
0,15
0,16
0,17
0,18
0,19
0,20
0,21
0,225
0,235
0,255
0,275
0,31
0,33
0,35
0,37
0,39
0,42
0,45
0,49
0,52
0,54
0,56
0,58
0,60
0,64
0,69
0,74
0,80
0,83
0,92
0,99
0,16
0,17
0,19
0,20
0,21
0,22
0,23
0,24
0,25
0,28
0,30
0,32
0,34
0,36
0,38
0,41
0,44
0,47
0,50
0,53
0,55
0,58
0,60
0,62
0,66
0,72
0,77
0,83
0,86
0,95
1,02
0,165
0,175
0,185
0,195
0,205
0,215
0,225
0,24
0,25
0,27
0,29
0,33
0,35
0,37
0,39
0,41
0,44
0,47
0,51
0,54
0,56
0,58
0,60
0,62
0,66
0,71
0,76
0,83
0,86
0,95
1,02
Таблица 38 (окончание)
Провод без изоляции
Диаметр провода с изоляцией, мм
СопроДиаметр
тивПЭЛР-2,
ПЭЛР-1
Сечение
по меди
ление
ПЭВ-2,
(tр =
ПЭЛУ
(без изо- расчетное,
ПЭВ-1
ПЭЛ
1000 м
ПЭТВ,
мм2
ляции),
провода, = 105 °С)
ПЭТВ-1
мм
Ом
1,08
1,12
1,16
0,9161
09852
1,057
19,1
17,8
16,6
1,16
1,20
1,24
1,16
1,20
1,24
1,16
1,20
1,24
1,19
1,23
1,27
1,19
1,23
1,27
Таблица 39
Высокоомный манганиновый провод для электрических шунтов
Номинальный диаметр проволоки, мм
Сопротивление 1 м проволоки, Ом
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
1,1
1,2
1,3
1,4
1,5
1,6
1,7
1,8
1,9
2,0
2,2
2,5
2,8
3,0
3,6
4,0
4,5
5,0
13,4–20,5
5,94–8,45
3,35–4,71
2,14–2,95
1,49–2,0
1,09–1,48
0,83–1,12
0,66–0,86
0,53–0,72
0,44–0,59
0,37–0,49
0,31–0,42
0,27–0,36
0,24–0,31
0,21–0,27
0,18–0,24
0,16–0,22
0,15–0,19
0,13–0,17
0,11–0,14
0,08–0,11
0,07–0,08
0,06–0,07
0,04–0,05
0,03–0,04
0,026–0,03
0,02–0,027
211
Библиографический список
1. Мартынов А. А. Проектирование вторичных источников питания. – СПб.: СПГУАП, 2000. – 107 с.
2. Бас А. А., Миловзоров В. П., Мусолин А. К. Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным входом. – М.: Радио
и связь, 1987. – 160 с.
3. Белопольский И. И. Источники питания радиоустройств. – М.,
1971. – 371 с.
4. Интегральные микросхемы: Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. – М.: ДОДЕКА, 1997. – 224 с.
5. Электротехнический справочник: В 3 т. Т. 3: В 2 кн. Кн. 2: Использование электрической энергии / Под общей ред. профессоров
МЭИ: И. Н. Орлов и др. 7-е изд., испр. и доп. – М.: Энергоатомиздат,
1988. – 616 с.
6. Севернс Р., Блум Г. Импульсные преобразователи постоянного
напряжения для систем вторичного электропитания: Пер. с англ. /
Под ред. Л. Е. Смольникова. – М.: Энергоатомиздат, 1988. – 294 с.
7. Гончаров А. Ю. Построение импульсных DC-DC преобразователей // Электронные компоненты. 2003. № 5.
8. Зденек Фактор и др. Магнитомягкие материалы в технике
связи: Пер. с чешского. – М.-Л.: Энергия, 1964. – 312 с.
9. Конденсаторы алюминиевые-электролитические, танталовые
ксидно-полупроводниковые, ниобиевые оксидно-полупроводниковые, танталовые объемно-пористые: Справочник-каталог. – М.:
ЭЛЕКОНД. – 65 с.
10. Костиков В. Г., Никитин И. Е. Источники электропитания
высокого напряжения РЭА. – М.: Радио и связь, 1986. – 200 с.
11. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. – Киев: Техника, 1978. – 447 с.
12. Официальный сайт www.platan.ru.
13. Официальный сайт www.elfa.spb.ru.
14. Ковалев Н. С. Защита цепей питания от электромагнитных
импульсов // Электрическое питание. 2003. № 4.
212
Содержание
Принятые в учебном пособии сокращения.........................
Ввведение.....................................................................
Вопросы для самоконтроля..........................................
1. Преобразователи постоянного напряжения....................
1.1. Основные типы импульсных преобразователей постоянного напряжения.........................................
Вопросы для самоконтроля..........................................
1.2. Двухтактные преобразователи постоянного напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью нагрузки и питающей сети ....................
1.3. Однотактный преобразователь постоянного напряжения I рода........................................................
1.4. Статический расчет замкнутой системы ОППН I.......
1.5. Пример расчета ОППН I, работающего в режиме
стабилизации выходного напряжения.....................
1.6. Оценка динамических показателей разомкнутой
системы ОППНI при скачкообразном изменении
нагрузки ............................................................
Вопросы для самоконтроля..........................................
1.7. Модификации ОППН I с промежуточным отводом
у обмотки дросселя ..............................................
Вопросы для самоконтроля..........................................
1.8. Характеристики регулятора ОППН II.....................
1.9. Пример расчета ОППН II, работающего в режиме
стабилизации выходного напряжения.....................
Вопросы для самоконтроля..........................................
1.10. Модификации ОППН II с промежуточным отводом
у обмотки дросселя ..............................................
2. Импульсные преобразователи постоянного напряжения
в постоянное напряжение с трансформаторной связью
между нагрузкой и питающей сетью.................................
2.1. Двухтактные преобразователи постоянного напряжения в постоянное напряжение............................
2.2. Методика расчета двухтактного преобразователя,
выполненного по полумостовой схеме.....................
Вопросы для самоконтроля..........................................
2.3. Методика расчета двухтактного полномостового
преобразователя..................................................
Вопросы для самоконтроля..........................................
3
5
7
8
8
15
15
17
26
30
39
40
40
44
44
50
55
56
58
58
60
66
66
78
213
3. Прямоходовые и обратноходовые однотактные преобразователи .......................................................................... 79
3.1. Однотактный обратноходовой преобразователь........ 79
3.2. Однотактный прямоходовой преобразователь........... 81
3.3. Реальные процессы в простейшем ООП ................... 84
3.4. Выбор силового транзистора ООП по напряжению
и току................................................................. 87
3.5. Однотактный преобразователь, выполненный по
схеме косого полумоста......................................... 90
Вопросы для самоконтроля.......................................... 91
4. Методика расчета трансформаторов для импульсных
преобразователей постоянного напряжения в постоянное
напряжение, выполненных по схеме ОПП......................... 92
4.1. Определение расчетного значения величины магнитной индукции сердечника трансформатора......... 92
4.2. Вывод расчетных соотношений для определения
произведения площадей сердечника магнитопровода и окна ......................................................... 93
4.3. Учет электрических потерь, вызванных поверхностным эффектом.....................................................100
4.4. Расчет действующего значения токов цепей импульсных преобразователей.........................................103
4.5. Конструкция сердечника магнитопровода трансформатора однотактных преобразователей..............105
4.6. Типовая серия ферритовых сердечников формы Е.....107
4.7. Расчет потерь в ферритовом сердечнике магнитопровода трансформатора.......................................108
5. Методика расчета ОПП ...............................................111
5.1. Расчет трансформатора ........................................111
5.2. Расчет параметров сглаживающего фильтра............114
5.3. Выбор транзистора...............................................119
5.4. Выбор диодов VD1 и VD2.......................................121
5.5. Расчет потерь мощности и коэффициента полезного
действия ОПП......................................................122
5.6. Расчет площади радиатора транзистора...................126
5.7. Статический расчет замкнутой по напряжению системы.................................................................127
Вопросы для самоконтроля..........................................129
6. Однотактный обратноходовой преобразователь...............130
6.1. Методика расчета трансформатора обратного хода....130
214
6.2. Пример расчета однотактного обратноходового преобразователя.......................................................138
Вопросы для самоконтроля..........................................150
6.3. Схема управления................................................150
6.4. Статический расчет замкнутой по напряжению системы.................................................................154
6.5. Проверка преобразователя на устойчивость к возмущающим воздействиям.....................................156
6.6. Методика расчета входного фильтра.......................158
7. Защита преобразователя от сверхтоков и перенапряжений..........................................................................163
7.1. Защита преобразователя от сверхтока.....................163
Вопросы для самоконтроля..........................................167
7.2. Защита цепей преобразователя от электромагнитных импульсов (перенапряжений) .........................171
Вопросы для самоконтроля..........................................181
8. Справочные данные по элементной базе для импульсных преобразователей ....................................................182
8.1. Источники питания драйверов...............................182
8.2. Драйверы M57957L и M57958L..............................185
8.3. Драйверы фирмы International Rectifier .................187
8.4. Справочные данные по диодам...............................191
8.5. Справочные данные по стабилитронам кремниевым
средней мощности................................................192
8.6. Справочные данные по транзисторам . ....................193
8.7. Справочные данные по отечественным тиристорам...196
8.8. Справочные данные по конденсаторам....................197
8.9. Справочные данные по дросселям...........................206
8.10. Характеристики медных проводов для обмоток
трансформаторов и высокоомных манганиновых
проводов для электрических шунтов.......................209
Библиографический список.............................................212
215
Учебное издание
Мартынов Александр Александрович
Проектирование импульсных
полупроводниковых преобразователей
постоянного напряжения
в постоянное напряжение
Учебное пособие
Редактор А. Г. Ларионова
Компьютерная верстка Н. Н. Караваевой
Сдано в набор 21.10.11. Подписано к печати 22.12.11.
Формат 60×84 1/16. Бумага офсетная. Усл. печ. л. 13,5.
Уч.-изд. л. 13,0. Тираж 200 экз. Заказ № 636.
Редакционно-издательский центр ГУАП
190000, Санкт-Петербург, Б. Морская ул., 67
216
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
8
Размер файла
6 287 Кб
Теги
martynov, proektirovanie
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа